CN101155169B - 数字解调装置、数字接收机、该装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种数字解调装置，包括：调谐器，用于选择性地接收多个频带之一；以及解调器，用于解调来自调谐器的信号。该装置还包括：测量单元，用于在各载波上测量由于调谐器所接收的信号中所包含的干扰波而包含在来自调谐器的信号中的噪声的强度；分布估计单元，用于根据在各载波上测得的频带中的噪声的分布来估计所接收的频带中的干扰波的分布以及与所接收的频带相邻的频带中的干扰波的分布中的至少一个；噪声变化导出单元，用于导出来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度相对于向电路元件提供的功率的变化；以及功率更新单元，用于基于所导出的噪声强度相对于供给功率的变化来在来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值的范围内更新向电路元件提供的功率的值。

Description

数字解调装置、数字接收机、该装置的控制方法

技术领域

本发明涉及一种数字解调装置，尤其是接收已解调信号并解调所接收的信号的数字解调装置。本发明还涉及一种数字接收机、该解调装置的控制方法、计算机程序产品、以及其上记录该产品的记录介质。

背景技术

由调谐器接收的信号中所包含的干扰波会引起从调谐器输出的信号中产生噪声。如果来自调谐器的信号中所包含的噪声过强，则不能解调来自该调谐器的信号。来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度取决于调谐器所接收到的干扰波的振幅。日本未审专利申请特开2005-311570号公报公开了一种检查信号是否包含干扰波的装置。

来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度还取决于向构成该调谐器的各电路元件提供的功率。因此，必须控制向各电路元件提供的功率以使得来自调谐器的信号中所包含的噪声不至过强。另一方面，向各电路元件提供的功率高于必需是所不期望的，因为调谐器的功耗增加了。因此，必须适当地确定向各电路元件提供的功率以使得来自调谐器的信号中所包含的噪声不至过强，并且向各电路元件提供的功率不高于必需。为此，需要充分掌握调谐器所接收的信号中所包含的干扰波是什么。然而，以上公报的技术只检查是否存在干扰波。因此，不足以适当地确定要向各电路元件提供的功率。

发明内容

本发明的一个目的在于提供一种其中调谐器所接收的信号中所包含的干扰波被适当地掌握以控制要向构成该调谐器的各电路元件提供的功率的数字解调装置；数字接收机；该解调装置的控制方法；计算机程序产品；以及其上记录该产品的记录介质。

根据本发明的一个方面，一种数字解调装置包括构成用于从多个频带中选出一个频带以及接收所选频带中的信号的调谐器的多个电路元件。每个信号由分布在频带中的多个载波构成。该装置还包括：解调器，用于解调从调谐器输出的信号；第一测量单元，用于在分布在所选频带中的各载波上测量由于调谐器所接收的信号中所包含的干扰波而包含在来自调谐器的信号中的噪声的强度；分布估计单元，用于根据由第一测量单元在各载波上测得的所选频带中的噪声的分布来估计所选择的频带中的干扰波的分布以及与所选频带相邻的频带中的干扰波的分布中的至少一个；噪声变化导出单元，用于根据由分布估计单元估计的干扰波的分布以及由第一测量单元测得的噪声强度来导出来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度相对于向电路元件之一提供的功率的变化；以及功率更新单元，用于根据由噪声变化导出单元导出的噪声强度相对于向电路元件提供的功率的变化来在来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值的范围内更新向该电路元件提供的功率的值。

根据本发明的另一个方面，提供了一种数字解调装置的控制方法，该数字解调装置包括构成用于从多个频带中选出一个频带以及接收所选频带中的信号的调谐器的多个电路元件。每个信号由分布在频带中的多个载波构成。该装置还包括用于解调从调谐器输出的信号的解调器。该方法包括：第一测量步骤，用于在分布在所选频带中的各载波上测量由于调谐器所接收的信号中所包含的干扰波而包含在来自调谐器的信号中的噪声的强度；分布估计步骤，用于根据由第一测量步骤在各载波上测得的所选频带中的噪声的分布来估计所选频带中的干扰波的分布以及与所选频带相邻的频带中的干扰波的分布中的至少一个；噪声变化导出步骤，用于根据由分布估计步骤估计的干扰波的分布以及由第一测量步骤测得的噪声的强度来导出来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度相对于向电路元件之一提供的功率的变化；以及功率更新步骤，用于根据由噪声变化导出步骤导出的噪声强度相对于向电路元件提供的功率的变化来在来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值的范围内更新向该电路元件提供的功率的值。

根据本发明的又一方面，提供了一种用于数字解调装置的计算机程序产品，该数字解调装置包括构成用于从多个频带中选出一个频带以及接收所选频带中的信号的调谐器的多个电路元件。每个信号由分布在各频带中的多个载波构成。该装置还包括用于解调从调谐器输出的信号的解调器。该产品使该装置执行：第一测量步骤，用于在分布在所选频带中的各载波上测量由于调谐器所接收的信号中所包含的干扰波而包含在来自调谐器的信号中的噪声的强度；分布估计步骤，用于根据由第一测量步骤在各载波上测得的所选频带中的噪声的分布来估计所选频带中的干扰波的分布以及与所选频带相邻的频带中的干扰波的分布中的至少一个；噪声变化导出步骤，用于根据由分布估计步骤估计的干扰波的分布以及由第一测量步骤测得的噪声的强度来导出来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度相对于向电路元件之一提供的功率的变化；以及功率更新步骤，用于根据由噪声变化导出步骤导出的噪声的强度相对于向电路元件提供的功率的变化来在来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值的范围内更新向该电路元件提供的功率的值。

根据本发明，噪声强度相对于供给功率的变化被掌握以控制供给功率，从而使得噪声不超过基准值。当干扰波的分布与噪声的分布相关时，可以通过掌握噪声的分布来掌握干扰波的分布。因为掌握干扰波的分布导致掌握由于干扰波而包含在信号中的噪声的行为，所以能掌握噪声强度相对于供给功率的变化。因此，基于噪声强度相对于供给功率的变化，能适当地控制向电路元件提供的功率以使得噪声的强度被抑制到不超过基准值，并且使调谐器的功耗不至过大。

在本发明中，优选地，分布估计单元在来自调谐器的信号中所包含的噪声是由于干扰波引起的互调失真而产生的假定下估计干扰波的分布。当来自调谐器的信号中所包含的噪声是由互调失真引起的时候，能从噪声的分布准确地掌握干扰波的分布。根据这一特征，通过使用互调失真与干扰波之间的关系，就能从噪声的测量结果准确地掌握干扰波的分布。

在本发明中，优选地，当来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值时，功率更新单元将向电路元件提供的功率更新到其中来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值的范围内的一个较低值。根据此特征，通过减少向电路元件提供的功率，可以在其中噪声不超过基准值的范围内适当地降低功耗。

在本发明中，优选地，噪声变化导出单元包括：关系存储单元，用于在其中存储来自电路元件的输出信号中所包含的噪声的强度相对于向该电路元件提供的功率的变化与频带中的干扰波的分布之间的关系；以及噪声变化获取单元，用于根据由分布估计单元估计的干扰波的分布以及存储在关系存储单元中的信息来获取来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度相对于向电路元件提供的功率的变化，并且功率更新单元根据由噪声变化获取单元获取的噪声的强度相对于向电路元件提供的功率的变化来更新向电路元件提供的功率的值。根据这一特征，通过存储噪声强度相对于供给功率的变化与噪声的分布之间的关系，可以由简单的构造来导出噪声强度相对于供给功率的变化。

在本发明中，优选地，由调谐器接收的信号中所包含的干扰波是分布在频带中的模拟电视广播波和数字电视广播波中的至少一个，并且分布估计单元包括：干扰判定单元，用于判定与所选频带相邻的频带中所包含的干扰波是模拟电视广播波还是数字电视广播波。因为模拟或数字电视广播波的信号分布是已知的，因此可以容易地从测得的噪声确定干扰波是模拟和数字电视广播波中的哪一个。当一旦掌握了干扰波是模拟和数字电视广播波中的哪一个时，就能准确地掌握干扰波以什么形态分布在频带中。因此，根据这一特征，能容易地掌握干扰波的准确分布。

在本发明中，优选地，分布估计单元包括用于判定所选频带是否包含模拟电视广播波的模拟波判定单元。根据这一特征，判定由调谐器选择性地接收的频带是否包含作为干扰波的模拟电视广播波，然后基于该判定结果，可以适当地导出噪声强度相对于供给功率的变化。

在本发明中，优选地，功率更新单元包括：功率导出单元，用于根据由分布估计单元估计的干扰波的分布来导出向电路元件提供的功率的值，以使得在向该电路元件提供该功率值时来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值；期间确定单元，用于确定提供由功率导出单元导出的功率值的期间；临时功率供给单元，用于在由期间确定单元确定的期间内向电路元件提供由功率导出单元导出的功率值；以及第二测量单元，用于测量在临时功率供给单元向电路元件提供由功率导出单元导出的功率值时来自调谐器的信号中所包含的噪声的强度，并且功率更新单元在由第二测量单元测得的噪声的强度小于噪声基准值时将向电路元件提供的功率更新成不小于由功率导出单元导出的值而小于更新前的值的值。根据这一特征，实际上执行了试验性功率供给以判定所得噪声是否小于基准值，然后更新供给功率。由此，在其中噪声更确实地小于基准值的范围内更新供给功率。

在本发明中，优选地，该装置还包括：纠错单元，用于纠正来自调谐器的信号中的错误，并且噪声基准值是能由纠错单元纠正的噪声的强度的上限值。根据这一特征，供给功率被控制在其中能成功执行纠错的范围内。因此，供给功率被控制在其中能适当地执行解调的范围内。

本发明可应用于诸如蜂窝电话和数字电视接收机等各种数字接收机，其中包括：再现装置，用于再现文字、图像、诸如计算机程序等数据和声音中的至少一个。这一类数字接收机从已由根据本发明的数字解调装置解调的接收信号获取关于文字、图像、诸如计算机程序等数据或声音的信息，然后该接收机再现这些文字等。因为在数字接收机中采用了根据本发明的数字解调装置，所以能通过抑制来自调谐器的输出信号中所包含的噪声的强度来抑制功耗。

