WO2022180658A1

WO2022180658A1 - 電力増幅器

Info

Publication number: WO2022180658A1
Application number: PCT/JP2021/006738
Authority: WO
Inventors: 拓海杉谷
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2021-02-24
Filing date: 2021-02-24
Publication date: 2022-09-01
Also published as: US20240014784A1; JPWO2022180658A1; CN116783819A

Abstract

本開示に係る電力増幅器は、複数の増幅素子と、該複数の増幅素子に接続されトーナメント型に複数の伝送線路を有するトーナメント型回路と、直列接続されたインダクタと容量を有する複数の差周波短絡回路と、を備え、該複数の差周波短絡回路の共振周波数は該複数の増幅素子から離れるほど小さく、該複数の差周波短絡回路のうちで該トーナメント型回路の該増幅素子に最も近い段の複数のノードに接続された差周波短絡回路は、該差周波短絡回路が接続された該ノードから該増幅素子を見込んだインピーダンスと動作周波数において共振する誘導性リアクタンスを有するとともにそれぞれ異なる共振周波数を有することを特徴とする。

Description

電力増幅器

　本開示は高周波において電力を増幅し特に広帯域で線形性に優れた電力増幅器に関するものである。

　移動体通信システムにおける衛星搭載用及び基地局用のマイクロ波電力増幅器には、装置の小型化と、高出力で広帯域な特性を要求される。情報伝達量の拡大に伴い、情報を搬送する高周波信号の帯域幅が広がった場合にも、良好な歪特性を有し線形性に優れたマイクロ波電力増幅器が求められていれる。このようなマイクロ波電力増幅器においては、増幅素子を並列に配置する、あるいは複数の増幅素子を並列に合成して、マイクロ波電力増幅器に用いられるトランジスタのゲート幅を増大させることにより、高出力化が図られている。電力増幅器は、放熱性と汎用性の観点から並列動作する複数の増幅素子をパッケージ内部において整合する内部整合が一般的である。

　一般に多数のキャリア周波数を含むマイクロ波信号を電力増幅器に入力した場合、キャリア周波数の差周波数における２次歪み成分が相互変調歪みを悪化させる現象が生じる。この歪み成分は、キャリア周波数ｆ１及びｆ２との差の絶対値｜ｆ１－ｆ２｜を周波数とするものである。この周波数間隔は、離調幅または離調周波数と呼ばれ、その幅に相当する周波数を差周波周波数または単に差周波と呼ばれる。

　例えば特許文献１には、一端をトランジスタのドレイン端又は増幅器の出力端に接続したλ／４線路の他端が、線路のインダクタンスと差周波で直列共振となる複数のキャパシタに接続されることで、マイクロ波電力増幅器において歪特性の劣化を防止することができるマイクロ波電力増幅器が記載されている。

特開平１１－１５０４３１号公報

　伝送情報の大容量化のため離調幅の拡大と低歪み化の両立が要求されているが、しかし特許文献１に示されたバイアス回路では、離調周波数を１００ＭＨｚオーダまで拡大しつつ低歪化の実現することは極めて困難であった。
　なぜならば特許文献１に示されたバイアス回路は、並列に設けられた複数のキャパシタ８を単一のλ／４波長線路７に接続しているので、特許文献１に示されたバイアス回路がもつ共振周波数は単一である。このため特許文献１に開示されたバイアス回路では、１ＭＨｚオーダから１００ＭＨｚオーダの広帯域にわたって差周波のインピーダンスを十分低い値に設定し、歪特性を得る事が出来ないからである。

　例えば、共振周波数の異なる複数の差周波短絡回路をドレイン端子に直結することも考えられる。しかしこの場合、パッケージ内の実装エリアの制約上、パッケージサイズを大きくしない限り、差周波短絡回路を構成するすべてのインダクタとキャパシタを配置できないという問題があった。

　また一般に移動体通信システムにおける衛星搭載用に用いられる高出力の増幅素子の出力インピーダンスは、５０Ωより低く寄生容量を考慮すると容量性の領域となる。すると、ショートスタブを形成するインダクタが動作周波数に対しλ／４となる電気長を有する場合、出力インピーダンスを実軸上に変成することができない。よって、動作周波数に対して広帯域にわたって良好なインピーダンス整合となる出力整合回路の実現が困難であった。

　本開示は、上述のような問題を解決するためになされたものであり、例えば数ＧＨｚ以上のマイクロ波を増幅する電力増幅器において、パッケージサイズの拡大を招くことなく広帯域で線形性に優れた電力増幅器を提供することを目的とする。

