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Transistorwechselstromverstärker
Die Erfindung betrifft einen Transistorwechselstromverstärker, insbesondere in einem Empfänger für amplitudenmodilierte Schwingungen, und befasst sich mit dem Problem der Kreuzmodulation in einem derartigen Verstärker.
Bei Röhrenverstärkern wird die Kreuzmodulation bekanntlich dadurch verursacht, dass der Anodenstrom der Röhre nicht linear mit der Gitterspannung verläuft. Die folglich im Anodenstrom erzeugten Kreuzmodulationsprodukte hat man unter anderem dadurch zu beseitigen versucht, dass im Kathodenkreis der Röhre ein Niederfrequenzfilter aufgenommen wurde. Die infolge der Kennlinienkrümmung der Röhre über diesem Filter erzeugte Niederfrequenzspannung wurde zur Gegenmodulation ausgenutzt um die unerwünschte Kreuzmodulation herabzusetzen. Nach Untersuchungen, die der Erfindung zugrunde liegen, erweist es sich, dass die in einem Transistorwechselstromverstärker erzeugte Kreuzmodulation wesentlich
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sicht keine Rolle spielt-beeinflusst wird.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass zur Verminderung der Kreuzmodulation durch die zwischen den Transistoreingangsklemmen eingeschaltete Impedanz des Transistors ungefähr die Bedingung erfüllt wird :
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bzw. ungefähr gleich 1 bei Verwendung eines Transistors in Basisschaltung, wobei Z die zwischen diesen Eingangsklemmen gemessene Transistoreingangsimpedenz, Zp den Impedanzwert der an die Eingangsklemmen geschalteten äusseren Impedanz gemessen bei Niederfrequenz,
Zo diessen Wert gemessen bei einer Frequenz gleich dem Unterschied zwischen der Frequenz der Nutzschwingung und der einer Störschwingung und Zs diesen Wert gemessen bei der Summe letztgenannter Frequenzen darstellen und aD a2 und ssg die Koeffizienten der Reihe
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der Transistoreingangskennlinie (Transistor-Eingangsstrom i als Funktion der zwischen seinen Eingangselektroden angelegten Spannung v) darstellen.
Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher erläutert.
Fig. 1 veranschaulicht einen Verstärker nach der Erfindung, z. B. einen HF- bzw. ZF-Verstärker in einem Empfänger für amplitudenmodulierte Schwingungen, und Fig. 2 den mit diesem Verstärker erhaltenen Kreuzmodulationsfaktor K für verschiedene Werte der zwischen den Eingangsklemmen des Transistors geschalteten Impedanzen.
In der Verstärkerschaltung nach Fig. 1 werden amplitudenmodulierte Nutzschwingungen einer Quelle Cl mit Innenwiderstand 1 einem auf diese Schwingungen abgestimmten Resonanzkreis 3 und nachfolgend, gegebenenfalls nach Herabtransformierung, den Eingangsklemmen eines Transistors 4 zugeführt und verstärkt. Die verstärkten Schwingungen werden dem auf die Nutzfrequenz abgestimmten Ausgangskreis 10 entnommen. Unerwünschte (Stör-) Schwingungen, die z. B. von einem benachbarten Sender herrühren, gelangen ebenfalls an den Eingangskreis und sind in Fig. 1 als eine zweite Quelle dargestellt worden.
Es zeigt sich, dass der vom Transistor 4 gelieferte Ausgangsstrom nicht nur diesen beiden Schwingungen proportional ist, sondern dass auch eine durch Kreuzmodulation dieser beiden Schwingungen verursachte, im Nutzfrequenzband liegende Komponente in diesem Strom enthalten ist.
Falls man annimmt, dass der Transistoreingangsstrom praktisch exponential mit der an den Eingangsklemmen wirksamen Spannung ansteigt, findet man für den Kreuzmodulationsfaktor K einen Ausdruck, der ungefähr unabhängig von der Amplitude der Nutzschwingung, ungefähr proportional zum Quadrat der Störschwingungsamplitude und weiter proportional zu einem Faktor
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in dem Zo, Zip, zo und Zs die bereits oben definierte Bedeutung haben.
Der Kreuzmodulationsfaktor K kann somit durch geeignete Bemessung der zwischen den Eingangsklemmen des Transistors geschalteten Impedanz praktisch 0 gemacht werden. Eine einfache Methode besteht darin, dass der Resonanzkreis 3 über einen Widerstand 5 mit den Eingangsklemmen des Transistors 4 verbunden ist. Die zur Vorspannungserzeugung verwendeten Schaltelemente 7, 8 und 9 werden so bemessen, dass sie ausser Betracht bleiben können, indem der Widerstand 7 verhältnismässig gross, die Impedanz 8, 9 jedoch verhältnismässig klein gegenüber der Transistoreingangsimpedanz gewählt werden.
Die Impedanz des Kreises 3 ist für die drei in Frage kommenden Frequenzen nahezu vernachlässigbar.
Wenn auch der Trennkondensator 6 eine vernachlässigbare Impedanz für diese Frequenzen aufweist, sind die Impedanzen Zp, Zv, Zs je durch den Wert des Widerstandes 5 gegeben. Die angestrebte Bedingung ist dann somit erfüllt, falls der Widerstand 5 die Hälfte des Eingangswiderstandes ZO des Transi-
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mit dem Kondensator 6 wird die Kurve c erhalten. Zwar könnten die Schaltelemente 6 und 7 weggelassen werden, aber weil die Einstellung auf das Minimum des Faktors K ziemlich kritisch ist, ist eine ausreichende Arbeitspunktstabilisierung, z. B. durch einen genügend grossen Wert des Widerstandes 7 und/oder durch geeignete Temperaturabhängigkeit des Widerstandes 8 empfehlenswert.
Auch kann der Widerstand 5 selber eine dem temperaturabhängigen Eingangswiderstand des Transistors entsprechende Temperaturabhängigkeit aufweisen.
Selbstverständlich können durch andersartige Bemessung und Ausführung des zwischen den Eingangsklemmen des Transistors 4 geschalteten Netzwerkes ähnliche Effekte erreicht werden. So kann z. B. der Widerstand 5 von einem kleinen Kondensator überbrückt werden, der nur für die Summenfrequenz der Nutz- und Störschwingungen durchlässig ist (die Differenz der Nutz- und Störfrequenz ist im allgemeinen verhältnismässig klein). In diesem Falle ist Zs = 0 und es soll dann der Wert des Widerstandes 5 gerade gleich gross wie der Eingangswiderstand Z des Transistors 4 sein.
Im ersten Fall (ohne den Überbrückungskondensator) ist der innere Widerstand 1 der Quelle 1 auf 3/2 Z anzupassen und wird somit infolge des Widerstandes 5 ein Verstärkungsverlust von etwa 3, 5 dB verursacht, im zweiten Fall ist der Widerstand 1 auf 2 Z anzupassen und beträgt der Verstärkungsverlust ungefähr 6 dB.
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