CN110785927A - 效率提高的对称多尔蒂功率放大器 - Google Patents

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Abstract

描述了用于效率提高的多尔蒂放大器的装置和方法。多尔蒂放大器可以包括两级峰值放大器，其与常规多尔蒂放大器中所使用的单级峰值放大器相比，更晚且更迅速地从“关闭”状态转换为“打开”状态。与常规多尔蒂放大器相比，改进的多尔蒂放大器可以以更高的增益值运行，而信号带宽没有明显下降。

Description

效率提高的对称多尔蒂功率放大器
背景
技术领域
本技术涉及可以由氮化镓晶体管或由其他半导体材料形成的晶体管所构成的高速且高功率的集成放大器。
背景技术
氮化镓(GaN)半导体材料由于其理想的电子和电光学特性，近年来受到了极大的关注。GaN具有对应于可见光谱的蓝色波长区域的约3.4eV的宽的直接带隙。已经开发并且可商购获得基于GaN及其合金的发光二极管(LED)和激光二极管(LD)。所述设备能够发射可见光谱范围从紫色区域到红色区域的可见光。
由于GaN的宽的带隙，与其他半导体(例如硅)相比其更能抵抗雪崩击穿，并且能够在更高的温度下维持电气性能。与硅相比，GaN还具有更高的载流子饱和速度。此外，GaN具有纤锌矿晶体结构，是非常稳定且坚硬的材料，具有高导热性，并且具有比诸如硅、锗和砷化镓的其他常规半导体更高的熔点。因此，GaN可用于高速、高电压和高功率的应用。例如，氮化镓材料可用在用于射频(RF)通信、雷达、RF能量和微波应用的半导体放大器中。
在当前及所提议的通信标准(例如WiMax、4G和5G)下支持移动通信和无线互联网访问的应用，能够对由半导体晶体管构成的高速或RF放大器提出严格的性能要求。放大器可需要满足与输出功率、信号线性度、信号增益、带宽和效率有关的性能规格。放大用于通信的信号的一种方法是使用在图1中示意性地描绘的多尔蒂(Doherty)放大器。为了帮助理解本技术，提供了常规多尔蒂放大的简要概述。
常规多尔蒂放大器100包括90度功率分路器110，所述功率分路器将接收到的RF信号分离为连接到主放大器132和连接到布置在并联电路支路上的峰值放大器138的两个输出。功率分配器110还相对于提供给主放大器的信号的相位对提供给峰值放大器的信号的相位进行延迟(大约90度)。阻抗匹配组件122、124被设置在主放大器132与峰值放大器138之前。所述阻抗匹配组件转换阻抗以将从90度分路器110的传输线的阻抗匹配到两个放大器132、138的输入阻抗，从而减少了来自放大器的信号反射。将附加的阻抗匹配组件142、144设置在主放大器和峰值放大器的输出处，以匹配主放大器132的输出到阻抗逆变器150的输入之间的阻抗(通过设计可以为50欧姆)和峰值放大器138的输出与组合节点155之间的阻抗。阻抗逆变器150将从主放大器132接收的信号的相位旋转，使得来自主放大器和峰值放大器的信号在组合节点155处将基本上同相。通常，输出阻抗匹配元件160连接到组合节点155以将多尔蒂放大器的输出阻抗匹配到负载(未示出)的阻抗。
在对称多尔蒂放大器中，主放大器和峰值放大器可以是非常相似或相同的半导体器件。例如，其可以配置为处理相同量的信号功率并以相同的量来放大信号。因为输入功率被均等地分配，所以与输入RF信号相比，到主放大器132的信号通常衰减3dB。以“dB”表示的信号值是指相对的功率水平。
常规多尔蒂放大器的运行方面在图2直至图4的图中示出。当峰值放大器138关闭时，第一增益曲线210描绘主放大器132的增益随输出功率的变化。峰值放大器通常在低功率水平下关闭，这仅能由主放大器来处理。在高功率水平下，主放大器的增益将进入“压缩”，这从功率压缩点Pc开始并由图2中的下降区域212表示。对于主放大器的功率压缩点将取决于其设计(例如，放大器的晶体管中有效面积的大小)，并且能够为1瓦至100瓦的任意值。当峰值放大器138打开时，第二增益曲线220描绘了主放大器132的增益随输出功率的变化。当峰值放大器打开时，其不仅有效地将负载阻抗添加到主放大器132(降低主放大器的增益)，还有助于放大高功率水平(将多尔蒂的压缩扩展到更高的功率)。第三增益曲线230描绘了峰值放大器138的增益。在常规多尔蒂放大器100中，主放大器132处理信号放大直到其增益开始压缩。峰值放大器138配置为在主放大器的功率压缩点处开始低水平的放大，并且随后将其增益提升到最大。峰值放大器138的增益的增加大致为线性的，直到峰值放大器进入压缩并与对称多尔蒂放大器中的主放大器132一起下降为止。
图3描绘了对于常规多尔蒂放大器的随输出功率变化的多尔蒂增益曲线310(实心深色曲线)。多尔蒂增益曲线310是如上所述的主放大器132和峰值放大器138的组合动作的结果。常规多尔蒂放大器的最终效率曲线410在图4中示出。多尔蒂的效率上升到大致在峰值放大器138的增益已达到其最高值时出现的峰值效率Ep。峰值效率Ep通常出现在被称为“输出功率回退”(OPO)的区域中最大输出功率Pmax以下约6dB处。在峰值放大器正从低增益水平(其中峰值放大器主要负载主放大器)转换到其最大增益之处，效率下降到少于6dBOPO的输出功率水平的峰值Ep之下。
发明内容
