CN114514691A - 电动机的控制装置、电动机的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电动机的控制装置，在固定PWM频率而控制电动机的非同步PWM控制、和使所述PWM频率与所述电动机的驱动频率成比例而控制所述电动机的同步PWM控制之间相互切换调制模式，其中，在切换所述调制模式时，基于与施加于所述电动机的电压的旋转坐标系的成分相关的状态量即切换之前的所述状态量计算补偿值，通过所述补偿值补偿切换之后的所述电压。

Description

电动机的控制装置、电动机的控制方法

技术领域

本发明涉及电动机的控制装置、电动机的控制方法。

背景技术

JP3276135B公开有一种电动机的控制装置，其在固定PWM频率而控制电动机的非同步PWM控制、和使所述PWM频率与所述电动机的驱动频率成比例而控制所述电动机的同步PWM控制之间切换调制模式。每当电机的运转状态成为规定的条件时执行调制模式的切换控制。

但是，JP3276135B为在所述切换控制时，对施加于电动机的电压各相独立地进行切换的结构，因此，在各相产生调制模式不一致的控制区间而产生3相的不平衡，由此，产生电压干扰，可能导致电机扭矩变动。

发明内容

于是，本发明的目的在于，提供通过抑制在非同步PWM控制和同步PWM控制之间切换调制模式时的电压干扰而抑制电机扭矩的变动的电动机的控制装置、及电动机的控制方法。

根据本发明的某方式，提供一种电动机的控制装置，在固定PWM频率而控制电动机的非同步PWM控制、和使PWM频率与电动机的驱动频率成比例而控制电动机的同步PWM控制之间相互切换调制模式。该控制装置中，在切换调制模式时，基于与施加于电动机的电压的旋转坐标系的成分相关的状态量即切换之前的状态量计算补偿值，并通过补偿值补偿切换之后的电压。

附图说明

图1是表示应用第一实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。

图2是表示应用第一实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(电机侧)的图。

图3是表示扭矩指令值和电压矢量的电压范数补偿值的关系的表(上层)、及表示扭矩指令值和电压矢量的电压相位补偿值的关系的表(下层)。

图4是表示从同步PWM控制向非同步PWM控制切换调制模式时的电压矢量的关系的图(上层)、及从非同步PWM控制向同步PWM控制切换调制模式时的电压矢量的关系的图(下层)。

图5是电压补偿器执行的控制流程。

图6是说明第一实施方式的电动机的控制装置的效果的图。

图7是表示电流矢量控制部的详细情况的图。

图8是表示电压相位控制部的详细情况的图。

图9是表示电压相位和扭矩的关系的图。

图10是表示输出切换器的详细情况的图。

图11是表示控制切换判定器的详细情况的图。

图12是表示控制切换判定器的判定基准的图。

图13是表示调制切换判定器的详细情况的图。

图14是表示调制切换判定器的判定基准的图。

图15是表示非同步PWM控制部的详细情况的图。

图16是表示同步PWM控制部的详细情况的图。

图17是表示应用第二实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。

图18是表示应用第三实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。

图19是表示应用第四实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。

图20是表示应用第五实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。

图21是表示应用第六实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施方式。

[第一实施方式]

图1是表示应用第一实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。图2是表示应用第一实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(电机侧)的图。

本发明的电动机的控制装置可适用于具备作为车辆的驱动源的一部分或全部发挥作用的电动机(电机17)的电动车辆。电动车辆中不仅包含电动汽车，而且还包含混合动力汽车及燃料电池汽车。

电流矢量控制部1通过控制对电机17施加的电流，而执行控制电机17的驱动的电流控制(电流矢量控制)。具体而言，电流矢量控制部1基于扭矩指令值T^*、电流指令值(i^* _d、i^* _q)、非干涉电压(v^* _{d_dcpl}、v^* _{q_dcpl})、dq轴电流检测值(i_d、i_q)，计算用于使电机17产生(输出)期望的扭矩的dq轴电压指令值(v^* _{d_i}、v^* _{q_i})并将其输出至输出切换器5。扭矩指令值T^*是根据加速器的踏入量(加速器开度)等而确定的值。参照图7后面叙述电流矢量控制部1的详细情况。

电压相位控制部2通过控制对电机17施加的电压的电压相位，而执行控制电机17的驱动的电压相位控制。具体而言，电压相位控制部2基于扭矩指令值T^*、电机17的转速N、蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc、dq轴电流检测值i_d、i_q，计算用于使电机17产生期望的扭矩的dq轴电压指令值(v^* _{d_v}、v^* _{q_v})并将其输出至输出切换器5。参照图8、图9说明电压相位控制部2的详细情况。

电流指令值生成器3基于扭矩指令值T^*、转速N和电压检测值V_dc生成电流指令值(i^* _d、i^* _q)并将其输出。电流指令值生成器3存储有使扭矩指令值T^*与d轴电流指令值i^* _d、及q轴电流指令值i^* _q对应的专用的表，当输入扭矩指令值T^*时，经由该表输出电流指令值(i^* _d、i^* _q)。

非干涉电压生成器4基于扭矩指令值T^*、转速N和电压检测值V_dc，与上述同样地使用专用的表生成非干涉电压(v^* _{d_dcpl}、v^* _{q_dcpl})并将其输出。

控制切换判定器6作为控制电机17的方法(控制模式)，判定执行电流矢量控制和电压相位控制的哪一项。具体而言，控制切换判定器6基于d轴电流指令值id^*、q轴电流检测值i_q、dq轴最终电压指令值(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})、及蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc，选择是执行电流矢量控制，还是执行电压相位控制，并将与选择的控制模式对应的控制模式信号输出至输出切换器5。此外，参照图11、图12后面叙述控制切换判定器6的详细情况。

