JP6516863B2 - モータ制御装置、電気掃除機およびハンドドライヤー - Google Patents

Description

本発明は、単相の電動機（以下「単相モータ」と称する）を駆動する単相インバータを制御するモータ制御装置ならびに単相モータを用いた電気掃除機およびハンドドライヤーに関する。

電気掃除機およびハンドドライヤーに用いられるモータは、高速回転域では、インバータによって数万ｒｐｍ（revolution per minute）以上の高速で駆動される。この種の高速で駆動されるモータは、高速回転域において、インバータを１パルススイッチングにて駆動される場合がある（例えば、下記特許文献１参照）。

特開２０１５−３４２号公報

位置センサの信号に基づいてセンサ周期に同期したスイッチング制御を実施するモータ制御装置において、上記特許文献１に示される１パルススイッチング制御を実施すると、モータの制御性の確保が困難となるおそれがある。ここで、「モータの制御性の確保」とは、回転数、騒音またはトルクといったモータの性能指標を良好に保つことである。なお、小型モータになる程、また、モータのイナーシャが小さくなる程、モータの制御性の確保が困難になり、安定したモータ制御の実現が困難となる。

一般的に、モータの制御性を確保するためには、運転周波数、すなわちインバータの出力周波数（以下「インバータ周波数」と称する）の１０倍程度の高いキャリア周波数にてインバータを制御することが必要になる。運転周波数の１０倍という数値は、高速回転域においても同様である。

しかしながら、制御性確保のためにキャリア周波数を高く設定すると、スイッチング損失の増加によってスイッチング素子の発熱量が大きくなり、放熱性能構造の確保が必要となって、装置が大型化するといった課題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化を抑制しつつ、安定したモータ制御を実現可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ制御装置は、単相インバータによって駆動される単相モータに流れるモータ電流の検出値に基づいて前記単相インバータをＰＷＭ制御する制御部を備えたモータ制御装置であって、電圧指令の位相にキャリアを同期させた同期ＰＷＭ制御と、前記電圧指令の位相に前記キャリアを同期させない非同期ＰＷＭ制御とが実行され、モータ回転数の増加に応じて前記非同期ＰＷＭ制御から前記同期ＰＷＭ制御に切り替えられ、前記非同期ＰＷＭ制御および前記同期ＰＷＭ制御に使用するキャリア周波数が前記キャリア周波数の上限値である上限周波数よりも低く設定されている。

本発明によれば、装置の大型化を抑制しつつ、安定したモータ制御を実現することができる、という効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ制御システムの構成を示すブロック図 実施の形態１のＰＷＭ制御部における入出力信号と内部の構成部との関係を示すブロック図 実施の形態１に係るＰＷＭ制御部の詳細構成を示すブロック図 実施の形態１における電圧指令とキャリアとの関係およびＰＷＭ信号ならびにモータ印加電圧を示す波形図 ＡＤ変換器の構成の一例を示すブロック図 プロセッサとＡＤ変換器との間の信号の授受の一例を示す図 ＡＤ変換器の起動およびＡＤ変換器からのディジタルデータの読み取りのタイミングを説明するためのタイミングチャート 禁止範囲を決定するためのフローチャート 同期ＰＷＭ制御におけるキャリアと電圧指令と組合せのバリエーションの例を示す波形図 非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御におけるモータ印加電圧を対比して示す波形図 非同期ＰＷＭ制御の場合の電流ＴＨＤと同期ＰＷＭ制御の場合の電流ＴＨＤとを比較して示した図 キャリア周波数と発生ノイズおよび漏洩電流とを従来と比較した比較図 同期ＰＷＭ制御を適用した場合におけるＡＤ変換器の起動およびＡＤ変換器からのディジタルデータの読み取りのタイミングを説明するためのタイミングチャート（同期９パルスの場合） 同期ＰＷＭ制御を適用した場合におけるＡＤ変換器の起動およびＡＤ変換器からのディジタルデータの読み取りのタイミングを説明するためのタイミングチャート（同期８パルスの場合） 禁止期間内でのモータ電流の電流値の推定方法を説明するための図 同期ＰＷＭ制御を適用した場合におけるＡＤ変換器の起動およびＡＤ変換器からのディジタルデータの読み取りのタイミングを説明するためのタイミングチャート（同期３パルスの場合） 実施の形態２における電気掃除機の構成の一例を示す図 実施の形態２におけるハンドドライヤーの構成の一例を示す図 実施の形態１に係る制御手法を電気掃除機またはハンドドライヤーに適用した運転パターンの一例を示すタイムチャート 実施の形態１に係る制御手法を電気掃除機またはハンドドライヤーに適用した運転パターンの他の例を示すタイムチャート

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ制御装置、電気掃除機およびハンドドライヤーを図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ制御システム１の構成を示すブロック図である。図１に示すように、モータ制御システム１は、単相モータ１２と、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電力を供給する単相インバータ１１と、単相インバータ１１への直流電源となる電源１０と、単相モータ１２の図示しないステータに設けられ、単相モータ１２の図示しないロータの回転位置であるロータ回転位置を検出する位置センサ２１と、単相モータ１２に流れる交流電流であるモータ電流を検出する電流検出部である電流センサ２０と、電源１０が単相インバータ１１に印加する直流電圧である直流印加電圧を検出する電圧センサ２３と、ロータ回転位置、モータ電流および直流印加電圧に基づいて単相モータ１２を駆動する単相インバータ１１を制御するモータ制御装置２と、を備える。