描述了用于提高对称多尔蒂放大器的效率和增益性能的方法和结构。两级放大器可以用作多尔蒂放大器中的峰值放大器，并且RF耦合器可以用于向多尔蒂中的主放大器和两级放大器提供输入RF信号。两级峰值放大器能够提高多尔蒂放大器的回退效率和增益性能。此外，两级峰值放大器布置不会明显影响多尔蒂放大器的带宽性能。
一些实施例涉及一种多尔蒂放大器，其包括RF耦合器、联接到RF耦合器的第一端口的主放大器、联接到RF耦合器的第二端口的两级峰值放大器、以及联接到来自主放大器的输出端口和来自两级峰值放大器的输出端口的组合节点。
在一些方面，两级峰值放大器包括相同设计的两个级联放大器。两个级联放大器可以具有与主放大器相同的设计。在一些情况下，两个级联放大器包括氮化镓放大器。根据一些实施方式，两个级联放大器中的每一个具有20dB到30dB的增益值。在一些实施方式中，两个级联放大器中的每一个具有16dB到30dB的增益值。在一些情况下，对于两个级联放大器中的每一个的增益值是相同的-在3dB之内。
在一些实施方式中，本实施例的多尔蒂放大器的RF耦合器配置为将接收到的RF信号分离为用于主放大器的第一信号和用于两级峰值放大器的第二信号，其中第一信号的功率是第二信号的功率的至少两倍。在一些情况下，第一信号与第二信号之间的差为10dB至50dB。
根据一些方面，多尔蒂放大器还可以包括联接到主放大器的组件，所述组件补偿与两级峰值放大器中的一个放大器相关联的信号延迟。补偿组件可以包括例如具有一个或更多个分立和/或集成电感器的阻抗匹配组件或延迟组件。
在一些情况下，组合节点可以位于两级峰值放大器的第二峰值放大器的漏极焊盘处。在一些方面，在主放大器的输出与组合节点之间可以不存在将阻抗匹配到50欧姆或大致50欧姆的阻抗匹配元件。
根据一些实施方式，本实施例的多尔蒂放大器可以被并入到智能电话或蜂窝电话或基站中以放大通信信号。在一些情况下，根据本实施例的多尔蒂放大器配置为放大具有1.8GHz至7GHz的载波频率的信号。
还考虑了效率提高的多尔蒂放大器的运行方法。利用多尔蒂放大器放大信号的方法可以包括以下动作：在耦合器处接收信号；耦合器将信号分离为第一信号和第二信号；将第一信号提供给第一电路支路中的主放大器；利用主放大器放大第一信号；将第二信号提供给第二电路支路中级联的第一峰值放大器和第二峰值放大器；利用第一峰值放大器和第二峰值放大器放大第二信号；并且将来自主放大器的第一输出信号与来自级联的第一峰值放大器和第二峰值放大器的第二输出信号组合。方法还可包括在第一电路支路中对由第二峰值放大器引入的信号延迟进行补偿。
在一些实施方式中，将信号分离可以包括向第一信号提供是向第二信号提供的功率的至少两倍的功率。在某些情况下，将信号分离可以包括产生功率比第一信号小10dB至50dB的第二信号。根据一些方面，将信号分离可以包括相对于第一信号来延迟第二信号。
在一些方面，放大第二信号可以包括以下动作：利用第一峰值放大器将第二信号放大第一量；并且利用第二峰值放大器将来自第一峰值放大器的输出放大第二量，其中第一量和第二量为20dB至30dB。根据一些实施方式，第一量和第二量可以是相同的-在3dB之内。在一些实施方式中，将第一输出信号与第二输出信号组合可以包括将第一输出信号提供给第二峰值放大器的漏极焊盘。在一些情况下，将第一输出信号与第二输出信号组合可以包括：在组合两个信号之前，不将第一输出信号和第二输出信号的阻抗匹配至50欧姆或大约50欧姆。
本实施例的利用多尔蒂放大器放大信号的方法还可以包括将来自多尔蒂放大器的输出提供给无线设备的天线以无线地传输信号。放大后的信号可以具有1.8GHz至7GHz的载波频率。
前述装置和方法实施例可以通过上述或以下进一步更详细描述的方面、特征和动作的任何适当组合来实现。通过下面的描述并结合附图，能够更充分地理解本教导的这些和其他方面、实施例和特征。
附图说明
技术人员将理解，本文所描述的附图仅用于说明目的。应当理解，在一些情况下可能夸大或放大地示出实施例的各个方面以促进对实施例的理解。附图不一定按比例绘制，而是将重点放在说明教导的原理上。在附图中，在各个附图中，相同的附图标记通常指相似的特征、功能相似和/或结构相似的元件。在附图涉及微细制造电路的情况下，可以仅示出一个器件和/或电路以简化附图。实际上，可以在大面积的衬底或整个衬底上并行制造大量的器件或电路。此外，可以在更大的电路内集成所描绘的器件或电路。
当参考以下详细描述的附图时，可以使用空间参考“顶”、“底”、“上”、“下”、“垂直”、“水平”等。此类参考仅用于教导目的，且不旨在作为具体设备的绝对参考。具体设备可以以不同于附图中所示方向的任何合适的方式在空间上定向。附图不旨在以任何方式限制本教导的范围。
图1描绘了常规多尔蒂放大器的第一布置；
图2示出了多尔蒂放大器中的主放大器和峰值放大器的增益特性；
图3示出了常规多尔蒂放大器随输出功率变化的增益；
图4示出了常规多尔蒂放大器的效率随输出功率的变化；
图5描绘了根据一些实施例的效率提高的多尔蒂放大器；
图6示出了根据一些实施例在效率提高的多尔蒂放大器中主放大器和峰值放大器的增益特性；
图7示出了根据一些实施例的多尔蒂放大器的效率的提高；
图8描绘了根据一些实施例的效率提高的多尔蒂放大器；
图9A描绘了根据一些实施例的包括集总和集成分布式电感的阻抗逆变器的元件。
图9B描绘了根据一些实施例的功率放大器的元件；
图9C描绘了根据一些实施例包括集总和集成分布式电感以及集总电容的阻抗逆变器的元件；
图10描绘了根据一些实施例在修改的多尔蒂放大器的输出处的阻抗匹配元件；并且
图11描绘了根据一些实施例在修改的多尔蒂放大器的输出处的双段式阻抗匹配元件。