调制切换判定器7基于dq轴最终电压指令值(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})、及电压检测值V_dc，确定是执行非同步PWM控制，还是执行同步PWM控制，并输出选择的调制模式(同步、非同步)的信号(例如，非同步为“0”(图6中“1”)，同步为“1”(图6中“2”))。此外，参照图13、图14后面叙述调制切换判定器7的详细情况。

电压补偿值生成器21基于扭矩指令值T^*生成电压补偿值(v_{a_async}、v_{a_sync}、α_async、α_sync)并将其输出至电压补偿值矢量转换器22。参照图3后面叙述电压补偿值生成器21的详细情况。

电压补偿值矢量转换器22基于从电压补偿值生成器21输出的电压补偿值(v_{a_async}、α_async)、从电压补偿器23输出的dq轴最终电压指令值(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})、从矢量转换器9输出的最终电压范数V^* _{a_fin}、最终电压相位α^* _fin，输出非同步PWM控制转移用的dq轴电压补偿值(v_{d_async}、v_{q_async})。另外，电压补偿值矢量转换器22基于从电压补偿值生成器21输出的电压补偿值(v_{a_sync}、α_sync)、从电压补偿器23输出的dq轴最终电压指令值(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})、从矢量转换器9输出的最终电压范数V^* _{a_fin}、最终电压相位α^* _fin，输出同步PWM控制转移用的dq轴电压补偿值(v_{d_sync}、v_{q_sync})。参照图4后面叙述电压补偿值矢量转换器22的详细情况。

电压补偿器23基于电压补偿值矢量转换器22的输出、输出切换器5的输出、及调制切换判定器7的输出，生成dq轴最终电压指令值(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})并将其输出至UVW相转换器8及矢量转换器9。参照图5后面叙述电压补偿器23的详细情况。

UVW相转换器8基于电机17的电气角度θ，将dq轴最终电压指令值(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})如以下的数式(1)那样转换成3相电压指令值v^* _u、v^* _v、v^* _w并将其输出。

[数学式1]

矢量转换器9使用从电压补偿器23输出的dq轴最终电压指令值(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})，基于以下的数式(2)转换成电压矢量的最终电压范数v^* _{a_fin}和最终电压相位α^* _fin。

[数学式2]

同步脉冲数判定部10基于电气角速度ω_re(电气角度θ的每单位时间的变化量)和电压相位角速度ωα(后面叙述的电压相位α的每单位时间的变化量)的总和角速度的绝对值|ω_reα|计算同步脉冲数num。

非同步PWM控制部11被从UVW相转换器8输入3相电压指令值(v^* _u、v^* _v、v^* _w)，并且被输入蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc。非同步PWM控制部11基于根据3相电压指令值(v^* _u、v^* _v、v^* _w)和电压检测值V_dc的比率而计算出的比较值、和频率一定的载波三角波的大小判定(比较匹配)，生成用于实现所谓的三角波比较方式的非同步PWM控制的强电元件驱动信号(D^* _uua、D^* _ula、D^* _vua、D^* _vla、D^* _wua、D^* _wla)，并将其输出至PWM输出切换器13。参照图14后面叙述非同步PWM控制部11的详细情况。

同步PWM控制部12计算逆变器14的开关频率与电机17的电气角频率(驱动频率)同步的强电元件驱动信号。具体而言，同步PWM控制部12基于最终电压范数V^* _{a_fin}、最终电压相位α^* _fin、电气角度θ、电压检测值V_dc、同步脉冲数num，生成逆变器14的开关频率与电机17的电气角频率同步的强电元件驱动信号(D^* _uus、D^* _uls、D^* _vus、D^* _vls、D^* _wus、D^* _wls)，并将其输出至PWM输出切换器13。参照图15后面叙述同步PWM控制部12的详细情况。

PWM输出切换器13输出与调制切换判定器7判定的调制模式对应的强电元件驱动信号。具体而言，PWM输出切换器13根据调制切换判定器7输出的调制模式，选择非同步PWM控制部11输出的强电元件驱动信号和同步PWM控制部12输出的强电元件驱动信号的任一方，并将其作为强电元件驱动信号(D^* _uu、D^* _ul、D^* _vu、D^* _vl、D^* _wu、D^* _wl)输出至逆变器14。

逆变器14由3相6臂构成，具备按照每个相有两个合计6个功率元件。逆变器14基于PWM输出切换器13中选择、输出的强电元件驱动信号，驱动功率元件中的每一个，由此生成3相PWM电压(v_u、v_v、v_w)。生成的3相PWM电压(v_u、v_v、v_w)施加于电机17。

电机17以3相驱动，因此，逆变器14和电机17通过与3相对应的3个配线连接。向电机17中，经由u相配线输入U相PWM电压v_u，经由v相配线输入V相PWM电压v_v，且经由w相配线输入W相PWM电压v_w。

电流检测器15检测3相中至少2相的电流(例如i_u、i_v)。此外，作为3相电流的i_u、i_v、及、i_w的和成为零，因此，w相电流值i_w能够通过－iu－i_v求得。

dq轴转换器19基于电流检测器15检测的电流(例如i_u、i_v)和电气角度θ，使用以下的数式(3)转换成dq轴电流检测值(i_d、i_q)。

[数学式3]

电压传感器18检测从蓄电池(Bat.)向逆变器14供给的驱动电压。转子位置传感器16检测电气角度θ。另外，转速运算器20根据电气角度θ的单位时间的变化量计算并输出转速N。

