CN101154935A - 弹性表面波滤波器以及弹性表面波共振器 - Google Patents

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Abstract

本发明是一种在压电基板上具有IDT的SAW滤波器，该IDT，是使具有在弹性表面波的传播方向上排列的多个交叉电极指和连接这些交叉电极指的母线的梳形电极相对、并且使交叉电极指彼此相互交叉而形成的，所述IDT具有一个以上的分支电极指，该一个以上的分支电极指从交叉电极指分支，并且位于交叉电极指彼此交叉的交叉部与母线之间的非交叉部内，该分支电极指包含在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上延伸的分支电极指主体部。可以适用于纵耦合多重模式滤波器、梯形滤波器、共振器、在纵耦合多重模式滤波器上串联连接了共振器的滤波器等的任何一种。可以得到高Q值、低插入损失，并且对于电极损伤的承受能力高的SAW滤波器以及SAW共振器。

Description

弹性表面波滤波器以及弹性表面波共振器
技术领域
本发明涉及一种弹性表面波滤波器以及弹性表面波共振器，特别涉及一种在用于移动通信等的共振型弹性表面波滤波器或弹性表面波共振器中，实现高Q值(在共振频率和反共振频率的阻抗)以及低插入损失的设备结构。
背景技术
利用由压电效应产生的弹性表面波(Surface Acoustic Wave以下称为SAW)的SAW设备，由于小型轻量且可靠性方面表面优异，所以近年来被广泛应用在移动通信设备的收发滤波器、天线收发自动转换开关等中。
该SAW设备一般通过在压电基板上设置交叉指状电极(叉指换能器Interdigital Transducer/以下称为IDT)形成共振器，并对其进行电连接或声音连接来构成。所述交叉指状电极，使具有在弹性表面波的传播方向上排列的多个交叉电极指和连接这些交叉电极指的母线(busbar)的梳形电极相对，并且使交叉电极指彼此交叉。
作为共振器的连接结构，已知有在弹性表面波的传播路径内配置多个IDT使其声音耦合的结构(例如纵耦合多重模式型SAW滤波器)、和梯子形地连接多个共振器的梯形结构。此外，为了在各个共振器的两端部封闭弹性表面波设置反射器，或者尝试对IDT的电极周期或对数、交叉宽度等几何形状进行各种变更来改善电气特性。
例如在以下的专利文献中公开了这样的SAW设备，但在这些文献记载的发明中分别进行了以下的研究。
专利文献1：特开2005-295049号公报
专利文献2：特开2002-314366号公报
专利文献3：特开2003-309448号公报
专利文献4：特开2005-159835号公报
专利文献5：特开平11-225038号公报
在专利文献1(特开2005-295049)中，在母线上按照一定的间距重复设置非导电部和导电部，使一部分母线的SAW的音速减低，并且使所述导电部的中心线相对于梳形电极的电极指的中心线移动，由此来谋求插入损失和带宽的改善，进一步防止电极的缺损。
在专利文献2(特开2002-314366)中，从母线使虚拟电极延长，减小与交叉电极指前端的距离，由此来抑制SSBW(Surface Skimming Bulk Wave)，提高滤波器的平坦度。
在专利文献3(特开2003-309448)中，在与纵耦合共振子型滤波器串联连接的SAW共振器中，通过减小从母线延长的虚拟电极与交叉电极指的距离，或者使虚拟电极为恰当的长度，使SSB引起的寄生移动，由此谋求插入损失、带宽以及VSWR(Voltage Standing Wave Ratio)的改善。
在专利文献4(特开2005-159835)中，在纵耦合多重模式滤波器中，为了抑制弹性表面波向斜方向的放射，在IDT的电极指和母线之间设置虚拟电极指224。由此，使主导波路径的外侧的音速低于作为导波路径的梳形电极的交叉部的弹性表面波速度，抑制弹性表面波的斜放射，由此改善插入损失和带宽。
在专利文献5(特开平11-225038)中，从母线对交叉电极指连接多个电极，来防止IDT电极的缺损。
发明内容
但是，近年来随着以移动通信设备为代表的电子设备的高性能·多功能化以及高频化，对SAW的特性要求也更加苛刻。例如，作为共振器或滤波器的特性，要求在得到较高的Q值的同时，还要求实现低插入损失、对于制造·使用时的温度、电力的优良的承受能力、以及针对各种各样的设计样式的适应性(设计的自由度)。
但是，在包含上述专利文献记载的发明的现有方法中，通过对母线进行某种加工，例如改变母线自身的构造或者附加虚拟电极，由此来实现性能的改善，但在这些改变母线自身的构造的现有方法中，在应对上述要求方面却不能说是完美的。
其原因在于，在改变母线自身构造的现有的方法(专利文献1等)中，在IDT的电极交叉部附近的部分存在共通的电极(母线的一部分)，因此难以在非交叉部(IDT的电极交叉部和母线之间的区域)降低弹性表面波音速，无法完全将弹性表面波封闭在电极的交叉部。
此外，在SAW设备中，由于在制造加工过程中或使用状态下受到高温，或者由于在压电基板上积蓄的静电而施加高电压，有时极薄而且细微化的IDT电极会受到损伤，这些损伤大多产生在面积较大的母线部分。因此，在通过母线的构造变更实现特性改善的设备构造中，有可能丧失特性改善的效果，在对于电极损伤的承受能力方面存在不利的一面。
因此，本发明的目的在于，进一步提高SAW设备的电气特性(特别是Q值以及插入损失)和对于电极损伤的承受能力，并且通过提出一种可以改善特性以及提高承受能力的新的设备构造来提高SAW设备的设计自由度。
为了解决上述课题达成目的，本发明的SAW(弹性表面波)滤波器，在压电基板上具有交叉指状电极，该交叉指状电极使具有在弹性表面波的传播方向上排列的多个交叉电极指和连接这些交叉电极指的母线的梳形电极相对，并且使交叉电极指彼此交叉，所述交叉指状电极，具有一个以上的分支电极指，该一个以上的分支电极指位于从所述交叉电极指分支，并且所述交叉电极指彼此交叉的交叉部与所述母线之间的非交叉部内，该分支电极指，包含在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上延伸的分支电极指主体部。
本发明的SAW滤波器，不改变母线的构造、而是通过对IDT(交叉指状电极)的交叉电极指施加变更来实现特性的改善以及提高对于损伤的承受能力。
即，在IDT的电极交叉部(交叉电极指彼此交叉的区域)和母线之间的区域(电极的非交叉区域)内设置分支电极指。该分支电极指包含在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上延伸的分支电极指主体部，通过在非交叉部配置该分支电极指主体部，可以降低交叉部外侧区域中的弹性表面波的音速，将弹性表面波封闭在交叉部内，可以防止弹性表面波向交叉部外的泄漏。
