BR102015000252A2 - sistema de conversão de potência, e método para operar um sistema de conversão multifásico ac-ac - Google Patents

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Abstract

sistema de conversão de potência, e método para operar um sistema de conversão multifásico ac-ac. conversores de múltiplos níveis e métodos operacionais da modulação do vetor de espaço são apresentados nos quais menos do que todos os possíveis estados de comutação são empregados para a modulação do vetor de espaço dos circuitos do retificador e do inversor para promover o cancelamento ou redução da contribuição da tensão do modo comum entre eles e utilizando os subconjuntos de possível modulação do vetor de espaço estados de comutação associado com tensões do modo comum negativa ou positiva mínimas e em alguns casos utilizando vetores virtuais que têm tensões do modo comum zero para eliminar os componentes harmônicos de 3ª ordem na tensão do modo comum bem como para reduzir a tensão do modo comum afeta os associados com os estágios do inversor de múltiplos níveis.

Description

SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA, E MÉTODO PARA OPERAR UM SISTEMA DE CONVERSÃO MULTIFÁSICO AC-AC HISTÓRICO DA INVENÇÃO
[001] Conversores de múltiplos níveis podem ser utilizados para retificar AC para produzir DC, e podem ainda ser empregados para gerar tensões de saída AC para uso em motores ou outros sistemas de conversão de potência. Esta forma modular do conversor possui uso particular em situações onde tensões de saida relativamente grandes são necessárias. As arquiteturas do conversor da fonte de tensão de múltiplos incluem desenhos do capacitor oscilante ou do capacitor comutado, desenhos do ponto neutro fixado (NPC), conversor modular de múltiplos níveis (MMC), bem como tipologias em cascata ou híbrida. Desenhos de NPC incluem um par de capacítores conectados por uma entrada DC que provê um nó neutro, com cada capacitor sendo carregado a metade do valor de entrada DC, e uma série de interruptores são conectados pelo barramento DC, com um par de diodos conectando os nós do interruptor intermediário ao ponto neutro. Estas e outras formas de conversores de múltiplos níveis podem ser operadas utilizando técnicas de modulação do vetor de espaço para gerar sinais de controle de comutação aplicados aos conversores estágios de múltiplos níveis individuais, por exemplo, para prover frequência variável, tensões de saída multifásicas de amplitude variável para acionar um motor ou outra carga. As típicas abordagens da modulação do vetor de espaço utilizam toda ou a maior parte da potência de saída disponível que pode ser provida pelo circuito do inversor, mas o uso de todos os possíveis estados de comutação no típico esquema de modulação do vetor de espaço pode levar à tensão do modo comum inaceitável no sistema de conversão de potência. Certamente, uma necessidade permanece para o controle melhorado da modulação do vetor de espaço dos conversores de potência de múltiplos níveis para facilitar a redução nas tensões do modo comum.
SUMÁRIO
[002] Vários aspectos da presente revelação são agora resumidos para facilitar um entendimento básico da revelação, em que este sumário não é uma visão geral extensiva da revelação, e é direcionada nem para identificar certos elementos da revelação, nem para delinear o escopo deste. Ainda, a finalidade principal deste sumário é apresentar vários conceitos da revelação em uma forma simplificada antes da descrição mais detalhada que é apresentada a seguir.
[003] A presente revelação provê sistemas e técnicas operacionais do conversor de múltiplos níveis pelos quais as tensões do modo comum do sistema e os problemas associados podem ser mitigados em motores e outras aplicações do sistema de conversão de potência. Várias técnicas são reveladas para operar os chamados conversores de múltiplos níveis back to back que constituem um retificador ativo multifásico acoplado através de um circuito do barramento DC intermediário a um circuito do inversor de múltiplos níveis multifásico no qual a modulação do vetor de espaço dos conversores de múltiplos níveis do retificador e do inversor são controlados de forma que facilite o cancelamento completo ou pelo menos parcial das respectivas contribuições da tensão do modo comum do retificador e do inversor. Além disso, as técnicas de modulação do vetor de espaço são reveladas para operar sistemas do inversor de múltiplos níveis, se acoplados com um retificador ativo ou outra fonte de entrada DC, na qual apenas um subconjunto de possíveis estados de comutação é empregado para gerar os sinais de controle de comutação, onde os estados de comutação selecionados são aqueles nos quais uma contribuição da tensão do modo comum do estágio de múltiplos níveis é um valor mínimo, positivo ou negativo. Por estas técnicas, a aplicabilidade dos conversores de múltiplos níveis de uma variedade de formas é melhorada com relação às questões da tensão do modo comum, enquanto retém outras vantagens de custo, desempenho e baixa complexidade das arquiteturas do estágio de conversão de múltiplos níveis.
[004] De acordo com um ou mais aspectos da presente revelação, um sistema de conversão de potência é revelado, com um retificador ativo tendo dois ou mais estágios do conversor do retificador de múltiplos níveis com um circuito do barramento DC e um inversor que inclui uma pluralidade de estágios do inversor de múltiplos níveis. O sistema ainda inclui um controlador que provê sinais de controle de comutação do inversor e do retificador para facilitar a compensação ou cancelamento das contribuições da tensão do modo comum do retificador e do inversor. O retificador e o inversor e o sistema podem ser construídos utilizando qualquer topologia estágio do conversor adequado de múltiplos níveis, incluindo sem limitação conversores fixados do ponto neutro agrupado, conversores de ponto neutro fixado, estágios do conversor do capacitor oscilante, circuitos em ponte em H em cascata, conversor modular de múltiplos níveis, etc. e várias implementações do capacitor comutado, como conversores de ponto neutro agrupado tendo capacítores de carga utilizados para gerar sinais de múltiplos níveis. O retificador e o inversor podem ser operados utilizando modulação não sincronizada, e podem ser operados em diferentes frequências de comutação, e cada um provendo constantes contribuições da tensão do modo comum, o controlador provendo a compensação ou cancelamento das contribuições da tensão do modo comum individuais. O controlador pode prover os sinais de controle de comutação do inversor e do retificador para regular as tensões do capacitor comutado controlando a carga e descarga do capacitor comutado, por exemplo, através da seleção dos estados de saída redundantes para um ou mais níveis associados com os estágios do conversor de múltiplos níveis para regular as tensões pelos capacitores do estágio do conversor.
[005] O sistema pode empregar conversores de múltiplos níveis de qualquer número adequado de níveis associados em várias realizações. Em certas realizações, ainda, o controlador seletivamente emprega o mesmo subconjunto de possíveis estados de comutação da modulação do vetor de espaço para o controle da modulação do vetor de espaço tanto do retificador quanto do inversor quando os índices de modulação de ambos estão abaixo de um valor predeterminado, onde um possível subconjunto inclui estados de comutação nos quais a contribuição da tensão do modo comum associada é um valor positivo mínimo, e um segundo possível subconjunto inclui estados nos quais a contribuição da tensão do modo comum é um valor negativo mínimo. Por esta técnica, o cancelamento completo ou pelo menos parcial da contribuição da tensão do modo comum é facilitado. Para a operação do índice de modulação mais alto tanto do retificador quanto do inversor, certas realizações do controlador empregam estes ambos subconjuntos para a modulação do vetor de espaço do retificador e do inversor, provendo assim questões de controle da tensão do modo comum enquanto ainda atingindo a utilização mais completa das capacidades de saída classificadas do sistema de conversão de potência.
[006] Métodos são providos de acordo com outros aspectos da revelação para operar um sistema de conversão multifásico AC-AC tendo circuitos ativos do retificador e do inversor construídos utilizando uma pluralidade de estágios do conversor de múltiplos níveis, incluindo a provisão de sinais de controle de comutação aos estágios de múltiplos níveis do retificador e do inversor para facilitar a compensação das contribuições da tensão do modo comum deste. O método pode ainda compreender a provisão dos sinais de controle de comutação de acordo com os vetores de referência do retificador e do inversor correspondentes com base em um subconjunto correspondente de possíveis estados de comutação nos quais a contribuição da tensão do modo comum do estágio do conversor correspondente é mínima. O método pode ainda compreender a provisão dos sinais de controle de comutação aos estágios do retificador e do inversor correspondentes com base nos vetores de espaço virtual nos quais a contribuição média da tensão do modo comum do estágio do conversor é zero, assim facilitando a eliminação dos componentes harmônicos de baixa ordem na tensão do modo comum.
[007] De acordo com outros aspectos da revelação, os conversores de potência e métodos operacionais são revelados nos quais um conversor de múltiplos níveis multifásico é provido com uma pluralidade de estágios do conversor de múltiplos níveis, e um controlador provê sinais de controle de comutação aos estágios individuais através da modulação do vetor de espaço utilizando apenas um subconjunto de possíveis estados de comutação ou com suas combinações especiais para a contribuição da tensão do modo comum associada é um valor positivo ou negativo mínimo, ou a contribuição média da tensão do modo comum das combinações associadas é zero.
BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS
[008] A seguinte descrição e desenhos estabeleceram certas implementações ilustrativas da revelação em detalhes, que são indicativas de várias formas exemplares nas quais os vários princípios da revelação podem ser realizados. Os exemplos ilustrados, entretanto, não são completos das muitas possíveis realizações da revelação. Outros objetos, vantagens e características de novidade da revelação serão estabelecidos na seguinte descrição detalhada quando considerado em conjunto com os desenhos, nos quais: [009] A figura 1 é um diagrama esquemático que ilustra um conversor de potência de múltiplos níveis do ponto neutro agrupado fixado (NNPC) exemplar incluindo um circuito do inversor e um circuito do capacitor comutado com um controlador utilizando a seleção do estado de comutação redundante para controlar a carga e descarga do primeiro e do segundo capacitores oscilantes para prover tensão AC do nó de múltiplos níveis enquanto facilita um ou mais objetivos de controle e para regular as tensões do capacitor oscilante de acordo com um ou mais aspectos da presente revelação;
[010] A figura 2 é um diagrama esquemático parcial que ilustra um conjunto exemplar dos estados de comutação para o conversor de potência NNPC da figura 1 para prover uma tensão AC do nó de quatro níveis com etapas substancialmente espaçadas igualmente;
[011] A figura 3 é um diagrama esquemático que ilustra três conversores de potência NNPC e alimentações DC associadas para prover uma saída de tensão trifásica para acionar uma carga do motor;
[012] A figura 4 é um gráfico que mostra uma forma de onda de saída de tensão linha para neutro de quatro níveis para o conversor de potência NNPC das figuras 1 e 2;
[013] A figura 5 é um gráfico que ilustra uma forma de onda de saída de tensão linha para linha de sete níveis para a implementação do acionamento do motor trifásico da figura 3;
[014] A figura 6 é um gráfico que ilustra um diagrama exemplar da modulação do vetor de espaço que mostra os possíveis níveis de saída de linha para neutro do módulo NNPC para o sistema de conversão de potência trifásico da figura 3;
[015] A figura 7 é um fluxograma que ilustra um processo exemplar da modulação por largura de pulso no controlador do conversor de potência NNPC das figuras 1 e 2 para prover os sinais de controle de comutação a um ou mais conversores de potência NNPC para prover uma tensão de saida de múltiplos níveis e para controlar a carga e descarga dos capacitores oscilantes em um nível predeterminado;
[016] Ά figura 8 é uma tabela que ilustra as tensões do modo comum do sistema associado com os possíveis níveis de saída do módulo NNPC no diagrama da modulação do vetor de espaço da figura 6 para o sistema de conversão de potência trifásico da figura 3;
[017] A figura 9 é um diagrama da modulação do vetor de espaço para um primeiro tipo de operação (tipo A) dos estágios NNPC do retificador ou do inversor do sistema trifásico da figura 3 utilizando apenas os estados de comutação na figura 8 que provêem níveis do modo comum +VDC/18;
[018] A figura 10 é um diagrama da modulação do vetor de espaço para um segundo tipo de operação (tipo B) do sistema da figura 3 utilizando apenas estados de comutação na figura 8 que provêem níveis do modo comum -VDC/18;
[019] A figura 11 é um diagrama da modulação do vetor de espaço incluindo um subconjunto de estados de comutação que provê tanto níveis do modo comum +VDC/18 quanto -Vdc/18 ao operar o sistema da figura 3;
[020] A figura 12 ilustra uma tabela que mostra os diferentes tipos de operação do retificador e do inversor (tipo A ou tipo B) para reduzir os níveis de tensão do modo comum no sistema da figura 3 de acordo com um ou mais aspectos da presente revelação;
[021] A figura 13 é um diagrama da modulação do vetor de espaço para operar um inversor trifásico de múltiplos níveis utilizando 24 vetores de comutação originais e alguns vetores virtuais formados pelos vetores originais de acordo com outros aspectos da presente revelação;
[022] A figura 14 é um diagrama da modulação do vetor de espaço parcial que mostra uma síntese exemplar para um vetor de referência em uma parte baixa do índice de modulação de um setor de uma específica região hexagonal do diagrama da modulação do vetor de espaço da figura 13 utilizando quatro vetores originais e um vetor virtual sintetizado no centro utilizando os quatro vetores originais;
[023] A figura 15 ilustra diagrama da modulação do vetor de espaço que mostra uma sintese exemplar para um vetor de referência em uma parte mais alta do índice de modulação do setor na região hexagonal do diagrama da modulação do vetor de espaço das figuras 13 e 14 utilizando três vetores originais e um vetor virtual sintetizado no centro utilizando os três vetores originais;
[024] A figura 16 ilustra uma tabela que mostra as sequências de comutação exemplares da modulação do vetor de espaço para operação do estágio do inversor de múltiplos níveis nos exemplos das figuras 14 e 15;
[025] A figura 17 ilustra uma parte triangular do diagrama da modulação do vetor de espaço da figura 13;
[026] A figura 18 provê uma tabela que ilustra três cinco sequências de comutação exemplares de comutação para operação do sistema na região triangular do diagrama da modulação do vetor de espaço da figura 17;
[027] A figura 19 é um diagrama da modulação do vetor de espaço que mostra vários vetores virtuais e vetores originais para operar um inversor trifásico de múltiplos níveis da figura 3 para facilitar a redução em ambos os componentes harmônicos de baixa ordem e magnitude nas tensões do sistema de modo comum com base no uso exclusivo de vetores virtuais;
[028] A figura 20 ilustra uma região hexagonal no diagrama da modulação do vetor de espaço da figura 19 no qual os pontos de canto e dentro definem os vetores virtuais cuja tensão de modo comum média é zero para controlar as tensões do modo comum do sistema;
[029] As figuras 21-23 ilustram a síntese dos vetores virtuais exemplares utilizando vetores originais em certas realizações da modulação do vetor de espaço; e [030] As figuras 24-31 provêm gráficos que ilustram as formas de onda e espectros exemplares da tensão do modo comum simulada.
DESCRIÇÃO DETALHADA
[031] Agora com referência às figuras, várias realizações ou implementações são a seguir descritas em conjunto com os desenhos, em que números de referência semelhantes são utilizados para se referir aos elementos semelhantes em todo o relatório, e em que as várias funções não são necessariamente desenhadas em escala.
[032] Os processos operacionais da modulação por largura de pulso senoidal (SPWM) e aparelho conversor de potência são revelados no contexto dos estágios do conversor de múltiplos níveis do ponto neutro agrupado fixado (NNPC) 100, embora vários aspectos e conceitos da presente revelação possam ser empregados em outras formas e tipos de estágios do conversor de múltiplos níveis responsáveis pela modulação do vetor de espaço, incluindo sem limitação conversores de múltiplos níveis do capacitor comutado, conversores de múltiplos níveis em cascata como pontes H em cascata (CHBs), estágios do conversor de múltiplos níveis do ponto neutro fixado (NPC), conversor modular de múltiplos níveis (MMC), estágios NNPC, e semelhantes.
[033] Com referência inicialmente à figura 1, um estágio do conversor de quatro níveis NNPC exemplar 100 é mostrado, que pode ser combinado com outros destes estágios 100 para formar um sistema de conversão de potência de múltiplos níveis multifásico de acordo com um ou mais aspectos da presente revelação. Os conversores NPC de potência agrupados descritos 100 podem ser utilizados para formar fontes de alimentação única ou multifásicas para acionar qualquer tipo de carga, e os conversores de potência e sistemas de conversão de potência descritos podem ser empregados em motores, embora vários conceitos da presente revelação não sejam limitados a quaisquer aplicações específicas, e podem ser empregados em qualquer forma de sistema de conversão de potência que aciona qualquer tipo de carga. Além disso, os estágios de múltiplos níveis 100 podem ser utilizados para formar um inversor para conversão DC-AC, como um estágio de saída de um motor, e/ou os estágios 100 podem ser utilizados para formar um circuito do retificador de múltiplos níveis para converter potência de entrada AC multifásica ou única recebida para prover potência de saída DC. Como visto na figura 1, o estágio do conversor 100 tem primeiro e segundo terminais DC 101 e 102, respectivamente, que são entradas no caso de uma aplicação do inversor, bem como um terminal AC 120 que no caso de uma aplicação do inversor provê uma tensão de saída monofásica AC e corrente de saída associada iout para acionar uma carga (não mostrada).
[034] O estágio 100 da figura 1 é aqui referido como um conversor de potência fixado (NNPC) de ponto neutro agrupado, e inclui um circuito do capacitor comutado (por exemplo, capacitor oscilante) 104 que agrupa um circuito do inversor do tipo NPC 110. Exemplos de conversores NNPC de múltiplos níveis são mostrados e descritos no Pedido de Patente Norte-Americano No. Serial 13/922,401, depositado em 20 de junho de 2013, intitulado MULTILEVEL VOLTAGE SOURCE CONVERTERS AND SYSTEMS e atribuído ao requerente do presente pedido, que é completamente aqui incorporado por referência. Embora aqui referido como um conversor de potência NNPC, o nó central 119 do circuito do inversor do tipo NPC 110 não precisa ser conectado a qualquer sistema "neutro". O conversor 100 recebe energia elétrica de entrada DC de uma fonte 90 através dos terminais DC 101 e 102, onde a figura 1 ilustra uma configuração de entrada exemplar incluindo duas baterías conectadas em série, cada uma tendo um valor de tensão de VDC/2 com o conversor de potência 100 assim sendo provido com uma tensão de entrada DC tendo um valor VDC. Além disso, embora não seja uma exigência estrita de todas as implementações do conversor de potência 100, a configuração mostrada na figura 1 inclui um nó neutro "N" conectado ao ponto de conexão das duas baterias da fonte de entrada DC 90. Qualquer fonte DC adequada 90 pode ser utilizada em conexão com o conversor de potência 100 quando empregado como no estágio do inversor, incluindo sem limitação uma ou mais baterías, retificadores ativos e/ou passivos, etc. Além disso, a fonte DC 90 pode incluir capacitâncias do barramento DC, se um único capacitor ou qualquer combinação de múltiplos capacitores conectados em qualquer série e/ou configuração paralela. Além disso, certas realizações do estágio do conversor NNPC 100 podem incluir uma ou mais capacitâncias de bordo conectadas entre os terminais de entrada DC 101 e 102.
[035] O estágio do conversor 100 inclui um circuito do inversor 110 com dispositivos de comutação S2-S5 conectados em série entre si entre primeiro e segundo nós de entrada do circuito do inversor 111 e 112, bem como um nó de saída do inversor 116 conectando dois dos dispositivos de comutação do inversor S3 e S4, onde o nó de saída do inversor 116 é conectado direta ou indiretamente ao terminal de saida AC 120 do conversor 100. O circuito do inversor 110, ainda, pode incluir qualquer número inteiro de dispositivos de comutação S conectados em série entre si entre os nós 111 e 112. No exemplo ilustrado, quatro dispositivos S2-S5 são providos, com o nó de saida 116 tendo dois dispositivos de comutação S2 e S3 entre a saida 116 e o nó de entrada superior 111, e dois interruptores S4 e S5 conectados entre o nó de saida 116 e o segundo nó de entrada do inversor 112. Além disso, o circuito do capacitor comutado 104 inclui interruptores adicionais SI e S6 conectados conforme mostrado entre as entradas do inversor 111 e 112 e os terminais de entrada DC 101 e 102 correspondentes. Qualquer tipo adequado de dispositivos de comutação S1-S6 pode ser utilizado nos circuitos 104 e 110 do estágio de energia 100, incluindo sem limitação comutadores com base no semicondutor como transistores bipolares do portão isolado (IGBTs), retificadores controlados de silicone (SCRs), tristores de desligamento de porta (GTOs), tristores de comutação por porta integrada (IGCTs), etc. Além disso, conforme ilustrado na figura 1, os interruptores individuais S1-S6 incluem diodos para conduzir a corrente nas direções inversas quando o interruptor está desligado, embora não seja uma exigência estrita de todas as realizações .
