CN1304206A - 具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器 - Google Patents

Abstract

一种具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器,是利用一具有零电位切换的控制电路,使其输出侧的电容器上先前储存的能量,能通过其变压器(或储能电感器)局部反馈至其输入侧,再通过判断其输出侧及输入侧上分别与该变压器(或储能电感器)相连接的电力开关,是否达到可进行零电位切换的条件,并在达到该条件时,分别提供这些开关一互补的驱动信号,控制这些开关的截止或导通时间点,使这些电力开关可周而复始地在零电位状态下完成切换动作,降低功率损失,减少热能和散热片。

Description

具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器

本发明涉及一种具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，尤指一种可自动使其上的各电力开关在零电位的状态下，顺利完成切换动作，以有效降低上述各个开关在高频切换作业下的功率损失的电源供应器。

近年来，由于半导体产业的制造技术进步神速，所生产的半导体元件日趋小型化，此一发展趋势，使各种电子产品的制造业可以研究开发设计出更轻薄短小的产品。然而，在传统硬式切换模式的电源供应器设计中，其电力开关在高频操作环境下，将消耗大量功率，产生高热，故需通过加装散热片及风扇进行冷却，否则，极易发生故障，所以，这种传统电源供应器不仅制造成本及故障率较高，其体积较大及散热不良等缺点，也使其成为这些电子产品在小型化过程中的致命伤。

自1980年开始，随着微电脑时代的来临，电子产品的小型化变得更加迫切，从业人员为适应此一需求，研究设计出下列各种传统切换模式的电源供应器：

(1)传统返驰式电源供应器：在一般返驰式电源供应器(f1ybackconverter)中，参阅图1所示，该电源供应器的一输入电压滤波电容器C₁，是跨接在一输入电源Vin的两端，以提供一稳定的输入电压给一后级转换器使用，该后级转换器包括一变压器，该变压器上设有一初级绕组L_p及一次级绕组L_s，该初级绕组L_p，与一开关元件S₁形成一串联回路，跨接在该滤波电容器C₁的两侧。该次级绕组则与一二极管D₁形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器C₂的两侧，将经该开关元件S₁调制后的高频切换波形欲给以平滑，提供一直流输出电压V₀给输出端上跨接的一负载使用。

在该电源供应器中，当该开关元件S₁闭合时，输入电源V_in将对该初级绕组L_p进行充电，而将能量储存其中，此时，由于该变压器的初级绕组L_p及次级绕组L_s的极性相反，该二极管D₁将被反向偏压，因此，由该输出电压滤波电容器C₂提供负载所需能量。然后，当该开关元件S₁断开时，由于该变压器上的磁通量开始收缩，导致该次级绕组L_s的电压极性反转，产生一感应电流，使该二极管D₁被导通，并对该滤波电容器C₂进行充电，且输出至该输出端所连接的负载上。由于，此种电源供应器在该开关元件S₁断开时，该开关元件S₁上将存在一相当高的电压，该电压会在其寄生电容上蓄积一电位能量(CV²/2)，此能量会在该开关元件S₁后续的闭合瞬间，在其上转变成热能消耗掉，故在高频的切换环境下，该开关元件S₁上将产生高热，极易故障。

为改善此一缺点，一专利编号第5,057,986号的美国发明专利，参阅图2所示，即通过在前述电源供应器的初级电路上加设另一开关元件S₂及一储能电容器C_p，利用该电源供应器上的激磁电感L_p、储能电容C_p及这些开关元件S₁、S₂上的寄生电容所形成的共振，使其达成零电位切换的机制(zero-voltage control scheme)。但是，在该发明中，由于此一机制必须通过该激磁电感L_p提供达成零电位切换条件所需的能量，因此，当负载愈大时，零电位切换条件就愈难达成。另一专利编号第5,402,329号的美国发明专利，参阅图3所示，是在电源供应器中通过增加一小电感L1，利用该电感提供达成零电位切换所需的能量，该电感可为一外加电感或该变压器本身的漏感，其作法虽可解决第5,057,986号美国专利所存在的缺陷，怛由于其零电位切换条件太过于依赖电路上的杂散电容(straycapacitance)及漏电感(leakage inductance)，造成在设计及制造该电源供应器时，不易掌握其设计规格。