特别是在本发明中，降低弹性表面波音速的电极，不是从母线延长而是使其从交叉电极指分支，此外，因为不对母线自身的形状进行变更(如上述的专利文献1那样在母线上设置非导电部)，因此不会出现在交叉部附近的部分存在共通的电极(在弹性表面波的传播方向上连续的电极)的情况，此外，可以在更接近交叉部的部分降低弹性表面波的音速，所以与现有的技术相比可以更加良好地防止弹性表面波的泄漏，可以实现高的Q值和低插入损失。
此外，本发明不对容易受到由于温度负荷等引起的损伤的母线施加变更，所以可以降低由于电极(母线)的缺损而丧失上述改善的电气特性的可能性，与依赖于母线的构造变更和虚拟电极的现有的设备构造相比，对于损伤的承受能力提高，并且设计的自由度也增大。
此外，本发明是以如此设置分支电极指为特征的，但本发明并不禁止与该特征相结合来如同现有技术那样对母线的构造进行变更以及附加虚拟电极，可以在变更母线构造、附加虚拟电极的基础上设置上述的分支电极指。
可以使分支电极指的前端部为断电的状态。通过设为断电的状态，在与相邻的(连接该分支电极指的)交叉电极指之间电位变得不一样(可以使在连接该分支电极指的交叉电极指和分支电极指之间产生电位差)，且非交叉部的电位分布变得不一样，因此可以将弹性表面波更加良好地封闭在交叉部内。
设置这样的分支电极指的构造，还可以适用于纵耦合多重模式SAW滤波器，可以得到相同的效果。具体地说，本发明的纵耦合多重模式SAW滤波器，为使其在弹性表面波的传播方向上声音耦合，在压电基板上具有多个交叉指状电极，，这些交叉指状电极，是使具有在弹性表面波的传播方向上排列的多个交叉电极指以及连接这些交叉电极指的母线的梳形电极相对，并且使交叉电极指彼此交叉而形成的，所述交叉指状电极具有一个以上的分支电极指，该一个以上的分支电极指，位于从所述交叉电极指分支、并且所述交叉电极指彼此交叉的交叉部与所述母线之间的非交叉部内，该分支电极指包含在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上延伸的分支电极指主体部。
而且，在本发明中可以采用以下的结构：具备相互并联连接的第一SAW滤波器和第二SAW滤波器，作为这些第一以及第二SAW滤波器使用了上述本发明所涉及的纵耦合多重模式SAW滤波器。
此外，还可以进一步在这些纵耦合多重模式SAW滤波器上串联连接SAW共振器。作为该共振器，例如可以使用下面将要叙述的本发明的共振器。
本发明的共振器，是在压电基板上具有交叉指状电极的SAW共振器，该交叉指状电极，是使具有在弹性表面波的传播方向上排列的多个交叉电极指和连接这些交叉电极指的母线的梳形电极相对、并且使交叉电极指彼此相互交叉而形成的，所述交叉指状电极具有一个以上的分支电极指，该一个以上的分支电极指，位于从所述交叉电极指分支、并且所述交叉电极指彼此交叉的交叉部与所述母线之间的非交叉部内，该分支电极指包含在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上延伸的分支电极指主体部。
如此，本发明对于共振器也可以适用，可以得到与所述滤波器相同的效果。
在本发明的SAW滤波器或共振器中，在将交叉电极指的周期设为λ，将分支电极指的宽度设为W1时，希望为W1≥0.08λ。此外，所谓交叉电极指的周期λ是指属于同一梳形电极的在同一方向上延伸的相邻的电极指的配设间距(参照图2)。
此外，在将分支电极指主体部的交叉部一侧的端部与相对的梳形电极的交叉电极指前端的间隔设为G1时，希望为G1≤0.36λ。
而且，在将分支电极指主体部的长度设为L1时，希望为L1≥0.21λ。
所有这些数值都与Q值以及插入损失有关，是为了得到更加良好的特性改善效果。此外，关于这些理想的数值，将根据实测数据在后面的实施方式中进行更加详细的叙述。
在本发明中还可以构成梯形SAW滤波器，该梯形SAW滤波器具备：在输入端子与输出端子之间的传播路径上串联连接的一个以上的串联臂共振器；和在从该传播路径分支的分支路径上连接的一个以上的并联臂共振器，作为所述一个以上的串联腕共振器以及一个以上的并联腕共振器中的至少一个共振器，使用所述本发明的SAW共振器。
而且，在本发明的SAW滤波器或SAW共振器中，作为压电基板可以使用实施了热电性改善的压电基板。
是为了进一步提高对于电极的静电破坏的承受性。压电基板一般具有焦电性，所以随着温度的变化在基板表面产生不均匀的电荷分布，当积蓄了该电荷时，在设备制造时或者在安装在各种电子设备中之后的实际使用时，担心引起特性恶化，或者由于IDT部的放电对电极造成损伤。对此，作为所述压电基板如果使用实施了焦电性改善处理的压电基板，则可以避免该问题，可以提供可靠性更加优异的SAW滤波器或SAW共振器。
所谓热电性改善处理，具体地说是指(1)对压电基板添加添加物，(2)进行还原处理，或者(3)通过其他的方法实施降低压电基板的体积阻抗的处理。
如果对上述(1)的方法更加具体地叙述，则作为压电基板例如可以使用LiTaO3(以下称为LT)基板或LiNbO3(以下称为LN)基板，在该基板中例如添加铁(Fe)、钴(Co)、镍(Ni)、锰(Mn)、铜(Cu)或者钛(Ti)等中的一种以上的添加物。混合添加物的操作，例如可以在提拉法中产生压电材料的单晶时，通过在熔融的压电材料中添加上述某种添加物来进行。此外，关于上述(2)的方法，例如可以进行以下的还原处理：提高构成压电基板的压电单晶，在进行了切片之后除去晶体中的氧。
根据本发明，可以提高SAW设备的电气特性(特别是Q值以及插入损失)以及对于电极损伤的承受能力，同时可以提高设计的自由度。
附图说明
通过根据附图，对以下本发明的实施方式进行说明，本发明的目的、特征以及优点变得更加明确。此外，在各附图中，相同的符号表示相同或相当的部分。
图1表示本发明第一实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。
图2放大地表示所述第一实施方式的滤波器的IDT的电极非交叉部。
图3是与现有结构的滤波器比较地表示所述第一实施方式的滤波器的通带中的频率-衰减量特性的图表。
图4是与现有结构的滤波器比较地表示所述第一实施方式的滤波器的通带以外的频率特性的图表。
图5是与现有结构的滤波器比较地表示在所述第一实施方式的滤波器中，使分支电极指的分支部的宽度W1发生了变化时的频率特性。
图6是放大地表示所述图5的图表中的通带的低频一侧肩部的图表。