単相モータ１２は、ブラシレスモータである。すなわち、ロータは周方向に配列された図示しない複数個の永久磁石を有する。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータの複数個の磁極を形成する。また、ステータには図示しない巻線が巻回されている。モータ電流は、巻線に流れる交流電流である。以下では、磁極数は４極とするが、これ以外でもよい。

位置センサ２１は、ディジタル信号である位置センサ信号をモータ制御装置２に出力する。位置センサ信号は、ロータの回転位置を検出する信号であり、ロータからの磁束の方向に応じて高低の二値を示す。従って、位置センサ信号に含まれるエッジは磁極間に相当する。

電力変換器である単相インバータ１１は、スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４、スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４のそれぞれに逆並列に接続された還流ダイオードであるダイオード１１ｂ１〜１１ｂ４を有して構成される。なお、図１では、スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４としてバイポーラトランジスタを例示しているが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-semiconductor Field effect transistor）に代表される電界効果トランジスタでもよい。また、ＭＯＳＦＥＴを用いる場合、ダイオード１１ｂ１〜１１ｂ４として寄生ダイオードを用いてもよい。

電流センサ２０は、単相モータ１２と単相インバータ１１との間に接続され、モータ電流を検出する。電流センサ２０の検出値はアナログデータである。また、電圧センサ２３は、電源１０が単相インバータ１１に印加する直流印加電圧を検出する。電圧センサ２３の検出値もアナログデータである。

モータ制御装置２は、電流センサ２０により検出されたモータ電流の検出値であるアナログデータをディジタルデータに変換するアナログディジタル変換器（以下「ＡＤ変換器」と表記）３０と、電圧センサ２３により検出された直流印加電圧の検出値であるアナログデータをディジタルデータに変換するＡＤ変換器３５と、ＡＤ変換器３０から読み取られたモータ電流、ＡＤ変換器３５から読み取られた直流印加電圧、位置センサ２１からの位置センサ信号および図示しない回転数指令（回転速度の指令値）に基づいてＰＷＭ（Pulse Width Modulation:パルス幅変調）信号を生成する制御部２５と、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号に基づいて単相インバータ１１内のスイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４を駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部３２とを備える。

制御部２５は、プロセッサ３１、メモリ３４およびＰＷＭ制御部４０を有する。制御部２５は、公知のＰＷＭ制御により、後述するＰＷＭ信号を生成する。駆動信号生成部３２は、制御部２５からのＰＷＭ信号に基づいて、単相インバータ１１内のスイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４のオンまたはオフを制御するための駆動信号を生成して単相インバータ１１に出力する。

つぎに、ＰＷＭ制御部４０について、図１から図３の図面を参照して説明する。図２は、実施の形態１のＰＷＭ制御部４０における入出力信号と内部の構成部との関係を示すブロック図である。図３は、実施の形態１に係るＰＷＭ制御部４０の詳細構成を示すブロック図である。

ＰＷＭ制御部４０は、図１に示すように、キャリア生成部３３およびキャリア比較部３８を有する。また、図２に示すように、キャリア生成部３３には電圧位相θｖが入力され、キャリア比較部３８には、電圧位相θｖ、直流印加電圧Ｖｄｃおよび電圧指令Ｖｍが入力される。キャリア生成部３３は、電圧位相θｖに基づいてキャリアを生成する。キャリア比較部３８は、キャリア、直流印加電圧Ｖｄｃおよび電圧指令Ｖｍに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４を生成する。

キャリア生成部３３は、図３に示すように、キャリア周波数設定部３３ａを有する。キャリア周波数設定部３３ａでは、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆｃ［Ｈｚ］が設定され、電圧位相θｖに同期したキャリアが生成されてキャリア比較部３８およびプロセッサ３１に出力される。キャリア周波数設定部３３ａの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアを示している。なお、本実施の形態で説明するＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがあるが、非同期ＰＷＭ制御の場合には電圧位相θｖに同期させる必要はない。

また、キャリア比較部３８は、図３に示すように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ，３８ｈおよび出力反転部３８ｉ，３８ｊを有する。絶対値演算部３８ａでは、電圧指令Ｖｍの絶対値｜Ｖｍ｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖｍ｜が電圧センサ２３によって検出された直流印加電圧Ｖｄｃで除算される。なお、図１では、電圧センサ２３によって直流印加電圧Ｖｄｃを検出するようにしているが、電源１０が商用電源に接続されている場合など、電源１０の出力電圧が安定している場合には、電圧センサ２３の検出値を使用せずに、ＰＷＭ制御部４０の内部で生成した値もしくはプロセッサ３１から伝達された値を使用してもよい。