　本開示によれば、マイクロ波を増幅する電力増幅器において、パッケージサイズの拡大を招くことなく広帯域で線形性に優れた電力増幅器を提供することが可能となる。

実施の形態１に係る電力増幅器の回路図である。実施の形態１に係る電力増幅器のインピーダンス軌跡の説明図である。実施の形態１に係る電力増幅器の出力側のＶＳＷＲを示す図である。実施の形態１に係る電力増幅器の出力回路の差周波インピーダンスを示す図である。実施の形態１に係る電力増幅器の歪特性の評価結果である。実施の形態１に係る電力増幅器の歪特性の評価結果である。実施の形態１の変形例に係る電力増幅器の回路図である。実施の形態１の別の変形例に係る電力増幅器の回路図である。実施の形態２に係る電力増幅器の回路図である。実施の形態２の変形例に係る電力増幅器の回路図である。

実施の形態１．
　本開示の実施の形態に係る電力増幅器について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある

　図１は本発明の実施の形態１に係る電力増幅器１００の回路図である。電力増幅器１００はマイクロ波電力が入射され、これを増幅するマイクロ波電力増幅器として動作する。実施の形態１において電力増幅器１００が動作する動作周波数は１４ＧＨｚ帯であるが、これに限られるものではない。
　増幅素子１ａから１ｄは区別の為に異なる符号を付しているが同一の特性を有する増幅素子１である。増幅素子１は、窒化ガリウム基板に形成されたＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｏｂｉｌｉｔｙ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やヒ化ガリウム基板に形成されたＭＥＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などとすることができる。増幅素子１ａから１ｄは同一チップ上に形成されても良く、別々のチップ上に形成されても良い。増幅素子１を高出力としたい場合、セル領域が並列配置されたマルチセル構成とするとよい。
　増幅素子１ａから１ｄの出力インピーダンスは、５０Ωより低く、かつ容量性の領域にある。

　増幅素子１ａの出力側には直列インダクタ２ａの一端が接続されている。同様に増幅素子１ｂの出力側には直列インダクタ２ｂの一端が、増幅素子１ｃの出力側には直列インダクタ２ｃの一端が、増幅素子１ｄの出力側には直列インダクタ２ｄの一端が接続されている。
　直列インダクタ２ａから２ｄは区別の為に異なる符号を付しているが同一の特性を有する直列インダクタ２である。つまり複数の増幅素子１の出力側にはそれぞれ直列インダクタ２が接続されている。直列インダクタ２は、マイクロストリップ線路等の伝送線路やボンディングワイヤなどとすることができる。

　並列インダクタ１１ａと容量１１ｂは、差周波短絡回路１１を構成する。並列インダクタ１１ａの一端は、直列インダクタ２ａ及び２ｂの接続点（ノード）Ａ１に接続され、並列インダクタ１１ａの他端は容量１１ｂの一端に接続され、容量１１ｂの他端は接地されている。つまり、差周波短絡回路１１は接続点Ａ１にシャント接続されている。並列インダクタ１１ａのインダクタンス値はＬ１である。
　並列インダクタ１１ａは、直列インダクタ２ａ及び２ｂの接続点Ａ１から増幅素子１側を見込んだインピーダンスの容量性成分に対して、動作周波数で共振するインダクタンスに設定されている。容量１１ｂは、並列インダクタ１１ａと差周波Δｆ１で直列共振となる容量値Ｃ１を有する。

　並列インダクタ１２ａと容量１２ｂは、差周波短絡回路１２を構成する。並列インダクタ１２ａの一端は、直列インダクタ２ｃ及び２ｄの接続点（ノード）Ａ２に接続され、並列インダクタ１２ａの他端は容量１２ｂの一端に接続され、容量１２ｂの他端は接地されている。つまり、差周波短絡回路１２は接続点Ａ２にシャント接続されている。並列インダクタ１２ａのインダクタンス値はＬ１である。
　並列インダクタ１２ａは、直列インダクタ２ｃ及び２ｄとの接続点Ａ２から増幅素子１側を見込んだインピーダンスの容量性成分に対して、動作周波数で共振するインダクタンスに設定されている。容量１２ｂは、並列インダクタ１２ａと差周波Δｆ２で直列共振となる容量値Ｃ２を有する。

　容量１１ｂは並列インダクタ１１ａを高周波（動作周波数）で接地するための容量であり、容量１２ｂは並列インダクタ１２ａを動作周波数で接地するための容量である。容量１１ｂ及び１２ｂは、高い比誘電率を有する誘電体層が上下電極で挟まれた構造とすることができる。
　容量１１ｂの容量値Ｃ１及び容量１２ｂの容量値Ｃ２は異なる値であるが、共に動作周波数において実質的に短絡と見なせるだけの十分に大きな容量値を有する。従って、接続点Ａ１から見込んだ差周波短絡回路１１、及び接続点Ａ２から見込んだ差周波短絡回路１２は実質的に同一と見なせるインピーダンスを示す。