此外，上述构成要素(逆变器14、电机17除外)作为至少一个以上的控制器(控制装置)具备的功能部而构成。该控制器例如由中央运算装置(CPU)、读出专用存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、及输入输出接口(I/O接口)构成，也能够计算扭矩指令值T^*。

(电压补偿值生成器)

图3是表示扭矩指令值T^*和电压矢量的电压范数补偿值的关系的表(上层)、及表示扭矩指令值T^*和电压矢量的电压相位补偿值的关系的表(下层)。

电压补偿值生成器21基于扭矩指令值T^*(与施加于电机17的电压的旋转坐标系(dq轴)的成分相关的状态量)，参照图3上层的表(v_{a_async})输出非同步转移电压范数补偿值v_{a_async}，且参照图3下层的表(α_async)输出非同步转移电压相位补偿值α_async。

同样地，电压补偿值生成器21基于扭矩指令值T^*，参照图3上层的表(v_{a_sync})输出同步转移电压范数补偿值v_{a_sync}，且参照图3下层的表(α_async)输出同步转移电压相位补偿值α_sync。

如图3所示，电压范数补偿值v_a及电压相位补偿值α随着扭矩指令值T^*的增加而单调增加，但增加量减少，另外，就电压范数补偿值v_a及电压相位补偿值α而言，从非同步PWM控制向同步PWM控制切换调制模式时的补偿值(v_{a_async}、α_async)分别比从同步PWM控制向非同步PWM控制切换调制模式时的补偿值(v_{a_sync}、α_sync)大，但根据电机17的规格等不同，大小关系也有时相反。

(电压补偿值矢量转换器)

图4是表示从同步PWM控制向非同步PWM控制切换调制模式时的电压矢量的关系的图(上层)、和从非同步PWM控制向同步PWM控制切换调制模式时的电压矢量的关系的图(下层)。

电压补偿值矢量转换器22使用电压补偿值生成器21的输出、d轴最终电压指令值v^* _{d_fin}的上一次值、q轴最终电压指令值v^* _{q_fin}的上一次值、及矢量转换器9的输出v^* _afin、α^* _fin，通过以下的数式(4)输出向非同步PWM控制转移时的dq轴电压补偿值(v_{d_async}、v_{q_async})。

[数学式4]

电压补偿值矢量转换器22从同步PWM控制向非同步PWM控制切换调制模式时，如图4的上层所示，使用数式(4)输出用于从旋转坐标系(dq轴)中的电压矢量v^* _{_fin}(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})(补偿前)向电压矢量v^* _{_fin}(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})(补偿后)转换的非同步转移电压补偿值(v_{d_async}、v_{q_async})。

另外，电压补偿值矢量转换器22通过以下的数式(5)输出同步PWM控制转移用的dq轴电压补偿值(v_{d_sync}、v_{q_sync})。

[数学式5]

电压补偿值矢量转换器22在从非同步PWM控制向同步PWM控制切换调制模式时，如图4的下层所示，使用数式(5)输出用于从旋转坐标系(dq轴)中的电压矢量v^* _{_fin}(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})(补偿前)向电压矢量v^* _{_fin}(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})(补偿后)转换的同步转移电压补偿值(v_{d_sync}、v_{q_sync})。

此外，在没有v_{a_async}、v_{a_sync}的输入的情况下，在数式(4)及数式(5)中，设为v_{a_async}＝0、v_{a_sync}＝0。

(电压补偿器)

图5是电压补偿器23执行的控制流程。电压补偿器23执行图5所示的步骤S1－S6的处理。

在步骤S1中，电压补偿器23判断从调制切换判定器7输入的调制模式(非同步PWM控制或同步PWM控制)的上一次值是否为同步PWM控制(也可以判断是否为非同步PWM控制，以下也相同)，如果为否(非同步PWM控制)，则转移至步骤S2，如果为是(同步PWM控制)，则转移至步骤S3。

在步骤S2中，电压补偿器23判断调制模式的本次值是否为同步PWM控制，如果为是(同步PWM控制)，则步转移至骤S4，如果为否(非同步PWM控制)，则转移至步骤S5。

在步骤S3中，电压补偿器23判断调制模式的信号的本次值是否为同步PWM控制，如果为否(非同步PWM控制)，则转移至步骤S5，如果为是(同步PWM控制)，则转移至步骤S6。

在步骤S4中，电压补偿器23判断为调制模式从非同步PWM控制切换至同步PWM控制，使用以下的数式(6)计算v^* _{d_fin}及v^* _{q_fin}。此外，在数式(6)中，v^* _{d_iv}及v^* _{q_iv}为输出切换器5的输出。

[数学式6]

在步骤S5中，电压补偿器23判断为调制模式从同步PWM控制切换至非同步PWM控制，使用以下的数式(7)计算v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin}。

[数学式7]

在步骤S6中，电压补偿器23判断为没有调制模式的切换，使用以下的数式(8)计算v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin}。

[数学式8]

(调制模式切换时的电压矢量及扭矩的变化)

图6是说明第一实施方式的电动机的控制装置的效果的图。在图6中，表示调制模式从非同步PWM控制(调制模式为“1”)向同步PWM控制(调制模式为“2”)切换时的电压矢量的电压范数v_a、电压矢量的电压相位α、及扭矩的变化。

如图6的上层左侧所示，在不基于数式(3)进行电压的补偿的情况下，电压相位α按照以规定的时间常数从切换前的值(图6中约80[deg])收敛成切换至同步PWM控制时所需要的值(图6中约77[deg])的方式进行变化。在此，电流矢量控制部1及电压相位控制部2基于dq轴转换器19的输出(i_d、i_q)反馈向电压补偿器23的输出，上述的时间常数反映该反馈的时间常数。

