CN101128975A - 电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明在对太阳能电压进行升压后，进行交流转换，降低对负载或者系统提供交流电力的电力转换装置的损失，谋求提高效率。使用串联连接了以电压比为1∶3∶9的直流电源V_1B、V_2B、V_3B为各自的输入的三个单相反相器1B－INV、2B－INV、2Ba－INV、3B－INV的交流一侧，根据各发生电压的总和对输出电压进行等级控制的反相器单元(1)。并且，利用斩波器电路(3)对太阳能电压V_O进行升压而生成最大电压的直流电源V_3B，当V_O超过规定的电压V_m1(195V)时，停止斩波器电路(3)的升压动作，由此降低升压导致的损失。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及将直流电力转换为交流电力的电力转换装置，特别涉及在将分散电源与系统连接的功率调节器等中使用的电力转换装置。

背景技术

在以往的功率调节器中，例如在太阳能功率调节器所示，使用斩波器从作为太阳能电池的分散电源升压，在其后级上插入PWM控制的反相器(inverter)，发生作为输出的交流电压。

以下表示这种以往的功率调节器的基本的动作。从太阳能电池输出的直流电力驱动功率调节器的内部控制电源，内部电路可以工作。内部电路具备斩波器(chopper)电路和反相器部，斩波器电路将太阳能电池的电压升压至与系统连接所需要的电压。反相器部由4个开关构成，为了变成与系统电压同步的相位的输出电流，进行PWM切换动作。这样通过在输出中输出长条形的波形，改变输出的时间比率来控制输出的平均电压，输出的电压用设置在输出一侧上的平滑滤波器进行平均化，向系统输出交流电力(例如，参照非专利文献1)。

非专利文献1：“太阳能功率调节器型KP40F的开发”OMRONTECHNICS Vol.42 No.2(通卷142号)2002年

在将太阳能电压与系统连接的以往的功率调节器中，反相器的输出电压的最大值由根据斩波器的升压电压的大小来决定。因此，例如在输出200V的交流电压的情况下，经过升压的直流电压需要大于等于282V，一般根据裕量设定得更高。太阳能电压的输出电压一般是200V左右，或者小于它，如上所述需要升压到282V及以上。如果升压率高，则斩波器部的切换元件或二极管的损失增大，存在功率调节器整体的效率降低的问题。

发明内容

本发明就是为了解决上述那样的问题而提出的，其目的在于，在将来自太阳能等的直流电源的电力转换为交流并输出到系统或负载的电力转换装置中，谋求降低各部的损失而提高转换效率。

本发明的第1电力转换装置串联连接将直流电源的直流电力转换为交流电力的多个单相反相器的交流一侧，用从上述多个单相反相器中选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和进行输出电压的等级控制。成为上述各单相反相器的输入的多个上述直流电源具有电压最大的第1直流电源、其他的1个或者多个第2直流电源。而后，上述第1直流电源经由升压电路从第3直流电源生成，在该第3直流电源的电压超过规定的电压时，停止上述升压电路内的开关的接通和关断动作，从而停止升压动作。

此外，本发明的第2电力转换装置串联连接将直流电源的直流电力转换为交流电力的多个单相反相器的交流一侧，用从上述多个单相反相器中选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和进行输出电压的等级控制。成为上述各单相反相器的输入的多个上述直流电源具有电压最大的第1直流电源、其他的1个或者多个第2直流电源。而后，上述第1直流电源经由升压电路从第3直流电源生成，以上述各第2直流电源的经由各单相反相器的放电和充电产生的总变动电力量变成规定量及以下的方式，设定上述升压电路的输出电压。

此外，本发明的第3电力转换装置串联连接将直流电源的直流电力转换为交流电力的多个单相反相器的交流一侧，用从上述多个单相反相器中选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和进行输出电压的等级控制。成为上述各单相反相器的输入的多个上述直流电源具有电压最大的第1直流电源、其他的1个或者多个第2直流电源。而后，上述第1直流电源经由升压电路从第3直流电源生成，该第1直流电源和各第2直流电源经由DC/DC变换器连接，以上述各第2直流电源经由该各单相反相器的放电和充电产生的总变动电力量变小的方式，调整将上述第1直流电源作为输入的单相反相器的输出脉冲宽度。

本发明的第1电力转换装置可以输出比对第3直流电源的电压进行升压的升压电路的输出电压高的电压，能够降低升压电路的升压率，从而能够减少损失。此外，因为在第3直流电源的电压超过规定的电压时，停止该升压电路内的开关的接通和关断动作，从而停止升压动作，所以能够大幅降低涉及升压的损失，能够得到转换效率高的电力转换装置。

本发明的第2电力转换装置可以输出比对第3直流电源的电压进行升压的升压电路的输出电压高的电压，能够降低升压电路的升压率从而能够减少损失。此外，因为以各第2直流电源经由各单相反相器的放电和充电产生的总变动电力量变成规定量及以下的方式设定上述升压电路的输出电压，所以能够抑制从外部向第2直流电源授受的电力量，能够抑制损失。因此，能够得到转换效率高的电力转换装置。