乗算部３８ｃでは、電圧位相θｖの正弦値が演算され、除算部３８ｂの出力に乗算される。除算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力に１／２が乗算される。加算部３８ｅでは、除算部３８ｄの出力結果に１／２が加算される。乗算部３８ｆでは、除算部３８ｂの出力に−１が乗算される。ここで、加算部３８ｅの出力は、スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４のうち、高電位側の直流母線１１Ｐに接続されるスイッチング素子１１ａ１，１１ａ３を駆動するための正側電圧指令Ｖｐとして比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、低電位側の直流母線１１Ｎに接続されるスイッチング素子１１ａ２，１１ａ４を駆動するための負側電圧指令Ｖｎとして比較部３８ｈに入力される。そして、比較部３８ｇの出力はスイッチング素子１１ａ１へのＰＷＭ信号となり、比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力はスイッチング素子１１ａ２へのＰＷＭ信号となる。同様に、比較部３８ｈの出力はスイッチング素子１１ａ３へのＰＷＭ信号となり、比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力はスイッチング素子１１ａ４へのＰＷＭ信号となる。出力反転部３８ｉの存在により、スイッチング素子１１ａ１とスイッチング素子１１ａ２とが同時にオンすることはなく、出力反転部３８ｊの存在により、スイッチング素子１１ａ３とスイッチング素子１１ａ４とが同時にオンすることはない。

図４は、実施の形態１における電圧指令とキャリアとの関係および生成されるＰＷＭ信号ならびに単相モータ１２に印加される電圧（以下「モータ印加電圧」と称する）を示す波形図である。図４において、横軸には電圧位相θｖをとり、縦軸には上段部から順に、電圧指令Ｖｐ，Ｖｎおよびキャリア、ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４、モータ印加電圧の波形を示している。

図４では、電圧指令Ｖｐ，Ｖｎの１周期の間にキャリアの山もしくは谷が９つ含まれ、且つ、電圧指令Ｖｐ，Ｖｎとキャリアとは電圧位相θｖに関して同期している。すなわち、図４に示す波形は、同期ＰＷＭの波形である。このような図４に示される波形は、電圧指令１周期に含まれるキャリアの数から、“同期９パルスの波形”もしくは単に“同期９パルス”と称する。

同期ＰＷＭ制御の場合、キャリア生成部３３は、電圧位相θｖに同期したキャリアを生成する。このとき、キャリア比較部３８は、キャリアと電圧指令Ｖｐ，Ｖｎとの大小を比較し、電圧指令Ｖｐ，Ｖｎがキャリアよりも大きければ“Ｈｉｇｈ”の信号を生成し、電圧指令Ｖｐ，Ｖｎがキャリアよりも小さければ“Ｌｏｗ”の信号を生成する。“Ｈｉｇｈ”または“Ｌｏｗ”となる区間の幅は電圧位相θｖによって異なり、一連の“Ｈｉｇｈ”または“Ｌｏｗ”の信号がＰＷＭ信号となる。ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４に基づく駆動信号によって単相インバータ１１のスイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４が駆動され、図４の下段部に示すようなモータ電圧が単相モータ１２に印加され、単相モータ１２は回転する。

つぎに、ＡＤ変換器３０およびＡＤ変換器３５の構成の一例について説明する。なお、ＡＤ変換器３０およびＡＤ変換器３５は、入力される信号が異なるのみであり、基本的な動作は同一である。このため、以下では、ＡＤ変換器３０について説明し、ＡＤ変換器３５の構成および動作の説明は割愛する。また、以下では、ＡＤ変換器３０は逐次比較型である場合について説明するが、ＡＤ変換器３０の具体的構成は逐次比較型に限定されない。

図５は、ＡＤ変換器３０の構成の一例を示すブロック図である。図５に示すように、ＡＤ変換器３０は、制御回路５１、比較器５２、およびＤＡ（ディジタルアナログ）変換器５３を備える。なお、図５に示すＡＤ変換器３０の動作の詳細については特開平５−１５２９６０号公報に記載されている。

制御回路５１は、図示しないプロセッサを有する。比較器５２は、ＤＡ変換器５３からの比較信号ＣＯＭとアナログ入力信号ＡＩＮとの大小を比較し、比較結果を制御回路５１に出力する。アナログ入力信号ＡＩＮは、モータ電流に相当する。制御回路５１は、比較結果に応じてアナログ入力信号ＡＩＮを近似する制御信号ＣＮをＤＡ変換器５３に出力する。ＤＡ変換器５３は、制御信号ＣＮに相当する比較信号ＣＯＭを比較器５２に出力する。制御回路５１は、比較信号ＣＯＭをアナログ入力信号ＡＩＮに逐次近似する制御を実行することで、アナログ入力信号ＡＩＮに相当するディジタルデータＤＯＵＴを求める。制御回路５１は、ディジタルデータＤＯＵＴを図示しないレジスタに保持する。

図６は、プロセッサ３１とＡＤ変換器３０との間の信号の授受の一例を示す図である。まず、プロセッサ３１は、ＡＤ変換器３０に起動信号Ｓ１を出力する。起動信号Ｓ１はＡＤ変換器３０にＡＤ変換の開始を指示する信号である。プロセッサ３１は、起動信号Ｓ１を出力することによりＡＤ変換器３０を起動する。

ＡＤ変換器３０は、起動信号Ｓ１を受けると、アナログデータをディジタルデータに変換するＡＤ変換処理を開始する。具体的には、ＡＤ変換器３０の制御回路５１が、起動信号Ｓ１を受けると、逐次比較処理を開始する。

ＡＤ変換器３０は、ＡＤ変換完了後、ＡＤ変換が完了したことを示す完了信号Ｓ２をプロセッサ３１に出力する。具体的には、制御回路５１が完了信号Ｓ２をプロセッサ３１に出力する。プロセッサ３１は、ＡＤ変換器３０から完了信号Ｓ２を受けた後、ＡＤ変換器３０からディジタルデータを読み取る。具体的には、プロセッサ３１は、制御回路５１内のレジスタに記憶されたディジタルデータを読み取る。

