CN112292805A - 开关模式电源转换器 - Google Patents

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Abstract

一种开关模式电源转换器(22)包括连接到第一开关元件(M1)和第二开关元件(M2)的电感器(L1)、连接到第二开关元件(M2)的电容器(C2)以及变压器(Tr)。控制电路(41)被配置为以第一占空比和第二占空比来控制第一开关元件和第二开关元件，使得当一个开关元件导通时，另一个开关元件不导通，并且根据输入电压(Vin)来确定占空比。转换器还被配置为连续地检测指示从输入电压汲取的负载电流的瞬时值的信号(Vcurr)；并且控制电路还被配置为在开关频率的每个周期中根据检测到的信号来确定占空比。以这种方式，以数量更少的部件和低成本实现了功率因数校正。

Description

开关模式电源转换器
技术领域
本发明涉及一种开关模式电源转换器，其包括连接到第一开关元件和第二开关元件的电感器、连接到第二开关元件的电容器以及变压器。本发明还涉及包括开关模式电源转换器的电源以及致动器系统。
背景技术
许多电气系统和电子系统由电源供电，该电源将来自例如市电AC供电网的电力转换成例如适于被电气系统或电子系统的组件使用的DC电压电平。此类系统的示例是包括一个或多个线性致动器的致动器系统。此类电源可以以不同的方式实现。
基于形式为整流桥的整流器和用于平滑电压的电容器以及变压器的线性电源非常鲁棒并可靠，但它们又笨重，体积又大，并且效率相对低。
开关模式电源由于通常在30-100kHz范围内的工作频率而具有较高效率和显著较小的磁路。开关模式电源存在于不同的电路拓扑中，诸如反激转换器、升压转换器、降压转换器、SEPIC和正向转换器。
在授予Linak A/S的WO 2013/004232中已经描述了开关模式电源的另一个示例。在这种电源中，来自市电供电的AC电压在桥式整流器中进行整流，并且在作为输入电压馈送到转换器之前在电容器中缓冲。转换器包括电感器、两个可控开关元件(例如MOSFET晶体管)、电容器和变压器。电感器连接在输入端子和连接点之间，并且其中一个开关元件在连接点和另一个输入端子(例如接地端子)之间。另一个开关元件连接在连接点和电容器之间，电容器的另一端接地。变压器的初级绕组连接在连接点和输入端子之一之间。在次级侧，对电压进行整流并且将其在至少一个缓冲电容器中缓冲。控制电路控制两个开关元件彼此相反地工作，即，当其中一个接通时，另一个断开。根据输入电压来控制开关元件的占空比，从而可以将输出电压保持为独立于输入电压而基本恒定。换言之，电源自动调整其自身以在不同的市电AC电源电压上操作，诸如在日本使用的100V和在欧洲使用的230V。典型的开关频率可以是50kHz。
这是使用少量组件的相对简单的开关模式转换器，因此也导致低生产成本。另外，它是非常鲁棒且可靠的构造，并且其在大的输入电压范围内维持基本恒定的输出电压的能力允许其在全球范围内使用，而无需改变组件或使用机械开关来适应不同的市电电压。
但是，近年来，对功率因数校正的需求在增长，对于这种类型的电源也是如此。
如上面所提到的，在所述电源中以及在大多数其它开关模式电源中，来自市电的AC电压在桥式整流器中进行整流，并且在其作为输入电压馈送到转换器之前在电容器中缓冲。这意味着电源仅在输入波形的峰处(在该处瞬时AC电压超过电容器两端的电压)以短脉冲的形式从AC市电汲取电流。在AC周期的其余部分中，电容器向转换器提供能量，因此每个电流脉冲必须包含足够的能量以维持负载直到下一个峰。因此，从AC市电汲取的电流的波形将失真为由这些电流脉冲组成，而不是具有与电压对应的正弦波形状。换言之，电源的输入电流在市电电压的基本频率(即，50Hz或60Hz)的谐波处将具有大量的能量。因此，由于仅电流的基本分量产生有功功率，而其它谐波产生视在功率，因此功率因数将是低的。
低功率因数在公用线路上产生额外的负载，这对于电力公司来说是个特殊的问题，因为它们无法通过添加简单的电容器或电感器来补偿谐波电流。它还增加建筑物布线和公用变压器的发热，并且在一些应用中会造成稳定性问题，并造成对由同一电源供电的其它设备的干扰。另外，现在世界各地的许多法规标准都对AC输入电流的谐波设置了限制。
理想情况下，电源应当呈现模拟纯电阻器的负载，以使设备汲取的无功功率为零。在没有输入电流谐波的情况下，电流将是输入电压的理想复制，即正弦波，并且与之同相。
已知几种改变由电源汲取的电流的波形以改善功率因数的方式。对输入电流进行整形的过程通常称为功率因数校正，其目的是增加功率因数并减少谐波含量。
控制谐波电流的一种相对简单且众所周知的方法是所谓的无源功率因数校正，其中使用仅使线路频率(50Hz或60Hz)处的电流通过的滤波器。该滤波器可以由电容器或电感器组成，并且它使电源看起来更像线性负载。作为示例，布置在桥式整流器和缓冲电容器之间的一个电感器可以在某种程度上增加功率因数。适当的电感器可以减小电流的峰并及时将电流充分散布，以充分降低谐波，从而满足规定。无源功率因数校正的缺点是它要求大的电感器或电容器，但是在对电感器的大尺寸及重量(由于其铁芯和铜绕组)并无异议的一些电源中，可以使用该方法。另外，可能难以设计适于不同市电AC供电电压(诸如在日本使用的100V和在欧洲使用的230V)的电感器。因此，常常可能需要根据市电电压电平而在两个电感器之间切换的电压范围开关。而且，在实践中，无源功率因数校正常常在改善功率因数方面不太有效，并且滤波器通常非常昂贵。
还已知有源功率因数校正，其中使用电力电子器件来改变由电源汲取的电流的波形以改善功率因数。在有功功率因数校正的最常见示例中，在桥式整流器和缓冲电容器之间插入电流调节型升压转换器。以对输入电流进行整形以使其与输入电压波形匹配的方式来控制该升压转换器，从而尝试使其在汲取与市电电压同相且处于相同频率的电流的同时在其输出到缓冲电容器的输出端维持恒定的DC电压。在缓冲电容器之后，另一个开关模式转换器从缓冲电容器上的电压产生期望的输出电压。缓冲电容器上的电压中不可避免会有一定的纹波，但这通常可以由其它开关模式转换器处理。这种方法可以校正功率因数，并且与无源功率因数校正相比，它允许更便宜和更小的无源组件。但是，因为其要求附加的半导体开关和控制电子器件，所以增加了完整电源的复杂性和成本。实际上，这是个两阶段解决方案，其中使用两个分离的开关模式转换器而不是一个，这当然会增加复杂性和成本。
发明内容
因此，本发明的实施例的一个目的是提供一种简单、鲁棒且可靠的开关模式电源转换器，其能够对于大范围的输入电压提供基本恒定的输出电压，其中该转换器使用少量的组件并具有低生产成本，并且其中转换器可以同时校正转换器的功率因数而无需使用大且重的电感器，也避免了使用两个分离的转换器来校正功率因数的两级电源的相当大的复杂性和成本。
