WO2022044299A1

WO2022044299A1 - 電動機の制御装置、電動機の制御方法

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Publication number: WO2022044299A1
Application number: PCT/JP2020/032780
Authority: WO
Inventors: 尊博水口; 満博正治
Original assignee: 日産自動車株式会社
Priority date: 2020-08-28
Filing date: 2020-08-28
Publication date: 2022-03-03
Also published as: EP4207587A4; US20220368264A1; US11855566B2; JP7235163B2; CN114514691A; JPWO2022044299A1; EP4207587A1

Abstract

ＰＷＭ周波数を固定して電動機を制御する非同期ＰＷＭ制御と、前記ＰＷＭ周波数を前記電動機の駆動周波数に比例させて前記電動機を制御する同期ＰＷＭ制御と、の間で変調モードを相互に切り替える電動機の制御装置であって、前記変調モードを切り替える際に、前記電動機に印加される電圧の回転座標系の成分に相関する状態量であって切り替え直前の前記状態量に基づいて補償値を算出し、切り替え直後の前記電圧を前記補償値により補償する。

Description

電動機の制御装置、電動機の制御方法

　この発明は、電動機の制御装置、電動機の制御方法に関する。

　ＪＰ３２７６１３５Ｂは、ＰＷＭ周波数を固定して電動機を制御する非同期ＰＷＭ制御と、前記ＰＷＭ周波数を前記電動機の駆動周波数に比例させて前記電動機を制御する同期ＰＷＭ制御と、の間で変調モードを切り替える電動機の制御装置を開示している。変調モードの切替制御は、モータの運転状態が所定の条件となるたびに実行される。

　しかし、ＪＰ３２７６１３５Ｂは、前記切替制御の際に、電動機に印加される電圧について各相独自に切り替える構成であるため、各相で変調モードが一致しない制御区間が発生して３相の不平衡が生じ、これにより電圧外乱が発生してモータトルクに変動を及ぼすおそれがあった。

　そこで、本発明は、非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御との間で変調モードを切り替える際の電圧外乱を抑制することでモータトルクの変動を抑制する電動機の制御装置、及び電動機の制御方法を提供することを目的とする。

　本発明のある態様によれば、ＰＷＭ周波数を固定して電動機を制御する非同期ＰＷＭ制御と、ＰＷＭ周波数を電動機の駆動周波数に比例させて電動機を制御する同期ＰＷＭ制御と、の間で変調モードを相互に切り替える電動機の制御装置である。当該制御装置において、変調モードを切り替える際に、電動機に印加される電圧の回転座標系の成分に相関する状態量であって切り替え直前の状態量に基づいて補償値を算出し、切り替え直後の電圧を補償値により補償する。

図１は、第１実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。図２は、第１実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（モータ側）を示す図である。図３は、トルク指令値と電圧ベクトルの電圧ノルム補償値との関係を示すテーブル（上段）と、及びトルク指令値と電圧ベクトルの電圧位相補償値との関係を示すテーブル（下段）である。図４は、同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際の電圧ベクトルの関係を示す図（上段）と、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際の電圧ベクトルの関係を示す図（下段）である。図５は、電圧補償器が実行する制御フローである。図６は、第１実施形態の電動機の制御装置の効果を説明する図である。図７は、電流ベクトル制御部の詳細を示す図である。図８は、電圧位相制御部の詳細を示す図である。図９は、電圧位相とトルクとの関係を示す図である。図１０は、出力切替器の詳細を示す図である。図１１は、制御切替判定器の詳細を示す図である。図１２は、制御切替判定器の判定基準を示す図である。図１３は、変調切替判定器の詳細を示す図である。図１４は、変調切替判定器の判定基準を示す図である。図１５は、非同期ＰＷＭ制御部の詳細を示す図である。図１６は、同期ＰＷＭ制御部の詳細を示す図である。図１７は、第２実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。図１８は、第３実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。図１９は、第４実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。図２０は、第５実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。図２１は、第６実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。

　以下、図を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

　［第１実施形態］
　図１は、第１実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。図２は、第１実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（モータ側）を示す図である。

　本発明に係る電動機の制御装置は、車両の駆動源の一部または全部として機能する電動機（モータ１７）を備える電動車両に適用可能である。電動車両には、電気自動車だけでなく、ハイブリッド自動車や燃料電池自動車も含まれる。

　電流ベクトル制御部１は、モータ１７へ印加する電流を制御することによって、モータ１７の駆動を制御する電流制御（電流ベクトル制御）を実行する。具体的には、電流ベクトル制御部１は、トルク指令値Ｔ^*と、電流指令値（ｉ^* _d，ｉ^* _q）と、非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）と、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_d、ｉ_q）と、に基づいて、モータ１７に所望のトルクを発生（出力）させるためのｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _{d_i}、ｖ^* _{q_i}）を算出して出力切替器５に出力する。トルク指令値Ｔ^*は、アクセルの踏み込み量（アクセル開度）などに応じて定まる値である。電流ベクトル制御部１の詳細については、図７を参照して後述する。

　電圧位相制御部２は、モータ１７へ印加する電圧の電圧位相を制御することによって、モータ１７の駆動を制御する電圧位相制御を実行する。具体的には、電圧位相制御部２は、トルク指令値Ｔ^*と、モータ１７の回転数Ｎと、バッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcと、ｄｑ軸電流検出値ｉ_d、ｉ_qとに基づいて、モータ１７に所望のトルクを発生させるためのｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _{d_v}、ｖ^* _{q_v}）を算出して、出力切替器５に出力する。電圧位相制御部２の詳細については、図８、図９を参照して説明する。

　電流指令値生成器３は、トルク指令値Ｔ^*、回転数Ｎと、電圧検出値Ｖ_dcに基づいて電流指令値（ｉ^* _d，ｉ^* _q）を生成して出力する。電流指令値生成器３は、トルク指令値Ｔ^*と、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、及び、ｑ軸電流指令値ｉ^* _qと、を対応させた専用のテーブルを記憶しており、トルク指令値Ｔ^*が入力されると当該テーブルを介して電流指令値（ｉ^* _d，ｉ^* _q）を出力する。

　非干渉電圧生成器４は、トルク指令値Ｔ^*、回転数Ｎと、電圧検出値Ｖ_dcに基づいて前記同様に専用のテーブルを用いて非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）を生成して出力する。

　制御切替判定器６は、モータ１７を制御する方法（制御モード）として、電流ベクトル制御と電圧位相制御のいずれを実行するかを判定する。具体的には、制御切替判定器６は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸電流検出値ｉ_q、ｄｑ軸最終電圧指令値（ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}）、及びバッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcに基づいて、電流ベクトル制御を実行するか、電圧位相制御を実行するかを選択し、選択した制御モードに対応する制御モード信号を出力切替器５に出力する。なお、制御切替判定器６の詳細は図１１、図１２を参照して後述する。

