CN111448748B - 功率转换器的多相移控制 - Google Patents

Abstract

提供一种功率转换器的多相移控制。所述功率转换器包括具有变压器的双有源桥（DAB）转换器、耦合到所述变压器的初级绕组的第一H桥、以及耦合到所述变压器的次级绕组的第二H桥。所述DAB转换器可操作为在所述初级绕组和所述次级绕组上产生两电平和三电平电压波形，以产生一种系统，所述系统确保在宽范围的输入和输出电压电平和功率通过量上的零电压切换和单位功率因素。在多相移（MPS）操作模式中，响应于瞬时负载低于预定水平，所述DAB转换器从绕组中的至少一个中的两电平电压改变到两个绕组中的三电平电压，使得所述DAB转换器在轻负载条件下具有更有效的性能。

Description

功率转换器的多相移控制

相关申请的交叉引用

本申请要求2017年9月29日提交的美国临时申请62/565,429的权益，其公开内容通过引用整体并入本文。

技术领域

本申请涉及功率转换器的多相移控制，更具体地，涉及一种用于电动车辆的功率转换器。

背景技术

常规电动车辆利用诸如DC/DC转换器的功率转换器向包括车辆电池的一个或多个车辆部件提供电力。多数常规的电动车辆插入电网，用于接收电力以为车辆电池充电。电网通常提供单相或三相AC功率。电动车辆可以包括充电器电路，所述充电器电路将AC功率转换成DC功率，用于对车辆电池充电。这种充电器电路通常在电池电动车领域被描述为车载电池充电器。

常规的电动车辆规格由于各种原因需要高功率密度，包括大电池容量，可能为100kWh，消费者希望充电时间短，以及电动车辆内的空间限制。为了满足这些要求，已经进行了一些常规的努力，但是收效甚微，或者以效率为代价。这些常规的努力没有提供1)在宽输入电压范围(例如，120–240VAC)和宽输出电压范围(例如，200–450VDC)内的所有半导体开关的零电压切换(ZVS)，以及2)在轻负载下的高性能(即，它们在轻负载下不能保持单位功率因素)。换句话说，当在轻负载条件下以宽电压增益和/或电网电流失真运行时，这些常规努力会遭受性能损失。

例如，一种用于车载电池充电器的常规功率转换器包括双有源桥(DAB)电路，所述电路利用单相移操作模式。传统上，不受控制的(基于二极管的)AC至DC整流器可用于将AC电网输入电压转换成初级侧DAB输入的(稍微)恒定的DC输入电压。DAB可以包括半导体开关，其形成用于控制变压器初级侧和次级侧电压的有源H桥。初级侧H桥用于将恒定的DC电压或低频时变的DC电压转换成高频AC电压，以驱动变压器，并且次级侧H桥用于整流通过变压器传输回DC的高频AC功率。单相移操作模式可以包括相对于两个初级侧H桥支路来移位两个次级侧H桥支路的相位，以便在实现所有半导体开关的零电压切换的同时向次级侧输送电力，但是在轻负载下可能不能这样做。另一常规的功率转换器利用DAB电路拓扑，但是其通过改变切换频率和相移来操作。这种替代的常规配置可以确保在更宽的电压范围内的ZVS，但是仍然可能牺牲轻负载电网电流性能或者不能在初级侧输入端提供单位功率因素。因此，仍然需要一种改进的功率转换器，其适于在轻负载条件下在宽电压范围内提供高性能的ZVS。

发明内容

本发明提供功率转换器的多相移控制，用于将低频时变DC输入电压转换成恒定的DC输出电压。多相移控制可以在变压器的初级侧或/和次级侧中的任一侧/两侧产生两电平或三电平电压波形，以产生一种系统，所述系统确保在宽范围的输入和输出电压电平和功率通过量(包括低功率输出和高功率输出)上的零电压切换和单位功率因素。

