CN101156304A - 开关式电力转换器及其操作的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种开关式电力转换器以及操作这种转换器的方法。根据本发明的开关式电力转换器包括：变压器(2)，具有初级绕组(2a)和至少一个次级绕组(2b)；次级侧整流电路，具有输出滤波器(6，10)以及次级侧有源开关装置(S3)，其中，所述输出滤波器(6，10)耦合到所述至少一个次级绕组(2b)，所述次级侧有源开关装置(S3)耦合在所述至少一个次级绕组与所述输出滤波器之间。所述转换器还包括初级侧和次级侧控制装置(12，16，18)，用于分别调整所述初级侧和所述次级侧开关地开关，并且被配置为在所述转换器的操作的低功率模式期间用于减小所述初级侧开关装置(S1)的占空比，其中，对照所述次级侧开关(S3)的占空比来确定所述初级侧开关的占空比的减小量。这会基本上导致低功率模式下操作效率的提高。

Description

开关式电力转换器及其操作的方法

技术领域

本发明涉及电力转换领域。更具体地讲，本发明涉及一种开关式电力转换器以及操作这种转换器的方法。

背景技术

开关式电力转换器广泛地使用在电子工业中，用于将一个DC电平电压转换成用于提供到负载的另一个电压。通常，提供变压器，该变压器将初级侧上的电压源与其次级侧上的负载进行分离。使用一个或更多个电源开关在该变压器的初级侧两端对该输入DC电压进行周期性开/关操作。通过将电流开关输入到一个输出电感线圈，使得能量被存储在该输出电感线圈中，并且调整后的电压被提供给该次级侧上的负载。

次级侧上的两个二极管对次级绕组两端的进行开/关操作后的并且分离的电压进行整流，这两个二极管包括一个正激二极管、一个续流二极管，其中，该正激二极管与次级绕组串联，用于当次级绕组两端呈现正电压时将电流传导到负载；该续流二极管与次级绕组并联，用于当次级绕组两端没有电压或呈现负电压时将电流传导到负载。

为了改进这种电路的效率，已知采用开关来取代这两个整流二极管中的一个或全部，该开关例如是由控制装置进行调制的MOSFET器件。

US-A-2004/0136207公开了一种开关式电力转换器，其中，正激二极管由两个MOSFET器件取代，这两个MOSFET器件的源极连接在一起，它们的栅极也连接在一起，从而这两个器件能够被同时激活。

考虑到对较大能量效率的一般需求，期望提供一种以较大效率操作同时将与任何新的设计相关联的任何附加成本最小化的电力转换器。具体地讲，考虑到个人计算机(PC)的广泛应用，它们的电源的效率的任何小的改进能够具有显著效果。

发明内容

本发明提供了一种开关式电力转换器，所述转换器包括：

变压器，其具有初级绕组和至少一个次级绕组；

初级侧有源电源开关装置，其耦合到所述初级绕组，用于向所述初级绕组选择性地施加输入电压；

次级侧整流电路，其具有输出滤波器以及次级侧有源开关装置，其中，所述输出滤波器耦合到所述至少一个次级绕组，所述次级侧有源开关装置耦合在所述至少一个次级绕组与所述输出滤波器之间；以及

初级侧和次级侧控制装置，用于分别调整所述初级侧和所述次级侧开关的开关，并且被配置来在所述转换器的操作的低功率模式期间用于减小所述初级侧开关装置的占空比，其中，对照所述次级侧开关的占空比来确定所述初级侧开关的占空比的减小量。

即使在所谓的“待机”或当所述转换器上的负载减小时的操作的低功率模式期间，现有的电力转换器以较差的效率水平来操作。根据本发明，所述控制装置操作以减小待机模式下所述初级侧有源电源开关的占空比，将用于将能量从所述变压器的所述初级侧传递到所述次级侧所花费的时间最小化。这会基本上导致待机模式下操作效率的提高。

在实施例中，设置所述次级侧控制装置来接收表示所述初级侧开关接通的输入信号，并且产生取决于所述输入信号和所述次级侧开关的接通时间的输出信号，所述输出信号耦合到所述初级侧控制装置。