　直列インダクタ３ａ及び３ｂは、区別の為に異なる符号を付しているが同一の特性を有する直列インダクタ３である。直列インダクタ３ａの一端は、接続点Ａ１に接続されている。直列インダクタ３ｂの一端は、接続点Ａ２に接続されている。直列インダクタ３ａの他端と直列インダクタ３ａの他端は接続点（ノード）Ｂ１で接続されている。
　直列インダクタ４は、一端が接続点Ｂ１に接続され他端がパッケージ１０のパッケージ端子９に接続され、パッケージ端子９を介してパッケージ１０の外部と接続されている。直列インダクタ４は、接続点Ｂ１から増幅素子１側を見込んだインピーダンスを５０Ωへ変成する、動作周波数帯の中心周波数においてλ／４程度の電気長を有する伝送線路である。直列インダクタ３，４はマイクロストリップ線路等の伝送線路である。

　このように、直列インダクタ２ａ、２ｂ，２ｃ，２ｄ，３ａ、３ｂ、４は、トーナメント型に配置されている。これらの伝送線路は、複数の増幅素子である増幅素子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄに接続されたトーナメント型回路を構成している。実施の形態１のトーナメント型回路は、複数の増幅素子の増幅信号を合成するトーナメント型合成回路である。トーナメント型合成回路では、まず１段目で２個のトランジスタからの電力を合成し、次に、合成された電力を２段目でさらに合成するという信号合成を繰り返す。
　パッケージ１０内に配置された、直列インダクタ４は直列インダクタ２、差周波短絡回路１１及び１２、直列インダクタ３と共に出力整合回路を構成する。

　直列インダクタ５は、パッケージ端子９と電力増幅器１００の端子Ｐ１に接続されている。端子Ｐ１は電力増幅器１００の出力端子として機能する。

　差周波短絡回路２１は、一端がパッケージ端子９に接続された並列インダクタ２１ａと、並列インダクタ２１ａの他端に接続された容量２１ｂを備えている。容量２１ｂの他端は接地されている。並列インダクタ２１ａは動作周波数帯においてλ／４の電気長を有する伝送線路であり、マイクロストリップ線路で構成されている。並列インダクタ２１ａのインダクタンスはＬ２である。容量２１ｂは容量値Ｃ３を有し、動作周波数帯において並列インダクタ２１ａを接地する。容量２１ｂと並列インダクタ２１ａは差周波Δｆ３で直列共振する。
　差周波短絡回路２１はバイアス回路として動作し、すなわち差周波短絡回路２１は直流バイアス電圧供給手段でもある。並列インダクタ２１ａと容量２１ｂの間は電圧印加端子Ｐ２であり、電圧印加端子Ｐ２には増幅素子１にドレイン電圧を印加する直流バイアス源が接続される。直流バイアス源は直流バイアス電圧供給手段に所定の直流バイアス電圧を供給する。
　並列インダクタ２１ａが動作周波数帯の中心周波数においてλ／４程度の長さの伝送線路であるので、従来技術と同様に動作周波数帯におけるパッケージ端子９から差周波短絡回路２１を見込んだインピーダンスは高インピーダンスとなる。

　基板８はマイクロ波集積回路（ＭＩＣ）であり、図１において点線で示される。基板８上には、増幅素子１からパッケージ端子９の間に接続された伝送線路及び同領域にある並列インダクタを、金属配線を用いてパターン形成することができる。そして、基板８、増幅素子１、容量１１ｂ、１２ｂは、はんだ等の接合材を用いてパッケージ１０に実装されている。

　電力増幅器１００は、３つの差周波短絡回路１１、１２及び２１を備えている。これら差周波短絡回路に用いられるインダクタと容量と共振周波数の間には以下の関係がある。
　Ｌ１×Ｃ１＝１／（２πΔｆ１）^２
　Ｌ１×Ｃ２＝１／（２πΔｆ２）^２
　Ｌ２×Ｃ３＝１／（２πΔｆ３）^２
　ここで、Δｆ１は差周波短絡回路１１の共振周波数、Δｆ２は差周波短絡回路１２の共振周波数、Δｆ３は差周波短絡回路２１の共振周波数である。