可以用记录在包括诸如光盘只读存储器(CD-ROM)盘、软盘(FD)和磁光(MO)盘等可移动型记录介质以及诸如硬盘等固定型记录介质在内的计算机可读记录介质上的形式来分发根据本发明的计算机程序产品。这些计算机程序产品还可以通过诸如因特网等通信网络由有线或无线电通信装置来分配。这一类计算机程序产品可不仅为数字解调装置专用。通过与用于频道选择处理和数字解调处理的计算机程序组合使用，该计算机程序产品可使其中包括通用处理器等的通用装置起到数字解调装置的作用。

附图说明

从以下结合附图的说明中，本发明的其它以及进一步的目的、特征和优点将显得更全面。在附图中：

图1A是根据本发明的一个实施例的蜂窝电话的外观图，而图1B是示出包括在该蜂窝电话中的数字解调装置的大致构成的框图；

图2是图1A的蜂窝电话所接收的信号的表示；

图3是示出应用于图1A的蜂窝电话所接收的信号的交织处理和解交织处理的表示；

图4是示出图1A的蜂窝电话所接收的信号中所包含的模拟广播信号的图；

图5A和5B是示出图1B中所示的调谐器的构成的框图；

图6A至6C是示出图1B中所示的解调器的构成的框图；

图7A和7B是示出图1B中所示的调谐器的电路元件中所产生的互调失真和交调失真的图；

图8A和8B是示出用作表示图1B中所示的调谐器的电路元件的三阶非线性性的指标的IIP3的图；

图9A和9B是示出因与由图1B中所示的调谐器接收的频道相邻的模拟广播而产生的互调失真的图；

图10A和10B是示出因与由图1B中所示的调谐器接收的频道相邻的数字广播而产生的互调失真的图；

图11A是示出来自图1B中所示的调谐器的电路元件的输出信号中所包含的噪声的强度与向该电路元件提供的功率之间的关系的图，而图11B是示出该电路元件的IIP3与向该电路元件提供的功率之间的关系的图；

图12A和12B是与所接收的频道两侧相邻的广播之间的差别对应地示出噪声强度与向图11A中所示的电路元件提供的功率之间的关系的图；

图13A至13C是用于说明获得图12A和12B中所示的噪声强度与向电路元件提供的功率之间的关系的根据的图；

图14A和14B是示出图1B中所示的控制器的构成的框图；

图15A至15D是与图9A至10B中所示的互调失真相应地示出由解调器测得的CN比的图；

图16是示出向图1B中所示的调谐器的电路元件提供的功率与从该调谐器输出的信号中所包含的噪声之间的关系的时序图；以及

图17是示出用于更新向图1A的蜂窝电话中的调谐器的电路元件提供的功率的一系列步骤的流程图。

具体实施方式

下面将对根据本发明的一个优选实施例的蜂窝电话进行说明。图1A示出根据该实施例的蜂窝电话1000的外观图。图1B示出包括在该蜂窝电话1000中的数字解调装置的概要构成。

根据该实施例的作为数字接收机的蜂窝电话1000中包括数字解调装置1。由蜂窝电话1000通过其天线接收的信号Sr由数字解调装置1解调。在从数字解调装置1输出的已解调信号中取出关于文字、图像、声音或程序的数据的信息，并再现该数据。通过设置在电话1000上的未示出的显示器和未示出的扬声器向蜂窝电话1000的用户提供这些文字、图像等。在一个修改中，可以在除这一类蜂窝电话以外的其它数字接收机，例如数字电视接收机、无线局域网(LAN)设备或使用无线LAN的个人计算机(PC)中采用数字解调装置1。

数字解调装置1中包括：调谐器1、解调器3以及控制器4。调谐器2与解调器3电连接。调谐器2还与天线电连接，并对通过天线接收的信号Sr施行频道选择处理。即，调谐器2从信号Sr中所包含的多个频道中选出单个频道，并接收该单个频道。然后，调谐器2将该选择性地接收的频道的信号转换成中频(IF)信号，该中频信号被发送至解调器3。解调器3接收从调谐器2发送的IF信号，解调该IF信号，并输出已解调的信号。已解调信号是例如所谓的传输流(TS)信号。

数字解调装置1由多个电路元件构成。如果在以下说明中没有另行说明，则各电路元件可以由专用于提供独立功能的一组电路组件构成；或者可以由通用处理器等以及使诸如处理器等硬件组件操作以提供如下所述的相应的功能的计算机程序来实现。在后一情形中，各电路元件是通过将硬件组件与计算机程序组合来实现的。

下面将说明由蜂窝电话1000接收的信号。作为该实施例的一个例子，下面将说明其中采用根据日本数字地面广播的传输系统来进行由蜂窝电话1000所接收的信号的传送的情形。日本数字地面广播采用地面综合业务数字广播(ISDB-T)系统。然而，对于由根据该实施例的数字解调装置接收的信号，除了ISDB-T系统之外，还可以采用数字音频广播(DAB)系统、地面数字视频广播(DVB-T)系统、手提数字视频广播(DVB-H)系统、数字多媒体广播(DMB)系统、或用于无线LAN的IEEE 802.11a/b/g/n系统。

图2示意地示出采用了根据日本数字地面广播的传送系统的接收信号。在日本数字地面广播中，给每个广播者分配约6MHz宽的频带。如上所述的多个频带——例如Ch A至Ch C——在频率轴上彼此相邻。各频带包括数千个载波。如图2中所示，各频带被划分成13段Sg。这13段之一被分配用于诸如蜂窝电话1000等移动设备的广播。

根据ISDB-T系统调制信号是采用正交频分多路复用(OFDM)方法。OFDM方法是将不同频率的多个载波用于数据传输的多载波方法。OFDM方法中使用的载波的波形相互正交。因此，如上所述，各频带Ch A至Ch C中所包括的数千个载波的波形相互正交。

在数据传输之际，生成其中与所要传送的数据的各值相应地调制的多个载波被叠加的已调制的信号。更具体而言，根据所要传送的数据中所包含的多个数据值的排列次序，向不同的载波分配相应的数据值。然后，根据所分配的数据值调制各载波，经如此调制的载波被叠加以生成OFDM信号。在OFDM方法中，如此生成OFDM信号相当于执行傅立叶逆变换。在以下说明中，有效码元长度指OFDM方法中所使用的载波的频率间隔的倒数。

为了消除直接波以外的延迟波的影响，在如上所述已调制的多个载波被叠加的已调制信号中插入保护间隔。该保护间隔以将已调制的信号中每一有效码元长度的信号的一端的一部分复制并插入该有效码元长度的信号的另一端的方式形成。其中插入了保护间隔的已调制信号作为OFDM信号被传送。

由有效码元长度的信号和保护间隔形成的信号被称为一个码元。OFDM信号被构造成一序列多个码元。当接收到其中OFDM信号和时间上延迟到达接收方的延迟波被叠加的信号时，在所接收的信号中不同码元相互重叠。保护间隔用于在接收到被叠加在OFDM信号上的这一类延迟的波时，取出其中不同码元中所包含的信号不重叠的部分。

例如，在数字地面广播中，为了校正由传输路径中所产生的噪声和干扰波所引起的错误，对由OFDM信号传送的数据执行编码。编码所使用的编码是Reed-Solomon(RS)编码和维特比(Viterbi)编码。在数字地面广播中使用的RS编码中，待传送的204个字节的数据的后16个字节用作校验位，并且最多可纠正204个字节中8个字节的错误。

在维特比编码中，编码率k/n被标准化成1/2至7/8，其中n代表要传送的已编码数据的位数，而k代表编码前数据的位数。为将经RS编码和维特比编码的数据解码，在接收方执行RS解码和维特比解码。

根据传输路径的状况，存在着发生其中传送的信号中错误在时间上或在频率上集中发生的突发错误的情形。另一方面，当在进行维特比解码以将经维特比编码的信号解码之后不可能进行纠错时，通常，存在着许多发生突发错误的情形。在通过使用RS解码纠错来纠正如上所述的一定长度的信号中产生的错误的情形中，在该长度的信号中能纠正的错误数是有限的。因此，如果发生如上所述的突发错误，则可能存在不能进行纠错的情形。

例如，在数字地面广播中，对由所传送的信号传送的数据执行各种交织处理以使得即使在所传送的信号中发生突发错误也能进行纠错。作为交织处理，已知有位交织处理、字节交织处理、时间交织处理以及频率交织处理。如上所述的交织处理是在时间上或在频率上将对应于要传送的信号中所包含的信号的数据重新排列。具体而言，时间交织处理用于在时间上重新排列在时间上连续的多个信号。频率交织处理用于在频率上随机地重新排列频率上连续的多个载波。例如，如下执行时间交织处理和用于恢复经时间交织的数据的时间解交织处理。

图3是示出时间交织和解交织处理的一个例子的表示。图3示出交织和解交织处理之前和之后的三个信号。每个信号包含在时间上连续的多个码元Sb。另外，每个信号包含多个已调制载波。即，在多个载波上执行如下所述的信号中的重新排列。

在发射机中，作为时间交织，信号S被如图3中所示地根据预定次序重新排列。在时间交织中，以使每个码元被移位至在时间上迟于其在重新排列前的原始位置的位置的方式进行重新排列。另外，每个码元中所包含的不同载波被包含在经重新排列的信号中的不同位置中。在接收机中，作为时间解交织，如图3中所示，信号S根据预定次序被重新排列以恢复到原始排列。

根据传输路径的状况，在经时间交织的信号S的一部分处可能发生突发错误Eb。然而，通过接收机中的时间解交织处理，信号S被再次恢复到其原始排列。从而，在传输路径中在多个码元上发生的突发错误Eb被分散成在各码元中的错误Ed。因此，即使发生这一类的错误在时间上集中的突发错误时，也可以进行纠错，因为在时间解交织之后错误被分散。

除了时间交织以外的各种交织也可应用于信号。在字节交织中，用以RS编码的204个字节为单位分散数据的方式以字节为单位重新排列信号。在位交织中，以位为单位重新排列信号。在频率交织中，在OFDM信号中所包含的载波上重新排列码元。纠错是在通过如上所述的各种交织和解交织将传输路径上产生的各种错误分散在信号中之后执行的。因此，与不应用交织处理的情形相比，更能确保信号中产生的错误被纠正。

在数字地面广播中，除了上述以外，还执行能量扩散处理以防止由于数据偏移所引起的所传送的信号中的能量偏移。能量扩散处理是通过在伪随机数据与根据所传送的信号的数据之间以位为单位进行异或操作以使数据随机来执行的。