本发明的第3电力转换装置可以输出比对第3直流电源的电压进行升压的升压电路的输出电压高的电压，能够降低升压电路的升压率从而能够减少损失。此外，经由升压电路生成的第1直流电源和各第2直流电源经由DC/DC变换器连接，因为以该各第2直流电源经由各单相反相器的放电和充电产生的总变动电力量变小的方式，调整将上述第1直流电源作为输入的单相反相器的输出脉冲宽度，所以能够通过容易的调整抑制经由DC/DC变换器授受的电力量，能够抑制损失。因此，能够得到转换效率高的电力转换装置。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的功率调节器的示意构成图。

图2是表示本发明的实施方式1的各单相反相器的输出模式和输出电压波形的图。

图3是表示本发明的实施方式1的反相器的PWM控制中的输出电压波形的图。

图4是表示本发明的实施方式1的各单相反相器的输出模式和输出等级的关系的图。

图5是表示本发明的实施方式1的各单相反相器的直流电压条件和输出电压波形的图。

图6是表示本发明的实施方式1的斩波器电路的动作的图。

图7是表示本发明的实施方式2的功率调节器的示意构成图。

图8是表示本发明的实施方式2的斩波器电路的动作的图。

图9是表示本发明的实施方式3的旁路电路的构成的图。

图10是表示经由本发明的实施方式4的各单相反相器流出的电荷量的图。

图11是表示经由本发明的实施方式4的各单相反相器的电力变动量和电压利用率的关系的图。

图12是表示本发明的实施方式4的斩波器电路的动作的图。

图13是表示本发明的实施方式5的各单相反相器的输出电压波形的图。

图14是表示本发明的实施方式6的功率调节器的示意构成图。

图15是表示本发明的实施方式6的各单相反相器的输出电压波形的图。

图16是表示本发明的实施方式7的功率调节器的示意构成图。

图17是表示本发明的实施方式7的另一例子的功率调节器的示意构成图。

图18是表示本发明的实施方式8的功率调节器的示意构成图。

图19是说明本发明的实施方式9的输出脉冲调整的图。

(符号说明)

2：第3直流电源(太阳能)

3：作为升压电路的斩波器电路

3a：开关

4：作为第1直流电源的平滑电容器

5、5a、5b：DC/DC变换器

7：旁路电路

7a：继电器

8、8a、8b：作为第2直流电源的电容器

15、15a～15d：输出脉冲

17：输出电压

1B-INV、2B-INV、2Ba-INV、3B-INV：单相反相器

Q_1B+Q_2B：电荷量

具体实施方式

实施方式1

以下，根据附图说明本发明的实施方式1的电力转换装置(以下，称为功率调节器)。

图1是表示本发明的实施方式1的功率调节器的示意构成图。如图1(a)所示，串联连接多个(该情况下是3个)单相反相器3B-INV、2B-INV、1B-INV的交流一侧，构成作为单相多重转换器的反相器单元1。此外，在作为第3直流电源的太阳能产生的直流电源2的后级上，设置具有IGBT等的切换元件(以下，称为开关)3a、电抗器3b以及二极管3c的作为升压电路的斩波器电路3。斩波器电路3对用直流电源2得到的直流电压V_O进行升压，得到成为第1直流电源的充电到平滑电容器4的电压V_C。

各单相反相器3B-INV、2B-INV、1B-INV如图1(b)所示，用反并联连接二极管的多个IGBT等的自消弧型半导体切换元件构成，将直流电力转换为交流电力而输出，各个输入的直流电源部分用双向DC/DC变换器5连接。

这些单相反相器3B-INV、2B-INV、1B-INV作为输出能够发生正负以及零的电压，反相器单元1通过等级控制来输出作为组合了这些发生电压的总和的电压V_A。该输出电压V_A用具有电抗器6a以及电容器6b的平滑滤波器6进行平滑，将交流电压V_out提供给系统或者负载。

此外，成为3B-INV的输入的直流电源(第1直流电源)相当于平滑电容器4，其电压V_3B(＝V_C)比成为其他的单相反相器2B-INV、1B-INV的输入的直流电源(第2直流电源)的电压V_2B、V_1B还大，V_3B、V_2B、V_1B用DC/DC变换器5进行控制，以变成规定的电压比。该DC/DC变换器5将各反相器的直流电源V_1B、V_2B、V_3B的电压比设置成一定，同时相互提供剩余或者不足的能量。

而且，V_1B、V_2B、V_3B因为表示各反相器1B-INV、2B-INV、3B-INV的直流电源电压，所以以后为了方便将成为各反相器的输入的直流电源记载为直流电源V_1B、直流电源V_2B、直流电源V_3B。

在此，假设V_1B、V_2B、V_3B的关系是1∶3∶9。此时如图2(a)所示那样，如果巧妙地组合3个反相器1B-INV、2B-INV、3B-INV的输出模式，则反相器单元1的输出电压V_A能够选择0～13的14个等级的输出电压。由此，如图2(b)所示，能够得到大致成为正弦波的输出电压波形11的输出电压V_A，输入到平滑滤波器6。进而，如图3所示，如果在各等级电平中并用PWM控制，则能够更高精度地控制电压波形。而且，图2(a)所示的各反相器的输出模式是，1表示正电压发生，-1表示负电压发生，0表示零电压发生。