このように、ＡＤ変換器３０は、プロセッサ３１から起動信号Ｓ１が入力されるとＡＤ変換処理を開始し、ＡＤ変換処理が完了するとプロセッサ３１に完了信号Ｓ２を出力して、ＡＤ変換処理を停止する。

つぎに、図７を参照して、ＡＤ変換器３０の起動およびＡＤ変換器３０からのディジタルデータの読み取りのタイミングについて説明する。図７は、ＡＤ変換器３０の起動およびＡＤ変換器３０からのディジタルデータの読み取りのタイミングを説明するためのタイミングチャートである。なお、図７の例は、モータ電流の周期Ｔ_Ｉと、キャリアの周期Ｔ_ｃとが整数倍の関係にはない例、すなわち非同期ＰＷＭ制御の場合の例である。

図７において、「位置センサ信号」は、プロセッサ３１に入力された位置センサ２１の出力信号を表す。なお、位置センサ信号の直下に付された角度はロータの機械角である。位置センサ信号は、４極のロータに対応して、機械角で０°、９０°、１８０°、２７０°、３６０°にエッジを含む。

「ロータ回転角」は、ロータの電気角を表す。すなわち、磁極数をＰとして電気角＝機械角×Ｐ／２で与えられる。プロセッサ３１は、位置センサ信号に基づいてロータ回転角を算出する。なお、ロータ回転角の直下に付された角度は電気角である。

「モータ電流」は、モータ電流の波形を表す。「モータ電流」は、「ロータ回転角」との比較のために示している。図７に示すように、位置センサ信号のエッジはモータ電流のゼロクロス点と同期している。ここでゼロクロス点は、信号の波形における極性の変化点であり、極性が正から負へまたは負から正へ切り替わる点である。図７では、互いに隣り合うゼロクロス点Ａ１，Ａ２を示している。ゼロクロス点Ａ１からゼロクロス点Ａ２までの期間は、ゼロクロス点Ａ１，Ａ２で決まるモータ電流の電気半サイクルである。このように、以下では、まず位置センサ信号のエッジをモータ電流のゼロクロス点と同期させた制御をする場合について説明する。この場合、ロータ回転角は、モータ電流の位相情報を与える。

つぎに、「ＡＤ変換器動作タイミング」と「キャリア」について説明する。「ＡＤ変換器動作タイミング」はＡＤ変換処理を表し、「キャリア」はキャリアの波形を表す。本実施の形態では、ゼロクロス点を含む一定の位相角範囲はＡＤ変換器３０の起動が禁止された禁止範囲とする。具体的には、ゼロクロス点を中心に前後それぞれαからなる合計２αの位相角範囲を禁止範囲とする。プロセッサ３１は、禁止範囲内においてＡＤ変換器３０に起動信号Ｓ１を出力せず、起動信号Ｓ１が入力されないＡＤ変換器３０はＡＤ変換処理を実行せず、ＡＤ変換処理を完了したことを示す完了信号Ｓ２を出力しない。

禁止範囲以外の範囲は、ＡＤ変換器３０の起動が許可された許可範囲である。なお、禁止範囲か許可範囲かに関係なく、ＡＤ変換器３０からのディジタルデータの読み取りは許可される。許可範囲は、隣り合う禁止範囲間となる。禁止範囲に相当する期間、すなわち禁止範囲を時間に読み替えたものを、以下では禁止期間という。同様に、許可範囲に相当する期間を、以下では許可期間という。禁止期間は禁止範囲と実質同一であり、許可期間は許可範囲と実質同一である。

モータ電流の電気１サイクルである周期Ｔ_Ｉを使用すると、禁止期間の長さは２×（α／３６０）×Ｔ_Ｉで与えられ、モータ電流の電気半サイクルである半周期中における許可期間の長さはＴ_Ｉ／２−２×（α／３６０）×Ｔ_Ｉで与えられる。

αは０よりも大きく、且つ９０°未満の予め決められた角度である。図示例では、αは１０°である。この場合、禁止範囲は、−１０°以上、且つ１０°以下の範囲、１７０°以上、且つ１９０°以下の範囲、３５０°以上、且つ３７０°以下の範囲、５３０°以上、且つ５５０°以下の範囲、７１０°以上、且つ７３０°以下の範囲である。プロセッサ３１は、ロータ回転角を算出した後、ロータ回転角と予め決められたαとに基づいて、禁止範囲および許可範囲を決定する。

なお、図７の例では、プロセッサ３１によるＡＤ変換器３０の起動およびＡＤ変換器３０からの読み取りは、キャリア生成部３３で発生させるキャリアの山点のタイミングで行っているが、キャリアの山点以外のタイミングで行ってもよいし、谷点のタイミング、または山点と谷点の両方のタイミングで行ってもよい。また、キャリアによらずにタイミングを決めてもよい。ただし、１つのサンプリングデータに対するＡＤ変換処理は、キャリアの周期Ｔ_ｃよりも短い時間で実行されるものとする。

つぎに、「ＡＤ変換器動作タイミング」について詳細に説明する。以下では、「期間」を用いて説明するが「範囲」に読み替えることもできる。プロセッサ３１は、算出されたロータ回転角に基づき、山点のタイミングである時刻ｔ０が許可期間内にあるか否かの判定を行う。時刻ｔ０は、禁止期間内にあるので、プロセッサ３１は、ＡＤ変換器３０の起動を行わない。

