CN103138593A - 电源供应器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电源供应器，包括功率开关电路、负载判断电路、脉冲宽度调变电路以及控制电路。负载判断电路判断负载所承载的工作电流的数值是否小于第一门限值，以产生第一指示信号。脉冲宽度调变电路受控于第二指示信号，以产生脉冲宽度调变信号以驱动功率开关电路。控制电路具有计时器，计时器累计第一指示信号位于低电压电平的持续时间，若控制电路判断持续时间的数值达到第二门限值，则输出至少一电压脉冲给脉冲宽度调变电路，而控制电路输出的第二指示信号为电压脉冲与第一指示信号的合成信号。由此本发明解决了轻载时产生噪音的问题。

Description

电源供应器

技术领域

本发明有关于一种电源供应器，且特别是有关于一种可以间歇式供电的电源供应器。

背景技术

一般而言，当使用交换式电源供应装置(switching mode power supply)做为电子装置的电源时，通常会以一个高频的脉冲宽度调变(pulse widthmodulation，PWM)信号来控制功率开关电路，使得输入电压可以被适当的转换以供应给电子装置。特别是，交换式电源供应装置判断电子装置是在轻载或待机时，可以改为供应相对较低的电能(例如仅提供足以维持待机电路所需的电能)，以节省电力消耗。

交换式电源供应装置在工作电流的需求很小时，一般常会通过降频或者进入间歇供电模式(burst mode)，来提供电子装置所需的较低电能。以直接降频来说，当现有的交换式电源供应装置侦测电子装置的状态为待机状态时，可降低脉冲宽度调变电路的切换频率，减少功率开关电路的切换频率，以节省功率损耗。另一方面，以间歇供电模式来说，交换式电源供应装置可以在切换信号的工作频率不变的情形下，控制脉冲宽度调变电路暂停一预设时间，当提供给电子装置的电能低于一下限时，才重新输出脉波，使得功率开关电路再次提供电能给电子装置。

换句话说，间歇供电模式是将原本的连续脉波分割成连续的脉波群组输出，使得脉波群组的频率低于原本脉波的频率，以减少提供电能给电子装置。但是，为了进一步减少电子装置的供电，而将脉波群组的频率调低至音频范围时，反而会产生不悦耳的噪音。

由于间歇供电模式乃是业界常用的省电手段，因此业界亟需一种可以解决在间歇供电模式产生噪音的电源供应器，除了可降低电源供应器在轻载时的切换次数以避免电能损失之外，更可进一步地达到免除噪音的问题。

发明内容

为解决现有技术中存在的上述问题，本发明的目的在于提供一种电源供应器，所述电源供应器在间歇供电模式时，不仅可以将原本较高频率的连续脉波转换成为较低频率的连续脉波群组，还可以在脉波群组的频率落入音频之前，强制于连续的脉波群组之间加入额外的脉波。因此，所述电源供应器在轻载时，可保持切换频率始终高于音频，而不生噪音的问题。

本发明实施例提供一种电源供应器，用以提供输出电压给负载。所述电源供应器包括功率开关电路、负载判断电路、脉冲宽度调变电路以及控制电路。所述功率开关电路受控于脉冲宽度调变信号，用以转换输入电压成为输出电压。负载判断电路用以判断负载所承载的工作电流的数值是否小于第一门限值，据以产生对应的第一指示信号。脉冲宽度调变电路受控于第二指示信号，据以产生脉冲宽度调变信号。控制电路用以接收并转换第一指示信号成为第二指示信号，其中控制电路具有计时器，计时器累计第一指示信号位于低电压电平的持续时间，若控制电路判断持续时间的数值达到第二门限值，则强制输出至少一电压脉冲给脉冲宽度调变电路，而第二指示信号为电压脉冲与第一指示信号的合成信号。