V_1B、V_2B、V_3B的关系也可以是1∶3∶9以外，从1∶2∶4到1∶3∶9通过各种模式，输出电压V_A分别可以进行连续的等级电平的变化。对于各种情况而言，各反相器1B-INV、2B-INV、3B-INV的输出模式和串联连接它们的反相器单元1的输出电压V_A的等级电平的关系如图4的A～J的逻辑表所示。此外，在它们之中，在1∶3∶9的情况下，电平数变成最多，能够期待高精度的输出电压波形。而且，在各等级电平中，如果并用PWM控制，则能够更高精度地控制电压波形。在各等级电平中为了在电压的输出方法中加入PWM控制，根据V_1B、V_2B、V_3B的电压关系，需要在多个单相反相器的输出中加入PWM控制。

此外，当将PWM控制作为前提的情况下，也可以是直流电源V_1B的电压比图4所示的电压关系还大的电压，如图5(a)所示，因为除了采用PWM控制的电压控制外，各等级电平间重叠AV大小，所以可以输出更连续的波形。图5(b)表示与图4的A～J的逻辑表对应的条件Ax～Jx。例如，在条件Jx下，变成ΔV＝V_1B-V_3B/9。

可是，在200V的交流输出中需要的最大输出电压是约282V，反相器单元1的输出电压V_A最大能够输出到V_1B+V_2B+V_3B。因此，如果V_1B+V_2B+V_3B大约在282V或者282V以上，则功率调节器可以输出200V的交流。V_1B+V_2B+V_3B比作为用斩波器电路3升压的电压的V_3B大，例如当V_1B、V_2B、V_3B的关系是1∶3∶9的情况下，变成V_3B的13/9倍。即，在V_3B是在约195V或者以上时，V_1B+V_2B+V_3B变成大于等于282V，这成为交流输出的条件。

图6表示针对在这样的功率调节器的斩波器电路3中的太阳能电压的动作电压及此时的效率推定值。如图6所示，在直流电源2中得到的直流电压(太阳能电压)V_O直到规定的电压V_m1(195V)为止对IGBT开关3a进行接通和关断以升压到该电压V_m1，如果超过规定的电压V_m1则停止IGBT开关3a。

这样，如果太阳能电压V_O大于等于195V，即使不进行升压动作也能够得到规定的交流输出，因此此时停止斩波器电路3的升压动作。虽然和太阳能电压V_O的增加一同降低升压率使得斩波器电路3的效率良好，但如果停止IGBT开关3a则损失大幅度降低，只变成二极管3c的导通损失。因而，太阳能电压V_O以195V为界效率急剧增加。如果比195V进一步增高则伴随太阳能电压V_O的增加电流降低，在二极管3c上的导通损失降低(同一功率条件)，因此功率调节器整体的效率增加。

在本实施方式中，因为串联连接将用斩波器电路3升压了太阳能电压V_O的直流电压V_3B作为直流源的单相反相器3B-INV、其他的单相反相器2B-INV、1B-INV的交流一侧，以用各反相器的发生电压的总和得到输出电压的方式构成功率调节器，所以能够输出比在斩波器电路3中升压后的直流电压V_3B还高的电压，能够降低斩波器电路3的升压率从而能够降低损失。此外，如果将电压V_3B的动作区域设定成比功率调节器的输出电压的最大值还低的电压区域，则能够可靠降低斩波器电路3的升压率从而能够降低损失。进而，在太阳能电压V_O超过规定的电压V_m1(195V)时，因为停止IGBT开关3a从而停止升压动作，所以能够如上述那样大幅降低涉及升压的损失，能够得到转换效率高的功率调节器。

实施方式2

图7是表示本发明的实施方式2的功率调节器的示意构成图。本实施方式的功率调节器是在上述实施方式1的图1所示的功率调节器中具备对斩波器电路3进行旁路的旁路电路7。

如图7所示，斩波器电路3对用直流电源2得到的直流电压V_O进行升压，得到成为第1直流电源的充电到平滑电容器4中的电压V_C。此外，为了在升压停止时对斩波器电路3进行旁路，例如将具有继电器7a的旁路电路7并联连接在斩波器电路3上。

和上述实施方式1一样，单相反相器3B-INV、2B-INV、1B-INV作为输出能够发生正负以及零的电压，反相器单元1通过等级控制输出作为组合了这些发生电压的总和的电压V_A。该输出电压V_A用具有电抗器6a以及电容器6b的平滑滤波器6进行平滑，将交流电压V_out提供给系统或者负载。

以下说明在将各反相器1B-INV、2B-INV、3B-INV的直流电源V_1B、V_2B、V_3B的关系设置成1∶3∶9的情况下的功率调节器的动作。

如上所示，在200V的交流输出中需要的最大输出电压是约282V，因为反相器单元1的输出电压V_A最大能够输出到V_1B+V_2B+V_3B，所以在V_1B、V_2B、V_3B的关系是1∶3∶9的情况下为了得到规定的交流输出V_out，需要以V_3B变成约大于等于195V的方式使斩波器电路3动作。

在斩波器电路3中，在成为输入的直流电源2中得到的直流电压(太阳能电压)V_O直至达到规定的电压V_m1(195V)为止进行IGBT开关3a的接通和关断以升压到该电压V_m1。此间，旁路电路7的继电器7a开放。而后，如果超过规定的电压V_m1则停止IGBT开关3a。此时，关闭旁路电路7的继电器7a，在旁路电路7一侧上流过电流，对斩波器电路3的电抗器3b以及二极管3c进行旁路。