つぎに、プロセッサ３１は、算出されたロータ回転角に基づき、時刻ｔ０に続く山点のタイミングである時刻ｔ１が許可期間内にあるか否かの判定を行う。時刻ｔ１は許可期間内にあるので、プロセッサ３１は、時刻ｔ１において、ＡＤ変換器３０に起動信号Ｓ１を出力する。なお、この場合の許可期間は、ゼロクロス点Ａ１からゼロクロス点Ａ２まで電気半サイクル中に含まれる。ＡＤ変換器３０は、起動信号Ｓ１を受けると、ＡＤ変換処理を実行する。図７では、ＡＤ変換中の範囲を斜線付の「ＡＤ変換」で示している。ＡＤ変換器３０は、ＡＤ変換処理を完了すると、完了信号Ｓ２をプロセッサ３１に出力し、プロセッサ３１はＡＤ変換器３０から完了信号Ｓ２を受ける。

なお、図７の動作波形は、１つの許可期間内に、キャリアの山点が２個以上含まれる場合の一例である。このため、時刻ｔ１に続く山点のタイミングである時刻ｔ２は、許可期間内にある。そこで、プロセッサ３１は、時刻ｔ２において、ＡＤ変換器３０からディジタルデータを読み取ると共にＡＤ変換器３０に起動信号Ｓ１を出力する。そして、プロセッサ３１は、このディジタルデータを制御に使用する。ＡＤ変換器３０は、起動信号Ｓ１を受けると、ＡＤ変換処理を実行し、ＡＤ変換後のディジタルデータでレジスタを書き換える。ＡＤ変換器３０は、ＡＤ変換処理を完了すると、完了信号Ｓ２をプロセッサ３１に出力し、プロセッサ３１はＡＤ変換器３０から完了信号Ｓ２を受ける。

つぎに、プロセッサ３１は、算出されたロータ回転角に基づき、時刻ｔ２に続く山点のタイミングである時刻ｔ３が許可期間内にあるか否かの判定を行う。時刻ｔ３は許可期間内にあるので、プロセッサ３１は、時刻ｔ３において、ＡＤ変換器３０からディジタルデータを読み取ると共にＡＤ変換器３０に起動信号Ｓ１を出力する。そして、プロセッサ３１は、このディジタルデータを制御に使用する。ＡＤ変換器３０は、起動信号Ｓ１を受けると、ＡＤ変換処理を実行し、ＡＤ変換後のディジタルデータでレジスタを書き換える。ＡＤ変換器３０は、ＡＤ変換処理を完了すると、完了信号Ｓ２をプロセッサ３１に出力し、プロセッサ３１はＡＤ変換器３０から完了信号Ｓ２を受ける。

つぎに、プロセッサ３１は、算出されたロータ回転角に基づき、時刻ｔ３に続く山点のタイミングである時刻ｔ４が許可期間内にあるか否かの判定を行う。時刻ｔ４は許可期間内にあるので、プロセッサ３１は、時刻ｔ４において、ＡＤ変換器３０からディジタルデータを読み取ると共にＡＤ変換器３０に起動信号Ｓ１を出力する。そして、プロセッサ３１は、このディジタルデータを制御に使用する。ＡＤ変換器３０は、起動信号Ｓ１を受けると、ＡＤ変換処理を実行し、ＡＤ変換後のディジタルデータでレジスタを書き換える。ＡＤ変換器３０は、ＡＤ変換処理を完了すると、完了信号Ｓ２をプロセッサ３１に出力し、プロセッサ３１はＡＤ変換器３０から完了信号Ｓ２を受ける。

さらに、プロセッサ３１は、算出されたロータ回転角に基づき、時刻ｔ４に続く山点のタイミングである時刻ｔ５が許可期間内にあるか否かの判定を行う。時刻ｔ５は禁止期間内にあるので、ＡＤ変換器３０に起動信号Ｓ１を出力しない。また、プロセッサ３１は、時刻ｔ５がゼロクロス点Ａ１からゼロクロス点Ａ２まで電気半サイクル中にあるか否かの判定を行う。時刻ｔ５は当該電気半サイクル中にあるので、プロセッサ３１は、時刻ｔ５において、ＡＤ変換器３０からディジタルデータを読み取る。そして、プロセッサ３１は、このディジタルデータを制御に使用する。

プロセッサ３１は、単相モータ１２の運転中に以上のような動作を繰り返している。

図８は、禁止範囲を決定するためのフローチャートである。図８に示すように、プロセッサ３１は、位置センサ信号からロータ回転角を算出し（ステップＳ１０１）、算出されたロータ回転角に基づいて、モータ電流のゼロクロス点を算出し（ステップＳ１０２）、ゼロクロス点を含む前後αの範囲を禁止範囲に設定する（ステップＳ１０３）。

以上の説明では、位置センサ信号のエッジとモータ電流のゼロクロス点とが同期することを前提とした。ここで、位置センサ信号のエッジとモータ電流のゼロクロス点とが同期しない場合の制御について簡単に説明する。

