WO2023095306A1 - 検出回路 - Google Patents

Abstract

検出回路（１）は、電気回路の経路に挿入される検出器（３）で検出される電流又は電圧に応じた電圧を出力する差動増幅器（４）と、検出器の両端のうちの一端と差動増幅器（４）のプラス入力端子との間に接続されるプラス側検出線（５ａ）と、両端のうちの他端と差動増幅器のマイナス入力端子との間に接続されるマイナス側検出線（５ｂ）と、検出器の一端及び差動増幅器のプラス入力端子の間において、プラス側検出線の少なくとも一部に並列に接続される１以上の第１の検出線（５ｃ）と、検出器の他端及び差動増幅器のマイナス入力端子の間において、マイナス側検出線の少なくとも一部に並列に接続される１以上の第２の検出線（５ｄ）とを備え、第１の検出線及び第２の検出線は、電磁ノイズに起因して生じる誘導電圧によって、プラス側検出線及びマイナス側検出線に生じる電磁ノイズに起因した誘導電圧を相殺するように電気回路に配置される。

Description

検出回路

　本開示は、電流又は電圧を検出する検出回路に関するものである。

　従来の電流検出回路では、回路動作により主電流が流れる電流経路に抵抗を挿入し、電流が抵抗に流れる際に抵抗の両端に生じる電圧に基づき電流値を得る方式が用いられている。このような抵抗をシャント抵抗ともいう。シャント抵抗を用いた電流検出回路は回路構成を簡素にできる利点がある。このシャント抵抗を用いた電流検出回路では、抵抗の両端に生じる電圧を差動増幅器に入力して合成することにより、同相で干渉する電磁ノイズの影響である干渉電圧を低減していた。しかしながら、この抵抗の両端に生じる電圧を差動増幅器に入力するときに併せて入力される干渉電圧は実際のところ同量ではなく、差動増幅器からの出力には干渉電圧の差が検出されてしまい、電流を高精度に検出する際に妨げとなる。この問題に対し、電磁ノイズからの干渉の影響を受けずに高精度に電流を検出するため、シャント抵抗、電流検出線及び差動増幅器で構成される電流検出回路を２つ用いて、これら２つの回路に同量の干渉電圧を生じさせ、これら２つの回路からの出力を別の差動増幅器に入力して演算することで電磁ノイズの影響を相殺する技術が開示されている（例えば、特許文献１）。

特許６２５４９７７号公報

　上述した電流検出回路では、シャント抵抗、電流検出線及び差動増幅器で構成された電流検出回路を２つ設けるとともに、これら２つの回路からの電流検出の出力を処理するための別の差動増幅器を設ける必要があり、これにより、部品及び回路の追加による製造コストの増加や、部品を実装する回路面積の増大などに繋がる課題があった。

　本開示は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、部品及び回路の追加を従来よりも少なくしつつ、電磁ノイズからの干渉の影響を低減して、高精度に電流又は電圧を検出する検出回路を得ることを目的とする。

　本開示にかかる検出回路は、電気回路の電流又は電圧の経路に挿入される検出器と、検出器で検出される電流又は電圧に応じた電圧を出力する差動増幅器と、検出器が経路と接続する両端のうちの一端と差動増幅器のプラス入力端子との間に接続されるプラス側検出線と、検出器が経路と接続する両端のうちの他端と差動増幅器のマイナス入力端子との間に接続されるマイナス側検出線と、検出器の一端及び差動増幅器のプラス入力端子の間において、プラス側検出線の少なくとも一部に並列に接続される１以上の第１の検出線と、検出器の他端及び差動増幅器のマイナス入力端子の間において、マイナス側検出線の少なくとも一部に並列に接続される１以上の第２の検出線と、を備え、第１の検出線及び第２の検出線は、外来の電磁ノイズに起因して生じる誘導電圧によって、プラス側検出線及びマイナス側検出線に生じる電磁ノイズに起因した誘導電圧を相殺するように電気回路に配置される。

　本開示によれば、検出回路において、従来よりも部品及び回路の追加を少なくしつつ、電磁ノイズからの干渉による影響を低減する効果が得られる。

本開示の実施の形態１にかかる、検出回路の構成例を模式的に示す模式図である。 電磁ノイズの干渉により検出線に生じる誘導電圧の高さを模式的に説明するための模式図である。 多層基板を用いて差電圧の極性が異なる検出線の対を配置した構成を説明するための構成図である。 多層基板の複数の配線層に検出回路の検出線を配線する構成例を模式的に示す模式図である。 基板の同一層に検出回路の検出線を配線する構成例を模式的に示す構成図である。 本開示の実施の形態２にかかる、検出回路をインバータに実装した構成例を示す構成図である。 本開示の実施の形態３にかかる、検出回路を昇圧コンバータに実装した構成例を示す構成図である。

　本開示の構成として、電気回路に組み込まれ、検出器に抵抗を用いた検出回路を電流検出回路とし、検出器にコンデンサを用いた検出回路を電圧検出回路とする。このように構成された電圧検出回路は、コンデンサに蓄電されている直流電圧を検出するものであり、コンデンサに電流が流れない状態においても電圧を検出することができる。
　以下、本開示では検出器に抵抗を用いた電流検出回路を例に説明をするが、検出器にコンデンサを用いた電圧検出回路に適用してもよく、つまり、電流検出回路と電圧検出回路を開示範囲に含むものとする。また、電流検出回路と電圧検出回路を区別しない場合、検出回路と記載する。

実施の形態１．
　図１は、本開示の実施の形態１にかかる、検出回路１の構成例を模式的に示す模式図である。以下、検出回路１の例として電流検出回路を用いて説明する。

　検出回路１は、電気回路の電流経路２と、電流経路２に挿入された検出器３と、差動増幅器４と、差動増幅器４の入力部であるプラス入力端子４ａ（＋入力端子）と検出器３の一端３ａとを接続する検出線５ａ（プラス側検出線）と、差動増幅器４の入力部であるマイナス入力端子４ｂ（－入力端子）と検出器３の他端３ｂとを接続する検出線５ｂ（マイナス側検出線）と、差動増幅器４のプラス入力端子４ａ（＋入力端子）と検出器３の一端３ａとの間において検出線５ａの少なくとも一部に並列接続する検出線５ｃと、差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂ（－入力端子）と検出器３の他端３ｂとの間において検出線５ｂの少なくとも一部に並列接続する検出線５ｄと、を含んで構成される。以下、複数の検出線（図１では検出線５ａ～５ｄ）をまとめて検出線５とも表記する。
　また、検出線５は、電気的に接続するための回路部品を含んでいてもよい。

　検出回路１は、差動増幅器４の出力により、検出器３の両端（つまり、検出器３の一端３ａと他端３ｂとの間）に生じた電圧を検出又は測定することにより、検出器３に流れる電流を検出するとともに、その電流値を導出したり電流の変化などの種々の情報を得たりする。