图8表示在斩波器电路3中的相对太阳能电压V_O的动作电压以及此时的效率推定值。

如图所示，太阳能电压V_O在规定的电压V_m1及以下的范围中，因为斩波器电路3以输出电压V_3B变成一定电压V_m1的方式进行升压，所以和太阳能电压V_O的增加一同使升压率下降，斩波器电路3的效率变得良好。如果太阳能电压V_O超过规定的电压V_m1，则停止升压动作，关闭旁路电路7的继电器7a，在旁路电路7一侧流过电流，所以几乎没有损失。因此太阳能电压V_O以电压V_m1为界斩波器电路的效率急剧增加。

而且，停止升压动作的规定的电压V_m1只要大于等于约195V即可，设置成更低的电压的一方能够进一步降低斩波器电路3的损失。而后在停止升压动作后，不仅由IGBT开关3a的停止引起损失的大幅度降低，而且通过对斩波器电路3内的电抗器3b以及二极管3c进行旁路，能够消除电抗器3b以及二极管3c的导通损失，斩波器电路3中的损失几乎变得没有。因此，能够得到转换效率高的功率调节器。

实施方式3

以下表示上述实施方式2中的旁路电路7的详细。

旁路电路7用继电器7a构成，对斩波器电路3内的串联连接的电抗器3b以及二极管3c的某一方或者双方进行旁路。

图9(a)如上述实施方式2所示，是表示用继电器7a对电抗器3b以及二极管3c进行旁路的图，图9(b)是表示用继电器7a只对二极管3c进行旁路的图，图9(c)是表示用继电器7a只对电抗器3b进行旁路的图。

此外，在继电器7a上并联连接自消弧型的半导体开关7b。继电器7a因为一般在零电流下开放，或者在低的电压下开放，所以难以切断直流电流，而通过这样并联配备半导体开关7b，能够容易切断。这种情况下，和开放继电器7a同时使半导体开关7b接通，暂时使电流转移到半导体开关7b。由此流过继电器7a的电流被切断，其后关断半导体开关7b。

无论在哪一种情况下，如果太阳能电压V_O超过规定的电压V_m1，则停止IGBT开关3a从而停止升压动作，关闭旁路电路7的继电器7a使电流流过旁路电路7一侧。

在图9(a)的情况下，通过对斩波器电路3内的电抗器3b以及二极管3c进行旁路，能够消除电抗器3b以及二极管3c的导通损失，增加功率调节器整体的效率。

在图9(b)的情况下，通过只对斩波器电路3内的二极管3c进行旁路，能够消除二极管3c的导通损失，功率调节器整体的效率增加。这种情况下，因为不对电抗器3b进行旁路，所以能够将电抗器3b作为滤波器使用。

在图9(a)、图9(b)中，因为对二极管3c进行旁路，所以如果直流电源V_3B比太阳能电压V_O高，则招致电流的逆流或进一步招致对作为直流电源2的太阳能板的逆电压，有可能引起板的损伤。因此其构成是，检测流过继电器7a的电流，如果该电流变成小于等于一定值，则开放继电器7a，切换到经由电抗器3b以及二极管3c的电流路径。通过这样开放继电器7a而使二极管3c的功能有效，具备逆流防止进而还有太阳能板的逆电压保护功能。

而且，在开放继电器7a时，即使因检测迟缓等已经发生了逆电流，也能够通过暂时将电流转移到半导体开关7b而进行可靠切断。

在图9(c)的情况下，通过只对斩波器电路3内的电抗器3b进行旁路，能够消除电抗器3b的导通损失，增加功率调节器整体的效率。此外，因为不对二极管3c进行旁路，所以能够用二极管3c防止逆流以及能够进行太阳能板的逆电压保护，能够容易提高可靠性。这种情况下，即使不设置半导体开关7b也能够切断继电器7a，但通过设置半导体开关7b，即使在二极管3c的异常等的情况下也能够切断。

实施方式4

接着，以下说明在上述实施方式1的图1中所示的同样的电路构成的功率调节器中，提高DC/DC变换器5的效率的情况。

如图1所示，用双向DC/DC变换器5连接成为各反相器1B-INV、2B-INV、3B-INV的输入的直流电源V_1B、V_2B、V_3B。该DC/DC变换器5在将各反相器的直流电源V_1B、V_2B、V_3B的电压比设置成一定的同时，相互供给剩余或者不足的能量。

在此，将从功率调节器输出的交流电压V_out的最大值(波峰值)设置为Vm，设置成电压利用率＝Vm/(V_1B+V_2B+V_3B)。以下说明该电压利用率和经由各反相器的充放电产生的直流电源V_1B、V_2B、V_3B的变动电力量的关系。

图10表示在各反相器的直流电源V_1B、V_2B、V_3B的电压比是1∶3∶9的关系时，在与功率调节器连接的负载上以正弦波流过功率因数1的电流的情况下，在电压利用率是1的情况和是0.85的情况下的经由各反相器流出的电荷量。在图中，1B电荷量、2B电荷量、3B电荷量是通过经由各反相器1B-INV、2B-INV、3B-INV的放电和充电而从直流电源V_1B、V_2B、V_3B流出的电荷量。

