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Transistorbestückter Oszillator für Nachrichten-, insbesondere
Telephonsysteme
Die Erfindung betrifft einen transistorbestückten Oszillator für Nachrichten-, insbesondere Telephonsysteme, der zur Übertragung von hörfrequenten Mehrfrequenz-Rufsignalen von einer Teilnehmerstation zu einer Zentrale. bestimmt ist.
Mit der Entwicklung von Telephonanlagen mit elektronischen Schaltelementen ohne bewegte Teile, die-verglichen mit relaisgesteuerten Anlagen - mit geringen Strömen und Spannungen betrieben werden, ist das Problem entstanden, die Teilnehmerstationen so auszubilden, dass sie den geänderten Anforderungen hinsichtlich der Ruf-, Wähl- und Sprechsignalgabe genügen. Der Betrieb mit niedrigen Strömen und Spannungen ermöglicht in der Zentrale die systematische Verwendung von Schaltelementen ohne bewegte Teile zur Verstärkung von Sprechsignal, Rufzeichen usw.
In analoger Weise können solche Schaltelemente auch in den Teilnehmerstationen zur Erzeugung von Wechselströmen herangezogen werden, die zur Abgabe der Wählsignale dienen, für welche bisher eine Unterbrechung einer Gleichstromschleife durch die üblichen Ziffern geber angewendet worden ist. Die Wählsignalgabe mit Wechselstrom bietet den Vorteil hoher Wählgeschwindigkeit, weil nur kurze Impulse einer ausgewählten Frequenz übertragen werden müssen, um eine ganze Ziffer darzustellen, im Gegensatz zum Erfordernis der Übertragung von längeren Gleichstromimpulsfolgen bei den üblichen Ziffemgebem.
Ferner kann durch Anwendung einer Wechselstromsignalgabe, deren Frequenz im Sprechfrequenzbereich liegt, das Signal von einem Ende des Sprechkanals bis zum andern in gleicher Weise wie ein Sprechsignal übertragen werden, wodurch die direkte Signalübertragung, insbesondere über grosse Entfernungen, erleichtert wird.
Vorteilhaft kann eine Digital-Wählinformation durch zwei im Sprechfrequenzbereich liegende Frequenzen kodiert werden, von denen jede aus einer bestimmten von zwei Frequenzgruppen ausgewählt wird und die gleichzeitig zur Telephonzentrale übertragen werden. Wenn die Gesamtzahl der verwendeten
Frequenzen acht beträgt, diese acht Frequenzen in zwei Gruppen von je vier unterteilt sind und ein Signal aus je einer Frequenz jeder Vierergruppe gebildet wird, so sind insgesamt 16 verschiedene Frequenzpaare, d. h. 16 unterscheidbare Signale möglich.
Um ein solches System zu verwirklichen, muss jede Teilnehmerstation mit einer Einrichtung ausgestattet werden, die befähigt ist, unter der Steuerwirkung des Teilnehmers 16 signalgebende Frequenzkombinationen zu erzeugen. Auch seitens der Gesamtanlage werden an die Wählsignalgeber in den Teilneh- merstationen bestimmte Anforderungen gestellt. Um die richtige Übertragung jeder Ziffernwahl zu sichern, muss der Schwingungsgenerator für jede der verschiedenen Signalfrequenzen stabil sein. Da ferner die Ziffern signale die Form von Frequenzpaaren haben, die gleichzeitig übertragen und aufgenommen werden, ist es sehr günstig, wenn die beiden Teilsignale mit den beiden Frequenzkomponenten zueinander in einer vorgegebenen Amplitudenbeziehung stehen, vorzugsweise gleich stark sind.
Um ferner die Feststellung der Signalkomponenten zu erleichtern, sollen diese eine möglichst rechteckige Hüllkurve haben. Alle diese Signaleigenschaften erleichtern die Auswertung der Wählsignale in der Zentrale. Eine hohe Frequenzstabilität ermöglicht es, die selektiven Kreise des Signalempfängers, welche z. B. als Bandfilter ausgebildet sein können, scharf auf die Signalfrequenzen abzustimmen, wodurch eine Beeinflussung des Verstärkers durch Störspannungen unterbunden werden kann. Wenn sich die Ausgangsenergie des Signalgenerators etwa je zur Hälfte auf die beiden signalbildenden Frequenzen verteilt, so muss der Signal-
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empfänger in der Zentrale bloss zwei gleichzeitig auftretende Frequenzen ungefähr gleicher Amplitude aufnehmen und nur gewisse Toleranzen im Hinblick auf Übertragungserscheinungen berücksichtigen.