更具体地说，在一个实施例中，功率转换器在双相移(DPS)控制或三相移(TPS)控制下运行。初级侧和次级侧通过变压器电感耦合。因此，通过适当控制施加到变压器的初级和次级绕组的多电平电压信号，可以将电力从初级传输到次级。初级侧H桥可以被控制为通过产生a)两电平电压波形，其中两个初级侧H桥支路以180度异相切换，或者b)三电平电压波形，其中两个初级侧H桥支路以0度至180度之间的相移切换，来从输入侧供电。次级侧H桥也可以通过产生a)两电平电压波形或b)三电平电压波形来控制以将电力传送到输出侧。当两侧都采用两电平电压波形时，称为单相移(SPS)控制。当初级侧电压为三电平，并且次级侧电压为两电平时，称为初级双相移(PDPS)控制。当初级侧电压为两电平，并且次级侧电压为三电平时，称为次级双相移(SDPS)控制。最后，当初级侧和次级侧的H桥电压都是三电平波形时，称为三相移(TPS)控制。

功率转换器还包括耦合到初级侧H桥和次级侧H桥的控制系统。控制系统被配置为控制初级侧H桥和次级侧H桥在瞬时功率传输的高或低值时刻不同地操作。在高瞬时功率期间，控制系统可以指导a)初级侧H桥产生两电平电压波形，或者b)次级侧H桥产生两电平电压波形，而另一H桥仍然产生三电平电压波形。在低功率模式下，控制系统可以引导初级侧H桥和次级侧H桥产生三电平电压波形。

在详细解释本发明的实施例之前，应当理解，本发明不限于以下描述中阐述的或附图中示出的操作细节或构造细节和部件布置。本发明可以在各种其它实施例中实现，并且可以以本文没有明确公开的替代方式实践或执行。此外，应当理解，本文使用的措辞和术语是出于描述的目的，并且不应被视为限制。“包括”和“包含”及其变体的使用意味着包含其后列出的项目及其等同物以及附加项目及其等同物。进一步，枚举可用于描述各种实施例。除非另有明确说明，否则枚举的使用不应被解释为将本发明限制于任何特定顺序或数量的部件。枚举的使用也不应被解释为从本发明的范围中排除任何可能与枚举的步骤或部件结合或结合到枚举的步骤或组件中的附加步骤或部件。

附图说明

图1描绘了根据本公开的一个实施例的功率转换器。

图2示出了根据一个实施例在具有三电平次级电压的双相移模式下操作图1的功率转换器的电压、电流和开关时序图。

图3示出了根据一个实施例在具有三电平初级电压的双相移模式下操作图1的功率转换器的电压、电流和开关时序图。

图4描绘了仅使用双相移控制模式的一个实施例中图1的功率转换器的模拟AC电网电压和电流波形。

图5示出了根据一个实施例的在具有非重叠变压器电压的三相移模式下操作图1的功率转换器的电压、电流和开关时序图。

图6示出了根据一个实施例的在具有重叠变压器电压的三相移模式下操作图1的功率转换器的电压、电流和开关时序图。

图7描绘了根据一个实施例的功率转换器在恒定切换频率下用于三相移控制的整个相移范围内的操作区域。

图8描绘了根据一个实施例的使用所提出的多相移控制的功率转换器中变压器电流水平的模拟操作。

图9描绘了根据一个实施例的在三相移和双相移模式转换期间图1的功率转换器的实验变压器工作电压和电流波形。

具体实施方式

根据本公开的一个实施例的功率转换器在图1中示出，并用100表示。功率转换器100包括初级侧H桥104和次级侧H桥108，其可操作地耦合到由初级绕组和次级绕组形成的变压器106。初级侧H桥104和次级侧H桥108可操作地耦合到控制器102，控制器102指导功率转换器100的操作。在一个实施例中，控制器102控制初级侧H桥104和次级侧H桥108的切换操作，以将提供给初级侧H桥104的DC输入转换成从次级侧H桥108产生的DC输出。

在示出的实施例中，控制器102与次级侧H桥108隔离，使得通过以电流隔离方式(例如光隔离器)传送的控制信号来实现对次级侧H桥108的控制。应当理解，在一个实施例中，控制器102可以直接耦合到次级侧H桥108，以指导其切换操作。

功率转换器100通过充电控制电路(未示出)直接或间接耦合到电池110。在本实施例中，电池110和功率转换器100被结合到车辆中，然而，应当理解，本公开不限于车辆或电池充电的领域。功率转换器100可用于车辆领域之外的多种应用中，并且可以结合任何类型的负载使用，包括除电池110之外的负载。