图7是表示所述第一实施方式的第一级滤波器的共振特性的图表。
图8是表示在所述第一实施方式的滤波器中，改变了分支电极指的分支部的宽度W1时的插入损失的变化的图表。
图9是表示在所述第一实施方式的滤波器中，改变了交叉电极指的前端和分支电极指之间的间隙G1时的插入损失的变化的图表。
图10是表示在所述第一实施方式的滤波器中，改变了分支电极指的分支指主体部的长度L1时的插入损失的变化的图表。
图11是表示在所述第一实施方式的滤波器中，改变了分支电极指(分支指主体部)的前端与母线之间的间隙G2时的插入损失的变化的图表。
图12表示本发明第二实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。
图13放大地表示所述第二实施方式的滤波器的IDT的电极非交叉部。
图14是表示在所述第二实施方式的滤波器中，改变了第一分支指主体部的长度L1和第二分支指主体部的长度L2时的插入损失的变化的图表。
图15表示本发明第三实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。
图16是与所述第一实施方式以及现有结构的滤波器比较地表示所述第三实施方式的滤波器的通带中的频率特性的图表。
图17是放大地表示所述图16的通带中的低频一侧的图表。
图18表示本发明第四实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。
图19是与所述第一实施方式以及现有结构的滤波器比较地表示所述第四实施方式的滤波器的通带中的频率特性的图表。
图20表示本发明第五实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。
图21是与现有结构的滤波器比较地表示所述第五实施方式的滤波器的通带中的频率特性的图表。
图22是与现有结构的滤波器比较地表示所述第五实施方式的滤波器的通带之外的频率特性的图表。
图23是表示在所述第五实施方式的滤波器中，改变了分支电极指的分支部的宽度W1时的插入损失的变化的图表。
图24表示本发明第六实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。
图25表示本发明第七实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。
图26是表示所述第七实施方式的SAW共振器的频率-阻抗特性的图表。
图27是表示所述第七实施方式的SAW共振器的特性的史密斯圆图。
图28表示本发明第八实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。
图29表示在所述第八实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器中可以使用的SAW共振器的其他的例子。
图30是表示所述第八实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器中具备的SAW共振器的频率-阻抗特性的图表。
图31是表示所述第八实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器的通带中的频率特性的图表。
图32表示本发明第九实施方式的梯形SAW滤波器的基本结构。
图33A～图33F分别表示构成本发明的滤波器或共振器的IDT的交叉电极指以及分支电极指的其他形状的例子。
图34表示按照现有的滤波器构造构成的第一比较例的纵耦合多重模式SAW滤波器。
图35表示按照现有的滤波器构造构成的第二比较例的纵耦合多重模式SAW滤波器。
具体实施方式
(第一实施方式)
图1以及图2表示本发明第一实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。如这些图所示，该SAW滤波器在输入端子1和输出端子2之间串联连接了两个纵耦合多重模式SAW滤波器11、21。与输入端子1连接的第一级SAW滤波器11，具备：在弹性表面波的传播方向上直线状(一排地)排列并且声音耦合的三个IDT12、13、14；以及在左右两侧的IDT13、14的外侧配置的反射器15、16，并且将这些设置在压电基板上。此外，在这些附图(在后述的其他附图中也相同)中，关于各IDT以及反射器，使电极指的根数少于实际根数简略地进行了表示。
构成第一级滤波器11的各IDT12、13、14，相互相对地配置由母线32以及从母线延伸的多根交叉电极指33形成的梳形电极12a、12b、13a、13b、14a、14b，各交叉电极指33，具有从其基端部(接近与母线32的连接部的部分)分支的分支电极指31。这些分支电极指31，由分支部31a和分支指主体部31b构成，具有大体L字型的整体形状，所述分支部31a对于交叉电极指33大体垂直，在弹性表面波的传播方向上平行地延伸，所述分支指主体部31b从该分支部31a的前端大体弯曲为直角，并朝向该分支电极指31经由交叉电极指33连接的母线32，与交叉电极指33大体平行地(在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上)延伸。
分支电极指31(分支指主体部31b)的前端不与母线32或其他的电极指等任何电极连接，作为断电的自由端。此外，这些分支电极指31被配置在两个梳形电极的交叉电极指33进行交叉的交叉部35和母线32之间的区域(非交叉部)36。此外，这些相对配置的、构成各IDT12、13、14的两个梳形电极12a、12b、13a、13b、14a、14b一方与信号线连接，另一方接地。
在第一级滤波器11和输出端子2之间串联连接的第二级SAW滤波器21与第一级滤波器11相同，由声音耦合的三个IDT22、23、24以及在其两侧配置的反射器25、26构成，各IDT22、23、24的交叉电极指33具备分支电极指31。其中，在弹性表面波的传播方向上排列成一列的三个IDT22、23、24中，中央的IDT22在弹性表面波的传播方向上将IDT分割成两部分，在分割出的各部分22A、22B上分别连接有平衡输出端子2a、2b。
本实施方式的滤波器假设为中心频率为942.5MHz的EGSM的接收用滤波器，作为详细的规格例如如下所述。