　Δｆ１、Δｆ２、Δｆ３は、電力増幅器１００で増幅される高周波信号の周波数（動作周波数）の高域端と低域端の差分周波数（又は差周波）として取り得る最小値から最大値の間に存在する。なお、通信システムにより帯域幅の設定が異なるので、この最小値と最大値は通信システムによって変動する。
　Δｆ１、Δｆ２、Δｆ３の大小関係は、Δｆ１＞Δｆ２＞Δｆ３であるとする。容量値Ｃ１、Ｃ２，Ｃ３の大小関係は、Ｃ１＜Ｃ２＜Ｃ３であるとする。
　実施の形態１において差周波短絡回路を構成するインダクタンスは、Ｌ１は動作周波数において電気長がλ／４未満の伝送線路、Ｌ２は動作周波数において電気長がλ／４である伝送線路である。

　次に電力増幅器１００の動作について説明する。図２は、実施の形態１に係る電力増幅器１００のインピーダンス軌跡の説明図である。図２は電力増幅器１００の出力側負荷のインピーダンス変換を説明するスミス図であり、５０Ωに正規化されている。
　Ｚ１は、差周波短絡回路１１が接続点Ａ１に接続されない状態で接続点Ａ１から増幅素子１側を見込んだインピーダンス、及び差周波短絡回路１２が接続点Ａ２に接続されない状態で接続点Ａ２から増幅素子１側を見込んだインピーダンスを示す。増幅素子１の出力側のインピーダンスは、たとえば３Ωといった低い抵抗成分と、抵抗成分に並列となる出力容量をもつ。増幅素子１の出力側のインピーダンスは直列インダクタ２により変換されるが、その電気長は、差周波短絡回路１１が接続されない状態で接続点Ａ１から増幅素子１側を見込んだインピーダンス及び差周波短絡回路１２が接続されない状態で接続点Ａ２から増幅素子１側を見込んだインピーダンスが、実軸上に達さずに容量性に留まる長さに設定されている。

　Ｚ２は、差周波短絡回路１１が接続点Ａ１に接続された状態で接続点Ａ１から増幅素子１側を見込んだインピーダンス、及び差周波短絡回路１２が接続点Ａ２に接続された状態で接続点Ａ２から増幅素子１側を見込んだインピーダンスを示す。言い換えるとＺ２は、Ｚ１と差周波短絡回路１１が並列接続されたインピーダンス、あるいはＺ１と差周波短絡回路１２が並列接続されたインピーダンスである。

　直列インダクタ２と並列インダクタ１１ａ及び１２ａは、差周波短絡回路１１及び１２が整合回路の一部としてインピーダンス整合に寄与するように、設定されている。
　具体的には、接続点Ａ１から差周波短絡回路１１を見込んだインピーダンスが誘導性のリアクタンスを示すよう、並列インダクタ１１ａの電気長は動作周波数においてλ／４より短く設定されている。接続点Ａ１から増幅素子１ａ及び１ｂを見込んだインピーダンスは動作周波数において該リアクタンスと共振する容量性リアクタンスとなるよう直列インダクタ２ａ及び２ｂは設定されている。
　また、接続点Ａ２から差周波短絡回路１２を見込んだインピーダンスが誘導性のリアクタンスを示すよう、並列インダクタ１２ａの電気長は動作周波数においてλ／４より短く設定されている。接続点Ａ２から増幅素子１ｃ及び１ｄを見込んだインピーダンスは動作周波数において該リアクタンスと共振する容量性リアクタンスとなるよう直列インダクタ２ｃ及び２ｄは設定されている。
　この結果、Ｚ２は実軸上に位置する。なお、並列インダクタ１１ａ及び１２ａの電気長は、動作周波数においてλ／４より短く設定されているが、これは従来のマイクロ波増幅器と比較して短い。

　Ｚ３はパッケージ端子９から増幅素子１側を見込んだインピーダンスを示している。これは直列インダクタ４によりインピーダンス変成された後のＺ２である。
　電力増幅器１００において、直列インダクタ４の特性インピーダンスは２５Ωとし、直列インダクタ４の電気長は中心周波数においてλ／４に設定した。直列インダクタ４は９０度インバーターとして動作し、電力増幅器１００の出力インピーダンスをパッケージ端子９において５０Ωに整合させている。

　次に、実施の形態１における出力回路の差周波インピーダンスおよびＩＭ３について説明する。
　実施の形態１では、反射位相が無視できる程度に共振周波数が小さい差周波短絡回路２１をパッケージ１０の外部に配置し、反射位相が無視できない共振周波数を有する差周波短絡回路１１、１２をパッケージ１０の内部に配置する。例えば反射位相が無視できる程度の共振周波数とは１ＭＨｚオーダの周波数であり、例えば反射位相が無視できない共振周波数とは１０～１００ＭＨｚオーダの周波数である。