于本发明一示范实施例中，当所述负载判断电路判断负载所承载的工作电流的数值小于第一门限值时，则对应产生的第一指示信号在低电压电平与高电压电平之间进行周期性地切换。此外，若控制电路判断持续时间的数值未达到第二门限值，则控制电路不产生电压脉冲，而使得第二指示信号与第一指示信号相同。另一方面，当所述负载判断电路判断负载所承载的工作电流的数值不小于第一门限值时，则对应产生保持在高电压电平的第一指示信号，并使控制电路不产生电压脉冲，使得第二指示信号与第一指示信号相同。

综上所述，本发明提供的电源供应器在间歇供电模式时，可计算第一指示信号中的脉波群组时间间距，当第一指示信号持续在低电压电平的时间过长，可以强制于第一指示信号中加入电压脉冲，使得提供给脉冲宽度调变电路的第二指示信号的频率升高。因此，本发明提供的电源供应器在轻载时，可保持脉冲宽度调变电路的切换频率始终高于音频，而不生噪音的问题。

为让本发明的上述和其他目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举本发明的较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。

附图说明

图1所示为依据本发明一实施例的电源供应器的方块图。

图2A所示为依据本发明一实施例的电源供应器的电路示意图。

图2B所示为依据本发明一实施例的电源供应器于间歇供电模式下的信号波形图。

图2C所示为依据本发明一实施例的第一指示信号与第二指示信号的波形图。

图3A所示为依据本发明一实施例的控制电路于重载时的电路示意图。

图3B所示为依据本发明一实施例的控制电路于轻载时的电路示意图。

图4所示为依据本发明一实施例的信号波形图。

其中，附图标记说明如下：

1：电源供应器

10：功率开关电路

12：负载判断电路

14：脉冲宽度调变电路

16：控制电路

122：反馈电路

124：比较电路

142：锁存器

144：振荡器

146：斜率补偿电路

L：电感

D1：整流二极体

RLoad：负载

ILoad：工作电流

R1、R2、Rc：电阻

C1、C2、Cc：电容

comp1、comp2：比较器

OTA：误差放大器

M1：晶体管

Vin、Vout、Vfb、Vref、Vcomp、Vgate：电压

Vgroup、Vgroup1、Vcap、VR、fosc：电压

具体实施方式

电源供应器的实施例

请参见图1，图1所示为依据本发明一实施例的电源供应器的方块图。如图1所示，本实施例的电源供应器1具有功率开关电路10、负载判断电路12、脉冲宽度调变电路14以及控制电路16。在此，功率开关电路10分别耦接脉冲宽度调变电路14以及负载(未图示)，负载判断电路12分别耦接负载以及控制电路16，而脉冲宽度调变电路14以及控制电路16互相连接。以下分别就电源供应器1的各部元件做详细的说明。

功率开关电路10受控于脉冲宽度调变电路14产生的脉冲宽度调变信号，用以转换输入电压Vin成为输出电压Vout。于实际上，功率开关电路10为一个场效晶体管，而脉冲宽度调变信号为场效晶体管的栅极信号。在此，功率开关电路10可在脉冲宽度调变信号位于高电压电平时，将其输入端接收的输入电压Vin转换成输出端送出的输出电压Vout。在脉冲宽度调变信号位于低电压电平时，功率开关电路10即可停止送出输出电压Vout。

以实际电路上的例子来说，功率开关电路10的输入端可耦接于功率因数校正(power factor correction，PFC)电路的输出端，而功率开关电路10的输出端在连接到负载之前，还可具有整流器、滤波器等电路元件，使得本实施例的电源供应器1输出给负载的电压更稳定。换句话说，本实施例所述的功率开关电路10可以是一个功率级(power stage)电路中的一个主要元件，所述功率级电路可以搭配有其他的电路元件。当然，本发明在此并不限制功率开关电路10的实施方式或者功率开关电路10搭配的电路元件，于所属技术领域具有通常知识者可以视需要而做适当的设计。