优选的是，所述转换器可操作以选择性地产生连续输出电流或不连续输出电流，其中，通过减小所述次级侧开关装置的占空比来获得所述不连续输出电流。如果所述系统用于PC电源，则通常在正常模式期间所述系统处于连续模式。在待机模式下，取决于需要的输出电源，所述系统或者处于连续模式或者处于不连续模式下。在待机模式下，当所述系统在不连续模式下操作时，所述占空比被进一步减小，从而进一步提高效率。

配置所述控制装置，从而可以在待机模式期间调整所述初级侧开关装置的占空比以使得所述初级侧开关装置的占空比基本等于所述次级侧开关装置的占空比。

在优选的实施例中，所述控制装置被设置为首先相对于正常模式下的所述转换器的操作占空比来减小待机模式下的所述转换器的操作占空比(同时保留其操作频率不变)。当在某点所述初级开关装置的接通时间段实现了用于实现所述初级主开关的零电压开关的最小时间时(通常是1到2微秒并且由所述初级控制器定义)，所述初级侧开关装置的频率被进一步减小。由于所述接通时间段保持恒定，这导致低占空比和低频率，从而给出进一步效率提高。这是因为：所述转换器的效率主要由所述变压器操作以将能量从所述初级侧传递到所述次级侧的时间所确定。

变压器的磁损失能够表达为：

P_loss＝C*f^a*ΔB^b

其中，C是常数，f是频率，B是磁场强度。a的值通常大约为1到1.5，而b通常约为2到2.5。减小所述转换器的占空比会自动地减小所述磁场强度的值。由于在公式中b大于a，所以这给出了最高的效率提高。

在一个实施例中，所述控制装置被设置来接收表示所述至少一个次级绕组两端的电压的信号，并且由其来确定所述初级侧开关装置的接通时间。当在不连续模式下时，所述初级侧有源开关的占空比取决于所述输出电流，可能需要在所述转换器电路的次级侧和初级侧之间进行连接或耦合。所述次级绕组两端电压中的正边沿变化表示所述初级侧有源开关接通，并且所述控制装置可操作以测量这个变化与所述次级侧开关装置的接通之间的时间，并且响应于这个时间段恰当地调整所述初级侧开关装置的占空比。

在另外的实施例中，电容式装置耦合在所述次级侧开关装置的漏极和接地之间。

所述控制装置可以包括波谷检测电路，所述波谷检测电路用于监测所述初级侧开关装置两端的电压，其中，所述初级侧开关装置的接通取决于其输出。当最小负载时，所述初级侧开关装置可以不接通，同时在所述初级侧开关装置两端施加零电压。因此，可以采用波谷检测电路来检测何时在所述开关两端为最小电压，从而所述开关能够在那个时间接通。不需要诸如所述初级和次级侧控制装置之间的光耦合器之类的耦合就可以实现这一点。

这个波谷检测电路还可以用于更高功率模式下，以确定所述初级主开关的接通时间。

在另外的优选实施例中，电容式装置耦合在所述次级侧开关装置的漏极和接地之间。在所述电路的操作中，所述电容器两端的电压总是正的，从而使得所述次级侧开关装置可以在任何时间接通。具体地讲，这个电容式装置的存在可以使得所述控制装置被配置来调整初级侧开关装置的开关从而使得所述初级侧开关装置的占空比小于所述次级侧开关装置的占空比。

于此描述的这种电力转换器可以特别适于包含在PC电源中，例如，提供有效的5V待机输出电源。

本发明还提供了一种操作开关式电力转换器的方法，所述转换器包括：

变压器，其具有初级绕组和至少一个次级绕组；

初级侧有源电源开关装置，其耦合到所述初级绕组，用于向所述初级绕组选择性地施加输入电压；

次级侧整流电路，其具有输出滤波器以及次级侧有源开关装置，其中，所述输出滤波器耦合到所述至少一个次级绕组，所述次级侧有源开关装置耦合在所述至少一个次级绕组与所述输出滤波器之间；以及

