CN101069067A - 采用串联多比特内插子编码器的绝对编码器 - Google Patents

Abstract

绝对编码器采用了多个不同分辩率的子编码器和用于组合子编码器输出的连接算法以形成精确的、高分辨率的位置估计。子编码器可以利用主要光栅轨迹的边缘调制、依次较高周期的斜坡图样、和其它类型的标尺模式。子编码器也可以使用适合于正使用的图样的多种检测器类型。在一个连接方法中，通过对粗轨迹应用相移然后将它与精细轨迹组合来依次将轨迹对连接在一起，使得粗轨迹估计的转换变得与精细轨迹的转换对准，于是可以组合这些值以形成连接位置估计。在另一个方法中，根据类似周期的实际轨迹来计算差频轨迹，以及在连接处理中使用差频轨迹作为粗轨迹。

Description

采用串联多比特内插子编码器的绝对编码器

技术领域

本发明涉及位置编码器领域。

背景技术

位置编码器可以是增量式或绝对式的。增量编码器的检测单元检测在特定周期内两个标尺刻度之间的位置，但是却没有关于正在读取标尺的哪个周期的信息。典型地，增量编码器检测单元与电子设备相结合来进行标尺周期的递增/递减计数。因此，一旦已经标识了标尺的起始点，编码器系统就参照递增/递减计数器来测量沿着标尺的位移量。增量编码器在许多应用中是没有用的，因为输入中的任何中断都会使计数器中的位移量估计无效。例如，如果标尺在任一点上被遮挡了(也许由于尘埃)，则计数器就不能对遮挡的远端登记正确值。同样地，在电源中断的情况下，编码器没有关于在中断期间标尺运动的信息。在任一种情况下，都必须执行某些初始化过程来重建编码器的基准。

一些增量编码器采用嵌入标尺中的指示或参考的标记。通常需要分离的检测机构来检测到通过该指示标记。该指示标记典型地用于将计数器重置到一个预定值，例如零。然而，只有通过特意地移动标尺以强迫该指示标记通过该检测机构才能使这种重置起作用。

与增量编码器相反，绝对编码器采用检测单元，该检测单元在标尺移动时对该标尺上的每个点生成完全的或″绝对的″位置指示而不需计数标尺周期。绝对编码器不要求诸如由计数器提供的位置历史记录，因此它们的位置指示不会被电源中断或其他需要参考增量编码器的事件无效。

用于较低分辨率的绝对编码器的传统方案并入多个码轨迹，每个连续的轨迹是2的指数或更粗。因此，如果标尺中有2^N个周期，则有N个轨迹，当这些轨迹结合在一起时提供一个N比特周期识别字。在一个变型中，用Gray编码来保证码值随标尺运动而单调变化。

最近，已经引入了一种伪绝对编码器，其中周期标识码扩展到若干个周期。如果标尺上有2^N个周期，则该码的N个比特扩展到N个相邻周期。因此，为了唯一地识别任意的特定周期，将当前周期的比特值与来自紧挨着的邻近N-1个周期的比特相结合，该N-1个周期的比特必须已经被检测和存储起来。周期识别码是一个伪随机链式码，这意味着沿码的整个长度的比特序列是这样的，一次提取N比特，在2^N个周期内没有序列重复并且每个邻近的N比特码字与它的邻居具有相同的比特序列，除了在该伪随机位置字的最左或最右边的比特外，并且其余的N-1个比特分别左移或右移。

U.S.专利No.5,965,879教导了又一种构造绝对编码器的方法。将增量标尺和相关的周期识别码成像到一个诸如CCD这样的2维阵列检测器上。由此，利用摹拟人读标尺方法的图像处理算法来处理获得的图像。该算法的一个部分跟踪该增量标尺的刻度线在移过视场时的相对位置，而该算法的第二部分则解释周期识别码。该组合算法的输出是绝对位移量，形式为“第M个周期离场边缘10微米，所以绝对位移量是M*P+10微米，其中P是标尺的周期”。

另一类绝对编码器利用多个没有明确的周期识别码的周期标尺轨迹。U.S.专利No.6,366,047举例说明了这些编码器。这些编码器采用许多具有类似周期的精细轨迹。用代数方法组合该精细轨迹以构成较低空间频率(或较长空间周期)的″差频(beat)″轨迹。该差频轨迹用于识别沿着标尺的粗位置，该粗位置可以和来自精细轨迹之一的位置信息结合以得到总体绝对位置指示。

发明概述

上述每个绝对编码器都存在缺陷。基础的N轨迹方法对高分辨率系统(N大的)变得难以使用而且很难对准。码扩展方法，其中N个轨迹的信息被有效地编码成单个轨迹，必须在信号损失后知道它处于何处之前微动几个周期。′879专利的方法受限于图像处理引擎的帧速率，′047专利的多轨迹方法会由于任一精细轨迹中误差的固有扩大而出现显著的误差。需要一种能够避免这些缺点的绝对编码器。

公开的内容是一种具有多轨迹标尺的绝对编码器，所述标尺包括至少两个周期性的轨迹，所述轨迹通过算法连接起来以使编码器能够生成高精密度的绝对位置估计。第二轨迹的周期超过是第一轨迹的周期一轨迹比，这些轨迹具有与不确定度大小的相位关系。例如，两个轨迹之间的相对相位可以变化第一个轨迹的周期的正/负四分之一。这个相位变化在其它东西中由于光栅偏转、偏心(在旋转编码器中)和对准不当引起。

编码器中的检测器电路用于响应于来自轨迹的周期性能量图样以生成相应的模拟信号组，在每个组内的模拟信号表示在各个预定空间位置上该相应的能量图样的幅度。在所公开的光学编码器中，检测器电路包括光检测器。在基于诸如磁这样的其他检测技术的编码器中，标尺和检测器电路以模拟磁元件来实现。

编码器中的处理电路用于响应于模拟信号组以执行轨迹连接处理，其是一种将第一个轨迹的所有精度和分辩率传递给第二轨迹的数学算法。作为初始步骤，生成第一和第二位置估计。第一位置估计表示对第一轨迹周期取模的第一轨迹的位置样本。第二位置估计表示对第二轨迹周期取模的、并为了解决(account for)轨迹比而相对于第一位置估计而放大的第二轨迹的位置样本。第二位置估计具有足够的分辩率，使得第二位置估计最低有效部分与第一位置估计的相应最高有效部分重叠至少最小重叠量，该最小重叠量由第一和第二轨迹之间的相位关系的不确定度大小确定。在一个示例性实施例中，第一和第二轨迹都内插成10比特分辩率，而且第二轨迹位置估计的最低有效五比特与第一轨迹轨迹估计的最高有效五比特重叠。也就是说，第二轨迹位置估计的最低有效五比特表示在量程上第二轨迹的位置以及分辨率，该量程和分辨率与由第一轨迹位置估计的最高有效五比特表示的第一轨迹位置的量程和分辩率相同。在该实施例中，第一和第二轨迹之间相位关系的不确定度可达到第一轨迹的周期的大约0.94。

然后从第二位置估计中减去第一位置估计以产生一个校准的第二位置估计。所述减去伴随除去存在于原始第二位置估计中的相位噪声的滤波或平滑。同时，可以包括相位调整以解决两个轨迹之间的平均相位偏移。作为这些操作的结果，校准的第二位置估计的最高有效部分的样本到样本的转换变得与第一位置估计的周期到周期的转换精确对准。因此，可以很容易地组合这两个值(例如，通过串联)以形成位置估计，该位置估计表示对第二轨迹周期取模的标尺的位置、但是达到了包括第一位置估计的满分辩率的较高分辩率。

可对附加轨迹重复上述连接处理以扩展编码器所提供的位置测量的量程。在一类编码器中，仅仅简单地重复所述连接，每次都利用上次迭代的结果和下一个连续的轨迹。例如，如果包括第三轨迹，那么与由上述第一两个轨迹的连接处理产生的被连接轨迹相连。可通过与上述相同的方式完成所述连接。应当知道每个轨迹都具有依次较大的周期，而且最终轨迹通常具有大于或等于所述标尺总长的周期(或者在旋转应用中，大于或等于环形标尺的圆周长)。

另一类编码器采用称为″差频轨迹″的轨迹，这是通过在具有不同的但是基本上类似的周期的轨迹的位置估计之间执行相减得到的数学轨迹。这种编码器中，更大周期的差频轨迹可通过从产生该差频轨迹的轨迹的周期的合理选择而产生。例如，如果两个具有500微米和520微米周期的轨迹进行差频，则就能产生一个13毫米周期的差频轨迹。根据产生差频轨迹的轨迹的位置估计来生成该差频轨迹的位置估计。因此，如果从两个都连接到精细轨迹的轨迹产生一个差频轨迹，则该差频轨迹可连接到所述轨迹中的任一个。使用数学的差频轨迹有利地避免了需要标尺上长周期的实际轨迹，其很难用实际的小检测器检测到。另外，由于差频轨迹都连接到相同的精细轨迹，所以它们不会遇到采用差频原理的现有编码器的误差扩大问题，因此能实现较高精度。