　検出器３は、検出又は測定の対象である電流経路２の電流を電圧として差動増幅器４に入力するための抵抗器である。
　なお、本開示では、電流経路とは、電気回路が動作するときに主電流が流れる経路のことをいう。また、電圧経路とは、例えば、電源とＧＮＤ（グランド）との間に挿入されたコンデンサの電圧のように、回路の動作によって主電流が流れない経路のことをいう。
　また、本開示では、検出回路１の構成例として電流経路２を用いて説明を行うが、電流経路と電圧経路の双方を合わせて経路２とも表記する。
　検出器３は、経路２における検出又は測定の対象となる物理量（つまり、電流又は電圧）に応じた電圧を生成する回路部品であり、検出又は測定の用途に応じて抵抗器やコンデンサ等で構成される。

　検出回路１が外部の電磁ノイズ源からの干渉Ｅを受けると、ノイズ源と各検出線５ａ～５ｄの位置関係がそれぞれ等しい場合は各検出線５ａ～５ｄには同量の誘導電圧（干渉電圧と同じ。以下、同様とする）が生じるが、ノイズ源と各検出線５ａ～５ｄの位置関係がそれぞれ異なる場合は各検出線５ａ～５ｄには異なる誘導電圧が生じる。

　図２は、電磁ノイズの干渉により検出線５ａ～５ｄに生じる誘導電圧の高さを模式的に説明するための模式図である。従来の検出回路１では、検出器３と差動増幅器４との間の検出線５は、差動増幅器４のプラス入力端子４ａ（＋入力端子）及びマイナス入力端子４ｂ（－入力端子）の１対にそれぞれ接続する２本の検出線５ａ及び５ｂによって構成される。

　ところで、ノイズ源と検出線５ａ及び５ｂの位置関係がそれぞれ異なると、検出線５ａ及び５ｂには異なる誘導電圧が生じてしまい、差動増幅器４から検出線５ａ及び５ｂに生じた誘導電圧の差に応じた電圧が出力されることとなり、その結果、検出回路１が電流を検出するときの精度に影響を与えてしまう。

　以下、検出線５ａ及び５ｂに生じる誘導電圧の差を低減する方法について説明する。
　ここでは説明を簡潔にするために、検出線５ａ及び５ｂに生じる誘導電圧をそれぞれ誘導電圧Ｖａ及び誘導電圧Ｖｂとして、ノイズ源と検出線５ａ及び５ｂとの位置関係により、誘導電圧Ｖａ＞誘導電圧Ｖｂの関係にあるものとする。

　そして、図１に示すように、差動増幅器４のプラス入力端子４ａ（＋入力端子）及びマイナス入力端子４ｂ（－入力端子）と検出器３との間に、検出線５ａ及び５ｂの１対とは別に、さらに１対の検出線５ｃ及び５ｄを設ける。検出線５ｃは、差動増幅器４のプラス入力端子４ａ（＋入力端子）と検出器３の一端３ａとの間に検出線５ａと並列に接続され、検出線５ｄは、差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂ（－入力端子）と検出器３の他端３ｂとの間に検出線５ｂと並列に接続される。
　ここで、検出線５ｃ及び５ｄに生じる誘導電圧をそれぞれ誘導電圧Ｖｃ及び誘導電圧Ｖｄとすると、ノイズ源と検出線５ｃ及び５ｄとの位置関係により、誘導電圧Ｖｄ＞誘導電圧Ｖｃの関係となる配置で電気回路に配線される。

　さらに、差動増幅器４のプラス入力端子４ａに接続される検出線５に生じる誘導電圧と、差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂに接続される検出線５に生じる誘導電圧との差分の電圧を求める。
　このとき、差動増幅器４のプラス入力端子４ａに接続される検出線５の各々と、差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂに接続される検出線５の各々とからなる複数の対を特定する。そして、特定した各対の検出線５において、プラス入力端子４ａに接続される検出線５に生じる誘導電圧から、マイナス入力端子４ｂに接続される検出線５に生じる誘導電圧を差し引いた電圧を求める。

　具体的には、図１及び２において、検出線５ａ及び５ｂを１対としたときの、差動増幅器４のプラス入力端子４ａに接続される検出線５に生じる誘導電圧Ｖａから、差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂに接続される検出線５に生じる誘導電圧Ｖｂを差し引いたときの差を示す電圧（つまり、誘導電圧Ｖａ－誘導電圧Ｖｂ）の極性は、誘導電圧Ｖａ＞誘導電圧Ｖｂの関係により、プラス極性（＋極性）となる。以下、誘導電圧Ｖａ及びＶｂの差を示す電圧を差電圧ＶＤａｂと表す。

　同様にして、検出線５ｃ及び５ｄを１対としたときの、差動増幅器４のプラス入力端子４ａに接続される検出線５に生じる誘導電圧Ｖｃから、差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂに接続される検出線５に生じる誘導電圧Ｖｄを差し引いたときの差を示す電圧（つまり、誘導電圧Ｖｃ－誘導電圧Ｖｄ）の極性は、誘導電圧Ｖｄ＞誘導電圧Ｖｃの関係により、マイナス極性（－極性）となる。以下、誘導電圧Ｖｃ及びＶｄの差を示す電圧を差電圧ＶＤｃｄと表す。
　ここで、検出線５ｃ及び５ｄの差電圧ＶＤｃｄは、差電圧ＶＤａｂと絶対値が等しく符号が異なるように、検出線５ｃ及び５ｄの配置を計算し、電気回路に配線する。

　このように、検出線５ａ及び５ｂの対と、検出線５ｃ及び５ｄの対との各々の差電圧ＶＤａｂ及びＶＤｃｄにおいて、極性が異なり、かつ絶対値が等しくなるようにすることで、差電圧ＶＤａｂ及びＶＤｃｄを差動増幅器４に入力したときに、差動増幅器４の内部では検出線５ａ～５ｄに生じている誘導電圧Ｖａ～Ｖｄが相殺されるようになる。又は、誘導電圧Ｖａ～Ｖｄの間でキャンセル作用が働くともいう。その結果、従来の検出回路１における差動増幅器４の出力に含まれていた誘導電圧の差電圧が低減されて、検出回路１において精度よく電流を検出することが可能となる。

　なお、検出線５に生じる電磁ノイズの干渉による誘導電圧とは誘導起電圧であって、ノイズ源から検出線５に鎖交する磁束の単位時間あたりの変化が主原因となり電圧として生じるものである。そのため、電流に関係なく表現することができる。