负载判断电路12用以判断负载所承载的工作电流的数值是否小于第一门限值，据以产生对应的第一指示信号。举例来说，负载判断电路12可通过负载所承载的工作电流判断负载的使用状态。一般来说，当负载在待机或者是轻载状态时，工作电流相对较小，而当负载在重载状态时，工作电流相对较大。于实际上，第一门限值是用来辅助负载判断电路12判断工作电流究竟属于大或小，使用者可以依据不同的负载自行设定合适的第一门限值，本发明在此不加以限制。此外，负载判断电路12还可以在所述工作电流产生对应的电压之后，再行判断负载所承载的工作电流对应产生的电压的数值是否小于第一门限值。也就是说，所述工作电流可以经过电阻或其他阻抗转换成电压的形式，负载判断电路12再由工作电流对应产生的电压，来判断负载属于待机或者轻载状态。

当负载判断电路12判断负载在待机或轻载状态时，所输出的第一指示信号会在低电压电平与高电压电平之间进行周期性地切换，使得本实施例的电源供应器1进入间歇供电模式。另一方面，当负载判断电路12判断负载在重载状态时，所输出的第一指示信号则持续在高电压电平，即不会进入间歇供电模式。换句话说，负载判断电路12可为一种反馈级(feedback stage)电路，其可依据负载上的工作电流判断负载的使用状态，并即时地决定本实施例的电源供应器1是否进入间歇供电模式。

请继续参见图1，脉冲宽度调变电路14受控于第二指示信号，据以产生控制功率开关电路10的脉冲宽度调变信号。在此，所述第二指示信号为控制电路16所输出的，可以视为控制电路16适当地调整过第一指示信号而产生的结果。所述脉冲宽度调变信号是用来控制功率开关电路10的导通与否，于所属技术领域具有通常知识者应可轻易的明白脉冲宽度调变电路14的实做方式，本实施例在此不加以赘述。

控制电路16用以接收并转换第一指示信号成为第二指示信号。特别是，其中控制电路可具有计时器(未绘示于图1)，所述计时器累计第一指示信号位于低电压电平的持续时间，若控制电路16判断持续时间的数值达到第二门限值，则强制输出至少一电压脉冲给脉冲宽度调变电路14，使得第二指示信号实际上可为电压脉冲与第一指示信号的合成信号。于实际上，当负载判断电路12判断负载是重载时，负载判断电路12所输出的第一指示信号始终保持在高电压电平，因此控制电路16的计时器不会启动，也不会输出任何的电压脉冲给脉冲宽度调变电路14。也就是说，在负载是重载时，控制电路16并未启动调整第一指示信号的机制，故第一指示信号与第二指示信号实际上是一样的信号。

另一方面，在负载的状态在待机或轻载时，由于负载判断电路12所输出的第一指示信号会在低电压电平与高电压电平之间进行周期性地切换，控制电路16的计时器便会在第一指示信号为低电压电平时启动，而开始计算第一指示信号位于低电压电平的持续时间。若计时器判断持续时间过久，则控制电路16才会输出电压脉冲给脉冲宽度调变电路14，并在输出电压脉冲后重新计算所述持续时间。请注意，本实施例的计时器并不是在启动之后一定会促使控制电路16产生电压脉冲。在此，若所述持续时间的数值未达到第二门限值，而第一指示信号即切换回高电压电平时，计时器便会结束这次的计算并将所述持续时间归零，待下一次第一指示信号位于低电压电平时，再次计算新的持续时间。

以实际例子来说，当所述持续时间的单位是微秒的时候，所述第二门限值可以被对应在40到60之间。也就是说，当持续时间达到40微秒(μs)到60微秒之间时，控制电路16便强制输出电压脉冲给脉冲宽度调变电路14。特别是，持续时间达到恰好50微秒(也就是所述第二门限值对应在50)时，控制电路16便强制输出电压脉冲给脉冲宽度调变电路14。举例来说，由于正常人可以听见大约在20到20000赫兹范围内的频率，若所述持续时间长于50微秒时，则此信号的频率将会落入20000赫兹之内，因而产生可被听到的噪音。然而，本实施例的控制电路16可在所述持续时间恰好达到50微秒时，即时产生电压脉冲，相当于将信号频率挡在20000赫兹左右，不使其向下落入人的听觉频率中，显见本实施例的电源供应器1有防止噪音的功效。