　一例によれば、予め定められた特定共振周波数と等しいか特定共振周波数より大きい共振周波数の差周波短絡回路をパッケージ１０に搭載し、特定共振周波数より小さい共振周波数の差周波短絡回路をパッケージ１０の外に設けることができる。そのような特定共振周波数は例えば１０ＭＨｚである。

　差周波短絡回路は、増幅素子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄから離れるほど、その共振周波数が小さくなるよう配置する。図１の例では、複数の差周波短絡回路のうち共振周波数が最も大きい差周波短絡回路１１、１２を増幅素子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄから一番近い箇所に配置し、次に共振周波数が大きい差周波短絡回路２１を差周波短絡回路１１、１２より増幅素子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄから遠ざけた箇所に配置している。

　また、増幅素子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄに最も近い位置に配置する差周波短絡回路は、すべての増幅素子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄから見た出力回路のインピーダンスが均一となるよう、２個の増幅素子に接続された２個の伝送線路の接続点以降に配置している。なお、インピーダンスが均一とは、完全にインピーダンスが揃っている場合だけでなく、実質的にインピーダンスが同等の場合を含む。

　容量１１ｂの容量値Ｃ１及び容量１２ｂの容量値Ｃ２は異なる値であるが、共に動作周波数において実質的に短絡と見なせるだけの十分に大きな容量値を有する。従って、接続点Ａ１から見込んだ差周波短絡回路１１及び接続点Ａ２から見込んだ差周波短絡回路１２は、共に動作周波数において実質的に同一と見なせるインピーダンスを示す。
　つまり、実施の形態１に係る電力増幅器１００は、複数の増幅素子の増幅信号を合成するトーナメント型合成回路を備える。トーナメント型合成回路の増幅素子に最も近い段のノードは接続点Ａ１及び接続点Ａ２である。

　接続点Ａ１に接続される差周波短絡回路１１及び、接続点Ａ２に接続される差周波短絡回路１２は、動作周波数において実質的に同一と見なせるインピーダンスを有する。よって、動作周波数においてすべての増幅素子から見た出力回路のインピーダンスが均一となるので、増幅素子が均一となる効果を奏する。
　また、差周波短絡回路１１及び１２は、共振周波数が異なる。よって、パッケージサイズの拡大をせずとも、後述するように増幅素子１の出力側から見込んだ整合回路のインピーダンスを広い差周波の周波数の範囲で低いインピーダンスを実現できる

　差周波短絡回路１１を構成する並列インダクタ１１ａ及び差周波短絡回路１２を構成する並列インダクタ１２ａは、差周波短絡回路１１及び１２が電力増幅器１００のインピーダンス整合に寄与するように、動作周波数において電気長がλ／４未満に設定された伝送線路である。
　つまり増幅素子に近い位置にインピーダンス整合に寄与する回路を配置できるので、動作周波数の帯域を広くできる効果を奏する。差周波短絡回路１１及び１２が動作周波数の広帯域化と、トーナメント型合成回路の差周波における低インピーダンス化の両方の役割を担うので、パッケージサイズの拡大を押さえる事が出来る。

　図３は実施の形態１に係る電力増幅器の出力側のＶＳＷＲを示す図である。図３の横軸は周波数を示し、縦軸はＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｔａｎｄｉｎｇ　Ｗａｖｅ　Ｒａｔｉｏ）を示す。図３には、実施の形態１に係る電力増幅器１００のパッケージ端子９に対するＶＳＷＲを実線で示している。これと合わせて図３には比較例として、差周波短絡回路１１の並列インダクタ１１ａ及び差周波短絡回路１２の並列インダクタ１２ａの電気長がλ／４である、従来の回路構成におけるＶＳＷＲを破線で示している。
　なお図３において、実施の形態１に係る電力増幅器１００及び比較例は、中心周波数を１３．７５ＧＨｚとしてそれぞれ回路を最適化して設計されている。

　図３において、１２ＧＨｚ～１５．５ＧＨｚの範囲について着目する。これは中心周波数１３．７５ＧＨｚに対して比帯域が２５％となる範囲である。従来の回路構成では図３に示されるように、ＶＳＷＲの最大値が１．５以上であり大きな不整合を生じている。一方、実施の形態１に係る電力増幅器１００における整合回路では、ＶＳＷＲの最大値は１．３である。つまり比較例と比較して広帯域に渡り良好なインピーダンス整合を実現できている。