作为压电基板，使用通过添加添加物(例如Fe)实施了热电性改善处理的42±6°Y切割X传播LT基板。各IDT12、13、14、22、23、24以及反射器15、16、25、26的电极例如由A1单晶膜构成，厚度例如为320nm。此外，此时作为基底层，为了容易单晶膜化形成厚度例如为4nm的TiN膜。在制造时，使用公知的光刻(photo-etching)技术在压电基板的表面形成各SAW滤波器11、21的图形，在通过切割形成单片之后，通过凸点芯片倒装焊接搭载在陶瓷基板上，并使用树脂密封。输入端子1以及输出端子2分别为输入阻抗为50Ω的不平衡输入端子，以及输出阻抗为150Ω的平衡输出端子。
第一级滤波器11各部分尺寸以及电极根数例如如下所述。
IDT电极的平均周期λ：4.222μm
IDT电极的平均间距p：2.111μm
反射器的电极间距：2.129μm
IDT对数：中央的IDT12为23对，外侧的IDT13、14为14.5对
反射器的电极根数：70根
交叉宽度(电极指的交叉部的宽度)：46λ
IDT-反射器之间的距离：0.5λ
DUTY：IDT、反射器都为0.7
此外，所谓IDT的电极的平均周期λ如图2所示，是指属于同一梳形电极的在同一方向上延伸的相邻交叉电极指的配设间距(电极间距p的二倍)的平均值。此外，在相邻的IDT之间，当使相邻的其他IDT附近的数根电极指(窄间距电极指)的间距小于其他部分中的电极指的间距时，根据现有技术可知具有降低通带内的插入损失的效果，在本实施方式的IDT12、13、14中，采用这样的构造(在第二级滤波器21以及后述的实施方式中也相同)。因此，上述平均周期以及平均间距分别意味着对该IDT电极的全部电极指的周期以及间距进行平均后的平均周期以及平均间距。
第二级滤波器21各部分尺寸以及电极根数例如如下所述。
IDT电极的平均周期λ：4.222μm
反射器的电极间距：2.141μm
IDT对数：中央的IDT22为30对(在中间分成两部分串联连接的)，外侧的IDT23、24为13对
反射器的电极根数：70根
交叉宽度(电极指的交叉部的宽度)：48λ
IDT-反射器之间的距离：0.5λ
DUTY：IDT、反射器都为0.7
分支电极指31的各部分尺寸例如如下所述。
分支部31a宽度W1：1μm(＝0.24λ)
分支指主体部31b的宽度W2：与交叉电极指的宽度相同
交叉电极指33的前端和分支电极指31之间的间距G1：0.5μm(＝0.1λ2)
分支指主体部31b的长度L1：3.3μm(＝0.78λ)
分支指主体部31b的前端与母线32之间的间距G2：0.7μm(＝0.17λ)
对按照这样的规格制造的第一实施方式的滤波器的频率特性进行测定。作为比较对照，按照现有滤波器的构造，准备了两种在不平衡信号输入端子和平衡信号输出端子之间串联连接了与本实施方式相同具备三个IDT以及在其两侧设置的反射器的两个纵耦合多重模式SAW滤波器的滤波器。
其中，第一比较例的滤波器如图34所示，在构成第一级滤波器201以及第二级滤波器211的各个IDT202、203、204、212、213、214的所有母线或者交叉电极指中都不具备附加的构造(母线的形状变更或虚拟电极等)。如图35所示，第二比较例的滤波器在构成第一级滤波器221以及第二级滤波器231的各个IDT222、223、224、232、233、234的母线中具备与交互地设置了导电部和非导电部的所述专利文献1相同的构造。
图3表示本实施方式、上述比较例1(现有结构1/图34)以及比较例2(现有结构2/图35)的各滤波器的通带中的频率-衰减量特性。根据该图可知，与现有的滤波器构造相比，根据本实施方式的滤波器构造，特别在通带的两个肩部，即通带的低频一侧(区域A)和高频一侧(区域B)中得到较大的特性改善的效果。
此外，在将该通带的低频一侧区域A设为925MHz～935MHz，比较该范围的最小插入损失时，对于现有结构1(仅从母线单纯地延伸电极指)的改善效果大约为0.24dB，对于现有结构2(在母线中设置了导电部和非导电部)，也可以确认大约0.07dB的改善效果。这是因为根据本实施方式的滤波器构造，可以降低与IDT的电极交叉部更近的部分的音速，进一步实现了低损失化。
另一方面，图4表示通带以外的频率特性，本实施方式与现有结构1、2全部表示了大致相同的特性，可知即使采用本实施方式的构造也不会对通带以外的特性产生影响。
此外，图5在与现有结构1的比较中表示了对分支电极指31的分支部31a的宽度W1进行了各种变更时，具体地说，在设为W1＝0.5μm(＝0.12λ)、1μm(0.24λ)以及2.0μm(＝0.47λ)时的频率特性，图6放大地表示图5的所述区域A部分。根据这些附图可知，与现有结构1相比，本发明的任何构造都得到了良好的频率特性，并且还可以得知随着将分支部31a的宽度W1从0.47λ缩小为0.24λ，并进一步缩小为0.12λ，可以得到更加良好的特性。
图7表示对本实施方式的滤波器的第一级滤波器11的共振特性进行测定后的结果，表示在对分支电极指31的分支部31a的宽度W1进行了各种变更时，具体地说，在设为W1＝0.35μm(0.08λ)、0.5μm(0.12λ)、0.7μm(0.17λ)、1μm(0.24λ)、1.5μm(0.36λ)、2μm(0.47λ)、4.3μm(1.02λ)、8μm(1.89λ)以及12μm(2.84λ)时(图8也相同)的Q值的测定值。此外，在该图表中，W1/λ＝0的点(涂黑的三角形的点▲)是具备现有构造的比较例1(现有结构1)的滤波器的测定结果。此外，作为表示测定评价多重模式滤波器的共振特性的方法的文献，具有Jpn.J.Appl.Phys.Vol.36(1997)的第3102～3103页，上述图7表示了基于该文献中记载的0次模式的测定方法进行测定后的结果。
根据该测定结果可知，根据本实施方式的滤波器构造，可以仅通过变更交叉电极指的形状来高效地降低IDT电极交叉部的外侧区域的音速，可以提高共振的Q值，实现低损失的特性。
而且，图8与图7相同，表示对改变了分支电极指31的分支部31a的宽度W1时的插入损失(通带中的插入损失的最小值以及所述区域A中的插入损失的最小值)的变化进行测定后的结果。根据该测定结果可知，为了降低插入损失，理想的为W1≥0.08λ。特别理想的为0.08λ≤W1≤2.84λ，更加理想的为0.08λ≤W1≤0.36λ。
图9表示在改变了交叉电极指33的前端与分支电极指31之间的间隙G1时，具体地说，在设为G1＝0.35μm(0.08λ)、0.5μm(0.12λ)、0.7μm(0.17λ)、1μm(0.24λ)、1.5μm(0.36λ)、2.0μm(0.47λ)、3.0μm(0.71λ)时的插入损失(通带中的插入损失的最小值以及所述区域A中的插入损失的最小值)变化的测定结果。根据该测定结果可知，为了降低插入损失，理想的为G1≤0.36λ。特别理想的为0.08λ≤G1≤0.36λ。