　変調切替判定器７は、ｄｑ軸最終電圧指令値（ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}）、及び電圧検出値Ｖ_dcに基づいて、非同期ＰＷＭ制御を実行するか、または同期ＰＷＭ制御を実行するかを決定し、選択した変調モード（同期、非同期）の信号（例えば、非同期が「０」（図６では「１」）、同期が「１」（図６では「２」））を出力する。なお、変調切替判定器７の詳細は図１３、図１４を参照して後述する。

　電圧補償値生成器２１は、トルク指令値Ｔ^*にもとづいて電圧補償値（ｖ_{a_async}，ｖ_{a_sync}，α_async，α_sync）を生成して電圧補償値ベクトル変換器２２に出力する。電圧補償値生成器２１の詳細は図３を参照して後述する。

　電圧補償値ベクトル変換器２２は、電圧補償値生成器２１から出力された電圧補償値（ｖ_{a_async}、α_async）、電圧補償器２３から出力されたｄｑ軸最終電圧指令値（ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}）、ベクトル変換器９から出力された最終電圧ノルムＶ^* _{a_fin}と、最終電圧位相α^* _finに基づいて、非同期ＰＷＭ制御移行用のｄｑ軸電圧補償値（ｖ_{d_async}、ｖ_{q_async}）を出力する。また、電圧補償値ベクトル変換器２２は、電圧補償値生成器２１から出力された電圧補償値（ｖ_{a_sync}、α_sync）、電圧補償器２３から出力されたｄｑ軸最終電圧指令値（ｖ^* _{d_fin}，ｖ^* _{q_fin}）、ベクトル変換器９から出力された最終電圧ノルムＶ^* _{a_fin}と、最終電圧位相α^* _finに基づいて、同期ＰＷＭ制御移行用のｄｑ軸電圧補償値（ｖ_{d_sync}，ｖ_{q_sync}）を出力する。電圧補償値ベクトル変換器２２の詳細は図４を参照して後述する。

　電圧補償器２３は、電圧補償値ベクトル変換器２２の出力、出力切替器５の出力、及び変調切替判定器７の出力に基づいてｄｑ軸最終電圧指令値（ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}）を生成してＵＶＷ相変換器８及びベクトル変換器９に出力する。電圧補償器２３の詳細については図５を参照して後述する。

　ＵＶＷ相変換器８は、ｄｑ軸最終電圧指令値（ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}）をモータ１７の電気角度θに基づき、以下の数式（１）のように３相電圧指令値ｖ^* _u，ｖ^* _v，ｖ^* _wに変換して出力する。

　ベクトル変換器９は、電圧補償器２３から出力されたｄｑ軸最終電圧指令値（ｖ_{*d_fin}，ｖ^* _{q_fin}）を用い、以下の数式（２）に基づいて電圧ベクトルの最終電圧ノルムｖ^* _{a_fin}と最終電圧位相α^* _finに変換する。

　同期パルス数判定部１０は、電気角速度ω_re（電気角度θの単位時間当たりの変化量）と電圧位相角速度ωα（後述の電圧位相αの単位時間当たりの変化量）の総和角速度の絶対値｜ω_reα｜に基づき同期パルス数ｎｕｍを算出する。

　非同期ＰＷＭ制御部１１は、ＵＶＷ相変換器８から３相電圧指令値（ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _w）が入力されるとともに、バッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcが入力される。非同期ＰＷＭ制御部１１は、３相電圧指令値（ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _w）と電圧検出値Ｖ_dcとの比率に基づいて算出した比較値と、周波数が一定のキャリア三角波との大小判定（コンペアマッチ）に基づく、いわゆる三角波比較方式の非同期ＰＷＭ制御を実現するための強電素子駆動信号（Ｄ^* _uua、Ｄ^* _ula、Ｄ^* _vua、Ｄ^* _vla、Ｄ^* _wua、Ｄ^* _wla）を生成し、ＰＷＭ出力切替器１３に出力する。非同期ＰＷＭ制御部１１の詳細は図１４を参照して後述する。

　同期ＰＷＭ制御部１２は、インバータ１４のスイッチング周波数がモータ１７の電気角周波数（駆動周波数）に同期する強電素子駆動信号を算出する。具体的には、同期ＰＷＭ制御部１２は、最終電圧ノルムＶ^* _{a_fin}と、最終電圧位相α^* _finと、電気角度θと、電圧検出値Ｖ_dcと、同期パルス数ｎｕｍとに基づいて、インバータ１４のスイッチング周波数がモータ１７の電気角周波数に同期する強電素子駆動信号（Ｄ^* _uus、Ｄ^* _uls、Ｄ^* _vus、Ｄ^* _vls、Ｄ^* _wus、Ｄ^* _wls）を生成し、ＰＷＭ出力切替器１３に出力する。同期ＰＷＭ制御部１２の詳細は図１５を参照して後述する。

　ＰＷＭ出力切替器１３は、変調切替判定器７の判定した変調モードに応じた強電素子駆動信号を出力する。具体的には、ＰＷＭ出力切替器１３は、変調切替判定器７が出力する変調モードに従って、非同期ＰＷＭ制御部１１が出力する強電素子駆動信号と同期ＰＷＭ制御部１２が出力する強電素子駆動信号のいずれかを選択して、強電素子駆動信号（Ｄ^* _uu、Ｄ^* _ul、Ｄ^* _vu、Ｄ^* _vl、Ｄ^* _wu、Ｄ^* _wl）としてインバータ１４に出力する。

　インバータ１４は、３相６アームで構成され、相ごとに２つずつ計６つのパワー素子を備えている。インバータ１４は、ＰＷＭ出力切替器１３において選択・出力された強電素子駆動信号に基づいてパワー素子のそれぞれを駆動させることで、３相ＰＷＭ電圧（ｖ_u、ｖ_v、ｖ_w）生成する。生成した３相ＰＷＭ電圧（ｖ_u、ｖ_v、ｖ_w）は、モータ１７に印加される。

　モータ１７は３相で駆動しているため、インバータ１４とモータ１７とは３相と対応する３つの配線で接続されている。モータ１７には、ｕ相配線を介してＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uが入力され、ｖ相配線を介してＶ相ＰＷＭ電圧ｖ_vが入力され、ｗ相配線を介してＷ相ＰＷＭ電圧ｖ_wが入力される。

　電流検出器１５は、３相のうち少なくとも二相の電流（例えばｉ_u，ｉ_v）を検出する。なお、３相電流であるｉ_u、ｉ_v、及び、ｉ_wの和はゼロになるため、ｗ相電流値ｉ_wは、－ｉｕ－ｉ_vにより求めることができる。

