CN102007378B

CN102007378B - 带索引的光学编码器、用于索引光学编码器的方法以及用于动态调整光学编码器中的增益和偏移的方法

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Publication number: CN102007378B
Application number: CN200980113401.5A
Authority: CN
Inventors: 弗雷德里克·约克
Original assignee: Faro Technologies Inc
Current assignee: Faro Technologies Inc
Priority date: 2008-08-28
Filing date: 2009-08-28
Publication date: 2013-10-16
Anticipated expiration: 2029-08-28
Also published as: GB2496230B; GB2468263B; GB201209634D0; GB2496236B; US8476579B2; US20130306850A1; WO2010025365A2; GB2496230A; US20130112861A1; US20130116959A1; GB201011528D0; JP2013054040A; GB201212858D0; WO2010025365A3; CN102007378A; DE112009002101T5; GB2496236A; JP5237498B2; US20100057392A1; GB2468263A

Abstract

一种光学编码器可以包括编码器盘、照明系统以及对从编码器盘衍射的光进行检测的检测器。编码器盘可以包括带有衍射光栅的信号轨道和带有反射索引标记的索引轨道，其中索引标记的宽度大于衍射光栅的间距。一种索引方法可以包括提供编码器盘，提供照明系统来把光导向编码器盘，提供被构造成对从编码器盘衍射的光进行检测的检测器，计算从索引脉冲的上升沿到索引间隔的中间的正交状态的估计计数，以及计算索引脉冲的大致中心处的正交状态。一种动态参数校正方法可以包括计算目标增益和偏移以及根据目标增益和偏移来对数值进行校正。

Description

带索引的光学编码器、用于索引光学编码器的方法以及用于动态调整光学编码器中的增益和偏移的方法

本申请要求于2008年8月28日提交的美国临时申请第61/092,478号以及2009年7月10日提交的美国临时申请第61/224,657号的优先权，这两件申请的全部内容以引用的方式并入本文。

背景技术

已经公开了许多用于测量角度位移的装置。典型的装置通常利用衍射光的条纹图案中的移位检测。

Kobayashi等人的美国专利第5,355,220号披露了一种从光源辐射到衍射光栅上的光以产生允许检测亮条纹和暗条纹的不同阶衍射的衍射光。通过对条纹移动的直接检测来对移动进行测量。

Mitchell等人的美国专利第5,486,923号披露了一种在把具有预选波长的光集中到+和-第一阶的同时使得零阶最小化的光栅。经过衍射的阶的光照射多相检测器板。

Mitchell等人的美国专利第5,559,600号披露了一种把预选波长集中到正和负第一阶的光栅。多相周期检测器的感测平面在如下位置处与光栅尺(scale)相隔：其中每个检测器组件对正和负第一阶做出响应而不需要将衍射光重新引导。

Eselun的美国专利第5,909,283使用了一种把一定角度的束指向可移动光栅尺的点光源。生成了被诸如Ronchi光栅之类的光学元件横穿的衍射光束从而形成莫尔(Moire)条纹带。布置光电检测器组的阵列来拦截莫尔图案带并且发射经过电子处理以指示光栅尺的位移的信号。

Thorburn的美国专利第7,002,137号披露了一种光学编码器，其包括：光栅尺，该光栅尺包括光学光栅和光学组件；传感器头，该传感器头包括光源和检测器阵列，两者均被布置于基板上，该光栅尺被布置成与传感器头相对并且被布置成相对于传感器头而移动。光栅尺与最接近光栅尺的Talbot成像平面之间的距离等于d。传感器头被布置在由第一平面和第二平面限定的区域内，第一平面与光栅尺相隔基本上等于n倍的d加上d倍的x的距离，第二平面与光栅尺相隔基本上长于n倍的d减去d倍的x的距离，n为整数而x小于或等于0.5。光源发射发散的光束，发散的光束被引导至光栅尺，来自发散的光束的光被光栅衍射到检测器阵列。掩模被布置于光栅尺与传感器头之间，该掩模定义了孔，该掩模保持相对于传感器头的基本固定，将孔定位并调整孔的大小来基本上防止从光栅衍射的第五阶光束到达检测器阵列。

然而，对于这些装置通常需要高精度，例如通常需要微米范围的精度。许多传统装置具有限制其精度、可靠性、校准和大规模生产的便捷性的问题，并且在需要这种精细分辨率时它们一般很昂贵。该成本部分是由于需要以彼此精确的定位来组装这些部分。因此，需要能以不昂贵的方式大规模生产的高精度和可靠性的光学编码器。

发明内容

光学编码器的一个实施例可以包括：编码器盘；照明系统，其被构造成把光引导至编码器盘；以及检测器，其被构造成检测从编码器盘衍射的光。编码器盘可以包括：信号轨道，其包括在编码器盘上形成圆环的衍射光栅；以及索引轨道，其包括反射索引标记，其中索引标记的宽度大于衍射光栅的间距。

一种用于光学编码器中的编码器盘的实施例可以包括：信号轨道，其包括在编码器盘上形成圆环的衍射光栅；以及索引轨道，其包括反射索引标记，其中索引标记的宽度大于衍射光栅的间距。

一种利用光学编码器的索引方法的实施例可以包括：提供编码器盘；提供被构造成把光引导至编码器盘的照明系统；提供被构造成对从编码器盘衍射的光进行检测的检测器；计算从索引脉冲的上升沿到索引间隔的中间的正交状态的估计状态计数K_est；计算Q_kest，其中Q_kest是在k_est下的正交状态并且对应于索引脉冲的大致中心处的正交状态；以及确定偏移校正。编码器盘可以包括：信号轨道，其包括在编码器盘上形成圆环的衍射光栅；以及索引轨道，其在编码器盘上形成圆环，该索引轨道包括在索引角坐标处提供的索引标记。检测器可以包括：两个偏移检测器，其被构造成对从信号轨道衍射的光进行检测并且输出正交信号；以及索引检测器，其被构造成对从索引轨道反射的光进行检测并且输出索引脉冲。

一种动态调节光学编码器中的增益和偏移的方法的实施例可以包括：提供包括衍射光栅的编码器盘；用光照射编码器盘；提供被构造成对从衍射光栅衍射的光进行检测并且输出第一精细计数通道的检测器；计算用于第一精细计数通道的第一目标增益和第一目标偏移；以及基于第一目标增益和第一目标偏移来对从第一精细计数通道采样的数据进行校正。