当数字广播和模拟广播共存于用于数字广播的频带的附近时，调谐器2可以接收根据模拟广播的信号。图4是示出根据这一类模拟广播的载波分布的图。在图4中，横坐标轴表示频率而纵坐标轴表示信号的强度。Ch A’至Ch C’分别示出在与图2的Ch A至Ch C相同的频带中的模拟广播频道。当各模拟广播是根据模拟电视广播时，例如载波91a至93a分别对应于图像载波、色度副载波和声音载波。

下面将对调谐器2进行说明。图5A和5B是示出调谐器2的构成的框图。

调谐器2中包括：RF放大器单元21、混频器单元22、VCO-PLL单元23、滤波器单元24、以及IF放大器单元25。输入到调谐器2的信号Sr由RF放大器单元21放大，然后输出至混频器单元22。VCO-PLL单元23基于对应于特定频道的频率生成混频信号，即频道选择处理。由VCO-PLL单元23生成的混频信号被输出至混频器单元22。混频器单元22从RF放大器单元21所输出的信号Sr以及来自VCO-PLL单元23的混频信号生成与IF频率相应的IF信号Si。

由混频器单元22生成的IF信号Si被输出至滤波器单元24。滤波器单元24包括如下所述的镜像去除电路。滤波器单元24从混频器单元22所输出的信号Si中去除不必要的信号分量。已从中去除了不必要信号分量的信号Si被输出至IF放大器单元25。IF放大器单元25将从滤波器单元24输出的信号Si放大，然后将已放大的信号Si输出至解调器3。

调谐器2中还包括功率供给单元100。功率供给单元100向RF放大器单元21、混频器单元22、滤波器单元24、以及IF放大器单元25中的每一个提供功率。RF放大器单元21等用从功率供给单元100提供的相应的功率来操作。功率供给单元100中包括：功率控制部分101、正常功率存储部分102、以及测试功率存储部分103。正常功率存储部分102中存储向RF放大器单元21等提供的正常功率的值。功率控制部分101将向RF放大器单元21等中的每一个提供的功率控制在正常功率存储部分102和测试功率存储部分103之一中所存储的功率的值。除非功率供给单元100接收到来自控制器4的特定指令，否则功率供给单元100会向诸如RF放大器单元21等各电路元件提供正常功率存储部分102中所存储的正常功率的值以使得该电路元件执行其正常操作。根据本发明的临时功率供给单元的功能对应于本实施例中功率供给单元100提供存储在测试功率存储部分103中的功率的值的功能。

从模拟电路输出的信号包含各种噪声。因此，当由模拟电路实现诸如RF放大器单元21等各电路元件时，从该电路元件输出的信号包含噪声。噪声的强度可取决于向该模拟电路提供的功率。即，从调谐器2输出的信号Si中所包含的噪声的强度可以根据向诸如RF放大器单元21等各电路元件提供的功率而变化。如果当解调器3解调信号Si时，从调谐器2输出的信号Si中所包含的噪声的强度超过某一极限，则不能准确地解调信号Si。因此，需要将向诸如RF放大器单元21等各电路元件提供的功率控制成足以使得能准确地解调信号Si。

由于上述原因，通常，存储在正常功率存储部分102中的正常功率的值被设置成使得最终从调谐器2输出的信号Si中所包含的噪声的强度落在使得能准确地解调信号Si的范围内。

下面将对解调器3进行说明。图6A是示出解调器3的构成的框图。如图6A中所示，解调器3是由诸如如下所述的ADC单元31等多个电路元件构成的。

解调器3中包括：ADC单元31、AFC码元同步单元32、快速傅里叶变换(FFT)单元33、帧同步单元34、检波单元35、波均衡单元37、以及纠错单元36。解调器3对从调谐器2输出的信号Si施行解调处理和纠错处理。

从调谐器2输出的IF信号Si被输入到ADC单元31。ADC单元31将输入的模拟信号Si转换成数字信号，并向AFC码元同步单元32输出已转换的数字信号。

AFC码元同步单元32对从ADC单元31输出的数字信号施行诸如滤波器处理等纠错处理。AFC码元同步单元32确定如下所述的由FFT单元33进行的傅里叶变换的起始点，即，码元同步点，并执行码元同步。然后，AFC码元同步单元32向FFT单元33输出已同步的数字信号。同时，AFC码元同步单元32向控制器4发送关于码元同步点的信息。另外，AFC码元同步单元32导出关于指示有效码元长度的模式的信息，并向控制器4发送该信息。在本实施例中，指示有效码元长度的模式包括：有效码元长度252微秒的模式1、有效码元长度504微秒的模式2、以及有效码元长度1008微秒的模式3。在确定码元同步点时，使得能实现对延迟到达的延迟波影响最小的最合适的接收的点等被设置成同步点。作为一种确定同步点的方法，使用其中参照信号的相关的方法；通过使用导频信号来校正相移的方法。

FFT单元33通过时间-频率傅立叶变换来转换从AFC码元同步单元32输出的数字信号。对于此傅立叶变换，通常使用所谓的快速傅立叶变换(FFT)。因为数字信号是OFDM信号，所以它具有已通过傅立叶逆变换转换的波形，即其中根据数据值调制的多个载波被叠加的波形。FFT单元33从如此叠加的波中取出根据数据值调制的载波。然后，FFT单元33以使这些信号在时间上以数据的原始次序排列的方式将对应于向各载波分配的数据值的数字信号重新排列。从而，FFT单元33再现与OFDM信号生成之前的数据相对应的数字信号。然后，FFT单元33向帧同步单元34输出该数字信号。

帧同步单元34以帧为单位将从FFT单元33输出的数字信号同步。一帧是由例如204个码元构成的，并且从一帧的信号中获得一组TMCC信息。由帧同步单元34同步的数字信号被输出至波均衡单元37，并且还被输出至检波单元35。

基于数字信号中所包含的分散的导频信号等，波均衡单元37对已由帧同步单元34同步的数字信号施行波均衡处理。在通过波均衡校正信号之后，波均衡单元37将信号解调成对应于数据值的数字信号，然后向纠错单元36输出已解调的数字信号。

另外，波均衡单元37对载波-噪声(CN)比进行测量。在本实施例中，当对数字信号施行波均衡时，波均衡单元37获得从调谐器2输出的信号Sr中所包含的分散的导频信号。然后，波均衡单元37导出所获得的分散的导频信号与分散的导频信号的基准值之间的差。基于所导出的差，波均衡单元37对数字信号中所包含的各载波施行波均衡。此时，波均衡单元37导出各已均衡载波与星座的基准值之间的差，即，调制误差比(MER)。在此情形中，因为对各载波施行波均衡，所以对各载波导出MER的值。然后，波均衡单元37向控制器4发送对各载波导出的MER的值作为关于CN比的信息。

另一方面，检波单元35取出包含在数字信号中的TMCC信息。然后，检波单元35向控制器4发送关于TMCC的信息。TMCC信息中包含关于传输系统的信息，诸如64QAM、16QAM或QPSK等载波调制方法以及例如，1/2、2/3、3/4、5/6、或7/8等卷积编码率等。采用有效码元长度的1/4、1/8、1/16、以及1/32作为保护间隔长度。

纠错单元36对数字信号施行纠错处理。纠错处理包括解交织处理和解码处理。如图6A中所示，纠错单元36中包括：解交织部分41、解码器42以及能量逆扩散部分43。

解交织部分41对从波均衡单元37输出的数字信号施行解交织处理。如图6B中所示，解交织部分41中包括：频率解交织部分51、时间解交织部分52、位解交织部分53、以及字节解交织部分54。相应的解交织部分51至54与如上所述的相应类型的交织相对应地执行频率解交织、时间解交织、位解交织、以及字节解交织。已执行了各种交织的数字信号通过上述各种解交织被恢复成交织之前的数字信号。

解码器42对从波均衡单元37输出的数字信号施行解码处理。如图6C中所示，解码器43中包括维特比解码部分61以及RS解码部分62。相应的解码部分61和62执行如上所述的维特比解码和RS解码。通过上述各种解码来纠正数字信号中所包含的错误，并且通过上述各种解码将经维特比编码和RS编码的数字信号恢复成编码之前的数字信号。

能量逆扩散部分43将从波均衡单元37输出的数字信号恢复成能量扩散之前的数字信号。

以与在发送方执行各种交织、编码和能量扩散的次序相对应的次序执行上述各种解交织、解码和能量逆扩散。在ISDB-T解调的情形中，以频率解交织、时间解交织、位解交织、维特比解码、字节解交织、能量逆扩散和RS解码的次序执行处理。

从解调器3输出由解调器3如此施行了解码处理的数字信号作为TS信号。

当从调谐器2输出的信号Si包含过强的噪声时，信号Si中所包含的错误的量可能过大。这可能防碍解调器3中的正常解调。如果在解调器3中没有正常地执行解调，则不能准确地取出由调谐器2接收的信号中所包含的关于图像、声音等的信息。另一方面，如上所述，从调谐器2输出的信号Si中所包含的噪声包括在构成调谐器2的电路元件中产生的噪声。下面将对在构成调谐器2的模拟电路中产生的噪声进行说明。

在从模拟电路输出的信号中产生的噪声主要包括两种噪声。一种是由于模拟电路中的热噪声等而产生的器件噪声。器件噪声包括由从模拟电路中所包括的电阻元件、晶体管的基极和发射极阻抗等产生的热引起的噪声。器件噪声还包括：当电荷移动通过其中包括正-负(PN)结的模拟电路中的能量势垒时所产生的所谓的散粒噪声；以及当电荷在金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的氧化物和硅之间的边界处被俘获时所产生的所谓的闪烁噪声。

在从模拟电路输出的信号中产生的其它噪声是由于蜂窝电话1000所接收的信号Sr中所包含的干扰波而产生的干扰噪声。干扰波是除了对应于从信号Sr的发射源发送的原始信号的目标波以外的信号。来自模拟电路的输出信号中不仅包括与输入信号呈线性的分量，还包括与输入信号呈非线性的失真分量。当输入信号中混入了目标波以外的干扰波时，在输出信号中出现对应于目标波和干扰波两者的非线性失真分量。在这些非线性分量中，影响输出信号中目标波的线性分量的分量被称为干扰噪声。

例如，现在假定与调谐器2选择性地接收的频道相对应的频带是图2的Ch A。在此情形中，干扰噪声是由同一频带中所包含的图4的Ch A’的模拟广播信号；频率轴上与Ch A相邻的相应频带中所包含的Ch B和Ch C的数字广播信号；以及图4的Ch B’和Ch C’的模拟广播信号中的任何一个引起的。

下面将dui1干扰噪声的强度进行定量的说明。当在模拟电路中从输入信号x(t)获得输出信号y(t)时，这些信号之间的关系由以下式1给出。在式1中，α_n(n＝0，1，2，...)表示指示模拟电路的特性的n阶分量的系数。α₁指示模拟电路的增益。通常，α₁大于0而α₃小于0。

[式1]

y(t)＝α₀+α₁χ(t)+α₂χ(t)²+α₃χ(t)³+....