　ｄｑ軸変換器１９は、電流検出器１５が検知した電流（例えばｉ_u，ｉ_v）と電気角度θに基づき、以下の数式（３）を用いてｄｑ軸電流検出値（ｉ_d，ｉ_q）に変換する。

　電圧センサ１８は、バッテリ（Ｂａｔ．）からインバータ１４へ供給される駆動電圧を検出する。回転子位置センサ１６は電気角度θを検出する。また、回転数演算器２０は電気角度θの時間当たりの変化量から回転数Ｎを算出して出力する。

　なお、上記構成要素（インバータ１４、モータ１７を除く）は、少なくとも一つ以上のコントローラ（制御装置）が備える機能部として構成される。当該コントローラは、例えば、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、及び、入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）から構成され、トルク指令値Ｔ^*を算出することもできる。

　＜電圧補償値生成器＞
　図３は、トルク指令値Ｔ^*と電圧ベクトルの電圧ノルム補償値との関係を示すテーブル（上段）と、及びトルク指令値Ｔ^*と電圧ベクトルの電圧位相補償値との関係を示すテーブル（下段）である。

　電圧補償値生成器２１は、トルク指令値Ｔ^*（モータ１７に印加する電圧の回転座標系（ｄｑ軸）の成分に相関する状態量）に基づき、図３上段のテーブル（ｖ_{a_async}）を参照して非同期移行電圧ノルム補償値ｖ_{a_async}を出力し、図３下段のテーブル（α_async）を参照して非同期移行電圧位相補償値α_asyncを出力する。

　同様に、電圧補償値生成器２１は、トルク指令値Ｔ^*に基づき、図３上段のテーブル（ｖ_{a_sync}）を参照して同期移行電圧ノルム補償値ｖ_{a_sync}を出力し、図３下段のテーブル（α_async）を参照して同期移行電圧位相補償値α_syncを出力する。

　図３に示すように、電圧ノルム補償値ｖ_a及び電圧位相補償値αは、トルク指令値Ｔ^*の増加に伴い単調に増加するが増加量は減少していく、また、電圧ノルム補償値ｖ_a及び電圧位相補償値αは、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際の補償値（ｖ_{a_async}、α_async）が、同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際の補償値（ｖ_{a_sync}、α_sync）よりもそれぞれ大きくなっているが、モータ１７の規格等により大小関係が逆転する場合もある。

　＜電圧補償値ベクトル変換器＞
　図４は、同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際の電圧ベクトルの関係を示す図（上段）と、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際の電圧ベクトルの関係を示す図（下段）である。

　電圧補償値ベクトル変換器２２は、電圧補償値生成器２１の出力、ｄ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}の前回値、ｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{q_fin}の前回値、及びベクトル変換器９の出力ｖ^* _afin、α^* _finを用い、以下の数式（４）により非同期ＰＷＭ制御に移行する際のｄｑ軸電圧補償値（ｖ_{d_async}，ｖ_{q_async}）を出力する。

　電圧補償値ベクトル変換器２２は、同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際に、図４の上段に示すように、回転座標系（ｄｑ軸）における電圧ベクトルｖ^* _{_fin}（ｖ^* _{d_fin}，ｖ^* _{q_fin}）（補償前）から電圧ベクトルｖ^* _{_fin}（ｖ^* _{d_fin}，ｖ^* _{q_fin}）（補償後）に変換するための非同期移行電圧補償値（ｖ_{d_async}，ｖ_{q_async}）を、数式（４）を用いて出力する。

　また電圧補償値ベクトル変換器２２は、以下の数式（５）により同期ＰＷＭ制御移行用のｄｑ軸電圧補償値（ｖ_{d_sync}，ｖ_{q_sync}）を出力する。

　電圧補償値ベクトル変換器２２は、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際に、図４の下段に示すように、回転座標系（ｄｑ軸）における電圧ベクトルｖ^* _{_fin}（ｖ^* _{d_fin}，ｖ^* _{q_fin}）（補償前）から電圧ベクトルｖ^* _{_fin}（ｖ^* _{d_fin}，ｖ^* _{q_fin}）（補償後）に変換するための同期移行電圧補償値（ｖ_{d_sync}，ｖ_{q_sync}）を、数式（５）を用いて出力する。

　なお、ｖ_{a_async}，ｖ_{a_sync}の入力がない場合は、数式（４）及び数式（５）において、ｖ_{a_async}＝０，ｖ_{a_sync}＝０とする。

　＜電圧補償器＞
　図５は、電圧補償器２３が実行する制御フローである。電圧補償器２３は、図５に示すステップＳ１－Ｓ６の処理を実行する。

　ステップＳ１において、電圧補償器２３は、変調切替判定器７から入力される変調モード（非同期ＰＷＭ制御、または同期ＰＷＭ制御）の前回値が同期ＰＷＭ制御であったか否か判断（非同期ＰＷＭ制御であったか否かを判断してもよく、以下も同様）し、ＮＯ（非同期ＰＷＭ制御）であればステップＳ２に移行し、ＹＥＳ（同期ＰＷＭ制御）であればステップＳ３に移行する。

　ステップＳ２において、電圧補償器２３は、変調モードの今回値が同期ＰＷＭ制御であったか否か判断し、ＹＥＳ（同期ＰＷＭ制御）であればステップＳ４に移行し、ＮＯ（非同期ＰＷＭ制御）であればステップＳ５に移行する。

　ステップＳ３において、電圧補償器２３は、変調モードの信号の今回値が同期ＰＷＭ制御であったか否か判断し、ＮＯ（非同期ＰＷＭ制御）であればステップＳ５に移行し、ＹＥＳ（同期ＰＷＭ制御）であればステップＳ６に移行する。

　ステップＳ４におおいて、電圧補償器２３は、変調モードが、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に切り替わったと判断し、以下の数式（６）を用いてｖ^* _{d_fin}及びｖ^* _{q_fin}を算出する。なお、数式（６）において、ｖ^* _{d_iv}及びｖ^* _{q_iv}は出力切替器５の出力である。

　ステップＳ５において、電圧補償器２３は、変調モードが、同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御に切り替わったと判断し、以下の数式（７）を用いてｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}を算出する。

　ステップＳ６において、電圧補償器２３は、変調モードの切り替えはなかったと判断し、以下の数式（８）を用いてｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}を算出する。

　＜変調モード切替時の電圧ベクトル及びトルクの変化＞
　図６は、第１実施形態の電動機の制御装置の効果を説明する図である。図６では、変調モードが非同期ＰＷＭ制御（変調モードが「１」）から同期ＰＷＭ制御（変調モードが「２」）に切り替わる際の電圧ベクトルの電圧ノルムｖ_a、電圧ベクトルの電圧位相α、及びトルクの変化を表している。