附图说明

现在将参考示意性而非限制性的附图仅以示例方式对实施例进行描述，并且在几个附图中相同的组件的附图标记相同，在附图中：

图1是编码器盘的实施例的示图。

图2是示出了根据至少一个实施例的双正交信号与索引信号的相对位置的示图。

图3是示出了根据至少一个实施例的双正交信号与索引信号的相对位置的示图。

图4是示出了根据至少一个实施例的双正交信号与选通和非选通的索引信号的相对位置的示图。

图5A是根据至少一个实施例的编码器盘的示图。

图5B是根据至少一个实施例的编码器盘的一部分的放大视图。

图6是根据至少一个实施例的编码器盘的示图。

图7是根据至少一个实施例的编码器盘的一部分和各个检测器的示图。

图8A是示出了根据至少一个实施例的索引轨道和检测器的相对位置的示图。

图8B是示出了根据至少一个实施例的由索引轨道所生成的信号的图表。

图9是示出了根据至少一个实施例的各个信号的图表。

图10是根据至少一个实施例的比较器的示图。

图11是示出了根据至少一个实施例的不同正交状态的示图。

图12A是说明根据至少一个实施例的索引算法的示图。

图12B是说明根据至少一个实施例的索引算法的示图。

图13A是说明根据至少一个实施例的索引算法的示图。

图13B是说明根据至少一个实施例的索引算法的示图。

图13C是说明根据至少一个实施例的索引算法的示图。

图14是说明根据至少一个实施例的索引算法的示图。

图15是示出了根据至少一个实施例的从编码器盘离开的光反射的示图。

图16是示出了根据至少一个实施例的光反射对索引信号的影响的图示。

图17是根据至少一个实施例的一侧涂黑的编码器盘正面的照片。

图18是根据至少一个实施例的一侧涂黑的编码器盘正面的照片。

图19是根据至少一个实施例的一侧涂黑的编码器盘背面的照片。

图20是示出了根据至少一个实施例的多模垂直腔面发射激光器(VCSEL)的各个束分布的图表。

图21是示出了在多模VCSEL中的电流与束分布之间的关系的示图。

图22是示出了根据至少一个实施例的针对编码器的衍射图案的示图。

图23是示出了高斯(Gaussian)束分布的三维图表。

图24是示出了高斯束分布的显示。

图25是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的束分布的图表。

图26是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的束分布的图表。

图27是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的束分布的图表。

图28是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的束分布的图表。

图29是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的各个束分布的示图。

图30是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的各个束分布的图表。

图31是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的各个束分布的图表。

图32是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的束分布的显示。

图33是示出了根据至少一个实施例的针对多模VCSEL的电流与束分布之间的关系的图表。

图34是示出了高斯束分布的图表。

图35是示出了高斯束分布的图表。

图36是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的非高斯束分布的图表。

图37是示出了根据至少一个实施例的多模VCSEL的非高斯束分布的图表。

图38是根据至少一个实施例的VCSEL功率控制电路的示图。

图39是根据至少一个实施例的VCSEL功率控制电路的示图。

图40是VCSEL的示图。

图41-42是双铬层编码器盘的视图。

图43是增益修改之前正交通道的输出的李萨如(Lissajous)图案。

图44是示出了与读取的头校准有关的数据的图表。

图45是增益修改之后正交通道的输出的李萨如图案。

图46是示出了与读取的头校准有关的数据的图表。

图47-49是示出了来自双铬层编码器盘的输出的图表。

图50-55是双铬层编码器盘的各个视图。

图56是示出了动态参数调整方法的示意图。

图57是示出了预滤波方法的流程图。

图58是示出了移动平均滤波器的各个窗口的示图。

图59是示出了针对正直流(DC)偏移的正交状态中的误差的示图。

图60是示出了针对负DC偏移的正交状态中的误差的示图。

具体实施方式

如图1所示，通过沿圆形玻璃片的外侧部分放置线条的轨道(诸如信号轨道12)可以形成编码器盘10。在被照射时，信号轨道12的线条产生交替的亮/暗图案。盘计数指的是盘每转动一周的亮/暗对的数量。间距指的是信号轨道12的各个标记或线条之间的距离。

如图2所示，当通过偏移检测器(1/4间距偏移)处理线条时，可以产生通常被称为正交信号对的两个输出，即，第一正交信号(CH A)20和第二正交信号(CH B)22。还应当理解，信号20和信号22的组合对通常被称为正交信号，应当理解的是正交信号包括一对相移信号。

如图1进一步所示，典型地将第二标记添加到传统编码器盘10来识别盘上的特定(绝对)位置。索引标记14为这种标记的示例。

CH A 20和CH B 22的正交关系允许由例如加法/减法计数器或其他任何适合的装置来确定旋转的方向和幅度。索引标记14可以提供“0”基准位置。图3示出了与第一正交信号20和第二正交信号22相比较的索引信号24。

正交编码器可以形成两种形式，选通的或非选通的。图4示出了基于不同类型选通的不同索引信号的示例。例如，选通的索引信号26用第一正交信号20和第二正交信号22的乘积来选通。另一示例是选通的索引信号27，其仅用第一正交信号来选通。第三可行的示例是非选通的索引信号28。

存在两种用于生成索引脉冲的方法。一种方法使用从极窄的索引标记离开的反射或者通过窄索引狭缝的传播并后接光电检测器。比较器跟随经过调节的检测器信号并且在光密度超过某个阈值时进行触发。

第二种方法使用衍射。索引标记由一系列间距变化的精细线条制成。取决于衍射阶在不同位置上放置两个或更多个光电检测器。把信号加上或减去并施加到比较器。当信号电平超过某个阈值时，生成索引脉冲。由于小的反射或衍射区域，两种方法都需要严格的对准。

图5A、图5B和图6示出了编码器盘的实施例。例如，如图5B和图6所示，编码器盘30可以包括信号轨道32，信号轨道32是在编码器盘30上形成圆环的衍射光栅。可以通过交替反射和非反射部分形成信号轨道。例如，可以通过加黑或变暗的玻璃形成信号轨道的非反射部分，诸如通过用全黑涂料进行喷涂或其他适当方法。应当理解，术语非反射不必要求表面具有0％反射率。例如，在至少一些实施例中，非反射表面可以具有低反射率，诸如5％或其他适当值的反射率。

作为一个可行的替选，可以使用两层铬实现反射和非反射部分，其中一层是能吸收的而另一层是反射的。图41和图42示出了使用两层铬的编码器盘400的实施例。图41示出了具有基板402、低反射铬层404和高反射铬层406的编码器盘400。高反射铬层406沉积在低反射铬层404上。可以用使得低反射铬层404的一部分在涂覆高反射铬层406之后保持可见的图案来形成高反射铬层406。例如，高反射铬层406可以形成图案从而在编码器盘上形成信号轨道和索引轨道。

低反射铬层404可以例如由铬氧化物或其他适合的材料制成，并且在至少一个实施例中在空气侧可以具有5％的反射率。另外，在至少一个实施例中，高反射铬层可以在空气侧具有65％的反射率而在玻璃侧具有59％的反射率。在此进一步讨论具有两个铬层的编码器的性能。

编码器盘30还可以包括外侧索引轨道34，外侧索引轨道34沿径向方向被定位在信号轨道34的外侧，即，朝着编码器盘30的外沿。在图5B和图6所示的实施例中，除了在编码器盘的索引角坐标处定位的反射的外侧索引标记35之外，外侧索引轨道34是非反射的。索引角坐标在圆周方向上可以是任意“0”基准点。

编码器盘30还可以包括在编码器盘上形成圆环的内侧索引轨道36。内侧索引轨道可以沿径向方向形成在信号轨道内部，即，靠近编码器盘30的中心。在图5B和图6所示的实施例中，除了在与反射外侧索引标记35相同的索引角坐标处定位的非反射的内侧索引标记37之外，内侧索引轨道是反射的。

如图7和图8A所示，在至少一个实施例中，索引标记的宽度大于衍射光栅的线间距。

尽管图5B和图6的实施例示出了具有反射的外侧索引标记35的非反射的外侧索引轨道34以及具有非反射的内侧索引标记37的反射的内侧索引轨道36，但是应当理解，反射和非反射部分可以互换并且仍会得到严格相同的结果。例如，可以具有非反射的外侧索引标记的反射的外侧索引轨道和具有的反射的内侧索引标记的非反射的内侧索引轨道。

可以按照各种方式实现索引轨道的反射部分和非反射部分。例如，类似于信号轨道，通过使得编码器盘的玻璃变暗，可以形成索引轨道的非反射部分。

可替选地，如上所述，还可以使用能吸收的和反射的铬层。图50-55示出了具有两个铬层的编码器盘400、500的特定可行实施例。如图51和54所示，编码器盘400、500被类似地构造成上述的编码器盘，并且可以包括外侧索引轨道434、534；外侧索引标记435、535；内侧索引轨道436、536；以及内侧索引标记437、537。类似于上述的编码器盘30，编码器盘400、500的反射部分和非反射部分可以互换并且不限于一个特定实施例。附加地，应当理解，在特定附图中指代的尺度指的是所示的特定实施例，而不以任何方式限制本发明的范围。