当结合附图考虑时，所示出的实施例的特征和优点将由以下阐述的详细描述而变得更加明显。
具体实施方式
总的来说，本实施例涉及提高输出功率回退(OBO)效率和多尔蒂功率放大器的增益。在一些实施方式中，两级峰值放大器被并入到多尔蒂放大器中。两级峰值放大器配置为与常规多尔蒂放大器的单级峰值放大器相比更晚打开，但与常规多尔蒂峰值放大器相比增益上升更快。两级峰值放大器和主放大器的组合动作在不会明显降低多尔蒂放大器的带宽能力的情况下为多尔蒂放大器提供了更高的OBO效率。此外，包含两级峰值放大器能够使多尔蒂放大器以更高的增益值运行。
发明人已经认识并理解到，已经采取多个提高多尔蒂功率回退效率的方法。一种方法是使用不对称多尔蒂放大器配置，其中峰值放大器138具有与主放大器132相比更大的功率处理能力。另一种方法是组装“多路”多尔蒂放大器，其中两个或更多个并联连接的放大器可以用作有效的峰值放大器。发明人还认识和理解到，这两种提高多尔蒂放大器的功率回退效率的方法都会导致多尔蒂放大器的带宽性能方面的成本。例如，两个方法中任一种方法降低了多尔蒂放大器能够支持的RF带宽和调制信号带宽(有时称为“瞬时带宽”或“视频带宽”)两者，并且带宽性能的这种降低对于宽带通信系统来说可能是不期望的。
根据一些实施例，可以修改多尔蒂放大器以在峰值放大器电路支路中包括第二峰值放大器538，如图5中所示。第二峰值放大器538可以具有与第一峰值放大器138相同的设计，并且与主放大器132具有相同的设计。术语“相同的设计”意味着放大器在所有意图和用途上几乎相同或相同。例如，放大器可以使用相同的微细加工工艺形成为集成功率晶体管，但是由于微细加工工艺的性质在结构上可以有略微的变化。第一峰值放大器138和第二峰值放大器538两者都可以用作C类放大器。在一些实施例中，第一峰值放大器138和第二峰值放大器538以及主放大器132可以包括氮化镓晶体管。在其他实施例中，可以使用其他半导体材料例如砷化镓或硅锗，并且本发明不仅限于所述半导体。包含可以用于主放大器132和/或峰值放大器138、538的半导体材料的功率放大器的示例在2015年10月8日提交的名称为“Tuned Semiconductor Amplifier”的美国专利申请第14/878,952号中进行了描述，所述申请的全部内容通过引用并入本申请，然而，本发明不仅限于这种类型的放大器。修改的多尔蒂放大器可以被配置为根据一些实施例对具有1GHz(GHz)至8GHz的载波频率的信号、或者根据一些实施例具有1.6GHz至7GHz的载波频率的信号进行放大。在一些实施方式中，修改的多尔蒂放大器可以配置为对具有1.8GHz至7GHz的载波频率的信号进行放大。
在一些实施方式中，第一峰值放大器138和第二峰值放大器538的增益值可以为20dB至30dB。在一些情况下，第一峰值放大器138和第二峰值放大器538的增益值可以为16dB至30dB。在一些实施方式中，第一峰值放大器138和第二峰值放大器538的增益值可以为20dB至30dB。在一些情况下，两个放大器的增益值可以是相同的-在3dB之内。主放大器132的增益可以在相同的增益值范围内，并且也可以与第一峰值放大器138和第二峰值放大器538相同-在3dB之内。
在一些实施例中，第一峰值放大器138和第二峰值放大器的偏压(biasing)与常规多尔蒂放大器中单个峰值放大器的偏压不同。例如，效率提高的多尔蒂放大器500的第一峰值放大器138和第二峰值放大器538的栅极可以设置为使得这对峰值放大器稍后以与常规多尔蒂放大器的单峰值放大器增益曲线230相比更高的功率水平打开，如图6中通过组合的峰值放大器增益曲线610所示。在一些情况下，两个峰值放大器138、538的栅极偏压可以与主放大器132的栅极偏压不同。在一些实施方式中，第一峰值放大器138可以在第二峰值放大器538之前打开。
由于组合的第一和第二峰值放大器的增益高于单级峰值放大器的增益，组合的峰值放大器的增益上升得更快(与常规多尔蒂放大器的单级峰值放大器的增益曲线230相比)。这允许级联的峰值放大器从“关闭”状态转换到更接近主放大器132的功率压缩点Pc的“打开”状态。在一些实施方式中，转换开始于功率压缩点Pc的6dB之内。通过延迟峰值放大器从低增益到高增益的转换，能够减少在深OPO区域(低于约6dB OPO)中对放大器效率的不利影响。结果是提高了深OPO区域中的多尔蒂效率。图7中描绘了效率提高的曲线710。在一些实施例中，对深OPO效率的提高可以为2％至10％。因为放大器可以用在电池供电的移动设备中，所以这种在放大器效率方面的提高能够在电池再充电之间减少设备的功耗并延长设备的运行。
使用两级峰值放大器138、538的另一好处是，输入分离器能够由耦合器510代替，所述耦合器将RF输入信号中的大部分提供给主放大器132，并将少部分提供给峰值放大器。例如且再次参考图5，在一些实施例中，耦合器510可以包括20dB的耦合器，所述耦合器将RF信号中的大部分输出到主放大器132并且将信号的少部分(～1/100)提供给峰值放大器138、538。来自级联峰值放大器的更高增益能够补偿来自耦合器510的功率的不平衡。因此，与常规多尔蒂放大器配置相比，主放大器132被提供大约3dB的信号强度增加。对于多尔蒂放大器，信号强度的这种增加转化为约3dB的多尔蒂增益增加。通过将图6的效率提高的多尔蒂增益曲线620与图3的常规多尔蒂增益曲线310相比，能够看出多尔蒂增益的提高。在一些实施方式中，可以使用具有不同功率拆分值的耦合器(例如6dB、10dB、12dB、30dB、50dB等)，并且实施例不限于20dB耦合器。其他功率拆分值可以改变多尔蒂放大器的在效率和增益方面的提高。