Ferner ist die einwandfreie Signalfeststellung auch von der Hüllkurve der übertragenen Signale abhängig.
Weder eine gedämpfte Schwingung, noch eine innerhalb einer erheblichen Zeitspanne exponentiell verlaufende Schwingung ermöglicht eine Signalfeststellung mit einer Verlässlichkeit, die vergleichbar mit jener bei einem Schwingungsverlauf mit rechteckiger Hüllkurve ist. Insbesondere wenn lange Übertragungsstrecken in Betracht kommen, wie dies bei der direkten Femwahl der Fall ist, haben bei rechteckigen Hüllkurven die Amplitudenschwelle des Signaldetektors und die minimale verwertbare Signallänge viel geringere Bedeutung als bei den ersterwähnten Schwingungsverläufen.
Für die Einrichtungen in der Teilnehmerstation sind die wichtigsten Anforderungen ein einfacher Aufbau des Signalgenerators, niedrige Kosten desselben und die Möglichkeit der Speisung des Generators über die Teilnehmerleitung.
Ein allgemeines Ziel der Erfindung liegt nun darin, die Erzeugung der Wählsignale in Telephonanlagen zu verbessern. Speziell befasst sich die Erfindung mit der Aufgabe, einen billigen Signalgenerator zu schaffen, der ein einziges aktives Schaltelement aufweist und befähigt ist, an einem symmetrierten Ausgang ein beliebiges von mehreren Paaren ausgewählter Signalfrequenzen zu liefern, wobei diese Signale
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soll aus der mit der Zentrale verbundenen Teilnehmerleitung möglich sein.
Ein gemäss der Erfindung ausgebildeter transistorbestückter Oszillator der einleitend angegebenen Art weist somit eine Mehrzahl von getrennt abstimmbaren Tankkreisen (Resonanzlreisen) auf, mit denen je ein zur Amplitudenbegrenzung der Schwingungen des zugeordneten Tankkreises dienendes nichtlineares
Netzwerk gekuppelt ist, und ist im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, dass alle Tankkreise mit Hilfe von Druckknöpfen gleichzeitig auf voneinander verschiedene Frequenzen abstimmbar sind.
Bei einem ty- pischen Ausführungsbeispiel der Erfindung sind zwei Tankkreise vorgesehen, von denen jeder vier wähl- bare Resonanzfrequenzen aufweist und normalerweise die über die Teilnehmerleitung zugeführte Energie speichert, um diese Energie bei Betätigung eines von mehreren Druckknöpfen in Form einer eine gewählte
Ziffer der Rufnummer symbolisierenden Schwingung abzugeben. Diese Tankkreise sind an den Rückkopp- lungsweg des Transistors angekoppelt.
Zweckmässig ist die Anordnung so getroffen, dass die Druckknöpfe bei ihrer Betätigung Stosserregungs- kreise für die Tankkreise schliessen. Bei einer bevorzugten Ausführung enthält der Oszillator einen auf li- nearen Betrieb vorgespannten Transistor und jeder Tankkreis ist mit einer eigenen Transformatorwicklung im Basiselektrodenkreis und ferner mit einer eigenen Transformatorwicklung im Emitterelektrodenkreis dieses Transistors gekoppelt, wobei an eine der Transformatorwicklungen, die mit jedem der Tankkreise gekoppelt sind, ein nichtlinearer Widerstand angeschlossen ist.
Die erwähnten und weitere Merkmale der Erfindung sollen nun unter Bezugnahme auf die Zeichnun- gen genauer erläutert werden. Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild der Wahl- un Sprechkreise einer
Teilnehmerstation gemäss der Erfindung. Fig. 1A stellt ein abgeändertes Ausführungsdetail der Schaltung nach Fig. l dar. Fig. 2 ist eine perspektivische Ansicht einer Teilnehmerstation mit Druckknöpfen für die
Betätigung der Wählkreise. Fig. 3 ist ein elektrisches Schaltbild eines vereinfachten Ausführungsbeispiels des Wählkreises nach der Erfindung. Die Fig. 4A, 4B und 4C stellen Vektordiagramme für das Schaltbild nach Fig. 3 dar. Die Fig. 5A, 5B und 5C zeigen schliesslich in Diagrammform drei verschiedene Signalar- ten im Sprechfrequenzbereich.