　このことを式１に表す。式１を考慮して、差動増幅器４の出力に含まれる差電圧をゼロに近づけるように検出線５ａ～５ｄを配置することが望ましい。

　さらに、検出線５ｃ及び５ｄは、それぞれ１以上の検出線を含んでおり、検出線５ｃに含まれる検出線の各々は、検出線５ｄに含まれる検出線の各々と対をなすように構成されてもよい。このとき、検出線５ａ～５ｄの総数は２の倍数となる。

　検出回路１の各検出線５には、外来電磁ノイズの位置関係により、各検出線５に生じる誘導電圧に偏りが発生してしまい、これにより電流又は電圧の検出精度が低下し、電気回路の制御がアンバランスとなりやすい。このような問題に対して、上述した構成とすることにより、従来に比べて、新たに電気部品を設けることなく検出回路１の検出線５を増やすだけで、各検出線５に生じる誘導電圧の偏りをキャンセルして、検出精度の低下を低減することができる。

　つまり、本開示の検出回路１は、電気回路の電流又は電圧の経路２に挿入される検出器３と、検出器３で検出される電流又は電圧に応じた電圧を出力する差動増幅器４と、検出器３が電気回路の電流又は電圧の経路２と接続する両端のうちの一端３ａと差動増幅器４のプラス入力端子４ａとの間に接続されるプラス側検出線５ａと、両端のうちの他端３ｂと差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂとの間に接続されるマイナス側検出線５ｂと、検出器３の一端３ａ及び差動増幅器４のプラス入力端子４ａの間において、プラス側検出線５ａの少なくとも一部に並列に接続される１以上の第１の検出線５ｃと、検出器３の他端及び差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂの間において、マイナス側検出線５ｂの少なくとも一部に並列に接続される１以上の第２の検出線５ｄと、を備え、第１の検出線５ｃ及び第２の検出線５ｄは、外来の電磁ノイズに起因して生じる誘導電圧によって、プラス側検出線５ａ及びマイナス側検出線５ｂに生じる電磁ノイズに起因した誘導電圧を相殺するように電気回路に配置される、と言い表せる。

　また、本開示の検出回路１は、第１の検出線５ｃに含まれる検出線の各々は、第２の検出線５ｄに含まれる検出線の各々と対をなし、プラス側検出線５ａ、マイナス側検出線５ｂ、第１の検出線５ｃ及び第２の検出線５ｄの総数は２の倍数となる、と言い表せる。

　また、本開示の検出回路１では、第１の検出線５ｃ及び第２の検出線５ｄは、プラス側検出線５ａとマイナス側検出線５ｂとの誘導電圧の差である第１の差電圧ＶＤａｂと、第１の検出線と第２の検出線との誘導電圧の差である第２の差電圧ＶＤｃｄと、を差動増幅器４で合成した出力電圧が０となるように配置される、と言い表せる。

　また、本開示の検出回路１によれば、検出器３を抵抗器とした場合、抵抗器に電流が流れる際に両端に生じる電圧に基づいて、抵抗器が電気的に接続された主回路に流れる電流又は電圧の値を検出又は測定する電流検出回路として動作する、と言い表せる。このときの抵抗器をシャント抵抗ともいう。

　また、本開示の検出回路１では、検出器３をコンデンサとした場合、コンデンサの蓄電電圧に基づいて、コンデンサが電気的に接続された主回路に流れる電流又は電圧の値を検出又は測定する電圧検出回路として動作する、と言い表せる。

　図３は、多層基板を用いて差電圧の極性が異なる検出線の対を配置した構成を説明するための構成図である。
　図３では、多層基板の例として、４層基板Ｂを用いて説明する。また、説明を容易にするために、４層基板Ｂの第１層面Ｌ１を１／４層、第２層面Ｌ２を２／４層、第３層面Ｌ３を３／４層、そして、第４層面Ｌ４を４／４層とも記載する。
　また、図３に示すように、基板の面に平行な方向をＸ軸方向とし、Ｘ軸方向の左から右への向きをＸ軸の正の向きとする。そして、基板の面に垂直な方向をＹ軸方向とし、Ｙ軸方向の上から下への向きをＹ軸の正の向きとする。

　図３に示すように、検出線５ａ及び５ｂを２／４層に設け、検出線５ｃ及び５ｄを３／４層に設ける。このとき、同一層において、差動増幅器４のプラス入力端子４ａ（＋入力端子）に接続される配線と、マイナス入力端子４ｂ（－入力端子）に接続される配線とが隣接して配置するように配線され、そして、異なる層において、差動増幅器４の入力端子４ａ（＋入力端子）に接続される配線と、マイナス入力端子４ｂ（－入力端子）に接続される配線とが対向して配置するように配線される。ここでは、２／４層において、差動増幅器４の極性が異なる入力端子４ａ及び４ｂの各々に接続される検出線５ａ及び５ｂが隣り合って配置され、３／４層において、差動増幅器４の極性が異なる入力端子４ａ及び４ｂの各々に接続される検出線５ｃ及び５ｄが隣り合って配置され、２／４層及び３／４層において、差動増幅器４の極性が異なる入力端子４ａ及び４ｂの各々に接続される検出線５ａ及び５ｄ、並びに、検出線５ｂ及び５ｃがそれぞれ対向して配置される。つまり、差動増幅器４のプラス入力端子４ａとマイナス入力端子４ｂとの２つの極性で区別すると、４層基板Ｂの２／４層及び３／４層のそれぞれに配線された検出線５ａ～５ｄの並びの断面が千鳥状となる。

　さらに、検出回路１の検出線５は、検出器３の物理量を検出又は測定するための検出線５ａ及び５ｂの対と、検出線５ａ及び５ｂの各々に追加して並列接続される検出線５ｃ及び５ｄの対のように、検出回路１の検出線５は対をなす２の倍数の本数で配線される。したがって、図３の例では、４層基板Ｂの２／４層と３／４層には、検出線５ａ～５ｄを含めて２ｎ本の検出線５がそれぞれ対をなして配線される。ここで、ｎは正数とする。

　次に、図３に示す４層基板Ｂに配線された検出線５ａ～５ｄに対して、Ｘ軸とＹ軸の各々の正の向きに電磁ノイズの干渉が及ぶ場合について説明する。図３では、電磁ノイズの干渉の例として、電磁ノイズ源Ｎ１からのＸ軸の正の向きの干渉Ｅ１と、電磁ノイズ源Ｎ２からのＹ軸の正の向きの干渉Ｅ２があるものとする。

　一般に、検出線５に生じる誘導電圧はノイズ源に近い方が大きいため、Ｘ軸方向については、「検出線５ａの誘導電圧Ｖａ＞検出線５ｂの誘導電圧Ｖｂ」かつ「検出線５ｄの誘導電圧Ｖｄ＞検出線５ｃの誘導電圧Ｖｃ」の関係となる。