在式1中，通常，除一阶和三阶分量以外的失真的影响很小。为了简化，以下式2仅由一阶和三阶分量来近似输入和输出信号之间的关系。

[式2]

y(t)＝a₁χ(t)+α₃χ(t)³

假定输入信号由两个正弦波表示。一个正弦波的振幅和角速度分别由A₁和ω₁表示；且另一个正弦波的振幅和角速度分别由A₂和ω₂表示。以下式3给出这一假定下的输入信号。角速度ω与频率f之间的关系由ω＝2π×f给出。角速度与频率之间的差别仅为2π。因此，在以下说明中，为了简化，角速度和频率被作为同一要素来对待。

[式3]

χ(t)＝A₁cosω₁t+A₂cosω₂t

通过将式3代入式2，获得输出信号中的各频率分量如下。以下式4是通过将式3代入式2中获得的。

[式4]

y(t)＝α₁(A₁cosω₁t+A₂cosω₂t)+α₃(A₁cosω₁t+A₂cosω₂t)³

通过展开式4，获得以下式5。

[式5]

y(t)＝α₁(A₁cosω₁t+A₂cosω₂t)+

α₃(A₁ ³cos³ω₁t+3A₁ ²A₂cos²ω₁tcosω₂t)+

α₃(3A₁A₂ ²cosω₁tcos²ω₂t+A₂ ³cos³ω₂t)

另外，通过展开式5，其频率对应于式5中的ω₁和ω₂的分量由以下式6给出。

[式6]

${\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2:({\mathrm{\α}}_1{A}_1+\frac{3}{2}{\mathrm{\α}}_3{A}_1{A_2}^2)\cos {\mathrm{\ω}}_{1}t+({\mathrm{\α}}_1{A}_2+\frac{3}{2}{\mathrm{\α}}_3{A_1}^2{A}_2)\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t$

另一方面，其频率对应于2ω₁±ω₂的分量由以下式7给出；而其频率对应于ω₁±2ω₂的分量由以下式8给出。

[式7]

$2{\mathrm{\ω}}_1\±{\mathrm{\ω}}_2:\left(\frac{3}{4}{\mathrm{\α}}_3{A_1}^2{A}_2\right)\cos (2{\mathrm{\ω}}_1\±{\mathrm{\ω}}_2)$

[式8]

${\mathrm{\ω}}_1\±2{\mathrm{\ω}}_2:\left(\frac{3}{4}{\mathrm{\α}}_3{A}_1{A_2}^2\right)\cos ({\mathrm{\ω}}_1\±2{\mathrm{\ω}}_2)$

现在假定其振幅由A₁和A₂表示的两个正弦波都是干扰波。在此情形中，输出信号的频谱包括由式7和8给出的作为其频率对应于2ω₁-ω₂以及ω₁-2ω₂的分量的分量。这些分量被称为互调失真。如式7和8所示，互调失真的强度分别为3/4|α₃|A₁ ²A₂和3/4|α₃|A₁A₂ ²。图7A示出输出信号的频谱中所包括的这些互调失真。当互调失真的频率接近目标波的频带时，互调失真就成为干扰目标波的接收的噪声。

接着，假定式3中其振幅由的A₁表示的正弦波是目标波，而其振幅由A₂表示的正弦波是干扰波。在此情形中，输出信号的频谱包括由式6给出的作为其频率对应于与目标波本身的频率相对应的ω₁的分量的分量。此分量被称为交调失真。如式6所示，交调失真的强度为3/2|α₃|A₁A₂ ²。图7B示出这一类交调失真。当输入信号除了目标波之外还包括干扰波时，由于交调失真引起的噪声总是作为目标波本身的频率分量产生。

如上所述，当输入信号除了目标波之外还包含干扰波时，由于构成调谐器的RF放大器21等的非线性性以及干扰波而在目标波的频带中产生干扰噪声。因此，从调谐器输出的IF信号Si包含干扰噪声。

三阶输入截点IIP3通常被用作指示电路元件的三阶非线性性的指标。下面将对指标IIP3进行说明。图8A和8B是用于说明IIP3的图。

如上所述，当输入两个干扰波时，产生互调失真。图8A示出当输入由其振幅均为A_in而其频率分别对应于ω₁和ω₂(其中，ω₁≠ω₂)的两个正弦波构成的信号时，一电路元件的输出信号的频谱。在该输出信号中，其频率对应于ω₁和ω₂的分量在被放大α₁倍后输出。这些是相对于输入信号的一阶分量。另外，电路元件中的非线性三阶分量，即由互调失真IM3引起的分量被输出。

图8B是示出目标波的振幅相对于输入信号强度的关系以及由互调失真引起的噪声的强度相对于输入信号强度的关系的图。目标波的振幅与输入信号的强度成比例。互调失真IM3与输入信号强度的三次方成比例。三阶输入截点IIP3和三阶输出截点OIP3被定义为在与输入信号成一次比例的目标波的振幅与由互调失真IM3引起的与输入信号成三次比例的分量的强度相交的点处的相应输入和输出信号的强度。这些被用作指示电路元件特有的非线性性的指标。输出信号中的目标波的振幅和由互调失真引起的分量的强度分别为α₁A_in和3/4|α₃|A_in ³。因此，IIP3由以下式9求得。

[式9]

$\mathrm{IIP}3=\sqrt{\frac{4{\mathrm{\α}}_1}{3\left|{\mathrm{\α}}_3\right|}}$

因此，当其中任何一个的振幅为A_in的两个干扰波被输入时，由于互调而产生的失真的强度通过使用IIP3的以下式10来求得。

[式10]

IM3＝α₁A_in ³/IIP3²

另外，当振幅为A₁的目标波和振幅为A₂的干扰波被输入时，由于交调而在目标波的频率中产生的失真的强度通过使用IIP3的以下式11来求得。

[式11]

N＝2α₁A₁A₂ ²/IIP3²

如式3所示，以上说明是关于当两个正弦波作为干扰波输入时由于模拟电路中产生的互调失真而引起的干扰噪声。与此相对，由如式12中的3个正弦波产生的噪声如下。通过将式12代入式2中并且展开所得的表达式，获得频率分量的以下式13至15。式13至15分别表示具有频率ω₁、ω₂和ω₃的分量；具有频率2ω_i±ω_j的分量，其中i和j＝1，2或3且i≠j；以及具有频率ω₁+ω₂±ω₃或ω₁-ω₂±ω₃的分量。在这些表达式中，式14和15表示可作为干扰噪声包含在来自模拟电路的输出信号中的互调失真分量。

[式12]

χ(t)＝A₁cosω₁t+A₂cosω₂t+A₃cosω₃t

[式13]

${\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2,{\mathrm{\ω}}_3:\{{\mathrm{\α}}_1{A}_1+{\mathrm{\α}}_3({A_1}^3+\frac{3}{2}{A}_1{A_2}^2+\frac{3}{2}{A}_1{A_3}^2)\}\cos {\mathrm{\ω}}_{1}t$

$+\{{\mathrm{\α}}_1{A}_2+{\mathrm{\α}}_3({A_2}^3+\frac{3}{2}{A_1}^2{A}_2+\frac{3}{2}{A_3}^2{A}_2)\}\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t$

$+\{{\mathrm{\α}}_1{A}_3+{\mathrm{\α}}_3({A_3}^3+\frac{3}{2}{A_1}^2{A}_3+\frac{3}{2}{A_2}^2{A}_3)\}\cos {\mathrm{\ω}}_{3}t$

[式14]

$2{\mathrm{\ω}}_1\±{\mathrm{\ω}}_2:\frac{3}{4}{\mathrm{\α}}_3{A_1}^2{A}_2\cos (2{\mathrm{\ω}}_1\±{\mathrm{\ω}}_2)t$

$2{\mathrm{\ω}}_1\±{\mathrm{\ω}}_3:\frac{3}{4}{\mathrm{\α}}_3{A_1}^2{A}_3\cos (2{\mathrm{\ω}}_1\±{\mathrm{\ω}}_3)t$

$2{\mathrm{\ω}}_2\±{\mathrm{\ω}}_1:\frac{3}{4}{\mathrm{\α}}_3{A_2}^2{A}_1\cos (2{\mathrm{\ω}}_2\±{\mathrm{\ω}}_1)t$

$2{\mathrm{\ω}}_2\±{\mathrm{\ω}}_3:\frac{3}{4}{\mathrm{\α}}_3{A_2}^2{A}_3\cos (2{\mathrm{\ω}}_2\±{\mathrm{\ω}}_3)t$

$2{\mathrm{\ω}}_3\±{\mathrm{\ω}}_1:\frac{3}{4}{\mathrm{\α}}_3{A_3}^2{A}_1\cos (2{\mathrm{\ω}}_3\±{\mathrm{\ω}}_1)t$

$2{\mathrm{\ω}}_3\±{\mathrm{\ω}}_2:\frac{3}{4}{\mathrm{\α}}_3{A_3}^2{A}_2\cos (2{\mathrm{\ω}}_3\±{\mathrm{\ω}}_2)t$

[式15]

${\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2\±{\mathrm{\ω}}_3:\frac{3}{2}{\mathrm{\α}}_3{A}_1{A}_2{A}_3\cos ({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2\±{\mathrm{\ω}}_3)$

${\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2\±{\mathrm{\ω}}_3:\frac{3}{2}{\mathrm{\α}}_3{A}_1{A}_2{A}_3\cos ({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2\±{\mathrm{\ω}}_3)$

如将通过将式11与式14和15相比较可理解的，互调失真的强度和频率根据引起失真的干扰波是什么频率和振幅的的正弦波而变化。亦即，互调失真的分布形态根据干扰波在频率轴上如何分布而变化。