In den Fig. l und 2 ist eine Teilnehmerstation 10 erkennbar, die über ein die Teilnehmerleitung 11 bildendes Aderpaar in der üblichen Weise mit einer Zentrale verbunden ist, in welcher sich die Betriebs- stromquelle für die Teilnehmerstation befindet. Die Teilnehmerstation ist für die Wählsignalgabe im
Mehrfrequenzbetrieb eingerichtet. An die Leitungsadern 11 ist in üblicher Weise ein Wecker 12A mit einem zur Verhinderung einer falschen Weckerbetätigung dienenden Nebenschlusskondensator 12 ange- schlossen. Die Adern der Teilnehmerleitung enthalten ferner Kontakte 13 des Hakenumschalfers, welche zur Verbindung der Sprech- und Wählkreise mit der Teilnehmerleitung 11 beim Abheben des Handappara- tes 18 in Fig. 2 dienen.
Eine Ader 14 verbindet die eine Ader der Teilnehmerleitung 11 mit dem Sprech- kreis 15, der in üblicher Weise mit Rückhördämpfung ausgestattet ist und ein Mikrophon 16, einen Hörer
17, eine Induktionsspule 20, ein die Leitungsimpedanz ausgleichendes Netzwerk 21, einen als Krachtö- ter dienenden Varistor 22 und einen Nebenschlusszweig mit einem Widerstand 23 und einer seriengeschal- teten Diode 24 zur Kompensation der Schleifenlänge enthält. Mit der andern Ader der Teilnehmerleitung 11 ist der Sprechkreis 15 über eine Ader 25, einen normalerweise geschlossenen Kontakt eines Umschal- ters 26, ein Leitungsstück 27,. eine spannungsregelnde Diode 30 und einen Kontakt 13 des Hakenumschal- ters verbunden.
Wenn daher der Handapparat von der Auflage abgehoben wird und die beiden Umschalt-
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kontakte 13 geschlossen werden, so liegt der Sprechkreis 15 an der Teilnehmerleitung 11. Der beschriebene Sprechkreis ist im wesentlichen unverändert von üblichen Teilnehmerstationen übernommen und die einzigen Unterschiede hinsichtlich der Schaltung liegen in der Verwendung der Diode 30 und des dazu in Serie angeordneten Umschaltkontaktes 26. Diese Elemente beeinflussen aber weder die Abgabe noch den Empfang der Sprechströme, weil der Umschaltkontakt 26, ausgenommen während der Zeit der Wählsignalabgabe, geschlossen ist und die Diode 30 nur einen unbedeutenden Spannungsabfall bewirkt.
Der Wählsignalgeber der Teilnehmerstation wird vom Teilnehmer gesteuert und ermöglicht eine rasche Ziffernübertragung zur Zentrale. Durch Drücken eines von mehreren Druckknöpfen 60 in Fig. 2 schliesst der Teilnehmer zwei Kontaktpaare, von denen jedes eine bestimmte Frequenz festlegt, wobei die Kombination dieser beiden Frequenzen einer bestimmten Wählziffer zugeordnet ist. Ferner hat die Betätigung der Druckknöpfe auch Schaltvorgänge zur Folge, durch welche der Wählsignalgeber gespeist wird und das Wählsignal in Form von zwei durch den jeweils betätigten Druckknopf ausgewählten Frequenzen in der nachfolgend beschriebenen Weise über die Teilnehmerleitung abgegeben wird.
Die Ursprungselemente für das Wählsignal umfassen zwei Tank-oder Resonanzkreise, die in Serie über eine Ader 33 mit einer Klemme der Diode 30 und über eine Ader 34, den Umschaltkontakt 26 und die Adern 27 und 25 mit der andern Klemme der Diode 30 verbunden sind. Der erste Resonanzkreis enthält eine angezapfte Spule 36 mit einem Kondensator 37, der parallel zur gesamten Spule 36 oder zu einem Spulenteil geschaltet werden kann, was in der Zeichnung durch die voll ausgezogenen Anzapfadem 40,41, 42 und 43 angedeutet worden ist. Der zweite Tank- oder Resonanzkreis enthält eine entsprechende Spule 44 mit Anzapfadern 46,47, 48 und 49, die mit strichlierten Linien dargestellt sind, sowie einen Kondensator 45.
An den Kondensator 37 ist eine Sammelleitung 50 mit Adern 51 angeschlossen, die sich zu den Anzapfadem 40,41, 42 und 44 erstrecken und mit diesen eine Adermatrix bilden. Analog ist an den Kondensator 45 eine Sammelleitung 52 mit Adern 53 angeschlossen, die mit den Anzapfadern 46,47, 48 und 49 der Spule 44 eine ähnliche Matrix bilden.