　次に電力増幅器１００の差周波におけるインピーダンスについて考える。図４は、実施の形態１に係る電力増幅器の出力回路の差周波インピーダンスを示す図である。図４の縦軸は増幅素子１の出力側からパッケージ端子９側を見込んだインピーダンスを対数で示し、横軸は１ＭＨｚから１ＧＨｚの周波数を対数で示す。
　実施の形態１では差周波短絡回路１１、１２及び２１のキャパシタンスを適切に設定することで、５ＭＨｚ、３０ＭＨｚ、４００ＭＨｚに共振点を作り、３つの共振点近傍のインピーダンスを１Ω以下に低減させている。
　具体的には差周波短絡回路１１が４００ＭＨｚ（Δｆ１）の共振点を、差周波短絡回路１２が３０ＭＨｚ（Δｆ２）の共振点を、差周波短絡回路２１が５ＭＨｚ（Δｆ３）の共振点を作り出している。この結果、３つの共振点近傍を含め１ＧＨｚ以下の広い周波数の範囲で、１Ω以下の低いインピーダンスが実現できている。

　図５は、実施の形態１に係る電力増幅器１００の歪特性の評価結果である。図５には、周波数がｆ１とｆ２であり電力値が等しい２つの信号を、実施の形態１に係る電力増幅器１００に入力した場合の３次変調歪み（ＩＭ３）を評価した結果を示す。ここでＩＭ３は周波数（２×ｆ１－ｆ２）とｆ１又はｆ２との電力比としている。図５の横軸は電力増幅器１００の出力電力を示し、縦軸は３次変調歪み（ＩＭ３）を示す。
　図５において、四角（□）はｆ１が１３．７５ＧＨｚ、ｆ２が１３．７５５ＧＨｚであり、２波が５ＭＨｚ離れた場合のＩＭ３を示す。丸（○）は、ｆ１が１３．７５ＧＨｚ、ｆ２が１３．９５ＧＨｚであり２波が２００ＭＨｚ離れた場合のＩＭ３を示す。三角（△）は、ｆ１が１３．７５ＧＨｚ、ｆ２が１４．１５ＧＨｚであり、２波が４００ＭＨｚ離れた場合のＩＭ３を示す。

　このように本実施形態に係る電力増幅器１００では、差周波短絡回路１１、１２及び２１のキャパシタンスを適切に設定することで、キャリア周波数の間隔が大きくなった場合であっても、相互変調歪みの劣化を防止することができる。その結果、出力電力が４４ｄＢｍ以下、離調周波数が４００ＭＨｚ以下の範囲において、ＩＭ３が－２５ｄＢｃ以下に抑えられている。

　図６は、実施の形態１に係る電力増幅器１００の歪特性の評価結果である。図６の横軸は離調周波数（ｏｆｆｓｅｔ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を示す。図６の縦軸は、電力増幅器１００及び比較例の出力電力が４２ｄＢｍ時の３次変調歪み（ＩＭ３）を示す。図６において黒丸（●）は電力増幅器１００の評価結果であり、合わせて比較例に係る電力増幅器の評価結果を白丸（○）で示してある。
　電力増幅器１００及び比較例に係る電力増幅器には、ｆ１を１３．７５ＧＨｚ一定とし、ｆ２はｆ１より離調周波数だけ高い周波数とした２波が入力されている。差周波短絡回路の容量１１ｂと１２ｂは、それぞれ電力増幅器１００及び比較例に係る電力増幅器において同じ容量値とし、他の回路素子はそれぞれ最適となるように調整されている。
　図６を参照すると、ＩＭ３が－２５ｄＢｃ以下となる離調周波数は、比較例では５０ＭＨｚなのに対し、電力増幅器１００では４００ＭＨｚまで拡大していることが分かる。

　以上のように、実施の形態１によれば増幅素子１にそれぞれ直列に接続された直列インダクタ２同士の接続点Ａ１及びＡ２から見込んだインピーダンスの容量成分と、接続点Ａ１に並列に接続された差周波短絡回路１１及び接続点Ａ２に並列に接続された差周波短絡回路１２のインダクタンス成分とを共振するようにした。
　よって、広帯域に良好なインピーダンス整合を実現するだけでなく、増幅素子１から見た出力回路のインピーダンスをΔｆ１からΔｆ３にわたり低減できるため、離調周波数に発生する歪成分をΔｆ１からΔｆ３に跨る周波数帯域において連続的に抑圧できる。
　この結果、回路の小型化と、所望の離調周波数が拡がった場合において最小離調周波数から最大離調周波数にわたって歪特性の劣化防止が可能となる。

　なお、実施の形態１おいては、電力増幅器１００の出力インピーダンスをパッケージ端子９において５０Ωとなるよう、直列インダクタ４によりインピーダンス変成したが、直列インダクタ４に別の特性インピーダンスを有する伝送線路を直列に接続して、いわゆる２段のインピーダンス変成により５０Ωにインピーダンス変成してもよい。