再次参考图1，变压器106的初级和次级绕组提供电流隔离，并且变压器的初级和次级绕组之间的绕组比便于从初级侧到次级侧步升或步降电压，以提供适于对电池110充电的DC输出或输出电压V_o。功率转换器100包括整流器级101，整流器级101电连接到电网电压或另一类型的AC输入，并且为初级侧H桥104提供DC输入。在一个实施例中，控制器102指导整流器级101的操作以产生DC输入。在所示实施例中，整流器级包括滤波电容器120，用于调节整流器级101的切换电路M1、M2、M3、M4的输出。

初级侧H桥104包括四个初级侧开关P1、P2、P3、P4，其中两个是高侧开关，并且两个是低侧开关。初级侧开关可以是常规的硅MOSFET，或者可以是宽带隙(WBG)器件，例如碳化硅(SiC)MOSFET或氮化镓(GaN)HEMT。其它WPG器件可以包括氮化硅器件、氮化硼器件、氮化铝器件和具有金刚石材料的半导体器件。根据本文的一个或多个实施例，这些初级侧开关P1-P4由控制器102控制，以利用来自DC输入的功率来激励变压器106的初级。在所示实施例中，初级侧H桥104通过电感器121耦合到变压器106的初级绕组。在另一实施例中，变压器106的漏电感也可以用于促进电感器121的磁能存储，在这种情况下，初级侧H桥104可以直接连接到变压器106的初级绕组。

次级侧H桥108包括四个次级侧开关S1、S2、S3、S4。如本文所讨论的，控制器102指导次级侧开关S1-S4的操作，以调节变压器106的次级中接收的功率，从而产生DC输出电压或V_o。在所示实施例中，除了负载，如电池110，之外，次级侧H桥108还耦合到滤波电容器122。

I.概述

在一个实施例中，初级侧H桥104、变压器106和次级侧H桥108形成双有源桥(DAB)级。根据本文的一种或多种方法，所述DAB级是可控的，以在所有半导体开关上产生零电压切换，并在低功率和高功率输出下产生单位功率因素。

更具体地，在一个实施例中，控制器102以双相移模式或三相移模式操作DAB级。在双相移模式中，控制器102操作DAB级，使得初级侧H桥104或次级侧H桥108在变压器106中产生两电平电压信号，并且初级侧H桥104和次级侧H桥108中的另一个在变压器106中产生三电平电压信号。在多相移控制中，控制器102周期性地在双相移模式和三相移模式之间切换。这些变化可以从图9的实验波形中看出，其中根据本公开的一个实施例，DAB级以三相移模式操作，并且转换到双相移模式，其中步进电压信号对应于初级的输入电压和次级的输出电压。可以看出，根据三电平操作模式和两电平操作模式，次级侧电压v_s有不同的电平。

在一个实施例中，双相移模式包括可变切换频率(VSF)双相移(DPS)操作模式，而三相移模式包括恒定切换频率(CSF)模式或可变切换频率(VSF)操作模式。根据双相移模式和三相移模式的操作，取决于一个或多个感测的特性，可以产生多相移(MPS)操作模式。在另一实施例中，利用这种类型的MPS操作模式，功率转换器100可以1)在DAB级实现宽输入范围(例如，120–240VAC，从0V到峰值电网电压)和宽输出范围(例如，200–450VDC)内的所有开关的ZVS导通，以及2)基本上确保轻负载下的高性能，即，保持低电网电流失真(单位PF)。VSF-DPS算法可以保证ZVS的安全，但是其PF性能在轻负载下会恶化。MPS控制算法可以通过将VSF-DPS控制发展为三相移(TPS)控制的子集来避免轻负载电网电流失真。这样，实现轻负载下无条件的ZVS导通和单位功率因素。

II.双相移操作模式

在一个实施例中，双相移操作模式对应于一种控制类型，该控制类型包括操作初级侧H桥104和次级侧H桥108以产生a)初级上的两电平电压信号和次级上的三电平电压信号，或者b)初级上的三电平信号和次级上的两电平电压信号。这两种类型的操作可以分别表征为次级侧DPS控制(SDPS)或初级侧DPS控制(PDPS)，下面将分别讨论。