根据一些实施例，第二峰值放大器538可以将信号延迟添加到峰值放大器电路支路。根据一些实施例，可以在位于主放大器电路支路中的输入阻抗匹配组件122中或通过在主放大器电路支路中的另一个阻抗匹配或延迟组件来补偿所添加的延迟。阻抗匹配组件或延迟组件可以包括连接在主放大器电路支路中的一个或更多个无源组件。无源组件的示例包括但不限于电感器、电容器、电阻器、接合线和传输线。一些或所有无源组件可以是安装在包含多尔蒂放大器的衬底上的分立组件，或者可以是形成在衬底上(例如，利用微细加工工艺在衬底上图案化和形成的)的集成组件。可以选择无源组件并将其连接到网络中以使用常规分析技术来提供所期望的阻抗变换和/或相位延迟。
在一些实施方式中，增加附加延迟以补偿第二峰值放大器538的附加延迟组件或阻抗匹配组件可以不被添加到主放大器电路支路。替代地，可以通过耦合器510将更少的延迟添加到峰值放大器电路支路。例如，如果第二峰值放大器538添加了-10度的相位延迟，则耦合器510可以配置为以添加-80度的延迟而不是-90度。在其他实施例中可存在其他延迟量，并且针对图5中的耦合器510所描绘的延迟仅是一个示例值。
根据一些实施例，通过添加第二峰值放大器538来提高多尔蒂的效率不会像其他替代方案(诸如对称多尔蒂或多路多尔蒂)那样对多尔蒂放大器的带宽能力造成那么多的不利影响。例如，对于被修改以包含两级峰值放大器的多尔蒂放大器，RF带宽(与能够由多尔蒂处理的载波信号的范围有关)基本上不受影响。这是因为RF带宽主要由主放大器和峰值放大器的输出处的阻抗匹配来确定，并且所述阻抗匹配在常规多尔蒂与具有两级峰值放大器的效率提高的多尔蒂500之间基本不变。首先，视频带宽(与能够对载波信号进行调制的最高速度有关)也基本上不变(例如，小于5％的变化)。
相反，发明人已经认识到，实现对称多尔蒂或多路多尔蒂将显著影响带宽性能。例如，RF带宽为2.5GHz至2.7GHz(约200MHz的RF带宽)的常规多尔蒂放大器具有大约150MHz的视频带宽。峰值放大器的功率容量是主放大器的两倍的非对称形式的多尔蒂放大器经历了RF带宽减少到约65MHz以及视频带宽减少到约48MHz。对于多路多尔蒂放大器出现类似的减少。根据本实施例，可以通过实现两级峰值放大器来避免这样大的带宽减少(在所述示例中超过60％)。
可以以多种封装的方式来实现效率提高的多尔蒂放大器500。根据一些实施例，可以使用分立组件将效率提高的多尔蒂放大器500组装在印刷电路板或应用板上。在一些实施例中，可以以单片微波集成电路(MMIC)工艺来制造效率提高的多尔蒂放大器500。例如，主放大器和峰值放大器可以各自被制成一个或更多个安装在PCB或MMIC上的集成半导体晶体管。耦合器、延迟元件和阻抗匹配元件可以形成为分立或集成组件、或其组合。
根据一些实施例，可以将封装后的、效率提高的多尔蒂放大器500并入到蜂窝电话或基站放大系统中，并用于放大无线通信信号。封装后的、效率提高的多尔蒂放大器500可以并入到具有无线访问功能的任何设备中，包括但不限于计算机、平板电脑、智能手机、智能手表、车辆、智能电器等。与常规多尔蒂放大器相比，用于便携式设备的效率提高的多尔蒂放大器500的优势包括其效率更高且增益能力更高。提升的效率能够有助于延长便携式设备中的电池寿命。更高的增益能够提高通信的信号质量。
还考虑了运行效率提高的多尔蒂放大器的方法。运行效率提高的多尔蒂放大器的方法可以包括动作的组合，所述动作例如但不限于：在耦合器处接收信号(例如可以调制为包含了用于发送的数据的RF信号)，以及使用耦合器将信号分离为第一信号和第二信号。方法还可以包括：将第一信号提供给第一电路支路中的主放大器，使用主放大器放大第一信号，将第二信号提供给第二电路支路中级联的第一峰值放大器和第二峰值放大器，并使用第一峰值放大器和第二峰值放大器放大第二信号。方法还可以包括：将来自主放大器的第一输出信号与来自级联的第一峰值放大器和第二峰值放大器的第二输出信号组合，并且提供组合的输出信号以进行无线传输。例如，组合的输出信号可以被转发到无线设备的天线。
如上所述，效率提高的多尔蒂放大器500能够提高功率回退操作中的功率效率。发明人还认识并理解到，能够提高多尔蒂放大器500的带宽性能。例如且参考图5，当在主放大器和放大器132、138的输出与阻抗逆变器150和组合节点155之间设置阻抗匹配组件142、144时，在多尔蒂放大器500的带宽性能方面存在成本。在这些位置，阻抗匹配组件142、144增加两个放大器之间的电路径长度，使得阻抗逆变器150不可能仅采用90度旋转来补偿由90°耦合器所引入的相位旋转。由于所增加的电路径，阻抗逆变器150可以以根据以下关系式的90度的奇数倍的相位旋转进行运行，
θ～(2n+1)90° (公式1)
其中n是1或更大的整数值。例如，当阻抗匹配元件142、144位于阻抗逆变器150和组合节点155之前时，由于由阻抗匹配元件所增加的额外电路径长度，阻抗逆变器150的最小可允许相位旋转可以是270°(n＝1)。