[036] O circuito do inversor 110 ainda inclui um circuito de fixação tendo primeiro e segundo elementos de fixação, como diodos Dl e D2 conectados em série entre si, com o catodo de Dl conectado a um primeiro nó interno 114, e o anodo de D2 conectado a um segundo nó interno 118. O catodo de D2 é unido ao anodo de Dl em um terceiro nó interno 119. Dl provê uma passagem condutora do terceiro nó interno 119 ao primeiro nó interno 114, e D2 provê uma passagem condutora do segundo nó interno 118 ao terceiro nó interno 119.
Interruptores de fixação ativos ou outros elementos de fixação podem ser utilizados em outras realizações ao invés de diodos de fixação conforme mostrado nos desenhos. Outras configurações são possíveis nas quais os diodos ou outros elementos de fixação são conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nó interno do circuito do inversor de comutação. Ainda, diodos únicos Dl e D2 podem ser utilizados conforme mostrado, ou múltiplos diodos ou outros elementos de fixação podem ser utilizados. Por exemplo, Dl pode ser substituído por dois ou mais diodos em qualquer configuração em série adequada e/ou paralela entre os nós 119 e 114, e D2 pode ser substituído por dois ou mais diodos interconectados em qualquer forma adequada entre os nós 118 e 119. Além disso, os diodos Dl e D2 e/ou os diodos de fixação pelos dispositivos de comutação S1-S6 dos conversores NNPC 100 podem de modo alternativo ser interruptores de fixação (não mostrados) . Os diodos de fixação Dl e D2 podem ainda ser substituídos por interruptores ativos para obter a fixação ativa do ponto neutro.
[037] O circuito do capacitor comutado 104 inclui interruptores SI e S6 conectados entre os respectivos terminais de entrada DC 101 e 102 e um correspondente dos nós de entrada do inversor 111 e 112. Além disso, o circuito do capacitor comutado 104 inclui primeiro e segundo capacitores Cl e C2 individualmente conectados entre o terceiro nó interno 119 e os nós de entrada correspondentes do circuito do inversor 111 e 112 conforme mostrado. Qualquer tipo e configuração adequados de capacitores Cl e C2 pode ser utilizado, onde os capacitores individuais Cl e C2 podem ser um único capacitor ou múltiplos capacitores conectados em qualquer configuração em série adequada e/ou paralela para prover uma primeira capacitância Cl entre os nós 111 e 119 bem como uma segunda capacitância C2 entre os nós 119 e 112.
Além disso, Cl e C2 são preferivelmente com valores de capacitância substancialmente iguais, embora não seja uma exigência estrita da presente revelação.
[038] Ainda com referência às figuras 2-5, um controlador 122 provê sinais de controle de comutação 124-2, 124-3, 124-4 e 124-5 aos respectivos dispositivos de comutação do inversor S2-S5 e provê sinais de controle de comutação 124-1 e 124-6 aos dispositivos de comutação do circuito do capacitor comutado SI e S6 para gerar um de quatro possíveis níveis de tensão de saída distintos quando o conversor 100 é operado como um inversor. Se os dispositivos de fixação Dl e D2 são dispositivos ativos, o controlador 122 ainda provê sinais de controle de comutação aos dispositivos ativos de fixação Dl e D2 . O controlador 122 em certas realizações pode ainda receber os sinais de retroalimentação como tensões e/ou correntes que não são mostradas nas figuras . O controlador 122 pode ser implementado como parte do conversor 100 e/ou pode ser um componente ou sistema separado, e um único controlador 122 pode prover os sinais 124 aos múltiplos estágios do conversor 100 para implementar as técnicas de modulação do vetor de espaço para redução de modo comum ainda conforme descrito abaixo. 0 conversor controlador 122 pode ser implementado utilizando qualquer hardware, software ou firmware executado por processador adequado, lógica programável ou combinações destes, em que uma realização exemplar do controlador 122 inclui um ou mais elementos de processamento como microprocessadores, microcontroladores, FPGAs, DSPs, lógica programável, etc., com memória eletrônica, memória do programa e circuito do driver de condicionamento do sinal, com os elemento(s) de processamento programados ou, caso contrário, configurados para gerar os sinais de controle de comutação do inversor 124 adequados para operar os dispositivos de comutação dos estágios de energia 100, bem como para realizar outras tarefas operacionais para acionar uma carga. Além disso, meios legíveis por computador são contemplados com instruções executáveis por computador para implementar os processos e técnicas do controle de comutação do conversor de potência descrito, que podem ser armazenados como instruções do programa em uma memória eletrônica que forma uma parte, ou caso contrário, operativamente associado com, do controlador 122 .
[039] Como melhor visto na figura 2, o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação 124 aos interruptores S1-S6 na forma modulada por largura de pulso (PWM) para prover uma tensão de saída de múltiplos níveis (por exemplo, tensão linha para neutro VAN) no nó de saída do ínversor 116. Na realização ilustrada, por exemplo, o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação 124 aos interruptores S1-S6 para prover a tensão de saída VAN em um de quatro níveis de tensão linha para neutro distintos. Um gráfico 210 na figura 4 ilustra uma forma de onda exemplar da tensão linha para neutro de quatro níveis 212 (VAN) no nó de saída do inversor 116 com relação ao nó neutro "N" . Na figura 3, três estágios NNPC 100a, 100b e 100c são conectados às fases correspondentes A, B e C de uma fonte de energia trifásica 102 para formar um circuito do retificador trifásico 70 que provê tensão DC em um circuito do barramento DC 90 incluindo duas capacitâncias do barramento DC com valor igual, com um nó de conexão que provê um sistema neutro N. Como visto na figura 3, também, três diferentes estágios do conversor NNPC lOOr, lOOs e lOOt podem ser conectados às linhas positiva e negativa 90a e 90b do circuito do barramento DC 90 para formar um inversor de múltiplos níveis trifásico 80 que provê tensões de saída AC às linhas da fase do motor 202 para acionar uma carga do motor trifásica 200, com o controlador 122 que provê um conjunto de sinais de controle de comutação do inversor 124b em cada um dos estágios NNPC lOOr-lOOt. A figura 5 ilustra um gráfico 220 que mostra uma forma de tensão exemplar de linha para linha 222 no sistema da figura 3, na qual a comutação controlada dos três estágios NNPC do inversor lOOr, lOOs e lOOt em ângulos de fase relativa de 120° provê uma forma de onda da tensão linha para linha de sete níveis 222 para acionar a carga do motor 200.
[040] Como ainda mostrado na figura 3, ainda, os inventores observaram que a tensão do modo comum do sistema Vem no conversor de potência AC-DC-AC 2 construído utilizando configurações do conversor de múltiplos níveis back-to-back NNPC ou outro back-to-back é a soma da contribuição da tensão do modo comum Vcmr do retificador 70 e a contribuição da tensão do modo comum Vcmi do inversor 80. Na configuração ilustrada tendo um nó neutro "N", e nó do terra de entrada "g", e uma tensão zero de saída ou nó neutro "0", onde a contribuição do retificador Vcmr = Vg - Vn, a contribuição do inversor Vcmi = Vo - Vn, e a contribuição geral ou total no sistema de conversão de potência 2 é dada por Vem = Vog = Vcmi - Vcmr. Além disso, certos aspectos da presente revelação vantajosamente provêm para operação do sistema da conversão de múltiplos níveis multifásica back-to-back 2 pela provisão dos sinais de controle de comutação do inversor e do retificador 124 pelo controlador 122 para facilitar a compensação das contribuições da tensão do modo comum do retificador 70 e do inversor 80. Em alguns casos, os sinais de controle de comutação 124a providos aos estágios do retificador lOOa-lOOc e os sinais de controle de comutação do inversor 124b providos aos estágios do inversor de múltiplos níveis lOOr-lOOt provêm o cancelamento completo ou pelo menos parcial, com a contribuição do modo comum do inversor compensando ou cancelando completamente ou pelo menos parcialmente a contribuição da tensão do modo comum associado com o retificador 70, ainda conforme descrito abaixo em conexão com as figuras 8-12.
[041] Além disso, o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação 124 em certas realizações para controlar a carga e descarga dos capacitores comutados Cl e C2 a fim de regular as tensões correspondentes do capacitor Vcl e Vc2 dos estágios individuais 100 em uma fração alvo da tensão DC VDC do circuito do barramento DC 90 . O controle das tensões do capacitor Vcl e Vc2, ainda, facilita a distribuição substancialmente igual das tensões vistas nos dispositivos de comutação individuais S1-S6 de um dado estágio 100. A figura 2 ilustra uma tabela exemplar do estado de comutação 126 para um dado estágio 100 que mostra seis possíveis vetores de comutação VI, V2, V3, V4, V5 e V6 correspondentes aos diferentes estados de comutação dos dispositivos de comutação NNPC S1-S6, com valores da tensão linha para neutro correspondentes com relação ao nível DC de entrada VDC, onde "1" indica que o interruptor correspondente S está 'ligado' ou é condutor. Além disso, a tabela 126 mostra os níveis de tensão distintos "L" correspondentes no terminal AC do estágio 100 correspondente, neste caso, provendo quatro níveis de tensão distintos com relação ao neutro N.
[042] O vetor de comutação VI na figura 2 corresponde a um primeiro nível "3", vetores de comutação redundantes V2 e V3 provêm um segundo nível de tensão "2", os vetores de comutação V4 e V5 ambos provêm um terceiro nível "1", e o sexto vetor de comutação V6 provê um quarto nível "0". Especificamente, o primeiro vetor VI provê um nível de tensão de saída de +VDC/2, o segundo e o terceiro vetor de comutação V2 e V3 são redundantes entre si com relação à tensão de saída linha para neutro, cada um produzindo um valor de +VDC/6. Os vetores V4 e V5 são ainda um par do estado de comutação redundante, cada um provendo um valor de saída de -VDC/6, e o estado de comutação final ou vetor V6 produz uma tensão de saída de -VDC/2. Como visto na figura 2, ainda, a carga e descarga dos capacitores Cl e C2 é controlada através da seleção do vetor redundante, onde o efeito sobre as tensões correspondentes do capacitor pode ser diferente para os estados de comutação redundantes permitindo a seleção inteligente do vetor para controlar a carga e/ou descarga do capacitor. Por exemplo, se o nível de tensão de saída desejado deve ser VDC/6, vetor V2 pode ser selecionado para carregar Cl se a corrente de saída Iout for positiva (>0), ou para descarregar Cl se a corrente de saída for negativa. De modo alternativo, a seleção do vetor redundante V3 descarrega Cl e C2 para a corrente de saída positiva, e carrega estes capacitores Cl e C2 se a corrente de saída for negativa. Como visto na tabela 126 da figura 2, também, as escolhas semelhantes de carga/descarga podem ser feitas pela seleção no controlador 122 dentre os vetores redundantes V4 e V5 onde o nível de tensão de saída desejado é -VDC/6.