初级侧和次级侧控制装置，用于调整所述各个开关装置的开关，并且在所述转换器的操作的正常模式期间可操作以产生连续输出电流，

所述方法包括如下步骤：相对于高功率模式期间所述初级侧开关装置的占空比来减小低功率模式期间所述初级侧开关装置的占空比。

所述方法还可以包括如下步骤：在所述转换器操作的低功率模式期间减小所述次级侧开关装置的占空比来产生不连续的输出电流。

附图说明

现在将对照示意性附图作为例子来描述本发明的实施例和现有技术中的设置，这些附图如下：

图1示出了已知正激转换器的电路图；

图2到图4示出了在图1所示的电路的操作期间产生的示意性波形；

图5示出了占空比对输出电流的曲线图；

图6示出了根据本发明第一实施例的正激转换器的电路图；

图7示出了在图6所示的电路的操作期间产生的示例性波形；

图8A示出了根据本发明第二实施例的正激转换器的电路图；

图8B示出了在图8A所示的电路的操作期间产生的示意性波形；

图9示出了占空比对操作频率的曲线图；

图10A和10B示出了图8A所示的实施例的优选实施方式的部分的电路图；

图11示出了根据本发明第三实施例的正激转换器的电路图；以及

图12示出了在图11所示的电路的操作期间产生的示意性波形。

具体实施方式

通常使用相同的附图标记来在附图中表示改进实施例和不同实施例中相应或相似的特征部分。

图1示出了已知的电力转换器结构，特别是正激转换器。该电力转换器包括变压器2，该变压器2具有初级绕组2a和次级绕组2b。该初级绕组2a的点端耦合到输入电压源Vin，该初级绕组2a的另一端经由电源开关S1耦合到接地。

该电源开关S1包括MOSFET器件，该MOSFET器件包括耦合到该初级绕组2a的漏极端子、耦合到接地的源极端子、以及耦合到初级侧控制器12的栅极端子。该控制器12向该电源开关S1提供周期性激励信号。

在该次级侧，开关S3耦合在次级绕组2b的点端与输出电感线圈10之间。续流二极管4的阳极连接到接地，其阴极连接到开关S3与电感线圈10之间的结点J。该输出电感线圈10还耦合到输出端子，同时电容器6耦合在输出端子与接地之间。该输出电感线圈10和该电容器6形成了一个滤波器，该滤波器在该输出端子处提供相对接地的平稳DC输出电压Vout。次级侧控制器向该次级侧电源开关S3提供周期性激励信号。图1的电路以公知方式操作，以提供输出电压，并且负载7被耦合到该输出端子。

在较低负载，该电路可以从连续模式转换成不连续模式，现在，将对照图2到图5来对这一点进行描述。

图2中示出了以连续模式通过图1所示的电路的操作所产生的波形。由S1和S3指示的波形分别示出了通过从控制器12和控制器14接收到的控制信号来操作的各个开关的状态。波形“Vsec”表示变压器2的次级绕组2b两端的电压。波形“I_L”指示通过输出电感线圈10的电流。I_L的均值被标记为“Iout_av”，该“Iout_av”是通过输出端子Vout的负载计算出的。

在连续模式下，开关S1的占空比相反地取决于该输入电压Vin。在连续导电模式(CCM)下，该输出电压为：

$\mathrm{Vout}=\mathrm{\δ}*\mathrm{Vin}*\frac{\mathrm{ns}}{\mathrm{np}}$

其中，δ是该系统的占空比，np和ns分别是变压器2的初级绕组和次级绕组的数目。能够从这个公式导出该系统的占空比。

$\mathrm{\δ}=\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}*\frac{\mathrm{np}}{\mathrm{ns}}$

假定Vout和绕组的数目是常数，则该占空比与Vin成反比。在图1的系统中，开关S1的占空比与Vin成反比，从而采用开关S3，通过调节该开关S3能够实现需要的输出电压。S1的占空比将大于S3的占空比，从而不需要改变S1的占空比而通过开关S3就能够处理瞬态(突然负载增加/减少)。