在本说明书中，“(频率轴上的)分布”或“分布形态”指示什么强度的信号、噪声等出现在其横坐标轴表示频率且其纵坐标轴表示信号、噪声等的强度的图的各频率值处。即，“分布”或“分布形态”对应于信号的强度I等相对于频率f的函数I(f)。在该函数中，信号等的强度I由相对值表示。例如，I(f)被标准化成使其在定义范围内的最大值为1。

如式10、11以及13-15所示，互调失真由干扰波的强度的3次函数表示，而交调失真由干扰波的强度的2次函数表示。因此，当干扰波强到干扰噪声成为问题的程度时，互调失真的影响大于交调失真的影响。以下，主要考虑由于互调失真而产生的干扰噪声。然而，在一个修改中，数字解调装置1可以被设计成使得当互调失真接近目标波的频带时主要只考虑互调失真的影响，而在互调失真不接近目标波的频带时主要只考虑交调失真的影响。

当由调谐器2选择性地接收的频道是图2的Ch A时，互调失真是由于与Ch A相邻的频带中所包含的模拟和数字广播信号而产生的。图9A至10B是示出由于这一类模拟和数字广播信号而在Ch A的频带中产生的互调失真的图。在图9A至10B中，横坐标轴表示频率而纵坐标轴表示信号或失真的强度。

图9A示出由图2中所示的模拟广播Ch B’引起的互调失真81。图9B示出由图2中所示的模拟广播Ch C’引起的互调失真82。互调失真81对应于Ch B’的两个或三个载波91b至93b的合成。互调失真82对应于Ch C’的两个或三个载波91c至93c的合成。

图10A示出由图2中所示的数字广播Ch B引起的互调失真83。图10B示出由图2中所示的数字广播Ch C引起的互调失真84。数字广播在与模拟广播相同的频带中包含数千个载波。这些载波在各频带中等间隔地连续分布。在Ch A的频带中，出现对应于包含在Ch B或Ch C中的大量连续信号中的各种组合的合成的互调失真。因此，如图10A和10B中所示，互调失真83和84中任一个连续地出现在非常广的频率范围上。

如上所述，互调失真的分布根据与由调谐器2选择性地接收的频道相邻的频带中包含模拟还是数字广播信号而变化。另外，互调失真的分布还根据由调谐器2选择性地接收的频道的哪一侧上的信号引起失真而变化。因此，由于互调失真而产生的干扰噪声的分布形态根据引起互调失真的干扰波的分布形态而变化。

如上所述，模拟电路产生干扰噪声和器件噪声。除了在模拟电路本身中产生的噪声以外，来自模拟电路的输出信号还包含原来包含在模拟电路的输入信号中的噪声。例如，IF放大器单元25的输入信号包含在RF放大器单元21、混频器单元22以及滤波器单元24中产生的噪声，还包含在输入调谐器2的信号中的噪声。

因此，来自模拟电路的输出信号包含：(1)在模拟电路中产生的干扰噪声；(2)在模拟电路中产生的器件噪声；(3)在其它模拟电路中产生的噪声；以及(4)在输入到调谐器之前产生的噪声。在其它模拟电路中产生的噪声(3)是由在其它模拟电路中产生的干扰噪声和器件噪声构成的。当各模拟电路放大其输入信号时，包含在输入信号中的噪声也被放大。因此，(3)和(4)的噪声在经过放大后被输出。

另一方面，如下所述，来自模拟电路的输出信号中所包含的噪声的强度会根据向模拟电路提供的功率而变化。

图11A是大致示出来自RF放大器单元21、混频器单元22、滤波器单元24和IF放大器单元25中的一个模拟电路的输出信号中所包含的噪声的强度与向该模拟电路提供的功率之间的关系的一个例子的图。在图11A的图中，横坐标轴表示供给功率的值；而纵坐标轴表示噪声强度。图11B是大致示出向模拟电路提供的功率的强度与该模拟电路的IIP3之间的关系的图。在图11A和11B中的任一个中，在纵坐标轴上均使用对数标度。

在图11A中，曲线Cf表示不存在干扰噪声的一个例子，而曲线Cm表示只存在干扰噪声的一个例子。如式10和11所示，干扰噪声与IIP3的平方成反比。另外，如图11B所示，IIP3随着供给功率的增大成指数增大。因此，如曲线Cm所示，干扰噪声的强度随着功率的降低而急剧增大。

另一方面，与干扰噪声相对于功率变化的变化相比，除干扰噪声以外的噪声相对于功率变化的变化非常小。因此，在本说明中，如曲线Cf所示，除干扰噪声以外的噪声的强度被认为是相对于功率变化基本上恒定的。由曲线Cf所示的除干扰噪声以外的噪声包括上述噪声(1)到(4)中的：(2)在模拟电路中产生的器件噪声；(3)在其它模拟电路中产生的噪声；以及(4)在输入到调谐器之前产生的噪声。

曲线C0表示干扰噪声和器件噪声的合计噪声相对于功率的关系。因为曲线Cm和Cf具有上述特性，所以曲线C0所示的噪声的强度在高功率区域中基本上是恒定的。与之相对，在曲线C1上，当功率降到某一值以下时噪声急剧增加。构成调谐器2的各电路元件具有由曲线C0所示的电路特性。因此，如果供给功率过低且噪声的强度超过某一噪声基准值Nf，则会影响信号接收，例如，解调器3中不能执行充分的解调。因此，供给功率必须被充分地确保使得噪声的强度不超过基准值Nf。

在本实施例中，基准值Nf指示使由纠错单元36的纠错成功的噪声强度的上限。纠错单元36的成功纠错指在由纠错单元36纠错之后信号中所包含的错误的比特率等小于预定值。例如，当RS解码之后的比特差错率不大于1×10^-11时，这意味着纠错单元36成功地执行了纠错。

另一方面，如图2和4所示，与由调谐器2选择性地接收的频道相邻的频带中所包含的信号的分布形态根据这些信号是根据模拟还是数字广播而变化。因此，如图9A至10B中所示，出现在对应于所接收的频道的频带中的互调失真的分布形态相应地变化。另外，互调失真的分布形态还根据该广播与所接收的频道的哪一侧相邻而变化。由蜂窝电话1000接收的广播与例如一个频带中所包含的13段之一对应。因为在对应于1段的频带中是否出现互调失真取决于互调失真的分布形态，这引起供给功率与噪声之间的关系中的差别。

图12A和12B各自通过例子示出噪声相对于向根据使用Low-IF方法的ISDB-T系统的所谓的1段调谐器中的模拟电路提供的功率的变化的图。图12A示出向混频器电路提供的功率与从该混频器电路输出的信号中所包含的噪声之间的关系。图12B示出向IF滤波器电路提供的功率与从该IF滤波器电路输出的信号中所包含的噪声之间的关系。在图12A和12B中，各曲线C1至C8表示供给功率与噪声之间的关系。在这些曲线中，曲线C1和C5表示当在与所接收的频道的两侧相邻的频带中其频率高于所接收的频道的频带的那一个中包含数字广播波时的关系。与之相对，曲线C2和C6表示当与所接收的频道两侧相邻的频带中其频率低于所接收的频道的频带的那一个中包含数字广播波时的关系。下面，与所接收的频道的较高频和较低频侧相邻的频带将分别被称为上邻接和下邻接频道。曲线C3和C7表示当上邻接频道中包含模拟广播波时的关系。与之相对，曲线C4和C8表示当在下邻接频道中包含模拟广播波时的关系。在曲线C1至C8中的任一条中，干扰波的功率基本上相同。

如图12A和12B中所示，供给功率与噪声之间的关系根据邻接频道中存在数字还是模拟广播波，以及这一类广播波是上邻接还是下邻接频道而变化。下面将大致说明噪声相对于混频器和IF滤波器电路中的供给功率的特性为什么是如图12A和12B中所示的。

首先，如图12A和12B两者所示，当干扰波为数字广播波时的噪声总的来说比当干扰波为模拟广播波时的噪声更强。原因如下。如图9A和9B中所示，当干扰波是模拟广播波时，由干扰波引起的失真局部地出现在所接收的频道中。与之相对，如图10A和10B中所示，当干扰波为数字广播波时，失真出现在比模拟广播波的情形中的更广的频带中。另外，包括互调失真在内的各种失真的全部功率比数字广播波情形中的要高。

第二，在曲线C1和C2上，当供给功率低，即当向混频器电路提供的功率降低且失真特性已变差时，由于干扰波而产生的失真的功率基本上相同。更具体而言，在干扰波是数字广播波的情形中，即使在在上邻接和下邻接频道中的任一个中存在干扰波时，供给功率为低时的失真的功率也基本上相同。另一方面，如曲线C3和C4所示，在干扰波是模拟广播波的情形中，模拟广播波存在于下邻接频道时的噪声在对混频器电路的供给功率的范围内比模拟广播波存在于上邻接频道时的噪声更强。这是因为由于模拟广播波而出现互调失真的频率根据模拟广播波存在于上邻接还是下邻接频道而变化。例如，当载波91b至93b如图9A中所示地存在于下邻接频道中时，由于这些载波引起的互调失真出现在目标段中。与之相对，当载波91c至93c如图9B中所示地存在于上邻接频道中时，由于这些载波引起的互调失真出现在目标段以外的另一段中。因此，失真分量如何出现于目标段中取决于模拟广播波中所包含的载波之间的频率关系。例如，如图9A和9B中所示，它取决于在频率轴上模拟广播波的图像载波、声音载波与色度副载波之间的位置关系。

第三，如曲线C5和C6所示，在IF滤波器电路中，供给功率低的范围内的噪声强度根据作为干扰波的数字广播波存在于上邻接还是下邻接频道中而变化。原因如下。在Low-IF型调谐器中，当目标段的中心频率、IF频率以及本振频率分别由F₀、F_IF，以及F_LO＝F₀-F_IF表示时，对信号进行频率转换以使得目标段的中心频率从F₀变成F_IF。

图13A示出频率转换之前和之后的信号。在图13A至13C中，横坐标轴表示频率而纵坐标轴表示信号的强度。在图13A中，左图示出频率转换前的信号，而右图示出频率转换后的信号。如图13A中所示，执行频率转换以使得目标段Sg的中心频率在转换之后变成F_IF。当执行了频率转换时，在转换之前小于F_LO的频率f中所包含的信号分量与转换之后的分量(F_LO-f)重合。因此，当执行频率转换时，如图13A中所示，出现镜像频率F_IM＝F_LO-F_IF附近的频带中的信号与目标段的频带中所包含的信号重合的问题。为了避免该问题，通常，Low-IF型调谐器中包括用于去除镜像的镜像去除电路。在本实施例中，如前所述，在图5A的滤波器单元24中设置了这一类镜像去除电路。即，当在混频器单元22中执行频率转换之后，已经过频率转换的信号被输入至后级上的镜像去除电路以从信号中去除镜像。