(2)传统升压式电源供应器：一般来说，传统升压式电源供应器(Boostconverter)，参阅图4所示，主要是被用来提升功率因数修正(power factorcorrection)上，由于功率因数修正电路(power factor correctioncircuit)均是在高压环境下运行，故该电源供应器的开关元件S₁在断开时，其上将存在一约400伏的电压，其所蓄积的电能，相对地变得非常大，并在后续的闭合瞬间，将全部转变成该开关元件S₁上的热能，大大地折损了该开关元件S₁的正常使用寿命。

之后，在1992年，为改善此一发热的问题，李哲元博士等人提出一电路设计，参阅图5所示，该电路是在前述电路中加入一辅助开关S₂、一电感L₂及一二极管D₂等三元件，且在该电路运行时，先通过短暂导通该辅助开关S₂，直到该开关元件S₁上的电压被抽离，并已具备零电位切换的条件时，再导通该开关元件S₁，完成零电位的切换动作。但是，此一设计在实际制作上却存在不少困难，且成本也较高，故其应用情形并不普遍。而图6所示的电路为专利编号第5,402,329号的美国发明专利，其仅能减少整流二极管D₁的淤积电荷，对该开关元件S₁放电所造成的损失，但是，由于该开关元件S₁仍是处于硬式切换模式，故其在高频的切换作业下，所造成的功率损失，自然不容忽视。

(3)传统降压式电源供应器：传统降压式电源供应器(Buckconverter)，参阅图7所示，主要是被使用在低电压大电流的场合，这种电源供应器在设计上，一般较偏向于降低开关元件S₁及整流二极管D₁的导通损失，而忽略其切换损失，故迄今未见该电路在软式切换方面的有关研究论文或应用实例。参阅图8所示的电路，主要是将前述电路中开关元件S₁及整流二极管D₁分别以一场效应功率晶体管(power MOSFET)Q₁、Q₂取代，该两个晶体管采用互补式切换，利用这些晶体管的超低阻抗的优点，来降低导通损失。然而，由于这些晶体管仍是处于硬式切换模式，故若该电路被应用于电压较高的场合，即不能忽视其开关元件在切换时的功率损失。

本发明的目的是提供一种可以克服传统电源供应器在设计及生产上诸多缺点的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器。

本发明的目的是这样实现的：其包括有：一输入电压滤波电容器，跨接在一输入电源的两端，以提供一稳定的输入电压；一变压器，用以储存及释放电能，其上设有一初级绕组及一次级绕组；一初级电力开关，与该初级绕组形成一串联回路，跨接在该输入电压滤波电容器的两侧；一次级电力开关，与该次级绕组形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器的两侧，该输出电压滤波电容器可将经这些开关调制后的高频切换波形给以平滑，提供一稳定的直流输出电压给输出端上跨接的一负载使用；一具有零电位切换控制机制的控制电路，用以使该输出电压滤波电容器上先前储存的能量，能通过该变压器局部反馈至其输入侧，再判断这些电力开关是否达到可进行零电位切换的条件，并在达到该条件时，分别提供这些开关一互补的驱动信号，控制这些开关的截止时间点，使这些电力开关可周而复始地在零电位状态下完成切换动作。

其中该控制电路可通过检测该电源供应器的输出电压，以调整其脉冲宽度。

其中这些电力开关可为一场效应功率晶体管，其上分别设有一寄生二极管。

其中该初级电力开关的漏极与该初级绕组相连接，而其源极则与该输入电压滤波电容器的负端相连接；该次级电力开关的漏极与该输出电压滤波电容器的正端相连接，而其源极则与该次级绕组相连接；该控制电路所提供的这些驱动信号是输出至这些电力开关的栅极。

本发明的目的也可以是这样实现的：其包括：一输入电压滤波电容器，跨接在一输入电源的两端，以提供一稳定的输入电压；一储能电感器，与一充电电力开关形成一串联回路，跨接在该输入电压滤波电容器的两侧；一放电电力开关，与该充电电力开关形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器的两侧，该输出电压滤波电容器提供一稳定的直流输出电压给输出端上跨接的一负载使用；一具有零电位切换控制机制的控制电路，用以使该输出电压滤波电容器上先前储存的能量，通过该储能电感器局部反馈至其输入侧，再通过判断这些电力开关是否达到可进行零电位切换的条件，并在达到该条件时，分别提供这些开关一互补的驱动信号，控制这些开关的截止时间点，使这些电力开关可周而复始地在零电位状态下完成切换动作。