根据本发明的实施例，此目的是在一种开关模式电源转换器中实现的，该开关模式电源转换器用于将转换器的初级侧的输入电压转换成转换器的次级侧的输出电压，所述开关模式电源转换器包括：第一电感器，连接在用于所述输入电压的第一输入端子与连接点之间；第一电可控开关元件，连接在所述连接点和用于所述输入电压的第二输入端子之间；第二电可控开关元件，连接在所述连接点与第一电容器之间，第一电容器的另一端连接到用于所述输入电压的所述第二输入端子；变压器，具有初级绕组和次级绕组，其中所述初级绕组连接在所述连接点与用于所述输入电压的所述第一输入端子和第二输入端子之一之间；输出电路，连接到所述次级绕组并且被布置为对存在于所述次级绕组上的电压进行整流，并且将经整流的电压在连接到用于所述输出电压的第一输出端子和第二输出端子的至少一个缓冲电容器中缓冲；以及控制电路，被配置为以开关频率生成控制信号，用于以第一占空比控制所述第一电可控开关元件并且以第二占空比控制所述第二电可控开关元件，使得当所述电可控开关元件之一导通时，另一个电可控开关元件不导通，其中控制电路还被配置为根据输入电压来确定所述第一占空比和第二占空比。当转换器还被配置为连续地检测指示由转换器从所述输入电压汲取的负载电流的瞬时值的信号，并且控制电路还被配置为在开关频率的每个时间周期中根据连续检测到的指示负载电流的瞬时值的信号来确定所述第一占空比和第二占空比时，该目的得以实现。
当根据实际的瞬时负载电流连续地调节转换器的开关元件的占空比时，负载电流本身也将被调节为与输入电压的波形成比例的波形。利用负载电流的这个波形，减少了电流中的谐波含量，从而校正了功率因数。这种功率因数校正无需大且重的电感器(如无源功率因数校正那样)就可以实现，并且组件数量减少(相比于使用两个分离的转换器来校正功率因数的两级电源)。因此，生产成本也大大降低。
在实施例中，所述第一电可控开关元件和第二电可控开关元件中的每一个包括场效应晶体管。
变压器的初级绕组可以包括所述第一电感器。以这种方式，转换器可以用非常少的组件来实现。可替代地，变压器的初级绕组的一端可以连接到用于所述输入电压的所述第二输入端子，并且初级绕组的另一端通过第二电容器连接到所述连接点。
在实施例中，控制电路被配置为在开关频率的每个时间周期中与控制信号成比例地确定所述第二占空比，该控制信号是与输入电压成比例的第一部分和与连续检测到的指示负载电流的瞬时值的信号成比例的第二部分之和。
控制电路还可以被配置为调整所述第一占空比和第二占空比以补偿由于转换器递送的负载电流引起的输出电压降低。以这种方式，实现更好地调节输出电压。在实施例中，当转换器还包括被配置为检测所述输出电压并根据所述检测到的输出电压生成经低通滤波的反馈信号的反馈电路，并且控制电路还被配置为根据所述经低通滤波的反馈信号来确定所述第一占空比和第二占空比时，就可以实现这一点。
输出电路可以包括第三电容器、第一二极管、第二二极管和缓冲电容器，其中第三电容器连接在次级绕组的一端与第一二极管的阴极之间；第一二极管的阳极连接到次级绕组的另一端并连接到用于所述输出电压的第一输出端子；第二二极管的阳极连接到第一二极管的阴极，并且其阴极连接到用于所述输出电压的第二输出端子；并且缓冲电容器连接在用于所述输出电压的第一输出端子和第二输出端子之间。通过使用仅具有一个缓冲电容器的输出电路，避免了由输入电压的波形造成的缓冲电容器之间的高电流。
电源可以包括桥式整流器和如上所述的开关模式电源转换器。以这种方式，电源受益于电路的所述优点。
致动器系统可以包括：至少一个如上所述的电源；至少一个线性致动器，连接到所述电源并由所述电源供电，每个线性致动器包括可逆DC电马达；由所述可逆DC马达驱动的主轴；以及主轴螺母，安装在主轴上并且被固定以防止旋转，所述主轴螺母被布置为在两个端部位置之间移动；控制器；以及至少一个驱动器电路，被配置为在控制器的控制下驱动至少一个线性致动器。以这种方式，致动器系统也受益于所描述的优点。
附图说明
现在将在下面参考附图更全面地描述本发明的实施例，附图中
图1示意性地示出了线性致动器的示例，
图2示出了致动器系统的示例，其中线性致动器由电源供电，
图3示出了已知的开关模式电源转换器的示例，
图4示出了图3的转换器中的电压和电流的波形的示例，
图5a和图5b示出了可以如何根据输入电压来控制图3的转换器的占空比的示例，
图6示出了图3的转换器中的电压和电流的波形的另一个示例，
图7图示了可以如何与图5a和图5b不同地控制图3的转换器的占空比，
图8示出了图3的开关模式电源转换器的修改版本的示例，
图9示出了图8的转换器中的电压和电流的波形的示例，
图10示出了图8的转换器中的电压和电流的波形的另一个示例，
图11示出了当输入电压维持在两个不同的电平时图3和图8的转换器的输入电压、占空比、负载功率和初级侧负载电流与时间的关系，
图12示出了用于图3和图8的转换器的控制电路的示例，
图13示出了当向转换器供给经整流的正弦形电压时图3和图8的转换器的输入电压、占空比、负载功率和初级侧负载电流随时间的波形，
图14示出了根据本发明的用功率因数校正进行了修改的图8的转换器，
图15示出了根据本发明的用功率因数校正进行了修改的图3的转换器，
图16示出了用于图14和图15的转换器的控制电路的示例，
图17示出了图14和图15的转换器的输入电压、占空比、负载功率和初级侧负载电流随时间的波形，
图18示出了用反馈电路进行了修改的图14的转换器，该反馈电路用于调节输出电压以补偿由负载电流造成的电压降，
图19示出了用在图18的转换器中的反馈电路，
图20a和图20b示出了可以如何根据输入电压来控制图18的转换器的占空比的示例，
图21示出了图18的转换器的输入电压、占空比、负载功率和初级侧负载电流随时间的波形，
图22示出了用于调节输出电压以补偿由负载电流造成的电压降的替代电路，以及
图23示出了具有修改后的输出电路的图18的转换器。
具体实施方式
图1示意性地示出了线性致动器1的示例。线性致动器1包括可逆电马达2、通常具有多个级的传动或减速齿轮3、具有螺纹5的主轴4、与螺纹5啮合的主轴螺母6以及管状激活元件7。在激活元件7的端部处，布置有用于将线性致动器1安装到例如携带元件的安装支架8。主轴螺母6被固定以防止旋转。在一些线性致动器中，主轴螺母直接连接到例如携带元件而不使用激活元件。当主轴4被马达2旋转时，主轴螺母6沿着主轴4移动，从而将旋转变换为主轴螺母6和/或致动元件7在两个端部位置之间的线性移动。注意，对于一些马达类型，可逆电马达2可以直接驱动主轴4，从而可以避免变速器3。虽然可以使用其它类型的电马达，但是可逆电马达2通常是可逆DC电马达。
通常，线性致动器用在由控制箱控制的致动器系统中。这种致动器系统10的示例在图2中示出。线性致动器1经由电缆12连接到控制箱13，该控制箱13至少包括电源14、控制器15和用于线性致动器1的驱动电路16。驱动电路16和线性致动器1之间的电缆12的长度可以长达两米或更多。驱动电路16(以及因此还有致动器1的电马达2)由来自控制器15的控制信号控制。通常，控制器15包括微型计算机。控制箱13通常放置在其上使用线性致动器1的装备上。这种装备可以表示若干不同应用中的任何一种，诸如卡车、农业机械、工业自动化装备、医院和护理床、休闲床和椅子、桌子或其它高度可调的家具，以及其它若干类似的应用。电源14通常通过电力电缆17连接到市电AC电源网。最后，控制箱13连接到遥控器18，从而允许线性致动器1的操作由致动器附近的人来控制。遥控器18和控制箱13之间的连接可以是如图2中所示的有线连接，但是也可以使用无线通信系统，诸如无线电链接或红外链接。