単相モータ１２は、運転開始時には、位置センサ信号のエッジとモータ電流のゼロクロス点とが同期するようにして運転される。しかし、回転数の増加に伴い、位置センサ信号のエッジとモータ電流のゼロクロス点とが同期しなくなる。特に、回転数が例えば７万ｒｐｍ以上のようないわゆる高回転数領域に達すると、位置センサ信号のエッジとモータ電流のゼロクロス点との非同期が生ずる。このように非同期が生ずると、図８のようにして設定した禁止範囲を再設定する必要が生ずる場合がある。

禁止範囲の再設定は以下のように実施される。プロセッサ３１は、ＡＤ変換器３０から読み取ったディジタルデータを時系列で監視し、同一の許可範囲内でディジタルデータの前回値と今回値とを比較し、前回値と今回値とで極性が切り替わっていないかどうかの判定をする。前回値と今回値とで極性が切り替わった場合は、許可範囲内にゼロクロス点が含まれることになるので、この場合は、検出されたゼロクロス点をもとに、禁止範囲を再設定する。禁止範囲の再設定により、許可範囲も再設定される。以後、プロセッサ３１は、再設定された許可範囲内でのみＡＤ変換器３０の起動およびＡＤ変換器３０からの読み取りを行う。

以上の手法により非同期ＰＷＭ制御においても、モータ電流の検出が可能である。

つぎに、同期ＰＷＭ制御を適用した場合におけるモータ電流の検出手法法について説明する。同期ＰＷＭ制御は、前述した図４の上段部に示す波形ようにモータの電気角周期に対して整数倍のキャリア周波数となるように制御する手法である。同期ＰＷＭ制御を行うと、電気角周波数が同一であれば電気角周期中のインバータ出力電圧が周期によって変わらず同一の電圧となる。

図９は、同期ＰＷＭ制御におけるキャリアと電圧指令と組合せのバリエーションの例を示す波形図であり、横軸には電圧位相θｖをとり、縦軸には下から、同期３パルス、同期６パルス、同期９パルスで制御するときのキャリアの波形および電圧指令Ｖｐの波形を示している。

同期ＰＷＭ制御では、電圧指令Ｖｐ（電圧指令Ｖｎでも同じ）の周波数に対してキャリアの周波数が例えば３倍、６倍、９倍の関係になるように制御する。キャリアの周波数を、３倍、６倍、９倍と変化させると、キャリアの半周期中に含まれるパルス数が、それぞれ３パルス、６パルス、９パルスであるＰＷＭ信号が生成される。キャリアと電圧位相θｖとが同期していることから、これらのパルスは、“同期３パルス”、“同期６パルス”、“同期９パルス”と称される。なお、図９では図示していないが、キャリア周波数は９倍より高い周波数に設定することも可能である。ただし、電圧指令Ｖｐの１周期に対してＰＷＭ信号のパルス数が増加するため、出力電圧の精度が向上する一方で、スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４のスイッチング回数が増加する。すなわち、キャリア周波数の増大はスイッチング損失の増加に繋がり、キャリア周波数の増大とスイッチング損失の増加とはトレードオフの関係にある。

図１０は、非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御におけるモータ印加電圧を対比して示す波形図であり、図１１は、非同期ＰＷＭ制御の場合のモータ電流に関する全高調波歪（Total Harmonic Distortion：以下「電流ＴＨＤ」と表記）と同期ＰＷＭ制御の場合の電流ＴＨＤとを比較して示した図である。非同期ＰＷＭ制御の場合、図１０の上段部に示すように、正電圧側のモータ印加電圧と負電圧側のモータ印加電圧とは、正電圧から負電圧に切り替わる１周期中の中心時刻ｔ_ｍに対し、左右が非対称の波形となっており、印加電圧のアンバランスが生じている。これに対し、同期ＰＷＭ制御の場合には、１周期中の中心時刻ｔ_ｍに対し、左右が対称波形となっており、モータ印加電圧のアンバランスは抑制されている。このため、図１１に示すように、同期ＰＷＭ制御の場合の電流ＴＨＤは、非同期ＰＷＭ制御の場合の電流ＴＨＤよりも小さくなる。その結果、同期ＰＷＭ制御の場合では、電流の歪みにより発生するトルク脈動が抑制でき、単相モータ１２の回転数の脈動による振動および騒音の発生を抑制することが可能となる。

なお、非同期ＰＷＭ制御の場合、電圧指令に対してキャリア周波数が十分高い場合には出力電圧の歪を抑制することが可能であるが、電圧指令に対してキャリア周波数が低い場合には、出力電圧の歪を抑制することは困難である。そのため、非同期ＰＷＭ制御の場合、キャリア周波数を電圧指令に対して１０倍以上に設定することが好ましい。

これに対し、同期ＰＷＭ制御の場合、電圧指令に対してキャリア周波数が低い状態でも電流の脈動を抑制することができるので、例えば電圧指令に対して３倍〜９倍といった低いキャリア周波数を選択することが可能となる。このため、本実施の形態のように、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とを併用した場合、非同期ＰＷＭ制御のみで制御する従来に比べて、キャリア周波数を低減させた状態でも、単相モータ１２を安定して駆動することが可能となる。

図１２は、キャリア周波数と発生ノイズおよび漏洩電流とを従来と比較した比較図である。同期ＰＷＭ制御を併用してキャリア周波数を低減させた場合、スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４のスイッチング回数が低減するため、単相インバータ１１で発生するノイズおよび単相モータ１２から漏洩する電流は、図１２に示すように、非同期ＰＷＭ制御のみを行う従来に比べて、低くすることが可能となる。