　図６の上段左側に示すように、数式（３）に基づいて電圧の補償を行わない場合、電圧位相αは、切替前の値（図６では約８０［ｄｅｇ］）から同期ＰＷＭ制御に切り替わった時に必要となる値（図６では約７７［ｄｅｇ］）に所定の時定数で収束するように変化している。ここで、電流ベクトル制御部１及び電圧位相制御部２は、ｄｑ軸変換器１９の出力（ｉ_d，ｉ_q）に基づいて電圧補償器２３への出力をフィードバックしており、前記の時定数は当該フィードバックの時定数が反映されている。

　よって、時刻０．１［ｓ］の直後では電圧ベクトルの電圧位相αが本来必要とする電圧位相よりも８０［ｄｅｇ］－７７［ｄｅｇ］＝３［ｄｅｇ］ずれていることになる。従って、これに起因して時刻０．１［ｓ］の直後にトルクが急峻に立ち上がり、前記の時定数に倣って元の値に収束するが、この挙動がトルクリプルとして現れることになる。

　前記のＪＰ３２７６１３５Ｂでは、非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御との間の変調モードの切り替えを各相において独立で行っているため、各相の変調モードの切り替えのタイミングが同一でない場合は、トルクリプルが時間方向で複数現れることになる。

　しかし、図６の上段右側に示すように、本実施形態では、電圧補償器２３が数式（６）を用いて、出力切替器５の出力を補償してベクトル変換器９に出力している。従って、ベクトル変換器９の出力である電圧位相αは切り替え後に必要となる電圧位相にただちに変化し、これによりトルクリプルを低減することができる。

　従って、図６の下段に示すように、変調モードの切り替えの際に電圧ノルム及び電圧位相をそれぞれ補償値により補償を行わない場合は、変調モードの切り替えのタイミングでトルクリプルが発生するが、補償を行った場合は、変調モードの切り替えのタイミングにおけるトルクリプルが低減される。

　図６では、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際、電圧ノルムｖ_aの変化が見られないがモータ１７の運転状態（例えばモータ１７の回転数Ｎを急激に変化させる場合）により電圧ノルムｖ_aも変化する。この場合も数式（６）により電圧を補償しない場合は、電圧位相αと同様に切り替え後に必要となる値まで前記の時定数により収束する曲線を描き、これに起因したトルクリプルも発生する。しかし、電圧補償器２３が数式（６）を用いて出力切替器５の出力を補償してベクトル変換器９に出力することで、電圧ノルムｖ_aに起因するトルクリプルも低減することができる。

　なお、電圧ノルムｖ_aに起因するトルクリプルが小さい場合、電圧補償値生成器２１は非同期移行電圧ノルム補償値ｖ_{a_async}、及び同期移行電圧ノルム補償値ｖ_{a_sync}の生成を省略することができる。また、このとき、電圧補償値ベクトル変換器２２は、非同期移行電圧位相補償値α_asyncに基づいてｄｑ軸電圧補償値（ｖ_{d_async}、ｖ_{q_async}）を出力し、同期移行電圧位相補償値α_syncに基づいてｄｑ軸電圧補償値（ｖ_{d_sync}、ｖ_{q_sync}）を出力することができる。

　図６では、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際の挙動を表しているが、同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御に変調モードが切り替わる際も同様の挙動を表す。このとき、電圧補償器２３は数式（７）を用いて後述の出力切替器５の出力を補償してベクトル変換器９に出力する。

　＜第１実施形態の効果＞
　第１実施形態の電動機の制御装置によれば、ＰＷＭ周波数を固定して電動機（モータ１７）を制御する非同期ＰＷＭ制御と、ＰＷＭ周波数を電動機（モータ１７）の駆動周波数（モータ１７の電気角周波数）に比例させて電動機（モータ１７）を制御する同期ＰＷＭ制御と、の間で変調モードを相互に切り替える電動機（モータ１７）の制御装置であって、変調モードを切り替える際に、電動機（モータ１７）に印加される電圧（ｖ^*）の回転座標系（ｄｑ軸）の成分（ｖ^* _d、ｖ^* _q（ｖ_a，α））に相関する状態量（例えばトルク指令値Ｔ^*）であって切り替え直前の状態量（例えばトルク指令値Ｔ^*）に基づいて補償値（ｖ_{a_async}，α_async，ｖ_{a_sync}，α_sync）を算出し、切り替え直後の電圧（ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}）を補償値（ｖ_{a_async}，α_async，ｖ_{a_sync}，α_sync）により補償する。

　上記構成により、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御への変調モードの切り替え時、もしくは同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御への変調モードの切り替え時に発生し得る電圧（電圧ノルム、電圧位相）の偏差に起因する電圧変動（所定の時定数による電圧応答）を抑制でき、モータトルクの変動（トルクリプル）を抑制することができる。

　第１実施形態において、補償値は、回転座標系の電圧位相成分（α_async，α_sync）である。これにより、電圧変動の抑制に対して寄与度が大きい電圧位相を補償することで、変調モードの切り替え時のモータトルクの変動を効果的に抑制することができる。

　第１実施形態において、状態量は、電動機（モータ１７）が所定のトルクを出力するための指令値（トルク指令値Ｔ^*）である。これにより、変調モードの切り替え時の電圧誤差と相間が高いトルク指令値Ｔ^*に基づいて電圧補償を行うことで、切り替え時におけるモータトルクの変動をさらに抑制することができる。

　第１実施形態の電動機の制御方法によれば、ＰＷＭ周波数を固定して電動機（モータ１７）を制御する非同期ＰＷＭ制御と、ＰＷＭ周波数を電動機（モータ１７）の駆動周波数（モータ１７の電気角周波数）に比例させて電動機（モータ１７）を制御する同期ＰＷＭ制御と、の間で変調モードを相互に切り替える電動機（モータ１７）の制御方法であって、変調モードを切り替える際に、電動機（モータ１７）に印加される電圧（ｖ^*）の回転座標系（ｄｑ軸）の成分（ｖ^* _d、ｖ^* _q）に相関する状態量（例えばトルク指令値Ｔ^*）であって切り替え直前の状態量（例えばトルク指令値Ｔ^*）に基づいて補償値（ｖ_{d_async}，ｖ_{q_async}，ｖ_{d_sync}，ｖ_{q_sync}）を算出し、切り替え直後の電圧（ｖ^* _{d_fin}、ｖ^* _{q_fin}）を補償値（ｖ_{d_async}，ｖ_{q_async}，ｖ_{d_sync}，ｖ_{q_sync}）により補償する。

　上記方法により、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御への変調モードの切り替え時、もしくは同期ＰＷＭ制御から非同期ＰＷＭ制御への変調モードの切り替え時に発生し得る電圧（電圧ノルム、電圧位相）の偏差に起因する電圧変動（所定の時定数による電圧応答）を抑制でき、モータトルクの変動を抑制することができる。