　そして、図２において説明した、対をなす検出線５の各々に生じる誘導電圧の差電圧を求める方法と同様にして、検出線５ａ及び５ｂの対における差電圧ＶＤａｂの極性はプラス極性（＋極性）となり、検出線５ｃ及び５ｄの対における差電圧ＶＤｃｄの極性はマイナス極性（－極性）となる。
　このように、Ｘ軸方向に配置された検出線５ａ～５ｄの誘導電圧Ｖａ～Ｖｄを差動増幅器４に入力することにより、差動増幅器４は検出線５ａ～５ｄへの電磁ノイズの影響である誘導電圧Ｖａ～Ｖｄを合成して相殺された電圧を出力することが可能となる。つまり、Ｘ軸方向について、検出線５を図３のように配置することにより、差動増幅器４での合成によって誘導電圧Ｖａ～Ｖｄが相殺され、出力電圧における干渉Ｅ１の影響をゼロとすることができる。

　上述したＸ軸方向の干渉Ｅ１によって検出線５ａ～５ｄに生じる誘導電圧Ｖａ～Ｖｄを差動増幅器４で合成した出力電圧をＶｏ１とすると、以下の式２で表される。

　また、出力電圧（Ｖｏ１）は式３とも表せる。

　Ｙ軸方向についても同様に、「検出線５ａの誘導電圧Ｖａ＞検出線５ｄの誘導電圧Ｖｄ」かつ「検出線５ｂの誘導電圧Ｖｂ＞検出線５ｃの誘導電圧Ｖｃ」の関係となる。

　そして、図２において説明した、対をなす検出線５の各々に生じる誘導電圧の差電圧を求める方法と同様にして、検出線５ａ及び５ｄの対における差電圧ＶＤａｄの極性はプラス極性（＋極性）となり、検出線５ｂ及び５ｃの対における差電圧ＶＤｃｂの極性はマイナス極性（－極性）となる。
　このように、Ｙ軸方向に配置された検出線５ａ～５ｄの誘導電圧Ｖａ～Ｖｄを差動増幅器４に入力することにより、差動増幅器４は検出線５ａ～５ｄへの電磁ノイズの影響である誘導電圧Ｖａ～Ｖｄを合成して相殺された電圧を出力することが可能となる。つまり、Ｙ軸方向について、検出線５を図３のように配置することにより、差動増幅器４での合成によって誘導電圧Ｖａ～Ｖｄが相殺され、出力電圧における干渉Ｅ２の影響をゼロとすることができる。

　上述したＹ軸方向の干渉Ｅ２によって検出線５ａ～５ｄに生じる誘導電圧Ｖａ～Ｖｄを差動増幅器４で合成した出力電圧をＶｏ２とすると、以下の式４で表される。

　また、出力電圧（Ｖｏ２）は式５とも表せる。

　式２と式４によれば、図２のように構成することにより、Ｘ軸方向の干渉Ｅ１に対しても、Ｙ軸方向の干渉Ｅ２に対しても、検出線５ａ～５ｄに生じた誘導電圧の各々の成分は差動増幅器４に入力されるとともに相殺されてゼロとなる。
　また、式３と式５によれば、出力電圧Ｖｏ１及びＶｏ２は検出線５ａ～５ｄを用いて同等の関係にあることが分かる。

　つまり、電磁ノイズが干渉を及ぼす方向は、多層基板の基板面の水平方向（Ｘ軸方向）及び基板面の垂直方向（Ｙ軸方向）に分解して考えることができるので、多層基板に対していずれの方向から電磁ノイズの干渉があったとしても、上述のとおり、検出線５に生じた誘導電圧の影響は差動増幅器４のなかで相殺されて出力される。
　このことから、図３に示す、多層基板に配線された検出線５ａ～５ｄの構造は、電磁ノイズの干渉による影響を相殺（キャンセル）する作用を有するといえる。

　さらに、検出回路１の各検出線５の配線の仕方によって、電気回路の基板の内外に存在する複数のノイズ源からの干渉の影響に対して相殺作用をもたらし、ノイズ源の影響を低減させることも可能となる。
　検出回路１への電磁ノイズからの干渉の影響を低減させるために、電気回路に実装される検出回路１の検出器３及び差動増幅器４の配置位置、回路基板の仕様、並びに、設計のうえで許容される配線数又は配線スペース等を考慮しつつ、上述した要領で検出線５を配線することが望ましい。

　なお、図１～図３では４線の検出線５を例に説明をしたが、検出回路１を電気回路に実装するにあたり、検出器３と差動増幅器４との間に複数の対をなす検出線５を、各対の差電圧の合計がゼロとなるように配置して配線できればよく、そのために電気回路に配線する検出線５の数を２の倍数（つまり２ｎ、ここでｎは正数）とすることで、検出線５はｎ個の対を構成することができる。

　また、検出回路１の検出線５を配線する層は、図３に示す２／４層と３／４層の例に限られない。また、検出線５の配線は、多層基板の連続した層に限られず、１つ以上の層を跨いで配線してもよい。つまり、図３の例では２／４層と４／４層に検出線５を配線してもよい。
　また、多層基板の層数は任意であって、６層基板や８層基板などであってもよい。多層基板は、複数の基板面に配線可能なものを対象としており、両面基板も含まれるものとする。両面基板の表裏を１／２層と２／２層の２層と見做して、その両面基板の表裏に検出回路１を実装する際に、上述の構成を適用して検出線５を配線すればよい。

　つまり、本開示の検出回路１は、多層基板の同一層において、プラス側検出線５ａ及び第１の検出線５ｃに含まれる検出線５の各々は、マイナス側検出線５ｂ及び第２の検出線５ｄに含まれるいずれかの検出線５と隣り合って配線され、多層基板の異なる層において、プラス側検出線５ａ及び第１の検出線５ｃに含まれる検出線５の各々は、マイナス側検出線５ｂ及び第２の検出線５ｄに含まれる検出線５のいずれかと対向して配線される、と言い表せる。

　図４は、多層基板の複数の配線層に検出回路１の検出線５を配線する構成例を模式的に示す模式図である。なお、多層基板の例として４層基板Ｂを用いて説明する。

　４層基板Ｂの配線層のうち２／４層（第２層面Ｌ２）では、検出回路１は、検出器３の一端３ａ及び他端３ｂのそれぞれに、ランドＬ３ａ及びＬ３ｂを設け、差動増幅器４のプラス入力端子（＋入力端子）及びマイナス入力端子（－入力端子）のそれぞれに、ランドＬ４ａ及びＬ４ｂを設ける。そして、検出線５ａは、検出器３側のランドＬ３ａと差動増幅器４側のランドＬ４ａとを、ランドを迂回せずに接続し、検出線５ｂは、検出器３側のランドＬ３ｂと差動増幅器４側のランドＬ４ｂとを、ランドを迂回せずに接続する。