可以使用光电检测器来监测每个索引轨道和信号轨道。如图7所示，可以使用检测器40、41来检测外侧索引轨道和内侧索引轨道，并且信号轨道检测器42可以用来检测从信号轨道衍射的信号。由于索引图案彼此相反(即，一个索引轨道在索引角坐标处是反射的，而另一个索引轨道在该索引角坐标处是非反射的)，所以来自检测器40、41的索引输出将关于公共偏移电平是相反的。

例如，图8A示出了会聚在索引角坐标的区域上的视图。在图8A中，暗区域(即，34、37)是非反射的并且向左侧移动。亮区域(即，35、36)是反射的并且同样向左移动。检测器40、41被示出叠加在索引轨道上。图8A使用与图5B和图6所示的反射部分和非反射部分相同的结构。

图8B示出了内侧索引信号46和外侧索引信号48作为时间函数的输出。例如，图表的左侧表示索引角坐标远离检测器40、41时的时间段。在此时，内侧索引轨道在检测器41处是反射的，并且由此内侧索引信号46在图8B中的图表左侧为高。同样在此时，外侧索引轨道在检测器40处是非反射的，并且由此外侧索引信号48在图8B中的图表左侧为低。

随着图8A中时间前进并且编码器盘旋转，可以由检测器40见到的区域从非反射的转换为反射的，而可以由检测器41见到的区域从反射的转换为非反射的。这种转换在图8B中由从高到低的内侧索引信号46以及从低到高的外侧索引信号48所反映。内侧索引信号46和外侧索引信号48的交点可以指示编码器盘上索引标记的“开始”或“结束”。

图9指示了示出索引脉冲和信号轨道轨迹的显示的一个示例。例如，图9的索引脉冲80代表索引标记。图9还示出了索引脉冲80的上升和下降对应于内侧索引信号46和外侧索引信号48的交点44。

图10示出了用于把内侧索引信号和外侧索引信号转变成逻辑索引信号的比较器的一个示例。例如，逻辑索引信号会基于内侧索引信号和外侧索引信号的交点来转换成高或低。

如上所述，衍射光栅信号轨道可以产生双正交信号，诸如CH A 20和CH B 22。这些信号可以通过使用例如包括偏移检测器的检测器42来产生。通过例如借助加法/减法计数器分析双正交信号，可以确定旋转幅度和方向。一旦建立索引，还可以根据加法/减法计数器确定绝对位置。

如图11所示，存在四种可行的正交状态60、62、64、66。下面的表格概括了CH A 20和CH B 22的可行的正交状态：

	CH A(20)	CH B(22)
			Q1(60)	高	低
Q2(62)	高	高
			Q3(64)	低	高
Q4(66)	低	低

换言之，正交状态代表格雷码(Gray Code)序列。从前一(不同的)状态进入到不同的正交状态会基于方向使得位置计数器递增或递减。

在索引操作中，在索引周期期间存在几种正交状态。换言之，索引轨道上的索引标记可以足够大，使得通过索引轨道的历程经历了几个正交状态。

例如，设K作为正交状态的数量。最优目标索引状态是最靠近索引间隔或索引脉冲72的中心的正交状态。在给定方向(+/-，CCW/CW)中，最优目标状态是K/2(针对偶数K)或者(K+1)/2(针对奇数K)。在图12A中，例如，K＝10，并且最优目标状态70被定位在正交状态5处。注意，当K为奇数时，“最优”状态对于CW和CCW旋转来说相同，而在K为偶数时，“最优”状态相差一个正交状态(例如，参见图12B)。下面更具体地描述这种情况。

通过选择尽可能靠近索引间隔72的中心的目标状态(并且补偿偶数计数)，可以显示出无论使用哪个旋转方向，都可以始终无误地找到所选择的状态。而且，不会受到索引间隔72的宽度改变的影响。

索引间隔72可以非对称(即，沿一个方向)或者对称(即，围绕索引中心点扩展或收缩)移位。通过叠加，一种方式可以具有两种方式的组合，但是可以通过单独检查非对称和对称特性来考虑误差。而且，对索引脉冲72的下降沿施加滞后会减小对于一个正交状态的模糊性(ambiguity)。

非对称误差：

对于非对称误差存在两种来源。第一个是由于读取头位置的移位，第二个来源是由于提供了正交状态和索引脉冲转换的同步改变的模糊性(由噪声和延迟引起的)。

第一个不需要考虑。移动读取头使得精确编码器无法实现。这必须通过设计来消除。

第二个非对称误差来源具有两个分量。如果单边沿出现，则实现1/2计数误差(1/2正交状态)。如果转换模糊性以相同方向(不同方向会形成对称移位)出现在两端，则存在导致最坏情形条件的第二分量。然而，在考虑到在CCW和CW两个方向中的传播时，这可能会转化成在两个估计之间的两次计数(或正交状态)差。这是所不希望的，因为存在关于哪个状态是正确的模糊性。滞后提供了对该误差来源的一种解决方案。

对施加在索引一端的滞后的1/2正交状态的相加(对于两个方向都是如此)去除了两个边沿模糊性，并且把CCW和CW估计之间的差减小到1个计数(正交)状态。参见图13A、图13B和图13C。本质上，两种估计变得更接近。

因此，在“目标”和最新计算的目标估计之间至多可能只存在一个计数或一个正交状态差。正交状态的测试会揭示出真实的目标位置。

对称误差

随着索引间隔扩展或收缩，不存在引入的额外误差。在移动期间，如上所述，只能出现单次计数非对称误差。当针对偶数计数间隔进行校正时，会使用为CCW/CW运动两者选择一个状态的目标选择策略。

误差校正

如上所述，在根据K/2或(K+1)/2建立的状态与随后的评估之间至多只会发现一个计数/状态误差。掌握在校准期间所达到的目标偏移方向(所选状态)允许我们产生将要添加到目标计数的校正因子从而产生偏移(在索引目标处的真实计数和期望计数(0)之间的差)。从当前计数中减去该偏移以提供绝对的索引位置。

使用以下定义来说明误差校正算法并且参考图14。

P_Count_i＝位置i处的位置计数器的值。

P_Count_^index为索引脉冲的上升沿处的位置计数。

K＝从索引脉冲开始到结束的正交计数。这总是正值(即，与方向无关)。

Dir＝0(P_Count在该方向上递增)或1(P_Count在该方向上递减)。

这是记录通过索引序列的旋转运动的方向的标志。例如对于CCW，

Dir＝0，而对于CW，Dir＝1。

k_est＝从索引上升沿到目标状态的正交状态数量的估计。

这是从索引脉冲的上升沿到索引间隔的中心的状态计数。

k_target＝从索引脉冲的上升沿到目标状态的真实状态计数。

Q_i＝位置i处的正交状态(格雷码)。

Q_target＝针对索引基准的目标状态下的格雷码。

下面假定采用1/2状态滞后。给定目标状态(Q_target)，可以根据四个变量建立基准点。使用这些变量来调整基准点的方式被称为索引算法。

如果没有定义目标状态，则必须在两个方向上运行索引算法。估计来自每次通过的输出并且选择Q_target。稍后对此进行描述。

这暗示出存在目标有效(TV)标志。目前，假定对于没有定义的Q_target，TV＝0，而在已经定义了Q_target时TV＝1。

在索引算法中使用以下变量：

5.在索引开始处(索引脉冲的上升沿)的位置计数器值。

6.旋转方向(位置计数器通过索引间隔是递增还是递减？)。

7.索引开始处的正交状态的格雷码。

8.在索引间隔中的正交状态的总数。

对于TV＝0

通过在两个方向上运行索引算法来建立Q_target。比较来自每个方向的算法输出(Q_kest+和Q_kest-)。如果相等，则其变成目标状态。如果相差一个状态，则我们总是让Q_kest＝Q_kest-(相反也是可接受的)。一致的方法是最佳的。如果Q_kest+和Q_kest-相差多于一个状态，则出现硬件故障。