图10表示在改变了分支电极指31的分支指主体部31b的长度L1时，具体地说，在设为L1＝0.5μm(0.12λ)、0.9μm(0.21λ)、1.31μm(0.31λ)、3.3μm(0.78λ)、5.3μm(1.26λ)、7.3μm(1.73λ)、9.3μm(2.2λ)、11.3μm(2.68λ)时的插入损失(通带中的插入损失的最小值以及所述区域A中的插入损失的最小值)变化的测定结果。根据该测定结果可知，为了降低插入损失，理想的为L1≥0.12λ。特别理想的为0.12λ≤L1≤2.68λ。
图11表示在改变了分支电极指31(分支指主体部31b)的前端与母线32之间的间隙G2时，具体地说，在设为G2＝0.35μm(0.08λ)、0.5μm(0.12λ)、0.7μm(0.17λ)、1.0μm(0.24λ)、1.5μm(0.36λ)、2.5μm(0.59λ)、4.0μm(0.95λ)以及6.0μm(1.42λ)时的插入损失(通带中的插入损失的最小值以及所述区域A中的插入损失的最小值)变化的测定结果。关于该间隙G2，无论采用何种值都可以降低插入损失，理想的为设为电极指电阻不会成为问题程度的大小(例如0.08λ≤G2≤1.42λ)。
(第二实施方式)
图12以及图13表示本发明第二实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。如这些图所示，该SAW滤波器与所述第一实施方式的滤波器相同，在输入端子1和输出端子2之间串联连接了两个纵耦合多重模式SAW滤波器41、51。各滤波器41、51的IDT42、43、44、52、53、54以及反射器45、46、55、56的结构、以及输入输出端子1、2与所述第一实施方式基本相同，在各IDT42～44、52～54的电极的非交叉部36具备分支电极指61，但这些分支电极指61的形状与第一实施方式不同。
具体地说，在所述第一实施方式中，分支指主体部31b从分支部31a的前端向母线32与交叉电极指33大体平行地延伸，分支电极指31具有L字型的整体形状，但在该实施方式中，分支指主体部由从分支部61a的前端大致弯曲成直角，在朝向母线32的方向上延伸的第一分支指主体部61b、以及从分支部61a的前端向相反方向大致弯曲成直角，在朝向相对的梳形电极(交叉电极指33的前端)的方向上延伸的第二分支指主体部61c构成，具有T字型的整体形状。换句话说，为以下的形状：在与交叉电极指33大体平行地(在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上)延伸的分支电极指主体部的中间部(分支电极指主体部的一端与另一端之间的部分)连接了分支部61a。此外，该第一以及第二分支指主体部61b、61c的前端不与母线32或其他的电极连接，成为在电上断开的状态。
图14表示在本实施方式的滤波器中，使第一分支指主体部61b的长度L1和第二分支指主体部61c的长度L2发生了变化时的插入损失。具有地说，在将分支指主体部的整体长度(L1+L2)固定为3.3μm的基础上，将第二分支电极指主体部61c的长度L2设为0μm、0.5μm、1.0μm、2.0μm以及3.3μm，求出第二分支指主体部61c的长度L2对于分支指主体部的整体长度(L1+L2)的比L2/(L1+L2)(＝0、0.15、0.3、0.61、1)与插入损失的关系。此外，关于其他额参数W1、W2、G1以及G2与所述第一实施方式相同。
根据结果可知，在固定了L1和L2合计的长度时，当改变该比[L2/(L1+L2)]时，在全部的情况下都会发现与现有结构1相比改善了插入损失，特别理想的为0.3L2/(L1+L2)≤1。
(第三实施方式)
图15表示本发明第三实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。如该图所示，该SAW滤波器与所述第一以及第二实施方式的滤波器相同，在输入端子1和输出端子2之间串联连接了两个纵耦合多重模式SAW滤波器71、81。各滤波器71、81的IDT72、73、74、82、83、84以及反射器75、76、85、86的结构、以及输入输出端子1、2与所述第一实施方式基本相同，但分支电极指91的形状与第一实施方式不同。
具体地说，相对于在所述第一以及第二实施方式中使分支电极指的前端为在电上断开的状态，在本实施方式中，将所述第一实施方式中的L字型的分支电极指91的前端(分支指主体部的前端)与母线32连接，由此使分支电极指91的前端部短路。
图16将本实施方式的滤波器的通带中的频率特性与所述第一实施方式以及现有结构1的频率特性一起表示，图17是图16的通带低频一侧的放大图。根据这些图可知，虽然第一实施方式在区域A以及区域B得到了稍微更良好的特性，但通过本实施方式的滤波器构造也可以得到与所述第一实施方式大体相同的改善效果。
当对该点进行考察时，在本实施方式中，母线32和分支电极指91的前端短路，所以相邻的电极指的电位分布大体一致。对此，在第一实施方式的滤波器构造中，经由交叉电极指以及从交叉电极指延伸的分支电极指的分支部存在分支指主体部，并且其前端是断开，所以相邻的电极指的电位分布不完全相同。由此认为第一实施方式的构造得到了与本实施方式的构造相比更良好的特性。
而且，作为本实施方式的变形例，例如在本实施方式中可以采用仅使所设置的多根分支电极指中的一部分为短路状态，使其他的分支电极指为断电状态等，恰当地混合了所述第一实施方式的分支电极指构造(使前端断电的L字型的分支电极指31)和本实施方式的分支电极指构造(使前端对母线短路的分支电极指91)的电极构造。此外，还可以部分混合所述第二实施方式的分支电极指构造(使前端断电的T字型的分支电极指61)。
(第四实施方式)
图18表示本发明第四实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。如该图所示，该SAW滤波器与所述第一实施方式的滤波器相同，在输入端子1和输出端子2之间串联连接了两个纵耦合多重模式SAW滤波器101、111。在构成各滤波器101、111的IDT102、103、104、112、113、114的电极非交叉部设置了L字型的分支电极指31。但是，在所述第一实施方式中，关于分支指主体部31b，其使延伸的方向全部为朝向母线32的方向，但在本实施方式中，交互地配置了向母线31延伸的与第一实施方式相同的分支指主体部；和与此相反，向相对的梳形电极延伸的分支指主体部。
图19将本实施方式的滤波器的通带中的频率特性与所述第一实施方式以及现有结构1的频率特性一起表示，根据该图可知，通过本实施方式的滤波器构造也可以得到与所述第一实施方式相同的(本实施方式更好一些)改善效果。