　また、４層基板Ｂの配線層のうち３／４層（第３層面Ｌ３）では、検出器３側のランドＬ３ａ及びＬ３ｂのそれぞれと対応する位置にランドＬ３ｃ及びＬ３ｄを設け、差動増幅器４側のランドＬ４ａ及びＬ４ｂのそれぞれと対応する位置にランドＬ４ｃ及びＬ４ｄを設ける。そして、検出線５ｃは、ランドＬ３ｃとランドＬ４ｃとを、ランドＬ４ｄを迂回して接続し、検出線５ｄは、ランドＬ３ｄとランドＬ４ｄとを、ランドＬ３ｃを迂回して接続する。

　さらに、４層基板Ｂの配線層の２／４層と３／４層において、スルーホールＨ３ａ、スルーホールＨ３ｂ、スルーホールＨ４ａ、及び、スルーホールＨ４ｂは、２／４層及び３／４層を電気的に接続する。２／４層と３／４層とは、スルーホールＨ３ａを介してランドＬ３ａとランドＬ３ｃとが接続し、スルーホールＨ３ｂを介してランドＬ３ｂとランドＬ３ｄとが接続し、スルーホールＨ４ａを介してランドＬ４ａとランドＬ４ｃとが接続し、スルーホールＨ４ｂを介してランドＬ４ｂとランドＬ４ｄとが接続する。なお、ランドはスルーホールの一部と見做すこともできる。

　このような構成によれば、異なる層（例えば、２／４層と３／４層）に配線される検出線５の極性を互い違いにすることができる。検出線５の極性とは、検出線５が接続される差動増幅器４のプラス入力端子４ａとマイナス入力端子４ｂとの極性を指す。

　このとき、検出線５ｃと検出線５ｄとを、ランドＬ３ｃ及びランドＬ４ｄ間を結ぶ直線と、ランドＬ３ｄ及びランドＬ４ｃ間を結ぶ直線との交点（つまり、ランドＬ３ｃ、ランドＬ３ｄ、ランドＬ４ｄ及びランドＬ４ｃの重心）を中心として、点対称になるように配置して配線したり、検出線５ｃ及び検出線５ｄの長さや迂回する回数を均等としたりするなど、ノイズ源からの干渉をもとに検出回路１の検出線５ａ及び５ｂに追加する検出線（ここでは検出線５ｃ及び５ｄ）の配線構造を設計することで、検出回路１の検出線５における、ノイズ源からの干渉の影響を低減させる効果を高めることができる。

　図４では、４層基板Ｂのうち２／４層と３／４層に検出回路１の検出線５を配線したが、この例に限られず、その他の層に検出線５を配線してもよいし、３つ以上の層に検出線５を配線してもよい。つまり、多層基板の配線層において、検出回路１の検出器３と差動増幅器４との間に、１以上のノイズ源からの干渉の影響を相殺する位置を通るように複数の検出線５の対を配線すればよい。
　また、複数の対の検出線５の配線とともに、１以上のノイズ源からの干渉を考慮して各スルーホールを配置する位置及び長さを決めることで、さらに電磁ノイズからの干渉の影響を低減する効果が高い配線構造を得ることができる。なお、スルーホールの代わりにビアホールを用いてもよい。

　つまり、本開示の検出回路１は、多層基板の第１の層に配線されたプラス側検出線５ａ及びマイナス側検出線５ｂの各々の両端に設けられるスルーホールと、各スルーホールにより第１の層と電気的に接続される多層基板の第２の層に配線された第１の検出線５ｃ及び第２の検出線５ｄと、を備え、プラス側検出線５ａの両端は、それぞれスルーホールを介して第１の検出線５ｃの両端と接続され、マイナス側検出線５ｂの両端は、それぞれスルーホールを介して第２の検出線５ｄの両端と接続され、第１の検出線５ｃ及び第２の検出線５ｄからなる対の配線は、互いに長さが等しく、かつ、第１の検出線５ｃ及び第２の検出線５ｄとスルーホールとの接続部分の重心に対して点対称に配置される、と言い表せる。

　図５は、基板の同一層に検出回路１の検出線５を配線する構成例を模式的に示す構成図である。
　基板の同一層において、検出回路１の検出器３の両端（一端３ａ及び他端３ｂ）から引き出された複数の検出線５の対を配置する。このとき、隣り合う対に含まれて、かつ、隣り合って配線される２本の検出線５は、接続される差動増幅器４の入力端子の極性が同じくなるように配置する。つまり、隣り合う対に含まれる検出線５のうち、差動増幅器４のプラス入力端子４ａに接続されるプラス極性の検出線５が隣り合い、差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂに接続されるマイナス極性の検出線５が隣り合うように配置される。

　図５の例では、検出線５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，・・・，５（２ｎ（ｎは正数））を基板の同一層に配置するとき、検出線５ａ及び５ｂの対ｐ１と検出線５ｃ及び５ｄの対ｐ２が隣り合うものとする。そして、対ｐ１及び対ｐ２に含まれる検出線５ｂ及び５ｄは差動増幅器４のマイナス入力端子４ｂ（－入力端子）に接続されるマイナス極性（－極性）の検出線５であるため隣り合うように配置して構成される。また、差動増幅器４のプラス入力端子４ａ（＋入力端子）に接続されるプラス極性（＋極性）の検出線５ａ及び５ｃは、対ｐ１及び対ｐ２とは別の検出線５の対と隣り合う場合、その対に含まれる同じプラス極性の検出線５と隣り合うように配置される。

　図５に示す基板に配線された検出線５に対して、基板の面に平行な方向をＸ軸方向とし、Ｘ軸とＹ軸の各々の正の向きに電磁ノイズの干渉が及ぶ場合について説明する。図５では、電磁ノイズの干渉の例として、電磁ノイズ源Ｎ１からのＸ軸の正の向きの干渉Ｅ１と、電磁ノイズ源Ｎ２からのＹ軸の正の向きの干渉Ｅ２があるものとする。

　ここで、基板の面に対して垂直な方向であるＹ軸方向の干渉Ｅ２については、検出線５ａ～５ｄは同一面に配置されており、干渉Ｅ２による誘導電圧は等しく生じることとなるため、差動増幅器４において理想的に相殺される。