[043] Ainda com referência à figura 6, o controlador 122 provê os sinais de controle 124 aos estágios 100 tanto do retificador 70 quanto do inversor 80 como sinais de controle de comutação de modulação por largura de pulso utilizando modulação do vetor de espaço de acordo com um vetor de referência derivado de uma condição de carga de saída desejada a fim de prover controle da tensão do modo comum bem como equilíbrio do capacitor conforme mostrado no gráfico 240 da figura 6. O controlador 122 determina com relação aos períodos (duração do ensaio) para três vetores de controle VI, V2 e V3 (ou quatro vetores ao sintetizar um setor virtual se descrito ainda abaixo) envolvendo a posição atual do vetor de referência Vref conforme mostrado na figura 6, onde o vetor de referência Vref tem um índice de modulação ou amplitude correspondente (M) e ângulo de fase correspondente Θ, e gira por todo o diagrama da modulação do vetor de espaço 240 de acordo com uma posição desejada da carga do motor e torque em certas implementações de acionamento do motor ou outras do sistema de conversão de potência.
[044] A figura 7 ilustra um processo 250 para gerar sinais de controle de comutação modulados por largura de pulso 124, que podem ser implementados no controlador 122 do conversor de potência NNPC 2 das figuras 1-3. O processo 250 é ilustrado e descrito abaixo na forma de uma série de ações ou eventos, embora os vários métodos da revelação não sejam limitados pela ordem ilustrada destas ações ou eventos. Com relação a isso, exceto conforme especificamente provido a seguir, algumas ações ou eventos podem ocorrer na ordem diferente e/ou atualmente com outras ações ou eventos separado dos ilustrados e descritos aqui de acordo com a revelação. É ainda observado que nem todas as etapas ilustradas podem ser necessárias para implementar um processo ou método de acordo com a presente revelação, e uma ou mais destas ações podem ser combinadas. O método ilustrado 250 e outros métodos da revelação podem ser implementados em hardware, software executado por processador, ou combinações destes, como no controlador exemplar 122, e podem ser incorporados na forma de instruções executáveis por computador armazenadas em um meio legível por computador não transitório tangível como em uma memória operativamente associada com o controlador 122 em um exemplo.
[045] Na operação, os sinais de controle de comutação 124 são providos aos interruptores NNPC S1-S6 para gerar a tensão de saída de múltiplos níveis VAN para cada fase de salda do inversor e para controlar carga e descarga dos capacitores Cl e C2, enquanto reduz ou mitiga as tensões do modo comum no sistema 2 . O exemplo da figura 6 é para um sistema trifásico (por exemplo, a figura 3 acima), no qual o controlador 122 realiza a modulação do vetor de espaço para gerar os sinais de controle de comutação 124 para cada um dos três conversores NNPC 100a, 100b e 100c do retificador 70, bem como para cada um dos conversores lOOr, lOOs e lOOt associados com as fases de saida são conectados à carga do motor 200. Em certas implementações, a seleção de estados de comutação redundantes para controlar o inversor 80 (por exemplo, de tabela 126 na figura 2) é feito com base em um ou mais valores de retroalimentação com relação à corrente de saida iout (por exemplo, IA, IB, e Ic para o exemplo trifásico) e as tensões do capacitor comutado Vcl e Vc2 para cada um dos conversores NNPC lOOr-lOOt. Como visto na figura 7, o processo ilustrado 250 mostra o processamento da modulação do vetor de espaço no qual o estado de saida desejado (por exemplo, posição e torque do motor) é determinado de acordo com um indice de modulação recebido "m" e ângulo de fase , e o processamento semelhante é realizado dentro do controlador 122 com relação a um vetor de referência giratório associado com o controle do retificador ativo 70. O índice de modulação e ângulo de fase são recebidos e utilizados em 252 para identificar a localização do vetor de referência Vref (figura 6) . O vetor de referência, por sua vez, é utilizado para identificar os três vetores de controle circundantes Vi, V2 e V3 (por exemplo, figura 6, ou quatro vetores originais circundantes para sintetizar um setor virtual), e processamento da modulação do vetor de espaço é utilizado para determinar os intervalos de duração "on-time" correspondente ou duração do ensaio ti, t2 e t3 (e opcionalmente t^) em 252 na figura 7.
[046] Em 254, os vetores de controle e intervalos de duração são utilizados para determinar os níveis de saída redundantes (se houver) para cada fase de saída do motor que são associados com um, alguns ou todos os vetores circundantes V2, V2 e V3 (e às vezes um vetor adicional V4 para a síntese do setor virtual). Por exemplo, a tabela de estado 126 na figura 2 indica que os estados do nível de saída V2 e V3 são redundantes entre si (nível "2"), como são V4 e V5 (nível "1") . A retroalimentação é recebida em 256 para as correntes de saída IR, IS, e IT bem como as tensões do capacitor comutado Vci e Vc2 para cada fase. O controlador 122 avalia os estados disponíveis do nível de saída para cada fase do motor, e seleciona dos níveis de saída redundantes aqueles que facilitam o equilíbrio do capacitor para as fases individuais. No exemplo ilustrado, as tensões do capacitor (Vci) são reguladas selecionando dos estágios redundantes disponíveis para seletivamente carregar ou descarregar os capacitores, como as tensões Vci e Vc2 na figura 1 acima. De acordo com certos aspectos da presente revelação, diferente dos conversores de potência NPC convencionais, o valor de tensão do capacitor oscilante regulado alvo em certas realizações é menor do que VDC/2 . Por exemplo, no exemplo da figura 1, as tensões do capacitor Vci e Vc2 são controladas ou reguladas através da seleção do estado do nível de saída redundante inteligente pelo controlador 122 como VDC/3. Em outros exemplos não limitativos, o valor alvo pode ser outro valor menor do que a metade da tensão de entrada DC, como VDC/4 ou VDC/5.
[047] Com os estados de comutação selecionados para cada uma das três fases, geração do sinal de interferência é realizada pelo controlador 122 em 260 na figura 7 a fim de gerar os três conjuntos de sinais de controle de comutação 124 para os dispositivos de comutação S1-S6 de cada estágio do conversor NNPC correspondente 100. Dessa forma, o controlador 122 opera para fazer com que as tensões de saida apropriadas sejam providas à carga do motor 200 através dos estágios do inversor lOOr, lOOs e lOOt (figura 3) e ainda regula as tensões pelos capacitores Cl e C2 de cada um destes estágios de energia NNPC 100, e o controlador 122 realiza a operação semelhante dos estágios de comutação de múltiplos niveis do retificador 100a, 100b e 100c através dos sinais de controle 124a. Esta cuidadosa regulagem das tensões do capacitor comutado Vcl e Vc2, por sua vez, facilita a operação dos conversores NNPC 100 para prover as tensões de saida do inversor (por exemplo, VAN na figura 2) em niveis de saida substancialmente espaçados de forma igual. Por exemplo, no exemplo da figura 2, as tensões de saida são providas em quatro niveis distintos, espaçados em etapas de VDC/3. Assim, o uso de um nivel de tensão inferior regulada do capacitor nos conversores NNPC 100 ilustrados facilita a distribuição igual das tensões vistas pelos dispositivos de comutação S1-S6. Consequentemente, todos os dispositivos de comutação S1-S6 apresentam a mesma força de tensão, e nenhum dos dispositivos precisam ser sobredimensionados .
[048] Agora com referência às figuras 3 e 8-12, a revelação provê sistemas de conversão de potência de múltiplos niveis 2 tendo múltiplos conversores de potência NNPC 100 e/ou outras formas de conversores de múltiplos niveis, em que o sistema 2 da figura 3 inclui três conversores NNPC lOOa-lOOc acoplados a uma fonte de alimentação de entrada AC que operam para receber as tensões AC novas nos terminais de entrada AC correspondentes (por exemplo, terminal 120 na figura 1 acima), com terminais DC conectados aos trilhos do barramento DC positivo e negativo 90a e 90b do circuito do barramento DC 90, pelo qual o primeiro conjunto de três conversores NNPC lOOa-lOOc provê um retificador ativo trifásico. A saida destes estágios do retificador provê uma tensão do barramento DC pelo circuito do barramento DC 90, em que um ponto neutro "N" é estabelecido no ponto médio do barramento DC ou nó central que une os capacitores do barramento DC. A tensão do barramento DC VDC é provida como uma entrada aos terminais de entrada DC (terminais 101 e 102 na figura 1 acima) de outro conjunto de três estágios NNPC lOOr-lOOt, as saidas do inversor destes estágios 100 provendo tensões de saida AC para acionar a carga do motor 200. 0 sistema 2 da figura 3 pode ser utilizado, em um exemplo não limitativo, para prover uma tensão de saida desejada, por exemplo, 2 kV-7,2 kV, utilizando uma configuração back-to-back de seis estágios NNPC 100 para um total de 36 interruptores e 12 componentes de fixação (por exemplo, diodos ou interruptores ativos de fixação).