　以後、他の実施形態を説明する前に、第１実施形態を構成する他の構成要素について詳細に説明するものとし、まずは図７を参照して電流ベクトル制御部１の詳細について説明する。

　＜電流ベクトル制御部＞
　図７は、電流ベクトル制御部１の詳細を示す図である。電流ベクトル制御部１は、フィルタ１０１、減算器１０２、ＰＩ補償器１０３、及び加算器１０４を有する。なお、図７では、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_i}の算出に関する信号のみを示し、これと同様に各ブロックに入出力されるｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_i}の算出に関する信号は割愛している。

　フィルタ１０１は、いわゆるローパスフィルタである。フィルタ１０１は、干渉電圧が、ｄｑ軸に流れる電流に依存していることを考慮したローパスフィルタであり、目標とするｄ軸電流の応答性を満足する時定数に設定されている。フィルタ処理が施されたｄ軸非干渉化電圧指令値ｖ_{d_dcpl_flt}は、加算器１０４に出力される。

　減算器１０２は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dと、ｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差を演算して、ＰＩ補償器１０３に出力する。

　ＰＩ補償器１０３は、いわゆるＰＩ制御を実行する演算器である。より詳細には、ＰＩ補償器１０３は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dに実電流（ｄ軸電流検出値ｉ_d）を追従させるべく、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dと、ｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差に基づくフィードバック制御を行うために、以下数式（９）を用いて、電流フィードバック電圧指令値ｖ_di'を算出する。電流フィードバック電圧指令値ｖ_di'は、加算器１０４に出力される。

　ただし、数式（９）中のＫ_dpはｄ軸の比例ゲインを示し、Ｋ_diは、ｄ軸の積分ゲインを示す。

　そして、以下の数式（１０）で表すとおり、加算器１０４において、ｄ軸非干渉化電圧指令値ｖ_{d_dcpl_flt}と、ＰＩ補償器１０３から出力された電流フィードバック電圧指令値ｖ_di'とが加算されることにより、ｄｑ軸において電流が流れる際に発生する干渉電圧が抑制されたｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_i}が算出される。また、図中では割愛されているが、ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_i}も上記のｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_i}と同様に算出される。算出されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _{d_i}、ｖ^* _{q_i}）は、出力切替器５に出力される。

　次に、図８、図９を参照して、電圧位相制御部２の詳細について説明する。

　＜電圧位相制御部＞
　図８は、電圧位相制御部２の詳細を示す図である。電圧位相制御部２は、変調器２０１、電圧位相テーブル２０２、フィルタ２０３、トルク演算器２０４、ＰＩ補償器２０５、電圧位相指令値制限器２０６、ベクトル変換器２０７、加算器２０８、及び、減算器２０９を有する。

　変調器２０１は、バッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcと、予め記憶された値である基準変調率Ｍ^*とに基づいて、以下の数式（１１）を用いて電圧ノルム指令値Ｖ^* _aを算出する。

　算出した電圧ノルム指令値Ｖ^* _aは、電圧位相テーブル２０２と、ベクトル変換器２０７とに出力される。なお、ここでの変調率は、相間電圧（例えばＵ－Ｖ相間の電圧ｖ_u－ｖ_v）の基本波成分の振幅の電圧検出値Ｖ_dcに対する比率と定義される。変調率が１以下となる場合は、ＰＷＭ制御によって疑似正弦波電圧が生成可能な通常変調領域となり、１を超える場合は、ＰＷＭ制御によって疑似正弦波を生成しようとしても上下限が制限される過変調領域となる。なお、例えば変調率が１．１になると、ＰＷＭ制御によって疑似正弦波を生成しようとしても、出力される電圧はいわゆる矩形波電圧となる。

　電圧位相テーブル２０２は、あらかじめ実験または解析により求めたテーブルを用いて、入力されるトルク指令値Ｔ^*、モータ１７の回転数Ｎ、及び、電圧ノルム指令値Ｖ^* _aに応じた電圧位相指令値α_ff（フィードフォワード電圧位相指令値）を求める。電圧位相指令値α_ffは、加算器２０８に出力される。なお、ここで用いられるテーブルには、予め実験により計測した、ノミナル状態における各指標の動作点ごとの電圧位相指令値が格納されている。

　トルク演算器２０４は、予め実験等により計測した、モータ１７へと流れるｄ軸及びｑ軸の電流値と、モータ１７に発生するトルクとの関係を示すテーブルを記憶している。トルク演算器２０４は、このテーブルを参照して、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_d、ｉ_q）から、モータ１７に発生しているトルクの推定値としてのトルク推定値Ｔ_estを算出し、算出した値を減算器２０９に出力する。

　フィルタ２０３は、ローパスフィルタであり、入力されるトルク指令値Ｔ^*の高周波ノイズを除去して（ノイズカット処理）、トルク参照値Ｔｒｅｆとして減算器２０９に出力する。

　減算器２０９は、トルク参照値Ｔ_refと、トルク推定値Ｔ_estとの偏差Ｔ_errを演算して、当該偏差Ｔ_errをＰＩ補償器２０５に出力する。

　ＰＩ補償器２０５は、いわゆるＰＩ制御を実行する演算器である。ＰＩ補償器２０５は、トルク参照値Ｔ_refとトルク推定値Ｔ_estとの偏差Ｔ_errに基づくフィードバック制御を行うために、下記の数式（１２）を用いて、電圧位相指令値α_fb（フィードバック電圧位相指令値）を算出する。算出された電圧位相指令値α_fbは、加算器２０８に出力される。

　ただし、数式（１２）中のＫα_pは比例ゲインを示し、Ｋα_iは積分ゲインを示す。

　加算器２０８は、フィードフォワード電圧位相指令値α_ffとフィードバック電圧位相指令値α_fbとを加算して得た値（電圧位相指令値）を電圧位相指令値制限器２０６に出力する。

　電圧位相指令値制限器２０６は、加算器２０８の出力値を所定の範囲αｍｉｎからαｍａｘの範囲に制限し、制限された値を電圧位相指令値α^*としてベクトル変換器２０７に出力する。ここでの所定の範囲αｍｉｎからαｍａｘ（以下、「αの上下限値」とも称する）について、図４を参照して説明する。

　図９は、モータ１７の電圧位相とトルクとの関係の一例を示す図である。制御対象であるモータ１７が例えば図９に示す特性を示す場合は、電圧位相とトルクとの相関が維持される範囲として、図中の曲線のピークトゥピークである±１１５°がαの上下限値として設定される。

　また、電圧位相指令値制限器２０６は、加算器２０８から出力される値（電圧位相指令値）がαの上下限値を超えている間（αの上下限値に張り付いている間）は、電圧位相指令値α^*がαの上下限値によって制限されていることを通知する信号をＰＩ補償器２０５に送信する。ＰＩ補償器２０５は、該信号により電圧位相指令値α^*が制限されていることを通知されている間は、いわゆるアンチワインドアップのために積分値の更新を停止する。