(第五实施方式)
已知一种为了降低损失并联连接两个多重模式滤波器，缩短IDT的电极指的长度来降低电极指电阻的滤波器构造。本实施方式将本发明用于这样的滤波器构造。
具体地说，图20表示本发明第五实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器，如该图所示，该滤波器在输入端子1和输出端子2之间并联连接两个纵耦合多重模式SAW滤波器121、131。各滤波器121、131都与所述第一实施方式的滤波器相同，在三个IDT122、123、124、132、133、134的两侧具备反射器125、126、135、136，在各IDT122～124、132～134的电极非交叉部设置有从交叉电极指延伸的L字型的分支电极指31。此外，输出端子2将并联连接的滤波器121、131中的一方的滤波器的相位对于其他的滤波器变化大约180°，由此成为平衡输出端子。
本实施方式的滤波器假设为PCS频带的接收用滤波器(中心频率1960MHz)，详细的规格例如如下所述。
作为压电基板，使用通过添加添加物(例如Fe)实施了焦电性改善处理的42±6°Y切割X传播LT基板。各IDT122～124、132～134以及反射器125、126、135、136的电极例如由Al单晶膜构成，厚度例如为169nm。此外，此时作为基底层，为了容易形成单晶膜形成厚度例如为4nm的TiN膜。在制造时，使用公知的光刻(photo-etching)技术在压电基板的表面形成各SAW滤波器的图形，在通过切割形成晶片之后，通过凸点芯片倒装焊接搭载在陶瓷基板上，并使用树脂密封。
各DMS滤波器121、131各部分尺寸以及电极根数例如如下所述。
IDT电极的平均周期λ：2.024μm
IDT电极的平均间距p：1.012μm
反射器的电极间距：1.012μm
IDT对数：中央的IDT122、132为41对，外侧的IDT123、124、133、134为18.5对
反射器的电极根数：65根
交叉宽度(电极指的交叉部的宽度)：42λ
IDT-反射器之间的距离：0.5λ
DUTY：IDT、反射器都为0.62
此外，与所述第一实施方式相同，在本实施方式的IDT中也设置了窄间距电极指。此外，关于所述其他的滤波器，通过改变两个外侧的IDT的相位成为平衡输出2a、2b。
分支电极指31的各部分尺寸例如如下所述。
分支部的宽度W1：0.5μm(＝0.25λ)
分支指主体部的宽度W2：与交叉电极指的宽度相同
交叉电极指的前端和分支电极指之间的间距G1：0.45μm(＝0.22λ)
分支指主体部的长度L1：2.0μm(＝0.99λ)
分支指主体部的前端与母线之间的间距G2：0.45μm(＝0.22λ)
图21与现有的具有相同的并联连接构造的滤波器(现有结构3以及现有结构4)的特性相比较地表示本实施方式的滤波器的通带中的频率特性。此外，现有结构3与所述图20所示的本实施方式的滤波器相同，并联连接了两个多重模式滤波器，(并联连接图34所示的第一级滤波器201以及将该滤波器的相位改变了大约180°的滤波器，关于IDT以及反射器各部分的规格(电极根数或周期、间距、交叉宽度、尺寸等)，与第五实施方式相同)，在各IDT中都不具备分支电极指。此外，现有结构4同样为并联连接了两个多重模式滤波器的结构，各IDT中都不具备分支电极指，并且如图35所示的现有结构2那样对母线实施了加工(在母线上设置了导电部和非导电部)。
根据图21可知，通过本实施方式的滤波器构造也可以降低通带中的插入损失，特别是在通带的低频一侧区域C以及高频一侧区域D中得到了对于损失良好的改善效果。具体地说，与现有结构3相比的改善效果，在通带的低频一侧大约为0.23dB，与现有结果4相比在通带的低频一侧也可以确认0.07dB的改善。这与所述各实施方式相同，可以降低与IDT的电极交叉部更近的部分的音速，所以进一步实现了低损失化。
而且，图22表示对通带以外的频率特性进行测定后的结果，本实施方式与现有结构3、4全部表示了大致相同的特性，可知即使采用本实施方式的构造也不会对通带以外的特性产生影响。
图23在与所述现有结构3的比较中表示了在本实施方式中对分支电极指的分支部的宽度W1进行了各种变更时，具体地说，在设为W1＝0.27μm(0.13λ)、0.35μm(0.17λ)、0.5μm(0.25λ)、0.8μm(0.40λ)、1.4μm(0.69λ)、2.0μm(0.99λ)以及4.0μm(1.98λ)时的插入损失的变化。根据该附图可知，与现有结构3相比，本发明的任何构造都得到了良好的插入损失降低效果。因此，如果至少设为0.13λ≤W1≤1.98λ，则在得到良好的损失改善效果方面较为理想。
(第六实施方式)
图24表示本发明第六实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器，如该图所示，该SAW滤波器与所述第五实施方式相同，在输入端子1和输出端子2之间并联连接了两个纵耦合多重模式滤波器141、151。各滤波器141、151都与所述第二实施方式的滤波器相同，具备三个IDT142、143、144、152、153、154，在各IDT142～144、152～154的电极非交叉部设置有从交叉电极指33延伸的T字型的分支电极指61。
在该实施方式中，在两个滤波器141、151的外侧分别设置反射器145、156，并且在两个滤波器141、151之间设置由数根电极列形成的反射器146，来使两个滤波器141、151声音耦合。此外，存在于两个滤波器141、151之间的反射器146也可以省略。
(第七实施方式)
图25表示本发明第七实施方式的SAW共振器。如该图所示，该SAW共振器161在一个IDT162的两侧配置反射器163、164来形成，并与所述第一实施方式相同，在IDT162的各交叉电极指33的基部设置有L字型的分支电极指31。此外，如果使IDT162为所谓的多电极对共振器，则配置在IDT162两侧的反射器163、164可以被省略。
作为压电基板，使用通过添加添加物(例如Fe)实施了热电性改善处理的42±6°Y切割X传播LT基板。IDT162以及反射器163、164的电极例如由Al单晶膜构成，厚度例如为169nm，作为基底层，为了容易形成单晶膜形成厚度例如为4nm的TiN膜。
此外，IDT162以及反射器163、164的各部分尺寸以及电极根数例如如下所述。
IDT以及反射器的电极周期λ：1.968μm
IDT以及反射器的电极间距p：0.984μm
交叉宽度(电极指的交叉部的宽度)：30λ
IDT的电极对数：159对