A.SDPS控制：|v_i(t)|<nV_o

根据SPDS控制模式的初级侧开关P1-P4和次级侧开关S1-S4的工作时序示于图2所示的实施例中。在SPDS中，v_i(t)是电网电压的瞬时值，V_o是电池电压，并且n是变压器106的匝数比。切换周期T和相移时间t_r和t_w如图2中所示。变压器初级侧电压v_p为两电平方波，而次级侧电压v_s为三电平。这两个电压负责形成电感器121或变压器漏电感i_L的电流。为了保持与I_r的近零的切换电流大小的对称性，t_w可以至少部分地作为电网电压和电池电压的函数来控制。t_w可以具有最小值以保持平衡的泄漏电感器电流。虽然可以将t_w降低到零(通过设置T＝2t_r)，但这可能涉及非常高的切换频率。因此，如果t_r和t_w不能为零，则可能存在操作所需的最小功率传输。增加频率可以降低t_w的值，但这可能是以增加半导体切换损耗和变压器磁损耗为代价。因此，轻负载下的操作被认为受到系统最大切换频率的限制。

B.PDPS控制：|v_i(t)|>nV_o

根据PDPS控制模式的初级侧开关P1-P4和次级侧开关S1-S4的工作时序在图3所示的实施例中示出。当|vi(t)|>nV_o时，为了获得近零的I_r的切换点的平衡电流，可以在初级侧电压上添加不同的相移t_v(使其为三电平)，同时将次级侧电压降低为方波，如图3中所示。一旦识别出t_r，就可以确定t_w或t_v和f_s。注意，当电池电压低于AC峰值电压时，控制可能会频繁地在PDPS和SDPS之间切换(每个基本AC输入周期可能切换四次)。同时，f_s和相移可能紧密耦合，并且可能随时变化。当所需功率较低时，f_s可能非常高，由于切换限制，这在常规上是不可能的。由于f_s有一个上限，因此下限可能会施加在功率传输上，从而使电网电流失真。在图4所示的实施例中，电网电压为208VAC，并且输出(电池)电压为400V。当电网电压接近零时，切换频率被箝位在预设限值(在图4的仿真结果中为500kHz)，导致输入电流不平稳/失真。这种电流失真在轻负载时变得更糟。

III.三相移操作模式

在一个实施例中，三相移操作模式对应于控制初级侧H桥104和次级侧H桥108，以在变压器的初级上产生三电平电压信号，并且在变压器的次级上产生三电平电压信号。这种类型的操作增强了轻负载控制能力，并且可以在轻负载条件下产生近似单位功率因素，同时保持ZVS低至零功率。

根据两种TPS控制类型的初级侧开关P1-P4和次级侧开关S1-S4的工作时序在图5和图6所示的实施例中示出。在TPS中，图5中P₁和S₃的上升沿保持φ_r相移。同时，第二相移φ_p位于P₁和P₃之间，并且第三相移φ_s位于P₁和S₁之间。这使得变压器106的初级电压和次级电压都是三电平波形。φ_r和φ_p都致力于调节近零的切换电流I_r，I_r负责在一段时间内8个接通周期中的4个内维持ZVS。

变压器电压和电流如图5中所示。功率由φ_p和φ_s调节。注意，由于三个相移相互独立，φ_p<φ_s或φ_p>φ_s是可能的；前一种情况表示为“非重叠状态”，如图5中所示，并且后一种情况表示为“重叠状态”，如图6中所示。变量t_p、t_s、t_r、t₀和t_ov表示为初级有功、次级有功、无功、非活动和重叠时间间隔。T是切换周期。值I_r是在无功功率传输间隔期间，当P1、S4、P2或S3开启时的电流大小。

为了在P1、P2、S3和S4的切换期间实现ZVS导通，选择足够大的I_r值，以在空载时间期间完全释放上和下开关器件的漏极-源极电容。其它四个开关事件(P3、P4、S1和S2)的ZVS导通可以基本上得到保证，因为变压器电流将大于I_r。当v_p≠0和v_s＝0时，I_p值是初级有功功率传输间隔期间变压器电流大小的峰值。同样，当v_s≠0且v_p＝0，I_s是次级有功功率传输间隔的峰值电流大小。为了基本上确保P1、S4、P2和S3导通点处的I_r值保持恒定(并且i_L波形平衡)，两个有功时间间隔被确定为与初级侧电压和次级侧电压成比例。在非重叠情况下，在TPS控制下运行的DAB的功率传输可以描述为：

p(t)＝nV_o(I_r+I_s)t_sf_s，

在替换和重新排列之后，得到以下结果：

该功率表达式是次级有功时间间隔t_s的二次函数。我们也可以用t_p和|v_i|重写该功率表达式。

虽然输出功率取决于I_r、f_s、t_p和t_s，但I_r的值仅由t_r、电压大小和漏电感L独立控制。因此，I_r可以被设置为恒定的期望值，该期望值由开关器件的输出电容和最大电压确定，而功率可以通过改变f_s和/或时间间隔来设置。在这里，不同于DPS控制，ZVS条件可能与功率输送完全分离。因此，从控制的角度来看，没有必要改变f_s；这将改变开关波形的t₀非活动区域的宽度。这种操作模式可以解决轻负载下VSF DPS控制的PF失真问题。