Die beiden vorstehend beschriebenen Matrizen sind. an den Kreuzungspunkten voneinander unabhängig und in Fig. 1 nur überlappt dargestellt, um die geometrische Beziehung bei der bevorzugten praktischen Ausführung zu verdeutlichen. Die Schnittpunkte der Matrizenadem sind durch 16 Kreise hervorgehoben, welche die Druckknöpfe 60 in Fig. 2 darstellen sollen ; sie dienen dazu, die Kondensatoren 37 und 45 parallel zu ausgewählten Teilen der Spulen 36 und 44 zu schalten.
Die Druckknöpfe 60 schliessen bei ihrer Betätigung den Stromkreis zwischen einer der strichliert gezeichneten Adern 53 und einer der gleich gezeichneten Adern 46,47, 48 oder49 und gleichzeitig den Stromkreis zwischen einer der in vollen Linien gezeichneten Adern 51 und einer der gleich gezeichneten Adern 40,41, 42 und 43, wodurch die Resonanzfrequenzen der beiden abgestimmten Kreise festgelegt werden.
Mit den Druckknöpfen 16 ist mechanisch der Umschaltkontakt 26 gekuppelt, der bei Betätigung eines det Druckknöpfe 60 die Verbindung der Resonanzkreis mit der Diode 30 über die Ader 34 unterbricht.
Die Adern 27 und 34 dienen zur Verbindung des Spulenpaares mit der Diode 30, wodurch die Energie, die von der Spannung an der Diode 30 abgeleitet werden kann, während der Zeit, in welcher der Handapparat 10 nach dem Abheben mit der Teilnehmerleitung 11 verbunden ist, aber noch kein Druckknopf betätigt worden ist, in den Spulen gespeichert wird. Bei Betätigung eines der Druckknöpfe werden die Kondensatoren 37 und 45 an geeignete Teile der angezapften Spulen 36 und 44 angeschaltet und sodann wird die Verbindung über die Ader 34 zu der als Spannungsquelle dienenden Diode 30 unterbrochen, wodurch in jedem der Resonanzkreise eine gedämpfte Schwingung entsteht.
Die hier beschriebene Erzeugung von zwei niederfrequenten Ausschwingvorgängen ist ähnlich der in der USA-Patentschrift Nr. 2, 824, 173 und in einem Aufsatz von L. A. Meacham et al in der Zeitschrift "Bell System Technical Journal", Bd. 37, Seiten 339 bis 360 (1958), beschriebenen. Die Resonanzkreise sind aber nicht wie bei den zitierten Literaturstellen direkt mit der Teilnehmerleitung 11 verbunden, sondern elektromagnetisch mit einem Transistorverstärker gekoppelt.
Das aktive Element des Verstärkers ist ein Transistor 70, dessen Basiselektrode 71 über zwei seriengeschaltete Wicklungen 73 und 76 und die Diode 30 mit einer Ader derTeilnehmerleitungll verbunden ist, während der Kollektor 74 über den Umschaltkontakt 26 und einen Widerstand 28 mit der andern Ader der Teilnehmerleitung 11 in Verbindung steht und der Emitter 75 über einen Emitterwiderstand 77 und zwei seriengeschaltete Wicklungen 83 und 86 an die dem Basisanschluss gegenüberliegende Seite der Diode 30 angeschaltet ist.
Ein auf der gleichen Seite der Diode 30 wie die Basis 71 angeschlossener und mit dem Kollektor verbundener Widerstand 35 dient zur Stromübertragung über die Diode 30, um an dieser die Nennspannung für den leitenden Zustand herzustellen und zugleich einen Verbraucher zu bilden, der parallel zur Teilnehmerleitung liegt und so die Schwankungen der Signalausgangsspannung in Abhängigkeit von der Leitungsimpedanz vermindert.
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Die Wicklungen 83 und 86 werden einzeln von Dioden 84 bzw. 87 überbracht, die zur Regelung der Amplituden der Spannungen an diesen Emitterwicklungen 83 und 86 dienen. Die Dioden 84 und 87 sowie die Dioden 30 sind vorzugsweise je ein Paar von gegensinnig gepolt parallelgeschalteten Varistoren der Western Electric Co. Type 420B, die bis zu einer Spitzenspannung von 0, 7 V einen hohen Widerstand aufweisen, der oberhalb dieser Spannung rasch absinkt.