对于TV＝1

该算法计算k_target(从索引开始到目标状态(Q_target)的状态数)。注意，Q_target为最佳状态(最接近索引间隔的中心)。

一旦确定了k_target，则如下计算基准运算(0位置)(参考随后的定义部分)：

对于正方向-

P_Count_new＝P_Count_current-[P_Count_^index+(k_target-1)] 公式1

注意，对k_target的调整(-1项)是因为在索引开始事件时k计数器从1开始。

对于反方向-

P_Count_new＝P_Count_current-[P_Count_^index-(k_target-1)] 公式2

注意，对k_target的调整(-1项)是因为在索引开始事件时k计数器从1开始。这一点与正向旋转情况相同。

相位：

Cal_Phase-使用CCW和CW两个方向来确定目标索引状态。

FACTORY设置。所使用的索引算法。

Index_Phase_dir-求出基准点。所使用的索引算法。

Zero_Phase-计算并应用校正使得P_Count_target＝0(目标位置)。

输入绝对编码器模式。

索引算法：

目的在于求出用于正方向(CCW)或反方向(CW)编码器旋转的索引基准点。

输入：Q_target和TV

输出：k_target

变量：P_Count_^index，Q_^index，K和Dir。

步骤1

确定k _est

k_est＝K/2(针对偶数K)或(K+1)/2(针对奇数K) 公式3

我们将如下识别出以索引脉冲的上升沿开始的正交状态(这形成了模4图案)：

Q₁，Q₂，Q₃，Q₄，Q₅，Q₆，Q₇，Q₈，Q₉，Q₁₀，Q₁₁，Q₁₂

Q₁，Q₂，Q₃，Q₀，Q₁，Q₂，Q₃，Q₀，Q₁，Q₂，Q₃，Q₀，.......(同余)

其中Q_^index＝Q1

步骤2

确定Q _kest

从下式可以求出k_est下的正交状态(Q_kest)：

Q_kest＝Q{kest mod 4} 公式4

注意：模运算。

0 mod 4＝0

1 mod 4＝1

2 mod 4＝2

3 mod 4＝3

4 mod 4＝0

5 mod 4＝1

6 mod 4＝2

·

确定Q _kest(接上面)

如果k_est mod 4＝1(例如k_est＝5或9或13...)，则Q_kest＝Q₁。(也参见图12A、12B、13A、13B和13C)。

各Q由方向指定，而第二元素(参见澄清注释)由索引上升沿处理。生成的表格被称为偏移表格。向下移动表格为正(增加计数)，向上为负。这与旋转方向无关。

示例1：使用图13A。

对于反方向，Q1＝LH 表格1(示例偏移表格)

Q₃＝HL[距Q₀最接近的HL]

Q₀＝LL

Q₁＝LH(索引开始)总是处于“余数＝1”状态。

Q₂＝HH

Q₃＝HL

Q₀＝LL[距Q₃最接近的LL]

K＝10或11取决于是以红色间隔还是蓝色间隔为结尾。我们将对每种情况进行检查。

如果K＝10则k_est＝10/2＝5。5 mod 4＝1

因此Q₅＝LH＝Q₁。

如果K＝11则k_est＝(11+1)/2＝6。6 mod 4＝2

因此Q₆＝HH＝Q₂或沿正向方向从Q₁开始的下一个状态。

Dir选择表格(实际序列)。我们总是以相同的方式在所选的表格中向前或向后移动，而不管运动是正向还是反向。

注意：由于我们没有基准P_Count，所以其无法直接用来推导格雷码。

偏移表的澄清注释

黑体表示x mod 4的结果。如果结果在边界上(Q₀或Q₃)则该表格必须扩展一个状态(斜体，向后(如果Q₀)/向前(如果Q3)-这里示出了两种可能)。总是对最接近的邻居进行搜索。

假定索引出现在任意状态处(Q₁＝Q_C)。如果k_est mod 4-＞Q₀(Q_B)，并且目标状态为Q_A，则

表2(带扩展的偏移表格)

Q₃＝Q_A[距Q₀最接近的Q_A][如果需要的话]

Q₀＝Q_B---------^

Q₁＝Q_C(索引开始)总是处于“余数＝1”状态。

Q₂＝Q_D

Q₃＝Q_A

Q₀＝Q_B[距Q₃最接近的Q_B][如果需要的话]

Offset＝-1。

步骤3

确定偏移校正

如果TV＝0，则需要来自两个方向的Q_kest。没有Q_target的等同物来测试。使用原始数据进行目标判定。应当检查来自每次通过的各K(根据步骤2)。

|K₊-K_-|＜＝2

如果TV＝1，则已经定义了Q_target。

当Q_target＝Q_kest时，k_target＝k_est。

否则我们需要(向上或向下)校正一个状态计数。如果存在多于一个状态差，则出现了故障。

k_target＝K_est+Offset。其中Offset＝+1或-1。公式5。

确定偏移校正(接上面)

示例2：使用图13A。

在偏移表格(表格1)中Q_target＝LH＝Q1

表格1(重复)

Q₀＝LL

Q₁＝LH(索引开始)总是处于“余

数＝1”状态。

Q₂＝HH-----------------^

Q₃＝HL

其中K＝11，k_est＝6并且Q_kest＝HH＝Q2

使用公式5。

Offset＝k_target-k_est＝-1(从估计到目标向上移动偏移表格)

因此，k_target＝6-1＝5

上述的结构和方法具有许多显著优点。例如，光学对准变得非常简单。不需要编码器光栅尺上的精确光栅或者安置读取头。另外，与传统装置相比，间隙宽度(即，索引标记的宽度)大。因此，间隙位置的容差可以大于传统编码器。由此，总体来说，与传统编码器相比，上述结构和方法会得到一种制造和实现起来更便宜并且更容易的编码器。

另外，对于多个读取头，存在改进的设计裕量。对于极高精度编码器来说，两个和四个读取头是常见的。在传统索引方法中，选通或非选通必须同时应用于所有读取头。在给定读取头可能从不会精确地彼此处于180度(2读取头)或90度(4读取头)这样的事实的情况下，在索引脉冲内读取头位置之间会存在差别。由于对于每个读取头来说中心是偏的，所以选择最佳状态更困难。相反，在上述结构的一个实施例中，编码器使用宽索引(320微米弧长，64个正交状态)，所以这一问题会考虑较少。针对温度漂移以及老化的差异也被减到最小。

而且，在传统编码器中，如果索引脉冲包含5个或更多的正交状态，则可以选择冗余状态。这必须进行测试和校正(通常通过硬件，例如通过电缆交换)。借助这种冗余状态，上述结构和工艺不受设计影响。

另外，上述技术和结构可以用于多模(即，非高斯)激光二极管以及单模(即，高斯)激光二极管。该设备对束分布不敏感。发光二极管(LED)还可以用作可行的光源来替代VCSEL。光源方面的这种灵活性有助于使得成本最小化。作为简单的光栅图案，多模VCSEL和LED会比单模二极管花费更少并且更可靠。