反射器的电极根数：80根
IDT-反射器之间的距离：0.5λ
DUTY：0.62
分支电极指31的各部分尺寸例如如下所述。
分支部的宽度W1：0.63μm(＝0.32λ)
分支指主体部的宽度W2：与交叉电极指的宽度相同
交叉电极指的前端和分支电极指之间的间距G1：0.5μm(＝0.25λ)
分支指主体部的长度L1：2.0μm(＝1.02λ)
分支指主体部的前端与母线之间的间距G2：0.5μm(＝0.25λ)
制成具有这样规格的共振器，对频率-阻抗特性进行了测定。图26以及图27在与作为具有相同构造的现有共振器的现有结构5(在IDT两侧具备反射器，但没有分支电极指)的比较中，表示上述测定的结果。根据这些图可知，通过将本发明用于在DIT的两侧具有反射器的共振器，可以提高共振的Q值(在共振频率与反共振频率的阻抗比)(可以从50.4dB向53.3dB改善了2.9dB)。
(第八实施方式)
图28表示本发明第八实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器。如该图所示，该SAW滤波器在所述第五实施方式的纵耦合多重模式SAW滤波器中，在并联连接的两个纵耦合多重模式滤波器121、131与不平衡输入端子1之间，串联连接了SAW共振器161。作为SAW共振器161，使用在IDT中具备分支电极指的所述第七实施方式的结构的共振器。此外，关于并联连接的两个滤波器121、131，在构成这些滤波器的IDT的电极非交叉部设置有从交叉电极指延伸的L字型的分支电极指。
此外，上述共振器161也可以为多电极对共振器。此外，如图29所示，还可以为构成共振器的IDT165的交叉电极指相互不交叉，而来自一方梳形电极的电极指可以具有连续的部分(也可以做成在去掉电极指的一部分之后设置了虚拟电极的形态)。此时，可以在该连续部分的电极非交叉部设置从L字型的分支电极指的前端使电极进一步延长、例如围成钩状的分支电极指166。
本实施方式的滤波器假设为DCS频带的接收用滤波器(中心频率1842.5MHz)，详细的规格例如可以如下那样地设定。
作为压电基板，使用通过添加添加物(例如Fe)实施了焦电性改善处理的42±6°Y切割X传播LT基板。各IDT以及反射器的电极例如由Al单晶膜构成，厚度例如为169nm。此外，作为基底层，为了容易形成单晶膜形成厚度例如为4nm的TiN膜。在制造时，在压电基板的表面上形成滤波器121、131以及共振器161的图形，在通过切割形成晶片之后，通过凸点芯片倒装焊接搭载在陶瓷基板上，并使用树脂密封。
各DMS滤波器121、131各部分尺寸以及电极根数例如如下所述。
IDT电极的平均周期λ：2.149μm
IDT电极的平均间距p：1.0745μm
反射器的电极间距：1.089μm
IDT对数：中央的IDT为24对，外侧的IDT为12.5对
反射器的电极根数：75根
交叉宽度(电极指的交叉部的宽度)：44λ
IDT-反射器之间的距离：0.5λ
DUTY：IDT、反射器都为0.64
此外，与所述第五实施方式相同，在本实施方式的IDT中也设置了窄间距电极指。此外，输出端子通过将并联连接的滤波器中的一方的滤波器的相位相对于另一方的滤波器变化大约180°(改变两个外侧的IDT的相位)，成为平衡输出端子2a、2b。
各滤波器121、131中的分支电极指31的各部分尺寸例如如下所述。
分支部的宽度W1：0.6μm(＝0.28λ)
分支指主体部的宽度W2：与交叉电极指的宽度相同
交叉电极指的前端和分支电极指之间的间距G1：0.45μm(＝0.21λ)
分支指主体部的长度L1：2.8μm(＝1.30λ)
分支指主体部的前端与母线之间的间距G2：0.45μm(＝0.21λ)
SAW共振器161的IDT以及反射器的各部分尺寸以及电极根数例如如下所述。
IDT以及反射器的电极周期λ：2.098μm
IDT以及反射器的电极间距p：1.049μm
交叉宽度(电极指的交叉部的宽度)：21.6λ
IDT的电极对数：160对
反射器的电极根数：65根
IDT-反射器之间的距离：0.5λ
DUTY：0.64
SAW共振器161中的分支电极指31的各部分尺寸例如如下所述。
分支部的宽度W1：0.67μm(＝0.32λ)
分支指主体部的宽度W2：与交叉电极指的宽度相同
交叉电极指的前端和分支电极指之间的间距G1：0.7μm(＝0.33λ)
分支指主体部的长度L1：2.8μm(＝1.33λ)
分支指主体部的前端与母线之间的间距G2：0.7μm(＝0.33λ)
图30表示对本实施方式具备的上述SAW共振器的频率-阻抗特性进行测定后的结果。根据该图可知，在应用本发明的上述共振器中，与不具备分支电极指的现有的共振器(现有结构5)相比，可以将Q值从54.2dB向60.5dB提高6.3dB。
此外，图31与比较例的特性一起表示本实施方式的滤波器的通带中的频率特性。此外，该比较例在图28所示的滤波器构造中，作为串联连接的共振器161使用了不具备分支电极指的通常(现有)的共振器(并联连接的两个纵耦合多重模式SAW滤波器都具有分支电极指)。根据图31可知，不仅在并联连接的纵耦合多重模式SAW滤波器中应用本发明，还在与这些滤波器串联连接的共振器中应用本发明，由此可以得到进一步改善特性的效果，尤其可以得到在通带的高频一侧改善损失的效果。
(第九实施方式)
应用本发明的SAW共振器还可以用于梯形的SAW滤波器。图32表示这样的梯形电路的基本结构，在本发明的第九实施方式中，作为在连接输入端子和输出端子的传输路径173上配置的串联臂共振器171、以及在从该传输路径173分支并接地的分支路径174上配置的并联臂共振器172，分别使用所述第七实施方式的SAW共振器161，来构成梯形SAW滤波器。根据这样的滤波器，通过使用Q值已提高的SAW共振器161，可以改善插入损失。
串联臂共振器171以及并联臂共振器172可以设置一个以上任意的数量，由此，可以构成两级以上的梯形SAW滤波器。此外，在该梯形滤波器中，所有的共振器未必都由上述本发明的共振器161构成(当然，所有的共振器也可以是本发明的共振器161)，可以为仅对一部分的共振器使用本发明的共振器161的滤波器。而且，还可以为格子状回路。
以上，对本发明的实施方式进行了说明，但本发明并不限于此，本领域的技术人员应当清楚，在权利要求的范围内可以进行各种各样的变更。