每个单独的轨迹，当与照射它的光源和检测它的条纹的检测器结合时，构成增量编码器。为方便起见，这些轨迹/检测器组合在此称作“子编码器”。示出了这些子编码器的若干其它实施例。例如，在一个实施例中，标尺包括一个50∶50占空比光栅，其中该光栅的交替刻度线是可透射的/不透明的、反射的/不反射的或者相位延迟/非相位延迟的。光栅的刻度线与横切轨迹方向平行并设置为在沿轨迹方向上彼此毗连。在公开的绝对编码器中，采用第一类型的子编码器作为最高分辩率或“精细”位置的子编码器。

在第二个子编码器实施例中，标尺包括斜线光栅，其是相对于横切轨迹方向倾斜的条带状图样。当这种旋转的光栅图样变换为沿轨迹方向时，该条带状图样的明暗刻度线看来像是在横切轨迹方向上移动，类似于螺旋条状纹的效果。沿轨迹的标尺移动通过检测横切轨迹条带位移量来确定。

在另一实施例中，子编码器标尺通过裁剪诸如精细轨迹的光栅这样的光栅沿轨迹边缘的一个或两个而产生。通过按照沿轨迹位置的周期函数有意改变光栅轨迹的横切轨迹大小来导出位置信息。例如，轨迹的边缘可随锯齿波或正弦波函数而变化。

其他子编码器的实施例包括利用在沿轨迹方向上延伸的柱形衍射光学元件(DOE)，其横切轨迹位置随着沿轨迹位置的函数而周期性变化。所述DOE生成灾沿轨迹方向上延伸的聚焦光刻度线，而且当标尺相对检测器移动时该聚焦光刻度线在沿横切轨迹方向上以相同的周期函数移动。另一标尺具有柱形衍射光学元件的周期阵列，它们的衍射功率定向在沿轨迹方向上，使得当被照射时每个DOE形成在横切轨迹方向上延伸的聚焦光刻度线。该光刻度线随着标尺移动在沿轨迹方向上移动。这种类型的光学图样可以通过检测器检测出，所述检测器具有在沿轨迹方向上正弦变化的响应，其的一个示例示出如下。

每一个子编码器实施例进一步包括适当配置的检测器，被设置为当标尺在沿轨迹方向上移动时检测光学图样变化。另外，其中横切轨迹标尺位移量引起可观测的光学图样变化的每一个子编码器实施例优选包括一个横切轨迹基准轨迹。优选将所述基准轨迹设计成对沿轨迹位移量不敏感。

为方便起见，在此利用线性位置检测器来描述本发明。然而，本领于技术人员应当理解该原理同样可应用于旋转位置检测器，其中沿轨迹方向应当理解为绕环形标尺圆周方向而横切轨迹方向应当理解为径向。

附图说明

根据下面如附图中所举例说明的、本发明优选实施例的更具体描述，本发明的前述以及其它目的、特征和优点将变得显而易见，其中在整个不同的视图中相同的参考数字表示相同的部件。附图没有必要按比例制图，而是着重于举例说明本发明的实施例、原理以及构思上。

图1是根据本发明的光学编码器的原理图；

图2是描绘图1的光学编码器中的信号的波形图；

图3是显示图1的光学编码器中的光学标尺的一部分的图；

图4是显示在图1的光学编码器中通常如何执行位置计算的的流程图；

图5是可在图1的光学编码器中使用的多轨迹(或多光栅)标尺的简图；

图6是可在图1的光学编码器中使用的第一多元件检测器的图；

图7是可在图1的光学编码器中使用的第二多元件检测器的图；

图8是可在图1的光学编码器中使用的另一多轨迹标尺的一部分的图；

图9是可与图8的标尺一起使用的多元件检测器的图；

图10是可在图1的光学编码器中使用的又一多轨迹标尺的图；

图11是举例说明采用具有正弦模式的光栅的光学编码器的图；

图12是举例说明诸如图1的编码器这样的多轨迹绝对编码器的一般操作；

图13是显示编码器中所关心的波形的波形图，该编码器采用如图12所示的多轨迹连接；

图14是举例说明如何组合位置估计用于诸如图1的编码器这样的绝对编码器中的多轨迹的流程图；

图15是示出相对于图14的组合处理所关心的波形的波形图；

图16是举例说明图14的组合处理的具体实现方式的流程图；

图17是示出在采用图16的实施方式的编码器中所关心的波形的波形图；

图18是举例说明生成能够在诸如图1的编码器这样的绝对编码器中使用的差频信号的波形图；

图19是描述绝对编码器的一个实施例中的不同实际光栅轨迹与差频轨迹之间的关系的图；

图20是举例说明用于实现图19的方案中的差频轨迹和最终位置指示的方法的流程图；

图21是示出在图20的处理中如何校正反转计算情况的波形图；

图22是描述在绝对编码器的另一个实施例中的不同实际光栅轨迹与差频轨迹之间的关系的简图；

图23是示出使用如图22中的方案的虚拟精细轨迹来实现两个轨迹间的非整数关系的图。

详细说明

在图1中，检测器装置10安装为反射衍射光学编码器的一部分。光源12照射标尺14，在该标尺上已经产生了一组周期的反射衍射光栅或轨迹16。来自光源12的光从标尺14反射地衍射到检测器装置10，在该举例说明的实施例中所述检测器装置10包括一个光学检测器18。衍射光栅16生成多条互相干涉的衍射光以在检测器18上形成光条纹图样(未示出)。来自检测器18的样本被发送给一个电子处理器20，其利用所述样本计算每个轨迹的条纹相位。

每个条纹图样理想是周期为P的正弦波。概念上，当标尺14沿着直线22所表示的方向相对于检测器18横向移动时，条纹图样在检测器18的表面上移动一定比例的距离。条纹图样的相位变化的精确测量值与标尺14的移动测量值成比例。

为便于参考，示出一组坐标轴24以表示所关心的方向。移动方向22沿着X轴。标尺14位于在X和Y方向延伸的平面中，光栅16的各个组成部分沿Y方向延伸。标尺14和检测器装置10在Z方向上相分隔。应当了解入射到检测器18上的干涉条纹图样沿X和Y两个方向延伸，在X方向上具有光栅产生的亮度变化而在Y方向上具有典型的光束轮廓(即，中心为最大值并且沿Y轴向外亮度逐渐降低)。

图2举例说明了一个实施例的当其X轴位置相对于标尺14变化了该标尺上的一个光栅16时检测器装置10产生的位置变化信号。所述信号能够由称为″4-格(bin)″采样的技术来生成，因为它使用四个由条纹周期的1/4分隔的采样位置。检测器装置10通过在条纹周期的1/4或90度分隔的位置处在光条纹内采样来生成第一和第二准正弦信号26、28。使用术语″准正弦曲线的″是因为在任何编码器实现中各种已知的信号没有是理想纯粹的正弦曲线并且以精确的90度分开的。一个信号(例如信号26)表示正弦(SIN)信号，而另一个(例如信号28)表示余弦(COS)信号。选择多少是有点随意性的，并可根据哪个移动方向表示为“正”方向对“负”方向而定。应当了解检测器装置10可被配置为在其他的空间位置处采样该光学图样，例如在由条纹周期的1/3或其它几分之一分隔的位置处。

模拟SIN和COS信号26和28由处理器20内的模数转换电路(未示出)进行采样，并且根据得到的数字值计算出一个反正切(ARCTAN)信号30。该ARCTAN信号30具有倾斜特性，在一个条纹周期内从最小值到最大值线性(理想地)上升。因此，ARCTAN信号的振幅与在给定条纹周期内察觉到的检测器10与标尺14之间的相对位置成比例。导致ARCTAN信号30的计算通常称为“内插法”。例如，″10比特内插法″指在给定条纹周期内检测器10和标尺14之间的相对位置为(理想地)2^-10，或者大约是千分之一中的一部分。应当理解，图2的平滑轮廓斜坡信号30实际上是所述系统中具有1,024级量化的信号的近似。

图2中所示类型的信号通常应用于工业，并且可以应用于根据本发明的编码器中。然而，通常当前公开的技术可以与其它类型的信号一起使用。例如，其它检测器可直接生成诸如斜坡信号30这样的斜坡信号，而不需任何对中间SIN和COS值的计算。