还要注意，通过向编码器光栅尺的背面涂覆光学黑体(即，吸光成分)可以减小来自编码器盘的不想要的反射。在可替选实施例中，也可以把光学黑体成分涂覆到编码器光栅尺的正面。另外，上述的低反射的和高反射的层也可以减小不想要的反射。

例如，上述的方法和结构使用位于正交信号光栅相反侧上的两个互补(即布尔逻辑解释)的反射轨道。由于索引方法依赖于激光束的每一侧上的两个反射路径，所以它们必须与它们各自的光电检测器(2)在一条线上并且分别接收足够用于信号跨接的能量。

如果每个索引信号的暗电平相同，则只要各个信号都大于噪声电平的峰峰值加上滞后，就能保证索引间隔处的跨接。

在有些情况下，索引信号对的标记通道信号48(即，由反射的外侧索引标记导致的信号)可能会有DC偏移。换言之，标记信号48与空间信号46(即，非反射的内侧索引标记)的最低电平不匹配。因为检测到紧接在反射112之前的该DC偏移中的下降(dip)110(参见图15和图16)，所以怀疑来自编码器光栅尺的后面的反射是原因所在。下降110是由于来自编码器光栅尺的后面的反射造成的，随着标记反射体变得可见，该反射减小。

当采用光学黑体或纯黑涂料喷涂光栅尺的后侧(参见关于编码器盘的正面的图17、图18，以及关于涂黑的背面的图19)时，偏移消失。由于上述结构使用的宽照射和处理区域，所以与传统装置相比，该装置更易受到不想要的反射的影响。把其中使用编码器盘的组件内的所有表面变黑进一步改善了李萨如信号的性能(李萨如的输入是两个通道的正交信号)。注意，这种技术也尝试用于传统装置并且也改善了李萨如失真(改善了圆形质量)。这指出了这样的事实：反射是李萨如失真(诸如椭圆形、噪声圆形和不规则圆形(例如，马铃薯形))的主要来源。

因此，看起来所有设计都得益于减小的反射。涂覆于后面(或正面、光栅或索引反射体的外侧)的吸光材料、或低反射的和高反射的层可以改善读取头性能。例如，可以提高关于索引信号的信噪比，并且由于减小的镜面反射，所以可以得到更好的正交信号。

还应当理解，对于照射系统发射的特定波长的光，可以对吸收性涂层或低反射的和高反射的层进行优化。

还要注意，图17-19的实施例示出了在编码器盘30中心的空白区域。该空白区域允许涂覆紫外(UV)粘合剂来把该实施例的编码器安装在唱头(cartridge)中。

对于两个铬层的编码器(诸如图41和图42中所见的编码器400)来说，进行校准和测试来评估编码器的性能。结果概括在下面的表1中。表1左栏指示被测编码器的顺序编号，表1右栏是以度测量的编码器的sigma值。

表1

注意，这些结果指示比传统编码器头改善了至少25％。

图43-46还示出了用于读取头的校准数据。图43-44示出了增益修改之前的数据，而图45-46示出了增益修改之后的数据。图43示出了基于读取头信号的李萨如曲线900、902。在图44中，线条904、906示出了读取头位置的误差(为了清楚起见进行了偏移)。上方线条908是两个读取头沿顺时针方向的平均位置的绘制曲线。下方线条910是两个读取头沿逆时针方向的平均位置的绘制曲线。中间线条912是来自两个方向的读取头的平均位置。图45示出了基于读取头信号的李萨如曲线920、922。在图46中，线条924、926示出了读取头位置的误差(为了清楚起见进行了偏移)。上方线条928是两个读取头沿顺时针方向的平均位置的绘制曲线。下方线条930是两个读取头沿逆时针方向的平均位置的绘制曲线。中间线条932是来自两个方向的读取头的平均位置。

图47-49示出了来自在性能测试中使用的两个铬层的编码器的输出。在图47-49中，线条600代表具有反射的索引标记的圆环，线条602代表具有非反射的索引标记的圆环，而线条604代表正交信号。

使用两个铬层的结构，图47-49示出了来自具有反射标记的非反射圆环和具有非反射标记的反射圆环的暗电平低于0.35VDC，并且在0.16VDC内彼此匹配。平均起来的话，关于具有反射标记的非反射圆环的暗电平电压被测为0.16VDC，而关于具有非反射标记的反射圆环的暗电平电压被测为0.26VDC。

对于正交信号电平来说，在一个铬层结构中，规格如下：

正弦(相位)DC偏移＝1.4+/-0.8VDC

正弦(相位)交流(AC)信号＝0.4Vp-p到2.2Vp-p

对于唱头后的电子设备来说，规格如下：

正弦(相位)DC偏移(DSP处)＝1.67+/-0.3VDC

正弦(相位)AC信号(DSP处)＝0.45到2.70p-p(典型地为1.1Vp-p)

在两个铬层的结构中，读取头传递函数以系数0.8衰减。如果必要可以对唱头板进行增益调整。例如，可以把输入衰减器电阻值从20k变成13k。可替选地，通过把增益电阻从34.8k变成24.9k，可以把仪器设备放大器增益从2.42变成3.0。

总体而言，编码器玻璃上的两个铬层的结构以两种方式改善了唱头系统。首先，衰减了不想要的反射，从而通过减小DC偏移改善了索引信号。其次，正交信号更一致并且具有更少的空间噪声。

还发现，随着VCSEL的束分布从高斯形变成非高斯形，正交信号质量并没有显著改变。上述装置可以经由光学功率监测方案来控制多模激光器分布。

多模激光器在低驱动电流处展示出高斯束分布并且在较高VCSEL电流处变成拉盖尔-高斯(Laguerre-Gaussian){1，0}分布(3-D外观类似于火山-朝向中心(“火山口”)的光学功率降低)(参见图20，其示出了多模VCSEL的各种分布300、302、304、306、308)。注意到，如图21所示，当处于多模中时，束宽度随VCSEL电流增加。例如，在图21中，束分布310是4mA电流情况下的束分布，束分布312是6mA电流情况下的束分布。

由于衍射造成的能量的广阔空间聚集，上述正交信号在高斯或非高斯模式中相对来说没有失真。

在试验期间，使用窄束VCSEL(量级为12度的激光束腰部)减小了VCSEL电流。在标称偏置(4.75mA)情况下，显示出良好品质的李萨如圆形。这基本上是LG{1，0}分布。在VCSEL电流减小到低于4.3mA，注意到圆形变大(增强的信号强度)。然而，圆形品质保持不变。这种现象继续直到大约3mA为止，随后圆形开始缩小。

这个现象是由于施加到编码器光栅尺光栅的光学能量随着束形状从LG变成高斯而增大造成的。注意，在变化结束期间，VCSEL电流的下降引起正交信号强度的提高。

对于大多数作为高斯形(具有20度或更高的腰部的宽束)的VCSEL来说，圆形品质保持良好，而正交信号随着VCSEL电流线性地单调变化。

对于上述装置的至少一个实施例来说，调整VCSEL电流使得窄束VCSEL充分进入非高斯区域。这避免了会使得激光器功率控制光学功率环不稳定的非单调模式。

一种控制激光二极管或LED(发光元件)的方法是通过恒流源。该技术使得由于温度造成的对于正向二极管压降的灵敏度最小化。在有些情况下，使用温度感测来调整电流并且补偿由于温度造成的光学输出漂移。