図１３は、同期ＰＷＭ制御を適用した場合におけるＡＤ変換器３０の起動およびＡＤ変換器３０からのディジタルデータの読み取りのタイミングを説明するためのタイミングチャートである。図１３では、同期９パルスの場合の動作波形を示しており、位置センサのエッジとモータ電流のゼロクロスとは同期している。

同期ＰＷＭ制御を適用すれば、ロータ回転角の１周期に対して任意のキャリア数（図では９つ）でモータ制御することができるため、ＡＤ変換のタイミングを電流位相に対して同一とすることができる。また、禁止期間の判定が容易であるため、ＡＤ変換で得られる電流値と位相の関係の推定が容易となり、高精度なモータ制御が可能となる。さらに、ロータ回転周波数の変化に追従してキャリア周波数を変化させるため、ロータ回転数によらず、１周期中に得られる電流データの数を確保することができる。

また、ＡＤ変換禁止期間αと同期ＰＷＭパルス数の関係から、ロータ回転角１周期中にＡＤ変換の実施可能な回数を推定することができる。逆に、１周期中に必要なＡＤ変換実施回数（すなわちモータ電流検出回数）から同期ＰＷＭパルス数を選定することも可能である。なお、ここでの説明は、位置センサのエッジとモータ電流のゼロクロスが同期している場合の説明であるが、ＡＤ変換禁止期間と同期ＰＷＭパルス数からＡＤ変換実施回数を求めること、ＡＤ変換実施回数から同期ＰＷＭパルス数を選定することについては、非同期の場合についても実施可能である。

つぎに、本実施の形態の効果について説明する。モータ電流のゼロクロス点ではノイズが発生することが知られている。具体的には、単相インバータ１１のスイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４のオンまたはオフ動作に際してノイズが発生することから、電流極性が切り替わるゼロクロス点ではスイッチングに起因するノイズがモータ電流に含まれることになる。また、モータ電流のゼロクロス点では、スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４に逆並列に接続されたダイオード１１ｂ１〜１１ｂ４にリカバリー電流が流れ、このリカバリー電流もノイズの要因となる。

これに対して、本実施の形態では、モータ電流の各ゼロクロス点を含む一定の範囲をＡＤ変換器３０の起動を禁止する禁止範囲に設定し、隣接する禁止範囲間にＡＤ変換器３０の起動を許可する許可範囲を設定している。

プロセッサ３１は、許可範囲内においてＡＤ変換器３０に起動信号Ｓ１を出力し、且つ当該許可範囲を含む隣り合うゼロクロス点で決まる電気半サイクル中でディジタルデータを読み取る。ここで許可期間はゼロクロス点を含まない連続する期間である。これにより、プロセッサ３１は、ゼロクロス点を含まない許可範囲内で起動されたＡＤ変換器３０により変換処理されたディジタルデータを制御に使用することができるので、ノイズの制御への影響を抑制し、安定したモータ制御を実現することが可能となる。

また、ノイズの影響を抑制することができることから、モータ制御システム１を備えた電気機器の品質の向上を図ることができる。さらに、ノイズの影響を抑制することで、モータ制御システム１にノイズ除去用のフィルタを設ける場合でも、フィルタ定数を小さくできることから、フィルタの小型化が可能となる、部品の小型化を図ることができる。

一般に、プロセッサ３１は、モータ電流の互いに隣り合うゼロクロス点間の期間である電気半サイクルのうち、ゼロクロス点を含まない連続する期間内においてＡＤ変換器３０を起動し、ＡＤ変換器３０が起動された電気半サイクルと同一の電気半サイクル中にＡＤ変換器３０の起動により得られたディジタルデータを読み取る。これにより、上記した本実施の形態の効果が得られる。

ここで、モータ電流のゼロクロス点を含まない連続する期間は、同一の許可期間と同義であり、ゼロクロス点を跨いで複数の期間からなるものではないことを意味する。つまり、本実施の形態では、第１の許可期間でＡＤ変換器３０を起動し、第１の許可期間後の第２の許可期間でＡＤ変換器３０から起動信号Ｓ１の入力により変換処理されたディジタルデータを読み取る、といった処理は排除される。

なお、上記説明から明らかなように、モータ電流のゼロクロス点を含まない連続する期間はモータ電流の半周期よりも短く、隣り合うゼロクロス間点に設定される。

また、本実施の形態では、同期ＰＷＭ制御の併用によって以下の効果を得ることができる。

まず、同期ＰＷＭ制御により、ＡＤ変換のタイミングをあらかじめ想定することができることから、回転数に応じた電流検出条件（検出回数・位相等）を最適に設定することができ、安定性の高いモータ制御が可能となる。

また、同期ＰＷＭ制御により、キャリア周波数を低減してスイッチング素子のスイッチング回数を削減することが可能となり、インバータのスイッチング損失を低減し、高効率な駆動システムを実現することができる。さらに、スイッチング損失の低減により、インバータ基板の発熱を抑制することが可能となり、放熱用フィンの小型化および削減が可能となる。さらに、放熱フィンの削減により、システムおよび製品の小型化、軽量化が可能である。さらに、放熱構造に関しても自由度が向上するため、放熱のための風路および配置の制約を小さくすることができる。特に、空冷の場合、基板に対して外気を当てなくて済むため、懸念される空気中の塵埃、水分等による短絡、絶縁破壊、素子劣化等の信頼性悪化を抑制することが可能となり、高信頼なシステムの実現可能となる。