为了研究由于阻抗匹配元件142、144所导致的多尔蒂放大器500的带宽性能的成本，使用低功率电路模型进行了高频仿真。低功率电路模型代表了峰值放大器关闭的情况。在低功率电路模型中，主放大器132表示为第一电流源Im，并且峰值放大器138表示为不输出电流的第二电流源Ip。阻抗逆变器150被建模为具有电阻Ro并具有可调节的相位旋转的传输线，所述相位旋转能够在运行的中心频率(对于所述仿真为2GHz)处设置为90°的奇数倍。负载阻抗为Ro/2。出于仿真目的，在关闭时峰值放大器的阻抗的值为20Ro。进行了高频仿真以评估放大器的RF部分带宽。为评估放大器的性能，可以通过频率响应曲线上-20dB点之间的频率差Δω来确定放大器的RF部分带宽(Δω/ωo)，其中背向反射信号的值至少比输入信号电平低20dB。可以使用诸如可从加利福尼亚州圣罗莎的Keysight Technologies公司获得的高级设计系统(ADS)之类的软件工具来实现本文所述的电路和电路元件的仿真。其他合适的软件工具包括但不限于可从加利福尼亚州埃尔塞贡多市的AWR公司获得的NI AWR设计环境、以及可从纽约北锡拉丘兹市的Sonnet Software获得的
Figure BDA0002331121480000111
软件工具。
发明人已认识和理解到，当关闭峰值放大器时，在主放大器132的输出与多尔蒂放大器中的组合节点155之间会出现实质性阻抗失配。因此，低功率运行可限制多尔蒂放大器的额定RF部分带宽，例如对于所有信号电平的保证带宽。来自具有位于组合节点155之前的阻抗匹配元件142、144(公式1中的n＝1)的多尔蒂放大器的低功率仿真的结果，示出了在阻抗逆变器150处约6％的RF部分带宽。如果由阻抗匹配元件142、144引入的增加的电路径更大，则由阻抗逆变器150引入的最小可允许相位可以增加到450°(n＝2)，这导致了约3％的RF部分带宽。另一方面，如果由阻抗逆变器150引入的最小可允许相位为90°，则RF部分带宽能够增加到17％以上。
发明人已认识和理解到，移去阻抗逆变器150和组合节点155之前的阻抗匹配元件142、144允许将由阻抗逆变器引入的补偿相位减小到90°或约90°。尽管补偿相位角度优选为90°，但是在一些情况下耦合器110可以赋予85°至95°、由阻抗逆变器补偿的相位差。
图8描绘了高效率多尔蒂放大器800的实施例，其中首先将来自主放大器和峰值放大器的信号组合，然后在组合之后将阻抗与负载匹配。例如，阻抗匹配能够在位于组合节点155之后的输出阻抗匹配元件860中完成。根据一些实施例，组合节点155可以位于峰值放大器138的输出处。对阻抗逆变器850的输入可以直接连接到来自主放大器132的输出。例如在来自主放大器的输出与对阻抗逆变器850的输入之间，可以没有将阻抗从主放大器匹配或旋转到50欧姆的阻抗匹配元件。此外，在峰值放大器138的输出与组合节点155之间可以没有阻抗匹配元件。
根据一些实施例，图9A中描绘了阻抗逆变器850和修改的多尔蒂放大器800的更多细节。在一些情况下，阻抗逆变器850包括延伸了长度L的导电带状线(strip line)810(例如，微带线)。长度L可以在主放大器132与峰值放大器138的输出漏极接合焊盘833的输出漏极接合焊盘833之间并沿其延伸。导电带状线810可以具有宽度W。根据一些实施例，导电带状线的长度可以为约2毫米至约6毫米，并且可以被选择为向带状线810提供所期望的电感。根据一些实施例，导电带状线的宽度可以为约100微米至约1000微米，并且可以被选择为向带状线提供所期望的电感。在一些实施方式中，导电带状线形成在接地导体或接地平面之上，并通过介电材料(未示出)与接地导体或接地平面隔开。在其他实施例中，导电带状线可以不形成在接地平面之上或与其相邻。代替地，可以从PCB上导电带状线被图案化的区域移除接地平面。导电带状线在实施在针对RF信号的阻抗逆变器中时，可以包括基本上完全电感的集成分布式阻抗元件。在一些实施方式中，带状线可以包含一些寄生电容和电阻。
导电带状线可以形成在衬底805上，可以在所述衬底上制造输出阻抗匹配元件560。在一些实施例中，主放大器132和峰值放大器138可以邻近衬底805安装并且在一个或更多个单独的裸片上。在一些实施方式中，导电带状线810可以集成到同一衬底上，主放大器132和/或峰值放大器138形成在所述衬底上。其上形成有导电带状线的衬底805可以包括在一些实施例中的印刷电路板、在一些实施例中的能够承载GHz频率信号的高频层压板、陶瓷或半导体。高频层压板的示例是可从亚利桑那州钱德勒的Rogers公司获得的层压板模型
根据一些实施例，阻抗逆变器850还可以包括一个或更多个放大器输出接合线820，所述放大器输出接合线连接到主放大器的漏极接合焊盘833和在带状线的第一端附近的导电带状线810(例如，位于带状线的长度的前1/3内)。此外，可以具有在峰值放大器138的漏极接合焊盘和导电带状线810的相反端之间连接的一个或更多个放大器输出接合线820。在一些实施例中，输出接合线820可以沿着带状线以基本上均匀的间隔布置，但是在其他实施例中可以不均匀地布置。接合线之间的间隔可以为约100微米至约800微米。接合线820可以包括金或任何其他合适的导体、可以直径为20微米至80微米、并且可以在衬底805和衬底803之上成弧形或延伸至约50微米至约250微米的高度。输出接合线820包括阻抗逆变器850的集总电感元件。这种接合线在RF电子学领域中被认为是具有主要由接合线的长度和直径所决定的电感的“集总电感器”。可以具有连接到主放大器132和峰值放大器138的栅极接合焊盘831的放大器输入接合线840。