本发明的目的还可以是这样实现的：其包括：一输入电压滤波电容器，跨接在一输入电源的两端，以提供一稳定的输入电压；一充电电力开关，与一放电电力开关形成一串联回路，跨接在该输入电压滤波电容器的两侧；一储能电感器，与该放电电力开关形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器的两侧，该储能电感器与该输出电压滤波电容器形成一低通滤波器，提供一稳定的直流输出电压给输出端上跨接的一负载使用；一具有零电位切换控制机制的控制电路，用以使该输出电压滤波电容器上先前储存的能量，通过该储能电感器局部反馈至其输入侧，再通过判断这些电力开关是否达到可进行零电位切换的条件，并在达到该条件时，分别提供这些开关一互补的驱动信号，控制这些开关的截止时间点，使这些电力开关可周而复始地在零电位状态下完成切换动作。

本发明是利用一具有零电位切换控制机制的控制电路，控制一电源供应器，使其输出侧的电容器上先前储存的能量，能通过其变压器(或储能电感器)局部反馈至其输入侧，再通过判断其输出侧及输入侧上分别与该变压器(或储能电感器)相连接的电力开关，是否达到可进行零电位切换的条件，并在达到该条件时，分别提供这些开关一互补的驱动信号，控制这些开关的截止(turn-off)或导通(turn-on)时间点，顺利完成切换动作，如此，反复执行前述控制动作，即可使该输出侧及输入侧上分别与该变压器(或储能电感器)连接的这些电力开关，能周而复始地在零电位状态下，顺利完成切换动作，有效降低各该开关在高频切换作业下的功率损失，大幅减少其上所累积的热能及所需散热片的体积大小，使其易于被应用至各种小型化电子产品的设计中，免除了传统共振型零电位切换电路过于依赖杂散电容及漏电感，造成在设计及制造电源供应器时，因不易掌握其设计规格而难以实施的缺点。

图1为传统返驰式电源供应器的基本结构图；

图2为美国专利编号第5,057,986号的返驰式电路的基本结构图；

图3为美国专利编号第5,402,329号的返驰式电路的基本结构图；

图4为升压式电源供应器的基本结构图；

图5为传统切换型的升压式电源供应器的基本结构图；

图6为另一传统切换型的升压式电源供应器的基本结构图；

图7为降压式电源供应器的基本结构图；

图8为低导通损失的降压式电源供应器的基本结构图；

图9为本发明的一具体实施例的电路结构图；

图10为图9所示电路上各主要零件的电压或电流波形示意图；

图11为本发明的另一具体实施例的电路结构图；

图12为图11所示电路上各主要零件的电压或电流波形示意图；

图13为本发明的又一具体实施例的电路结构图；

图14为图13所示电路上各主要零件的电压或电流波形示意图。

本发明是利用一具有零电位切换控制机制的控制电路SK₁控制一电源供应器，使其输出侧的电容器上先前储存的能量，能通过其变压器(或储能电感器)局部反馈至其输入侧，再通过判断该输出侧及输入侧上分别与该变压器相连接的电力开关Q₁及Q₂，是否达到可进行零电位切换的条件，并在达到该条件时，分别提供这些开关一互补的驱动信号，控制这些开关的截止(turn-off)或导通(turn-on)时间点，使这些电力开关可周而复始地在零电位状态下完成切换动作，同时，该控制电路SK₁也可通过检测该电源供应器的输出电压，以调整其脉冲宽度，达到调压(voltageregulation)的目的。在本发明的下列实施例中，这些电力开关Q₁及Q₂可为一场效应功率晶体管(power MOSFET)，其上分别设有一寄生二极管(bodydiode)D_a与D_b。

本发明的一具体实施例，是应用于一返驰式电源供应器的电路设计，参阅图9所示，该电路包括一输入电压滤波电容器C₁，该电容器C₁跨接在一输入电源V_in的两端，以提供一稳定的输入电压给一后级转换器使用。该后级转换器包括一变压器T₁，该变压器T₁用以储存及释放电能，其上设有一初级绕组L_p及一次级绕组L_s，其电感量分别为L_p及L_s，匝数比为N：1，这些绕组上的标记如图9所示，该初级绕组L_p与一初级电力开关Q₁形成一串联回路，跨接在该电容器C₁的两侧，该次级绕组则与一次级电力开关O₂形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器C₂的两侧，该电容器C₂可将经这些开关Q₁及Q₂调制后的高频切换波形给以平滑，提供一稳定的直流输出电压V_o给输出端上跨接的一负载使用。