因此，在时刻0.1[s]之后，电压矢量的电压相位α比本来需要的电压相位偏离80[deg]－77[deg]＝3[deg]。因此，由于该原因，扭矩在时刻0.1[s]之后急剧上升，根据上述的时间常数收敛成最初的值，但该行为作为扭矩脉动而出现。

上述的JP3276135B中，在各相中独立地进行非同步PWM控制和同步PWM控制之间的调制模式的切换，因此，在切换各相的调制模式的时刻不相同的情况下，在时间方向上出现多个扭矩脉动。

但是，如图6的上层右侧所示，在本实施方式中，电压补偿器23使用数式(6)补偿输出切换器5的输出并将其输出至矢量转换器9。因此，作为矢量转换器9的输出的电压相位α在切换后立即变化成需要的电压相位，由此能够降低扭矩脉动。

因此，如图6的下层所示，在切换调制模式时不对电压范数及电压相位分别通过补偿值进行补偿的情况下，在切换调制模式的时刻产生扭矩脉动，但在进行了补偿的情况下，降低切换调制模式的时刻的扭矩脉动。

在图6中，在从非同步PWM控制向同步PWM控制切换调制模式时，观察不到电压范数v_a的变化，但根据电机17的运转状态(例如在使电机17的转速N骤然变化的情况下)，电压范数v_a也变化。在该情况下，也不通过数式(6)补偿电压的情况下，与电压相位α同样地描绘由上述的时间常数收敛至切换后成为需要的值的曲线，也产生该情况所引起的扭矩脉动。但是，电压补偿器23使用数式(6)补偿输出切换器5的输出并将其输出至矢量转换器9，由此，也能够降低电压范数v_a所引起的扭矩脉动。

此外，在电压范数v_a所引起的扭矩脉动小的情况下，能够省略电压补偿值生成器21生成非同步转移电压范数补偿值v_{a_async}、及同步转移电压范数补偿值v_{a_sync}。另外，此时，电压补偿值矢量转换器22能够基于非同步转移电压相位补偿值α_async输出dq轴电压补偿值(v_{d_async}、v_{q_async})，且基于同步转移电压相位补偿值α_sync输出dq轴电压补偿值(v_{d_sync}、v_{q_sync})。

图6中表示从非同步PWM控制向同步PWM控制切换调制模式时的行为，但从同步PWM控制向非同步PWM控制切换调制模式时也呈现同样的行为。此时，电压补偿器23使用数式(7)补偿后面叙述的输出切换器5的输出并将其输出至矢量转换器9。

(第一实施方式的效果)

根据第一实施方式的电动机的控制装置，是在固定PWM频率而控制电动机(电机17)的非同步PWM控制、和使PWM频率与电动机(电机17)的驱动频率(电机17的电气角频率)成比例而控制电动机(电机17)的同步PWM控制之间相互切换调制模式的电动机(电机17)的控制装置，其中，在切换调制模式时，基于与施加于电动机(电机17)的电压(v^*)的旋转坐标系(dq轴)的成分(v^* _d、v^* _q(v_a、α))相关的状态量(例如扭矩指令值T^*)即切换之前的状态量(例如扭矩指令值T^*)，计算补偿值(v_{a_async}、α_async、v_{a_sync}、α_sync)，且通过补偿值(v_{a_async}、α_async、v_{a_sync}、α_sync)补偿切换之后的电压(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})。

通过上述结构，能够抑制可在从非同步PWM控制向同步PWM控制切换调制模式时、或从同步PWM控制向非同步PWM控制切换调制模式时产生的电压(电压范数、电压相位)的偏差所引起的电压变动(基于规定的时间常数的电压响应)，能够抑制电机扭矩的变动(扭矩脉动)。

在第一实施方式中，补偿值为旋转坐标系的电压相位成分(α_async、α_sync)。由此，通过对电压变动的抑制补偿贡献度大的电压相位，能够有效地抑制切换调制模式时的电机扭矩的变动。

在第一实施方式中，状态量是电动机(电机17)用于输出规定的扭矩的指令值(扭矩指令值T^*)。由此，通过基于切换调制模式时的电压误差和相间高的扭矩指令值T^*进行电压补偿，能够进一步抑制切换时的电机扭矩的变动。

根据第一实施方式的电动机的控制方法，是在固定PWM频率而控制电动机(电机17)的非同步PWM控制、和使PWM频率与电动机(电机17)的驱动频率(电机17的电气角频率)成比例而控制电动机(电机17)的同步PWM控制之间相互切换调制模式的电动机(电机17)的控制方法，其中，在切换调制模式时，基于与施加于电动机(电机17)的电压(v^*)的旋转坐标系(dq轴)的成分(v^* _d、v^* _q)相关的状态量(例如扭矩指令值T^*)即切换之前的状态量(例如扭矩指令值T^*)，计算补偿值(v_{d_async}、v_{q_async}、v_{d_sync}、v_{q_sync})，且通过补偿值(v_{d_async}、v_{q_async}、v_{d_sync}、v_{q_sync})补偿切换之后的电压(v^* _{d_fin}、v^* _{q_fin})。

通过上述方法，能够抑制可在从非同步PWM控制向同步PWM控制切换调制模式时、或从同步PWM控制向非同步PWM控制切换调制模式时产生的电压(电压范数、电压相位)的偏差所引起的电压变动(规定的时间常数引起的电压响应)，能够抑制电机扭矩的变动。