　一方、基板の面に対して水平な方向であるＸ軸方向の干渉Ｅ１については、ノイズ源Ｎ１からの干渉Ｅ１の向きがＸ軸の正の向きとすると、各検出線５ａ～５ｄへの干渉Ｅ１の影響は、ノイズ源Ｎ１に近い順に、検出線５ａ＞検出線５ｂ＞検出線５ｄ＞検出線５ｃとなり、検出線５ａ～５ｄに生じる誘導電圧の強さは、誘導電圧Ｖａ＞誘導電圧Ｖｂ＞誘導電圧Ｖｄ＞誘導電圧Ｖｃとなる。図５では、各検出線５ａ～５ｄとノイズ源Ｎ１との距離Ｄに比例して、誘導起電圧Ｖが、Ｖａ＝１０＋Δ、Ｖｂ＝８＋Δ、Ｖｄ＝６＋Δ、Ｖｃ＝４＋Δと減少し、したがって差電圧ＶＤが、ＶＤａｂ＝＋２、ＶＤｃｄ＝－２となり、逆極性の誘導電圧となるため、各検出線５ａ～５ｄに生じる誘導電圧は差動増幅器４で合成するとゼロとなる。ここでは、各検出線５ａ～５ｄに生じる誘導電圧の差分について説明すればよいため、各々の誘導起電圧Ｖの絶対値はΔ（デルタ）を用いて略記している。

　このように、基板の同一層では、複数の検出線５の対は、隣り合う対に含まれる同じ極性の検出線５が隣り合うように連続して配線されることで、ノイズ源からの干渉の影響を相殺することが可能となる。

　このような効果を得るために、差電圧ＶＤａｂ、ＶＤｂｄ及びＶＤｄｃの絶対値が等しくなるように配線する。そうすることで、検出線５ａ及び５ｂの対に生じる誘導電圧の差電圧ＶＤａｂはプラス極性となり、検出線５ｃ及び５ｄの対に生じる誘導電圧の差電圧ＶＤｃｄはマイナス極性となり、差電圧ＶＤａｂと差電圧ＶＤｃｄとは絶対値が等しくなり、検出線５ａ～５ｄに生じる誘導電圧Ｖａ～Ｖｄを相殺することができる。

　さらに、図５に示すように、検出回路１の各検出線５にノイズ源との距離Ｄに応じた誘導電圧が生じる環境において、複数の検出線５の対における差電圧の絶対値が等しく、隣り合う対の差電圧の極性が異なるように配線できる場合に、検出線５の本数を２の倍数とするだけでなく、検出線５の対の数を２の倍数とすることにより、各対の差電圧を全て合成した結果がゼロとなるため、回路設計のうえでより干渉に対する相殺作用を作りこみやすくすることが可能となる。

　なお、図５においても、検出回路１への電磁ノイズからの干渉の影響を低減させるために、電気回路に実装される検出回路１の検出器３及び差動増幅器４の配置位置、回路基板の仕様、並びに、設計のうえで許容される配線数又は配線スペース等を考慮しつつ、上述した要領で検出線５を配線することが望ましい。

　つまり、本開示の検出回路１は、基板の同一面において、プラス側検出線５ａ及び第１の検出線５ｃに含まれる検出線５の各々と、マイナス側検出線５ｂ及び第２の検出線５ｄに含まれる検出線５の各々とからなる複数の対が並行して配線され、さらに、複数の対のうちの隣り合う２対に含まれ、互いに隣り合う２つの検出線５は、差動増幅器４のプラス入力端子４ａ又はマイナス入力端子４ｂに接続される、と言い表せる。

実施の形態２．
　図６は、本開示の実施の形態２にかかる、検出回路１をインバータに実装した構成例を示す構成図である。ここでは、インバータの例として３相インバータ１０を用いて説明する。

　３相インバータ１０は、３相インバータ１０の回路の電源である直流電圧源２０と、回路の出力先としてのモータ４０に接続している。
　制御部５０は、モータ４０に対するトルク指令の信号ＣＶ、速度指令の信号ＣＴ、並びに、３相インバータ１０の各相に直列に接続する３つの検出回路１ｕ、１ｖ及び１ｗに流れるそれぞれの電流の情報をもとに、ゲート駆動回路６０を制御して、３相インバータ１０を構成するスイッチング素子１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ及び１０ｆの各ゲートを駆動させ、これにより、モータ４０を制御する。

　３相インバータ１０は、ダイオードを逆並列に接続したスイッチング素子１０ａ及び１０ｂ、並びに、検出回路１ｕを直列に接続してＵ相を構成する。このような構成をレグとも称する。以下、Ｕ相のレグをレグＵとする。
　同様に、スイッチング素子１０ｃ及び１０ｄ、並びに、検出回路１ｖを直列に接続してＶ相を構成し（以下、Ｖ相のレグをレグＶとする）、スイッチング素子１０ｅ及び１０ｆ、並びに、検出回路１ｗを直列に接続してＷ相を構成する（以下、Ｗ相のレグをレグＷとする）。そして、レグＵ、Ｖ及びＷは、それぞれ直流電圧源２０及び平滑コンデンサ３０と並列に接続される。

　レグＵに直列に接続したスイッチング素子１０ａ及び１０ｂの中点はモータ４０のＵ端子に接続され、レグＶに直列に接続したスイッチング素子１０ｃ及び１０ｄの中点はモータ４０のＶ端子に接続され、レグＷに直列に接続したスイッチング素子１０ｅ及び１０ｆの中点はモータ４０のＷ端子に接続される。そして、検出回路１ｕ、１ｖ及び１Ｗの出力はそれぞれ制御部５０に入力される。
　なお、検出回路１ｕ、１ｖ及び１ｗは、図１で説明した、検出器３に抵抗を用いて構成される回路構成と同じであるため、説明を省略する。

　図６に示す３相インバータ１０のように、複数のスイッチング素子で構成され、電流経路が各々のスイッチング状態によって切り替わる回路では、電流経路を構成する各々の配線には、電流経路のインダクタンス成分に時間あたりの電流変化を乗じた逆起電力が生じる。逆起電力は、インダクタンス成分をＬとし、時間あたりの電流変化をｄｉ／ｄｔするとＬｄｉ／ｄｔで表され、特に電流の遮断時には逆起電力が最大となる。この逆起電力が電磁ノイズを伴うノイズ源となり、検出回路１に対して誘導電圧のかたちで干渉を引き起こす。

　３相インバータ１０には、回路を構成する部品を接続する電流経路としての配線が複数あり、電流経路となる各配線のインダクタンス成分Ｌは様々な値となる。そのため、各々のノイズ源が引き起こすノイズレベル（つまり、逆起電力（Ｌｄｉ／ｄｔ））も様々であり、検出回路１との位置関係が一様ではなくノイズレベルが多様に変化する、複数のノイズ源が存在することになる。

　例えば、Ｕ相に流れる電流を検出回路１ｕで検出しているときに、スイッチング素子１０ａ及び１０ｂのスイッチング状態に変化がなく、したがってＵ相の電流に変化がなくても、Ｖ相及びＷ相を構成するスイッチング素子１０ｃ～１０ｆのいずれかのスイッチング状態が変化すると、３相インバータ１０を構成する少なくともいずれかの配線のインダクタンス成分に対して電流の変化が生じる。この電流の変化に起因して配線に生じる逆起電力がノイズ源となり、結果として、Ｕ相の検出回路１ｕに対して電磁ノイズの干渉の影響を及ぼすことになる。