本发明的该实施例在进行作业时，该电路上各主要零件的电压或电流波形如图10所示，当t=t₁时，该控制电路SK1输出一正脉冲的驱动电压V_GS1至该初级电力开关Q₁的栅极(Gate)，使该开关Q₁的通道导通，此时，若不计该通道的阻抗，输入电压V_in几乎完全加诸于该初级绕组L_p上，因此，该初级绕组L_p上将流过一充电电流i_p，其电流值如下列公式(1)所示： $i_P\left(t\right)=i_P\left(t_1\right)+\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_P}(t-t_1)-----\left(1\right)$ 其中i_p(t₁)为充电初始值，V_in/L_p为充电斜率。此时，由于该次级绕组L_s所感应到的电压，对该次级电力开关Q₂的寄生二极管D_b而言，是反向偏压，且该次级电力开关Q2的通道是呈截止状态，故电流i_s=0。

当t=t₂时，该控制电路SK₁将该驱动电压V_GS1变为零电位，使该初级电力开关Q₁的通道截止，此时，该变压器T₁上由充电电流i_p所建立的磁通量，将因该电流i_p的截止，开始收缩，使该次级绕组L_s上的感应电流i_s流经该二极管D_b，对该滤波电容器C₂充电，在不计算该二极管D_b的正向压降的情形下，其电流值如下列公式(2)所示： $i_S\left(t\right)=i_P\left(t_2\right)\×N-\frac{V_0}{L_S}(t-t_2)------\left(2\right)$ 其中i_p(t₂)×N为电流i_s的放电初始值，-V_o/L_s为其放电斜率。在该实施例中，当该寄生二极管D_b被电流i_s导通后，该次级电力开关Q₂的漏极(Drain)与源极(Source)间的电压V_DS2显然已处在一接近零电位的状态，该状态可一直维持到该寄生二极管D_b上没有电流为止，因此，该寄生二极管D_b的导通期间即为该次级电力开关Q₂可进行零电位切换的时机，t₃即为该时机上的任何一时间点。

当t=t₃时，该控制电路SK₁将输出一正脉冲V_GS2至该次级电力开关Q₂的栅极，使该开关Q₂的通道导通，完成该开关Q₂的零电位切换动作。此时，由于该开关Q₂的通道阻抗较该寄生二极管D_b低，故原来在该寄生二极管D_b上的电流，大部份会分流到该开关Q₂的通道。当该次级绕组L_s上的能量完全释放后，即电流i_s=0时，因该开关Q₂的通道仍维持在导通状态，该电容器C₂上的电压将经该开关Q₂的通道，对变压器T₁的次级绕组L_s充电，使电流i_s变成负值，其充电斜率仍为-V_o/L_s。

当该次级绕组L_s因该电容器C₂的充电而得到一些能量时，即当t=t₄时，该控制电路SK₁将使驱动电压V_GS2变成零电位，以截止该电力开关Q₂的通道，此时，该变压器T₁上由电流i_s建立的磁通量，因电流i_s的截止，而开始收缩，使该初级绕组L_p上的感应电流i_p流经该二极管D_a，对该滤波电容器C₁充电，在不计算该寄生二极管D_a的正向压降的情形下，其电流值如下列公式(3)所示： $i_P\left(t\right)=\frac{i_S\left(t_4\right)}{N}+\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_P}(t-t_4)--------\left(3\right)$ 其中i_s(t₄)/N为电流i_p的放电初始值，V_in/L_p为其放电斜率。在该实施例中，当寄生二极管D_a被导通后，该初级电力开关Q₁的漏极(Drain)与源极(source)间的电压V_DS1显然已处在一接近零电位的状态，该状态可一直维持到该寄生二极管D_a上没有电流为止，因此，该寄生二极管D_a的导通期间即为该初级电力开关Q₁可进行零电位切换的时机，t₅为该时机上的任何一时间点。