从以上能够总结出：在连续模式下，该系统的占空比与输出电流无关。

当在不连续模式下进行操作时，可以产生图3所示的波形。可以看出：通过输出电感线圈的电流周期性地下降到零。

图4示出了采用两个不同的占空比在不连续模式下该电路的操作期间产生的波形，其中，较短占空比产生虚线波形。相对于由该较短占空比产生的平均输出电流Iout_av(δ2)，该较长占空比产生较大的平均输出电流Iout_av(δ1)。该平均输出电流等于通过该输出电感线圈的平均电流。由该输出电容器对通过该输出电感线圈的电流的波纹进行滤波。因此，该输出电流基本上等于恒定值。

在图4中，可以看出：当该输出电流下降时，该占空比也下降，从而该系统的占空比是输出电流Iout的函数。

在不连续模式下，开关S1的占空比(由该初级侧控制器12确定)也取决于该输出电流。作为示意，图5示出了垂直轴上的占空比δ关于输出电流的图，其中，例如，在0.9A的输出电流处发生从不连续模式到连续模式的转换。

根据本发明的实施例，对该电力转换器的控制装置进行操作以减小初级侧开关S1的占空比。例如，当提供500mW负载时，这个方法使得该转换器能够实现50％的效率或者更佳的效率。为了实现这个控制，需要在该电路的初级侧和次级侧之间进行通信。

减小S1的占空比会减小能量从初级侧传递到次级侧的时间，这会提高其效率。

图6示出了实施本发明的电力转换器的电路图。

在次级侧该控制装置包括两个调整电路，即第一调整电路16和第二调整电路18。该控制装置还包括初级侧控制器12。来自电路18的输出经由光耦器21耦合到初级侧控制器12。

该第一调整电路16可以包括例如已知电流或电压模式控制调整器。它定义了S3的占空比。图6示出的实施方式包括已知的电流或电压调整器56、比较器52以及数字AND端口54。

在该电流或电压调整器56中，该输出电压与参考电压进行比较。如果该输出电压小于需要的参考电压，则其输出为高电平。将该调整器的这个输出连接到该数字AND端口54的输入。由于S3的接通仅仅发生于该变压器的次级侧上的电压为正的条件下，所以需要这个AND端口。因此，该数字AND端口的其它输入被连接到比较器52。该比较器的输入被分别连接到次级电压Vsec和接地。当Vsec为正时，该比较器的输出为高电平。

第二调整电路18将S1的占空因素与S3的占空比进行比较(或者更加准确地讲，与根据该调整器56而将S3接通的时间进行比较；这样的优点在于：当负载突然增加时，该初级占空比迅速增加)，并且该第二调整电路18调整S1的占空比，当恰当地减小该电路的功耗时将其减小，并且在具体的操作方法中，使得S1的占空比等于S3的占空比。例如，可以以下述方式实现这一点。

该第二调整电路18测量该变压器的该次级侧上的电压。当其处于最大值时，这指示了S1已经接通。该第二调整电路从第一调整电路16接收S3控制信号，该S3控制信号指示了S3何时应该接通(由调整器56确定)。代表这两个事件之间的时间差的信号由该第二调整电路18发送到初级侧控制器12，该初级侧控制器12响应于那个信号来调整S1的占空比。

在这种设置的操作中，如果该输出电流突然增加，则当该系统在不连续模式下时该占空比需要增加。然而，在S1接通之前S3不能够接通，所以在该控制装置能够增加S3的占空比之前必须首先增加S1的占空比。这种延迟会降低该系统的瞬态响应，并且可以通过确保开关S1的占空比大于开关S3的占空比来避免这种延迟，尽管这会轻微地降低该系统的整体效率。

图7示出了在图6所示的电路的操作期间产生的示例性波形。波形“V_S1”表示开关S1两端的电压。其最大值等于输入电压Vin+Vrest，其中，该Vrest是用于复位这个变压器的该变压器两端的反向电压。

图7的波形假定S1的零电压开关(由箭头“A”指示)，当在V_S1为零时间内结合将开关S3保持打开而在初级侧使用有源箝位复位机制(未示出)时，这是可能的。控制器12内的波谷检测电路用于控制S1的接通。