Die Stromversorgung des Transistor-Oszillators erfolgt über die Teilnehmerleitung 11, wobei die Emittervorspannung durch den Spannungsabfall an der Diode 30 gewonnen wird. Der Transistor, der das einzige aktive Element der Schaltung darstellt, ist wirkungsmässig ein linearer Verstärker, weil, wie später noch erläutert wird, die Amplitudenbegrenzung der Schwingung durch eine eigenartige Ausführung des Rückkopplungsweges und nicht durch irgendwelche nichtlineare Vorgänge im Transistor selbst bewirkt wird.
Bei der Ausführungsform nach Fig. l ist die Diode 30 das die Bezugsspannung herstellende Element in der Teilnehmerstation 10j sie erzeugt im gesamten in Betracht kommenden Variationsbereich der Schleife zwischen der Teilnehmerstation und der Zentrale einen konstanten Spannungsabfall. Der konstante Spannungsabfall an der-Diode 30 hat einen konstanten Strom über den Transistor 70 zur Folge, wodurch die Möglichkeit einer Überlastung des Transistors bei kurzen Schleifen ausgeschlossen wird.
Falls ein derartiger Schutz des Transistors nicht erforderlich ist, kann gemäss Fig. 1A zur Herstellung der Bezugsspannung auch ein konstanter Widerstand verwendet werden. In Fig. 1A ist dieser als Ersatz für die Diode 30 dienende Widerstand 130 mit einem Nebenschlusskondensator 131 erkennbar. Im Rahmen der Erfindung sind zwar beide erwähnten Schaltelemente anwendbar, doch wird die Ausführungsform nach Fig. 1 bevorzugt, weil sie, wie schon erwähnt, einen Schutz für den Transistor gewährleistet und auch wirtschaftlicher ist, zumal die beiden Bestandteile, die bei der Ausführung nach Fig. lA erforderlich sind, zusammen teurer sind als eine einzige Diode 30.
Die Arbeitsweise des Transistorkreises soll nun an dem vereinfachten Schaltbild nach Fig. 3 erläutert werden. Diese Schaltung enthält einen Transistor Ql mit einem abgestimmten Kreis TC in der Basisleitung und einem Emitterkreis, in dem sich ein Widerstand Re und eine Wicklung P befinden, welch letztere mit der Spule des abgestimmten Kreises TC gekoppelt ist. Diese vereinfachte Schaltung wird durch eine Batterie V und einen Lastwiderstand Rr vervollständigt. Bei der dargestellten Schaltungsanordnung wird ein Teil der Ausgangsspannung des Transistors Q1, der von der Grösse des Widerstandes Re abhängt, durch die Transformatorwirkung der gekoppelten Wicklungen P und S zur Basisleitung zurückgeführt.
Da es sich um eine Emitterfolgeschaltung handelt, beträgt die Spannungsverstärkung des Verstärkers ungefähr 1 und das Spannungs-oder Windungsverhältnis n/n, = K der gekoppelten Wicklungen P und S und muss daher den Wert 1 übersteigen, um eine Energierückführung zum Basiskreis des Transistors Q1 zu erzielen, Für K=2, ideale Transformatorkopplung und die Spannungsverstärkungl bei einer'Phasenverschiebung von 0 = 0 muss, um bei Resonanz pss= 1/00 zu erhalten, d. h. die Bedingung für kritisch aufrechterhaltene
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stand des Transformators an den Klemmen der Wicklung P ist.
Das Vektordiagramm der Spannungen für diese Bedingungen ist in Fig. 4A dargestellt, wobei die Vektoren mit den gleichen Grossbuchstaben wie die zugeordneten Messpunkte in Fig. 3 bezeichnet sind, während Fig. 4B das Vektordiagramm bei einer Phasenverschiebung von 0, aber einer unter 1 liegenden Span-
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d. h.ergibt. Der Differenzvektor AD der Spannungsvektoren BD und BA stellt die Basis-Emitterspannung oder Eingangsspannung des Verstärkers dar und der Vektor BA gibt die Ausgangsspannung an. In Fig. 4C ist noch eine innere Phasenverschiebung o bei den Bedingungen nach Fig. 4B angenommen worden.
Man erkennt aus Fig. 4C, dass die Phasenverschiebung $, die im abgestimmten Kreis zur Erfüllung der Bedingungen pus=1/0 erforderlich ist, viel kleiner ist als Ei. Es sei hier erwähnt, dass die Gleichwertigkeit zwischen den Vektordiagrammen'nach Fig. 4 und jenen für Oszillatoren mit Brückenstabilisierung von L. A. Meacham in der Zeitschrift" Bell System Technical Journal", Bd. 18, Seiten 574 bis 590, Oktober 1938, bewiesen worden ist und dass daher für diese beiden Fälle die gleichen Stabilitätseigenschaften gelten.