第二种方法使用光学反馈进行补偿。在同一封装内或者在单独的光电传感器内由单独的光电检测器测量光学功率。

本编码器出于另外的目的而优选地使用第二种方法。多模VCSEL的功率调整会引起束宽度和形状的显著变化。使用这种特征来对由于空间失真造成的信噪比进行优化。

因此，益处扩展到针对由于温度和老化造成的漂移对正弦/余弦和索引通道进行的补偿以外。

光学编码器使用关于线性或旋转玻璃光栅尺上精密划线。这些划线提供了可用来测量光学读取头与光栅尺之间的相对运动的位置基准。通常，输出两个正交正弦信号。测量电子设备对零交叉计数并且还可以在零交叉之间进行插入。

本编码器基于称为Talbot成像的非直接成像技术。这种类型的编码器依赖于光栅衍射级之间的干涉。对于Talbot成像来说，重叠衍射级之间的干涉产生类似于光栅尺划线的虚像(pseudoimage)。

图22示出了本编码器的衍射图案。期望的信息来自于+1衍射带320和-1衍射带322。然而，没有像在Thorburn的美国专利第7,002,137号中那样使用掩模来执行空间滤波。相反，所有衍射级都被传送到传感器头并且随后算法对它们进行电子滤波。激光二极管-单模和多模激光二极管

单模(指定的TEM 00)激光器产生具有如图23和图24所示的高斯分布200的单个圆点。

另一方面，多模激光器展示出共振区域。会出现各种波峰和波谷。例如，图25-28示出了多模激光器的各种可行的束分布340、342、344和346的三维示图。图29示出了各种可行的束分布的截面350-357。

VCSEL束分布：

多模VCSEL通常产生基于拉盖尔-高斯(LG)分布的图形。在低功率处，它们提供高斯分布，在较高功率处，电平LG[1，0]是共同的，如图30-32所示。例如，图32示出了多模激光器的束分布360的各种示图。

本编码器优选地使用(在处于多模中时)具有如图33所示的通用分布/电流传输函数的LG[1，0]VCSEL。在图34-37可以看到实际测试数据。例如，图34和图35示出了2.75mA处的束分布380。图34中的两条线对应于x和y方向上的分布。类似地，图36和图37示出了4.75mA处的束分布。

图38示出了VCSEL光学功率控制电路400的一个可行的实施例。注意，在图38所示的实施例中，电阻器R14是可编程的(即，设置点控制)。

控制激光束形状的能力引起了性能的最优化。

编码器可以(借助电动机)以某一频率旋转并且执行DFT(离散傅里叶变换)。因而，可以调整光学功率设置点来给出最佳信/噪比(SNR)，并且使得空间谐波失真最小化。

另外，上述的功率控制有助于补偿由于温度和VCSEL老化所造成的正交和索引信号漂移。

上述VCSEL分布控制相比传统的分布控制具有许多优势。

例如，通过使+/-1衍射级位置附近的激光束分布尖峰化，相对于第一级空间谐波(由+/-1衍射级组成)减小了较高级的空间谐波。然而，在此同样要非常注意的是，在该方法中不必使用物理掩模来阻挡不想要的谐波。这至少是因为可以使用数字信号处理(DSP)而非例如使用空间滤波和/或掩模。换言之，如果希望的话，所有谐波(诸如第五级或更高的束)无论可用与否都可以达到检测器。相比现有技术，这明显简化了结构。

另外，多模(即，非高斯)激光二极管比单模激光二极管更可靠。由于对于多模VCSEL来说功率处理水平更高，所以结构更鲁棒(robust)。相反，单模通道窄以便减小谐振，并且它们倾向于对电压应力和静电放电非常敏感。而且，使用多模VCSEL可以使得成本最小，这是因为必须采用更精细的技术来产生单模的纯净高斯束分布。

图39示出了VCSEL控制的另一可行的实施例。例如，VCSEL元件D10包括金属封装、窗口(用于灰尘保护)、VCSEL 300和光电检测器302。激光的一小部分从窗口被反射回来并且激励光电检测器302。因此，通过监测内部光电检测器的电流可以获得所发射的光学能量。

图40示出了VCSEL 300的至少一个可行的实施例。然而，本发明并非限于该特定VCSEL，并且可以使用其他任何适合的VCSEL、LED或其他适合的光源。图40还示出了作为VCSEL一部分的窗口301。

如图39所示，来自光电检测器302的反馈电流经由电阻器R7或者与电阻器R8并联的电阻器R7被转换成电压(V_MON)。在动态控制范围要增加时使用并联组合。注意，电阻器R17没有正常安装，当在该位置安装0欧姆电阻器时，可以形成并联组合。

运算放大器U1和晶体管Q1形成了电压电流转换器。V_Bias为设置点电压。由运算放大器U1、晶体管Q1、电容器C4、VCSEL元件D10和电阻器R7(或与电阻器R8并联的电阻器R7)组成的反馈回路改变激光二极管(LD)中的电流直到V_MON＝V_Bias。即，通过改变VCSEL电流来调整光学功率直到反馈电流*电阻器R7(或与电阻器R8和电阻器R17并联的电阻器R7)等于V_Bias为止。

运算放大器U1放大V_MON与V_Bias之间的误差。电容器C4设置带宽。来自运算放大器U1的输出电压(Vout-U1引脚1)通过电阻器R9被施加到晶体管Q1的基极。

晶体管Q1的发射极电流大约为[Vout-Vbe]/R13，其中Vbe是晶体管Q1的基极发射极电压(～0.7V)，R13是电阻器R13的电阻。注意，由于基极电流因为系数β(～180)而远小于发射极或集电极电流的事实，所以电阻器R9的影响可以忽略。晶体管Q1的集电极电流等于VCSEL电流并且近似于上面的发射极电流方程给出的发射极电流。

通过基准二极管(2.5V)和由电阻器R14和电阻器R12组成的分压器确定来V_Bias。

通常选择V_Bias来提供标称光学功率或VCSEL电流。

在任一种情况下，由于反馈的原因，光学功率将随着温度和元件变化(例如，老化)保持恒定。

还应当理解，多模VCSEL可以随温度变化具有不可预测的束形状。对于用来对位置进行插入的正交信号来说，这可能会造成非线性幅度和偏置漂移。因而，传统装置在实现VCSEL时会存在显著困难，并且必须实现增益和偏置的动态调节，以使得VCSEL对于编码器是实用的。

以下描述了增益和偏置的动态调节的示例。尽管以下的讨论涉及单编码器读取头，但是应当理解的是，动态调节方法还可以结合到具有多个读取头的系统中。

图56是示出了增益和调整的动态调节的至少一个实施例的示意图。如图56所示，在1000处读取头获得原始数据。在1002处，该原始数据可以被解析成粗略计数1010、第一精细计数1012和第二精细计数1014。应当理解，精细计数1012、1014代表两个通道的精细计数。

总之，动态调节具有三个不同的处理步骤：数据资格预先滤波1020、最大/最小移动平均滤波1030和数值校正1040、1050。在1002处解析数据之后，在1020处对精细计数进行预先滤波。使用预先滤波来获得数据集合中的三个最大和三个最小样本。在至少一个实施例中，使用了用于最大和最小数据的阈值电平。例如，可以使用50％阈值或其他适合的值。

图57示出了用于获得数据集合中的三个最大和三个最小样本的方法的至少一个实施例。

在1300处，首先评估精细计数是否为正。如果该精细计数为正，则其作为最大值的候选。如果为负，则其作为最小值的候选。存在正值和负值两者的数组。MaxValue(0)，MaxValue(1)，MaxValue(2)为最大值，其中MaxValue(0)最大。类似地，MinValue(0)，Minvalue(1)，Minvalue(2)为最小值，其中MinValue(0)最小。