当然，由于每个人的听觉频率上限并不是固定数值(例如有些人可以听到的频率上限较高，而有些人较低)，因此本实施例并不限定第二门限值仅对应到50微秒，而是可以选自一个区间范围(例如40微秒到60微秒之间)中的数值。于所属技术领域具有通常知识者可以视需要而适当的设计第二门限值的数值。

为了更详细说明本发明的内容，请继续参见图2A、图2B与图2C。图2A所示为依据本发明一实施例的电源供应器的电路示意图，图2B说明间歇供电模式下的信号波形，而图2C所示为依据本发明一实施例的第一指示信号与第二指示信号的波形图。请注意，虽然本发明示出了如图2A所示的电路图，但图2A只是用以作为一实施的方式，并不代表本发明所有电路结构仅限制在图2A的内容。如图所示，功率开关电路10可以通过一电感L自前级电路(例如功率因数校正电路)接收输入电压Vin后，再经由整流二极体D1与电容C1耦接负载RLoad，使得负载接收输出电压Vout且具有工作电流ILoad。

由图2A可知，负载判断电路12还可具有反馈电路122以及比较电路124。于所述反馈电路122中，主要是利用电阻R1与R2感测负载的使用状态，接着感测结果Vfb馈入误差放大器OTA与一参考电压值Vref做比较，误差放大器OTA产生的输出结果为电压Vcomp。此外，补偿电路(包含电阻Rc与电容Cc)可耦接在误差放大器OTA的输出端，使得误差放大器OTA输出的电压Vcomp可馈入比较电路124与对应指示第一门限值的电压Vburst做比较。

于实际上，当负载RLoad的工作电流ILoad较大时，对应产生的电压Vcomp较高，在已取得适当的对应指示第一门限值的电压Vburst的情况下，即可判断电压Vcomp大于(或不小于)电压Vburst，也就是负载处在重载状态。此时，比较电路124输出的比较结果(也就是第一指示信号Vgroup)可持续在高电压电平。相反的，当负载RLoad的工作电流ILoad较小时，对应产生的电压Vcomp较低，在已取得适当的电压Vburst的情况下，即可判断电压Vcomp小于电压Vburst，也就是负载处在轻载状态。此时，第一指示信号Vgroup便会在低电压电平与高电压电平的间进行周期性地切换，而进入间歇供电模式。

请继续参见图2A，脉冲宽度调变电路14至少具有一锁存器142与一振荡器144，振荡器144耦接控制电路16，锁存器142耦接于振荡器144与功率开关电路10之间，振荡器144用以接收并转换第二指示信号Vgroup1成振荡信号fosc，而锁存器142至少根据振荡信号144产生脉冲宽度调变信号Vgate以控制功率开关电路10。在此，脉冲宽度调变电路14又可以包括斜率补偿电路146以及比较器comp2等元件，而与传统的脉冲宽度调变电路不同之处在于，所述振荡信号fosc还可反馈至控制电路16控制电压脉冲的产生过程。

请一并参见图2A与图2B，图2B所示为依据本发明一实施例的电源供应器于间歇供电模式下的信号波形图。在此，图2A中所示的比较器comp1于实际上可以是一迟滞比较器，而电压Vburst实际上可以是一个数值或是一个范围，其中所述范围的下限以电压Vburst-表示，且所述范围的上限以电压Vburst+表示。当负载RLoad的工作电流ILoad变小时，误差放大器输出电压Vcomp会随着工作电流ILoad变低。假使电压Vcomp小于电压Vburst-，则比较器comp1输出的第一指示信号Vgroup会从高电压电平变成低电压电平，并使得脉冲宽度调变信号Vgate停止切换。当Vgate停止切换时，Vout电压会慢慢下降，Vfb就会降低，误差放大器的输出电压Vcomp上升，假使Vcomp电压上升大于Vburst+，比较器comp 1输出Vgroup会从低电压电平变成高电压电平，脉冲宽度调变信号Vgate开始切换。当Vgate持续切换，Vout电压会慢慢上升，Vfb就会上升，误差放大器的输出电压Vcomp下降，等到Vcomp小于电压Vburst-，则比较器comp1输出的第一指示信号Vgroup会从高电压电平变成低电压电平。这个过程反复持续下去，使得Vgroup在低电压电平和高电压电平之间切换。