图3举例说明了标尺14上的光栅或轨迹16的一般结构。具有极细栅距的第一轨迹称为精细轨迹FT。例如，轨迹FT的典型栅距是20微米。两个相对较粗栅距的轨迹示出为轨迹CT₁和CT₂。粗轨迹的具体示例如下。应当理解图3仅用于通常的举例说明目的；部分取决于标尺14的长度，具体的实施例(以下出现的示例)可以仅有一条粗轨迹或者可以有三条或三条以上的粗轨迹。另一个因素为是否使用下面描述的“差频轨迹”技术。

通常，与提供条纹内的位置指示和依靠内部或外部的计数器来跟踪条纹穿越的增量编码器相比，使用轨迹FT、CT₁、CT₂…来提供在标尺的每个点处的绝对位置指示。通常，精细轨迹FT提供位置估计的最低有效部分，而粗轨迹提供最高有效部分。组合最高有效和最低有效值以形成表示绝对位置的单个高分辨率数值。

图4中更正式地举例说明了该处理。在步骤32，计算每个轨迹的ARCTAN(反正切)得到一个例如10比特的分辩率。标号为NUM1-NUMn的示例性输出用于精细轨迹FT和连续的粗轨迹CTn。在步骤34，在一个″连接″处理中使用这些值，该″连接″处理将来自不同轨迹的值连接在一起从而构成单个输出。图4中，该输出示出为具有串联的分量[CTn][CTn-1]…[FT]。一个示例示出为NUM4，其是一个20比特值，具有来自轨迹FT的10个比特、来自轨迹CT₁的5个比特以及来自轨迹CT₂的5个比特。如下所述，由于轨迹彼此固有的不精确对齐，步骤34的连接过程比简单地从不同的轨迹输出中拾取相应的比特要复杂得多。另外，如下面更详细描述的，通过相位调整和平滑处理获得最终位置估计的更有效分量。

图5示出一组包括精细轨迹44以及粗轨迹36、38和40的光栅轨迹(未按比例)。最粗轨迹36具有等于编码器满量程的周期(在旋转应用中，粗轨迹36具有2π弧度的周期)，而且其余轨迹具有粗轨迹36周期若干分之一的周期。精细轨迹44的周期和内插程度最终决定编码器的分辩率。精细轨迹44具有20微米的周期。第一粗轨迹42由精细轨迹44的一个边缘(one edge)的周期变化来定义。第一粗轨迹42具有640微米的周期，是精细轨迹44的周期的32倍。第二粗轨迹40是第一粗轨迹42的32倍粗，具有20.480毫米的周期。第三粗轨迹38又再粗32倍，具有655.360毫米的周期。图5还举例说明了可能的第四粗轨迹36，又再粗32倍，但其20.97米的周期在大部分应用中不太可能需要。然而，应注意到，也可生成周期是前一轨迹周期的2倍长的粗轨迹36，如果编码器总量程为大约1.3米的话。

另外，图5举例说明一个可选的基准轨迹46，其提供标尺14相对于检测器装置10的即时横切轨迹(cross-track)位置的测量。该横切轨迹测量是一种初始编码器对齐的辅助，并且提供数据以补偿某些轨迹设计中固有的横切轨迹对沿轨迹(along-track)的串扰。该串扰将在下面解释。

标尺14可以具有图5中没有举例说明的其它可选轨迹或特征。例如，标尺14可以包括指示标记，以向与正在测量其位置的对象上的物理点对齐的编码器提供基准点。

如所提到的，绝对编码器包括多个分离的子编码器，它们的输出被连接以获得完整位置输出。就将来自标尺14上的各个轨迹的光图样转换成相应的指示子编码器相对位置的电信号来说，子编码器工作为独立的增量编码器。一个或多个子编码器可共用一个光源。

子编码器1：在一个实施例中，精细轨迹44是包括高低反射率的交替条带状区域的光学衍射光栅。该实施例的典型周期是20微米。在一个实施例中，该轨迹由一个空间相干光源照射，并且优选利用交错相控阵检测器来检测衍射光。该光源可包括垂直空腔表面发射激光器(VCSEL)，VCSEL光源和交错阵列检测器都配置在共衬底上。检测器装置10(图1)容纳该共衬底。在′674公开申请中的编码器利用Talbot干涉工作，其不需要配置在光源/检测器和标尺之间的光学元件。这样的配置允许检测器装置10和标尺14之间的间隔为毫米级；在一个典型实施例中，该间隔为4.7毫米。

子编码器2：粗轨迹子编码器的一个实施例包括在图5中举例说明为第一粗轨迹42的轨迹、VCSEL光源和所谓4-格检测器阵列。如所举例说明的，通过对构成精细轨迹44的光栅刻线的长度进行调制来形成第一粗轨迹42。在该示例中，所述调制具有32倍于精细轨迹周期的周期，调制的幅度(标记为图5中的″Ampl″)是，例如大约0.25毫米。调制函数优选是正弦波。此外，优选地幅度小于精细轨迹44的横切轨迹大小的50％以限制对精细轨迹44工作的干扰。在操作中，来自VCSEL的光照射标尺14并被精细轨迹44反射地衍射。在精细轨迹44的已调边处到达标尺14的光以复数二维图样进行衍射，对第一阶，保留精细轨迹44边缘的正弦波调制。

参考图6，容纳在检测器装置10内部的检测器衬底48包括若干个结合图5中所示的轨迹使用的光检测器。精细轨迹44的中心部分所衍射的光由精细轨迹检测器阵列50检测，该检测器阵列50是一个交错的四相阵列检测器。标记为″T0″、″T90″、″T180″和″T270″的垫片连接与所检测到的条纹图样的周期的0、90、180和270相位相对应的各组探测器元件。

第一粗轨迹42(图5)衍射的光由粗轨迹检测器阵列52检测，该检测器阵列52是一个由四个四分之一周期宽的光检测器54并排排列的四格阵列。回想起第一粗轨迹42的周期是例如640微米。由于存在来自VCSEL光源的光的扩张锥体，因此到达检测器装置10的亮度图样可以具有空间放大因子2。在该实施例中，优选地每个四分之一周期光检测器54在沿轨迹方向上是320微米宽，并且使横切轨迹大小两倍于调制函数的幅度以顾及横切轨迹不对准。在举例说明的实施例中，调制幅度是100微米，并且光检测器54在横切轨迹大小中为大约900微米，其中还有一个因子2用于顾及光的扩张锥的放大。

这些宽检测器54对复数衍射图样中的高频变化求平均数并且生成接近于组成轨迹42的正弦边调制的信号。优选地，检测器宽度是精细轨迹周期的倍数以最小化精细轨迹周期的调制。四个粗轨迹检测器54共同生成两个正交信号，其能够利用公知算法来处理以生成正弦边调制的相对相位。

子编码器3：第三粗轨迹子编码器包括第二粗轨迹40(图5)、VCSEL或LED光源以及正交检测器阵列。轨迹40被称作倾斜光栅轨迹，并包括反射和非反射区的交错阵列。所述阵列形成周期图样，该图样表现为具有50∶50占空比的倾斜条带。该图样的特征为它的沿轨迹方向的周期λ(Lambda)以及条带的横切轨迹厚度T。该条带在横切轨迹大小上的每一端处被截短，并因此具有通常为平行四边形的形状。该图样特征还在于以每个条带分段的斜率S，该斜率等于2T/λ。在一个实施例中，轨迹厚度T是100微米而且周期λ是第一粗轨迹42的周期的32倍。在该举例说明的情形中，该周期是20.48毫米。

图5还举例说明了这类粗轨迹的其它示例。第三粗轨迹38具有655.360毫米的周期，而第四粗轨迹36具有20.97152米的周期。许多编码器应用不要求这么长的量程，因此在这类应用中可以减小第四粗轨迹的周期和斜率或者根本不要第四粗轨迹。更普遍的，对任何给定的应用来说，可以根据需要来选择粗轨迹的数量和它们各自的周期以及斜率。

图7举例说明也容纳在检测器装置10内部的第二检测器衬底64，该第二检测器衬底包括三个检测器阵列并且结合倾斜光栅轨迹40、38和36一起使用以形成各个子编码器。优选的阵列是正交波形检测器(QSD)阵列66。该QSD阵列包括至少一个正弦波形检测器68和一个余弦波形检测器70。该正弦波形检测器68包括一个区域光检测器68A，其检测区域由正弦波的至少一个周期调制。优选地，如图7中所示的，正弦波形检测器68进一步包括第二区域光检测器68B，其检测区域由正弦波调制，所述正弦波相对于光检测器68A的调制正弦波不同相半个周期。除了调制正弦波的相位外，余弦波形检测器70与正弦波形光检测器68相同；该调制正弦波相对于正弦波形检测器68偏移0.5π。

在横切轨迹方向上调制区域光检测器68A、68B，而且调制正弦波的周期与相应的倾斜光栅的横切轨迹大小T成比例。在该举例说明的实施例中，调制周期等于4T。一个因子2解决由于光的扩展锥体导致的光放大，另一因子2解决图样的50∶50占空比。