非重叠TPS的一个主要限制是，对于实际系统参数和电压值，最大功率传输可能非常低。此外，非重叠TPS的效率将非常低，因为大部分变压器电流在非活动周期t₀期间循环，这可能导致过度的传导损耗。对于TPS下更大的功率传输，时间间隔t_p和t_s可以更大，使得φ_p>φ_s。在这种情况下，两个电压对于三个时间间隔，即重叠间隔、有功间隔和无功间隔来说都是非零的，其中功率传输描述为：

p(t)＝nV_of_s[(I_r+I_s)t_s+(I_p+I_s)t_ov]，

在变电站和重新排列之后得到：

该功率表达式也是总有功时间间隔(本例中为t_p+t_ov)的二次函数。此外，注意，二阶项上的符号为负，表示存在使用此控制可实现的最大功率点。如果切换频率在TPS控制下降低，可以将最大功率点P_最大增加到任意值(在合理的系统限制内)。

因此，可以利用VSF TPS控制来覆盖整个功率范围。然而，这种方案的一个缺点是循环电流和峰值切换电流在较低频率下会变得非常大。降低非重叠区域中的频率可能会增加图5中的t₀时间间隔，这不会有助于任何有功功率传输并且增加传导损耗。此外，最高峰值电流将出现在非重叠TPS和重叠TPS的边界处。降低频率可能会直接增加该值。因此，为了减少过度的传导损耗，可以保持高TPS切换频率，这将因此导致低峰值功率点。

IV.MPS控制–双相移和三相移模式

如上所述，功率转换器的MPS控制是通过以下两种或多种控制模式的组合来实现的：SPS、初级侧DPS、次级侧DPS和TPS。下表1描绘了每种控制模式以及初级电压和次级电压的相应波形。值得注意的是，SPS可与MPS控制结合使用，但仅限于有限的情况。

表1功率转换器的控制模式

进一步，举例来说，在一个实施例中，控制器102根据MPS操作模式操作，该MPS操作模式利用双相移操作模式和三相移操作模式。确定是从双相移操作模式还是三相移操作模式切换是基于消耗的功率量。控制器102耦合到功率转换器100的一个或多个传感器，该传感器被配置为感测功率转换器100中的一个或多个功率特性。基于一个或多个感测的特性，控制器102可以确定根据双相移模式或三相移模式操作。在一个实施例中，控制器102可以基于指示低功耗的一个或多个感测特性来确定以三相移模式操作，并且基于指示高功耗的一个或多个感测特性来确定以双相移模式操作。在图7、图8和图9所示的实施例中描绘了从三相移模式到双相移模式的变化的示例。

MPS控制方法解决了PDPS+SDPS控制的复杂性和PF失真以及TPS控制的低效率。在一个实施例中，MPS控制方法可以包括根据高频TPS控制(初级和次级为三电平)和VSF DPS控制(初级或次级为两电平，并且另一级为三电平)的操作。在TPS模式和DPS模式之间切换或转换的确定可以基于一个或多个感测特性和/或一个或多个操作参数。例如，在给定的切换频率下，控制器102可以计算两种控制方案下的预期输出功率(例如，功率值)。当这些功率值相等或非常接近相等时，可能出现转换点。控制器102可以确定这种相等性，并且控制操作以在转换点处或转换点附近改变模式，在转换点处功率电平接近相等，导致基本上低失真或无失真。