线性致动器1的电马达的速度可以通过调整供应给马达的DC电压电平来控制，或者可以通过使用脉宽调制(PWM)来控制，其中替代地通过调整脉宽调制的占空比来控制马达速度。
线性致动器的电马达的电流消耗当然取决于致动器所携带的负载，但通常将在高达5A的范围内。控制箱也可以被配置为控制具有多个线性致动器的致动器系统。作为示例，致动器系统可以具有三个线性致动器，这三个线性致动器由一个控制箱控制，该控制箱包括电源14、控制器15(如图2中所示)和针对每个线性致动器的驱动器电路。每个驱动器电路(以及因此还有致动器的电马达)由来自控制器15的控制信号单独控制，这意味着一些或所有的致动器马达可以同时运行。因此，在这种情况下，电源14必须能够递送高达15A，或者如果由一个控制箱驱动更大数量的线性致动器，则必须能够递送甚至更多。
电源14可以以不同方式实现。它可以是基于形式为整流桥的整流器和用于平滑电压的电容器以及变压器的常规电源。这样的电源非常鲁棒和可靠，但是它们又重，体积又大，并且效率相对低。可替代地，可以使用开关模式电源，由于其工作频率通常在30-100kHz范围内，因此开关模式电源具有较高的效率和显著较小的磁路。开关模式电源存在于不同的电路拓扑中，诸如反激转换器、升压转换器、降压转换器、SEPIC和正向转换器。
作为开关模式电源的示例，图3示出了用已在WO 2013/004232中描述的转换器20实现的电源14的图。来自市电供电的AC电压在桥式整流器D1中被整流，并且在作为转换器20的输入电压Vin馈送到转换器20之前在电容器C1中缓冲。世界各地的AC市电供电电压不同。考虑到容差，电压电平可以在大约90V至大约264V的范围内。电容器C1上的经整流的电压高1.41倍，因此可以在大约125V至375V之间的范围内。
到转换器20的输入电压Vin被施加到一对输入端子，并且其输出电压Vout从一对输出端子递送。在本文中，“端子”一词是指转换器连接到或可以连接到其它电路系统的点。
转换器20包括电感器L1、两个可控开关元件(在此以两个MOSFET晶体管M1和M2的形式示出)、两个电容器C2和C3以及具有初级绕组L2和次级绕组L3的变压器Tr。注意，代替于MOSFET晶体管M1和M2，可以使用其它类型的可控开关元件(例如双极晶体管)。在次级侧，次级绕组L3通过两个二极管D2和D3连接到两个电容器C4和C5。示出了两个MOSFET M1和M2及其内置的体二极管。脉宽调制控制电路21控制两个MOSFET M1和M2彼此相反地操作，即，当其中一个接通时，另一个断开。可以插入小的死区，以防止它们同时接通。脉宽调制的占空比由控制电路21控制。占空比DM1是周期T中的MOSFET M1接通的分数或百分比。由于两个MOSFETM1和M2被控制为彼此相反地操作，因此占空比DM2(即，周期T中的MOSFET M2接通的分数或百分比)是100％-DM1。典型的调制频率可以是50kHz，与20μs的周期T对应。
图4示出了当转换器操作时转换器20的电路中的电压和电流的波形的示例。在该示例中，输入电压Vin为375V，占空比DM1为25％。在操作期间，电容器C2将被充电到电压VC2，如将描述的，电压VC2高于输入电压Vin。首先，描述当转换器20无负载(即，没有在转换器的次级侧汲取负载电流)时的操作。这种情况在图4的左侧示出。图3中的点A的电压VA将在MOSFET M1接通时的零(接地)与MOSFET M2接通时的VC2之间变化。平均而言，电压VA等于输入电压Vin，因此，图4中的两个阴影区域相等。因此，在这种情况下，电压VC2将为500V。
电感器L1中的电流IL1由公式V＝L dI/dt确定，其中L是电感器L1的自感，V是电感器上的电压。因此，如图所示，当MOSFET M1接通时，IL1将增加，而当MOSFET M2接通时，IL1将减小。由于转换器无负载，因此IL1的平均值将为零，因此它将在MOSFET M1接通的时段的中间以及MOSFET M2接通的时段的中间改变符号。注意，如果电压VA的平均值不等于输入电压Vin(即，如果图4中的两个阴影区域不相等)，那么电感器L1两端的平均电压不会为零，由此电流IL1的平均值将根据差的符号而增加或减小。
电容器C3上的电压将等于Vin，因此，点B的电压VB(也是变压器Tr的初级绕组L2上的电压)在MOSFET M1接通时将为-Vin而在MOSFET M2接通时将为VC2-Vin。当Vin＝375V时，VB将因此在-375V和125V之间切换。变压器Tr可以被视为理想变压器，具有与其初级绕组并联的电感。这个电感表示变压器的励磁电流。因此，变压器的初级绕组L2中的电流IL2将是并联电感器中的励磁电流IL2,mg与理想变压器的初级绕组中的负载电流IL2,Id之和。如图4中所示，励磁电流IL2,mg将与IL1相似地增大和减小，而只要转换器无负载，负载电流IL2,Id就为零。当MOSFET M1接通时，电流IM1将为IL1-IL2，并且类似地，当MOSFET M2接通时，电流IC2将为IL1-IL2。
当转换器20在次级侧加载时，负载电流IL2,Id将在理想变压器的初级绕组中流动。这种情况在图4的右侧示出。这个电流的波形由初级绕组两端的电压(即，VB)确定，并且电流IL2现在将是励磁电流IL2,mg与这个负载电流IL2,Id之和。结果是IL1的平均值现在将增加到表示从输入电压Vin汲取的负载电流的值Iload。Iload的值取决于次级负载，即，它与次级侧的负载电流成比例。但是，如下面看到的，它还取决于输入电压Vin。
当然，转换器20的次级侧的输出电压Vout取决于变压器Tr的匝数比。作为示例，如果匝数比为12.5:1，那么电容器C4将充电至10V并且电容器C5将充电至30V，使得总输出电压Vout为40V。如果输入电压Vin保持近似恒定(这是通常情况)，那么占空比也可以维持在相同的值，这导致输出电压近似恒定。如果想要从相同的输入电压得到不同的输出电压，那么可以相应地调整占空比。
在许多情况下，输入电压Vin会发生变化，或者有不同的输入电压电平，例如，当应当能够从欧洲市电AC供电网以及从美国市电AC供电网供电时。如上面所提到的，输入电压Vin通常将在125V至375V的范围内。在那种情况下，可以根据输入电压Vin调整占空比，如图3中所示，其中Vin被示为控制电路21的输入信号。图5a中图示了其示例，其中占空比DM1从0V输入电压处的100％线性调整到最大输入电压(此处设置为500V)处的0％。因此，在这个范围内的任何输入电压处，占空比DM1被确定为DM1＝(1-Vin/500V)·100％。如上面所提到的，由于两个MOSFET M1和M2被控制为彼此相反地操作，因此占空比DM2为100％-DM1，因此将占空比DM2确定为DM2＝(Vin/500V)·100％。这在图5b中示出。可以看出，当以这种方式调整占空比时，电容器C2处的电压VC2将独立于输入电压而维持在500V。这意味着对于输入电压Vin的不同值，变压器Tr的初级绕组L2上的电压的幅度和转换器的次级侧处的输出电压Vout也维持恒定。