在操作中，来自LED或VCSEL的光照射给定的粗轨迹36、38或40。在典型的实施例中，从轨迹反射的光，在大约5.2毫米处，形成几何形状类似于轨迹图样本身的、放大了由光扩展锥体的几何形状确定的因子的明暗区(典型地，当光源和检测器阵列处于一个共用检波部件中时因子为2)。当在狭窄的横切轨迹窗内探测时，这些倾斜的光条带的沿轨迹移动表现为光图样的较慢横切轨迹移动。

当由倾斜光栅生成的光条带以匀速扫过每一波形光检测器(例如68A/68B)时，光检测器生成正弦变化的输出信号。当使用以上所述的检测器时，能够操作互补的光检测器(例如68和70)以生成几乎没有或没有偏差的正弦输出信号。因为它们的几何形状，所以由波形检测器68和70生成的信号始终在相位上偏移0.5π。

如图7中所示，该QSD66可以包括附加的波形光检测器对，示例为检测器72、74，以增加信号强度并提供平均操作以减少信号误差。这些附加检测器的宽度相对于它们使用的倾斜光栅的周期是小的。例如，QSD66典型地为1000微米宽，同时由第二粗光栅40生成的条带的周期在检测器的平面内是40,000微米。因此，通过在沿轨迹方向上展开检测器对而在它们之间引入的细微相移是可以忽略的。

子编码器4：这个子编码器实施例包括“重复指示轨迹”、空间相干光源和适当的指示标记检测器。图8示意性地举例说明了精细轨迹44和重复指示轨迹76。重复指示轨迹76由衍射光学元件(DOE)78的周期阵列组成，每个DOE是短焦距柱面透镜的形式。如所举例说明的，每个DOE 78的非工作(non-powered)轴与横切轨迹方向平行。从而，每个DOE78产生光聚焦(或部分聚焦)刻度线，当DOE自身与标尺14一起移动时该光聚焦刻度线在沿轨迹方向上移动。轨迹76称为重复指示轨迹，因为单个DOE78能够起到增量编码器中的指示标记的作用。

重复指示轨迹76优选与诸如图9中所示的QSD检测器阵列79这样的多元件检测器一同使用，该多元件检测器在沿轨迹方向上具有正弦变化响应。检测器阵列79包括至少两个检测器81和83，每个都具有两个互补元件(81A，81B)和(83A，83B)，所述元件具有正弦变化的横切轨迹大小。检测器81和83在沿轨迹方向上彼此偏离1/4周期。当轨迹76和来自元件78的光聚焦刻度线相对于检测器阵列79匀速移动时，每个检测器元件输出正弦变化信号，来自检测器81和83的各自信号彼此偏离90度。如所示出的，检测器阵列79可包括诸如检测器85和87这样的附加检测器对。

子编码器5：另一个粗轨迹子编码器使用图10中所示的轨迹80。这个粗轨迹80是一个简单的50∶50占空比光栅，大约是精细轨迹44的32倍粗。在所举例说明的示例中，粗轨迹80具有640微米的周期。该轨迹也可优选与诸如图9的检测器阵列79这样的正弦检测器一同使用。

子编码器6：粗轨迹子编码器的又一个实施例利用正弦柱面透镜以将沿轨迹标尺位移量转换为可测量的横切轨迹光条带位移量。图11是这个子编码器的示意图。为清楚起见，该子编码器显示为工作在透射模式中，并且标尺14已经变形失真以说明多个正弦周期。标尺14包括扩展到标尺14全长的正弦柱面透镜DOE89。该透镜的轴是正弦的；也就是说，该透镜的轴不是与沿轨迹方向平行的直线，而是在沿轨迹方向上扩展的正弦曲线。

在作为粗轨迹工作时，正弦圆柱DOE透镜89的一个部分82由在举例说明的透射配置中的光源组件14A中的空间相干光源照射。该被照射部分82与正弦函数的周期P相比是短的。再次注意，在图11中标尺14和DOE 89已经变形失真，使得周期P似乎比实际更短。在实际的标尺上，该被照射部分82看起来通常是水平的。

DOE柱面透镜89的被照射部分82在检测器组件10B中的检测器56上形成光源的线像84，DOE 89的焦距已经设计为在光源距离等于标尺到检测器组件的距离处执行约1∶1成像。所述线像接近于其长度与被照射区域82的长度成比例的线段。所述线段通常与沿轨迹方向平行，并具有与DOE89的轴的横切轨迹位移量成比例的横切轨迹位置，其当标尺14的X位置变化时自然地在Y方向上来回摆动。图11用虚线86举例说明了当扩展的正弦柱面透镜DOE89的相应部分位于照射区域中时产生的图像。当然，线像86是正弦DOE89的直接映像。因此，当标尺在沿轨迹方向上移动时，线段在横切轨迹方向上来回摆动。

该子编码器利用线条跟踪检测器配置以估计所聚焦线段的横切轨迹位置。图7的QSD66是适当的，其是如图6所示的鲨鱼齿(sharkstooth)波形检测器(SSD)56。SSD 56包括两组互补三角形感光区域58和60。典型地每个三角形在横切轨迹方向上被拉长，而且多个三角形区域在沿轨迹方向上紧挨着彼此排列。区域58和60面向相反的方向并设置为构成单个互相交错的SSD 56。在用于SSD 56的信号处理中，位置估计与来自正区域60和负区域58的信号的被它们的和归一化的差成比例。

在利用被拉长的正弦DOE 89的子编码器中，在单个位置上对来自DOE 89的光图样执行正交采样是不可行的。可使用两个可互换的方法。增加一个第二DOE，其偏离第一DOE 89四分之一周期，这两个DOE可由相应的检测器在单个点采样。或者，诸如DOE 89这样的单个DOE可以与相隔四分之一周期的检测器一同使用。

其他子编码器：其他粗轨迹子编码器可以使用其他检测技术来产生正弦变化信号。例如，磁铁或磁铁阵列可以与磁性传感器一起使用，例如，商业可用的霍尔效应检测器和阵列检测器。这样的子编码器可以与光学子编码器组合用于混合方案。这可能是有益的，例如，当光学子编码器是用于高分辨率轨迹的最好选择时，磁性方法用于粗信息时是最好的。然而，应当理解，磁性子编码器可用于高频轨迹，或在全磁方案中使用。

基准轨迹：设计能够用于绝对编码器的若干增量子编码器以将沿轨迹标尺移动转换成横切轨迹可测量信号。然而，在这些测量中出现了作为串扰误差的任何横切轨迹标尺移动。虽然在一些应用中低程度的串扰是可容忍的，但是在许多应用中却希望测量并补偿这些串扰误差。在绝对编码器的优选实施方式中的标尺14(图5)包括基准轨迹46以提供标尺横切轨迹移动的测量。这种测量可在处理器20中使用以消除串扰误差。

如图5所示，在一个实施例中基准轨迹46是扩展的圆柱形DOE。该圆柱的轴基本上定向为与沿轨迹方向平行，并且该DOE延伸到标尺14的整个工作长度。

在工作时，该扩展的圆柱形DOE透镜46的一部分被检测器装置10中的空间相干光源照射。该透镜的那个部分将光源的线像形成回到检测器装置10中的检测器上。选择DOE 46的焦距以在光源距离等于标尺到检测器组件的距离处完成接近1∶1的成像。该线像接近于其长度与照明区域的尺寸成比例的线段。该线段基本上与沿轨迹方向平行，并横切轨迹位置与标尺14相对于检测器装置10的横切轨迹位移量成比例。因此，在沿轨迹方向上标尺的任何移动，使得该线段在横切轨迹方向上来回移动。

线跟踪检测器配置估计所聚焦线段的横切轨迹位置。图7中示出的QSD66和附图6中示出的鲨鱼齿波形检测器(SSD)56都是合适的检测器。

如已经提及的，多个增量子编码器与电子处理器20结合，所述电子处理器20仅根据即时可用的增量子编码器信号来估计标尺14的绝对位置。将增量子编码器信号组合到单个编码器位置字中的处理称为“连接”。这种处理确保编码器单调地计数，以及最终编码器的精度仅取决于最精细子编码器轨迹的精度。

轨迹可以成对连接，从最高频率轨迹和次最高粗轨迹之间的连接开始。这个操作产生校正的粗轨迹，其用于连接次较高粗轨迹。这种处理可以根据需要使用来自每次连接操作的校正结果来串连到较最高粗轨迹，以执行对次较高粗轨迹的连接。来自每一个粗轨迹的校正信息，当与来自最精细轨迹的信息结合时，产生编码器的输出位置字。