[049] De acordo com um ou mais aspectos da presente revelação, o controlador 122 vantajosamente provê os sinais de controle de comutação do inversor e do retificador 124 aos dispositivos de comutação do conversor S2-S5 e aos dispositivos de comutação do circuito do capacitor comutado SI e S6 dos conversores individuais 100 para controlar a carga e descarga dos capacitores de estágio Cl e C2 para regular as tensões do capacitor conforme descrito acima, bem como para facilitar o cancelamento ou a redução das contribuições da tensão do modo comum do retificador 70 e do inversor 80. A figura 8 ilustra uma tabela 262 que mostra as tensões do modo comum associadas com os possíveis niveis de saida do módulo no diagrama da modulação do vetor de espaço 240 da figura 6. As entradas na tabela 262 da figura 8 correspondem a todos os possíveis estados de comutação no sistema trifásico de múltiplos níveis 2 da figura 3, no qual os vetores ou níveis individuais variam de zero a três, com um valor correspondente para cada fase. No caso do inversor de saída 80, por exemplo, um valor de ”210" para o vetor de comutação n° 12 na tabela 262 indica que o primeiro estágio de saída lOOr deve ser operado no nível ”2", correspondente a um dos dois vetores redundantes V2 ou V3 na tabela 126 da figura 2 acima, em que o segundo estágio lOOs deve ser operado no nível ”1", correspondente a um dos dois vetores redundantes V4 ou V5 na figura 2, e o terceiro estágio lOOt deve ser operado no nível "zero" correspondente ao vetor de comutação V6 na tabela 126 da figura 2.
[050] Conforme mostrado na linha pontilhada em uma tabela 262 da figura 8, também, certos possíveis estados de comutação (n° 21-n° 44) têm valores positivos ou negativos mínimos da tensão do modo comum (Vem) . Em particular, os estados de comutação n° 21-n° 32 para um dado estágio C provêm uma contribuição da tensão do modo comum de aproximadamente -VDC/18 que é um valor mínimo negativo de todos os possíveis estados de comutação mostrados na tabela 262, enquanto os estados de comutação n° 33-n° 44 provêm um valor positivo mínimo de +VDC/18.
[051] A figura 9 mostra um diagrama da modulação do vetor de espaço 27 0 para um primeiro tipo de operação (Tipo A) do retificador ou estágios do inversor 100 do sistema trifásico 2 na figura 3 utilizando apenas os estados de comutação n° 33-n° 44 da tabela 262 na figura 8 para a qual a contribuição da tensão do modo comum do estágio do retificador de múltiplos níveis ou estágio do inversor de múltiplos níveis 100 correspondente é um valor positivo mínimo (por exemplo, +VDC/18) . Como visto na figura 9, isso inclui estados 122, 212 e 221 situados em um círculo 274 que define um primeiro nível do índice de modulação para a modulação do vetor de espaço de todo o sistema 2 da figura 3, bem como estados 113, 131 e 311 com um segundo circulo 276 associado com um segundo nivel do índice de modulação de 0,7698, e seis outros estados 023, 032, 203, 230, 302 e 320 com um terceiro círculo maior 278 associado com outro nível do índice de modulação maior. Como visto na figura 9, também, o primeiro subconjunto de estados de comutação n° 33-n° 44 para o controle da modulação do vetor de espaço Tipo A na figura 9 definem uma região identificada na linha pontilhada em 272. O primeiro tipo de operação (Tipo A) define um primeiro subconjunto dos possíveis estados de comutação no diagrama da modulação do vetor de espaço 27 0 com tensões de modo comum absolutas positivas mínimas (VDC/18 no caso do conversor de quatro níveis ilustrado), e inclui os estados 113,131 e 311 com o segundo círculo 276 associado com o segundo nível do índice de modulação, bem como os estados da tensão de modo comum absoluta mínima com o primeiro e terceiro círculos 274 e 278 associados com o primeiro e terceiro níveis do índice de modulação. Em particular, este subconjunto selecionado para a operação do Tipo A vantajosamente facilita o controle da tensão do modo comum sem aumentar indevidamente o ruído de comutação, comparado com outras abordagens não tendo estado do segundo círculo 276 disponível para a operação do estágio do conversor 100.
[052] A figura 10 mostra um segundo tipo de operação (Tipo B) em um diagrama da modulação do vetor de espaço 280 utilizando apenas os estados de comutação n° 21-n° 32 associados com o valor da tensão do modo comum negativa mínima (-VDC/18) . Como visto na figura 10, os estados de comutação associados n° 21-n° 32 incluem estados 121, 112 e 211 em um círculo 284 que define o primeiro nível do índice de modulação, bem como os estados 022, 202 e 220 com um segundo círculo 286 associado com um índice de modulação de 0,7698, e seis estados 013, 031,103,130, 301 e 310 com um círculo externo 288 correspondente a um índice de modulação ainda mais alto, em que o subconjunto do estado de comutação do Tipo B n° 21-n° 32 define uma região 282 mostrada na linha pontilhada na figura 10. Como visto nas figuras 8 e 10, o subconjunto de estados utilizados para a operação do Tipo B têm tensões do modo comum absolutas negativas mínimas (-Vdc/18), e inclui os estados 022, 202 e 220 com o segundo círculo 286 associado com o segundo nível do índice de modulação, bem como os estados da tensão de modo comum absoluta mínima com o primeiro e terceiro círculos 284 e 288 associados com o primeiro e terceiro níveis do índice de modulação.
[053] É observado que as realizações que empregam a operação do Tipo A e/ou Tipo B utilizando os subconjuntos dos possíveis estados de comutação nos quais as tensões do modo comum absolutas são mínimas podem ser empregadas em associação com os conversores de múltiplos níveis 100 de qualquer número regular inteiro N dos níveis AC onde N h 4 . Por exemplo, embora as realizações descritas em conexão com as figuras 9-12 e as das figuras 13-18 são ilustradas e descritas neste documento no contexto de conversores de quatro níveis 100, outras realizações são possíveis utilizando conversores de 6 níveis, conversores de 8 níveis, ou outros conversores de nível regular para os quais N é maior ou igual a 4.
[054] A figura 11 provê um diagrama da modulação do vetor de espaço 290 que mostra os estados de comutação n° 21-n° 44 da tabela 262 na figura 8, que ilustra a operação utilizando tanto o Tipo A quanto o Tipo B utilizando os dois subconjuntos de estados de comutação disponíveis para os quais a contribuição da tensão do modo comum correspondente é um valor positivo ou negativo mínimo (por exemplo, +/-VDC/18).
[055] A figura 12 ilustra uma tabela 292 que mostra quatro diferentes casos pela qual o controlador 122 opera o retificador 70 e o inversor 80 através dos sinais de controle de comutação 124a e 124b correspondentes, respectivamente no sistema 2 da figura 3 acima. Um primeiro caso (caso "1" na tabela 292) corresponde às situações nas quais os índices de modulação da corrente (por exemplo, mr e mi) para o retificador 70 e o inversor 80 são ambos menores ou iguais a um valor predeterminado, como 0,7698 no exemplo ilustrado. Neste caso, o controlador 122 vantajosamente facilita o cancelamento da contribuição da tensão do modo comum do retificador 70 e do inversor 80 pelos estágios operacionais tanto do retificador 70 quanto do inversor 80 de acordo com o mesmo "Tipo" (por exemplo, Tipo A ou Tipo B) utilizando apenas os estados de comutação do subconjunto correspondente (por exemplo, estados de comutação n° 21-32 para a operação do Tipo B tanto do retificador 7 0 quanto do inversor 80, ou estados de comutação n° 33-n° 44 para a operação do Tipo A tanto do retificador 70 quanto do inversor 80) . Dessa forma, o cancelamento ou compensação substancial ou completa das contribuições da tensão do modo comum do retificador 70 e do inversor 80 são facilitados. Ainda, é observado que cada retificador 70 e inversor 80 terá um vetor de referência correspondente em qualquer ponto no tempo, e o controlador 122 realiza a típica modulação do vetor de espaço para determinar a duração do ensaio correspondente em três estados de comutação seguros selecionados dos subconjuntos que definem o Tipo A ou o Tipo B para uma dada localização do vetor de referência utilizando as técnicas de modulação conhecidas do vetor de espaço.
[056] Como ainda mostrado na figura 12, onde um ou mais dos índices de modulação associados com um primeiro do retificador 70 e do inversor 80 excede o valor predeterminado (por exemplo, casos 2 ou 3 na tabela 292 com qualquer um destes Índices de modulação sendo maiores do que 0,7698 e os outros sendo menores ou iguais a 0,7698 no exemplo ilustrado), o controlador 122 opera os conversores 100 do primeiro retificador 70 e do inversor 80 utilizando tanto o Tipo A quanto o Tipo B dos subconjuntos de forma alternada (por exemplo, estados de comutação n° 21-n° 44 na figura 8), por exemplo, conforme mostrado no diagrama da modulação do vetor de espaço 290 da figura 11. Com relação a isso, quando o primeiro do retificador 7 0 e do inversor 80 tem seu vetor de referência dentro das regiões abrangidas pelo subconjunto do Tipo A, então ambos e outros do retificador 70 e do inversor 80 são operados utilizando os estados de comutação do subconjunto do Tipo A. Uma vez que o vetor de referência para um primeiro do retificador 70 e do inversor 80 no qual o indice de modulação é maior do que 0,7 698 move para uma região abrangida ao invés de pelo subconjunto Tipo B, então tanto o retificador 70 quanto o inversor 80 são operados utilizando os estados de comutação do subconjunto Tipo B. É observado que esta técnica vantajosamente facilita a operação do indice de modulação mais alto do sistema AC-DC-AC 2 da figura 3, enquanto ainda mitiga as questões da tensão do modo comum no sistema 2. Além disso, durante a operação utilizando um subconjunto selecionado das possíveis combinações do estado de comutação trifásico da figura 8, o controlador 122 em certas realizações vantajosamente seleciona dentre estágios redundantes associados com os niveis "1" e "2" para cada dado estágio 100 a fim de realizar o equilíbrio da tensão interna do capacitor conforme descrito acima.