以后，在说明其它的实施方式之前，详细地说明构成第一实施方式的其它的构成要素，首先，参照图7对电流矢量控制部1的详细情况进行说明。

(电流矢量控制部)

图7是表示电流矢量控制部1的详细情况的图。电流矢量控制部1具有滤波器101、减法器102、PI补偿器103、及加法器104。此外，在图7中，仅表示与d轴电压指令值v^* _{d_i}的计算相关的信号，与该信号相同，与向各块输入输出的q轴电压指令值v^* _{q_i}的计算相关的信号省略。

滤波器101是所谓的低通滤波器。滤波器101是考虑到干涉电压依赖于在dq轴中流通的电流的低通滤波器，设定成满足设为目标的d轴电流的响应性的时间常数。实施了滤波器处理的d轴非干涉化电压指令值v_{d_dcpl_flt}被输出至加法器104。

减法器102运算d轴电流指令值i^* _d和d轴电流检测值i_d的偏差，并将其输出至PI补偿器103。

PI补偿器103为执行所谓的PI控制的运算器。更详细情况而言，PI补偿器103为了使d轴电流指令值i^* _d追随实际电流(d轴电流检测值i_d)而进行基于d轴电流指令值i^* _d和d轴电流检测值i_d的偏差的反馈控制，因此，使用以下数式(9)计算电流反馈电压指令值v_di'。电流反馈电压指令值v_di'被输出至加法器104。

[数学式9]

其中，数式(9)中的K_dp表示d轴的比例增益，K_di表示d轴的积分增益。

而且，如以下的数式(10)所示，在加法器104中，通过将d轴非干涉化电压指令值v_{d_dcpl_flt}和从PI补偿器103输出的电流反馈电压指令值v_di'相加，计算抑制在dq轴中流通电流时产生的干涉电压的d轴电压指令值v^* _{d_i}。另外，图中虽然省略，但q轴电压指令值v^* _{q_i}也与上述的d轴电压指令值v^* _{d_i}同样地计算。计算出的dq轴电压指令值(v^* _{d_i}、v^* _{q_i})被输出至输出切换器5。

[数学式10]

接着，参照图8、图9对电压相位控制部2的详细情况进行说明。

(电压相位控制部)

图8是表示电压相位控制部2的详细情况的图。电压相位控制部2具有调制器201、电压相位表202、滤波器203、扭矩运算器204、PI补偿器205、电压相位指令值限制器206、矢量转换器207、加法器208、及减法器209。

调制器201基于蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc和预先存储的值即基准调制率M^*，使用以下的数式(11)计算电压范数指令值V^* _a。

[数学式11]

计算出的电压范数指令值V^* _a被输出至电压相位表202和矢量转换器207。此外，在此的调制率被定义为相间电压(例如U－V相间的电压v_u－v_v)的基本波成分的振幅相对于电压检测值V_dc的比率。在调制率为1以下的情况下，成为通过PWM控制可生成疑似正弦波电压的通常调制区域，在超过1的情况下，成为即使通过PWM控制要生成疑似正弦波也能够限制上下限的过调制区域。此外，例如当调制率成为1.1时，即使通过PWM控制要生成疑似正弦波，输出的电压也成为所谓的矩形波电压。

电压相位表202使用预先通过实验或解析求得的表，求得与所输入的扭矩指令值T^*、电机17的转速N、及电压范数指令值V^* _a对应的电压相位指令值α_ff(前馈电压相位指令值)。电压相位指令值α_ff被输出至加法器208。此外，在此使用的表中储存有预先通过实验测量出的、标称状态下的各指标的每个动作点的电压相位指令值。

扭矩运算器204存储有预先通过实验等测量出的、表示向电机17流通的d轴及q轴的电流值和电机17上产生的扭矩的关系的表。扭矩运算器204参照该表，根据dq轴电流检测值(i_d、i_q)计算电机17上产生的作为扭矩的推定值的扭矩推定值T_est，并将计算出的值输出至减法器209。

滤波器203为低通滤波器，除去所输入的扭矩指令值T^*的高频噪声(噪声去除处理)，作为扭矩参照值Tref输出至减法器209。

减法器209运算扭矩参照值T_ref和扭矩推定值T_est的偏差T_err，并将该偏差T_err输出至PI补偿器205。

PI补偿器205为执行所谓的PI控制的运算器。PI补偿器205为了进行基于扭矩参照值T_ref和扭矩推定值T_est的偏差T_err的反馈控制，使用下述的数式(12)，计算电压相位指令值α_fb(反馈电压相位指令值)。计算出的电压相位指令值α_fb被输出至加法器208。

[数学式12]

其中，数式(12)中的Kα_p表示比例增益，Kα_i表示积分增益。

加法器208将前馈电压相位指令值α_ff加上反馈电压相位指令值α_fb而得到的值(电压相位指令值)输出至电压相位指令值限制器206。

电压相位指令值限制器206将加法器208的输出值限制在规定的范围αmin～αmax的范围内，将被限制的值作为电压相位指令值α^*输出至矢量转换器207。参照图4对在此的规定的范围αmin～αmax(以下，均称为“α的上下限值”)进行说明。

图9是表示电机17的电压相位和扭矩的关系的一例的图。在作为控制对象的电机17呈现例如图9所示的特性的情况下，作为维持电压相位和扭矩的相关的范围，将图中的曲线的峰值至峰值即±115°设定为α的上下限值。

另外，电压相位指令值限制器206在从加法器208输出的值(电压相位指令值)超过α的上下限值的期间(接近α的上下限值的期间)，将通知电压相位指令值α^*被α的上下限值限制的信号发送至PI补偿器205。PI补偿器205在通过该信号通知电压相位指令值α^*被限制的期间，为了所谓的抗饱和提升而停止积分值的更新。