更具体地，图12例示了对于给定的轨迹对怎样完成连接。虽然在图12中这些轨迹被称为FT和CT，但是应理解，也可以对其它轨迹对进行相同的处理，例如粗轨迹CTn对，或实际轨迹和上述连接迭代的(数学)结果。在步骤88中，为每个子编码器产生位置值。取决于子编码方法，这可以包括如上所述的数字化正弦和余弦信号并计算反正切。作为编码器位置的函数的、显示位置值的波形在图13中显示为FT和CT。可以看到，它们形成量化的倾斜或锯齿函数。精细轨迹FT具有相对高频率的倾斜函数，粗轨迹CT具有较低频率的倾斜。为清楚起见在图13中省略了细粒量化。

再次参考图12，在步骤90中，组合所计算的FT和CT位置值以产生修正的CT值。这种组合的目的是产生修正的CT值，其按照相位和与FT值的转换同步地从一个值转换到下一个值(因而将FT的精度转移到CT)。该合并通常包括放大CT值以获得它的较大有效性，代数地组合FT值和放大的CT值，过滤该结果以有效去除CT的原始转换。

在步骤92中，将所计算的FT值与所修正的CT值的最高有效部分组合以产生组合值，该组合值清楚地将编码器位置表示为FT的分辨率、CT的周期的模。

参考图13的波形来说明图12的操作。为清楚起见，示出了简化的版本，其中在CT的每个周期中有FT的四个周期。在图13中，每个轨迹的输出被显示为斜坡，其周期等于该轨迹的周期。在每个周期内，相位(或位置字)开始于零并在周期的结束增加到最大值2^M-1，其中M是内插分辨率的比特数目。

选择CT的内插分辩率使得每个CT值的最低有效部分与FT值的最高有效部分“重叠”。也就是说，重叠部分名义上表示相同的增量位置信息。如下所述，重叠比特的数目部分地由轨迹的相位关系中不确定度的量支配。在图13中，CT的最高有效的非重叠部分示出为“CT_MSB”。如所示，该CT的最高有效部分出现为具有相对于FT周期边界的不确定相位偏移的阶梯。如果CT完美地对准FT使得它的所有比特与FT的相应比特同相的转换，那么串联CT_MSB值与FT值以得到对CT的周期取模的全分辨率位置值将是一件简单的事情。这个假定的操作结果在图13中示出为“Ideal[CT_MSB][FT]”。然而，由于它们随机的相位关系，这些值的实际组合可能会表现为图13中标记为“Actual[CT_MSB][FT]”的那样，其在FT周期边界附近具有周期性假信号脉冲。因此CT本身不适于直接与FT组合。

为此，生成修正的CT值，使得它们的最高有效部分与FT的周期边界精确对准地样本到样本的转换，这在图13中示出为“(Mod CT)_MSB″。当将这些值加到FT的相应值时，得到的位置值单调地提高CT周期的模，并具有FT的分辩率(在图13中示出为“[(MOD CT)_MSB][FT]”)。以下给出具体的示例。

图14示出了图12中处理的组合步骤90中进行的功能。假定在这个处理之前，已经在分离的校准操作中确定了在FT和CT之间的平均相位偏移。为了确定这个相位偏移值，在监测粗轨迹转换和相应的精细轨迹转换之间的间距时，遍历标尺14的总量程。这可以通过将精细轨迹MSB转换与粗轨迹的相应重叠比特的转换相比较，并根据较高分辨率的精细轨迹状态表达相对相位来完成。这个校准只需要在编码器初始化时进行，而不必在每次开始时进行。它的目的是测量平均相位偏移并将它的值保存在非易失性存储器中。作为一种替换，可以仅在整个标尺的某些子间隔上进行校准操作，如果这种子间隔确实反映了两个轨迹之间的平均相位关系。

一旦测定了两个轨迹的斜面之间的平均相位偏移，在步骤96中，根据来自该校准的平均相位偏移来调整粗轨迹和精细轨迹之间的相对相位。目的是最大化精细轨迹MSB转换和相应的粗轨迹比特转换之间的最小间隔。这引起了对准，使得粗轨迹斜面的起始大致出现在精细轨迹斜面的中间。可以通过在进一步处理该相位调整的粗轨迹位置值之前将相位调整值加到每个粗轨迹位置值中，或通过将相位调整加到随后将与粗轨迹位置值组合的、中间的“反转精细轨迹”值中，来实现相位调整(如以下参考图16所示)。作为一种替换，可以混合有区别的正弦和余弦粗轨迹信号来产生粗轨迹斜坡信号的偏移。

在步骤98中，通过由精细轨迹位置值确定的值来校正(潜在相位调整的)粗轨迹位置值。一种这样的校正通过向粗轨迹添加(2π-F)/TR来实现，其中F是来自精确子编码器的值，TR是两个轨迹的周期的比值。在如下所述的图16的方法中，这通过将反转的精细轨迹位置值加到粗轨迹位置值来实现。

在校正值加到粗轨迹位置字中之后，通过丢弃与精细轨迹位置字重叠的最低有效比特，在步骤100中截短该字。执行该操作生成校正的粗轨迹信息，在图13中示出为(Mod CT)_MSB。然后在图12的步骤92中将这个校正的粗轨迹与精细轨迹比特组合。在一个实施例中，通过串联来组合这些值。得到的编码器位置字给出对粗轨迹的周期取模的编码器位置。

在具有超过最大位置值的量程的编码器中，所述最大位置值可以仅通过两个轨迹获得，来自上述连接过程的位置字可以按类似方式与下一个较粗轨迹连接，以产生更长的位置字同时保持精细轨迹的精确性。

为了给定轨迹和下一个较高分辩率的轨迹之间的健壮连接，将较低频率的轨迹内插成为至少与该较高频率的轨迹MSB相同分辨率的分辨率通常是需要的。使用该重叠量(在此称为“一个连接比特”)导致一个精细轨迹周期的+/-四分之一的粗转换定位容错范围。内插粗轨迹进一步改善了连接容错，并允许使用较低精度粗轨迹和较低精确性的轨迹到轨迹定相。下面表1中给出了这种关系，其中符号“<->”意思是内轨迹相位误差必须大于下限并小于上限。

                    表1

连接比特的#	容错度(精细轨迹周期的分数)
		1	-1/4<->+1/4
2	-1/2<->+1/2
		3	-3/4<->+3/4
…	…
		L(＞1)	-(1-2-(L-1))<->+(1-2-(L-1))

图15显示了上述算法的具体例子，其中仅采用了一个连接比特。在顶端示出粗子编码器的非理想相移和变化。在底部显示了移相粗斜面的结果，还示出了粗和精细连接比特的值。

连接方法的变形包括处理相移的不同方法。代替在步骤96中对粗位置字应用一个相移常量，步骤98的校正可以用校准期间确定的相位常量来修正。例如，当粗轨迹的起始以π精细轨迹弧度相对于精细轨迹定相时，上述(2π-F)/TR校正是合适的；然而，如果粗轨迹是以0精细轨迹弧度定相，那么该算法就会包括对于小于π的精细轨迹值使用(π-F)/TR，而对于大于π的精细轨迹值使用(3π-F)/TR。校正的一般形式是MOD(π+PHI-F))/TR，其中PHI等于粗到精细的定相。

一些编码器误差表现为粗轨迹信号中的相位或频率调制。作为示例，径向码轨迹的径向或轴向跳动会造成这样的误差；类似的误差会由于不同的原因出现于线性编码器中。这导致粗轨迹的相位在整个移动范围内相对于精细轨迹而变化。利用这种变化，在校准期间的相位测量导致选择平均相移的需求，所示平均相移是在移动范围内的一种折中。如以上阐述的，这个平均相移能够用于全局性移位粗轨迹位置输出，或能够用于确定替换算法的合适PHI。在某些情况下，使用平均PHI就足够了。然而，可以通过在沿标尺的不同点上使用不同的PHI来扩展对准和精度容错范围。这可以通过使用查找表格来完成，所述查找表格在编码器的初始校准操作时生成。编码器的粗轨迹位置字是所述表格的自变量，所连接的粗轨迹的本地PHI作为因变量。在这种情况下，不必使用全局性相移；作为替代，可以使用校准扫描来产生查找表格。所需的查找表格的大小取决于将被补偿的低频误差的空间频率，以及期望的容错改善。

或者，能够使用校准扫描来产生更常用的查找表格以简单地校正粗轨迹并生成更精确的粗轨迹位置字斜坡用于连接处理。在这种情况下，使用最精细的轨迹以增量方式移动标尺通过其全部量程。在该移动期间，将粗位置字与用来自最精细轨迹的累积位置字作为基准的期望值作比较。该期望值是所述表格的因变量，某一粗轨迹的相应位置字被用作自变量。用作自变量的粗轨迹可以是被校正的或较低频率的轨迹，也许甚至是最粗的轨迹；选择要使用的轨迹取决于将被校正的误差的频率。