　ベクトル変換器２０７は、変調器２０１から出力された電圧ノルム指令値Ｖ^*ａと電圧位相指令値制限器２０６によるリミット処理後の電圧位相指令値α^*とを入力して、以下の式（１３）を用いてｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _{d_v}、ｖ^* _{q_v}）を算出する。算出されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _{d_v}、ｖ^* _{q_v}）は、出力切替器５に出力される。

　次に、図１０を参照して、出力切替器５の詳細について説明する。

　＜出力切替器＞
　図１０は、出力切替器５の詳細を示す図である。図１０に示すように、出力切替器５は、制御モード信号に応じて、電流ベクトル制御と電圧位相制御とを切替える。

　制御モード信号が電流ベクトル制御を指示する場合、出力切替器５は、電流ベクトル制御部１から出力されるｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_i}をｖ^* _{d_iv}として出力し、ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_i}をｖ^* _{q_iv}としてそれぞれ出力する。

　制御モード信号が電圧位相制御を指示する場合、出力切替器５は、電圧位相制御部２から出力されるｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_v}ｖ^* _{d_iv}として出力し、ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_v}を、ｖ^* _{q_iv}として出力する。出力切替器５が出力するｄｑ軸最終電圧指令値（ｖ^* _{d_iv}、ｖ^* _{q_iv}）は、電圧補償器２３に入力される。

　次に、図１１、図１２を参照して制御切替判定器６の詳細について説明する。

　＜制御切替判定器＞
　図１１は、制御切替判定器６の詳細を示す図である。制御切替判定器６は、変調器６０１と、フィルタ６０２、６０３、６０５、６０６、６０７と、電圧ノルム演算器６０４と、制御モード判定器６０８とを有する。

　変調器６０１は、図８を参照して説明した変調器２０１と同様に、バッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcと、予め記憶された値である基準変調率Ｍ^*とに基づいて、上記の数式（１１）を用いて電圧ノルム指令値Ｖ^* _aを算出する。算出した電圧ノルム指令値Ｖ^* _aは、制御モード判定器６０８に出力される。電圧ノルム指令値Ｖ^* _aは、制御モード判定器６０８において、電圧位相制御への制御モード切替可否の指標として用いられる。

　フィルタ６０２、６０３は、同等の特性に設定されたローパスフィルタであり、それぞれに入力されるｄ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}とｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{q_fin}とに対してノイズカット処理を施すことにより得た、ｄ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin_flt}及びｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{q_fin_flt}を電圧ノルム演算器６０４に出力する。

　電圧ノルム演算器６０４は、入力されるｄ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin_flt}及びｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{q_fin_flt}に基づいて、以下の数式（１４）を用いて平均化電圧ノルムＶ^* _{a_fin_fit}を算出する。算出された平均化電圧ノルムＶ^* _{a_fin_flt}は、制御モード判定器６０８に出力される。平均化電圧ノルムＶ^* _{a_fin_flt}は、制御モード判定器６０８において、電圧位相制御への制御モード切替可否の指標として用いられる。

　フィルタ６０５は、ローパスフィルタであって、入力されるｄ軸電流検出値ｉ_dに対してノイズカット処理を施すことにより平均化ｄ軸電流検出値ｉ_{d_flt}を得て、制御モード判定器４８に出力する。平均化ｄ軸電流検出値ｉ_{d_flt}は制御モード判定器６０８において、電流ベクトル制御への制御モード切替可否の指標として使用される。

　フィルタ６０６は、図８で示すフィルタ２０３と同様の特性を有するローパスフィルタであり、入力されるｄ軸電流指令値ｉ^* _dに対してノイズカット処理を施し、ｄ軸電流参照値ｉ^* _{d_ref}を出力する。ｄ軸電流参照値ｉ^* _{d_ref}は、フィルタ６０７に出力される。

　フィルタ６０７は、フィルタ６０５と同等の特性のローパスフィルタである。フィルタ６０７は、ｄ軸電流検出値ｉ_{d_flt}側と遅れを揃えることを目的としてｄ軸電流参照値ｉ^* _{d_ref}にフィルタ処理を施すことによりｄ軸電流閾値ｉ^* _{d_th}を得て、制御モード判定器６０８に出力される。ｄ軸電流閾値ｉ^* _{d_th}は制御モード判定器６０８において、電流ベクトル制御への制御モード切替可否の指標として使用される。

　制御モード判定器６０８は、電流ベクトル制御から電圧位相制御への切り替え、及び、電圧位相制御から電流ベクトル制御への切り替え、の可否（要否）を判定する。具体的には、図１２を参照して説明する。

　図１２は、制御切替判定器６（制御モード判定器６０８）の判定基準を示す図である。制御モード判定器６０８は、図１２で示すように、電流ベクトル制御が選択されている際に、平均化電圧ノルムＶ^* _{a_fin_flt}が電圧ノルム指令値Ｖ^* _a以上であることを検知した場合に、電流ベクトル制御から電圧位相制御へ切り替えると判定する。また、制御モード判定器６０８は、電圧位相制御が選択されている際に、平均化ｄ軸電流検出値ｉ_{d_flt}がｄ軸電流閾値ｉ^* _{d_th}以上であることを検知した場合に、電圧位相制御から電流ベクトル制御へ切り替えると判定する。このようにして決定された制御モードは、制御モード信号として出力切替器５に出力される。

　次に、図１３、図１４を参照して、変調切替判定器７の詳細について説明する。

　＜変調切替判定器＞
　図１３は、変調切替判定器７の詳細を示す図である。変調切替判定器７は、非同期ＰＷＭ移行電圧ノルム演算器７０１、同期ＰＷＭ移行電圧ノルム演算器７０２、最終電圧ノルム演算器７０３、変調モード判定器７０４を備える。

　非同期ＰＷＭ移行電圧ノルム演算器７０１は、バッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcと、非同期ＰＷＭ移行変調率Ｍ_asyncを用いて非同期移行電圧ノルムＶ_{a_async}を以下の数式（１５）を用いて算出し、変調モード判定器７０４に出力する。

　同期ＰＷＭ移行電圧ノルム演算器７０２は、バッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcと、同期ＰＷＭ移行変調率Ｍ_syncを用いて同期移行電圧ノルムＶ_{a_sync}を以下の数式（１６）を用いて算出し、変調モード判定器７０４に出力する。

　最終電圧ノルム演算器７０３は、ベクトル変換器９から出力されたｄ軸最終電圧指令値ｖ^* _{d_fin}、ｑ軸最終電圧指令値ｖ^* _{q_fin}を用いて最終電圧ノルムＶ^* _{a_fin}を以下の数式（１７）を用いて算出し、変調モード判定器７０４に出力する。