Die automatische Aufrechterhaltung der Bedingung pss= 1 wird bei dem Meacham-Oszillator durch Anwendung eines thermisch veränderlichen Widerstandes in einem Brückenzweig gesichert. Das mit diesem Schaltelement vergleichbare Schaltelement in Fig. 3 ist der Widerstand Re'der in ähnlicher Weise dazu verwendet werden könnte, den Wert jnss zu beeinflussen. Es ergäbe sich aber hiebei die Notwendigkeit, die Wechselstrom- und Gleichstromkomponenten des Emitterstromes zu trennen, weil für die Verstärkungsregelung nur die Wechselstromkomponente herangezogen werden soll.
Da ferner der Verstärker für die gleichzeitige Erzeugung von zwei Frequenzen dienen soll, sind zwei abgestimmte Kreise vorhanden und der Einfluss des Widerstandes Re könnte somit nicht gleichzeitig den p ss-Wert für beide Kreise in
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der erforderlichen Weise regeln. Aus diesem Grunde wird die Anwendung des Widerstandes Re für die Verstärkungsregelung zu Gunsten eines spannungsempfindlichen Widerstandes unterlassen, der einen Teil des abgestimmten Transformators, etwa den Teil n. überbrückt. Dieser Widerstand ändert die Güte Qder Spule und damit die Verstärkung des abgestimmten Kreises.
Für diesen Zweck eignet sich besonders ein Silicium-Flächenvaristor, der bis zu Spannungen von etwa 0, 7 V die Eigenschaft eines sehr hohen Widerstandes hat und dessen Widerstandswert oberhalb der angegebenen Spannung rasch absinkt. Wenn Re so gewählt wird, dass uss nur wenig grösser als 1 ist, und die Spulen entsprechend bemessen werden, kann mit einem solchen Varistor eine gute Verstärkungsregelung ohne wesentliche Verschlechterung der Güte Q erzielt werden.
Die tatsächliche Schaltung zur Erzeugung von Schwingungen mit zwei verschiedenen Frequenzen ist in fig. l dargestellt. Es sind hiebei getrennt abgestimmte Transformatoren vorgesehen, welche durch die Wicklungen 44,73 und 83, bzw. 36,76 und 86 unter Serienschaltung entsprechender Wicklungen gebildet werden und den einzigen abgestimmten Transformator TC in Fig. 3 ersetzen. Die dargestellten nichtlinearen Elemente 84 und 87 sind die als Verstärkungsregler dienenden Varistoren. Die Erzeugung zweier Schwingungen ist ohne weiteres möglich, weil keinerlei Überlastung des Verstärkers zwecks Amplitudenbegrenzung angewendet wird und der Verstärker daher linear arbeitet und Energie an die beiden abgestimmten Kreise sowie an den Verbraucher abgeben kann, welch letzterer durch die Teilnehmerleitung 11 und den Widerstand 35 gebildet wird.
Die vom Kollektorkreis dargebotene Quellenimpedanz ist sehr hoch, weil die Wechselstromkomponente des Kollektorstromes von der der Basis zugeführten Spannung und vom Wert des Emitterwiderstandes abhängt, und ist praktisch unabhängig von der Verbraucherimpedanz.
Die Schaltung nach Fig. l verkörpert die vorstehend in Verbindung mit Fig. 3 erläuterten Prinzipien und stellt einen Signalgenerator dar, der sowohl für die vorhandenen, mit relativ hohen Strömen arbeitenden Telephonanlagen als auch für rein elektronische Anlagen mit relativ niedrigen Strömen geeignet ist. Die abgestimmten Transformatoren, welche durch die Wicklungen 44,83 und 73 bzw. 36, 86 und 76 gebildet werden, haben an den Wicklungen 44 und 36 Anzapfungen, die so angeordnet sind, dass sie Frequenzen gemäss dem gewünschten Kode ergeben, wenn sie mit den festen Kondensatoren 37 und 45 verbunden werden. Die Auswahl der für ein gegebenes Wählsignal richtigen Anzapfungen an jeder Wicklung erfolgt mit Hilfe von Kontakten, die mittels der Druckknöpfe 51 betätigt werden.
Für die Spulen werden zweckmässig Schalenkeme aus Ferrit verwendet, die zwecks Induktivitätsänderung einstellbare Luftspalte haben, so dass eine Möglichkeit zur Abstimmung auf die Signalfrequenzen gegeben ist und mä- ssige Toleranzen bezüglich der Kapazitätswerte der Kondensatoren 37 und 45 zugelassen werden können.