从图2C来看，由于第一指示信号Vgroup会在低电压电平与高电压电平之间进行周期性地切换，控制电路16中的计时器主要是用来侦测第一指示信号Vgroup在低电压电平的持续时间T1，当持续时间T1未达到第二门限值时，控制电路16是不会动作的。然而，如果负载RLoad的工作电流ILoad太小，第一指示信号Vgroup会在低电压准位维持较久的时间，一旦持续时间T1过长，将会使得脉冲宽度调变信号Vgate进入音频产生噪音。换句话说，若持续时间T1超过了第二门限值的时间T2的界限时，控制电路16便会在第一指示信号Vgroup中强制加入电压脉冲，使得控制电路16输出的第二指示信号Vgroup1，与原本的第一指示信号Vgroup略有不同。本发明在此不限制电压脉冲的数量，于所属技术领域具有通常知识者可以自行设定。

针对控制电路16的部分，为了使所属技术领域具有通常知识者更清楚明了其一种实施的例子，请继续参见图3A与图3B。图3A所示为依据本发明一实施例的控制电路于重载时的电路示意图，而图3B所示为依据本发明一实施例的控制电路于轻载时的电路示意图。

如图3A所示，当电压Vcomp大于(或不小于)第一门限值Vburst时，第一指示信号Vgroup会保持在高电压电平(在此以1表示)。此时，由于计时器162中的晶体管M1导通，使得电容C2不处在充电状态(即电压Vcap无法提高)，而电压Vcap小于计时电压VR。因此，于所属技术领域具有通常知识者可看出第二指示信号Vgroup1与第一指示信号Vgroup并无不同，实质上都是保持在高电压电平。

另一方面，如图3B所示，当电压Vcomp小于第一门限值Vburst时，第一指示信号Vgroup一开始是会保持在低电压电平(在此以0表示)，同时振荡信号fosc初始也应在低电压电平。此时，由于计时器162中的晶体管M1截止，使得电流源对电容C2持续充电，进而让电压Vcap提高。在此，由于电流源的电流值以及电容C2的电容值是使用者可以预先设计的，当然可以计算推估电压Vcap达到计时电压VR的时间。如前所述，电压Vcap达到计时电压VR的时间应被设定约莫在50微秒左右。于所属技术领域具有通常知识者可知，电压Vcap达到计时电压VR的时间并不仅仅与计时电压VR的大小有关，还与电流源的电流值以及电容C2的电容值相关。

本发明在此并不限制使用者应调整计时电压VR的大小、电流源的电流值或是电容C2的电容值，只要计时器162在50微秒左右可以被触发一次，即符合本发明所称的计时器162的精神。当然，本发明同样不限制计时器162的实施方式，图3A与图3B仅仅做为一个可能的例子，而不是用以限制本案的权利范围。

承接上述，当电压Vcap达到计时电压VR后，计时器162的输出电压便会被切换成高电压电平(也就是0变成1)，而控制电路16的锁存器的R(reset)便会被触发，使得原本在低电压电平的第二指示信号Vgroup1被切换成高电压电平。然而，当图2A中的振荡器144接收了高电压电平的第二指示信号Vgroup1后，便会对应开始产生振荡信号fosc。因此回到图3B，当振荡信号fosc变成高电压电平后，晶体管M1再次被导通，使得电容C2停止充电状态(即电压Vcap释放归零)，进而使第二指示信号Vgroup1转回低电压电平并停止振荡信号fosc，也就是重新进入下一个持续时间的计算过程。