矢量转换器207以从调制器201输出的电压范数指令值V^*a和电压相位指令值限制器206进行的限制处理后的电压相位指令值α^*为输入，使用以下的式(13)计算dq轴电压指令值(v^* _{d_v}、v^* _{q_v})。计算出的dq轴电压指令值(v^* _{d_v}、v^* _{q_v})被输出至输出切换器5。

[数学式13]

接着，参照图10对输出切换器5的详细情况进行说明。

(输出切换器)

图10是表示输出切换器5的详细情况的图。如图10所示，输出切换器5根据控制模式信号，切换电流矢量控制和电压相位控制。

在控制模式信号指示电流矢量控制的情况下，输出切换器5将从电流矢量控制部1输出的d轴电压指令值v^* _{d_i}作为v^* _{d_iv}进行输出，且将q轴电压指令值v^* _{q_i}作为v^* _{q_iv}进行输出。

在控制模式信号指示电压相位控制的情况下，输出切换器5将从电压相位控制部2输出的d轴电压指令值v^* _{d_v}作为v^* _{d_iv}进行输出，将q轴电压指令值v^* _{q_v}作为v^* _{q_iv}进行输出。输出切换器5输出的dq轴最终电压指令值(v^* _{d_iv}、v^* _{q_iv})被输入电压补偿器23。

接着，参照图11、图12对控制切换判定器6的详细情况进行说明。

(控制切换判定器)

图11是表示控制切换判定器6的详细情况的图。控制切换判定器6具有调制器601、滤波器602、603、605、606、607、电压范数运算器604、控制模式判定器608。

调制器601与参照图8说明的调制器201相同，基于蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc和作为预先存储的值的基准调制率M^*，使用上述的数式(11)计算电压范数指令值V^* _a。计算出的电压范数指令值V^* _a被输出至控制模式判定器608。电压范数指令值V^* _a在控制模式判定器608中被用作可否向电压相位控制切换控制模式的指标。

滤波器602、603为设定成同等特性的低通滤波器，将通过对分别输入的d轴最终电压指令值v^* _{d_fin}和q轴最终电压指令值v^* _{q_fin}实施噪声去除处理而得到的、d轴最终电压指令值v^* _{d_fin_flt}及q轴最终电压指令值v^* _{q_fin_flt}输出至电压范数运算器604。

电压范数运算器604基于输入的d轴最终电压指令值v^* _{d_fin_flt}及q轴最终电压指令值v^* _{q_fin_flt}，使用以下的数式(14)计算平均化电压范数V^* _{a_fin_fit}。计算出的平均化电压范数V^* _{a_fin_flt}被输出至控制模式判定器608。平均化电压范数V^* _{a_fin_flt}在控制模式判定器608中被用作可否向电压相位控制切换控制模式的指标。

[数学式14]

滤波器605为低通滤波器，通过对输入的d轴电流检测值i_d实施噪声去除处理，得到平均化d轴电流检测值i_{d_flt}，并输出至控制模式判定器48。平均化d轴电流检测值i_{d_flt}在控制模式判定器608中被用作可否向电流矢量控制切换控制模式切换的指标。

滤波器606为具有与图8中所示的滤波器203同样的特性的低通滤波器，对输入的d轴电流指令值i^* _d实施噪声去除处理，输出d轴电流参照值i^* _{d_ref}。d轴电流参照值i^* _{d_ref}被输出至滤波器607。

滤波器607为与滤波器605同等的特性的低通滤波器。滤波器607为了使延迟与d轴电流检测值i_{d_flt}侧对齐，通过对d轴电流参照值i^* _{d_ref}实施滤波器处理，得到d轴电流阈值i^* _{d_th}，并将其输出至控制模式判定器608。d轴电流阈值i^* _{d_th}在控制模式判定器608中被用作可否向电流矢量控制切换控制模式的指标。

控制模式判定器608判定从电流矢量控制向电压相位控制的切换、及从电压相位控制向电流矢量控制的切换、的可否(是否需要)。具体而言，参照图12进行说明。

图12是表示控制切换判定器6(控制模式判定器608)的判定基准的图。如图12所示，在选择电流矢量控制时，在检测到平均化电压范数V^* _{a_fin_flt}为电压范数指令值V^* _a以上的情况下，控制模式判定器608判定为从电流矢量控制向电压相位控制切换。另外，在选择电压相位控制时，在检测到平均化d轴电流检测值i_{d_flt}为d轴电流阈值i^* _{d_th}以上的情况下，控制模式判定器608判定为从电压相位控制向电流矢量控制切换。这样确定的控制模式作为控制模式信号输出至输出切换器5。

接着，参照图13、图14对调制切换判定器7的详细情况进行说明。

(调制切换判定器)

图13是表示调制切换判定器7的详细情况的图。调制切换判定器7具备非同步PWM转移电压范数运算器701、同步PWM转移电压范数运算器702、最终电压范数运算器703、调制模式判定器704。

非同步PWM转移电压范数运算器701使用蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc和非同步PWM转移调制率M_async，并使用以下的数式(15)计算非同步转移电压范数V_{a_async}，并将其输出至调制模式判定器704。

[数学式15]

同步PWM转移电压范数运算器702使用蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc和同步PWM转移调制率M_sync，并使用以下的数式(16)计算同步转移电压范数V_{a_sync}，并将其输出至调制模式判定器704。

[数学式16]