例如，将滤波器(IDT和反射器)各部分的尺寸数值和电极根数、电极的膜厚、压电基板的种类等详细内容作为一个例子进行了叙述，当然，还可以采用其他的数值和结构。此外，在实施方式中设电极由Al单晶膜形成，但还可以为Al合金或Cu、Au等，并且，还可以为将多个种类的材料进行层积后的积层构造。此外，在本实施方式中，作为压电基板使用了LT基板，但还可以使用LN(LiNbO3)基板、水晶基板、由锆钛酸铅压电陶瓷这样的压电陶瓷形成的基板等其他的压电基板。此外，在实施方式中对压电基板进行了热电性的改善处理，但该处理不是必需的。
而且，在所述实施方式中，作为纵耦合多重模式滤波器使用了在传播方向上排列了三个IDT的滤波器，但本发明也可用于排列了两个IDT的所谓2IDT的纵耦合多重模式滤波器，以及排列了四个以上的IDT的所谓4IDT以上的纵耦合多重模式滤波器。此外，关于输入输出端子，在第一至第六以及第八实施方式中，将输入端子设为不平衡端子，将输出端子设为平衡端子，但也可以使这些输入侧端子以及输出侧端子全部为不平衡端子或平衡端子中的某一种。
交叉电极指以及分支电极指的形状并不限于所述附图所示的例子，特别是非交叉部的形状，可以与交叉电极指以及分支电极指一起采用各种各样的形状。例如，图33A至图33F表示电极指的其他形状的例子，如图33A至图33C所示，交叉电极指33可以做成在非交叉部弯曲成曲柄状的形状，可以在成为该曲柄状的交叉电极指33的基端部连接有L字型或直线状的分支电极指181、182、183。此外，在本发明中，交叉电极指的中心与分支电极指的分支指主体部的中心也可以偏离(参照图33A、图33B)。
此外，如图33D所示，可以在交叉电极指33的两侧设置分支电极指184。如图33E所示，还可以做成设置了从构成交叉部的交叉电极指33的主体部分支而朝向母线的连接电极185和本发明所说的分支电极指185a的形状。此外，如图33F所示，分支电极指186可以具有弯曲为曲线状的部分。除了这些图33A至图33F所示的例子之外，还可以进一步采用各种各样的电极形状。

Claims (18)

1.一种弹性表面波滤波器，其在压电基板上具有交叉指状电极，该交叉指状电极，是使具有在弹性表面波的传播方向上排列的多个交叉电极指和连接这些交叉电极指的母线的梳形电极相对、并且使交叉电极指彼此相互交叉而形成的，其特征在于，
所述交叉指状电极，具有从所述交叉电极指分支、并且位于所述交叉电极指彼此交叉的交叉部与所述母线之间的非交叉部内的一个以上的分支电极指，
该分支电极指包含在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上延伸的分支电极指主体部。
2.根据权利要求1所述的弹性表面波滤波器，其特征在于，
所述分支电极指的前端在电上被断开。
3.一种纵耦合多重模式弹性表面波滤波器，其在压电基板上具有多个交叉指状电极，以使其在弹性表面波的传播方向上声音耦合，该多个交叉指状电极，是使具有在弹性表面波的传播方向上排列的多个交叉电极指和连接这些交叉电极指的母线的梳形电极相对、并且使交叉电极指彼此相互交叉而形成的，其特征在于，
所述交叉指状电极，具有从所述交叉电极指分支、并且位于所述交叉电极指彼此交叉的交叉部与所述母线之间的非交叉部内的一个以上的分支电极指，
该分支电极指包含在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上延伸的分支电极指主体部。
4.一种纵耦合多重模式弹性表面波滤波器，其是具备相互并联连接的第一弹性表面波滤波器以及第二弹性表面波滤波器的弹性表面波滤波器，其特征在于，
作为所述第一弹性表面波滤波器以及所述第二弹性表面波滤波器，使用权利要求3所述的弹性表面波滤波器。
5.一种纵耦合多重模式弹性表面波滤波器，其特征在于，
在权利要求3所述的纵耦合多重模式弹性表面波滤波器上串联连接了弹性表面波共振器。
6.一种纵耦合多重模式弹性表面波滤波器，其特征在于，
在权利要求4所述的纵耦合多重模式弹性表面波滤波器上串联连接了弹性表面波共振器。
7.一种弹性表面波共振器，其在压电基板上具有交叉指状电极，该交叉指状电极，是使具有在弹性表面波的传播方向上排列的多个交叉电极指和连接这些交叉电极指的母线的梳形电极相对、并且使交叉电极指彼此相互交叉而形成的，其特征在于，
所述交叉指状电极，具有从所述交叉电极指分支、并且位于所述交叉电极指彼此交叉的交叉部与所述母线之间的非交叉部内的一个以上的分支电极指，
该分支电极指包含在与弹性表面波的传播方向大体垂直的方向上延伸的分支电极指主体部。
8.根据权利要求5所述的纵耦合多重模式弹性表面波滤波器，其特征在于，
作为所述弹性表面波共振器使用了权利要求7所述的弹性表面波共振器。
9.根据权利要求6所述的纵耦合多重模式弹性表面波滤波器，其特征在于，
作为所述弹性表面波共振器使用了权利要求7所述的弹性表面波共振器。
10.根据权利要求1至6、8以及9的任意一项所述的弹性表面波滤波器，其特征在于，
在将交叉电极指的周期设为λ，将所述分支电极指的宽度设为W1时，
设W1≥0.08λ。
11.根据权利要求7所述的弹性表面波共振器，其特征在于，
在将交叉电极指的周期设为λ，将所述分支电极指的宽度设为W1时，
设W1≥0.08λ。
12.根据权利要求1至6、8以及9的任意一项所述的弹性表面波滤波器，其特征在于，
在将交叉电极指的周期设为λ，将所述分支电极指主体部的所述交叉部一侧的端部与相对的梳形电极的交叉电极指的前端的间隔设为G1时，
设G1≤0.36λ。
13.根据权利要求7所述的弹性表面波共振器，其特征在于，
在将交叉电极指的周期设为λ，将所述分支电极指主体部的所述交叉部一侧的端部与相对的梳形电极的交叉电极指的前端的间隔设为G1时，
设G1≤0.36λ。
14.根据权利要求1至6、8以及9的任意一项所述的弹性表面波滤波器，其特征在于，
在将所述分支电极指主体部的长度设为L1时，设L1≥0.21λ。
15.根据权利要求7所述的弹性表面波共振器，其特征在于，
在将所述分支电极指主体部的长度设为L1时，设L1≥0.21λ。
16.一种梯形弹性表面波滤波器，其具备：在输入端子与输出端子之间的传播路径上串联连接的一个以上的串联臂共振器；和在从该传播路径分支的分支路径上连接的一个以上的并联臂共振器，其特征在于，
作为所述一个以上的串联臂共振器以及一个以上的并联臂共振器中的至少一个共振器，使用权利要求7所述的弹性表面波共振器。
17.根据权利要求1至9以及16的任意一项所述的弹性表面波滤波器，其特征在于，
作为所述压电基板使用实施了热电性改善处理的压电基板。
18.根据权利要求7、11、13以及15的任意一项所述的弹性表面波共振器，其特征在于，
作为所述压电基板使用实施了热电性改善处理的压电基板。
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