这在图6中示出，图6示出了与图4的波形对应的波形，但是在根据图5a的输入电压Vin＝125V以及占空比DM1＝75％的情况下。可以看出，电容器C2处的电压VC2维持在500V，并且表示从输入电压Vin汲取的负载电流的值Iload现在比图4中高三倍，这与现在应当从125V而不是375V的输入电压递送相同量的功率的事实一致。因此，当转换器的次级侧的负载保持恒定时，初级侧的负载电流将与输入电压成反比地改变。还应该注意，在这种情况下，电容器C4将被充电至30V并且电容器C5将被充电至10V，因此总输出电压Vout仍为40V。
如上面所提到的，控制占空比的一种方式是线性地调整它，如图5a和图5b中所示。当看图4和图6时，应该注意，在那种情况下，当根据图5a和图5b根据输入电压Vin调整占空比时，电压VA的波形中的两个阴影区域的大小将始终相等。
但是，也可以对占空比进行不同的调整，但是两个阴影区域的大小仍然需要相等。因此，可以看出，如果在将输入电压Vin维持在给定值(例如，图4中的375V)的同时改变占空比DM1，那么图4中的下部阴影区域的大小将相应地改变，因此，上部阴影区域的大小也必须改变。因此，可以看出，电容器C2处的电压VC2将与占空比DM1成比例地改变。这也在图7中示出，其中可以沿着Vin＝375V的垂直线调整占空比。因此，作为示例，可以看出，如果Vin＝375V处的占空比从25％增加到37.5％，那么电容器C2处的电压VC2将从500V改变为600V，因为从Vin＝0V处100％经过这个点的线在600V处与x轴相交。
类似地，可以看出，如果在将占空比维持在给定值的同时改变输入电压Vin，那么电容器C2处的电压VC2将与输入电压Vin成比例地改变。这也在图7中示出，其中占空比可以沿着DM1＝25％的水平线进行调整。
因此，电容器C2处的电压VC2将总是由输入电压Vin和所选择的占空比来确定。如果改变这些参数之一，那么VC2将相应地改变。
图8示出了具有不同实施例的转换器22的电源14的图。看图3、图4和图6可以看出，变压器Tr的初级绕组L2两端的电压VB与电感器L1两端的电压相同。因此，电感器L1可以代替L2用作变压器Tr的初级绕组。以这种方式，可以节省一个电感器和电容器C3，而不会影响电路的功能。这在图8中示出，其中变压器Tr具有初级绕组L1和次级绕组L3。如所提到的，图8的转换器22的功能与图3的转换器20的功能相同。对于Vin＝375V和Vin＝125V，当转换器操作时转换器22中电压和电流的波形分别在图9和10示出。就像图3的转换器20的情况一样，可以看出，当转换器的次级侧的负载保持恒定时，在根据图5a和图5b来调整占空比的前提下，转换器22的初级侧的负载电流将与输入电压成反比地改变。
当转换器的次级侧的负载保持恒定时转换器20或22的初级侧的负载电流将与输入电压成反比的事实在图11中示出，该图示出了当输入电压Vin分别维持在375V和125V时输入电压Vin、占空比DM1和DM2、负载功率Pload和初级侧负载电流Iload与时间t的关系。当然也可以对于这些电压值之间的任何其它输入电压示出这些值。
脉宽调制控制电路21可以以许多不同的方式实现。该电路可以以固定调制频率操作并且根据输入电压Vin改变占空比，或者调制频率以及占空比可以是可变的。图12中示出的控制电路21的一个示例是基于耦合为反相积分器的运算放大器31。放大器31的非反相输入端通过包括两个电阻器R1和R2的分压器连接到输入电压Vin。反相输入端通过电阻器R4连接到地，并通过电阻器R3连接到可控开关32，该可控开关32被布置为在两个位置之间切换。在一个位置，R3连接到地，而在另一个位置，R3连接到正电压V+(例如12V)。电容器C10将放大器31的输出端连接到反相输入端。放大器输出端还连接到施密特(Schmitt)触发器反相器33的输入端，并且施密特触发器反相器33的输出用于控制MOSFET M1。由于应当控制两个MOSFET M1和M2彼此相反地操作(即，当其中之一接通时，另一个断开)，因此施密特触发器反相器33的输出也在反相器34中反相并用于控制MOSFET M2。驱动器35使反相器33和34的电压电平适应于驱动MOSFET M1和M2所需的电压电平。施密特触发器反相器33的输出也用于控制可控开关32。施密特触发器反相器33的输出为高时，可控开关32将R3连接到地，而当其为低时，开关将R3连接到正电压V+。
运算放大器31的非反相输入端以及反相输入端处的电压电平将为R2/(R1+R2)·Vin。当R3通过可控开关32连接到地时，运算放大器31的输出电压将从施密特触发器反相器33的负向阈值电压向正向阈值电压线性增加。在与Vin成反比的这段时间内，施密特触发器反相器33的输出将为高并确保MOSFET M1保持在接通状态而MOSFET M2保持在断开状态。当运算放大器31的输出端上增加的电压达到施密特触发器反相器33的正向阈值电压时，施密特触发器反相器输出将切换为低，并且R3现在将通过可控开关32连接到正电压V+。现在，运算放大器31的输出电压将从施密特触发器反相器33的正向阈值电压朝负向阈值电压线性减小。在此期间(这段时间取决于Vin和V+并且随Vin而增加)，施密特触发器反相器33的输出将为低并确保MOSFET M2保持在接通状态并且MOSFET M1保持在断开状态。当运算放大器31的输出端处减小的电压达到施密特触发器反相器33的负向阈值电压时，施密特触发器反相器输出将切换为高，并且R3现在将再次通过可控开关32连接到地。
由这个控制电路生成的占空比的计算将示出，根据图5b，占空比DM2与输入电压Vin成比例，并且相应地，根据图5a，占空比DM1取决于输入电压Vin。该计算还示出，占空比DM2与正电压V+成反比，但是，在此，正电压V+是固定电压。
图12的电路的组件的值的示例可以是R1＝1.2MΩ，R2＝2.2kΩ，R3＝100kΩ，R4＝33kΩ且C10＝220pF。
注意，利用图12中所示的控制电路，仅根据输入电压Vin来调节转换器20和22的占空比。转换器的次级侧上没有实际输出电压的反馈。因此，由于一定的内部电阻(例如变压器中的内部电阻)，输出电压可能根据负载电流而变化，但是在许多应用中，这是完全可以接受的。
在图3和图8中，来自市电供电的AC电压在桥式整流器D1中被整流并且在被馈送到转换器20或22之前在存储电容器C1中缓冲。选择电容器C1的电容，使得其两端的电压(即，供给转换器的输入电压Vin)可以被认为是近似等于经整流的AC电压的峰值电压的DC电压。作为示例，330μF的电容器可以被用于设计为递送300W的电源。
这意味着仅在输入波形的峰处(在该处电容器C1被充电)从AC电压汲取电流，并且这些电流脉冲必须包含足够的能量以维持负载直到下一个峰。由于输入电流中存在谐波，因此这导致峰值-平均输入电流的高比率，并因此导致低功率因数。