在导电带状线810、主放大器和/或峰值放大器被集成到同一衬底上的一些实施例中，可以不使用接合线820。替代地，可以使用诸如微带传输线或导电迹线的导电互连件将带状线810连接到来自主放大器和峰值放大器的输出。在导电带状线810、主放大器和/或峰值放大器被集成到同一衬底上的一些实施方式中，一个或两个漏极接合焊盘833可以被导电带状线810替换或被包含在其中，使得阻抗逆变器的电感基本上完全是分布式电感。
对于图9A中所描绘的实施例，多尔蒂放大器800的组合节点可以位于峰值放大器138的漏极接合焊盘833处。在这样的实施例中，阻抗逆变器850可以包括集总电感元件(例如，主放大器和峰值放大器输出接合线820)和包括导电带状线810的集成分布式电感元件。为了分析RF性能，阻抗逆变器可以包括集总电容元件，其可以包含主放大器132和峰值放大器138的漏极到源极的电容以及漏极接合焊盘833的电容。阻抗逆变器850还可以包括导电带状线810的小的分布式电容。
在一些实施方式中，可以将集总电容元件作为分流器添加到漏极接合焊盘833和/或电感带状线810以将多尔蒂放大器的工作频率调节到期望值，或者串联添加来延长阻抗逆变器的长度以用于更高功率的应用。在一些情况下，集成的电感带状线可以包括如图9C中所描绘通过串联添加在带状线的两个半部之间的电容器880(例如，表面安装电容器)连接的两条分开的带状线812。两条带状线的所述布置能够延长两个放大器之间的总距离，从而允许在不添加更多的电感的情况下具有更大的放大器132、138和更高的功率容量。然而，应限制所增加的电容以避免改变阻抗逆变器中的相位旋转超过95度。
在一些情况下，可以具有在峰值放大器138的漏极接合焊盘833与多尔蒂放大器的输出匹配元件860之间连接的输出接合线850。输出阻抗匹配元件860可以包括集总和/或分布式阻抗元件，用于将来自峰值放大器138的漏极接合焊盘833的阻抗匹配到负载平面870处的负载阻抗(例如50欧姆)。
图9B中示出了对于一些实施例的主放大器或峰值放大器的漏极接合焊盘833附近的结构的其他细节。主放大器132和/或峰值放大器138、538可以包括具有形成在半导体衬底803上的栅极导体832、漏极接触部834和源极接触部836的线性晶体管阵列。放大器的漏极接触部834可以连接到漏极接合焊盘833，一个或更多个输出接合线820、850可以接合在所述漏极接合焊盘处。在一些实施方式中，晶体管的有源区域可以包括氮化镓，如上所述这对于RF信号的高功率、高频放大是所期望的。如本文所用，短语“氮化镓”是指氮化镓(GaN)及其任何合金，例如氮化铝镓(AlxGa(1-x)N)、氮化铟镓(InyGa(1-y)N)、氮化铝铟镓(AlxInyGa(1-x-y)N)、砷镓磷氮化物(GaAsxPy N(1-x-y))、铝铟镓砷磷氮化物(AlxInyGa(1-x-y)AsaPbN(1-a-b))等。在一些情况下，晶体管可以由其他半导体材料形成，例如砷化镓、碳化硅、硅锗、硅、磷化铟等，并且本发明不限于基于氮化镓的放大器。
阻抗逆变器中的导电带状线810作为电感阻抗元件的益处在于，与仅集总电感元件相比，其能够更容易地允许多尔蒂放大器800的功率可扩展性。例如，多尔蒂放大器的功率处理能力可以由主放大器132和峰值放大器138中晶体管的尺寸确定。可以通过增加沿着主放大器和峰值放大器中的晶体管线性阵列的晶体管(栅极导体、漏极接触部以及源极接触部)的数量来提高多尔蒂放大器的功率。然而，增加晶体管的数量和阵列的长度可能在两个放大器以及导电带状线810上的对应位置之间需要附加的放大器输出接合线820，并且可能需要增加带状线的长度。
放大器输出接合线820的添加和带状线长度的增加通常会增加阻抗逆变器850的电感。发明人认识并理解到，电感的这种增加可以通过减小导电带状线810的电感来抵消。可以通过增加带状线810的宽度W来减小其电感。通过选择带状线的长度和宽度，带状线810的分布式电感可以调整到所期望的值。根据一些实施例，带状线的分布式电感的总和可以为约250皮亨和约1.5纳亨。
对于在一些情况下的功率缩放，可以通过增加带状线810的宽度W和/或减小其长度L来减小其电感。相反，可以通过减小带状线的宽度W和/或增加其长度L来增大其电感。这样的变化也将影响带状线的任何电容和电阻。根据一些实施例，导电带状线810包括用于阻抗逆变器850的可调谐的阻抗元件，可以在针对所期望应用的制造图案化阶段对其进行调节。因此，在保持多尔蒂放大器800的工作频率和带宽性能的同时，可以缩放多尔蒂放大器800的功率。在纯集总元件阻抗逆变器中这种可扩展将为不可能的，其中主放大器132的漏极接合焊盘833直接线接合到峰值放大器138的漏极接合焊盘。
增加晶体管阵列的长度也可以对阻抗逆变器850增加电路径长度。因此，会限制总允许电路径长度以及因此地如图9A所描绘而布置时的多尔蒂放大器800能够处理的功率。本质上，电路径长度能够增加直到相位旋转达到约90度，但是在一些情况下(其中耦合器510提供比90度更高的相位旋转)更高的值是可能的(例如，高达95度)。由于物理路径长度的相位旋转将取决于频率，因此更低频率的设备可以允许放大器晶体管阵列更大的长度扩展且因此处理高功率。初始计算表明如图9A所示配置的多尔蒂放大器应该能够将约500MHz至约6GHz的频率范围内的RF信号放大到在500MHz时约5瓦至约100瓦以及在6GHz时约5瓦至约35瓦的功率水平。在一些实施方式中，额定输出功率水平能够在500MHz时高达约20瓦至约100瓦，在6GHz时高达约20瓦至约35瓦。