在步骤1302处，将该精细计数与MaxValue(0)进行比较。如果该精细计数大于MaxValue(0)，则该精细计数变成最新的MaxValue(0)并且重新排序数组的其他成员(参见步骤1304)。否则，在步骤1306，将该精细计数与MaxValue(1)进行比较。如果该精细计数大于MaxValue(1)，则该精细计数变成新的MaxValue(1)，而MaxValue(2)被相应地调整(参见步骤1308)。否则，在步骤1310将该精细计数与MaxValue(2)进行比较。如果该精细计数大于MaxValue(2)，则该精细计数变成新的MaxValue(2)(参见步骤1312)。如果该精细计数小于MaxValue数组的教导值，则丢弃该精细计数(参见步骤1314)。

应该理解，如果该精细计数为负，则对于MinValue数组的每个值可以遵循类似的方法(参见图57中的步骤1314-1326)。在把该精细计数存储到数组之一或者丢弃之后，评估预先滤波是否完成(参见步骤1328)。

一旦获得三个最大和三个最小样本，可以对数据执行筛选方法。如果数据通过筛选检查，则接受最高(最大)值和最低(最小)值用于进一步计算。应当理解，针对每个精细计数1012、1014将会求出最大值和最小值。例如，如果满足筛选，则预先滤波1020会返回第一精细计数最大值max_A，第一精细计数最小值min_A，第二精细计数最大值max_B和第二精细计数最小值min_B。

第一筛选方法用来确定三个最高值中的每一个是否落在它们中值的预定范围内，以及三个最低值中的每一个是否落在它们中值的预定范围内。

例如，在一个实施例中，预定量可以为1％。因此，对于三个最高值来说，三个最高值中的最低的一个应当大于或等于0.99*中值，并且三个最高值中的最高的一个应当小于或等于0.99*中值。类似地，对于三个最低值来说，最高值应当小于或等于0.99*中值，并且最低值应当大于或等于1.01*中值(应该注意，三个最低值应当为负)。

如果满足以上条件，则执行第二筛选。第二筛选评估最大值和最小值是否落在对应的移动平均滤波器1030的10％以内。该筛选方法假定移动平均滤波器1030首先完全被填充。例如，在至少一个实施例中，移动平均滤波器1030包括五个样本。在下文将更具体地描述移动平均滤波器1030。如果最大值和最小值满足筛选条件，则把最大和最小值合并到对应的移动平均滤波器中，并且从分接头寄存器(tap register)中丢弃最老的值。

注意，在至少一个实施例中，数据捕获周期大约为4毫秒(250Hz速率)，并且是本地采样率。因而，在大约4秒内采集1000个样本，并且T＝4秒为用于移动平均滤波器的更新速率。

一旦完成预先滤波1020，则用最新求出的最小值和最大值更新移动平均滤波器1030。应当理解，将存在用于第一精细计数1012和第二精细计数1014的最小值和最大值的移动平均滤波器，如图56所示的ave_max_A，ave_min_A，ave_max_B和ave_min_B。下面讨论移动平均滤波器1030。

对于表因(M+1点)移动平均值滤波器(MAVF)-

对于0≤k≤M

延迟(τ)为MT/2(T为采样率)并且其中对于五点滤波器M＝4，τ＝2T。在一个实施例中，对于T＝4秒(参见上文)，则滤波器延迟为8秒。温度变化比这要慢得多。

假定以校准期间得到的最大值和最小值来初始化MAVF。

如果以递归方式计算均值，则可以实现计算效率方面的微小改进。递归方案是一种依赖于先前计算的值的方案。为了对此进行说明，考虑以下的推导：

假定在任意时刻k处，数据序列x_i的最新的n个样本的平均由下式给出：

{\overset{&OverBar;}{x}}_{k} = \frac{1}{n} Σ_{i = k - n + 1}^{k} x_{i} .

类似地，在前一时刻k-1处，最新的n个样本的平均为：

{\overset{&OverBar;}{x}}_{k - 1} = \frac{1}{n} Σ_{i = k - n}^{k - 1} x_{i} .

因此，

{\overset{&OverBar;}{x}}_{k} - {\overset{&OverBar;}{x}}_{k - 1} = \frac{1}{n} [Σ_{i = k - n + 1}^{k} x_{i} - Σ_{i = k - n}^{k - 1} x_{i}] = \frac{1}{n} [x_{k} - x_{k - n}]

经过整理之后，这给出了：

这被称为移动平均，因为在每个第k时刻的平均都基于最近的n个值的集合。换言之，在任意时刻，使用n个值的移动窗口来计算数据序列的平均。例如，在图58中，示出了三个窗口1100、1102和1103，每个都由n个值组成。

当用作滤波器时，

的值被看成x_k经过滤波的值。表达式是递归表达式，因为使用

的前一值

作为基准来计算

的值。

可以看出，利用递归计算，仅需要执行一次除法、一次加法和一次减法运算。无论所考虑的数据点(n)的数量如何，都是这种情况。然而，计算当前经过滤波的值需要使用x_k-n，即，n个时间步长以前的测量值。

一旦完成了预先滤波1020和移动平均滤波器1030，在1040处可以计算目标值和校正因子，并且随后可以在1050处校正该数据值。

首先需要定义和计算要在数值校正中使用的多个数值(即，在1040处执行计算)。

根据公式G_cal＝(ave_max_A-ave_min_A)/2计算目标增益G_cal。

根据公式OFFSET_cal＝(ave_max_A+ave_min_A)/2计算目标偏移OFFSET_cal。

根据公式G_A＝(max_A-min_A)/2计算数据样本的增益G_A。

根据公式OFFSET_A＝(max_A+min_A)/2计算数据样本的偏移OFFSET_A。

根据公式GF_A＝G_cal/G_A计算增益校正因子GF_A。

根据公式ΔOFF_A＝OFFSET_cal-OFFSET_A计算偏移校正因子ΔOFF_A。

利用来自1040的这些计算出来的值，根据以下公式可以在数值校对1050中校正第一精细计数1012的值：

CFC_A＝(GF_A*FC_A)+ΔOFF_A，

其中FC_A为精细计数1012而CFC_A为用于精细计数1012的经过校正的精细计数。在可行的可替选实施例中，可以在乘以增益校正因子之前首先添加偏移，即，CFC_A＝GF_A*(FC_A+ΔOFF_A)。

以上公式涉及第一精细计数1012，但是容易理解的是，对于第二精细计数1014可以执行相同的计算。另外，应该理解，可以对于多个读取头上的第一精细计数和第二精细计数形成相同计算。

一旦计算出经过校正的精细计数，就可以校正粗略计数。对粗略计数的校正是需要的，这是因为精细计数中的偏移会在量化的正交信号中产生误差。

例如，图59-图60示出了组成正交信号的信号1200、1202。图59示出了如果存在正DC偏置，则高脉冲会被错误地加宽，并且低脉冲被错误地变窄。换言之，如果测量返回位于区域1204中的值，则会错误地按高计数而非低计数来寄存。因此，读取头的粗略计数会显示错误状态。

图60示出了相反的情况，即，如果存在负DC偏置，高脉冲被错误地变窄，而低脉冲被错误地加宽。换言之，如果测量返回位于区域1206中的值，则会错误地按低计数而非高计数来寄存。因此，读取头的粗略计数会显示错误状态。

为了校正粗略计数中的这种误差，首先需要定义量化算子Q(x)，使得

对于x＜0，Q(x)＝0；并且

对于x≥1，Q(x)＝1。

上面计算出来的经过补偿的精细计数CFC_A应当相对于ΔOFF_A对称，并且经过补偿的精细计数CFC_B应当相对于ΔOFF_B对称。因而，下面的公式为真：

对于CFC_A＜ΔOFF_A，Q(CFC_A-ΔOFF_A)＝0并且

对于CFC_A≥ΔOFF_A，Q(CFC_A-ΔOFF_A)＝1。

根据经过校正的精细计数可以如下计算经过校正的状态对{A’，B’}(即，格雷码值)：

{A’，B’}＝{Q(CFC_A-ΔOFF_A)；Q(CFC_B-ΔOFF_B)}。

可以将经过校正的状态对与由粗略计数指示的未经过补偿的状态对{A，B}以及基准状态-(1，1)(逻辑上为(H，H))相比较。可以根据该比较结果以-1，0，1来调整粗略计数。经过校正的粗略和精细计数可以被重新组合并且传送到角度计算模块。