最终电压范数运算器703使用从矢量转换器9输出的d轴最终电压指令值v^* _{d_fin}、q轴最终电压指令值v^* _{q_fin}，并使用以下的数式(17)计算最终电压范数V^* _{a_fin}，并将其输出至调制模式判定器704。

[数学式17]

图14是表示调制切换判定器7(调制模式判定器704)的判定基准的图。调制模式判定器704比较非同步转移电压范数V_{a_async}、同步转移电压范数V_{a_sync}、及最终电压范数V^* _{a_fin}，并判断应输出的调制模式。即在调制模式判定器704V^* _{a_fin} ²为V_{a_sync} ²以上时，将调制模式从非同步PWM控制切换至同步PWM控制，在V^* _{a_fin} ²成为V_{a_async} ²以下时，将调制模式从非同步PWM控制切换至同步PWM控制。

接着，参照图15对非同步PWM控制部11的详细情况进行说明。

(非同步PWM控制器)

图15是表示非同步PWM控制部11的详细情况的图。非同步PWM控制部11具有电压利用率提高处理器1101、U相比较值换算器1102、V相比较值换算器1103、W相比较值换算器1104、U相比较器1105、V相比较器1106、W相比较器1107。

为了使相间电压的正弦波生成最大化，电压利用率提高处理器1101对输入的3相电压指令值(v^* _u、v^* _v、v^* _w)实施使用了三次谐波重叠处理等公知的处理方法的电压利用率提高处理，计算3相电压指令值(U相电压指令值v^* _u’、V相电压指令值v^* _v’、W相电压指令值v^* _w’)。计算出的3相电压指令值(U相电压指令值v^* _u’、V相电压指令值v^* _v’、W相电压指令值v^* _w’)分别输出至U相比较值换算器1102、V相比较值换算器1103、W相比较值换算器1104。

U相比较值换算器1102根据蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc和U相电压指令值v^* _u’，使用下述的数式(18)计算U相比较值(负荷比)th_u，并将其输出至U相比较器1105。

[数学式18]

V相比较值换算器1103根据蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc和V相电压指令值v^* _v’，使用下述的数式(19)计算U相比较值(负荷比)th_v，并将其输出至V相比较器1106。

[数学式19]

W相比较值换算器1104根据蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc和W相电压指令值v^* _w’，使用下述的数式(20)计算U相比较值(负荷比)th_w，并将其输出至W相比较器1107。

[数学式20]

在各相的比较运算器(U相比较器1105、V相比较器1106、W相比较器1107)中，基于一定频率的载波三角波和各相的比较值(U、V、W相比较值th_u、th_v、th_w)的比较匹配，生成作为非同步PWM控制时的PWM脉冲的强电元件驱动信号(D^* _uua、D^* _ula、D^* _vua、D^* _vla、D^* _wua、D^* _wla)，并将其输出至PWM输出切换器13。此外，本实施方式的载波三角波的频率例如设为5kHz。

接着，参照图16对同步PWM控制部12进行说明。

(同步PWM控制部)

同步PWM控制部12具有调制率换算器1201、阈值表1202、U相比较器1203、V相比较器1204、W相比较器1205、加法器1206、移位器1207、1208。在本实施方式的同步PWM控制部12中，以电机17的电气角度θ为载波信号的基准，执行基于该载波信号和作为阈值而设定的要PWM开关的电压相位的比较匹配进行脉冲生成的、所谓的电压相位参照方式的同步PWM控制。

同步PWM控制部12将通过加法器1206将最终电压相位α^* _fin和电气角度θ相加所得的值(θ+α^* _fin)作为U相的载波信号(U相同步PWM载波信号)，输出至U相比较器1203，并且也输出至移位器1207、1208。

移位器1207将使电压相位相对于加法器1206的输出进行了－2/3π移位的相位作为V相的载波信号(V相同步PWM载波信号)进行计算，并将其输出至V相比较器1204。

移位器1208将使电压相位相对于加法器1206的输出进行了+2/3π移位的相位作为W相的载波信号(W相同步PWM载波信号)进行计算，并将其输出至W相比较器1205。

调制率换算器1201使用以下的数式(21)，根据最终电压范数v^* _{a_fin}和蓄电池(Bat.)的电压检测值V_dc计算调制率M_fin，并将其输出至阈值表1202。

[数学式21]

阈值表1202根据调制率M_fin和请求同步脉冲数num，参照预先储存的阈值表，求得与调制率M_fin对应的阈值th1～thx。在此的x被设定由请求同步脉冲数num乘以4的值减去2的值(x＝4×num－2)。

[第二实施方式]

图17是表示应用第二实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。第二实施方式的主要结构与第一实施方式共通，但电压补偿值生成器21具备使电压相位控制部2生成的扭矩推定值T_est(参照图8)和电压相位补偿值(α_async、α_sync)分别对应的表。因此，当输入电机17输出的扭矩的推定值(扭矩推定值T_est)时，电压补偿值生成器21基于表生成电压相位补偿值(α_async、α_sync)并将其输出至电压补偿值矢量转换器22。

[第三实施方式]

图18是表示应用第三实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。第三实施方式的主要结构与第一实施方式共通，但电压补偿值生成器21具备使电流指令值生成器3输出的d轴电流指令值i^* _d(或q轴电流指令值i^* _q)和电压相位补偿值(α_async、α_sync)分别对应的表。因此，当输入用于从逆变器14向电机17输出规定的电流的指令值即d轴电流指令值i^* _d(或q轴电流指令值i^* _q)时，电压补偿值生成器21基于表生成电压相位补偿值(α_async、α_sync)并将其输出至电压补偿值矢量转换器22。