当S3接通时，该变压器两端的次级侧的电压取决于该输出电流而可以临时地下降到零。在这个期间内，该电流从二极管4流到该变压器和开关S3。

操作该第二调整电路18以通过将S1的占空比减小为接近S3的占空比来减小标记为“t”的时间间隔(S1的接通和S3的接通之间)。通过监测该变压器的次级侧上的电压来估计间隔“t”的开始，并且使用峰值检测来确定该变压器的次级侧上的电压何时到达最大值，从而指示：S1已经接通(在图7中的箭头“B”表示的点处)。

为了确保在S1接通之前S1两端的电压下降到可接受电平，S1的接通时间具有最小值。这个最小值给出了用于对S1的寄生电容进行最后放电的最小磁化电流。一旦减小S1的占空比直到达到其最小接通时间(通常是1到2微秒以确保接近零电压开关)，可以通过降低操作的频率以及保持这个最小接通时间来进一步降低该电路的效率，这是因为这会导致占空比的进一步减小。

图8A示出了示出本发明的第二实施例的电路图。它提供了用于改进该系统的瞬态响应的装置。

在图8A中，将更加详细地示出在图6中示意性示出的开关S3。具体地讲，整流二极管串联到变压器2的次级绕组2b的点端，并且MOSFET开关装置Sb串联地耦合到二极管和输出电感线圈10。Sb的漏极连接到该二极管，其源极连接到该电感线圈，其栅极连接到第一和第二调整电路16和18。

电容器24连接到二极管22与开关Sb之间的结点“K”和接地。在该电路的操作期间，该电容器两端的电压总是正的，这是因为：当该变压器的次级侧的电压为正时，该电容器两端的电压将被充电，另外当该变压器的次级侧的电压为负时，由于该二极管22对放电的阻挡使得该电容器两端的电压不会被放电。这使得该开关Sb在任何时间都保持接通，因为如果需要该负载会经由开关Sb从该电容器吸收电流。

为了将该电容器24的尺寸(及其成本)最小化，该二极管22和开关Sb应该同时导通。因此，Sb和S1的占空比应该被连续同步。这确保了大多数的输出电流由该变压器进行传递而非来自该电容器。在一些情况下，当存在电容器24时可以优选地将S1的占空比减小为小于Sb的占空比。

采用电容器24的另一优点在于：在稳定状态条件下，仅仅当其电压达到某高电平时，在该变压器的次级侧上吸收电流。这确保了当其两端的电压达到最小值时S1被接通。

电容器24的存在意味着S1的占空比没有必要被精确测量。例如，采用一种更加成本有效的方法(相对峰值检测)，通过使用电平检测器来执行这个估计，如图8B所示。

图6的系统需要峰值检测器，如图7的波形所示。这是因为：需要确切地知道何时开关S1接通。尽管峰值检测器是实际可行的，但是与电平检测器相比可能实现起来更加复杂。

当使用图8A的电容器时，S1接通的时间不需要被准确地知道，这是因为：S1与S3(或图8A中的Sb)之间的定时中的任何“不匹配”能够由该电容器进行补偿。如果例如在S1接通之前将Sb接通，则Sb将从该电容器吸收电流，并且一旦S1接通，则该电容器被再次充电。

由于S1的接通时间不需要被确切地知道，所以能够对其进行估计。当这个开关两端的电压最小时，即当该次级侧上的电压达到其最大值时，S1被接通。通过监测该次级电压以检测何时该次级电压会达到图8B中的“D”所指示的某一电平(10V)并且通过允许其后的预定时间Δt来估计这个事件的时间，其中，该Δt是Vsec从电平D达到其最大值所花费的时间的估计。这识别了图8B中的“E”指示的时间。可以通过使用比较器和延迟电路来实现这个方案，其中，该比较器和延迟电路没有峰值检测器复杂但是比它可靠。

此外，由于电容器24的存在，Sb的接通对在S1的接通时S1两端的电压几乎不会产生任何影响。

作为例子，图10A和10B示出了采用电平检测器电路的图8A的第二调整电路18的可能实现方式。开关S4的接通和断开时间与开关S3的接通和断开时间相同。

比较器30的正输入连接到该次级绕组2b的点端。其负输入连接到参考电压，例如在图中示为10V。比较器30的输出用于控制开关28的操作。该比较器30经由延迟电路31耦合到该开关，该延迟电路31延迟比较器30的输出的正边沿(而非其负边沿)。两个电流源32和34在开关S4与开关28之间串联。电源(未示出)连接到开关S4的另一端。电容器36与电流源34和开关28并联。电压-电流转换器38连接在电流源32、34的中点与该光耦合器21之间。