Der Umschalter 26 ist mechanisch mit allen Druckknöpfen so gekuppelt, dass er bei Betätigung eines beliebigen Druckknopfes nach Schliessen der Kontakte in den Abstimmkreisen umgelegt wird. Der Umschalter dient
1. zum Kurzschliessen des Handapparates während der Signalgabe durch Querschaltung eines niedrigen Widerstandes 28,
2. zur Anfachung des Oszillators durch Unterbrechung des Stromweges über die Adern 27 und 25, die normalerweise den Oszillator, abgesehen von der niedrigen Impedanz der Diode 30, zwecks Herstellung des Sprechweges kurzschliessen, und
3. zur Unterbrechung des Gleichstromes, der über die abgestimmten Wicklungen 36 und 43 infolge des Spannungsabfalles an. der Diode 30 fliesst.
Der Vorgang- (1) beseitigt die Möglichkeit einer falschen Signalauslösung während der Periode der Signalgabe, weil die Hauptquelle störender Signale, nämlich das Mikrophon, kurzgeschlossen ist. Ferner vermeidet der Vorgang (1) auch eine Dämpfung der Signalenergie in der Teilnehmerstation. Der sehr kleine Widerstand 28, der in Serie mit der Ader 25 liegt, macht anderseits die übertragenen Signale für den rufenden Teilnehmer hörbar, was vom psychologischen Standpunkt aus erwünscht ist. Der Vorgang (3) veranlasst den sofortigen Schwingungseinsatz in den abgestimmten Spulen, wobei diese Schwingungen sodann vom Oszillatorkreis aufrechterhalten werden ; auf diese Weise wird eine Anschwingzeit des Oszillators vermieden.
Bei Anschaltung dieser Teilnehmerstation an eine normale Teilnehmerleitung wird von der Gleichstromquelle in der Zentrale hinreichend viel Energie für die Erzeugung eines zwei Frequenzen umfassenden Signals gewünschter Stärke geliefert. Schwankungen des Gleichstromes infolge veränderlicher Schleifenlänge werden durch die Diode 30 kompensiert, die infolge ihrer scharf geknickten Kennlinie eine im wesentlichen konstante Spannung an die Basis des Transistors anlegt. Die von der Diode gelieferte konstante Vorspannung hat einen konstanten Emitterstrom zur Folge, was zu einer Verminderung der Verlustleistung im Transistor an kurzen Schleifen führt, bei welchen die Gleichspannung an der Teilnehmerstation hoch ist.
Die niedrige Wechselstromimpedanz der vorgespannten Diode 30 erübrigt es, diese Diode für die Sprechsignale mit einem Kondensator zu überbrücken.
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Die Amplituden der beiden Signalfrequenzkomponenten, die zum Basiskreis des Transistors rückgekoppelt werden, werden durch die nichtlinearen Schaltelemente 84 bzw. 87 geregelt, da die Signalamplituden an den Wicklungen 83 bzw. 86 während der Signalgabe die Ansprechwelle dieser Schaltelemente übertreffen. Demnach erreicht während dieser gesamten Signalgabe die Ausgangsspannung für beide Frequenzen einen vorgegebenen Sollwert, der durch die Bemessung der abgestimmten Transformatoren vorgegeben ist. Dies gilt auch dann, wenn die Signalfrequenzen um mehr als einige 100 Hz voneinander verschieden sind.