另外，电压补偿值生成器21具备使非干涉电压生成器4输出的非干涉电压v^* _{d_dcpl}(或v^* _{q_dcpl})和电压相位补偿值(α_async、α_sync)分别对应的表。因此，当输入用于从逆变器14向电机17输出规定的电流的指令值即非干涉电压v^* _{d_dcpl}(或v^* _{q_dcpl})时，电压补偿值生成器21基于表生成电压相位补偿值(α_async、α_sync)并将其输出至电压补偿值矢量转换器22。

[第四实施方式]

图19是表示应用第四实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。第四实施方式的主要结构与第一实施方式共通，但电压补偿值生成器21具备使dq轴转换器19输出的d轴电流检测值i_d(或q轴电流检测值i_q)和电压相位补偿值(α_async、α_sync)分别对应的表。因此，当输入从逆变器14向电机17输出的电流的推定值即d轴电流检测值i_d(或q轴电流检测值i_q)时，电压补偿值生成器21基于表生成电压相位补偿值(α_async、α_sync)并将其输出至电压补偿值矢量转换器22。

[第五实施方式]

图20是表示应用第五实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。第五实施方式的主要结构与第一实施方式共通，但电压补偿值生成器21具备使同步PWM控制部12(调制率换算器1201)生成的调制率M_fin和电压相位补偿值(α_async、α_sync)分别对应的表。因此，当输入调制率M_fin时，电压补偿值生成器21基于表生成电压相位补偿值(α_async、α_sync)并将其输出至电压补偿值矢量转换器22。

[第六实施方式]

图21是表示应用第六实施方式的电动机的控制装置的电动车辆的主要结构(扭矩指令值输入侧)的图。第六实施方式的主要结构与第一实施方式共通，但电压补偿值生成器21具备使同步脉冲数判定部10输出的同步脉冲数num和电压相位补偿值(α_async、α_sync)分别对应的表。因此，当输入同步脉冲数num时，电压补偿值生成器21基于表生成电压相位补偿值(α_async、α_sync)并将其输出至电压补偿值矢量转换器22。

在本发明中，作为与施加于电机17的电压的旋转坐标系的成分相关的状态量，如上述，可应用扭矩指令值T^*、扭矩推定值T_est、d轴电流指令值i^* _d(或q轴电流指令值i^* _q)、非干涉电压v^* _{d_dcpl}(或v^* _{q_dcpl})、d轴电流检测值i_d(或q轴电流检测值i_q)、调制率M_fin、同步脉冲数num，另外，还能够应用载波频率。

作为状态量，在应用了扭矩指令值T^*、d轴电流指令值i^* _d(或q轴电流指令值i^* _q)、非干涉电压v^* _{d_dcpl}(或v^* _{q_dcpl})、调制率M_fin、同步脉冲数num、载波频率的任一项的情况下，这些成为相当于控制器输出的指令值的状态量。例如，当应用相当于从电机17检测的检测值的状态量时，使用软件的更新周期的1次采样前的状态(检测值)计算补偿值，可能偏离适当的补偿值。通常，检测值振荡，因此，需要适当的过滤，在扭矩、电流变化时，由于过滤处理产生的延迟，可能偏离适当的补偿值。但是，通过应用相当于控制器输出的指令值的状态量，该状态量不依赖于电机17的输出等，能够计算没有软件的更新周期引起的延迟的、适当的补偿值。

另外，在应用扭矩推定值T_est、d轴电流检测值i_d(或q轴电流检测值i_q)的任一项作为状态量的情况下，这些成为相当于从电机17检测的检测值的状态量。例如，在应用相当于控制器输出的指令值的状态量的情况下，在指令值大幅变化的过渡状态下，指令值和检测值中存在差异，因此，当在该时刻切换调制模式时，可能偏离适当的补偿值。但是，通过应用相当于从电机17检测的检测值的状态量，由此，不管过渡状态的有无，均能够计算适当的补偿值。

以上，对本发明的实施方式进行了说明，但上述实施方式只不过表示本发明的应用例的一部分，并不是将本发明的技术范围限定于上述实施方式的具体的构成。

Claims (7)

1.一种电动机的控制装置，在固定PWM频率而控制电动机的非同步PWM控制、和使所述PWM频率与所述电动机的驱动频率成比例而控制所述电动机的同步PWM控制之间相互切换调制模式，其中，

在切换所述调制模式时，

基于与施加于所述电动机的电压的旋转坐标系的成分相关的状态量即切换之前的所述状态量计算补偿值，并通过所述补偿值补偿切换之后的所述电压。

2.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其中，

所述补偿值为所述旋转坐标系的电压相位成分。

3.如权利要求1或2所述的电动机的控制装置，其中，

所述状态量为所述电动机用于输出规定的扭矩的指令值。

4.如权利要求1或2所述的电动机的控制装置，其中，

所述状态量为所述电动机输出的扭矩的推定值。

5.如权利要求1或2所述的电动机的控制装置，其中，

所述状态量为用于向所述电动机输出规定的电流的指令值。

6.如权利要求1或2所述的电动机的控制装置，其中，

所述状态量为向所述电动机输出的电流的检测值。

7.一种电动机的控制方法，在固定PWM频率而控制电动机的非同步PWM控制、和使所述PWM频率与所述电动机的驱动频率成比例而控制所述电动机的同步PWM控制之间相互切换调制模式，其中，

在切换所述调制模式时，

基于与施加于所述电动机的电压的旋转坐标系的成分相关的状态量即切换之前的所述状态量计算补偿值，并通过所述补偿值补偿切换之后的所述电压。

Images