但是，如下面将描述的，上述转换器也可以被设计有功率因数校正以便改善功率因数。通过功率因数校正，转换器在理想情况下应当表示模拟纯电阻器的负载，以使从市电网汲取的电流具有与输入电压相同的波形，即通常为正弦波，并且与该电压同相。
代替于从电容器C1供给DC电压作为转换器20或22的输入电压Vin，可以向转换器供给经整流的AC电压，这可以通过省略电容器C1或者用允许输入电压跟随经整流的半正弦波的较小的高频旁路电容器代替电容器C1来实现。对于被设计为递送300W的电源，可以使用例如1μF或甚至更小的电容器。
如果这个输入电压被供给到其占空比DM1和DM2根据图5a和5b被控制(例如，通过图12中所示的脉宽调制控制电路21)的转换器20或22，那么占空比将根据输入电压的波形而变化。这在图13中示出，图13示出了当输入电压Vin的峰值分别为375V和125V时输入电压Vin、占空比DM1和DM2、负载功率Pload和初级侧负载电流Iload随时间t的波形。类似于图11，当然也可以针对这些电压值之间的任何其它峰值示出这些波形。图13中的波形针对来自市电供电的AC电压具有50Hz的频率的情况示出，因此正弦波的半周期的持续时间为10ms。对于60Hz系统，半周期将相应地为81/3ms。
如上所述，由于脉宽调制控制电路21将在电容器C2处维持电压VC2，因而在Vin有变化的情况下也保持输出电压Vout和负载功率Pload恒定，因此转换器20或22的初级侧的负载电流Iload将与输入电压成反比地改变。这意味着电流Iload在输入电压Vin的正弦波形的顶部将具有最小值，并且当Vin的波形接近于零时，电流Iload将增加到高值，这在图13中为用Iload的波形处的点示出。这与期望的情况相去甚远，在期望的情况下，Iload的波形应当与Vin或多或少地相似并且同相。下面描述了如何可以通过实现负载电流可以实际上由占空比的小调整来控制从而实现期望的波形。
相对于图3中的转换器20或图8中的转换器22，上面已经提到，当根据图5a和5b(例如通过图12中所示的脉宽调制控制电路21)控制占空比DM1和DM2时，电容器C2处的电压VC2将总是由输入电压Vin和所选择的占空比来确定。如果改变这些参数中的一个(或两个)，那么VC2将相应地改变。
但是，由于电容器C2的大小，在电压VC2跟随例如占空比的改变之前将存在一定的延迟。这个延迟将至少是转换器的开关频率的几个周期T。因此，要注意，有可能在短时间(例如一个或几个周期T)内改变了占空比，而VC2没有对应的改变，并且在这个短时间内，图4、图6、图9和图10中的电压VA的波形中的两个阴影区域的大小将不相等。因此，电流IL1(即，负载电流Iload)的平均值将在这个短时间内相应地增加或减小，因此能够通过对占空比进行小的调整来影响这个电流。这个电流也可以被看作是用于朝着与改变的占空比对应的电压VC2来使C2充电或放电的电流。这意味着，即使原则上在每个周期T中根据输入电压Vin确定占空比DM1和DM2，如图13中所示，但是可以将其稍微上调或下调，以便影响负载电流Iload。
这也可以以不同的方式看到。看图3和图8，可以看出，如果认为电容器C2足够大以表示固定电压VC2，那么至少在一个或几个周期T内，MOSFET M1和M2以及电感器L1可以被看作形成布置在反向方向上的降压转换器，即，将电压VC2转换成电感器L1左侧的虚拟电压的降压转换器。这个虚拟电压被确定为DM2·VC2。如果这个虚拟电压不同于输入电压Vin，那么电流将在从最高电压到最低电压的方向上流动。因此，如果对于给定的Vin值和维持的VC2值，占空比DM2对于一个或几个周期T减小，那么虚拟电压也将减小，因此负载电流Iload将增加。类似地，如果占空比DM2对于一个或几个周期T增加，那么虚拟电压也将增加，因此负载电流Iload将减小。
换言之，这意味着在给定的时间(例如在几个周期T内)可以通过相应地调整占空比来控制负载电流Iload的大小。
图14图示了如何可以通过根据实际负载电流Iload调整占空比来在转换器22中实现这种调整。如图15中所示，当然可以在图3的转换器20中进行类似的实施方式。具有明确限定的低电阻(例如0.1Ω)的电流测量电阻器R11与转换器串联地插入。R11两端的电压降与流过R11的电流成正比，因此该电压降直接指示电流IL1的值，因此也指示负载电流Iload。该电压降因此可以与输入电压Vin一起用作修改后的脉宽调制控制电路41的输入信号Vcurr。
图16示出了如何可以实现脉宽调制控制电路41的示例。除了放大器31的输入信号现在由耦合为差分放大器的运算放大器36生成之外，电路41类似于图12的电路21，其中运算放大器36组合了输入信号Vin和Vcurr。
放大器36的非反相输入端通过包括两个电阻器R1和R2的分压器连接到输入电压Vin，如图12中的放大器31的非反相输入端的情况一样。反相输入端通过电阻器R13连接到表示负载电流的电压Vcurr，并且通过电阻器R14连接到差分放大器的输出端。注意，电流测量电阻器R11中的电流实际上是图4、图6、图8和图9中所示的电流IL1，即每个周期T改变其方向两次的电流。因此，为了更好地指示负载电流Iload(即IL1的平均值)，可能有利的是在电压Vcurr通过电阻器R13施加到放大器36的反相输入端之前对电压Vcurr进行低通滤波。这个低通滤波器应当使IL1中的快速变化平滑，但仍允许检测到Iload的在几个周期T内的变化。
差分放大器36的输出电压Vdiff为
Figure BDA0002852824290000181
由于电压Vcurr对于正负载电流为负，因此Vdiff由与输入电压Vin成比例的部分加上与实际负载电流成比例的部分组成。
如图12中所示，由这个控制电路生成的占空比DM2与放大器31的非反相输入端处的电压电平成比例。在图12中，这个电压电平与输入电压Vin成比例。现在，这个电压电平(因此还有占空比DM2)代替地与Vdiff成比例，这意味着它与输入电压Vin加上实际(瞬时)负载电流成比例。
这意味着，如果由于某种原因在给定时间负载电流Iload增加，那么占空比DM2也增加，这造成来自反向降压转换器的虚拟电压增加，从而抵消了负载电流Iload的增加。这在图17中示出，其中图13的波形以细线示出以进行比较。作为示例，在时间t1处，如果占空比由图12的控制电路21控制，那么负载电流Iload将具有高值，如细波形(与图13对应)所示，这是由于此时输入电压Vin处于低电平。但是，利用控制电路41，在时间t1处负载电流将被减小到与输入电压Vin的低电压电平成比例的低得多的值。因此，通过连续检测实际(瞬时)负载电流Iload并且不仅根据输入电压Vin的波形而且还根据检测到的实际(瞬时)负载电流Iload来调整占空比，实现了在任何时间将负载电流Iload调整为与输入电压Vin具有相同的波形。这在图17中用Iload的较粗波形示出。利用Iload的这个波形，减少了电流中的谐波含量，并校正了功率因数。
由于现在负载电流Iload被控制为具有经整流的正弦波的形式，因此对于电压Vcurr以及因此对于电压Vdiff和占空比DM2也是这种情况，如图17所示。