　図１４は、変調切替判定器７（変調モード判定器７０４）の判定基準を示す図である。変調モード判定器７０４は、非同期移行電圧ノルムＶ_{a_async}、同期移行電圧ノルムＶ_{a_sync}、及び最終電圧ノルムＶ^* _{a_fin}を比較して出力すべき変調モードを判断している。すなわち変調モード判定器７０４Ｖ^* _{a_fin} ²がＶ_{a_sync} ²以上であるときに変調モードを非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に切り替え、Ｖ^* _{a_fin} ²がＶ_{a_async} ²以下となったときに変調モードを非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に切り替える。

　次に、図１５を参照して非同期ＰＷＭ制御部１１の詳細について説明する。

　＜非同期ＰＷＭ制御器＞
　図１５は、非同期ＰＷＭ制御部１１の詳細を示す図である。非同期ＰＷＭ制御部１１は、電圧利用率向上処理器１１０１と、Ｕ相比較値換算器１１０２と、Ｖ相比較値換算器１１０３と、Ｗ相比較値換算器１１０４と、Ｕ相比較器１１０５と、Ｖ相比較器１１０６と、Ｗ相比較器１１０７と、を有する。

　電圧利用率向上処理器１１０１は、入力される３相電圧指令値（ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _w）に対して、相間電圧の正弦波生成を最大化するために、三次高調波重畳処理等の公知の処理方法を用いた電圧利用率向上処理を施し、３相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値ｖ^* _u'、Ｖ相電圧指令値ｖ^* _v'、Ｗ相電圧指令値ｖ^* _w'）を算出する。算出された３相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値ｖ^* _u'、Ｖ相電圧指令値ｖ^* _v'、Ｗ相電圧指令値ｖ^* _w'）は、Ｕ相比較値換算器１１０２、Ｖ相比較値換算器１１０３、Ｗ相比較値換算器１１０４にそれぞれ出力される。

　Ｕ相比較値換算器１１０２は、バッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcとＵ相電圧指令値ｖ^* _u'とから、下記の数式（１８）を用いてＵ相比較値（デューティ比）ｔｈ_uを算出し、Ｕ相比較器１１０５に出力する。

　Ｖ相比較値換算器１１０３は、バッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcとＶ相電圧指令値ｖ^* _v'とから、下記の数式（１９）を用いてＵ相比較値（デューティ比）ｔｈ_vを算出し、Ｖ相比較器１１０６に出力する。

　Ｗ相比較値換算器１１０４は、バッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcとＷ相電圧指令値ｖ^* _w'とから、下記の数式（２０）を用いてＵ相比較値（デューティ比）ｔｈ_wを算出し、Ｗ相比較器１１０７に出力する。

　各相の比較演算器（Ｕ相比較器１１０５、Ｖ相比較器１１０６、Ｗ相比較器１１０７）では、一定周波数のキャリア三角波と、各相の比較値（Ｕ、Ｖ、Ｗ相比較値ｔｈ_u、ｔｈ_v、ｔｈ_w）とのコンペアマッチに基づき、非同期ＰＷＭ制御時のＰＷＭパルスとしての強電素子駆動信号（Ｄ^* _uua、Ｄ^* _ula、Ｄ^* _vua、Ｄ^* _vla、Ｄ^* _wua、Ｄ^* _wla）を生成して、ＰＷＭ出力切替器１３に出力する。なお、本実施形態におけるキャリア三角波の周波数は、例えば５ｋＨｚとする。

　次に、図１６を参照して、同期ＰＷＭ制御部１２について説明する。

　＜同期ＰＷＭ制御部＞
　同期ＰＷＭ制御部１２は、変調率換算器１２０１と、閾値テーブル１２０２と、Ｕ相比較器１２０３と、Ｖ相比較器１２０４と、Ｗ相比較器１２０５と、加算器１２０６と、シフト器１２０７、１２０８とを有する。本実施形態の同期ＰＷＭ制御部１２では、モータ１７の電気角度θをキャリア信号の基準として、当該キャリア信号と閾値として設定されるＰＷＭスイッチングさせたい電圧位相とのコンペアマッチに基づいてパルス生成を行う、いわゆる電圧位相参照方式の同期ＰＷＭ制御が実行される。

　同期ＰＷＭ制御部１２は、加算器１２０６によって、最終電圧位相α^* _finと電気角度θとを加算した値（θ＋α^* _fin）をＵ相のキャリア信号（Ｕ相同期ＰＷＭキャリア信号）として、Ｕ相比較器１２０３に出力するとともに、シフト器１２０７、１２０８にも出力する。

　シフト器１２０７は、加算器１２０６の出力に対して電圧位相を－２／３πシフトしたものをＶ相のキャリア信号（Ｖ相同期ＰＷＭキャリア信号）として算出し、Ｖ相比較器１２０４に出力する。

　シフト器１２０８は、加算器１２０６の出力に対して電圧位相を＋２／３πシフトしたものをＷ相のキャリア信号（Ｗ相同期ＰＷＭキャリア信号）として算出し、Ｗ相比較器１２０５に出力する。

　変調率換算器１２０１は、以下の数式（２１）を用いて、最終電圧ノルムｖ^* _{a_fin}とバッテリ（Ｂａｔ．）の電圧検出値Ｖ_dcとから変調率Ｍ_finを算出し、閾値テーブル１２０２に出力する。

　閾値テーブル１２０２は、変調率Ｍ_finと要求同期パルス数ｎｕｍとから、予め格納された閾値テーブルを参照して、変調率Ｍ_finに対応する閾値ｔｈ₁～ｔｈ_xを求める。ここでのｘは、要求同期パルス数ｎｕｍに４を乗算した値から２を引いた値が設定される（ｘ＝４×ｎｕｍ－２）。

　［第２実施形態］
　図１７は、第２実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。第２実施形態の主要構成は第１実施形態と共通するが、電圧補償値生成器２１は、電圧位相制御部２が生成するトルク推定値Ｔ_est（図８参照）と、電圧位相補償値（α_async、α_sync）とをそれぞれ対応させたテーブルを備えている。よって、電圧補償値生成器２１は、モータ１７が出力するトルクの推定値（トルク推定値Ｔ_est）が入力されると、テーブルに基づいて電圧位相補償値（α_async、α_sync）を生成して電圧補償値ベクトル変換器２２に出力する。