在该变压器2的次级侧上的电压为正(即，在这个例子中大于10V)的相同时间段(减延迟ΔT；处于稳定状态时间t＝0)内Sb(S4)处于接通，该电容器36上的电压处于稳定状态。如果该输出电流随后增加，则Sb的占空比(S4的占空比)也将增加。该电容器两端的电压将增加。结果，通过该光耦合器的电流也增加并且经由电压-电流转换器38流入该初级侧。初级侧控制随后将增加开关S1的占空比。因此，该变压器的次级侧为正的时间将增加，从而由于现在开关28长时间处于接通所以该该电容器两端的电压将再次减小，直到建立了新的稳定状态。如果该输出电流减小，则这些变化是相反的。

如图9所示，当次级侧控制器确定该初级侧占空比(δ)不得不减小时，如上所讨论的通过该光耦合器的电流减小。结果，由图9中的点a和点b之间的线所指示的，该初级侧控制器将首先减小开关S1的接通时间。由于在该时间段接通时间被减小，该占空比由此被减小并且频率保持恒定。

一旦在该初级侧上检测到最小接通时间，则在通过该光耦合器件的电流被进一步减小时该初级侧控制器随后将增加开关S1的断开时间。这会导致较小的占空比和较小的频率，由b和c之间的线所指示。一旦该初级侧控制器检测到该最小频率，则它停止减小其占空比以避免进入音频频谱。

当在开关S1接通时刻测量初级主开关S1两端的电压并且该初级主开关S1两端的电压用于适应初级主开关占空比时，能够省去图8A中的该次级控制电路18。如前所述，在S1之前次级开关Sb能够被接通。需要的输出电流随后由电容器24进行传送。结果是：当通过波谷检测来接通开关S1时，在那个特定时刻其电压取决于该电容器的放电量。当该初级主开关接通时该电容器的放电导致该初级主开关两端更高的电压。这个更高的电压能够被检测到并且用于增加该初级主开关的占空比。

图11示出了本发明的另一实施例。第一调整电路16包括电压-电流转换器40。该电力转换器电路的输出(Vout)连接到转换器40的负输入，并且参考电压例如5V连接到其正输入。该转换器40的输出经由光耦合器件21耦合到该初级侧控制器12并且定义S1的占空比。

图12示出了由图11所示的电路的操作所产生的波形。当波谷检测感测到S1两端的电压下降到最小值(点“K”)时，S1接通。控制器18经由应用到信号Vsec(点“L”)的峰值检测来检测何时初级开关S1接通。在点L之后的短时间t(可以是零)，控制器18接通Sb。通过测量Vout与参考电压(例如，图11所示的5V)之间的差而由控制器16定义S1的占空比。

通过阅读本公开，本领域技术人员应该明白其它变型和修改。这些变型和修改可以涉及本领域中已知的并且可以被利用以替代于此描述的特征的等价物和其它特征。

尽管在本申请中已经将权利要求阐述为特征的特定组合，但是应该明白，本发明的范围还包括任何新颖特征或者明确地或暗含地或概括性地于此公开的特征的新颖组合，而无论它是否涉及与在任何权利要求中所述的发明相同的发明，无论它是否解决与本发明所解决的技术问题相同的任何或所有技术问题。

在各个实施例的文本中所述的特征还可以组合在单一实施例中。相反，为简洁描述于单一实施例的文本中的各个特征还可以单独提供或以任何适合的子组合方式进行提供。因此，申请人给出通知：在本申请或从本申请衍生出的任何另外申请的审查期间，新的权利要求可以阐述为这些特征和/或这些特征的组合。

Claims (12)