图16举例说明了图14的功能的具体实施。该描述采用下标变量“i”来专门指示代表轨迹FT和CT的信号的获得的离散样本。在以下对该处理的说明中，还参考图17的波形图。

在图16的步骤104中，从相位常量PHI中减去样本FT(i)，其可以按如上所述相同的方式在校准操作中计算。该相减的结果称为FTinv(i)。如在图17中看到的，FTinv的波形具有与FT相同的周期，但是在每个周期内它以相反的方向倾斜。

在步骤106中，通过将FTinv(i)加到乘以轨迹比TR的CT采样值(表示为CT(i))上来计算出称为“粗梯级”的值RS(i)。该相乘实现放大，所述放大是考虑标尺上更大周期的CT所必需的。例如，如果CT的周期是FT的周期的32倍，则TR等于32。该放大的CT在图17中用标记TR*CT来显示。如所示的，其是周期和幅度为FT的周期和幅度的TR倍的斜坡。还可以看出，这个斜坡通常是非常嘈杂的，即，它不是平滑的线性斜坡，这部分是因为放大了TR导致的，该放大了TR相乘了噪声和期望的信号。在图17中还示出了信号RS。它通常具有阶梯状波形，各梯级之间的转换发生在FT的周期边界处。然而，由于TR*CT的噪声，梯级本身是不平的，而是也含有一些噪声。只要这些噪声处在可接受的限度内，其就可以按如下讨论的那样被滤出以产生平滑阶梯函数，该平滑阶梯函数能够用作所连接的位置值的上部比特。

注意到在图17中，RS波形的起始部分具有大于标记为MAX的值的幅度，该MAX是FT和(TR*CT)的总和的最大值。这是一种数学溢出的情况——在这个区域中的幅度是“回绕”的形式，在随后的处理步骤中如下所述处理该回绕。

在图16的步骤108中，通过对值RS(i)应用平滑函数SF来计算称为“平滑梯级”的值SS(i)。通常，SF必须是这样的，使得它消除RS上的噪声同时保留梯级转换的位置。在一个实施例中，可以通过一组范围或分级以及比较函数来实现SF，如以下的表2中所举例说明的。SF实现图14的步骤100的截短。

            表2

分级	操作
		0≥RS(i)＞B1	SS(i)＝0
B1≥RS(i)＞B2	SS(i)＝B1
		B2≥RS(i)＞B3	SS(i)＝B2
··	··

·	·
		Bj-1≥RS(i)＞Bj	SS(i)＝Bj-1

上述表格中的值B_j是每个FT的周期中样本数的整数倍。因此，例如如果FT被内插到10比特的深度，则{B_j}的合适值是{1024，2048，…}，分级数目等于轨迹比TR。

除了上述分级之外，还检测和校正溢出或下溢情况的出现。这可以通过确定RS(i)的值是大于MAX还是小于零来实现。当RS(i)大于MAX时，在应用上述分级处理之前将其替换为(RS(i)-MAX)。同样地，如果RS(i)的值小于零，在应用该分级之前将其替换为(RS(i)+MAX)。在图17中，该处理用于将平滑梯级(SS)波形的开始处的向下转换移动到具有FT和FTinv的相应转换的校准。

在图17中示出了得到的平滑梯级(SS)波形。其在与FT和FTinv相同的位置中具有梯级转换。与RS中不同，在SS中的每个梯级是平的。可以看到，SS波形与图3的(Mod CT)_MSB波形相同，同样适合于与FT串联以形成连接的位置值。在图17中将这样串联的结果示出为CT′。

如上所述，可以通过使用一组连续的粗轨迹CT₁，CT₂，…CT_N并重复连接邻近轨迹对直到计算出完整绝对位置值来实现绝对编码器。按如下所述的方式在编码器中实现相同的量程和分辨率而不需要极粗的实际轨迹也是可能的。这种方法具有所期望的优点，包括更小的标尺大小并且免除了与非常长周期的光栅图样有关的检测困难。

图18大略地举例说明了该概念。在标尺14中形成了具有稍微不相等的周期的粗轨迹。处理来自这两个轨迹的信号，使得在处理器20内产生称为“差频轨迹”BT的数学轨迹。能够选择BT的周期比CT和CT₂的周期大得多的，但与CT和CT₂的周期精确地相关。此外，BT的周期边界相对于CT₁和CT₂精确地产生，使得BT可以与每一轨迹连接以形成连接的位置字，所述位置字给出了对BT的周期取模的绝对编码器位置。因此，能够实现长周期的粗轨迹而不需要在标尺14上实际地包括实际的长周期粗轨迹。

图19描绘了使用一个精细轨迹、三个相似周期的粗轨迹和差频轨迹生成25-比特的绝对位置值的方案。所述精细轨迹FT被内插到10比特，其形成位置字的最低有效比特。还在标尺14上形成分别具有与FT的轨迹比为32∶1、33∶1和34∶1的三个粗轨迹CT₁、CT₂和CT₃。这些粗轨迹的每一个各自具有与其相关的、表示为“每转周期数”(CPT)的值。CPT通常与旋转编码器相关，对于旋转编码器，它表示旋转一圈轨迹的周期数。对于线性编码器，在此使用术语CPT来表示在编码器的整个长度上轨迹的周期数。在图19的示例中，这些CPT值分别是561、544和528，如果FT的周期是20微米，其对应于大约36cm的线性标尺长度。

轨迹CT₁和CT₂用于形成第一差频轨迹BT₁，轨迹CT₂和CT₃用于形成第二差频轨迹BT₂。BT₁为每转17个周期，其与CT₁和CT₂轨迹比分别为33∶1和32∶1。BT₂具有每转16个周期，其与CT₂和CT₃的轨迹比分别为34∶1和33∶1。轨迹BT₁和BT₂用于形成第三差频轨迹BT₃，其具有每转1个周期并且与BT₁和BT₂的轨迹比分别为17∶1和16∶1。最终位置字具有轨迹FT、CT₃、BT₂和BT₃(环绕示出)的分量。假定20微米FT周期的情况下，这个位置字表示在36厘米量程上达到大约20nm分辩率的位置。应当注意到，可以使用不同轨迹的其它组合，例如(FT、CT₂、BT₁和BT₃)。

图20举例说明了实现图19的方案的处理。在步骤110中，使用例如上述连接处理之一，将精细轨迹FT与CT₁、CT₂和CT₃的每一个相连接。该处理得出中间连接轨迹CT₁′、CT₂′和CT₃′。

在步骤112中，如下计算差频轨迹BT₁和BT₂：

BT₁＝(33*CT₁′)-(32*CT₂′)

BT₂＝(34*CT₂′)-(33*CT₃′)

应该注意上述计算中对操作数的放大。这实现了两个重要的目的。第一，它给差频轨迹赋予了正确的幅度。它还避免了FT分量的不期望的消除，这对于CT₁′和CT₂′是相同的。如果直接地减去这些轨迹，则FT分量将被消去，就从新的差频轨迹中除去了重要的的FT定时信息。当在进行相减之前放大CT₁′和CT₂′的值时，避免了这种消除。

在步骤114中，通过将BT₁和BT₂分别与CT₂′和CT₃′连接来产生被连接的差频轨迹BT₁′和BT₂′。

在步骤116中，如下计算差频轨迹BT₃：

BT₃＝(17*BT₂′)-(16*BT₁′)

在步骤118中，通过连接BT₃和CT₃′来产生被连接的差频轨迹BT₃′。BT₃′是满分辩率，一个CPT波形。

由于它的产生满分辩率的差频轨迹BT₃′的“自底向上”方法，所以图20的处理可被称为“自举”。注意到，在每一级上，在用于产生其它差频轨迹之前，差频轨迹与次低级的轨迹连接。特别地，BT₁和BT₂都分别与CT₂′和CT₃′连接以产生BT₁′和BT₂′，然后将这两者差频在一起以形成BT₃。这种自举方法提供了一定程度的健壮，其允许编码器提供精确的位置估计，即使一个或多个实际轨迹(例如，粗轨迹CT₁-CT₃之一)的信号品质降低了。在其它实施例中省略这个中间连接处理是可能的。也就是说，未连接的第一级差频轨迹，例如BT₁和BT₂(而不是被连接的轨迹BT₁′和BT₂′)可用于产生第二级的差频轨迹，例如BT₃。由于第一级的差频轨迹本身是从被连接的轨迹(例如CT₁′-CT₃′)形成并因而已经包括了FT的精度和分辩率，所以这是可能的。