在可替代的实施例中，多尔蒂放大器800的功率容量可以加倍。再次参考图9A，第二主放大器132可以位于导电带状线的与所示第一主放大器132相对的一侧。输出阻抗匹配元件860可以旋转90度并安装在导电带状线810的靠近峰值放大器138的一端附近。第二峰值放大器138可以位于导电带状线的与所示第一放大器138相对的一侧。来自附加主放大器和峰值放大器的漏极接合焊盘可以线接合到导电带状线。可以将附加接合线以一定角度从输出阻抗匹配元件860连接到峰值放大器138的漏极接合焊盘。
在一些实施例中，多尔蒂放大器的工作频率ωo和带状线810的电感Ls的值部分地受放大器设计约束。例如，放大器设计可以具有漏极到源极的电容Cds，并且对于工作电压Vds被定为最大漏极到源极的电流Imax。可以从放大器传输最大功率时的电阻Ro可以大致由以下关系式确定。
Ro≈2(Vds-Vk)/Imax (公式2)
其中Vk是放大器的拐点电压。一旦Ro被估算，则期望分流器电容Csh的导纳(主要由Cds确定，但是其可以包括漏极焊盘电容和任何增加的电容)和阻抗逆变器的电感Lc的阻抗(由接合线820和带状线810确定)与相应的Ro的导纳和阻抗值匹配，得出：
Ro≈1/Cshωo (公式3)
Ro≈ωoLc (公式4)
由于Cds主要由放大器的设计确定，并且可以是主要的电容，公式3大致限制了放大器的工作频率，但是其可以通过增加附加的分流器电容来向下调谐。根据一些实施例，当选择工作频率时，可以将导电带状线设计成根据公式4提供电感。
在实际的放大器中，阻抗逆变器850的输出处的阻抗可需要与负载的阻抗(例如50欧姆)匹配。图10中描绘了输出阻抗匹配元件860的一个示例，但是所描绘的元件仅为输出阻抗匹配元件的一个示例，并且本发明不限于仅仅所述结构。其他实施例可以用于其他实施方式中的输出阻抗匹配元件。根据一些实施例，输出接合线850可以接合到输出阻抗匹配元件860的输出带状线1010。分流电容器1012、1014可以连接在输出带状线1010与焊盘1020之间，其利用通孔和分流导体1030连接到下面的接地导体。输出电容器1018可以连接在输出带状线1010与输出接合焊盘1150之间。例如，输出接合焊盘1150可以连接到50欧姆的负载。可以选择输出带状线1010的长度和宽度、分流电容器1012、1014的值以及输出电容器1018的值，以将来自组合节点的阻抗匹配到负载平面870处的阻抗。使用如图10所描绘类型的阻抗匹配元件可以允许放大器在RF部分带宽为约200MHz或约6％的情况下以3.5GHz驱动负载。即使具有所述减少，对于多尔蒂放大器800的RF部分带宽也几乎是常规多尔蒂放大器的带宽的两倍。如果不能很好地完成阻抗匹配或具有窄的RF部分带宽，则设备的整体带宽会受输出阻抗匹配元件860的限制。
为获得更宽的带宽，可以使用如图11所描绘的双段式输出阻抗匹配元件1100。双段式阻抗匹配元件可以包括连接到输出接合焊盘1150和连接到电容分流器1114的所添加的电感带状线1150。带状线1010的尺寸可以重新调整以便为第一段提供所期望的电感。
一些实施例可以包括具有连接至DC偏压端口1130的电感带状线1140的晶体管偏压组件，可以在所述偏压端口处施加用于使放大器132、138中的晶体管的漏极具有偏压的电压。分流电容器1216可以连接到偏压端口1130。当安装在设备中时，可以将附加的电容器安装在其上形成有阻抗匹配元件1100的板的外部，并与分流电容器1216并联地布置。外部电容器可以具有2微法拉至50微法拉的值。与图10中所描绘的单个段的阻抗匹配元件相比，双段式阻抗匹配元件1100能够在接近中心频率或载波频率的RF频率范围上改善阻抗匹配。因此，双段式阻抗匹配元件1100能够消除与单个段的阻抗匹配元件860相关联的带宽瓶颈，并允许约18％的RF部分带宽。
在一些实施方式中，可以在阻抗逆变器850与负载之间包括附加的阻抗匹配段。无论包括一个或更多个段，输出的匹配元件优选将对组合节点155处的阻抗进行转换，以匹配或近似匹配在载波频率(例如，在上述示例中为3.5GHz，但是可以使用其他载波频率)下的所关注的带宽(例如80MHz、100MHz、200Mhz、400MHz或所述范围内的任何所期望的RF部分带宽)上的负载平面870处的阻抗。
还考虑了根据图8中所示电路的多尔蒂放大器的运行方法。在一些实施方式中，多尔蒂放大器800的运行方法可以包括以下动作：将接收到的信号分离为第一信号和相对于第一信号具有第一相位的第二信号；利用主放大器132放大第一信号；并且利用第一峰值放大器138和第二峰值放大器538放大第二信号。方法实施例还可以包括将来自主放大器的输出直接提供给阻抗逆变器850的输入，其中该阻抗逆变器包括集成分布式电感器，并利用补偿第一相位的阻抗逆变器引入了第二相位。在一些实施方式中，多尔蒂放大器的运行方法还可以包括将来自阻抗逆变器850的输出与来自第二峰值放大器538的输出组合以产生组合的输出，并且将组合的输出提供给将输出阻抗匹配至负载阻抗的阻抗匹配元件860。负载阻抗可以具有50欧姆或约50欧姆的值。在一些实施方式中，负载阻抗可以具有约25欧姆至约100欧姆的值。多尔蒂放大器800的运行还可以包括提供组合的输出以供蜂窝基站传输。