当t=t₅时，该控制电路SK₁再输出一正脉冲的驱动电压V_GS1至该初级电力开关Q₁的栅极，使该开关Q₁的通道导通，完成该开关Q₁的零电位切换动作。此时，由于该开关Q₁通道阻抗较该寄生二极管D_a低，故原来在该寄生二极管D_a上的电流，大部份会分流到该开关Q₁的通道上。当该初级绕组L_p的能量完全释放后，即电流i_P=0，因该开关Q₁的通道仍维持在导通状态，因此，该电容器C₁上的电压将经由该开关Q₁的通道，对该初级绕组L_p充电，而储存能量在该变压器T₁上，其充电电流i_p的斜率仍为V_in/L_p。如此，该控制电路SK₁通过控制其输出脉冲V_GS2及V_GS1的输出时序，即可使这些开关Q₂与Q₁周而复始地在零电位状态下被导通，有效降低这些开关在高频切换作业下的功率损失。

本发明的另一具体实施例，是应用于一升压式电源供应器的电路设计，参阅图11所示，该电路包括一输入电压滤波电容器C₁，该电容器C₁跨接在一输入电源V_in的两端，该滤波电容器C₁的两侧另跨接有一储能电感器L₁与一充电电力开关Q₁所形成的一串联回路；该开关Q₁并与一放电电力开关Q₂形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器C₂的两侧，该开关Q₁的漏极(Drain)与该开关Q₂的源极(Source)相连接，而其源极则与该电容器C₂的负端相接，该滤波电容器C₂提供一稳定的直流输出电压V。给输出端上的一负载使用。

在该另一实施例进行作业时，该电路上各主要零件的电压或电流波形如图12所示，当t=t₁时，该控制电路SK₁将输出一正脉冲的驱动电压V_GS1至该开关Q₁的栅极，使该开关Q₁的通道导通，此时，因该开关Q₂的通道呈截止状态，若不计该通道的阻抗，输入电压V_in几乎完全加诸于该储能电感器L₁上，因此，该电感器L₁上将流过一充电电流i₁，其电流值如下列公式(4)所示： $i_1\left(t\right)=i_1\left(t_1\right)+\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_1}(t-t_1)---------\left(4\right)$ 其中i₁(t1)为充电初始值，V_in/L₁为充电斜率。此时，由于输入电压V_in小于输出电压V_o，故对该电力开关Q₂的寄生二极管D_b而言，是反向偏压，且该电力开关Q₂的通道是呈截止状态，故其电流i₁=i₃，且i₂=0。

当t=t₂时，该控制电路SK₁将该驱动电压V_GS1变为零电位，使该电力开关Q₁的通道截止，同时截止了电流i₃，此时，由于电感电流i₁必须维持其连续性，该电力开关Q₂的通道虽仍处于截止状态，但是其寄生二极管D_b的方向恰好提供该电感电流i₁一路径，对该滤波电容器C₂充电，在不计算该寄生二极管D_b的正向压降的情形下，该储能电感器L₁上的电压在该寄生二极管D_b被导通后，恰好等于(V_o-V_in)，其电流i₁值如下列公式(5)所示： $i_1\left(t\right)=i_1\left(t_2\right)+\frac{V_0-V_{\mathrm{in}}}{L_1}(t-t_2)----\left(5\right)$ 其中i₁(t₂)为电流i1的放电初始值，-(V_o-V_in)/L₁为其放电斜率。在该实施例中，当该寄生二极管D_b被电流i₁导通后，该电力开关O₂的漏极与源极间的电压V_DS2显然已处在一接近零电位的状态，该状态可一直维持到该寄生二极管D_b上没有电流为止，因此，该寄生二极管D_b的导通期间即为该电力开关Q₂可进行零电位切换的时机，t₃即为该时机上的任何一时间点。

当t=t₃时，该控制电路SK₁将输出一正脉冲的驱动电压V_GS2至该电力开关Q₂的栅极，使该开关Q₂的通道导通，完成该开关Q₂的零电位切换动作。此时，由于该开关Q₂的通道阻抗较该寄生二极管D_b低，故原来在该寄生二极管D_b上的电流，大部份会分流到该开关Q₂的通道。当该储能电感器L₁的能量完全释放后，即电流i₁=0时，因该开关Q₂的通道仍维持在导通状态，使该电容器C₂上的电压经该开关Q₂的通道，对该储能电感器L₁及电容器C₁充电，使电流i₁变成负值，其充电斜率仍为-(V_o-V_in)/L₁。