负载电流Iload的波形现在如上所述被调节的事实当然意味着由转换器递送的功率Pload不再保持恒定。替代地，其如图17中所示进行变化。但是，由于平均功率仍然需要相同，因此峰值功率现在将是平均功率的两倍。所递送的功率的变化将必然在电容器C2的电压VC2和转换器的输出电压处造成一定纹波。但是，这可以如稍后所述进行补偿。
图17还图示了，对于输入电压Vin的不同幅度，所递送的功率将仍然相同，因此例如输入电压Vin的较低幅度导致负载电流Iload的较高幅度。图17对于分别等于375V和125V的Vin,peak示出了这一点。这意味着，对于较低的输入电压电平，由于电压Vcurr而引起的占空比的调整也将相对较高，如图所示。
另外，要注意，负载电流Iload的幅度当然也取决于转换器的次级侧的实际负载。如果这个负载改变，那么负载电流Iload的幅度将相应地改变。
利用图16的控制电路41，根据输入电压Vin和负载电流Iload来调节占空比DM1和DM2。但是，类似于图12中所示的控制电路21，在转换器的次级侧上没有实际输出电压Vout的反馈。因此，由于一定的内部电阻(例如变压器中的内部电阻)，输出电压在此也取决于负载电流而变化。
图18示出了可以如何修改转换器22以提供这种反馈并由此最小化转换器的输出电压Vout根据负载电流的变化的示例。反馈电路42感测转换器的次级侧上的输出电压Vout，并且在控制电路41中提供可以用作正电压V+的控制信号。如前面所提到的，由控制电路41以及控制电路21生成的占空比DM2将与正电压V+成反比，因此这个电压可以被用于根据输出电压Vout调整占空比。
图19示出了可以如何实现反馈电路42的示例。该电路基于耦合为反相积分器的运算放大器37。放大器37的非反相输入端连接到通过在包括两个电阻器R21和R22的分压器中对正供电电压VDD(例如5V或12V)进行分压而生成的参考电压。反相输入端通过电阻器R28连接到取决于输出电压Vout的信号，如下面将描述的。电容器C20将放大器37的输出端连接到反相输入端。
光耦合器38在转换器的次级侧和初级侧之间提供隔离。电阻器R23、电阻器R24和齐纳二极管Z21的串联连接跨接在输出电压Vout上，其中光耦合器38的发光二极管与电阻器R23并联布置。以这种方式，输出电压Vout的增加造成通过发光二极管的电流的增加，并且因此还造成由二极管发射的光量的增加。光耦合器38的光电晶体管的集电极端子连接到正电源电压VDD或另一个正电压，而其发射极端子通过包括两个电阻器R25和R26的分压器连接到地。由光电晶体管接收的光的增加使得由光电晶体管通过分压器传导的电流增加，因此也使得电阻器R25和R26之间的中点处的电压增加。然后，在包括电阻器R27和电容器C21的低通滤波器中对这个中点电压进行低通滤波。低通滤波器的截止频率应当足够低，以防止源自市电电压的频率的电压变化在电容器C21处发生。然后，来自低通滤波器的输出(即，电容器C21处的电压)通过电阻器R28连接到运算放大器37的反相输入端。
选择组件的值以使得当输出电压Vout处于其标称值时，电容器C21处的电压等于运算放大器37的非反相输入端处的电压，并且电阻器R28中将没有电流流过。在这种情况下，电容器C20上的电压将保持恒定，因此运算放大器37的输出和电压V+也将如此。
反馈电路42的功能可以描述如下。当转换器22在次级侧无负载并且已经无负载一段时间以使电容器C20处的电压稳定下来时，R28中的电流将为零，并且电路会将电压V+调整为使得控制电路41如上面关于图16所描述的那样调整占空比的值。换言之，根据输入电压，根据图20a和图20b中的粗线来调整占空比，即，如也在图5a和图5b中所示的。这也在图21的左侧示出，其示出了当输入电压Vin的峰值等于375V时的波形。
但是，当负载随后连接到转换器的输出时，输出电压Vout将由于负载电流和内部电阻(例如变压器中的内部电阻)而减小。由于这种电压减小，发光二极管以及光耦合器38的光电晶体管中的电流将减小，并且随后电容器C21处的电压也将如此。因此，电流将开始在从放大器37的反相输入端到电容器C21的方向上流入电阻器R28，并且电容器C20将因此充电至更高的电压，这意味着电压V+将增加。增加的电压V+将导致控制电路41减小占空比DM2，因为如前面所提到的，这个占空比与正电压V+成反比。占空比的改变在图21的右侧示出。
由于包括R27和C21的低通滤波器，因此这种改变将足够缓慢地发生，以允许电容器C2处的电压VC2跟随该改变，因此，VC2和输出电压Vout将与占空比DM2的减小对应地增加。这个过程将一直继续到输出电压Vout再次达到其标称值并且R28中的电流减小到零为止。由于电容器C2处的电压VC2现在高于以前，因此图20a和图20b中的根据其依赖于输入电压Vin来调节占空比的线现在将具有不同的斜率，如图20a和图20b中的细线所示。
由转换器的次级侧上改变的负载而引起的输出电压Vout的任何后续改变将使得反馈电路42和控制电路41增加或减小占空比，并因此也改变电压VC2，从而使得输出电压Vout维持在其标称值。
下面描述一种最小化由于例如变压器中的内部电阻而由负载电流造成的转换器的输出电压Vout的变化的替代方式。代替于如上所述经由反馈电路42根据实际平均输出电压来调节占空比以及因此来调节输出电压Vout，可以根据实际平均负载电流来对其进行调节。
图22中的电路43示出了这种情况的示例。对于上述反馈解决方案，由控制电路41生成的占空比DM2将与正电压V+成反比，因此这个电压在此还可以被用于根据实际平均负载电流来调整占空比。
可以通过如图所示用图22中的包括电阻器R31和电容器C31的低通滤波器对信号Vcurr进行低通滤波来获得指示实际初级侧平均负载电流Iload的信号。低通滤波器的截止频率应当足够低，以防止源自市电电压的频率的电压变化在电容器C31处发生。
但是，如上面所提到的，对于给定的次级侧负载电流，转换器的初级侧上的平均负载电流Iload取决于输入电压Vin的峰值或平均值。为了向次级侧递送相同的功率，平均负载电流Iload将与输入电压Vin的平均值成反比。因此，可以通过将Vcurr的经低通滤波的值乘以与输入电压Vin的平均值成比例的信号来获得指示次级侧负载电流或递送的功率的信号。
因此，在图22中，输入电压Vin在包括两个电阻器R32和R33的分压器中进行分压，并且分压后的电压在包括电阻器R34和电容器C32的低通滤波器中被低通滤波，以获得与输入电压Vin的平均值成比例的信号。而且在此，低通滤波器的截止频率应当足够低，以防止源自市电电压的频率的电压变化在电容器C32处发生。可替代地，可以通过用二极管代替电阻器R34并且跨电容器C32布置电阻器来获得与输入电压Vin的峰值成比例的信号，以确保该电压也可以跟随减小的输入电压电平。
然后在模拟乘法器44中将两个信号相乘。注意，由于信号Vcurr为负，因此乘法器输出Vmult也将为负，因此乘法器44必须能够处理负的输入信号。因此，乘法器输出Vmult是指示次级侧负载电流或递送的功率的信号。这个信号通过电阻器R35连接到耦合为差分放大器的运算放大器45的反相输入端。差分放大器的反相输入端还通过电阻器R36连接到差分放大器的输出端。放大器45的非反相输入端连接到通过在包括两个电阻器R37和R38的分压器中对正供电电压VDD(例如5V或12V)进行分压而生成的参考电压。