　また、３相インバータ１０を構成する上アーム側と下アーム側とは交互にスイッチング動作を行うが、３相インバータ１０からモータ４０に大電流を流すときには、上アーム側のスイッチング素子１０ａ、１０ｃ及び１０ｅをオン状態とする（つまり、電流が流れる）時間が長くなり、反対に下アーム側のスイッチング素子１０ｂ、１０ｄ及び１０ｆをオン状態とする（つまり、電流が流れる）時間は短くなる。そして、図６のように、下アーム側に設けられた検出回路１ｕ、１ｖ及び１ｗにおいて電流を検出する時間が短くなると、電磁ノイズからの干渉の影響が収まらないうちに電流を検出しなければならず、電流を検出する精度が低下してしまう。このように、電磁ノイズからの干渉の影響を検出回路１ｕ、１ｖ及び１ｗが受けた状態で、これらの回路の検出線５に流れる電流の情報を用いてモータ４０を制御すると、振動や動作不良が発生する要因となる。
　これに対して、検出回路１ｕ、１ｖ及び１ｗを本開示の構成とすることで、電磁ノイズからの干渉の影響を低減することができ、その結果、電流を検出するときの精度の低下を抑止する効果が得られる。これにより、精度の良い電流検出に基づいた適切なモータ４０の制御が可能となる。

　つまり、本開示のインバータは、各相に直列に接続される検出回路１と、スイッチング素子１０ｃ～１０ｆを用いて交互にスイッチング動作をする上アーム及び下アームと、スイッチング素子１０ｃ～１０ｆをＯＮ又はＯＦＦするゲート駆動回路６０と、ゲート駆動回路６０を制御する制御部５０と、を備え、検出回路１は、上アーム又は下アームのいずれかにおいてスイッチング素子１０ｃ～１０ｆに直列に接続されて、差動増幅器４の出力を制御部５０に入力する、と言い表せる。

実施の形態３．
　図７は、本開示の実施の形態３にかかる、検出回路１を昇圧コンバータに実装した構成例を示す構成図である。ここでは、昇圧コンバータの例として２相昇圧コンバータ１００を用いて説明する。

　２相昇圧コンバータ１００は、直流電圧源２０、平滑コンデンサ３０及び９０、制御部５０、ゲート駆動回路６０、リアクトル７０、並びに、スイッチング回路８０で構成される。

　２相昇圧コンバータ１００の電源である直流電圧源２０と、平滑コンデンサ３０とは並列に接続される。
　また、直流電圧源２０の正極２０ａ及び平滑コンデンサ３０の正極３０ａには、並列に接続されたリアクトル７０Ａの一端７０Ａａとリアクトル７０Ｂの一端７０Ｂａとの接続点７０ｐが接続される。リアクトル７０Ａ及び７０Ｂをリアクトル７０として扱うものとする。
　また、スイッチング回路８０は、スイッチング素子８０ａ及び８０ｂ並びに検出回路１Ａが直列に接続されたＡ相レグと、スイッチング素子８０ｃ及び８０ｄ並びに検出回路１Ｂが直列に接続されたＢ相レグと、平滑コンデンサ９０とが並列に接続されて構成される。
　また、平滑コンデンサ９０の正極９０ａは、スイッチング素子８０ａ及び８０ｃに接続され、平滑コンデンサ９０の負極９０ｂは、検出回路１Ａ及び１Ｂに接続される。
　また、スイッチング素子８０ａ及び８０ｂの接続点８０ｐ１とリアクトル７０Ａの他端７０Ａｂとが接続され、スイッチング素子８０ｃ及び８０ｄの接続点８０ｐ２とリアクトル７０Ｂの他端７０Ｂｂとが接続される。
　そして、平滑コンデンサ９０の負極９０ｂは、直流電圧源２０の負極２０ｂ及び平滑コンデンサ３０の負極３０ｂに接続される。

　制御部５０は、直流電圧源２０の電圧Ｖｉｎの情報、平滑コンデンサ９０の電圧の情報、並びに、検出回路１Ａが検出するスイッチング回路８０におけるＡ相レグの電流の情報及び検出回路１Ｂが検出するスイッチング回路８０におけるＢ相レグの電流の情報に基づいて、平滑コンデンサ９０において所望の出力電圧Ｖｏｕｔとするための電圧制御と、Ａ相レグ及びＢ相レグに流れる電流を等しくさせるための電流制御とを行う。このときの電流制御は、制御部５０がゲート駆動回路６０を制御し、ゲート駆動回路６０がスイッチング回路８０のスイッチング素子８０ａ、８０ｂ、８０ｃ及び８０ｄの各ゲートを制御して駆動させることにより行われる。

　図７に示すような、並列に接続されたスイッチング素子８０ａ及び８０ｂとスイッチング素子８０ｃ及び８０ｄとを含む複数の相で構成された昇圧コンバータでは、各相に電流を均等に流す制御（電流のバランス制御）を行うことによって電流密度を揃え、これにより接続されたスイッチング素子８０ａ～８０ｄにおいて許容範囲内に電流を抑えるとともに発熱の仕様を満たし、コンバータ等の変換器の高電力密度化が行われてきた。

　しかしながら、例えば、コンバータ等の変換器を構成する磁性部品をダウンサイジングするなどの目的によって小型化されたスイッチング素子８０ａ～８０ｄを高速駆動させると、１スイッチングあたりの検出回路１Ａ及び１Ｂに電流を流す時間が短くなり、このことはスイッチング速度を上げて時間あたりの電流変化ｄｉ／ｄｔを大きくすることに繋がる。これにより、ノイズ源からの干渉の影響による逆起電力を強く受けてしまい、各相に流れる電流を精度良く検出できないという問題が生じてしまう。

　つまり、実施の形態２で説明したインバータと同様に、コンバータ（変換器）においても、スイッチング素子８０ａ～８０ｄをＯＮ又はＯＦＦとすることにより、スイッチング回路８０を構成する配線のインダクタンス成分に時間あたりの電流変化を乗じた逆起電力が生じて電磁ノイズを伴うノイズ源となり、検出回路１Ａ及び１Ｂに影響を及ぼす。

　本開示に示した検出回路１によれば、上述のように、電磁ノイズからの干渉のもとで、変換器を高速駆動させたり、電流のバランス制御を行ったりする場合に、逆起電力の影響を相殺して、電流又は電圧を精度良く検出することができるようになる。

　なお、図７では２相昇圧コンバータを例に説明をしたが、昇圧コンバータの相数は２相に限られない。また、変換器の構成は昇圧コンバータに限られず、電流経路にシャント抵抗を挿入するものであれば、同様の効果を得ることができる。