当该储能电感器L₁因该电容器C₂的充电而得到一些能量时，即当t=t₄时，该控制电路SK₁将使驱动电压V_GS2变成零电位，以截止该电力开关Q₂的通道，此时，由于电感电流i₁必须维持其连续性，该储能电感器L₁上的电流i₁将流经该二极管D_a，对该电容器C₁充电，在不计算该寄生二极管D_a的正向压降的情形下，其电流值如下列公式(6)所示： $i_1\left(t\right)=i_1\left(t_4\right)+\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_1}(t-t_4)---------\left(6\right)$ 其中i₁(t₄)为电流i₁的放电初始值，V_in/L₁为其放电斜率。在该实施例中，当该寄生二极管D_a被电流i₁导通后，该电力开关Q₁的漏极与源极间的电压V_DS1显然己处在一接近零电位的状态，该状态可一直维持到该寄生二极管D_a上没有电流为止，因此，该寄生二极管D_a的导通期间即为该电力开关Q₁可进行零电位切换的时机，t₅即为该时机上的任何一时间点。

当t=t₅时，该控制电路SK₁再输出一正脉冲V_GS1至该电力开关Q₁的栅极，使该开关Q₁的通道导通，完成该开关Q₁的零电位切换动作。此时，由于该开关Q₁的通道阻抗较该寄生二极管D_a低，故原来在该寄生二极管D_a上的电流，大部份会分流到该开关Q₁的通道。当该储能电感器L₁的能量完全释放后，即电流i₁等于零时，因该开关Q₁的通道仍维持在导通状态，使该电容器C₁上的电压经该开关Q₁的通道，对该储能电感器L₁充电，其斜率仍为V_in/L₁。

如此，该控制电路SK₁通过控制其输出脉冲V_GS1及V_GS1的输出时序，即可使这些开关Q₁与Q₂周而复始地在零电位状态下被导通，有效降低这些开关在高频切换作业下，所造成的功率损失。

本发明的又一具体实施例，是应用于一降压式电源供应器的电路设计，参阅图13所示，该电路包括一输入电压滤波电容器C₁，该电容器C₁是跨接在一输入电源V_in的两端，该滤波电容器C₁的两侧另跨接有由一充电电力开关Q₁与一放电电力开关Q₂所形成的一串联回路；该开关Q₂并与一储能电感器L₁形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器C₂的两侧，当该储能电感器L₁与该滤波电容器C₁形成一低通滤波器，可将经这些开关Q₁及Q₂调制后的高频切换波形给以平滑，以提供一稳定的直流输出电压V_o给输出端上的一负载使用。

在该又一实施例进行作业时，该电路上各主要零件的电压或电流波形如图14所示，当t=t₁时，该控制电路SK₁输出一正脉冲的驱动电压V_GS1至该开关Q₁的栅极，使该开关Q₁的通道导通，此时，因该开关Q₂的通道呈截止状态，且输入电压V_in大于输出电压V_o，故在该电感器L₁上有-(V_in-V_o)电压降(voltage drop)，该电压降会在该电感器L₁形成一充电电流i₂，其电流值如下列公式(7)所示： $i_2\left(t\right)=i_2\left(t_1\right)+\frac{V_m-V_0}{L_1}(t-t_1)-----\left(7\right)$ 其中i₂(t₁)为充电初始值，(V_in-V_o)/L₁为充电斜率，此时，电流i₁=i₂，i₃=0。

当t=t₂时，该控制电路SK₁将该驱动电压V_GS1变为零电位，使该电力开关Q₁的通道截止，同时截止了电流i₁，此时，由于电感电流i₂必须维持其连续性，该电力开关Q₂的通道虽仍处于截止状态，但是其寄生二极管D_b的方向恰好提供该电感电流i₂一路径，对该滤波电容器C₂充电，在不计算该寄生二极管D_b的正向压降的情形下，该储能电感器L₁上的电压在该寄生二极管D_b被导通后，恰好等于V_o，其电流值如下列公式(8)所示： $i_2\left(t\right)=i_2\left(t_2\right)-\frac{V_0}{L_1}(t-t_2)----------\left(8\right)$ 其中i₂(t₂)为电流i₂的放电初始值，-V_o/L₁为其放电斜率。在该实施例中，当该寄生二极管D_b被电流i₂导通后，该电力开关Q₂的漏极与源极间的电压V_DS2显然己处在一接近零电位的状态，该状态可一直维持到该寄生二极管D_b上没有电流为止，因此，该寄生二极管D_b的导通期间即为该电力开关Q₂可进行零电位切换的时机，t₃即为该时机上的任何一时间点。