差分放大器45的输出电压V+为
Figure BDA0002852824290000231
由于电压Vmult为负，因此输出电压V+由VDD确定的固定部分加上与实际负载电流成比例的部分组成。选择R35、R36、R37和R38的电阻值，以使得固定部分(即当Vmult为零时(即，转换器无负载时)的输出电压)将等于在图16的控制电路41中用作正电压V+的值。
电路43的功能可以描述如下。当使转换器22在次级侧上无负载时，模拟乘法器44的输出电压Vmult将为零，并且电路将电压V+调整为使得控制电路41如上面关于图16所述的调整占空比的值。换言之，根据图20a和图20b中的粗线，根据输入电压来调整占空比，即，如图21的左侧所示，其示出了输入电压Vin的峰值等于375V的情况的波形。
但是，当随后将负载连接到转换器的输出端时，负载电流增加。因此，模拟乘法器44的输出电压Vmult现在将变为不同于零的(负)值，这意味着电压V+将增加。电压V+增加将使控制电路41减小占空比DM2，因为如前面所提到的，这个占空比与正电压V+成反比。占空比的减小在图21的右侧示出。由于包括R31和C31的低通滤波器，这种改变将足够缓慢地发生，以允许电容器C2处的电压VC2跟随该改变，因此，VC2和输出电压Vout将与减小的占空比DM2对应地增加。以这种方式，补偿由一定的内部电阻(例如变压器中的内部电阻)引起的由负载电流造成的转换器的输出电压Vout的降低。由于电容器C2处的电压VC2现在高于以前，因此图20a和图20b中的根据其依赖于输入电压Vin来调节占空比的线现在将具有不同的斜率，如关于图20a和图20b中的细线所示。
转换器的次级侧上的负载的任何后续改变将使得电路43和控制电路41相应地增加或减小占空比，并且因此还改变电压VC2和输出电压Vout以补偿改变的负载的影响。
上面已经提到，输出电路中电容器C4和C5两端的电压取决于占空比。因此，在上述示例中，提到了当输入电压Vin为375V且占空比DM1为25％时，电容器C4将被充电至10V并且电容器C5将被充电至30V，从而总输出电压Vout为40V。类似地，当输入电压Vin为125V且占空比DM1为75％时，电容器C4将充电至30V并且电容器C5将被充电至10V。换言之，这意味着电容器C4的电压将与占空比DM1成比例，而电容器C5的电压与占空比DM2成比例。
但是，当输入电压和占空比现在随市电频率持续改变时，例如如图17和图21中所示，电容器C4和C5的电压也是如此。因此，作为示例，当输入电压Vin的峰值等于375V时，在输入电压波形的顶部，电容器C4将被充电至10V并且电容器C5将被充电至30V，而当输入电压为零时，电容器C4将被充电至40V并且电容器C5在几毫秒后变为0V。
这意味着高电流将在两个电容器之间持续循环，这可以通过修改输出电路来避免，如图23中所示。
在图23中，变压器Tr的次级绕组L3的一端连接到二极管D42的阳极并且连接到输出电压Vout的负端子。次级绕组的另一端通过电容器C41连接到二极管D42的阴极和二极管D41的阳极。二极管D41的阴极连接到输出电压Vout的正端子。电容器C42连接在输出电压Vout的正端子与负端子之间。
变压器Tr的次级绕组L3处的电压是方波，其等于初级绕组处的电压除以变压器Tr的匝数比。初级绕组处的电压在图4和图6中示为VB，并且在图9和图10中示为VL1。当次级绕组L3处的电压为负时，电流将通过L3、二极管D42和电容器C41循环，并且这个电流会将电容器C41充电至次级绕组L3处的电压。当次级绕组L3处的电压为正时，电流将通过L3、电容器C41、二极管D41和电容器C42循环，并且这个电流现在会将电容器C41放电至电容器C42中，从而将电容器C42充电至次级绕组L3的峰-峰电压。当次级绕组L3处的电压为负时电容器C41充电至的电压将随转换器的占空比而变化，但是不会由于占空比随市电频率的改变而产生大电流。电容器C41现在可以是相对小的高频电容器，而C42通常将是电解电容器，选择C42的电容以确保输出电压Vout中的由市电频率造成的纹波足够低。作为示例，对于被设计为递送300W的电源，可以将47μF的电容器用作电容器C41并将6800μF的电容器用作电容器C42。
换言之，公开了一种开关模式电源转换器20、22，用于将该转换器的初级侧的输入电压Vin转换成该转换器的次级侧的输出电压Vout，所述开关模式电源转换器包括：第一电感器L1，连接在用于所述输入电压Vin的第一输入端子与连接点A之间；第一电可控开关元件M1，连接在所述连接点A与用于所述输入电压Vin的第二输入端子之间；第二电可控开关元件M2，连接在所述连接点A与第一电容器C2之间，第一电容器C2的另一端连接到用于所述输入电压Vin的所述第二输入端子；变压器Tr，具有初级绕组L1、L2和次级绕组L3，其中所述初级绕组连接在所述连接点A与用于所述输入电压Vin的所述第一输入端子和第二输入端子之一之间；输出电路，连接到所述次级绕组L3并且布置为对所述次级绕组上存在的电压进行整流，并且将经整流的电压在连接到用于所述输出电压Vout的第一输出端子和第二输出端子的至少一个缓冲电容器C4、C5、C42中缓冲；以及控制电路41，被配置为以开关频率生成控制信号，用于以第一占空比DM1控制所述第一电可控开关元件M1并且以第二占空比DM2控制所述第二电可控开关元件M2，使得当所述电可控开关元件之一导通时，另一个电可控开关元件不导通，其中控制电路41还被配置为根据输入电压Vin确定所述第一占空比和第二占空比DM1、DM2。转换器20、22还被配置为连续地检测指示由转换器从所述输入电压Vin汲取的负载电流Iload的瞬时值的信号Vcurr；并且控制电路41还被配置为在开关频率的每个时间周期T中根据连续检测到的指示负载电流Iload的瞬时值的信号Vcurr来确定所述第一占空比和第二占空比DM1、DM2。
当根据实际瞬时负载电流连续地调节转换器的开关元件的占空比时，负载电流本身也将被调节为与输入电压的波形成比例的波形。利用负载电流的这个波形，减少了电流中的谐波含量，从而校正了功率因数。这种功率因数校正无需大且重的电感器(如无源功率因数校正那样)就可以实现，并且部件数量减少(相比于使用两个分离的转换器来校正功率因数的两级电源)。因此，生产成本也大大降低。
在实施例中，所述第一电可控开关元件和第二电可控开关元件M1、M2中的每一个包括场效应晶体管。
变压器Tr的初级绕组可以包括所述第一电感器L1。以这种方式，转换器可以用很少数量的组件来实现。可替代地，变压器Tr的初级绕组L2的一端可以连接到用于所述输入电压Vin的所述第二输入端子，并且初级绕组L2的另一端通过第二电容器C3连接到所述连接点A。
在实施例中，控制电路41被配置为在开关频率的每个时间周期T中与控制信号Vdiff成比例地确定所述第二占空比DM2，该控制信号Vdiff是与输入电压Vin成比例的第一部分和与连续检测到的指示负载电流Iload的瞬时值的信号Vcurr成比例的第二部分之和。