在图8所示的实施例中，示出了电流应力的差异：TPS具有比DPS更高的电流应力。TPS可以获得更高的功率，但是效率较低，因为电流也较高。恒定切换频率下TPS输出电力与有源相移值中的一个(φ_p或φ_s)的关系如图7所示。可以看出，假设|v_i|<nV_o，有两个TPS二次波形，TPS功率表达式相对于初级有源相移φ_p绘制。图7的最右侧是φ_p达到180度的边界条件。当φ_s在φ_p之前到达180度时(在|v_i|>nV_o的情况下)，类似的情况可能发生。基本上最大化的相移取决于两个变压器电压大小中较大的一个。如果两个相移中的一个达到180度，控制将有效地降低到DPS。因此，在一个实施例中，DPS可以被认为是TPS控制的子集。

在MPS中，可在低瞬时功率输出间隔期间使用TPS非重叠和TPS重叠中的一些的控制范围。当瞬时功率需求大约等于TPS/DPS等功率点并且正在增加时，控制器102可以在图7中从左侧功率点相位跳变到右侧功率点。这一相位跳变是从TPS到DPS的转换。更高的功率可以通过在降低切换频率的同时保持DPS操作来实现。当功率下降时，可以使用从DPS返回到TPS的反向相位跳变。

这种类型的控制可以在图8的仿真波形中可视化。显示了在以7.2kW输出运行时，超过电网基本周期一半以上的变压器峰值电流和变压器RMS电流。从0°到约45°和从约135°到180°，瞬时功率需求低，并且因此可以使用TPS。对于45°和135°之间的电网角，瞬时功率高于TPS/DPS等功率点，并且因此控制器可以相位跳变以在此范围内使用DPS。可以看出，在DPS控制下时，变压器峰值和RMS电流急剧下降。同时，在轻负载区域使用TPS可以实现单位功率因素。

根据一个实施例的MPS控制可以得到以下结果：(1)在低瞬时功率的情况下，DAB使用图7中功率曲线左侧的TPS操作；(2)当瞬时功率超过TPS/DPS等功率点时，控制器102可以跳到图7中功率曲线的右侧，并且在VSF DPS下操作；以及(3)当瞬时功率降低时，控制器102可以跳回到TPS以控制功率下降到零。对于AC电网输入电压的每个基本周期，这一整个过程可能发生两次。

本文使用的“两电平电压波形”或“两电平电压信号”是指在最大值和最小值之间交替的AC步间电压，其间没有中间步间电压，图2中示出了一个示例(v_s)。如本文所使用的，“三电平电压波形”或“三电平电压信号”是指多级AC步间电压，其包括在最大值和最小值之间的任何点处的至少一个中间步间电压，图2中示出了一个示例(v_p)。也如图2中所示，每个步间电压在至少一个最小时间段内主要是恒定的。

以上描述是本发明当前实施例的描述。在不脱离本发明的精神和更广泛的方面的情况下，可以进行各种改变和变化。本公开是出于说明的目的而呈现的，不应被解释为对本发明所有实施例的详尽描述，也不应将权利要求的范围限制于结合这些实施例示出或描述的特定元件。对单数元件的任何引用，例如，使用“一”、“一个”、“该”或“所述”，不应被解释为将该元件限制为单数。

Claims (17)

1.一种功率转换器的多相移系统，包括：

双有源桥转换器，其具有：变压器、耦合到所述变压器的初级绕组并且由第一控制信号控制的第一H桥、以及耦合到所述变压器的次级绕组并且由第二控制信号控制的第二H桥；

控制器，用于向所述第一H桥提供所述第一控制信号以在所述初级绕组中产生两电平电压波形或三电平电压波形，所述控制器进一步适于向所述第二H桥提供所述第二控制信号以在所述次级绕组中产生两电平电压波形或三电平电压波形；以及

负载，其耦合到所述双有源桥转换器的所述第二H桥并且具有功耗，其中在双相移操作模式中，所述控制器在所述初级绕组和所述次级绕组中的至少一个中产生两电平电压波形，并且其中，在三相移操作模式中，所述控制器在所述初级绕组和所述次级绕组中的每一个中产生三电平电压波形，

其中所述控制器可操作为响应于所述三相移操作模式下的所述双有源桥转换器的期望功率输出等于所述双相移操作模式下的所述双有源桥转换器的期望功率输出而引发从所述三相移操作模式到所述双相移操作模式的转换，所述转换与所述负载的所述功耗的检测到的增加相结合。