当t=t₃时，该控制电路SK₁将输出一正脉冲的驱动电压V_GS2至该电力开关Q₂的栅极，使该开关Q₂的通道导通，完成该开关Q₂的零电位切换动作。此时，由于该开关Q₂的通道阻抗较该寄生二极管D_b低，故原来在该寄生二极管D_b上的电流，大部份会分流到该开关Q₂的通道。当该储能电感器L₁的能量完全释放后，即电流i₂=0时，因该开关Q₂的通道仍维持在导通状态，该电容器C₂上的电压将经该开关Q₂的通道，对该储能电感器L₁充电，使电流i₂变成负值，其充电斜率仍为-V_o/L₁。

当该储能电感器L₁因该电容器C₂的充电而得到一些能量时，即当t=t₄时，该控制电路SK₁将使驱动电压V_GS2变成零电位，以截止该电力开关Q₂的通道，此时，由于电感电流i₂必须维持其连续性，该储能电感器L₁的电流i₂将流经该二极管D_a，对该电容器C₁充电，在不计算该寄生二极管D_a的正向压降的情形下，其电流值如下列公式(9)所示： $i_2\left(t\right)=i_2\left(t_4\right)+\frac{V_m-V_0}{L_1}(t-t_4)--------\left(9\right)$ 其中i₂(t₄)为电感的放电初始值，(V_in-V_o)/L₁为放电斜率。在该实施例中，当该寄生二极管D_a被电流i₂导通后，该电力开关Q₂的漏极与源极间的电压V_DS1显然已处在一接近零电位的状态，该状态可一直维持到该寄生二极管D_a上没有电流为止，因此，该寄生二极管D_a的导通期间即为该电力开关Q₁可进行零电位切换的时机，t₅即为该时机上的任何一时间点。

当t=t₅时，该控制电路SK₁再输出一正脉冲V_GS1至该电力开关Q₁的栅极，使该开关Q₁的通道导通，完成该开关Q₁的零电位切换动作。此时，由于该开关Q₁的通道阻抗较该寄生二极管D_a低，故原来在该寄生二极管D_a上的电流，大部份会分流到该开关Q₁的通道。当该储能电感器L₁的能量完全释放后，即电流i₂等于零时，因该开关Q₁的通道仍维持在导通状态，使该电容器C₁上的电压经该开关Q₁的通道，对该储能电感器L₁及电容器C₂充电，其斜率仍为(V_in-V_o)/L₁。

如此，通过该控制电路SK₁控制其输出脉冲V_GS1及V_GS1的输出时序，即可使这些开关Q₁与Q₂周而复始地在零电位状态下被导通，有效降低这些开关在高频切换作业下所造成的功率损失。

在本发明中，另需注意的，是该控制电路SK₁可被设计成在定频或变频模式下作业，其中若在定频模式下作业，该变压器(或储能电感器)的电感值必须设计在能使该电路在全负载范围内都满足零电位切换的条件，始能使这些电力开关Q₁、Q₂在任何时间均能在零电位的状态下被导通。若欲在变频模式下作业，则该控制电路SK₁中必须能加入可判断是否满足零电位切换条件的机制，以控制该电力开关Q₂的截止(turn-off)时间点，使这些电力开关Q₁、Q₂在任何时间均能在零电位的状态下被导通，因此，当负载愈大时，其切换频率会愈慢，反之亦然。

综上所述，本发明利用前述的一具有零电位切换控制机制的控制电路SK₁，可使返驰式、升压式及降压式电源供应器上的电力开关在零电位状态下完成切换，有效降低高频切换作业下的功率损失，大幅减少这些开关上所累积的热能及所需散热片的体积大小，使其能易于被应用至各种小型化电子产品的设计中。

Claims (12)