如图10(a)、10(b)所示可知，直流电源V_1B、V_2B经由各反相器流出的电荷量在电压利用率是0.85时与1时相比非常小。

图11以横轴表示电压利用率，以纵轴表示电力量，表示直流电源V_1B、V_2B因经由各反相器的充放电而变动的电力量。1B电力、2B电力是1B-INV的直流电源V_1B的变动电力量、2B-INV的直流电源V_2B的变动电力量，合并图示将它们相加的(1B电力+2B电力)。变动电力量为正时，放电量比充电量大，为负时充电量大。

如图所示，(1B电力+2B电力)在电压利用率P(＝约0.83)下变成零。此外，1B电力的绝对值和2B电力的绝对值的和在电压利用率Q(＝约0.845)下变成最小。

根据以上的特征，在本实施方式中，将功率调节器的电压利用率＝Vm/(V_1B+V_2B+V_3B)控制成P或者Q。由此能够使反相器1B-INV、2B-INV的各直流电源V_1B、V_2B因经由各反相器的充放电而变动的电力量大致为0或者最小。因而，能够将从反相器3B-INV的直流电源V_3B(平滑电容器4)经由DC/DC变换器5与各直流电源V_1B、V_2B授受的电力量降到最低，因此能够降低DC/DC变换器5的损失，能够提高功率调节器的效率。

而且，从直流电源V_3B(平滑电容器4)经由DC/DC变换器5与各直流电源V_1B、V_2B授受的电力量变成最小这一点在各反相器1B-INV、2B-INV的输出模式相同的情况下只要(1B电力+2B电力)的大小是最小即可，但在各输出模式不同的情况下，需要通过计算1B电力的绝对值和2B电力的绝对值的和来求出最小的情况。因此，与各反相器1B-INV、2B-INV的输出模式相应地将电压利用率控制成P或者Q。

为了使功率调节器的电力利用率为P，例如在V_1B、V_2B、V_3B的比是1∶3∶9的关系时，只要将V_3B设置成(Vm/P)·(9/13)即可，将此时的电压值设置成V_mp。在200V的交流电压V_out中，因为Vm＝约282V，P＝约0.83，所以V_mp＝约235V。

因而，通过将用斩波器电路3升压了太阳能电压V_O的直流电压V_3B设置为V_mp(＝约235V)，能够将功率调节器的电压利用率控制在P。

将电压利用率控制为Q也同样，只要通过计算V_mQ＝(Vm/Q)·(9/13)，将斩波器电路3的输出电压V_3B设置成V_mQ即可。

接着，图12表示针对在功率调节器的斩波器电路3中的太阳能电压的动作电压。

图12(a)在将功率调节器的电压利用率始终设置在P的情况下，IGBT开关3a继续进行接通和关断动作，将用直流电源2得到的直流电压(太阳能电压)V_O始终升压为V_mp(＝约235V)。由此，能够始终降低DC/DC变换器5的损失，能够提高功率调节器的效率。

在图10(b)中，在为了得到规定的交流输出而需要升压时，即在太阳能电压V_O在上述实施方式1中所示的电压V_m1(195V)及以下时，对IGBT开关3a进行接通和关断，将太阳能电压V_O升压到V_mp(＝约235V)。而后如果太阳能电压V_O超过电压V_m1则停止IGBT开关3a。

这样，在需要升压的区间中升压到能够降低DC/DC变换器5的损失的电压，当即使不进行升压动作也能够得到规定的交流输出的情况下，停止斩波器电路3的升压动作而大幅度降低斩波器电路3的损失，只有二极管3c的导通损失。此外伴随太阳能电压V_O的增加电流降低，二极管3c中的导通损失也降低。这样，因为使斩波器电路3动作，使得一并得到DC/DC变换器5的损失降低和斩波器电路3的损失降低，所以能够高精度地提高功率调节器整体的效率。

而且，在上述的实施方式中，将功率调节器的电压利用率＝Vm/(V_1B+V_2B+V_3B)控制成P或者Q，但通过将电压利用率控制在P或者Q附近，能够充分减小直流电源V_1B、V_2B的经由各反相器的变动电力量，能够将变动电力量控制在规定量或者以下。

此外，如图11所示，如果将电压利用率控制在0.8～0.9之间，则能够将变动电力量抑制在规定的范围，能够得到DC/DC变换器5的损失降低的效果。

此外，在上述实施方式中，表示了V_1B、V_2B、V_3B的比处于1∶3∶9的关系的情况，但电压利用率和经由各反相器的充放电产生的直流电源V_1B、V_2B的变动电力量的关系在电压利用率的动作点上不同，而图4和图5所示的各模式中也一样。因此，对于各自的情况，通过以直流电源V_1B、V_2B的变动电力量减小的方式将电压利用率控制在P或者Q，能够得到同样的效果。

此外，在上述实施方式的反相器单元1的输出电压V_A的各等级电平中可以并用PWM控制，因为在平均的输出电压中没有变化，所以能够得到同样的效果。

实施方式5

以下，说明在上述实施方式1的图1中所示的相同的电路构成的功率调节器中，将各反相器的直流电源V_1B、V_2B、V_3B的电压关系设置成V_1B＝V_2B≥(2/9)·V_3B的情况。即，反相器1B-INV、2B-INV的直流电源V_1B、V_2B的电压相等，并且两者的合计与(4/9)·V_3B相等或者更大。