　［第３実施形態］
　図１８は、第３実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。第３実施形態の主要構成は第１実施形態と共通するが、電圧補償値生成器２１は、電流指令値生成器３が出力するｄ軸電流指令値ｉ^* _d（またはｑ軸電流指令値ｉ^* _q）と電圧位相補償値（α_async、α_sync）とをそれぞれ対応させたテーブルを備えている。よって、電圧補償値生成器２１は、インバータ１４からモータ１７に所定の電流を出力するための指令値、すなわちｄ軸電流指令値ｉ^* _d（またはｑ軸電流指令値ｉ^* _q）が入力されると、テーブルに基づいて電圧位相補償値（α_async、α_sync）を生成して電圧補償値ベクトル変換器２２に出力する。

　また、電圧補償値生成器２１は、非干渉電圧生成器４が出力する非干渉電圧ｖ^* _{d_dcpl}（またはｖ^* _{q_dcpl}）と電圧位相補償値（α_async、α_sync）とをそれぞれ対応させたテーブルを備えている。よって、電圧補償値生成器２１は、インバータ１４からモータ１７に所定の電流を出力するための指令値、すなわち非干渉電圧ｖ^* _{d_dcpl}（またはｖ^* _{q_dcpl}）が入力されると、テーブルに基づいて電圧位相補償値（α_async、α_sync）を生成して電圧補償値ベクトル変換器２２に出力する。

　［第４実施形態］
　図１９は、第４実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。第４実施形態の主要構成は第１実施形態と共通するが、電圧補償値生成器２１は、ｄｑ軸変換器１９が出力するｄ軸電流検出値ｉ_d（またはｑ軸電流検出値ｉ_q）と電圧位相補償値（α_async、α_sync）とをそれぞれ対応させたテーブルを備えている。よって、電圧補償値生成器２１は、インバータ１４からモータ１７に出力された電流の推定値、すなわちｄ軸電流検出値ｉ_d（またはｑ軸電流検出値ｉ_q）が入力されると、テーブルに基づいて電圧位相補償値（α_async、α_sync）を生成して電圧補償値ベクトル変換器２２に出力する。

　［第５実施形態］
　図２０は、第５実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。第５実施形態の主要構成は第１実施形態と共通するが、電圧補償値生成器２１は、同期ＰＷＭ制御部１２（変調率換算器１２０１）が生成する変調率Ｍ_finと電圧位相補償値（α_async、α_sync）とをそれぞれ対応させたテーブルを備えている。よって、電圧補償値生成器２１は、変調率Ｍ_finが入力されると、テーブルに基づいて電圧位相補償値（α_async、α_sync）を生成して電圧補償値ベクトル変換器２２に出力する。

　［第６実施形態］
　図２１は、第６実施形態の電動機の制御装置が適用される電動車両の主要構成（トルク指令値入力側）を示す図である。第６実施形態の主要構成は第１実施形態と共通するが、電圧補償値生成器２１は、同期パルス数判定部１０が出力する同期パルス数ｎｕｍと電圧位相補償値（α_async、α_sync）とをそれぞれ対応させたテーブルを備えている。よって、電圧補償値生成器２１は、同期パルス数ｎｕｍが入力されると、テーブルに基づいて電圧位相補償値（α_async、α_sync）を生成して電圧補償値ベクトル変換器２２に出力する。

　本発明では、モータ１７に印加される電圧の回転座標系の成分に相関する状態量として、上記のように、トルク指令値Ｔ^*、トルク推定値Ｔ_est、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d（またはｑ軸電流指令値ｉ^* _q）、非干渉電圧ｖ^* _{d_dcpl}（またはｖ^* _{q_dcpl}）、ｄ軸電流検出値ｉ_d（またはｑ軸電流検出値ｉ_q）、変調率Ｍ_fin、同期パルス数ｎｕｍが適用でき、またキャリア周波数も適用できる。

　状態量として、トルク指令値Ｔ^*、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d（またはｑ軸電流指令値ｉ^* _q）、非干渉電圧ｖ^* _{d_dcpl}（またはｖ^* _{q_dcpl}）、変調率Ｍ_fin、同期パルス数ｎｕｍ、キャリア周波数のいずれかを適用した場合、これらはコントローラが出力する指令値に相当する状態量となる。例えば、モータ１７から検出される検出値に相当する状態量を適用すると、ソフトウェアの更新周期の１サンプリング前の状態（検出値）を用いて補償値を算出することになり適切は補償値からずれる可能性がある。検出値は一般に振動しているため適切なフィルタリングが必要となり、トルク・電流が変化している際は、フィルタリング処理による遅れにより、適切な補償値からずれる可能性がある。しかしコントローラが出力する指令値に相当する状態量を適用することで、当該状態量がモータ１７の出力等に依存することはなく、ソフトウェアの更新周期による遅れのない、適切な補償値を算出することができる。

　また状態量として、トルク推定値Ｔ_est、ｄ軸電流検出値ｉ_d（またはｑ軸電流検出値ｉ_q）のいずれかを適用した場合、これらはモータ１７から検出される検出値に相当する状態量となる。例えば、コントローラが出力する指令値に相当する状態量を適用した場合、指令値が大きく変化する過渡状態において、指令値と検出値に差異があるため、このタイミングで変調モードが切り替わると、適切な補償値からはずれる可能性がある。しかし、モータ１７から検出される検出値に相当する状態量を適用することで過渡状態の有無に関わらず適切な補償値を算出することができる。

　以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

Claims

　ＰＷＭ周波数を固定して電動機を制御する非同期ＰＷＭ制御と、前記ＰＷＭ周波数を前記電動機の駆動周波数に比例させて前記電動機を制御する同期ＰＷＭ制御と、の間で変調モードを相互に切り替える電動機の制御装置であって、
　前記変調モードを切り替える際に、
　前記電動機に印加される電圧の回転座標系の成分に相関する状態量であって切り替え直前の前記状態量に基づいて補償値を算出し、切り替え直後の前記電圧を前記補償値により補償する電動機の制御装置。
　前記補償値は、前記回転座標系の電圧位相成分である請求項１に記載の電動機の制御装置。
　前記状態量は、前記電動機が所定のトルクを出力するための指令値である請求項１または２に記載の電動機の制御装置。
　前記状態量は、前記電動機が出力するトルクの推定値である請求項１または２に記載の電動機の制御装置。
　前記状態量は、前記電動機に所定の電流を出力するための指令値である請求項１または２に記載の電動機の制御装置。
　前記状態量は、前記電動機に出力する電流の検出値である請求項１または２に記載の電動機の制御装置。
　ＰＷＭ周波数を固定して電動機を制御する非同期ＰＷＭ制御と、前記ＰＷＭ周波数を前記電動機の駆動周波数に比例させて前記電動機を制御する同期ＰＷＭ制御と、の間で変調モードを相互に切り替える電動機の制御方法であって、
　前記変調モードを切り替える際に、
　前記電動機に印加される電圧の回転座標系の成分に相関する状態量であって切り替え直前の前記状態量に基づいて補償値を算出し、切り替え直後の前記電圧を前記補償値により補償する電動機の制御方法。