[057] Ainda com referência às figuras 13-18, de acordo com outros aspectos da presente revelação, o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação do inversor 124b aos individuais dos estágios do inversor de múltiplos níveis lOOr, lOOs e lOOt através da modulação do vetor de espaço utilizando apenas um subconjunto dos possíveis estados de comutação nos quais a contribuição da tensão do modo comum do estágio 100 é um valor positivo ou negativo mínimo a fim de mitigar as tensões do modo comum dentro do sistema 2 da figura 3. Por exemplo, a figura 13 mostra um diagrama da modulação do vetor de espaço 300 para operar o inversor trifásico de múltiplos níveis 80 da figura 3 utilizando 24 vetores originais e vetores virtuais 301 formados pelos vetores originais do subconjunto do Tipo A ou subconjunto Tipo B dos possíveis estados de comutação (neste caso o mesmo subconjunto de estados mostrado na figura 11 acima). Como visto no diagrama da modulação do vetor de espaço 300, os estados originais do vetor de comutação são mostrados como círculos correspondentes aos estados de comutação n° 21-n° 44 na tabela 262 da figura 8 e vetores virtuais 301 são indicados utilizando pequenos hexágonos com estrelas, em que as regiões resultantes do diagrama geral hexagonal da modulação do vetor de espaço 300 disponível para operação pelo controlador 122 inclui partes hexagonais bem como triângulos. Por exemplo, a figura 13 ilustra uma parte hexagonal 302 na linha pontilhada na qual o primeiro e o segundo vetores de referência Vrefi e Vref2 estão localizados, bem como uma região triangular 304 na qual um terceiro vetor de referência Vref3 está localizado para finalidades ilustrativas. Os conceitos das figuras 13-18 são ainda aplicáveis à operação de um retificador ativo utilizando estágios do conversor de múltiplos níveis 100, nos quais os sinais de controle de comutação do retificador 124a podem ser provido aos estágios individuais do retificador 100a, 100b e 100c (figura 3) utilizando apenas os possíveis estados de comutação nos quais a contribuição da tensão do modo comum dos estágios é um valor positivo ou negativo mínimo.
[058] As figuras 14 e 15 ainda ilustram a parte hexagonal 302 de todo o diagrama da modulação do vetor de espaço 300, incluindo uma linha pontilhada segmentando a parte triangular em duas partes nas quais o primeiro e o segundo vetores de referência Vrefi, Vrefi dependem, e a figura 16 mostra uma tabela 306 com dois diferentes tipos de sequências de comutação da modulação por largura de pulso do inversor realizados pelo controlador 122. Em uma possível implementação, o controlador 122 realiza uma sequência de comutação de 7 segmentos incluindo estados de comutação trifásicos 211-221-121-122-121-221-211 incluindo seis comutações no total para cada ciclo de PWM (Tipo A na tabela 306 da figura 16) . Como visto nas figuras 14 e 15, também, a parte hexagonal inclui vetores V1-V6 nos limites externos da região hexagonal 302, e o controlador 122 vantajosamente sintetiza um vetor virtual para a posição central da região hexagonal 302, cujo estado de comutação correspondente é omitido do subconjunto da figura 13 utilizado. Dessa forma, a contribuição do vetor virtual ou ausente (nó central) é virtualizada utilizando os estados de comutação permitidos do subconjunto, assim mitigando as questões da tensão do modo comum em todos o sistema 2. Especificamente, as tensões do modo comum associadas com o nó central da região hexagonal 302 (por exemplo, o nó central do diagrama da modulação do vetor de espaço 240 na figura 6 acima, incluindo estados 000, 111, 222, 333) são todos maiores do que os valores positivos ou negativos mínimos da tensão do modo comum associados com os estados de comutação n° 21-n° 44 conforme mostrado na figura 8 acima, e assim evitando estes estados de comutação com tensão do modo comum mais alta facilita as tensões do modo comum reduzidas, com a contribuição dos estados de comutação omitidos sendo virtualizados pelo controlador 122 utilizando os estados de comutação permitidos que têm um valor positivo ou negativo minimo correspondente nas realizações ilustradas.
[059] No caso da figura 14 (Vrefi), o controlador 122 utiliza os vetores 221 e 211 para sintetizar a posição do vetor de referência, como estas limitações da região triangular criadas pela linha pontilhada na figura 14. Para a contribuição do vetor virtual no centro da região hexagonal ilustrada 302, o controlador 122 utiliza o vetor adicional 121 e o vetor 122 em combinação com a duração do ensaio correspondente adicional associada com o vetor 211 e 221 a fim de sintetizar a contribuição do vetor virtual conforme ainda mostrado nas figuras 21 e 23. 0 vetor virtual na figura 14 é uma combinação de vetores virtuais nas figuras 21 e 23. Outra possível implementação para sintetizar o vetor virtual no centro da região hexagonal ilustrada 302 da figura 14 é ainda ilustrada na figura 22, utilizando os vetores originais 121 e 212. Para o exemplo do segundo vetor de referência Vref2 na figura 15, o controlador 122 realiza uma sequência de comutação de cinco segmentos (Tipo B) com um total de quatro interruptores 211-221-121-221-211 conforme mostrado na tabela 306, novamente utilizando os vetores primários 221 e 211 que limitam a região triangular na qual o vetor de referência se estabelece, bem como um vetor adjacente 121 utilizado em conjunto com o vetor 211 a fim de sintetizar o vetor virtual no centro da região hexagonal 302. Isso ainda é ilustrado na figura 23, na qual o controlador 122 sintetiza o vetor virtual no centro da região hexagonal 302 utilizando os vetores originais 121, 211 e 221. As figuras 21-23 ilustram a síntese do vetor virtual exemplar em certas realizações do controlador 122, que pode ser empregada de acordo com as técnicas de redução de modo comum descritas acima. Nas regiões hexagonais, como região 302 das figuras 21 e 22, há seis estados de comutação, um estado de comutação em cada vértice, e no estado de comutação no centro do hexágono. O vetor virtual pode ser construído para o nó central do hexágono para facilitar a modulação. Diferentes estados de comutação podem ser empregados para construir o vetor virtual. Utilizando a região I como um exemplo, três tipos de métodos de construção do vetor virtual são demonstrados nas figuras 21-23. O Tipo A utiliza VI e V4 para construir o vetor virtual na origem do hexágono. 0 vetor virtual pode ser expresso como V4/2+V1/2, que é mostrado na figura 21. O Tipo B utiliza V3 e V6 para construir o vetor virtual na origem do hexágono. O vetor virtual pode ser expresso como V6/2+V3/2, que é mostrado na figura 22.
[060] A figura 23 mostra um terceiro tipo (Tipo C) utilizando VI, V2 e V3 para construir o vetor virtual na origem do hexágono. O vetor virtual pode ser expresso como V1-V2+V3, que é mostrado na figura 23. Após o vetor virtual ser construído na origem do hexágono, os três vetores mais próximos podem ser utilizados para sintetizar a dada referência Vref semelhante ao métodos SVM convencional. Se a síntese do Tipo A do vetor virtual for utilizada, o controlador 122 pode implementar uma sequência de comutação de cinco segmentos como 211-221-122-221-211, onde o número de comutações em um período de amostragem é 6 . Se o Tipo B for escolhido, a sequência de comutação de sete segmentos como 212-211-221-121-221-211-212 pode ser utilizada, onde o número de comutações em um período de amostragem é 6. Se o Tipo C for escolhido, a sequência de comutação de cinco segmentos como 211-221-121-221-211 pode ser utilizada, onde o número de comutações em um período de amostragem é 4. A figura 17 ilustra o terceiro vetor de referência Vref3 dentro da região triangular 304 do diagrama da modulação do vetor de espaço 300 original da figura 13, e a tabela 308 na figura 18 ilustra três diferentes sequências de comutação de cinco segmentos, cada uma tendo um total de quatro comutações em cada ciclo de PWM. Visto que a região triangular 304 não inclui quaisquer vetores virtuais nos limites, a modulação por largura de pulso normal pode ser obtida utilizando a modulação do vetor de espaço com a duração do ensaio computado de acordo com os vetores reais de limitação 301, 310 e 311 conforme mostrado.
[061] Ainda com referência às figuras 19 e 20, uma forma diferente da modulação do vetor de espaço do inversor pode ser implementada em certas realizações do controlador 122 para prover os sinais de controle 124b ao inversor 80 da figura 3, no qual o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação utilizando diretamente apenas vetores virtuais sintetizados utilizando os vetores reais que representam os estados de comutação do subconjunto de possíveis estados de comutação de acordo com um vetor de referência. Além disso, em várias realizações, o controlador 122 constrói os vetores virtuais de modo que a tensão de modo comum média seja zero. Como visto no diagrama da modulação do vetor de espaço 400 da figura 19, o espaço do estado de comutação neste caso é segmentado nas regiões hexagonal e triangular completamente limitada pelos vetores virtuais. Por exemplo, as figuras 19 e 20 ilustram uma região hexagonal 402 exemplar na linha pontilhada incluindo setores I-VI, centralizados ao redor de uma localização do vetor virtual (excluido) do subconjunto de vetores de comutação correspondente aos valores positivos ou negativos minimos da tensão do modo comum (por exemplo, os estados de comutação ilustrado na figura 11 acima). A figura 20 ilustra a região hexagonal da linha pontilhada 402, incluindo um vetor virtual central bem como vetores virtuais de canto V12, V23, V34, V45, V56 e V61 . Os vetores virtuais neste caso são sintetizados através do controlador 122 de acordo com os vetores reais de comutação (incluídos dentro do subconjunto da baixa tensão do modo comum de todos os possíveis estados de comutação), com V12 = Vl/2 + V2/2; V23 = V2/2 + V3/2; V34 = V3/2 + V 4 / 2; V56 = V5/2 + V6/2; e V61 = V6/2 + Vl/2. O estado de comutação central na região hexagonal 404, também, pode ser sintetizado pelo controlador 122 em um possível exemplo utilizando dois dos vetores reais opostamente localizados, por exemplo, em que V14 = Vl/2 + V4/2; ou V25 = V2/2 + V5/2; ou V36 = V3/2 + V6/2 . Uma função comum de todos os vetores virtuais criados na figura 19 e na figura 20 é a tensão de modo comum média de cada vetor virtual ser zero, o que facilita a eliminação de componentes harmônicos de baixa ordem na tensão do modo comum do inversor. Em uma possível implementação, os três vetores virtuais mais próximos são utilizados para sintetizar o dado vetor de referência, por exemplo, quando a dada referência Vref e um vetor de referência correspondente Vref está situado dentro do setor I conforme mostrado na figura 19.