图13表示各反相器1B-INV、2B-INV、3B-INV的输出电压波形。如图13所示，反相器1B-INV以及反相器2B-INV以补充目标输出电压和反相器3B-INV的输出电压的差分的方式通过PWM控制进行输出。这种情况下，因为反相器1B-INV的输出和反相器2B-INV的输出相等，所以输出的电力量也相等，在直流电源V_1B、V_2B之间没有经由各反相器的电力授受。因此，从反相器3B-INV的直流电源V_3B经由DC/DC变换器5向各反相器1B-INV、2B-INV的直流电源V_1B、V_2B提供或者需求电荷。

此外，以输出电压V_3B为V_mp(＝(Vm/P)·(9/13))使对太阳能电压V_O进行升压的斩波器电路3工作，如图11所示将电压利用率设置为P，控制为直流电源V_1B、V_2B由于经由各反相器的充放电而变动的电力量的和(1B电力+2B电力)变成零。由此能够将从反相器3B-INV的直流电源V_3B经由DC/DC变换器5与各直流电源V_1B、V_2B授受的电力量设置为最小，DC/DC变换器5的损失能够降到最低，能够提高功率调节器的效率。此外，2个反相器1B-INV、2B-INV因为直流电源V_1B、V_2B的电压相等，输出也相等，所以反相器单元1的构成简单且控制也容易。

实施方式6

以下根据附图说明本发明的实施方式6的功率调节器。

图14是表示本发明的实施方式6的功率调节器的示意构成图。如图所示，串联连接多个(这种情况下是2个)单相反相器3B-INV、2Ba-INV的交流一侧而构成作为单相多重转换器的反相器单元1a。此外，成为单相反相器3B-INV、2Ba-INV的输入的各直流电源(第1直流电源，第2直流电源)V_3B、V_2Ba用双向DC/DC变换器5a连接。

此外，在作为第3直流电源的太阳能产生的直流电源2的后级上，设置具有IGBT等的开关3a、电抗器3b以及二极管3c的作为升压电路的斩波器电路3。斩波器电路3对在直流电源2中得到的直流电压V_O进行升压，得到成为第1直流电源的充电到平滑电容器4中的电压V_C(＝V_3B)。反相器单元1a通过等级控制输出作为组合了各单相反相器3B-INV、2Ba-INV的发生电压的总和的电压V_A。该输出电压V_A用具有电抗器6a以及电容器6b的平滑滤波器6进行平滑，将交流电压V_out提供给系统或者负载。

在这样构成的功率调节器中，将各反相器的直流电源V_1B、V_2Ba的电压关系设置成V_2Ba≥(4/9)·V_3B。

图15表示各反相器2Ba-INV、3B-INV的输出电压波形。如图15所示，反相器2Ba-INV以补充目标输出电压和反相器3B-INV的输出电压的差分的方式通过PWM控制来输出。这种情况下，从反相器3B-INV的直流电源V_3B经由DC/DC变换器5a向反相器2Ba-INV的直流电源V_2Ba提供或者需求电荷。

此外，以输出电压V_3B为V_mp(＝(Vm/P)·(9/13))使对太阳能电压V_O进行升压的斩波器电路3工作，如图11所示将电压利用率设置为P，控制为直流电源V_2Ba因经由各反相器的充放电而变动的电力量变成零。由此能够将从反相器3B-INV的直流电源V_3B经由DC/DC变换器5a与直流电源V_2Ba授受的电力量设置成最小，DC/DC变换器5a的损失也能够降到最低，能够提高功率调节器的效率。

实施方式7

图16是表示本发明的实施方式7的功率调节器的示意构成图。在上述实施方式6中，是从反相器3B-INV的直流电源V_3B经由DC/DC变换器5a向反相器2Ba-INV的直流电源V_2Ba提供或者需求电荷，但如果能够良好地将电压利用率控制在P，则如图16所示能够省略DC/DC变换器5a。在此，8是构成直流电源V_2Ba的电容器。

即，在能够高精度地控制直流电源V_2Ba因经由各反相器的充放电而变动的电力量为零时，不需要从直流电源V_3B经由DC/DC变换器5a的对直流电源V_2Ba的电力授受，能够使用省略了DC/DC变换器5a的功率调节器。由此在能够提高功率调节器的效率的同时，能够使装置构成小型化、简单化。

而且，在上述实施方式5中所示的情况也一样，如果能够将电压利用效率良好地控制在P，则如图17所示能够省略DC/DC变换器5。在此，8a、8b是构成直流电源V_1B、V_2B的电容器。由此，同样在能够提高功率调节器的效率的同时，能够使装置构成小型化、简单化。

实施方式8

图18是表示本发明的实施方式8的功率调节器的示意构成图。在上述实施方式7中，表示了省略用于直流电源V_3B和其他的直流电源的电力授受的DC/DC变换器5、5a的例子，但如图18所示，也可以设置只在直流电源V_1B、V_2B之间进行电力授受的DC/DC变换器5b。