1.一种开关式电力转换器，所述转换器包括：

变压器(2)，其具有初级绕组(2a)和至少一个次级绕组(2b)；

初级侧有源电源开关装置(S1)，其耦合到所述初级绕组，用于向所述初级绕组选择性地施加输入电压(Vin)；

次级侧整流电路，其具有输出滤波器(6，10)以及次级侧有源开关装置(S3)，其中，所述输出滤波器(6，10)耦合到所述至少一个次级绕组(2b)，所述次级侧有源开关装置(S3)耦合在所述至少一个次级绕组与所述输出滤波器之间；以及

初级侧和次级侧控制装置(12，16，18)，用于分别调整所述初级侧和所述次级侧开关的开关，并且被配置为在所述转换器的操作的低功率模式期间用于减小所述初级侧开关装置(S1)的占空比，其中，对照所述次级侧开关(S3)的占空比来确定所述初级侧开关(S1)的占空比的减小量。

2.如权利要求1所述的转换器，其中，所述转换器可操作以选择性地产生连续输出电流和不连续输出电流，其中，通过减小所述次级侧开关装置(S3)的占空比来获得所述不连续输出电流。

3.如权利要求1或2所述的转换器，其中，所述初级侧和次级侧控制装置(12，16，18)被配置为相对于所述高功率模式期间的所述转换器的操作频率而减小所述低功率模式期间的所述转换器的操作频率。

4.如上述任何一个权利要求所述的转换器，其中，所述次级侧控制装置(16，18)被设置来接收表示所述初级侧开关(S1)接通的输入信号，并且产生取决于所述输入信号和耦合到所述初级侧控制装置(12)的所述次级侧开关(S3)的接通时间的输出信号。

5.如权利要求4所述的转换器，其中，所述次级侧控制装置(16，18)被设置来接收表示了所述至少一个次级绕组(2b)两端电压的信号，并且由此确定所述初级侧开关装置(S1)的接通时间。

6.如上述任何一个权利要求所述的转换器，其中，电容式装置(24)耦合在所述次级侧开关装置(S3)的漏极和接地之间。

7.如上述任何一个权利要求所述的转换器，其中，所述初级侧控制装置(12)包括波谷检测电路，所述波谷检测电路用于监测所述初级侧开关装置(S1)两端的电压，其中，所述初级侧开关装置的接通时间取决于其输出。

8.如上述任何一个权利要求所述的转换器，其中，所述初级侧和所述次级侧控制装置(12，16，18)被设置来调整所述初级侧开关装置(S1)的占空比，从而使得在所述低功率模式期间所述初级侧开关装置(S1)的占空比基本上等于所述次级侧开关装置(S3)的占空比。

9.如权利要求6或7所述的转换器，其中当依据权利要求6时，所述初级侧和次级侧控制装置(12，16，18)可操作以调整初级侧开关装置(S1)的开关，从而使得所述初级侧开关装置(S1)的占空比小于所述次级侧开关装置(S3)的占空比。

10.一种PC电源，所述PC电源包括一个任何上述权利要求的电力转换器。

11.一种操作开关式电力转换器的方法，所述转换器包括：

变压器(2)，其具有初级绕组(2a)和至少一个次级绕组(2b)；

初级侧有源电源开关装置(S1)，其耦合到所述初级绕组，用于向所述初级绕组选择性地施加输入电压(Vin)；

次级侧整流电路，其具有输出滤波器(6，10)以及次级侧有源开关装置(S3)，其中，所述输出滤波器(6，10)耦合到所述至少一个次级绕组(2b)，所述次级侧有源开关装置(S3)耦合在所述至少一个次级绕组与所述输出滤波器之间；以及

初级侧和次级侧控制装置(12，16，18)，用于调整所述各个开关装置的开关，

所述方法包括如下步骤：

相对于所述转换器操作的高功率模式期间所述初级侧开关装置(S1)的占空比来减小低功率模式期间所述初级侧开关装置(S1)的占空比，其中，对照所述次级侧开关(S3)的占空比来确定所述初级侧开关(S1)的占空比的减小量。

12.如权利要求11所述的方法，包括如下步骤：

在所述转换器操作的低功率模式期间减小所述次级侧开关装置(S3)的占空比来产生不连续的输出电流。

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