1、一种具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：包括有：一输入电压滤波电容器，跨接在一输入电源的两端，以提供一稳定的输入电压；一变压器，用以储存及释放电能，其上设有一初级绕组及一次级绕组；一初级电力开关，与该初级绕组形成一串联回路，跨接在该输入电压滤波电容器的两侧；一次级电力开关，与该次级绕组形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器的两侧，该输出电压滤波电容器可将经这些开关调制后的高频切换波形给以平滑，提供一稳定的直流输出电压给输出端上跨接的一负载使用；一具有零电位切换控制机制的控制电路，用以使该输出电压滤波电容器上先前储存的能量，能通过该变压器局部反馈至其输入侧，再通过判断这些电力开关是否达到可进行零电位切换的条件，并在达到该条件时，分别提供这些开关一互补的驱动信号，控制这些开关的截止时间点，使这些电力开关可周而复始地在零电位状态下完成切换动作。

2、如权利要求1所述的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：  其中该控制电路可通过检测该电源供应器的输出电压，以调整其脉冲宽度。

3、如权利要求1或2所述的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：其中这些电力开关可为一场效应功率晶体管，其上分别设有一寄生二极管。

4、如权利要求3所述的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：其中该初级电力开关的漏极与该初级绕组相连接，而其源极则与该输入电压滤波电容器的负端相连接；该次级电力开关的漏极与该输出电压滤波电容器的正端相连接，而其源极则与该次级绕组相连接；该控制电路所提供的这些驱动信号是输出至这些电力开关的栅极。

5、一种具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：包括有：一输入电压滤波电容器，跨接在一输入电源的两端，以提供一稳定的输入电压；一储能电感器，与一充电电力开关形成一串联回路，跨接在该输入电压滤波电容器的两侧；一放电电力开关，与该充电电力开关形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器的两侧，该输出电压滤波电容器提供一稳定的直流输出电压给输出端上跨接的一负载使用；一具有零电位切换控制机制的控制电路，是用以使该输出电压滤波电容器上先前储存的能量，通过该储能电感器局部反馈至其输入侧，再通过判断这些电力开关是否达到可进行零电位切换的条件，并在达到该条件时，分别提供这些开关一互补的驱动信号，控制这些开关的截止时间点，使这些电力开关可周而复始地在零电位状态下完成切换动作。

6、如权利要求5所述的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：其中该控制电路可通过检测该电源供应器的输出电压，以调整其脉冲宽度。

7、如权利要求5或6所述的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：其中这些电力开关可为一场效应功率晶体管，其上分别设有一寄生二极管。

8、如权利要求7所述的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：其中该充电电力开关的漏极是与该储能电感器相连接，而其源极则与该输入侧的电容器的负端相连接；该放电电力开关的漏极与该输出侧的电容器的正端相连接，而其源极则与该储能电感器相连接；该控制电路所提供的这些驱动信号是输出至这些电力开关的栅极。

9、一种具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：包括有：一输入电压滤波电容器，跨接在一输入电源的两端，以提供一稳定的输入电压；一充电电力开关，与一放电电力开关形成一串联回路，跨接在该输入电压滤波电容器的两侧；一储能电感器，与该放电电力开关形成另一串联回路，跨接在一输出电压滤波电容器的两侧，该储能电感器与该输出电压滤波电容器形成一低通滤波器，提供一稳定的直流输出电压给输出端上跨接的一负载使用；一具有零电位切换控制机制的控制电路，用以使该输出电压滤波电容器上先前储存的能量，通过该储能电感器局部反馈至其输入侧，再通过判断这些电力开关是否达到可进行零电位切换的条件，并在达到该条件时，分别提供这些开关一互补的驱动信号，控制这些开关的截止时间点，使这些电力开关可周而复始地在零电位状态下完成切换动作。

10、如权利要求9所述的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：其中该控制电路可通过检测该电源供应器的输出电压，以调整其脉冲宽度。

11、如权利要求9或10所述的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：其中这些电力开关可为一场效应功率晶体管，其上分别设有一寄生二极管。

12、如权利要求11所述的具有零电位切换控制功能的交换式电源供应器，其特征在于：其中该充电电力开关的漏极是与该输入侧的电容器的正端相连接，而其源极则与该储能电感器相连接；该放电电力开关的漏极是与该储能电感器相连接，而其源极则与该输出侧的电容器的负端相连接；该控制电路所提供的这些驱动信号输出至这些电力开关的栅极。

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