和上述实施方式5一样地构成反相器单元1，将各反相器的直流电源V_1B、V_2B、V_3B的电压关系设置成V_1B＝V_2B≥(2/9)·V_3B，将电压利用率良好地控制在P。这种情况下，不需要从直流电源V_3B对直流电源V_1B、V_2B的电力授受，只在直流电源V_1B、V_2B之间经由DC/DC变换器5进行电力授受。

如果这样设置只在直流电源V_1B、V_2B之间进行电力授受的DC/DC变换器5b，则不是V_1B＝V_2B也可以，例如，可以将直流电源V_1B、V_2B、V_3B的电压比设置成1∶3∶9的关系。此外，如果存在直流电源V_1B、V_2B因经由各反相器的充放电而变动的电力量的和变成零的点(电压利用率P)，能够高精度地控制在电压利用率P，则直流电源V_1B、V_2B、V_3B的电压比也可以在1∶3∶9之外。

此外，DC/DC变换器5b因为只在直流电源V_1B、V_2B之间进行电力授受，所以损失小，能够提高功率调节器的效率。

实施方式9

在上述实施方式4～8中，是通过将功率调节器的电压利用率＝Vm/(V_1B+V_2B+V_3B)控制成P或者Q，将直流电源V_1B、V_2B因经由各反相器的充放电而变动的电力量设置成零或者最小，但在本实施方式中，如图19所示，调整反相器3B-INV的输出脉冲宽度，调整各直流电源V_1B、V_2B的电力量。

如图19(a)所示，在功率调节器的斩波器电路3的输出电压V_c(V_3B)是约235V时，电压利用率变成P(＝约0.83)，来自直流电源V_1B、V_2B的流出电荷量(Q_1B+Q_2B)变成零附近。而后，15是反相器3B-INV的输出脉冲，16是反相器1B-INV、2B-INV的合计输出，17是来自功率调节器的交流输出电压V_out。

接着，如图19(b)所示，在因外部环境温度的上升等导致太阳能的电压下降，功率调节器的斩波器电路3的输出电压V_C(V_3B)例如是204V时，变成电压利用率＝约0.95，来自直流电源V_1B、V_2B的流出电荷量(Q_1B+Q_2B)增大。这种情况下，如果扩大反相器3B-INV的输出脉冲宽度，则反相器1B-INV、2B-INV的电力负担变小，(Q_1B+Q_2B)接近零。而且，15a、15b分别是脉冲宽度调整前后的反相器3B-INV的输出脉冲，16a、16b分别是脉冲宽度调整前后的反相器1B-INV、2B-INV的合计输出。

接着，如图19(c)所示，在因外部环境温度的降低等导致太阳能的电压上升，功率调节器的斩波器电路3的输出电压V_C(V_3B)例如是260V时，变成电压利用率＝约0.75，来自直流电源V_1B、V_2B的流出电荷量(Q_1B+Q_2B)减少并向负方向增大。这种情况下，如果缩小反相器3B-INV的输出脉冲宽度，则反相器1B-INV、2B-INV的电力负担增大，(Q_1B+Q_2B)接近零。而且，15c、15d分别是脉冲宽度调整前后的反相器3B-INV的输出脉冲，16c、16d分别是脉冲宽度调整前后的反相器1B-INV、2B-INV的合计输出。

这样通过增减反相器3B-INV的输出脉冲宽度，能够容易调整反相器1B-INV、2B-INV的电力负担，所以能够容易将来自直流电源V_1B、V_2B的流出电荷量(Q_1B+Q_2B)调整为接近零。

由此，容易调整为使得反相器1B-INV、2B-INV的各直流电源V_1B、V_2B因经由各反相器的充放电而变动的电力量减小。因此，能够容易使DC/DC变换器5处理的电力接近0，能够降低DC/DC变换器5的损失，能够提高功率调节器的效率。

而且，在这种情况下，也和上述实施方式1一样，在太阳能电压V_O超过规定的电压V_m1(195V)时，如果停止IGBT开关3a而使升压动作停止，则如上所述能够大幅降低涉及升压的损失，进而能够得到转换效率高的功率调节器。

能够广泛地适用于在将太阳能等的分散电源的直流电压升压到需要的电压后，转换为交流并与系统连接的无停电电源装置，或者将转换后的交流电力提供给负载的反相器装置。

Claims (32)

1.一种电力转换装置，串联连接将直流电源的直流电力转换为交流电力的多个单相反相器的交流一侧，用从上述多个单相反相器中选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和来进行输出电压的等级控制，其特征在于：

成为上述各单相反相器的输入的多个上述直流电源具有电压为最大的第1直流电源、其他的1个或者多个第2直流电源；

上述第1直流电源经由升压电路从第3直流电源生成，在该第3直流电源的电压超过规定的电压时，停止上述升压电路内的开关的接通和关断动作从而停止升压动作。

2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

具备对上述升压电路进行旁路的旁路电路，

在上述第3直流电源的电压超过规定的电压时，停止上述升压电路内的开关的接通和关断动作从而停止升压动作，并且用上述旁路电路对该升压电路进行旁路。

3.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：

用串联连接电抗器和整流用元件而成的串联电路，以及将一端连接在该电抗器和整流元件的连接点上的上述开关构成上述升压电路，用上述旁路电路对上述串联电路内至少上述整流用元件进行旁路。