这种修正的处理具有需要较少计算的优点，因而可以有助于在某些方面改善系统性能。然而，这种修正的处理的性能与图20中完全自举方法相比，对于衰减的信号是稍微更敏感的。通过仔细地选择轨迹比，可以在某些程度上改善这种敏感性。在图19的实施例中，例如，在粗轨迹CT_n和第一级差频轨迹(BT₁和BT₂)之间的比为32、33和34是有益的——优选这些比是大约32或更低。此外，这些相同的轨迹比彼此接近是有益的。当从放大了这些轨迹比的被连接的粗轨迹中产生差频轨迹BT₁和BT₂时，FT的被放大幅度的大部分被减去了，所以存在于FT中的任何误差相应地减少了。

图21举例说明了在差频轨迹的计算中能够出现的情况。例如，在差频轨迹B₁的计算中，运算(33*CT₁′)-(32*CT₂′)的结果可能是负的。这在图21中示出为向下的假信号脉冲。在这种情况下，通过给它加上B₁的最大幅度来将负值校正为相应的正值。这种校正采用以下具体形式：

BT₁(i)＝(33*CT₁′)-(32*CT₂′)

IF BT₁(i)＜0，then

    BT(i)＝BT₁(i)+BT₁max

End IF

在举例说明的示例中，BT_1max是1081344，按(1024)×(32)×(33)计算。校正的BT1的波形也在图21中示出。

在图19的方案中，所有的轨迹比是整数值。在其它实施例中采用一个或多个对于精细轨迹FT不具有整数轨迹比TR的粗轨迹CT是可行的。给定的编码器应用可能具有具体量程和具体分辩率的需求，从而不能发现适合的CT整数倍的组。在这样的应用中，有益的是允许非整数轨迹比，从而发现一组适合的CT是可能的。然而，如上所述的连接方法不能用于连接具有非整数轨迹比的轨迹对。需要修改该方法，描述如下。

图22举例说明了这种应用的一个示例。与图19的示例中17,952个周期相比，标尺的量程是精细轨迹周期的13,485个周期。使用435个CPT、465个CPT、和496个CPT的粗轨迹，它们对于精细轨迹各自具有31∶1、29∶1和27.1875∶1的轨迹比。

在这个示例中，连接CT₃到FT的方法将采用称为“虚拟精细轨迹”或VFT的分开计算轨迹，如在图23中举例说明的。VFT具有与CT₂和CT₃两者的整数关系。在图23的具体示例中，VFT具有7,440个CPT，对于CT₂和CT₃的比分别是16∶1和15∶1。通过将被连接的信号CT₂′乘以16产生VFT。完成这种乘法的计算是本领域已知的。得到的VFT具有与CT₃的整数比15∶1，因而能与它连接形成被连接的信号CT₃′，其保持了FT的所有定时信息同时具有与FT的期望的非整数周期比。一旦已经如上所述形成被连接的波形CT₃′，可以按与上述示例中描述的相同的方式产生差频轨迹B1、B2和B3以及相应的被连接波形。

1)存在与连接、差频轨迹和虚拟轨迹的使用相关的上述技术的变形。例如，可以从未连接的粗轨迹产生差频轨迹，然后将精细轨迹直接连接到该差频轨迹上。根据上述示例，这可以表示为B17＝CT₁-CT₂，和B17′＝与FT连接的B17。在另一替换方法中，可以从一个被连接的粗轨迹和一个未连接的粗轨迹形成差频轨迹，例如B17＝CT₁′-CT₂，然后B17＝与CT₁′或FT连接的B17。

诸如FT这样的轨迹也可以与诸如VFT这样的虚拟轨迹连接。另外，可以与其它轨迹一起使用虚拟轨迹来产生差频轨迹，不论其它轨迹是连接的、未连接的或虚拟的。

子编码器的选择

在本节中，描述了对于将用于组成绝对编码器的子编码器的选择标准。首先，优选使用单个紧凑型检测装置10，因此所有子编码器优选用共同的参数组来操作。例如，所有子编码器可具有大约5毫米的标尺到检波组件的距离。类似地，所有子编码器检测器可以具有小于或等于预定的最大尺寸，诸如2毫米的线性大小。

其它的考虑包括绝对编码器的期望的位置分辩率(典型地大概0.02微米)，期望的总测量量程(例如在3米量程内)，和每个子编码器候选者的预期的分数分辩率(也就是说，能够分辩到周期的几分之几)。

最好参考图1中举例说明的示范性编码器、图5中示意性举例说明的轨迹组、和图6和7中举例说明的检测器来解释这多个标准。精细轨迹44是20微米周期、方波反射的光栅。该光栅最适合于在Talbot干涉编码器中使用，其中VCSEL光源位于与边缘检测器共用的衬底上，所述共用的衬底放置离标尺的约5毫米远。已经证明了这种类型的增量编码器当与交错的、4-格检测器诸如检测器50一起使用时提供至少0.02微米的分辩率。

如果绝对编码器具有比方说0.65米(～650,000微米)的总量程，则粗轨迹子编码器必须组合地提供大约15比特的量程(也就是说，2^15≈650000/20)。由于提供轨迹比32(5比特)相对容易，所以看来每个提供5-比特量程的三个粗子编码器就足够了(如果使用串联方法而不是差频轨迹方法，如在这个示例中假定的)。因此，粗轨迹42具有640微米(32×20微米)的周期；粗轨迹40具有20.48毫米(32×0.64毫米)的周期；以及粗轨迹38具有655.36毫米(32×20.48毫米)的周期。

粗轨迹42通过调制精细轨迹44的边缘而形成。640微米周期的替代轨迹是重复指示轨迹76(图8)或粗50∶50占空比光栅80(图10)。这些轨迹的每一个都可以通过诸如检测器阵列79这样的检测器检测，并且这些轨迹都不对横切轨迹移动敏感。

第二和第三粗轨迹，轨迹40和轨迹38，都是倾斜的光栅轨迹。这种类型的子编码器将难以用小(～2毫米)检测器检测的、相对长的重复周期(例如20.48毫米和655.36毫米)转换成在短得多的距离(在检测器平面上400微米)上重复的、可由小检测器检测的移动。轨迹40、38与QSD排列66相匹配，它们的每一个都满足2毫米或更小的标准。

这个示例中的最终轨迹是参考轨迹46，其与SSD 56相匹配。包括参考轨迹46以校正轨迹40和轨迹38的横切轨迹敏感性。

在这个示例中，可选包括附加的SSD 62(参见图6)。附加测量参考轨迹46的横切轨迹位置的第二SSD将提供了角对准帮助。也就是说，当检测装置10与参考轨迹46平行时，两个SSD 56和62将测量参考轨迹46的相同的横切轨迹位置。

虽然在前述说明中的示例使用了定点运算，但是在其它实施例中，使用浮点运算来代替是需要的或方便的。在此描述的所有处理可以利用浮点计算以模拟方式进行。

而且，虽然以上说明特别集中于光学编码器，但是需要理解的是，可以在其他类型的位置编码器中使用当前公开的技术，包括例如电或磁位置编码器。

本领域的技术人员将要理解，除了在此明确地公开的那些之外，本发明的实施例和变形是可能的。需要理解的是，对在此公开的方法和装置进行修改同时实现本发明的目标是可能的，并且这样的修改和变形在本发明的范围之内。因此，本发明的范围不受以上对本发明实施例的说明限制，而仅由以下的权利要求书限制。

Claims (27)

1.一种位置编码器，包括：

标尺，包括周期性的第一和第二轨迹，所述第二轨迹的周期超过所述第一轨迹的周期一轨迹比；

检测器电路，用于响应于分别来自所述第一和第二轨迹的第一和第二周期性能量图样而生成相应的第一和第二组模拟信号，所述第一和第二组模拟信号表示在预定空间位置上所述第一和第二周期性能量图样的各自幅度；和

处理电路，用于响应于所述第一和第二组模拟信号来：

(i)分别生成所述第一和第二轨迹的第一和第二位置估计，每个位置估计是对各自所述轨迹的周期的模，所述第二位置估计表示为解决所述轨迹比相对于所述第一位置估计而放大的所述第二轨迹的位置样本，所述第二位置估计具有足够的分辨率，使得所述第二位置估计的最低有效部分与所述第一位置估计的相应最高有效部分重叠至少最小重叠量，所述最小重叠量由所述第一和第二轨迹之间的相位关系的不确定度大小确定；

(ii)从所述第二位置估计中减去所述第一位置估计以产生校正的第二位置估计；以及

(iii)组合所述第一位置估计和所述校正的第二位置估计的非重叠最高有效部分。

2.根据权利要求1所述的位置编码器，其中，在所述第一和第二轨迹之间的所述相位关系包括一固定分量，所述固定分量表示在所述标尺的预定部分上所述第一和第二轨迹之间的平均相位差，以及其中所述处理电路进一步用于在生成所述第一和第二位置估计时包括对所述固定分量的调整。