图13B和13C是示出镜像去除电路去除镜像之前信号的频谱以及施行了频率转换以及镜像去除两者之后信号的频谱的图。在图13B和13C中的任一个中，上图示出频率转换之前的频谱，而下图示出频率转换之后的频谱。图13B示出所接收的频道Ch A的上邻接频道Ch C包含作为干扰波的数字广播波的情形。图13C示出所接收的频道Ch A的下邻接频道Ch B包含作为干扰波的数字广播波的情形。所接收的频道Ch A包含目标段Sg。

在图13B和13C中，Sg’表示通过对目标段Sg中所包含的信号施行频率转换和镜像去除所得到的信号。Ch A’₁和Ch A’₂表示通过对所接收的频道Ch A中所包含的信号施行频率转换和镜像去除所获得的信号。其中，Ch A’₁表示通过对转换前的Ch A中F_LO以上的频率分量施行频率转换所得到的信号。Ch A’₂表示通过对转换前的Ch A中F_LO以下的频率分量施行频率转换所得到的信号。虽然镜像去除电路用于去除关于频率F_LO与目标段信号Sg对称的信号，但在F_LO以下的频率范围内，该电路具有关于频率F_LO降低远离与目标段信号Sg对称的位置的信号的功率的特性。因此，在Ch A’₂中，目标段Sg’附近的频率分量被大量去除，而远离目标段Sg’的频率分量被部分去除。

与之相对，不是通过镜像去除来去除F_LO以上的频率分量。因此，如图13B中所示，当F_LO小于目标段Sg的频率时，上邻接频道Ch C中所包含的干扰波的电平可能在镜像去除之前和之后没有变化。另一方面，如图13B中所示，因为低邻接频道Ch B中所包含的干扰波在F_LO以下的范围内，所以由于镜像去除电路的特性，功率倾向于降低。

如上所述，当由镜像去除电路执行镜像去除时，下邻接频道中所包含的干扰波的电平降低。另一方面，上邻接频道中所包含的干扰波的电平难以降低。因此，镜像去除电路的后级上的IF滤波器电路中噪声相对于供给功率的变化可能如图12B所示。即，当下邻接频道包含干扰波时，由于干扰波而产生的失真的电平与上邻接频道包含干扰波的情形相比可能较低。此特征对于干扰波是数字广播波以及干扰波是模拟广播波这两种情形是共有的。另一方面，在控制镜像去除电路的前级上的混频器电路的功率的情形中，当向混频器电路提供的功率足够高且混频器电路的失真特性良好时，可以得到如图12B中所示的噪声变化。即，因为镜像去除电路的影响，在下邻接频道包含干扰波的情形中的失真度与上邻接频道包含干扰波的情形相比可能较低。

模拟和数字广播中的哪一种存在于与所接收的频道相邻的频带中、以及广播存在于所接收的频道的哪一侧上取决于蜂窝电话1000与广播的发射台之间的位置关系、蜂窝电话1000周围的状况等。因此，需要将向各模拟电路提供的功率设置成具有足够余裕的值以使得无论诸如与所接收的频道相邻的频带中包含的模拟广播波等干扰波的分布形态如何解调器3都能解调信号Si。

例如，供给功率必须被控制在一个使得即使在出现图9A至10B中所示的任一干扰噪声时也能充分解调的值。另外，在各电路元件中存在制造差异。另外，根据调谐器2的操作状况，向电路元件提供的功率会出现偶然的变动，或根据诸如大气温度等操作环境，各电路元件的电路特性中可能出现变动。考虑到这些制造差异、供给功率的变动、工作温度的变动等，必须将供给功率控制在足够高的值。

更具体而言，如图12A中所示，在蜂窝电话1000的初始状态中，存储在正常功率存储部分102中的正常功率的值被设置成比某一值Pt高余裕Mg的Ps。在本实施例中，在曲线C1上，Pt是其中噪声不超过基准值Nf的范围的下限。即，对于诸如RF放大器单元21等各模拟电路，正常功率存储部分102中存储具有足够余裕Mg的值以使得即使在干扰波的分布形态改变或操作环境改变时解调器3也能准确地解调信号Si。因此，例如，即使在干扰波的分布形态改变时，诸如RF放大器单元21等各电路元件也能被提供以使得能成功解调的足够功率。

另一方面，如果供给功率一直保持在Ps，则不合乎需要，因为功耗过高。例如，当噪声如曲线C4所示地变化时，其中噪声在基准值Nf以下的功率范围的下限为Pt’。Ps与Pt’之间的差大于Ps与Pt之间的差。因此，在噪声如曲线C4所示地变化的情形中，供给功率可以被设置在Ps以下的值。另外，在如曲线C3所示的噪声变化很小的情形中，即使在供给功率大幅降低时也没有问题。

下面将对控制供给功率的控制器4进行说明。以下，将主要说明控制向诸如镜像去除电路的前级上的混频器电路等电路元件提供的功率的情形。因此，其供给功率受控的电路元件将在其具有由图12A的曲线C1至C4所示的电路特性的假设下进行说明。另一方面，当向诸如镜像去除电路的后级上的IF滤波器电路等电路元件提供的功率被控制时，可以在该电路元件具有由图12B的曲线C5至C8所示的电路特性的假设下采用与如下所述的控制器相同的构成。图14A和14B是示出控制器4的构成的框图。如图14A中所示，控制器4中包括：电路特性存储单元111、噪声形态存储单元112、相邻广播估计单元113、噪声变化获取单元114、功率更新单元115以及平均值计算单元116。

电路特性存储单元111中存储关于诸如调谐器2中所包括的RF放大器单元21等各电路元件的电路特性的信息。关于电路特性的信息包括指示与式2所示的电路元件的线性性/非线性性相关的α1和α3的信息。在一个修改中，电路特性存储单元111中可以存储关于IIP3的信息，因此中可以从该关于IIP3的信息估计α1和α3。

噪声形态存储单元112中存储关于在与所接收的频道相邻的频带包含模拟或数字广播的信号时在所接收的频道的频带中测得的CN比的分布形态的信息。另外，噪声形态存储单元112中还与指示所存储的信息对应于模拟广播和数字广播中哪一个的信息以及指示该频带与所接收的频道的哪一侧相邻的信息相关地存储指示由图12A的曲线C1至C4中的每一个所示的供给功率与噪声之间的关系的信息。在后一种情形中，噪声形态存储单元112用作关系存储单元。

平均值计算单元116根据从解调器3传送的关于CN比的信息来计算预定期间里CN比的平均值。在其中下述功率测试部分122执行更新值测试的期间以外的期间里，平均值计算单元116计算当向各电路元件提供正常功率时CN比的平均值，下面将该平均值称为正常CN比。计算平均值的期间可以预先设置，或者可以是从一个更新值测试结束到下一更新值测试开始的期间。另外，计算平均值的期间可以是从接收到开始计算的指令到接收到在某一定时停止计算的指令的期间。

作为分布估计单元的相邻广播估计单元113估计与所接收的频道相邻的频带中所包含的信号的分布形态。更具体而言，相邻广播估计单元113根据关于从解调器3传送的各载波的CN比的信息来估计与所接收的频道相邻的频带中所包含的信号以什么形态分布。如上所述，在本实施例中，由解调器3实际测量的对象是MER，并且解调器3将MER传送至控制器4作为关于CN比的信息。相邻广播估计单元113实际上将MER的值作为CN比对待。

如图9A至10B中所示的互调失真是由于模拟和数字广播的信号而产生的。因此，在出现互调失真的位置处，所接收的频道的频带中所测得的CN比根据互调失真的强度而降低。因此，所接收的频道的频带中测得的CN比如图15A至15D中所示的那样分布。图15A至15D分别对应于其中与所接收的频道相邻的频带包含如图9A至10B中所示的信号的情形。

噪声形态存储单元112中与指示是数字还是模拟广播引起该干扰的信息以及指示该包含干扰的频带与所接收的频道哪一侧相邻的信息两者相关地存储指示如图15A至15D中所示的CN比分布形态的信息。在来自解调器3的信息的基础上，相邻广播估计单元113将在所接收的频道的频带中实际测得的CN比分布形态与存储在噪声形态存储单元112中的CN比分布形态相比较。从而，相邻广播估计单元113估计引起实际测得的CN比的干扰波是由模拟还是数字广播引起的，以及该包括干扰波的频带与所接收的频道的哪一侧相邻。在此情形中，相邻广播估计单元113用作干扰判定单元。

例如，当实际测得的CN比接近图15A的分布形态时，相邻广播估计单元113判定干扰波是由与所接收的频道的较低频率侧相邻的频带中所包含的模拟广播引起的。另一方面，当实际测得的CN比接近图15D的分布形态时，相邻广播估计单元113判定干扰波是由与所接收的频道的较高频率侧相邻的频带中所包含的数字广播引起的。

基于由相邻广播估计单元113判定的干扰波的种类以及包含该干扰波的频带与所接收的频道的哪一侧相邻，噪声变化获取单元114获取存储在噪声形态存储部分112中的指示供给功率与噪声之间的关系的信息。更具体而言，噪声变化获取单元114获取关于图12A中所示的曲线C1至C4之一的表示与接收的频道相邻的频带中的包含的干扰波，即根据数字或模拟广播的信号的分布形态相应的、噪声相对于供给功率的变化的信息。

另外，噪声变化获取单元114从在不同频率实际测得的各CN比的值之间的差获取由调谐器2接收的信号中所包含的干扰波的电平。例如，在图15A和15B中，CN比下降的频率对应于出现干扰噪声的频率，而其它频率对应于没有出现干扰噪声的频率。因此，可以从在出现了干扰噪声的频率下实际测得的CN比的值与没有出现干扰噪声的频率下实际测得的CN比的值之间的差估计各干扰噪声的绝对强度。这同样适用于图15C和15D。例如，在图15C中，图的右端的频率对应于没有出现干扰噪声的影响的频率。因此，可以从在图的右端的频率下实际测得的CN比的值与在没有出现干扰噪声的影响的另一频率下实际测得的CN比的值之间的差来估计干扰噪声的绝对强度。