4.如权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于：

在流过上述旁路电路的电流变成规定值以下时切断该旁路电路，切换到经由停止了升压动作的上述升压电路的电流路径。

5.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：

用串联连接电抗器和整流用元件而成的串联电路，以及将一端连接在该电抗器和整流元件的连接点上的上述开关构成上述升压电路，用上述旁路电路仅对上述串联电路内的上述电抗器进行旁路。

6.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：

上述旁路电路用继电器构成。

7.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

上述第1直流电源和上述各第2直流电源经由DC/DC变换器连接。

8.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

上述第1直流电源的电压在比该电力转换装置的输出电压的最大值低的电压区域上动作。

9.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

将上述第2直流电源设为直流电压大致相同的2个直流电源。

10.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

上述各第2直流电源的直流电压的总和与上述第1直流电源的直流电压的4/9相比，相等或者更大。

11.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

在上述多个单相反相器中，对规定的单相反相器的输出电压进行PWM控制，在上述等级控制中的各输出电压电平中组合了由上述PWM控制产生的输出电压。

12.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

输出规定的交流电压、交流电流并提供给负载，或者将该规定的交流输出并联连接在系统上，使上述第3电源与该系统连接。

13.一种电力转换装置，串联连接将直流电源的直流电力转换为交流电力的多个单相反相器的交流一侧，用从上述多个单相反相器中选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和来对输出电压进行等级控制，其特征在于：

成为上述各单相反相器的输入的多个上述直流电源具有电压为最大的第1直流电源，和其他的1个或者多个第2直流电源；

上述第1直流电源经由升压电路从第3直流电源生成，

设定上述升压电路的输出电压，使得上述各第2直流电源经由该各单相反相器的放电和充电产生的总变动电力量成为规定量及以下。

14.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

上述第1直流电源和上述各第2直流电源经由DC/DC变换器连接。

15.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

设定上述升压电路的输出电压，使得上述各第2直流电源经由该各单相反相器的放电和充电产生的总变动电力量大致为0。

16.如权利要求15所述的电力转换装置，其特征在于：

上述各第2直流电源经由DC/DC变换器相互连接。

17.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

该电力转换装置的输出电压的波峰值/(上述第1、第2直流电源的直流电压的总和)控制在0.8～0.9之间。

18.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

上述各第2直流电源经由该各单相反相器的总变动电力量是该各第2直流电源的各变动电力量的总和，或者该各变动电力量的绝对值的总和。

19.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

在上述第3直流电源的电压超过规定的电压时，使上述升压电路内的开关的接通和关断动作停止，从而停止升压动作。

20.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

上述第1直流电源的电压在比该电力转换装置的输出电压的最大值低的电压区域动作。

21.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

将上述第2直流电源设为直流电压大致相同的2个直流电源。

22.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

上述各第2直流电源的直流电压的总和与上述第1直流电源的直流电压的4/9相比，相等或者更大。

23.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

在上述多个单相反相器中，对规定的单相反相器的输出电压进行PWM控制，在上述等级控制中的各输出电压电平中组合了由上述PWM控制产生的输出电压。

24.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：

输出规定的交流电压、交流电流并提供给负载，或者将该规定的交流输出并联连接在系统上，将上述第3电源与该系统连接。

25.一种电力转换装置，串联连接将直流电源的直流电力转换为交流电力的多个单相反相器的交流一侧，用从上述多个单相反相器中选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和来对输出电压进行等级控制，其特征在于：

成为上述各单相反相器的输入的多个上述直流电源具有电压为最大的第1直流电源，和其他的1个或者多个第2直流电源；

上述第1直流电源经由升压电路从第3直流电源生成，该第1直流电源和各第2直流电源经由DC/DC变换器连接；

调整将上述第1直流电源作为输入的单相反相器的输出脉冲宽度，使得上述各第2直流电源经由该各单相反相器的放电和充电产生的总变动电力量减小。

26.如权利要求25所述的电力转换装置，其特征在于：

上述各第2直流电源经由该各单相反相器的总变动电力量是该各第2直流电源的各变动电力量的总和，或者该各变动电力量的绝对值的总和。

27.如权利要求25所述的电力转换装置，其特征在于：

在上述第3直流电源的电压超过规定的电压时，停止上述升压电路内的开关的接通和关断动作，从而停止升压动作。

28.如权利要求25所述的电力转换装置，其特征在于：

上述第1直流电源的电压在比该电力转换装置的输出电压的最大值低的电压区域动作。

29.如权利要求25所述的电力转换装置，其特征在于：

将上述第2直流电源设为直流电压大致相同的2个直流电源。

30.如权利要求25所述的电力转换装置，其特征在于：

上述各第2直流电源的直流电压的总和与上述第1直流电源的直流电压的4/9相比，相等或者更大。

31.如权利要求25所述的电力转换装置，其特征在于：

在上述多个单相反相器中，对规定的单相反相器的输出电压进行PWM控制，在上述等级控制中的各输出电压电平中组合了由上述PWM控制产生的输出电压。

32.如权利要求25所述的电力转换装置，其特征在于：

输出规定的交流电压、交流电流并提供给负载，或者将该规定的交流输出并联连接在系统上，使上述第3电源与该系统连接。

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