　つまり、本開示の変換器は、各相に直列に接続される検出回路１と、スイッチング素子８０ａ～８０ｄを用いてリアクトル７０及びコンデンサ３０に流れる電流をＯＮ又はＯＦＦするゲート駆動回路６０と、ゲート駆動回路を制御する制御部５０と、を備え、検出回路１は、スイッチング素子８０ａ～８０ｄに直列に接続されて、差動増幅器４の出力を制御部５０に入力する、と言い表せる。

　本開示では、検出回路１の検出器３として、電流経路に抵抗器を用いた電流検出回路の例を説明したが、検出回路１の検出器３として、電圧経路にコンデンサを用いることにより、電圧検出回路において電磁ノイズからの干渉の影響を低減する効果を得ることができる。

１，１ｕ，１ｖ，１ｗ，１Ａ，１Ｂ　検出回路、２　経路（電流経路又は電圧経路）、３　検出器、４　差動増幅器、５　検出器、５ａ－５ｃ　検出線、１０　インバータ、１０ａ－１０ｆ，８０ａ－８０ｄ　スイッチング素子、２０　直流電圧源、３０，９０　平滑コンデンサ、４０　モータ、５０　制御部、６０　ゲート駆動回路、７０，７０ａ，７０ｂ　リアクトル、８０　スイッチング回路、１００　コンバータ（変換器）。

Claims (10)

1. 　電気回路の電流又は電圧の経路に挿入される検出器と、
   　前記検出器で検出される電流又は電圧に応じた電圧を出力する差動増幅器と、
   　前記検出器が前記経路と接続する両端のうちの一端と前記差動増幅器のプラス入力端子との間に接続されるプラス側検出線と、
   　前記両端のうちの他端と前記差動増幅器のマイナス入力端子との間に接続されるマイナス側検出線と、
   　前記検出器の一端及び前記差動増幅器のプラス入力端子の間において、前記プラス側検出線の少なくとも一部に並列に接続される１以上の第１の検出線と、
   　前記検出器の他端及び前記差動増幅器のマイナス入力端子の間において、前記マイナス側検出線の少なくとも一部に並列に接続される１以上の第２の検出線と、
   を備え、
   　前記第１の検出線及び前記第２の検出線は、外来の電磁ノイズに起因して生じる誘導電圧によって、前記プラス側検出線及び前記マイナス側検出線に生じる前記電磁ノイズに起因した誘導電圧を相殺するように前記電気回路に配置される検出回路。
2. 　前記第１の検出線に含まれる検出線の各々は、前記第２の検出線に含まれる検出線の各々と対をなし、
   　前記プラス側検出線、前記マイナス側検出線、前記第１の検出線及び前記第２の検出線の総数は２の倍数となる、
   請求項１に記載の検出回路。
3. 　前記第１の検出線及び前記第２の検出線は、前記プラス側検出線と前記マイナス側検出線との誘導電圧の差である第１の差電圧と、前記第１の検出線と前記第２の検出線との誘導電圧の差である第２の差電圧と、を前記差動増幅器で合成した出力電圧が０となるように配置される、
   請求項１又は２に記載の検出回路。
4. 　多層基板に配線される検出回路であって、
   　前記多層基板の同一層において、前記プラス側検出線及び前記第１の検出線に含まれる検出線の各々は、前記マイナス側検出線及び前記第２の検出線に含まれるいずれかの検出線と隣り合って配線され、
   　前記多層基板の異なる層において、前記プラス側検出線及び前記第１の検出線に含まれる検出線の各々は、前記マイナス側検出線及び前記第２の検出線に含まれる検出線のいずれかと対向して配線される、
   請求項１から３のいずれか１項に記載の検出回路。
5. 　多層基板に配線される検出回路であって、
   　前記多層基板の第１の層に配線された前記プラス側検出線及び前記マイナス側検出線の各々の両端に設けられるスルーホールと、
   　各前記スルーホールにより前記第１の層と電気的に接続される前記多層基板の第２の層に配線された前記第１の検出線及び前記第２の検出線と、
   を備え、
   　前記プラス側検出線の両端は、それぞれ前記スルーホールを介して前記第１の検出線の両端と接続され、
   　前記マイナス側検出線の両端は、それぞれ前記スルーホールを介して前記第２の検出線の両端と接続され、
   　前記第１の検出線及び前記第２の検出線からなる対の配線は、互いに長さが等しく、かつ、前記第１の検出線及び前記第２の検出線と前記スルーホールとの接続部分の重心に対して点対称に配置される、
   請求項１から３のいずれか１項に記載の検出回路。
6. 　基板に配線される検出回路であって、
   　前記基板の同一面において、前記プラス側検出線及び前記第１の検出線に含まれる前記検出線の各々と、前記マイナス側検出線及び前記第２の検出線に含まれる前記検出線の各々とからなる複数の対が並行して配線され、さらに、前記複数の対のうちの隣り合う２対に含まれる、互いに隣り合う２つの前記検出線は、前記差動増幅器のプラス入力端子又はマイナス入力端子に接続される、
   請求項１から３のいずれか１項に記載の検出回路。
7. 　前記検出器は抵抗器であって、
   　前記抵抗器に電流が流れる際に両端に生じる電圧に基づいて、前記抵抗器が電気的に接続された主回路に流れる電流又は電圧の値を検出又は測定する、
   請求項１から６のいずれか１項に記載の検出回路。
8. 　前記検出器はコンデンサであって、
   　前記コンデンサの蓄電電圧に基づいて、前記コンデンサが電気的に接続された主回路に流れる電流又は電圧の値を検出又は測定する、
   請求項１から６のいずれか１項に記載の検出回路。
9. 　各相に直列に接続される、請求項１から６のいずれか１項に記載の検出回路と、
   　スイッチング素子を用いて交互にスイッチング動作をする上アーム及び下アームと、
   　前記スイッチング素子をＯＮ又はＯＦＦするゲート駆動回路と、
   　前記ゲート駆動回路を制御する制御部と、
   を備え、
   　前記検出回路は、前記上アーム又は前記下アームのいずれかにおいて各相の前記スイッチング素子に直列に接続されて、前記差動増幅器の出力を前記制御部に入力する、
   インバータ。
10. 　各相に直列に接続される、請求項１から６のいずれか１項に記載の検出回路と、
    　スイッチング素子を用いてリアクトル及び第１の平滑コンデンサに流れる電流をＯＮ又はＯＦＦするゲート駆動回路と、
    　前記ゲート駆動回路を制御する制御部と、
    を備え、
    　前記検出回路１は、各相の前記スイッチング素子に直列に接続されて、前記差動増幅器の出力を前記制御部に入力する、
    変換器。

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