　実施の形態１に係る電力増幅器は、その特徴を失わない範囲で様々な変形をなし得る。例えば、実施の形態１では、パッケージ１０の中に差周波短絡回路を２つ配置したが、パッケージ１０内部の部品実装領域の制約を考慮しながらその数を増加させることができる。
　図７は、変形例に係る電力増幅器１１０の回路図である。電力増幅器１１０は、補足用差周波短絡回路１３を備えている。その他は電力増幅器１００と同じである。補足用差周波短絡回路１３は、並列インダクタ１３ａと容量１３ｂを有し、直列インダクタ４のノードである接続点Ｂ１にシャント接続された直列ＬＣ回路である。並列インダクタ１３ａは動作周波数においてλ／４となる電気長を有している。

　ここで、補足用差周波短絡回路１３の共振周波数Δｆ４は、Δｆ１＞Δｆ２＞Δｆ４＞Δｆ３となる関係を有する。共振周波数が大きい差周波短絡回路１１、１２が増幅素子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄに最も近い段の接続点Ａ１又はＡ２に接続され、次に共振周波数の大きい補足用差周波短絡回路１３が次に増幅素子に近い段の接続点Ｂ１に接続され、最も共振周波数の大きい差周波短絡回路２１が増幅素子から最も遠くに接続されている。
　電力増幅器１１０は電力増幅器１００と比較して、増幅素子１の出力側から見込んだ整合回路のインピーダンスを、より平坦に低いインピーダンスとすることが出来るので、より低歪み化を実現しやすくなる。

　図８は、別の変形例に係る電力増幅器１２０の回路図である。電力増幅器１２０は差周波短絡回路１１に替えて差周波短絡回路３１ａを備え、差周波短絡回路１２に替えて差周波短絡回路３２ａを備える。その他は電力増幅器１００と同じである。
　差周波短絡回路３１ａは、容量１１ｂと並列に補足用容量１１ｃを備えた点で差周波短絡回路１１と異なる。差周波短絡回路３２ａは、容量１２ｂと並列に補足用容量１２ｃを備えた点で差周波短絡回路１２と異なる。補足用容量１１ｃ及び１２ｃは動作周波数で短絡となる容量を有している。

　電力増幅器１００の差周波短絡回路１１の容量１１ｂ及び差周波短絡回路１２の容量１２ｂは、動作時に該容量を流れるマイクロ波電力によって該容量が加熱され、該容量の温度が上昇する。
　温度上昇は容量に対して、静電容量が小さくなる、高周波領域で等価直列抵抗が大きくなる、あるいは絶縁抵抗が低くなるといった影響を及ぼす可能性がある。特に比誘電率が温度依存性を持つ誘電体磁器を使用した容量の場合に、静電容量が大幅に変化する可能性がある。

　これに対し電力増幅器１２０では、差周波短絡回路３１ａ、３２ａが動作周波数で短絡となる補足用容量１１ｃ、１２ｃを更に備える。容量１つ当たりに流れる動作周波数でのマイクロ波電流を低減されるので、容量の温度上昇を抑える事が出来る。よって容量の静電容量の変化による電力増幅器１２０の特性変動を抑えることが出来る。

　実施の形態２．
　図９は、実施の形態２に係る電力増幅器１３０の回路図である。電力増幅器１３０は、実施の形態１で説明した技術的特徴を増幅素子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの入力側に適用したものである。実施の形態１で説明した構成を、増幅素子１に対して入出力反転させることで実施の形態２の電力増幅器が得られる。

　実施の形態２のトーナメント型回路は直列インダクタ２ａ、２ｂ，２ｃ，２ｄ，３ａ、３ｂ、４を有し、複数の増幅素子へ入力信号を分配するトーナメント型分配回路である。なお、増幅素子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの出力側には、実施の形態１で説明したトーナメント型合成回路を接続しうる。実施の形態２における端子Ｐ１は入力端子として機能する。実施の形態２の構成によれば、実施の形態１で説明した様々な技術的特徴を、増幅素子１の入力側の回路で実現することが出来る。

　実施の形態２の構成によれば、実施の形態１で説明した差周波短絡回路をトランジスタの入力側に備えたことで、広帯域に良好なインピーダンス整合を実現するだけでなく、増幅素子１から見た入力回路のインピーダンスをΔｆ１からΔｆ３にわたり低減できる。よって離調周波数に発生する歪成分をΔｆ１からΔｆ３に跨る周波数帯域において連続的に抑圧できる。この結果、回路の小型化と、所望の離調周波数が拡がった場合において最小離調周波数から最大離調周波数にわたって歪特性の劣化防止が可能となる。