从信号的角度来说，请参见图4，图4所示为依据本发明一实施例的信号波形图。由图4可看出，当电压Vcomp仍高于第一门限值Vburst时，第一指示信号Vgroup与第二指示信号Vgroup1并无差异。当电压Vcomp小于第一门限值Vburst时，电压Vcap便开始逐渐升高，待电压Vcap达到计时电压VR时，控制电路16触发了一个电压脉冲。由此，使得第二指示信号Vgroup1的频率向上提升，避免第二指示信号Vgroup1控制的脉冲宽度调变电路14产生落入音频的脉冲宽度调变信号Vgate。另外，从图4中也可看出，控制电路16输出的第二指示信号Vgroup1相当于在第一指示信号Vgroup中加入一个电压脉冲，也就是第二指示信号Vgroup1相当于电压脉冲与第一指示信号Vgroup的合成信号。

综上所述，本发明实施例提供的电源供应器在间歇供电模式时，可计算第一指示信号在低电压电平的时间，当第一指示信号持续在低电压电平的时间过长，可以先将控制电路输出的第二指示信号强制切换成高电压电平，再切换回低电压电平。相当于强制输出一个电压脉冲，使得提供给脉冲宽度调变电路的第二指示信号的频率升高。因此，本发明提供的电源供应器在轻载时，可保持脉冲宽度调变电路的切换频率始终高于音频，而不生噪音的问题。

以上所述仅为本发明的实施例，其并非用以局限本发明的专利范围。

Claims (8)

1.一种电源供应器，用以提供一输出电压给一负载，该电源供应器包括：

一功率开关电路，受控于一脉冲宽度调变信号，用以转换一输入电压成为该输出电压；

一负载判断电路，耦接该负载，用以判断该负载所承载的一工作电流的数值是否小于一第一门限值，据以产生对应的一第一指示信号；

一脉冲宽度调变电路，耦接该功率开关电路，受控于一第二指示信号，据以产生该脉冲宽度调变信号；以及

一控制电路，耦接于该负载判断电路与该脉冲宽度调变电路之间，用以接收并转换该第一指示信号成为该第二指示信号；

其中该控制电路具有一计时器，该计时器累计该第一指示信号位于低电压电平的一持续时间，若该控制电路判断该持续时间的数值达到一第二门限值，则强制输出至少一电压脉冲给该脉冲宽度调变电路，而该第二指示信号为该电压脉冲与该第一指示信号的合成信号。

2.如权利要求1所述的电源供应器，其中当该负载判断电路判断该负载所承载的该工作电流的数值小于该第一门限值时，则对应产生的该第一指示信号在低电压电平与高电压电平之间进行周期性地切换。

3.如权利要求2所述的电源供应器，其中若该控制电路判断该持续时间的数值未达到该第二门限值，则该控制电路不产生该电压脉冲，使得该第二指示信号与该第一指示信号相同。

4.如权利要求1所述的电源供应器，其中当该负载判断电路判断该负载所承载的该工作电流的数值不小于该第一门限值时，则对应产生保持在高电压电平的该第一指示信号，并使该控制电路不产生该电压脉冲，使得该第二指示信号与该第一指示信号相同。

5.如权利要求1所述的电源供应器，其中该脉冲宽度调变电路至少具有一锁存器与一振荡器，该振荡器耦接该控制电路，该锁存器耦接于该振荡器与该功率开关电路之间，该振荡器用以接收并转换该第二指示信号成一振荡信号，而该锁存器至少根据该振荡信号以产生该脉冲宽度调变信号。

6.如权利要求5所述的电源供应器，其中于该持续时间的数值等于该第二门限值时，该控制电路先将该第一指示信号提高成高电压电平，若该控制电路侦测到该振荡器已产生该振荡信号，则该控制电路再将该第一指示信号拉回低电压电平，以形成该电压脉冲。

7.如权利要求1所述的电源供应器，其中该持续时间达到40微秒至60微秒的范围时，该控制电路即强制输出该电压脉冲给该脉冲宽度调变电路。

8.如权利要求7所述的电源供应器，其中该持续时间达到50微秒时，该控制电路即强制输出该电压脉冲给该脉冲宽度调变电路。

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