总结
术语“大致”和“大约”可以用来表示一些实施例中的目标值的±20％之内、一些实施例中的目标值的±10％之内、一些实施例中的目标值的±5％之内、以及还有一些实施例中的目标值的±2％之内。术语“大致”和“大约”可以包括目标值。
本文所描述的技术可以体现为一种方法，其中已描述了至少一些动作。可以以任何合适的方式对作本方法的部分所执行的动作进行排序。因此，可以构成在其中以与所描述的不同的顺序执行动作的实施例，其可以包括同时执行一些动作，尽管在说明性实施例中被描述为顺序动作。此外，方法可以包括比在一些实施例中所描述的动作更多的动作、以及比在其他实施例中所描述的动作更少的动作。
因此描述了本发明的至少一个说明性实施例，本领域技术人员将容易想到各种改变、修改和改进。这种改变、修改和改进旨在落入本发明的精神和范围内。因此，前面的描述仅以示例性的方式且不旨在作为限制。本发明仅由所附权利要求书及其等同物限定。

Claims (24)

1.一种多尔蒂放大器，包括：
RF耦合器；
联接到RF耦合器的第一端口的主放大器；
联接到RF耦合器的第二端口的两级峰值放大器；以及
联接到主放大器的输出端口和两级峰值放大器的输出端口的组合节点。
2.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其中，所述两级峰值放大器包括相同设计的两个级联放大器。
3.根据权利要求2所述的多尔蒂放大器，其中，所述两个级联放大器具有与主放大器相同的设计。
4.根据权利要求2或3所述的多尔蒂放大器，其中，所述两个级联放大器包括氮化镓晶体管。
5.根据权利要求2至4中任一项所述的多尔蒂放大器，其中，所述两个级联放大器中的每一个具有16dB至30dB的增益值。
6.根据权利要求2至5中任一项所述的多尔蒂放大器，其中，所述两个级联放大器中的每一个的增益值是相同的-在3dB之内。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的多尔蒂放大器，其中，所述组合节点位于两级峰值放大器的第二峰值放大器的漏极焊盘处。
8.根据权利要求7所述的多尔蒂放大器，其中，在主放大器的输出与组合节点之间不存在将阻抗匹配到50欧姆的阻抗匹配元件。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的多尔蒂放大器，其中，所述RF耦合器配置为将所接收的RF信号分离为用于主放大器的第一信号和用于两级峰值放大器的第二信号，其中所述第一信号的功率是第二信号的功率的至少两倍。
10.根据权利要求9所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一信号和第二信号之间的差为10dB至50dB。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的多尔蒂放大器，还包括联接到主放大器的组件，所述组件对与两级峰值放大器中的一个放大器相关联的信号延迟进行补偿。
12.根据权利要求11所述的多尔蒂放大器，其中，所述组件包括阻抗匹配组件或延迟组件。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的多尔蒂放大器，其被并入到智能电话或蜂窝电话中以放大通信信号。
14.根据权利要求1至13中任一项所述的多尔蒂放大器，其中，所述多尔蒂放大器配置为对具有1.6GHz至7GHz的载波频率的信号进行放大。
15.一种利用多尔蒂放大器放大信号的方法，所述方法包括：
在耦合器处接收信号；
利用耦合器将信号分离为第一信号和第二信号；
将第一信号提供给第一电路支路中的主放大器；
利用主放大器放大第一信号；
将第二信号提供给第二电路支路中级联的第一峰值放大器和第二峰值放大器；
利用第一峰值放大器和第二峰值放大器放大第二信号；并且
将来自主放大器的第一输出信号与来自级联的第一峰值放大器和第二峰值放大器的第二输出信号组合。
16.根据权利要求15所述的方法，其中，将信号分离包括向第一信号提供是向第二信号提供的功率的至少两倍的功率。
17.根据权利要求15所述的方法，其中，将信号分离包括产生功率比第一信号小10dB至50dB的第二信号。
18.根据权利要求15所述的方法，其中，将第一输出信号与第二输出信号组合包括将第一输出信号提供给第二峰值放大器的漏极焊盘。
19.根据权利要求15至18中任一项所述的方法，还包括在第一电路支路中对由第二峰值放大器所引入的信号延迟进行补偿。
20.根据权利要求15至19中任一项所述的方法，其中，将信号分离包括相对于第一信号对第二信号进行延迟。
21.根据权利要求15至20中任一项所述的方法，其中，放大第二信号包括：
利用第一峰值放大器将第二信号放大第一量；并且
利用第二峰值放大器将来自第一峰值放大器的输出放大第二量，其中
所述第一量和第二量为16dB至30dB。
22.根据权利要求21所述的方法，其中，所述第一量和第二量是相同的-在3dB之内。
23.根据权利要求15至22中任一项所述的方法，还包括将多尔蒂放大器的输出提供给无线设备的天线以无线地传输信号。
24.根据权利要求15至23中任一项所述的方法，其中，所述信号具有1.6GHz至7GHz的载波频率。
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