Typische Signalfrequenzen sind :
EMI6.1
<tb>
<tb> Wählziffer <SEP> : <SEP> Frequenzen <SEP> (in <SEP> Hz) <SEP> : <SEP>
<tb> 1 <SEP> 1477,697
<tb> 2 <SEP> 1336,697
<tb> 3 <SEP> 1209,697
<tb> 4 <SEP> 1477,770
<tb> 5 <SEP> 1336,770
<tb> 6 <SEP> 1209,770
<tb> 7 <SEP> 1477,852
<tb> 8 <SEP> 1336, <SEP> 852
<tb> 9 <SEP> 1209,852
<tb> 0 <SEP> 1336,941
<tb>
Die Bemessung der verschiedenen Bestandteile in einer typischen erfindungsgemässen Schaltungsanordnung, die mit den vorstehend angegebenen Frequenzen arbeitet, ist nachfolgend zusammengestellt :
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<tb>
<tb> Transistor <SEP> 70 <SEP> Western <SEP> Electric <SEP> Co. <SEP> Type <SEP> 12D
<tb> Kondensator <SEP> 37 <SEP> 0, <SEP> 033/l <SEP> F
<tb> Kondensator <SEP> 45 <SEP> 0,082 <SEP> p <SEP> F <SEP>
<tb> Kondensator <SEP> 131 <SEP> 2 <SEP> u <SEP> F <SEP>
<tb> Transformator <SEP> (Wicklungen <SEP> Wicklungsinduktivität <SEP> 36 <SEP> : <SEP> 0, <SEP> 63 <SEP> Henry <SEP> ; <SEP>
<tb> 36,76, <SEP> 86) <SEP> Wicklungsverhältnis <SEP> : <SEP> 941 <SEP> : <SEP> 60 <SEP> : <SEP> 120 <SEP>
<tb> Transformator <SEP> (Wicklungen <SEP> Wicklungsinduktivität <SEP> 43 <SEP> : <SEP> 0, <SEP> 63 <SEP> Henry <SEP> ; <SEP>
<tb> 43,73, <SEP> 83) <SEP> Wicklungsverhä1tnis <SEP> :. <SEP> 941 <SEP> : <SEP> 34 <SEP> :
<SEP> 68 <SEP>
<tb> Widerstand <SEP> 77 <SEP> 160 <SEP> Ohm
<tb> Widerstand <SEP> 35 <SEP> 910 <SEP> Ohm
<tb> Widerstand <SEP> 28 <SEP> 20 <SEP> Ohm
<tb> Widerstand <SEP> 130 <SEP> 200 <SEP> Ohm
<tb> Diode <SEP> 30 <SEP> Varistor <SEP> der <SEP> Western <SEP> Electric <SEP> Co. <SEP> Type <SEP> 420B
<tb> Diode <SEP> 84 <SEP> Varistor <SEP> der <SEP> Western <SEP> Electric <SEP> Co. <SEP> Type <SEP> 420B
<tb> Diode <SEP> 87 <SEP> Varistor <SEP> der <SEP> Westem <SEP> Electric <SEP> Co. <SEP> Type <SEP> 420B
<tb>
Die. Hüllkurve der so erhaltenen Signale ist im Vergleich zur Signalhüllkurve bei einfachen Antiresonanzkreisen und einem normalen Oszillator in Fig. 5 veranschaulicht. Fig. 5A stellt die gedämpften Schwingungen an einem stosserregten einfachen Schwingungskreis dar, die bei einem Signalsystem gemäss der USA-Patentschrift Nr. 2, 824, 173 erhalten werden.
Fig. 5B zeigt die allmähliche Anfachung eines Oszillators, dessen Schwingungseinsatz aus dem thermischen oder sonstigen Rauschen erfolgt. Fig. 5C ist eine Darstellung der kombinierten Eigenschaften, die mit dem stosserregten Oszillator gemäss der Erfindung erzielt werden. Die Hüllkurve des Signals ist im wesentlichen rechteckig und weicht von dieser Form nur im Anfangszeitpunkt entsprechend der Anfangsamplitude der stosserregten Schwingung am Antiresonanzkreis ab. Die voll ausgezogene Linie ergibt die maximale und die unterbrochene Linie die minimaie
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praktisch verwertbare Anfangsamplitude an. Die Stosserregung bewirkt, dass schon die erste Periode der Schwingung im Oszillatorausgang eine Amplitude hat, die ungefähr gleich jener ist, welche durch die nichtlinearen Elemente 84 und 87 vorgegeben wird.
Hierauf erfolgt ein kurzer exponentieller Verlauf bis zu einem stationären Wert. Der Signalinhalt wird natürlich durch zwei Signalfrequenzen gebildet.
Das dargestellte Beispiel soll natürlich nur eine Ausführungsmöglichkeit der Erfindung erläutern und lässt im Rahmen der Erfindung noch verschiedene Abänderungen zu.
PATENTANSPRÜCHE : 1. Transistorbestückter Oszillator für Nachrichten-, insbesondere Telephonsysteme, der zur Übertragung von hörfrequenten Mehrfrequenz-Rufsignalen von einer Teilnehmerstation zueiner Zentrale bestimmt ist und eine Vielzahl von getrennt abstimmbaren Tankkreisen aufweist, mit denen je ein zur Amplitudenbegrenzung der Schwingungen des zugeordneten Tankkreises dienendes nichtlineares Netzwerkgekuppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass alle Tankkreise (36, 37 ; 44,45) mit Hilfe von Druckknöpfen (50,51, 40,41, 42, 43 ; 52,53, 46,47, 48,'49) gleichzeitig auf voneinander verschiedene Frequenzen abstimmbar sind.