[062] O controlador 122 em uma realização utiliza os vetores virtuais V12, V61 e V36 e calcula a duração de ensaio dos vetores V12, V61 e V36. Utilizando a duração do ensaio computada dos vetores virtuais V12, V61 e V36, o controlador 122 computa a duração do ensaio dos vetores originais V6, VI, V2 e V3 em termos de duração do ensaio dos vetores virtuais V12, V61 e V36 de acordo com a relação acima para os vetores virtuais, e implementa a modulação por largura de pulso pelos vetores originais V 6, VI, V2 e V3 para operar os estágios lOOr-lOOt do inversor 80. Além disso, visto que os vetores originais V6, VI, V2 e V3 são quatro vetores de espaço adjacente neste exemplo, o número de comutações em um período de amostragem é seis. Outras possíveis técnicas podem ser utilizadas para sintetizar qualquer um dos vetores virtuais dentro de uma dada região hexagonal ou triangular, em que o controlador 122 nos exemplos das figuras 19 e 20 realiza toda a modulação do vetor de espaço utilizando completamente os vetores virtuais sintetizados. Além disso, conforme discutido acima, o controlador 122 em certos exemplos provê os sinais de controle de comutação do inversor 124b para controlar a carga e descarga dos capacitores dos estágios do conversor individuais 100, por exemplo, para regular as tensões correspondentes do capacitor para menos do que metade da tensão do barramento DC do circuito do barramento DC 90 através da seleção entre os niveis de salda ou estados redundantes (por exemplo, quatro niveis "1" ou "2" na figura 2) no caso de um conversor de quatro niveis 100.
[063] Ainda com referência às figuras 24-31, as técnicas de modulação do vetor de espaço do inversor das figuras 13-18 e as das figuras 19 e 20 facilitam a redução da tensão do modo comum em um sistema de conversão de potência. Por exemplo, as figuras 24 e 25 provêm gráficos 500 e 502 respectivamente que mostra a tensão do modo comum (Vcm/VDC) e desempenho do espectro associado utilizando a modulação do vetor de espaço convencional (por exemplo, utilizando os possiveis estados de comutação no diagrama da modulação do vetor de espaço da figura 6) que tipicamente leva às tensões do modo comum na ordem de 5Vdc/18, e o espectro resultante da figura 25 inclui ambos os componentes harmônicos de terceira ordem significativos e componentes harmônicos de ordem alta. As figuras 26 e 27 respectivamente ilustram a tensão do modo comum e gráficos do espectro 510 e 512 nos quais a operação back to back do retificador 70 e do inversor 80 utilizando as técnicas descritas acima em conexão com as figuras 9-12 provê o cancelamento ou compensação substancialmente completa das contribuições do modo comum (por exemplo, substancialmente sem espectro conforme mostrado na figura 27), assim reduzindo a tensão do modo comum do sistema essencialmente para zero conforme mostrado na figura 26. Conforme mostrado no gráfico 520 e 522 das figuras 28 e 29, o uso das técnicas ilustradas acima em conexão com as figuras 13-18 reduz a magnitude da tensão do modo comum para Vdc/18 (figura 28), provendo assim aproximadamente 80% da redução da tensão do modo comum para a operação do inversor 80. Conforme ainda visto na tensão do modo comum e gráficos do espectro 530 e 532 das figuras 30 e 31, as técnicas descritas acima em conexão com as figuras 19 e 20 reduzem a magnitude da tensão do modo comum para Vdc/18, e eliminam adicionalmente os componentes harmônicos de 3a e 9a ordem, assim facilitando o desenho do filtro. Assim, as técnicas as figuras 13-18 utilizam 24 estados de comutação originais para conduzir a modulação, para a qual o efeito de tensão do modo comum é mínimo (por exemplo, conforme visto na figura 8 acima), e empregam alguns vetores virtuais formados por estes estados de comutação original para facilitar a modulação, assim resultando na redução da contribuição da tensão do modo comum do inversor 80. Conforme previamente discutido, a abordagem das figuras 19 e 20 utiliza apenas vetores virtuais diretamente para conduzir a modulação, com o vetor virtual sendo construído pelos vetores originais, em que o vetor virtual tem a vantagem que a CMV média é zero. Com relação a isso as técnicas descritas acima em conexão com as figuras 9-20 são aplicáveis a qualquer topologia de quatro níveis responsável pela modulação do vetor de espaço, em que a abordagem das figuras 19 e 20 é extensível a outros níveis. Além disso, o conceito da compensação ou cancelamento total ou parcial da tensão do modo comum descrito acima em conexão com as figuras 9-20 pode ser empregado na operação de qualquer topologia do conversor responsável pela modulação do vetor de espaço, incluindo sem limitação, as arquiteturas NNPC descritas acima bem como os conversores de múltiplos níveis do capacitor comutado, conversores de múltiplos níveis em cascata como pontes H em cascata (CHBs), estágios do conversor de múltiplos níveis do ponto neutro fixado (NPC), conversor modular de múltiplos níveis (MMC), estágios NNPC, e semelhantes.
[064] Os exemplos acima são meramente ilustrativos de várias possíveis realizações de vários aspectos da presente revelação, em que as alterações e/ou modificações equivalentes ocorrerão a outros técnicos no assunto ao ler e entender esta especificação e os desenhos anexos. Em particular com relação às várias funções realizadas pelos componentes descritos acima (conjuntos, dispositivos, sistemas, circuitos, e semelhantes), os termos (incluindo uma referência a um "meio") utilizados para descrever estes componentes são direcionados para corresponder, a menos que indicado de outra forma, a qualquer componente, como hardware, software executado por processador, ou combinações destes, que realiza a função especificada do componente descrito (ou seja, que é funcionalmente equivalente), embora não estruturalmente equivalente à estrutura revelada que realiza a função nas implementações ilustradas da revelação. Além disso, embora uma função particular da revelação possa ter sido revelada com relação apenas a uma das várias implementações, esta função pode ser combinada com um ou mais outras funções das outras implementações como pode ser desejado e vantajoso para qualquer aplicação dada ou particular. Ainda, na extensão que os termos "incluindo", "inclui", "tendo", "tem", "com", ou variantes destes são utilizados na descrição detalhada e/ou nas reivindicações, estes termos são direcionados como inclusivos de forma semelhante ao termo "compreendendo".
LISTA DE COMPONENTES 013, 031, 103, estados 130, 301, 310 022, 202, 220 estados 023, 032, 203, estados 230, 302, 320 100 estágios NNPC do conversor de múltiplos niveis 100 a, 100b, conversores NNPC 100c lOOr, lOOs, estágios do conversor NNPC lOOt 101 primeiro terminal DC
102 segundo terminal DC 104 circuito do capacitor 110 circuito do inversor 111 primeiro circuito do nó de entrada do inversor 111, 222, 333 Estados 112 segundo circuito do nó de entrada do inversor 113, 131, 311 estados 114 primeiro nó interno 116 nó de saida 118 segundo nó interno 119 terceiro nó interno 120 terminal AC 121, 112, 211 estados 121, 212 vetores 122 controlador 124 sinais de controle de comutação 124-1, 124-2, sinais de controle 124-3, 124-4, 124-5, 124-6 124b sinais de controle de comutação do inversor 126 tabela do estado de comutação 2 sistema de conversão de potência 200 carga do motor trifásica 202 linhas da fase do motor 210 gráfico 211, 221 vetores 212 forma de onda da tensão linha para neutro de quarto niveis 220 gráfico 222 forma de onda da tensão linha para linha 240 gráfico 250 processo 252, 254, 256, etapas 258, 260 262 tabela 270 diagrama da modulação do vetor de espaço 272, 282 regiões (linha pontilhada) 274, 276, 278, circulos 284, 286, 288 290 diagrama da modulação do vetor de espaço 292 tabela 300 diagrama da modulação do vetor de espaço 302 parte hexagonal 304 região triangular 306 tabela 308 tabela 400 diagrama da modulação do vetor de espaço 402 região hexagonal 500, 502 gráficos 510, 512, 530, tensão do modo comum e 532 gráficos do espectro 520, 522 gráficos 530 70 circuito do retificador trifásico 80 inversor de múltiplos niveis trifásico 90 fonte 90a, 90b linhas positiva e negativa Cl, C2 capacitores Dl, D2 diodos S1-S6 dispositivos de comutação do inversor S1-S6 dispositivos de comutação V12, V23, V34, vetores virtuais de canto V3 6, V4 5, V5 6, V61 V1-V6 vetores de comutação REIVINDICAÇÕES

Claims (20)

1. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), caracterizado por compreender: um circuito do barramento DC (90) compreendendo primeiro e segundo terminais do barramento DC (90a, 90b); um retificador (70) incluindo uma pluralidade de estágios do conversor do retificador de múltiplos niveis (100a, 100b, 100c), individuais dos estágios do conversor do retificador de múltiplos niveis (100a, 100b, 100c) compreendendo um terminal de entrada AC (120) adaptado para receber a potência de entrada AC de um correspondente de uma pluralidade de fases de entrada AC (102), um par de terminais de saída DC (101, 102) individualmente acoplado a um correspondente do primeiro e do segundo terminais do barramento DC (90a, 90b) do circuito do barramento DC (90), e um circuito do retificador de múltiplos níveis (S1-S6, Dl, D2, Cl, C2) operável de acordo com um conjunto correspondente de sinais de controle de comutação do retificador (124a) para converter a potência de entrada AC para prover uma tensão de saída DC nos terminais de saída DC (101, 102); um inversor (80) incluindo uma pluralidade de estágios do inversor de múltiplos níveis (lOOr, lOOs, lOOt), individuais do estágios do inversor de múltiplos níveis (lOOr, lOOs, lOOt) compreendendo um par de terminais de entrada DC (101, 102) individualmente acoplado a um correspondente do primeiro e do segundo terminais do barramento DC (90a, 90b) do circuito do barramento DC (90), um terminal de saída AC (120) adaptado para prover potência de saída AC direta ou indiretamente a um correspondente de uma pluralidade de fases de saída AC para acionar uma carga (200), e um circuito do inversor de múltiplos niveis (S1-S6, Dl, D2, Cl, C2) operável de acordo com um conjunto correspondente de sinais de controle de comutação do inversor (124b) para converter a potência de entrada DC do circuito do barramento DC (90) para prover uma tensão de sarda AC no terminal de salda AC (120); e um controlador (122) que provê os sinais de controle de comutação do inversor e do retificador (124) para facilitar a compensação de contribuições da tensão do modo comum do retificador (70) e do inversor (80).
2. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelos estágios individuais do conversor do retificador de múltiplos niveis (100a, 100b, 100c) e os estágios individuais do inversor de múltiplos niveis (lOOr, lOOs, lOOt) serem conversores de múltiplos niveis fixados do ponto neutro agrupado (100) .
3. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelos conversores de múltiplos niveis fixados do ponto neutro agrupado individual (100) compreenderem: um circuito conversor de ponto neutro fixado (NPC) incluindo uma pluralidade de dispositivos de comutação do conversor (S2-S5) conectados em série entre si entre primeiro e segundo nós de entrada do circuito conversor (111, 112), e um nó AC do conversor (116) conectando dois de uma pluralidade de dispositivos de comutação do conversor (S3, S 4 ) ; um sub-circuito de fixação do conversor NPC incluindo primeiro e segundo elementos de fixação (Dl, D2) conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nó interno (114, 118) do conversor circuito de comutação, e um terceiro nó interno (119) que une o primeiro e o segundo elemento de fixação (Dl, D2); e um circuito do capacitor comutado (104), compreendendo dispositivos de comutação do circuito do capacitor comutado (Sl, S6) individualmente conectados entre um correspondente dos terminais DC do conversor (101, 102) e nós de entrada do circuito conversor correspondentes (111, 112), e primeiro e segundo capacitores (Cl, C2) individualmente conectados entre um correspondente dos nós de entrada do circuito conversor (111, 112) e do terceiro nó interno (119).
4. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo controlador prover (122) os sinais de controle de comutação do inversor e do retificador (124) à pluralidade de dispositivos de comutação do conversor (S2-S5) e aos dispositivos de comutação do circuito do capacitor comutado (Sl, S2) dos conversores de múltiplos niveis fixados do ponto neutro agrupado individual (100) para controlar carga e descarga do primeiro e do segundo capacitor (Cl, C2) .
5. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo controlador (122) prover os sinais de controle de comutação do inversor (124b) à pluralidade de dispositivos de comutação do conversor (S2-S5) e aos dispositivos de comutação do circuito do capacitor comutado (Sl, S2) dos estágios individuais do inversor de múltiplos niveis (lOOr, lOOs, lOOt) para prover as tensões de saída nos fases de saída AC individuais em um de quatro níveis distintos.
6. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelos estágios individuais do conversor de múltiplos niveis (100) do retificador (70) e do inversor (80) serem configurados para prover um número inteiro N de niveis de tensão AC, onde N é um número regular maior ou igual a 4.
7. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo controlador (122) prover os sinais de controle de comutação do inversor e do retificador (124) através da modulação do vetor de espaço de acordo com os vetores de referência do retificador e inversor (Vref) correspondentes utilizando um subconjunto correspondente de possíveis estados de comutação (Tipo A, Tipo B) com tensões do modo comum absoluto minimo.
8. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo controlador (122) prover os sinais de controle de comutação do inversor e do retificador (124) utilizando o mesmo subconjunto de possíveis estados de comutação (Tipo A, Tipo B) quando um índice de modulação (mr) associado com o vetor de referência do retificador (Vref) é menor ou igual a um valor predeterminado (0,7 698) e um índice de modulação (m±) associado com o vetor de referência do inversor (Vref) é menor ou igual ao valor predeterminado (0,7698).
9. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo controlador (122) prover os sinais de controle de comutação (124) a um primeiro retificador e inversor de modo alternativo utilizando os estados de comutação de um primeiro subconjunto de possíveis estados de comutação (Tipo A) para os quais uma contribuição da tensão do modo comum do estágio de múltiplos níveis correspondentes (100) é um valor positivo mínimo e um diferente segundo subconjunto de possíveis estados de comutação (Tipo B) para os quais a contribuição da tensão do modo comum do estágio de múltiplos níveis correspondentes (100) é um valor negativo mínimo quando um índice de modulação (mr) associado com o vetor de referência (Vref) associado com um primeiro do retificador e do inversor é maior do que um valor predeterminado (0,7698) e um índice de modulação (nu) associado com o vetor de referência (Vref) associado com os outros do retificador e do inversor é menor ou igual ao mesmo valor predeterminado (0,7698), e em que o controlador provê os sinais de controle de comutação aos outros do retificador e do inversor utilizando os estados de comutação do mesmo subconjunto atualmente utilizado para um primeiro do retificador e do inversor.
10. MÉTODO PARA OPERAR UM SISTEMA DE CONVERSÃO MULTIFÁSICO AC-AC, tendo um retificador (70) incluindo uma pluralidade de estágios do conversor do retificador de múltiplos níveis (100a, 100b, 100c), um inversor (80) incluindo uma pluralidade de estágios do inversor de múltiplos níveis (lOOr, lOOs, lOOt), e um circuito do barramento dc intermediário (90), caracterizado pelo método compreender: prover os sinais de controle de comutação do inversor e do retificador (124) aos estágios de múltiplos níveis do retificador (70) e ao inversor (80) para facilitar a compensação de contribuições da tensão do modo comum do retificador (70) e do inversor (80) ...
11. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelos estágios individuais do conversor de múltiplos niveis do retificador e do inversor serem configurados para prover um número inteiro N de niveis de tensão AC, onde N é um número regular maior ou igual a 4.
12. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado por compreender a provisão dos sinais de controle de comutação do inversor e do retificador (124) através da modulação do vetor de espaço de acordo com os vetores de referência do retificador e inversor (Vref) correspondente utilizando um subconjunto correspondente de possíveis estados de comutação (Tipo A, Tipo B) com tensões do modo comum absoluto mínimo.
13. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado por compreender a provisão dos sinais de controle de comutação do inversor e do retificador (124) utilizando o mesmo subconjunto de possíveis estados de comutação (Tipo A, Tipo B) quando um índice de modulação (mr) associado com o vetor de referência do retificador (Vref) é menor ou igual a um valor predeterminado (0,7698) e um índice de modulação (πρ) associado com o vetor de referência do inversor (Vref) é menor ou igual ao valor predeterminado (0,7698).
14. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado por compreender a provisão dos sinais de controle de comutação (124) para um primeiro do retificador e do inversor de modo alternativo utilizando estados de comutação de um primeiro subconjunto de possíveis estados de comutação (Tipo A) para o qual uma contribuição da tensão do modo comum do estágio de múltiplos níveis correspondentes (100) é um valor positivo mínimo e um diferente segundo subconjunto de possíveis estados de comutação (Tipo B) para o qual a contribuição da tensão do modo comum do estágio de múltiplos níveis correspondentes (100) é um valor negativo mínimo quando um índice de modulação (mr) associado com o vetor de referência (Vref) associado com um primeiro do retifícador e do inversor é maior do que um valor predeterminado (0,7698) e um índice de modulação (irti) associado com o vetor de referência (Vref) associado com os outros do retifícador e do inversor é menor ou igual ao valor predeterminado (0,7698), e provisão dos sinais de controle de comutação (124) ao segundo do retifícador e do inversor utilizando os estados de comutação do mesmo subconjunto atualmente utilizados para um primeiro do retifícador e do inversor.
15. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), caracterizado por compreender: um conversor de múltiplos níveis multifásico (70, 80) incluindo uma pluralidade de estágios do conversor de múltiplos níveis (100), individuais do estágios do conversor de múltiplos níveis (100) compreendendo um par de terminais DC (101, 102) individualmente acoplado a um circuito do barramento DC (90), um terminal AC (120) adaptado para prover ou receber a potência de saída AC direta ou indiretamente para ou de uma correspondente entre uma pluralidade de fases de saída AC, e um circuito do conversor de múltiplos níveis (S1-S6, Dl, D2, Cl, C2) operável de acordo com um conjunto correspondente de sinais de controle de comutação do conversor (124), em que os estágios individuais do conversor de múltiplos níveis são configurados para prover um número inteiro N de níveis de tensão AC, onde N é um número regular maior ou igual a 4/ e um controlador (122) que provê os sinais de controle de comutação do conversor (124) aos individuais dos estágios do conversor de múltiplos niveis (100) através da modulação do vetor de espaço utilizando apenas um subconjunto de possíveis estados de comutação com as tensões do modo comum absoluto minimo.
16. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelos estágios individuais do conversor de múltiplos niveis (100) serem conversores de múltiplos niveis fixados do ponto neutro agrupado (100) tendo um circuito do capacitor comutado (104) com primeiro e segundo capacitores (Cl, C2), e caracterizado pelo controlador (122) prover os sinais de controle de comutação do conversor (124) para controlar carga e descarga do primeiro e do segundo capacitor (Cl, C2) para regular uma primeira e uma segunda tensão do capacitor correspondente (VC1, VC2) para menos do que a metade de uma tensão do barramento DC pelos terminais DC (101, 102).
17. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo controlador (122) prover os sinais de controle de comutação do conversor (124) sintetizando a modulação do vetor virtual dos vetores de espaço utilizando vetores reais que representam os estados de comutação do subconjunto de possíveis estados de comutação de acordo com um vetor de referência.
18. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), caracterizado por compreender: um conversor de múltiplos niveis multifásico (70, 80) incluindo uma pluralidade de estágios do conversor de múltiplos níveis (100), individuais do estágios do conversor de múltiplos níveis (100) compreendendo um par de terminais DC (101, 102) individualmente acoplado a um circuito do barramento DC (90), um terminal AC (120) adaptado para prover ou receber a potência de saída AC direta ou indiretamente para ou de uma correspondente de uma pluralidade de fases de saída AC, e um circuito do conversor de múltiplos níveis (Sl-S6, Dl, D2, Cl, C2) operável de acordo com um conjunto correspondente entre sinais de controle de comutação do conversor (124); e um controlador (122) que provê os sinais de controle de comutação do conversor (124) aos individuais dos estágios do conversor de múltiplos níveis (100) através da modulação do vetor de espaço utilizando apenas um subconjunto de possíveis estados de comutação com as tensões do modo comum absoluto mínimo, em que o controlador provê os sinais de controle de comutação do conversor utilizando diretamente apenas vetores virtuais sintetizado utilizando vetores reais que representam os estados de comutação do subconjunto de possíveis estados de comutação de acordo com um vetor de referência.
19. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA, de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelos vetores virtuais serem construídos de modo que a tensão de modo comum média dos vetores virtuais é zero.
20. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA, de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelos estágios individuais do conversor de múltiplos níveis (100) serem conversores de múltiplos níveis fixados do ponto neutro agrupado (100) tendo um circuito do capacitor comutado (104) com primeiro e segundo capacitores (Cl, C2), e em que o controlador (122) provê os sinais de controle de comutação do conversor (124) para controlar carga e descarga do primeiro e do segundo capacitores (Cl, C2) para regular uma primeira e uma segunda tensão do capacitor correspondente (VC1, VC2) para menos do que a metade de uma tensão do barramento DC pelos terminais DC (101, 102).
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