基于由噪声变化获取单元114所获得的供给功率与噪声之间的关系，功率更新单元115更新存储在正常功率存储部分102中的正常功率的值。在更新供给功率时，在预先执行测试更新后执行实际更新。功率更新单元115中包括：测试条件确定部分121、功率测试部分122、以及更新功率确定部分123。

基于由噪声变化获取单元114获得的供给功率与噪声之间的关系以及干扰波的电平，测试条件确定部分121确定供给功率的测试更新值以及执行测试的期间。基于由噪声变化获取单元114获得的关于曲线C1至C4以及干扰波的电平的信息，测试条件确定部分121导出噪声的强度不超过基准值Nf的功率范围的下限值。在后一情形中，测试条件确定部分121用作功率导出单元。然后，测试条件确定部分121确定一个所导出的下限值与正常功率的当前值之间的测试更新值。

例如，当噪声变化获取单元114已获取关于曲线C1的信息时，Pt是其中噪声的强度不超过基准值Nf的功率范围的下限值。因此，测试条件确定部分121确定Pt与正常功率之间的测试更新值。当噪声变化获取单元114获取了关于曲线C4的信息时，测试条件确定部分121确定Pt’与正常功率之间的测试更新值。在曲线C3的情形中，因为即使在功率低时噪声也几乎不增大，所以测试条件确定部分121确定向目标电路元件提供的功率的下限值与正常功率之间的测试更新值。向电路元件提供的功率的下限值是指该电路元件的稳定操作所需的功率的最小值。

接着，测试条件确定部分121确定通过使用测试更新值来提供功率的期间。在此情形中，测试条件确定部分121用作期间确定单元。在本实施例中，测试条件确定部分121以使期间的开始时间和结束时间均在一个码元内的方式来确定供给期间。这使得纠错单元36容易地使用测试更新值来纠正由于功率供给而在来自调谐器2的信号中产生的错误。在一个修改中，可以根据关于从解调器3传送的CN比的信息来判定该定时是否适于测试期间，从而来确定测试功率供给期间。例如，如果确定CN比的变化很大且接收状况不稳定，则可等到确定CN比的变化很小且接收状况稳定之后再设置供给期间。在另一修改中，可以跨越两个或以上码元设置供给期间。

功率测试部分122将由测试条件确定部分121确定的测试更新值作为测试功率存储在测试功率存储部分103中。在对应于由测试条件确定部分121确定的供给期间的起始时间的定时处，功率测试部分122指令功率供给单元100向目标电路元件提供与存储在测试功率存储部分103中的测试功率对应的值的功率。此外，在对应于由测试条件确定部分121确定的供给期间的结束时间的定时处，功率测试部分122指令功率供给单元100结束测试功率的供给并重新开始提供正常功率。

图16是通过例子示出当提供上述测试功率时向电路元件提供的功率的变化以及从调谐器2输出的信号中所包含的噪声的变化的时序图。期间A表示正常功率供给期间、而期间B表示测试功率供给期间。在提供测试功率的期间B里，来自调谐器2的信号中所包含的噪声增大ΔN。

基于由于测试功率的提供而包含在来自调谐器2的信号中的噪声的强度，更新功率确定部分123采用由测试条件确定部分121确定的测试更新功率作为正常功率的更新值。更具体而言，更新功率确定部分123获取从解调器3传送的对应于测试功率供给期间，即图16的期间B的关于CN比的信息。基于所获得的CN比(下面将称为测试CN比)，更新功率确定部分123判定由于测试功率的提供而包含在来自调谐器2的信号中的噪声的强度是否在基准值Nf以下。即使在已判定噪声的强度不小于基准值Nf时，更新功率确定部分123也将由平均值计算单元116算出的作为对应于正常功率供给期间，即图16的期间A的正常CN比的上述平均值与测试CN比相比较。

基于噪声的强度是否在基准值Nf以下的判定以及正常与测试CN比的比较，更新功率确定部分123确定是否应通过使用由测试条件确定部分121确定的测试更新值来更新供给功率。当确定应更新供给功率时，更新功率确定部分123将由测试条件确定部分121确定的测试更新值存储在正常功率存储部分102中。

下面将对用于更新向构成蜂窝电话1000中的调谐器2的各电路元件提供的功率的一序列步骤。图17是示出这一系列步骤的流程图。

首先，在步骤S101中，平均值计算单元116计算当提供正常功率时来自调谐器2的信号中的CN比的平均值。在供给功率被更新前已预先计算了正常CN比的平均值。

接着，在步骤S102中，解调器3测量CN比，即MER。在步骤S103中，相邻广播估计单元113从这些测量结果估计哪种广播作为干扰波存在于所接收的频道的哪一侧上的频带中。在步骤S104中，基于由相邻广播估计单元113的估计，噪声变化获取单元114从噪声形态存储单元112中的存储内容获取噪声相对于供给功率的变化。

在步骤S105中，测试条件确定部分121确定更新供给功率的测试条件。更具体而言，基于由噪声变化获取单元114导出的噪声相对于供给功率的变化，测试条件确定部分121确定存储在正常功率存储部分102中的正常功率的更新值，并确定向目标电路元件提供功率的更新值作为测试的期间。

在步骤S106中，基于由测试条件确定部分121确定的测试条件，功率测试部分122使功率供给单元100向目标电路元件提供正常功率的更新值作为测试功率。在步骤S107中，解调器3测量测试CN比，即MER。在步骤S108中，基于来自解调器3的信息，更新功率确定部分123将测试CN比与CN比的基准值相比较。CN比的基准值对应于基准值Nf。即，关于测试CN比的信息是否在基准值以下对应于由于测试功率的提供而包含在来自调谐器2的信号中的噪声是否在基准值Nf以下。

当确定实际测得的测试CN比的值不超过基准值，即，步骤S108中为否时，更新功率确定部分123不执行供给功率的更新。然后，这一序列步骤结束。在一个修改中，可以再次重复从S102起的步骤。

当确定实际测得的测试CN比的值超过基准值，即，步骤S108中为是时，流程进到步骤S109，在该步骤中更新功率确定部分123执行供给功率的更新。更具体而言，更新功率确定部分123将由测试条件确定部分121确定的更新值存储在正常功率存储部分102中。然后，这一系列步骤结束。在一个修改中，可以再次重复从S102起的步骤。特别地，当测试CN比与正常CN比差别很大时，存在着在干扰估计的时间与测试的时间之间干扰条件已改变了的可能性。在此情形中，必须再次执行干扰估计。因此，系统可以被修改使得再次重复S101的步骤以及从S102起的步骤。另一方面，当正常CN比很小；供给功率被判定为对于干扰条件而言过低；以及必须增大供给功率时，系统可以被修改成省略S105至S108的更新值测试步骤以立即更新供给功率。

在如上所述构成的实施例中，掌握了由于数字和模拟和数字广播中的哪一个而产生的干扰波被包含在与所接收的频道相邻的上邻接和下邻接频道中的哪一个中，以确定供给功率的更新值。另一方面，根据是数字和模拟广播中的哪一个作为干扰波存在于上邻接和下邻接频道中的哪一个中，能掌握向各电路元件提供的功率与诸如在所接收的频道中产生的互调失真等失真的强度之间的关系。因此，可以将各电路元件的功耗适当地控制在其中噪声不超过基准值Nf的范围内。

另外，在确定供给功率的更新值之后将功率的更新值作为测试功率提供时包含在信号中的CN比超过与基准值Nf相对应的预定基准值的情形中，供给功率被更新成更新值。因此，在更新供给功率之前，判定功率的更新值是否合适。然后，更新供给功率。因此，供给功率被控制成确保将噪声被抑制在不超过基准值Nf。

以上已对本发明的优选实施例进行了说明。然而，本发明并不限于上述实施例。在本发明中，能进行各种变化、修改以及替换。

上述实施例是在与所接收的频道相邻的另一广播频道引起干扰波的假设下。然而，本发明还适用于包含在与所接收的频道相同的频带中的模拟广播引起干扰波的情形。

在上述情形中，例如，蜂窝电话1000还可具有下列构成。噪声形态存储单元112中存储关于不仅在相邻频带包含另一广播频道时而且在所接收的频道的频带包含模拟广播时的CN比分布形态的信息。噪声形态存储单元112中还存储关于当所接收的频道的频带包含模拟广播时噪声的强度相对于供给功率的变化的信息。基于来自调谐器3的关于CN比的信息以及存储在噪声形态存储单元112中的信息，相邻广播估计单元113判定所接收的频道的频带是否包含模拟广播。在此情形中，相邻广播估计单元113用作模拟波判定单元。当相邻广播估计单元113确定所接收的频道的频带包含模拟广播时，噪声变化获取单元114从来自解调器3的关于CN比的信息以及存储在噪声形态存储部分112中的信息获取噪声的强度对相于供给功率的变化。另外，基于由噪声变化获取单元114获得的噪声的强度相对于供给功率的变化，功率更新单元115更新供给功率。

上述实施例是在对向特定电路元件提供的功率进行更新和控制以抑制最终从调谐器2输出的信号中所包含的噪声的强度的假设下。当通过这一类方法控制向多个电路元件提供的功率时，例如，可以想到在其中在来自调谐器2的信号中所包含的噪声的强度不超过基准值Nf的范围内依次减小向诸电路元件提供的功率、并恰好在噪声超过基准值Nf之前停止供给功率的减小的控制。然而，在另一修改中，考虑到电路元件之间的关系，可控制供给功率以整体减小功耗。

例如，上述实施例是在来自调谐器2的信号中所包含的噪声随着向目标电路元件提供的功率的减小而增大的假设下。然而，根据模拟电路的种类或与另一级模拟电路的关系，在减小向一电路元件提供的功率的同时增大向另一电路元件提供的功率以改善从调谐器2输出的信号中所包含的噪声可能是合适的。在包括这类电路元件的情形中，考虑到电路元件之间的关系，优选地以使总功耗实际减小且来自调谐器2的信号中所包含的噪声的强度不超过基准值Nf的方式来控制供给功率。

上述实施例是在接收状况良好且来自调谐器2的信号中所包含的噪声不超过基准值Nf的假设下。然而，可以想到由于接收状况恶化，来自调谐器2的信号中所包含的噪声超过基准值Nf。因此，优选地，将上述实施例与其中适当地执行控制以改善噪声——例如增加向各电路元件提供的功率——的构成结合在一起使用。