控制电路41还可以被配置为调整所述第一占空比和第二占空比DM1、DM2以补偿由转换器递送的负载电流引起的输出电压降低。以这种方式，实现了对输出电压的更好的调节。在实施例中，当转换器还包括被配置为检测所述输出电压Vout并根据所述检测到的输出电压生成经低通滤波的反馈信号V+的反馈电路42，并且控制电路41还被配置为根据所述经低通滤波的反馈信号V+确定所述第一占空比和第二占空比DM1、DM2时，就可以实现这一点。
输出电路可以包括第三电容器C41、第一二极管D42、第二二极管D41和缓冲电容器C42，其中第三电容器C41连接在第二绕组L3的一端与第一二极管D42的阴极之间；第一二极管D42的阳极连接到次级绕组L3的另一端并且连接到用于所述输出电压Vout的第一输出端子；第二二极管D41的阳极连接到第一二极管D42的阴极，并且其阴极连接到用于所述输出电压Vout的第二输出端子；并且缓冲电容器C42连接在用于所述输出电压Vout的第一输出端子与第二输出端子之间。通过使用仅具有一个缓冲电容器的输出电路，避免了由输入电压的波形造成的缓冲电容器之间的高电流。
电源可以包括桥式整流器D1和如上所述的开关模式电源转换器20、22。以这种方式，电源受益于电路的所述优点。
致动器系统可以包括至少一个如上所述的电源14；至少一个线性致动器1，其连接到所述电源并由所述电源供电，每个线性致动器包括可逆DC电马达2；由所述可逆DC马达2驱动的主轴4；以及主轴螺母6，安装在主轴4上并且被固定以防止旋转，所述主轴螺母6布置为在两个端部位置之间移动；控制器15；以及至少一个驱动器电路16，被配置为在控制器15的控制下驱动至少一个线性致动器1。以这种方式，致动器系统也受益于所描述的优点。
虽然已经描述和示出了本发明的各种实施例，但是本发明不限于此，而是还可以在所附权利要求书所限定的主题的范围内以其它方式实施。

Claims (10)

1.一种开关模式电源转换器(20；22)，用于将该转换器的初级侧的输入电压(Vin)转换成该转换器的次级侧的输出电压(Vout)，所述开关模式电源转换器包括：
·第一电感器(L1)，连接在用于所述输入电压(Vin)的第一输入端子与连接点(A)之间；
·第一电可控开关元件(M1)，连接在所述连接点(A)与用于所述输入电压(Vin)的第二输入端子之间；
·第二电可控开关元件(M2)，连接在所述连接点(A)与第一电容器(C2)之间，第一电容器(C2)的另一端连接到用于所述输入电压(Vin)的所述第二输入端子；
·变压器(Tr)，具有初级绕组(L1；L2)和次级绕组(L3)，其中所述初级绕组连接在所述连接点(A)与用于所述输入电压(Vin)的所述第一输入端子和第二输入端子之一之间；
·输出电路，连接到所述次级绕组(L3)，并且布置为对所述次级绕组上存在的电压进行整流，并将经整流的电压在连接到用于所述输出电压(Vout)的第一输出端子和第二输出端子的至少一个缓冲电容器(C4，C5；C42)中缓冲；以及
·控制电路(41)，被配置为以开关频率生成控制信号，用于以第一占空比(DM1)控制所述第一电可控开关元件(M1)并以第二占空比(DM2)控制所述第二电可控开关元件(M2)，使得当所述电可控开关元件之一导通时，另一个电可控开关元件不导通，其中控制电路(41)还被配置为根据输入电压(Vin)确定所述第一占空比和第二占空比(DM1，DM2)，
其特征在于
转换器(20；22)还被配置为连续地检测指示由转换器从所述输入电压(Vin)汲取的负载电流(Iload)的瞬时值的信号(Vcurr)；并且
控制电路(41)还被配置为在开关频率的每个时间周期(T)中根据连续检测到的指示负载电流(Iload)的瞬时值的信号(Vcurr)来确定所述第一占空比和第二占空比(DM1，DM2)。
2.根据权利要求1所述的开关模式电源转换器，其特征在于，所述第一电可控开关元件和第二电可控开关元件(M1，M2)中的每一个包括场效应晶体管。
3.根据权利要求1或2所述的开关模式电源转换器，其特征在于，变压器(Tr)的初级绕组包括所述第一电感器(L1)。
4.根据权利要求1或2所述的开关模式电源转换器，其特征在于，变压器(Tr)的初级绕组(L2)的一端连接到用于所述输入电压(Vin)的所述第二输入端子，并且初级绕组(L2)的另一端通过第二电容器(C3)连接到所述连接点(A)。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的开关模式电源转换器，其特征在于，控制电路(41)被配置为在开关频率的每个时间周期(T)中与控制信号(Vdiff)成比例地确定所述第二占空比(DM2)，该控制信号(Vdiff)是与输入电压(Vin)成比例的第一部分和与连续检测到的指示负载电流(Iload)的瞬时值的信号(Vcurr)成比例的第二部分之和。
6.根据权利要求1至5中的任一项所述的开关模式电源转换器，其特征在于，控制电路(41)还被配置为调整所述第一占空比和第二占空比(DM1，DM2)以补偿由转换器递送的负载电流引起的输出电压降低。
7.根据权利要求6所述的开关模式电源转换器，其特征在于，转换器还包括反馈电路(42)，该反馈电路(42)被配置为检测所述输出电压(Vout)并根据所述检测到的输出电压生成经低通滤波的反馈信号(V+)，并且控制电路(41)还被配置为根据所述经低通滤波的反馈信号(V+)确定所述第一占空比和第二占空比(DM1，DM2)。
8.根据权利要求1至7中的任一项所述的开关模式电源转换器，其特征在于，所述输出电路包括第三电容器(C41)、第一二极管(D42)、第二二极管(D41)和缓冲电容器(C42)，其中
·第三电容器(C41)连接在第二绕组(L3)的一端与第一二极管(D42)的阴极之间；
·第一二极管(D42)的阳极连接到次级绕组(L3)的另一端并且连接到用于所述输出电压(Vout)的第一输出端子；
·第二二极管(D41)的阳极连接到第一二极管(D42)的阴极，
并且第二二极管(D41)的阴极连接到用于所述输出电压(Vout)的第二输出端子；并且
·缓冲电容器(C42)连接在用于所述输出电压(Vout)的第一输出端子与第二输出端子之间。
9.一种电源(14)，包括桥式整流器(D1)和根据权利要求1至8中的任一项所述的开关模式电源转换器(20；22)。
10.一种致动器系统(10)，包括：
·至少一个根据权利要求9所述的电源(14)；
·至少一个线性致动器(1)，连接到所述电源并由其供电，
每个线性致动器包括：
○可逆DC电马达(2)；
○由所述可逆DC马达(2)驱动的主轴(4)；以及
○主轴螺母(6)，安装在主轴(4)上并且被固定以防止旋转，所述主轴螺母(6)布置为在两个端部位置之间移动；
·控制器(15)；以及
·至少一个驱动器电路(16)，被配置为在控制器(15)的控制下驱动所述至少一个线性致动器(1)。
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