　図１０は、実施の形態２の変形例に係る電力増幅器１４０の回路図である。
　電力増幅器１４０は差周波短絡回路１１に替えて差周波短絡回路３１ｂを備え、差周波短絡回路１２に替えて差周波短絡回路３２ｂを備える。差周波短絡回路３１ｂは差周波短絡回路１１と比較して、並列インダクタ１１ａ及び容量１１ｂに直列に接続された抵抗体Ｒ１を備えた点で異なる。差周波短絡回路３２ｂは差周波短絡回路１２と比較して、並列インダクタ１２ａ及び容量１２ｂに直列に接続された抵抗体Ｒ２を備えた点で異なる。

　電力増幅器１４０は抵抗体Ｒ１及びＲ２を備えた事により、電力増幅器１３０と同様の効果に加え、不要発振が抑圧されるという効果を奏する。
　その他は電力増幅器１３０と同じである。

　なお、抵抗体Ｒ１と抵抗体Ｒ２の抵抗値は同一でも異なっていても良い。図１０において抵抗体Ｒ１は並列インダクタ１１ａと容量１１ｂの間に接続されているが、並列インダクタ１１ａ又は容量１１ｂに直列接続されればよく、別の位置に設け得る。また図１０において抵抗体Ｒ２は並列インダクタ１２ａと容量１２ｂの間に接続されているが、並列インダクタ１２ａ又は容量１２ｂに直列接続されればよく、別の位置に設け得る。

　本開示は、上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本開示を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
　また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ　増幅素子、２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、３、３ａ、３ｂ、４，５　直列インダクタ、８　基板、９　パッケージ端子、１０　パッケージ、１１、１２、２１、３１ａ，３１ｂ，３２ａ，３２ｂ　差周波短絡回路、１１ａ、１２ａ、１３ａ、２１ａ　並列インダクタ、１１ｂ、１２ｂ、１３ｂ、２１ｂ　容量、１１ｃ、１２ｃ　補足用容量、１３　補足用差周波短絡回路、１００、１１０、１２０、１３０，１４０　電力増幅器、Ａ１、Ａ２，Ｂ１　接続点、Ｒ１、Ｒ２　抵抗体

Claims

　複数の増幅素子と、
　前記複数の増幅素子に接続されトーナメント型に複数の伝送線路を有するトーナメント型回路と、
　直列接続されたインダクタと容量を有する複数の差周波短絡回路と
を備え、
　前記複数の差周波短絡回路の共振周波数は前記複数の増幅素子から離れるほど小さく、
　前記複数の差周波短絡回路のうちで前記トーナメント型回路の前記増幅素子に最も近い段の複数のノードに接続された差周波短絡回路は、該差周波短絡回路が接続された該ノードから前記増幅素子を見込んだインピーダンスと動作周波数において共振する誘導性リアクタンスを有するとともにそれぞれ異なる共振周波数を有する
　ことを特徴とする電力増幅器。
　前記複数の増幅素子を搭載したパッケージを備え、予め定められた特定共振周波数と等しいか前記特定共振周波数より大きい共振周波数の前記差周波短絡回路を前記パッケージに搭載し、前記特定共振周波数より小さい共振周波数の前記差周波短絡回路を前記パッケージの外に設けたことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
　前記特定共振周波数は１０ＭＨｚであることを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
　前記トーナメント型回路は、前記複数の増幅素子の増幅信号を合成するトーナメント型合成回路であることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記トーナメント型回路は、前記複数の増幅素子へ入力信号を分配するトーナメント型分配回路であることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記複数の増幅素子の出力端子に接続される線路に所定の直流バイアス電圧を供給する直流バイアス電圧供給手段を備えることを特徴とする請求項３記載の電力増幅器。
　前記直流バイアス電圧供給手段は、前記動作周波数においてλ/４の電気長を有するマイクロストリップ線路と、前記マイクロストリップ線路を接地する容量と、を備え、前記マイクロストリップ線路と前記マイクロストリップ線路を接地する容量との間に直流バイアス源が接続されること
　を特徴とする請求項６記載の電力増幅器。
　前記差周波短絡回路は、前記インダクタ及び容量に直列接続された抵抗体を備えたことを特徴とする請求項５に記載の電力増幅器。
　前記複数の差周波短絡回路の共振周波数は、前記複数の増幅素子で増幅される高周波信号の高域端と低域端の差分周波数として取り得る最小値から最大値の間に存在することを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の電力増幅器。