在上述实施例中，用于测量来自调谐器2的信号中所包含的噪声的特定装置是由用于测量MER的装置，即波均衡单元37来实现的。然而，用于测量能评估噪声强度的值的任何装置都适用于这一目的。例如，平均值计算单元116能通过使用由解调器3测得的比特差错率(BER)来计算正常CN比的平均值。

在上述实施例中，噪声的基准值Nf被设置成用于判定纠错单元36是否能成功地执行纠错的基准。然而，在一个修改中，基准值Nf可以被设置成提供其中能充分进行解调的范围的另一基准。另外，在上述实施例中，基准值Nf在任何接收状况下均具有固定值。然而，在一个修改中，基准值Nf可以根据接收状况而变化。例如，在图12A的各曲线C1、C2和C4中，与曲线的斜率的绝对值超过预定值的位置相对应的噪声的强度可以用作噪声的基准值。

在上述实施例中，噪声形态存储单元112中与指示是模拟和数字广播中的哪一个的信息以及指示是所接收的频道的哪一侧的信息两者相关地存储噪声的强度相对于供给功率的变化。噪声变化导出单元是由其中根据相邻广播估计单元113的估计结果从噪声形态存储单元112的存储内容获取噪声的强度相对于供给功率的变化的构成来实现的。然而，在一个修改中，该噪声变化导出单元可以由其中设置了用于与模拟和数字广播以外的干扰波的分布形态的种类相关地存储噪声的强度相对于供给功率的变化的装置，并基于该装置的存储内容获取噪声强度的变化的构成来实现。

在上述实施例中，如图9A和9B中所示的互调失真81和82是由于模拟广播中所包含的三个载波而产生的。然而，通常，这三个载波当中的一个，即色度副载波的电平比其余两个，即视频和声音载波低。因此，在一个修改中，可以只考虑由于两个载波，即视频和声音载波而产生的干扰噪声。

虽然已结合上述特定实施例对本发明进行了说明，但很明显许多变更、修改和变形对于本领域的技术人员将是显而易见的。因此，如上所述的本发明的优选实施例旨在示例而非限定。可以进行各种变化而不会背离在所附权利要求书中定义的本发明的精神和范围。

Claims (8)

1.一种数字解调装置，包括：

构成用于从多个频带中选出一个频带以及接收所选择的频带中的信号的调谐器的多个电路元件，每个信号由分布在所述频带中的多个载波构成；

解调器，用于解调从所述调谐器输出的信号，所述解调器具备第一测量单元，用于在分布在所选频带中的每个载波上测量关于载波和噪声的比的信息，该信息即为调制误差比MER或比特差错率BER，所述噪声由于所述调谐器所接收的信号中所包含的干扰波而包含在来自所述调谐器的信号中；

噪声形态存储单元，用于在其中与干扰波是模拟广播还是数字广播以及与所选频带的哪一侧相邻相对应地存储以下两项内容：来自所述多个电路元件中的对象电路元件的输出信号中所包含的噪声的强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化、与所述频带中载波和噪声的比的分布形态；

分布估计单元，用于根据从所述第一测量单元传送的所述载波和噪声的比的信息估计所述载波和噪声的比的分布形态，并根据该估计的分布形态以及所述噪声形态存储单元中存储的所述载波和噪声的比的分布形态来估计干扰波是模拟广播还是数字广播以及与所选频带的哪一侧相邻；

噪声变化导出单元，用于根据由所述分布估计单元估计的所述干扰波是模拟广播还是数字广播、与所选频带的哪一侧相邻、以及所述噪声形态存储单元中存储的所述变化来导出来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化；以及

功率更新单元，用于根据由所述噪声变化导出单元导出的噪声强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化来在来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值的范围内更新向所述对象电路元件提供的功率的值，

所述分布估计单元是在来自所述调谐器的信号中所包含的噪声是由于由所述干扰波引起的互调失真而产生的前提下估计所述载波和噪声的比的分布形态。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，当来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于所述噪声基准值时，所述功率更新单元在来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于所述噪声基准值的范围内将向所述对象电路元件提供的功率更新为一个更小的值。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，由所述调谐器接收的信号中所包含的干扰波是分布在频带中的模拟电视广播波和数字电视广播波中的至少一个，并且

所述分布估计单元包括：干扰判定单元，用于判定与所选频带相邻的频带中所包含的干扰波是模拟电视广播波还是数字电视广播波。

4.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述功率更新单元包括：

功率导出单元，用于基于所述噪声变化导出单元导出的噪声强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化及干扰波的电平来导出向所述对象电路元件提供的功率的值，以使得在向所述对象电路元件提供所述功率值时来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于所述噪声基准值；

期间确定单元，用于确定向所述对象电路元件提供由所述功率导出单元导出的功率的值的期间；

功率测试部分，用于在由所述期间确定单元确定的期间里向所述对象电路元件提供由所述功率导出单元导出的功率的值；以及

更新功率确定部分，当在期间确定单元确定的期间里向对象电路元件提供功率导出单元导出的功率值时，解调器测量所述关于载波和噪声的比的信息，当来自所述调谐器的信号中所包含的噪声小于所述噪声基准值时，将向所述对象电路元件提供的功率更新到由所述功率导出单元导出的值，该值小于更新前的值。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：纠错单元，用于纠正来自所述调谐器的信号中的错误，并且

所述噪声基准值是能由所述纠错单元纠正的噪声的强度的上限值。

6.一种数字接收机，包括：

构成用于从多个频带中选出一个频带以及接收所选频带中的信号的调谐器的多个电路元件，每个信号由分布在每个频带中的多个载波构成；

解调器，用于解调从所述调谐器输出的信号，所述解调器具备第一测量单元，用于在分布在所选频带中的每个载波上测量关于载波和噪声的比的信息，该信息即为调制误差比MER或比特差错率BER，所述噪声由于所述调谐器所接收的信号中所包含的干扰波而包含在来自所述调谐器的信号中；

噪声形态存储单元，用于在其中与干扰波是模拟广播还是数字广播以及与所选频带的哪一侧相邻相对应地存储以下两项内容：来自所述多个电路元件中的对象电路元件的输出信号中所包含的噪声的强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化、与所述频带中载波与噪声的比的分布形态；

分布估计单元，用于根据从所述第一测量单元传送的所述载波和噪声的比的信息估计所述载波和噪声的比的分布形态，并根据该估计的分布形态以及所述噪声形态存储单元中存储的所述载波和噪声的比的分布形态来估计干扰波是模拟广播还是数字广播以及与所选频带的哪一侧相邻；

噪声变化导出单元，用于根据由所述分布估计单元估计的所述干扰波是模拟广播还是数字广播、与所选频带的哪一侧相邻、以及所述噪声形态存储单元中存储的所述变化来导出来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化；

功率更新单元，用于根据由所述噪声变化导出单元导出的所述噪声强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化来在来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值的范围内更新向所述对象电路元件提供的功率的值；以及

再现单元，用于基于从所述解调器接收的信号再现文字、图像、声音以及数据项中的至少一个，

所述分布估计单元是在来自所述调谐器的信号中所包含的噪声是由于由所述干扰波引起的互调失真而产生的前提下估计所述载波和噪声的比的分布形态。

7.一种数字解调装置的控制方法，所述数字解调装置包括构成用于从多个频带中选出一个频带以及接收所选频带中的信号的调谐器的多个电路元件，每个信号由分布在所述频带中的多个载波构成；以及用于解调从所述调谐器输出的信号的解调器，

所述方法包括：

第一测量步骤，用于在分布在所选频带中的每个载波上测量关于载波和噪声的比的信息，该信息即为调制误差比MER或比特差错率BER，所述噪声由于所述调谐器所接收的信号中所包含的干扰波而包含在来自所述调谐器的信号中；

噪声形态存储步骤，用于在其中与干扰波是模拟广播还是数字广播以及与所选频带的哪一侧相邻相对应地存储以下两项内容：来自所述多个电路元件中的对象电路元件的输出信号中所包含的噪声的强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化、与所述频带中载波和噪声的比的分布形态；

分布估计步骤，用于根据从所述第一测量单元传送的所述载波和噪声的比的信息估计所述载波和噪声的比的分布形态，并根据该估计的分布形态以及所述噪声形态存储步骤中存储的所述载波和噪声的比的分布形态来估计干扰波是模拟广播还是数字广播以及与所选频带的哪一侧相邻；

噪声变化导出步骤，用于根据由所述分布估计步骤估计的所述干扰波是模拟广播还是数字广播、与所选频带的哪一侧相邻、以及所述噪声形态存储步骤中存储的所述变化来导出来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化；以及

功率更新步骤，用于根据由所述噪声变化导出步骤导出的噪声强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化来在来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值的范围内更新向所述对象电路元件提供的功率的值，

所述分布估计步骤是在来自所述调谐器的信号中所包含的噪声是由于由所述干扰波引起的互调失真而产生的前提下估计所述载波和噪声的比的分布形态。

8.一种数字解调装置，包括：

构成用于从多个频带中选出一个频带以及接收所选择的频带中的信号的调谐器的多个电路元件，每个信号由分布在所述频带中的多个载波构成；

解调器，用于解调从所述调谐器输出的信号，所述解调器具备第一测量单元，用于在分布在所选频带中的每个载波上测量关于载波和噪声的比的信息，该信息即为调制误差比MER或比特差错率BER，所述噪声由于所述调谐器所接收的信号中所包含的干扰波而包含在来自所述调谐器的信号中；

噪声形态存储单元，用于在其中与所述频带中是否包含模拟广播相对应地存储以下两项内容：来自所述多个电路元件中的对象电路元件的输出信号中所包含的噪声的强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化、与所述频带中载波和噪声的比的分布形态；

分布估计单元，用于根据从所述第一测量单元传送的所述载波和噪声的比的信息估计所述载波和噪声的比的分布形态，并根据该估计的分布形态以及所述噪声形态存储单元中存储的所述载波和噪声的比的分布形态来估计所述频带中是否包含模拟广播；

噪声变化导出单元，用于根据从所述第一测量单元传送的所述关于载波和噪声的比的信息、由所述分布估计单元估计的所述频带中是否包含模拟广播以及所述噪声形态存储单元中存储的所述变化来导出来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化；以及

功率更新单元，用于根据由所述噪声变化导出单元导出的噪声强度相对于向所述对象电路元件提供的功率的变化来在来自所述调谐器的信号中所包含的噪声的强度小于噪声基准值的范围内更新向所述对象电路元件提供的功率的值，

所述分布估计单元包括：模拟波判定单元，用于判定所选频带是否包含模拟广播。

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