3.根据权利要求2所述的位置编码器，其中，所述调整是一个全局相位常量。

4.根据权利要求2所述的位置编码器，其中，所述调整是一个依赖位置的相位值组。

5.根据权利要求4所述的位置编码器，其中，所述依赖位置的相位值组保存在查找表格中，在所述编码器的操作期间访问所述查找表格。

6.根据权利要求1所述的位置编码器，其中，当从所述第二位置估计中减去所述第一位置估计时，所述处理器(i)根据所述第一位置值和相位偏移值来计算相应的反转位置值，所述相位偏移值表示在所述标尺的预定部分上所述第一和第二轨迹之间的平均相位偏移，(ii)通过将所述反转位置值加到所述第二位置估计上来计算粗梯级值，以及(iii)对所述粗梯级值应用平滑函数以产生所述校正的第二位置估计。

7.根据权利要求6所述的位置编码器，其中，所述平滑函数包括：

确定所述粗梯级值落入多个分级区间的哪一个中；以及

将所述粗梯级值改变成预定常量值，所述预定常量值与所述粗梯级值所落入的所述分级区间相关。

8.根据权利要求1所述的位置编码器，其中，所述标尺是光学标尺，所述第一和第二轨迹包括各自的光学元件阵列，所述周期性能量图样是光学能量图样，以及所述检测器电路包括光学检测器电路。

9.根据权利要求8所述的位置编码器，其中，所述第一轨迹包括间隔排列的长方形区域的线性阵列，以及所述第二轨迹包括所述第一轨迹的空间调制的边缘部分。

10.根据权利要求9所述的位置编码器，其中，所述检测器电路包括光检测器元件的第一和第二线性阵列，所述第一阵列具有与所述第一轨迹的周期相对应的精确栅距，而所述第二阵列具有与所述第二轨迹的周期相对应的较粗栅距。

11.根据权利要求10所述的位置编码器，其中，所述光检测器元件的阵列的每一个组成正交检测器。

12.根据权利要求1所述的位置编码器，其中：

所述标尺包括一个或多个具有比所述第二轨迹的周期依次更大的周期的附加轨迹，并用于生成相应的附加周期性能量图样；

所述检测器电路用于响应于所述附加周期性能量图样以生成相应的附加模拟信号组，在每个附加组内的模拟信号表示在预定空间位置上所述相应的附加能量图样的幅度；以及

所述处理电路反复地操作以重复地生成、减去和组合所述轨迹的连续对。

13.根据权利要求12所述的位置编码器，其中，所述标尺是光学标尺，每个轨迹包括各自的光学元件阵列，所述周期性能量图样是光学能量图样，以及所述检测器电路是光学检测器电路。

14.根据权利要求13所述的位置编码器，其中，一个或多个所述附加轨迹包括倾斜区域的线性阵列。

15.根据权利要求14所述的位置编码器，其中，所述检测器电路包括一个或多个正弦波形的光检测器元件组，每一组响应于由所述倾斜区域的线性阵列中的相应阵列所生成的光学能量图样。

16.根据权利要求1所述的位置编码器，其中：

所述第二轨迹是所述标尺上的一个第二轨迹组中的一个，所述第二轨迹具有不同的但基本上类似的周期，并用于生成一个相应的第二周期性能量图样组；

所述检测器电路用于响应于所述第二能量图样以生成相应的第二组模拟信号，在每个第二组内的模拟信号表示在预定相位上所述相应的第二能量图样的幅度；以及

所述处理电路进一步用于：

(i)为所述第二轨迹生成连接位置估计，每个连接位置估计并入所述第一轨迹的分辩率；以及

(ii)根据所述连接位置估计生成一个或多个差频轨迹估计，每个差频轨迹估计由相应的连接位置估计对的代数组合生成，使得由每个差频轨迹估计表示的差频轨迹具有的差频频率等于根据其位置估计而形成该差频轨迹的第二轨迹之间的频率差。

17.根据权利要求16所述的位置编码器，其中，所述处理电路进一步用于连接所述差频轨迹估计的预定之一和所述连接位置估计的预定之一，以生成表示被连接的差频轨迹的连接差频估计。

18.根据权利要求16所述的位置编码器，具有至少两个构成第一级差频轨迹的差频轨迹，并且其中所述处理电路进一步用于通过所述差频轨迹的代数组合来形成第二级差频轨迹，使得所述第二级差频轨迹具有等于所述第一和第二差频轨迹之间的频率差的差频频率。

19.根据权利要求18所述的位置编码器，其中，所述处理电路进一步用于(i)将所述差频轨迹估计的每一个与所述连接位置估计的预定之一连接，以生成表示第一级连接差频轨迹的各个连接差频估计，和(ii)通过所述第一级连接差频轨迹的代数组合来形成第二级差频轨迹，使得所述第二级差频轨迹具有等于所述第一级连接差频轨迹的各个频率之间的差值的差频频率。

20.根据权利要求19所述的位置编码器，其中，所述处理电路进一步用于将所述第二级差频轨迹与所述第一级连接差频轨迹中的预定之一连接。

21.根据权利要求16所述的位置编码器，其中，所述第二轨迹的每一个的周期具有与所述第一轨迹的周期的相应整数比，以及其中当生成所述连接位置估计时所述处理电路用于将所述第二轨迹的每一个与所述第一轨迹连接。

22.根据权利要求16所述的位置编码器，其中，所述第二轨迹中的预定之一的周期具有与所述第一轨迹的周期的非整数比，以及其中当生成所述预定第二轨迹的所述连接位置估计时，所述处理电路用于：

(i)通过对所述第二轨迹的另一个的所述连接位置估计应用分频功能来生成虚拟第一轨迹，使得所述虚拟第一轨迹的周期具有与所述预定第二轨迹的周期的整数比；以及

(ii)连接所述预定第二轨迹和所述虚拟第一轨迹。

23.一种位置编码器，包括：

标尺，包括周期性的第一轨迹和两个或更多个周期性的第二轨迹，用于生成相应的周期性能量图样，所述第二轨迹具有不同的但基本上类似的周期；

检测器电路，用于响应于所述周期性能量图样以生成相应的模拟信号组，在每个组内的模拟信号表示在预定空间位置上相应的能量图样的幅度；以及

处理电路，用于响应于所述模拟信号组：

(i)生成连接位置估计，每个连接位置估计表示与第一能量图样的采样相位相连接的相应的第二能量图样的采样相位；以及

(ii)通过所述连接位置估计的代数组合生成一个或更多个差频轨迹估计，使得每个差频轨迹估计表示相应的差频轨迹，所述相应的差频轨迹具有大于所述第二轨迹的周期的差频周期，其中该差频轨迹估计是根据该第二轨迹的连接位置估计生成的。

24.根据权利要求23所述的位置编码器，其中，所述处理电路进一步用于将所述差频轨迹的预定之一与所述连接位置估计的预定之一连接，以生成表示被连接的差频轨迹的连接差频轨迹位置估计。

25.根据权利要求23所述的位置编码器，其中，所述第二轨迹的预定之一的周期具有与所述第一轨迹的周期的非整数比，以及其中所述处理电路进一步用于：

(i)通过对所述第二轨迹的另一个的所述连接位置估计应用频率划分功能来生成虚拟轨迹，使得所述虚拟轨迹的周期具有与所述预定第二轨迹的周期的整数比；以及

(ii)连接所述预定第二轨迹和所述虚拟轨迹。

26.一种操作位置编码器的方法，所述位置编码器具有在其上形成有的第一和第二周期性轨迹的标尺，所述第二轨迹的周期超过所述第一轨迹的周期，所述方法包括：

分别生成所述第一和第二轨迹的第一和第二位置估计，每个位置估计是对所述各自轨迹的周期的模，所述第二位置估计表示为了解决轨迹比相对于所述第一位置估计而放大的所述第二轨迹的位置样本，所述第二位置估计具有足够的分辨率，使得其最低有效部分与所述第一位置估计的相应最高有效部分重叠至少最小重叠量，所述最小重叠量由所述第一和第二轨迹之间的相位关系的不确定度的大小确定；

从所述第二位置估计中减去所述第一位置估计以产生校正的第二位置估计；以及

将所述第一位置估计与所述校正的第二位置估计的非重叠最高有效部分组合。

27.一种操作位置编码器的方法，所述位置编码器具有带有周期性的第一轨迹和周期性的第二轨迹的标尺，所述第二轨迹具有不同的但基本上类似的周期，所述方法包括：

生成连接位置估计，每个连接位置估计表示与第一能量图样的采样相位连接的相应的第二能量图样的采样相位；以及

通过所述连接位置估计的代数组合生成一个或多个差频轨迹估计，使得每个差频轨迹估计表示相应的差频轨迹，该相应的差频轨迹具有大于所述第二轨迹的周期的差频周期，该差频轨迹估计是根据所述第二轨迹的连接位置估计而生成的。

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