因而，可以动态调节增益和偏移，允许使用多模VCSEL的激光和更简单的光栅图形。另外，借助这种结构和动态调节方法，不需要空间滤波器来去除较高阶衍射级(超过+/-1)，而这在传统装置中是必需的。相反，动态调节的参数考虑了随温度变化的DC偏置。这比传统装置是明显有利的，因为它导致更简单的制造和降低的制造成本。

尽管上述讨论涉及角度编码器，还应当注意，类似的概念也可以容易地应用于线性编码器。例如，可以使用具有衍射光栅的编码器光栅尺，而非编码器盘，并且可以在编码器光栅尺上提供互补的索引轨道(即，一个具有反射的索引标记，一个具有非反射的索引标记)，互补的索引轨道被提供在衍射光栅的一侧，或者被提供在衍射光栅的每一侧从而把衍射光栅夹在中间。索引标记可以在与角度索引坐标相对的线性索引坐标处被定位。

尽管以上描述涉及本发明的特定实施例，但是应当理解，在不脱离本发明的精神的情况下可以做出许多修改。所附权利要求意在覆盖将落入本发明的真正范围和精神内的这些修改。

因此，当前披露的实施例在所有方面都应当被认为是示例性的而非限制性的，本发明的范围是由所附权利要求而非前述的说明书来指示的，因此，落入权利要求的等同物的范围和含义内的所有变化都应被包含于此。

Claims

1.一种用于光学编码器的索引方法，所述索引方法包括：

提供编码器盘，所述编码器盘包括：

信号轨道，其包括在所述编码器盘上形成圆环的衍射光栅；以及

索引轨道，其在所述编码器盘上形成圆环，所述索引轨道包括在索引角坐标处提供的索引标记；

提供被构造成把光引导至所述编码器盘的照明系统；

提供被构造成对从所述编码器盘衍射的光进行检测的检测器，所述检测器包括：

两个偏移检测器，其被构造成对从所述信号轨道衍射的光进行检测并且输出正交信号；以及

索引检测器，其被构造成对从所述索引轨道反射的光进行检测并且输出索引脉冲；

计算从所述索引脉冲的上升沿到索引间隔的中间的正交状态的估计状态计数k_est；

计算Q_kest，其中Q_kest是在k_est下的正交状态并且对应于所述索引脉冲的大致中心处的正交状态；以及

确定偏移校正。

2.如权利要求1的索引方法，其中计算估计状态计数k_est包括：

在K为偶数的情况下把k_est计算成K/2；或者

在K为奇数的情况下把k_est计算成((K+1)/2)；

其中K为从所述索引脉冲的开始到结束的正交计数。

3.如权利要求2的索引方法，其中Q_kest等于Q_(kest _mod ₄₎，其中Q_kest为k_est下的正交状态并且Q_(kest _mod ₄₎为(k_est mod 4)下的正交状态。

4.一种动态调节光学编码器中的增益和偏移的方法，所述方法包括：

提供包括衍射光栅的编码器盘；

用光照射所述编码器盘；

提供被构造成对从所述衍射光栅衍射的光进行检测并且输出第一精细计数通道的检测器；

计算用于所述第一精细计数通道的第一目标增益和第一目标偏移；以及

基于所述第一目标增益和所述第一目标偏移来对从所述第一精细计数通道采样的数据进行校正，

其中计算目标增益和偏移包括：

确定来自所述第一精细计数通道的数据集合中的最小值和最大值；

基于所述最小值和来自所述第一精细计数通道的多个先前数据集合的最小值来计算移动平均最小量；

基于所述最大值和来自所述第一精细计数通道的所述多个先前数据集合的最大值来计算移动平均最大量；

根据公式G_cal(ave_max_A-ave_min_A)/2计算所述第一目标增益，其中G_cal为所述第一目标增益，ave_max_A为所述移动平均最大量，而ave_min_A为所述移动平均最小量；以及

根据公式OFFSET_cal＝(ave_max_A+ave_min_A)/2计算所述第一目标偏移，其中OFFSET_cal为所述第一目标偏移。

5.如权利要求4所述的方法，其中对从所述第一精细计数通道采样的数据进行校正包括：

根据公式G_A＝(max_A-min_A)/2计算数据采样的增益G_A，其中max_A为所述数据采样中的最大量，而min_A为所述数据采样中的最小量；

根据公式OFFSET_A＝(max_A+min_A)/2计算所述数据采样的偏移OFFSET_A；

根据公式GF_A＝G_cal/G_A计算增益校正因子GF_A，其中G_cal为所述第一目标增益；

根据公式ΔOFF_A＝OFFSET_cal-OFFSET_A计算偏移校正因子ΔOFF_A，其中OFFSET_cal为所述第一目标偏移；以及

根据公式CFC_A＝(GF_A＊FC_A)+ΔOFF_A来校正精细计数，其中FC_A为来自所述第一精细计数通道的未处理的精细计数数据，而CFC_A为校正后的精细计数数据。

6.如权利要求4所述的方法，其中所述检测器被构造成输出第二精细计数通道，并且所述方法还包括：

计算用于所述第二精细计数通道的第二目标增益和第二目标偏移；以及

基于所述第二目标增益和第二目标偏移对从所述第二精细计数通道采样的数据进行校正。

7.如权利要求6所述的方法，其中所述检测器被构造成输出粗略计数，并且所述方法还包括基于对从所述第一精细计数通道采样的数据和从所述第二精细计数通道采样的数据的校正来对所述粗略计数施加校正。

8.如权利要求7所述的方法，其中对所述粗略计数施加校正包括：

把量化算子Q(x)定义为：

对于x＜0，Q(x)＝0，并且

对于x≥0，Q(x)＝1；

根据公式{A’，B’}＝{Q(CFC_A-ΔOFF_A)，Q(CFC_B-ΔOFF_B)}计算经过补偿的状态对{A’，B’}；

其中CFC_A为从所述第一精细计数通道采样的经过校正的数据，CFC_B为从所述第二精细计数通道采样的经过校正的数据，ΔOFF_A为用于所述第一精细通道的偏移校正值，而ΔOFF_B为用于所述第二精细计数通道的偏移校正值；

把所述粗略计数与所述经过补偿的状态对进行比较；

调整所述粗略计数来与所述经过补偿的状态对相匹配。

9.如权利要求4所述的方法，其中提供了多个检测器，所述多个检测器中的每一个都被构造成检测从所述衍射光栅衍射的光并且输出第一精细计数通道。

10.如权利要求4所述的方法，其中确定来自所述第一精细计数通道的数据集合的最小和最大值包括：

确定所述数据集合中的三个最高值和三个最低值；

如果三个最高值中的任一个与三个最高值的中值的差大于预定数量，或者如果三个最低值中的任一个与三个最低值的中值的差大于预定数量，则丢弃所述最小和最大值。

11.如权利要求4所述的方法，其中确定来自所述第一精细计数通道的数据集合的最小和最大值包括：

如果所述最小量与所述移动平均最小量的差多于预定数量，或者如果所述最大量与所述移动平均最大量的差多于预定数量，则丢弃所述最小量和最大量。