2.根据权利要求1所述的系统，其中所述负载包括可充电车辆电池。

3.根据权利要求1所述的系统，其中所述控制器适于计算所述双有源桥转换器的预期功率输出，以确定何时从所述双相移操作模式转换到所述三相移操作模式。

4.根据权利要求3所述的系统，其中当对于两种操作模式所述双有源桥转换器的所述预期功率输出基本相等，且所述负载的所述功耗下降时，所述控制器可操作为从所述双相移操作模式转换到所述三相移操作模式。

5.根据权利要求1所述的系统，其中所述控制器可操作为通过在所述双相移操作模式期间降低所述双有源桥转换器的切换频率来增加所述双有源桥转换器的所述功率输出。

6.根据权利要求1所述的系统，其中所述双有源桥转换器耦合到整流的AC电网电压。

7.根据权利要求1所述的系统，进一步包括逆变器，其适于将AC电网电压转换成用于所述双有源桥转换器的DC电压。

8.一种用于控制双有源桥转换器的方法，所述双有源桥转换器具有：变压器、耦合到所述变压器的初级绕组的第一H桥、以及耦合到所述变压器的次级绕组的第二H桥，所述方法包括：

向所述第一H桥提供第一控制信号，以选择性地在所述变压器的所述初级绕组中产生两电平电压波形或三电平电压波形；

向所述第二H桥提供第二控制信号，以选择性地在所述变压器的所述次级绕组中产生两电平电压波形或三电平电压波形；

其中在双相移操作模式下，控制器使得在所述初级绕组或所述次级绕组中产生两电平电压波形，其中在三相移操作模式下，所述控制器使得在所述初级绕组或所述次级绕组中产生三电平电压波形，并且其中在三相移/双相移等功率点处，所述控制器确定所述三相移操作模式下的功率输出等于所述双相移操作模式下的功率输出；

响应于具有高功耗的耦合到所述第二H桥的负载，即增加并等于所述三相移/双相移等功率点，在所述初级绕组和所述次级绕组中的至少一个中产生两电平电压；

响应于所述负载转变到低功耗，即下降并等于所述三相移/双相移等功率点，在所述初级绕组和所述次级绕组中产生三电平电压波形。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述负载包括可充电车辆电池。

10.根据权利要求8所述的方法，其中相对于预定阈值来确定从高功耗到低功耗的转换。

11.根据权利要求8所述的方法，其中在高功耗期间，所述初级绕组包括两电平电压波形，并且所述次级绕组包括三电平电压波形。

12.根据权利要求8所述的方法，其中在高功耗期间，所述初级绕组包括三电平电压波形，并且所述次级绕组包括两电平电压波形。

13.根据权利要求8所述的方法，其中在高功耗期间，所述初级绕组包括两电平电压波形，并且所述次级绕组包括两电平电压波形。

14.根据权利要求8所述的方法，进一步包括响应于所述负载返回到所述高功耗，在所述初级绕组中产生两电平电压波形。

15.根据权利要求8所述的方法，进一步包括响应于所述负载返回到所述高功耗，在所述次级绕组中产生两电平电压波形。

16.根据权利要求8所述的方法，进一步包括响应于所述负载返回到所述高功耗，在所述初级和次级绕组中产生两电平电压波形。

17.一种功率转换器的多相移系统，包括：

双有源桥转换器，其具有由第一控制信号控制的输入H桥以及由第二控制信号控制的输出H桥，其中所述输入H桥的输出通过至少一个电感器耦合到所述输出H桥的输入；

控制器，用于向所述输入H桥提供所述第一控制信号，以在所述输入H桥的所述输出处产生两电平电压波形或三电平电压波形，所述控制器进一步适于向所述输出H桥提供所述第二控制信号，以在所述输出H桥的所述输入处产生两电平电压波形或三电平电压波形；以及

负载，其耦合到所述双有源桥转换器的所述输出H桥并且具有功耗，其中在双相移操作模式中，所述控制器在所述输入H桥的所述输出和所述输出H桥的所述输入中的至少一个中产生两电平电压波形，并且其中，在三相移操作模式中，所述控制器在所述输入H桥的所述输出和所述输出H桥的所述输入中的每一个中产生三电平电压波形，

其中所述控制器可操作为响应于所述三相移操作模式下的所述双有源桥转换器的期望功率输出等于所述双相移操作模式下的所述双有源桥转换器的期望功率输出而引发从所述三相移操作模式到所述双相移操作模式的转换，所述转换与所述负载的所述功耗的检测到的增加相结合。