また、キャリア周波数の低減により、インバータ短絡防止時間（デッドタイム）の影響を抑制することができ、インバータ出力電圧の上限低下を抑制することができるので、電源がバッテリー等、電力系統から供給されていないシステム（製品）の場合、高効率化と合せて電源部およびシステムの小型化、軽量化、使用期間の長時間化が可能である。

また、同期ＰＷＭ制御により、モータの誘起電圧歪みを抑制することが可能となり、また、電圧歪みに起因する鉄損および速度変動等に起因する騒音の低減が可能となり、高効率且つ低騒音の駆動システムの実現が可能となる。

また、図１２を参照して説明したように、キャリア周波数の低減により、単相インバータ１１で発生するノイズおよび単相モータ１２からの漏洩電流の抑制が可能となる。ノイズおよび漏洩電流の抑制により、装置の信頼性が向上し、ノイズ対策のコスト低減も可能である。このため、従来の絶縁素材に比べて静電容量が大きいＰＥＴフィルムなどの薄い素材をステータのスロットに絶縁として巻いてもよく、巻線の占積率を向上させることができる。また、巻線の占積率を向上によりモータが高効率化し、漏洩電流が増加したとしても、外付け回路等の追加なく対策が可能となる。

図１４は、同期ＰＷＭ制御における同期パルス数のバリエーションの一例を示す図である。図１３では、同期９パルスの場合の読み取りタイミングを示したが、図１４では、同期８パルスの場合の読み取りタイミングを示している。上述のように、本実施の形態では、モータ電流のゼロクロス点と同期している位置センサ信号のエッジの前後、すなわち位置センサ信号の切り替え付近では電流検出を行わないようにしている。このため、同期パルス数が奇数の場合には、検出を行わない領域とキャリアの山もしくは谷との関係が非対称となるが、同期パルス数が偶数の場合には、電流の正負に関わらず対称となる。その結果、同期パルス数が偶数の場合には、ＡＤ変換可能な回数が毎回同数となるため、同期パルス数が奇数の場合に比して、位相における制御性の差異が小さくなり、安定した制御が可能になるという効果がある。

つぎに、禁止期間内におけるモータ制御について説明する。本実施の形態では、禁止期間内は、プロセッサ３１はＡＤ変換器３０から読み取りを行わないが、禁止期間の直前の許可期間で得られたモータ電流の実測値からモータ電流の電流値を推定し、この推定された電流値を用いてモータ制御を行ってもよい。

図１５は、禁止期間内でのモータ電流の電流値の推定方法を説明するための図である。図１５において、「位置センサ信号」および「モータ電流」は図７と同様である。「検出電流」は、実際に実測された「検出値」と禁止期間内で推定された「推定値」とからなる。なお、「検出値」は黒丸で、「推定値」は白丸で示している。点Ｎ−３から点Ｎ−１は禁止期間の直前の許可期間で実測された３点を示している。また、点Ｎ＋２および点Ｎ＋３は禁止期間の直後の許可期間で実測された２点を示している。点Ｎおよび点Ｎ＋１は、禁止期間で推定された２点を示している。「推定値」は次のようにして求めることができる。禁止期間内にはゼロクロス点が存在するので、モータ電流は直線で近似可能である。そこで、禁止期間の直前の許可期間で実測された直近の２点である点Ｎ−２および点Ｎ−１を通る直線を求め、当該直線上に電流値が存在すると推定して点Ｎおよび点Ｎ＋１を求めることができる。

なお、禁止期間内でのモータ電流の推定方法は上記した例に限定されない。例えば禁止期間の直前の許可期間で実測された直近の複数点を用いて、多項式近似により、点Ｎおよび点Ｎ＋１を推定してもよい。

また、モータ制御において、モータ電流を直交２軸のｄｑ軸に分解して制御するベクトル制御を用いる場合、モータ電流を直流量として扱うことができるため、上記した電流値の推定を精度良く行うことが可能となる。

本実施の形態では、禁止範囲を規定するαを例えば１０°としたが、これに限定されない。ただし、αをあまり大きくすると、禁止範囲内で推定する電流値の個数が多くなり、αをあまり小さくすると、ゼロクロス点で発生するノイズの影響を受ける可能性がある。そこで、αは例えば５°以上かつ１５°以下の範囲から選択するとよい。また、禁止範囲はゼロクロス点に対して非対称でもよい。

なお、本実施の形態では、単相モータ１２に位置センサ２１を設け、位置センサ２１からの位置センサ信号に基づいてロータ回転角を算出しているが、位置センサ２１によらずに位置センサ信号を推定してもよい。いわゆるセンサレスモータにおける回転位置の推定については、例えば、特許５６１９１９５号公報に記載されている。

スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４およびダイオード１１ｂ１〜１１ｂ４は、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成することができる。ワイドギャップ半導体は、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）またはダイヤモンドである。スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４の耐電圧性および許容電流密度が高くなるため、スイッチング素子１１ａ１〜１１ａ４の小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。

なお、図７、図１３および図１４では、キャリアの山のみで電流検出を実施する場合を例示したが、キャリアの谷のみで電流検出を実施してもよい。また、図１６のように、キャリアの山と谷の双方で電流検出を実施してもよい。図１６では、同期ＰＷＭ制御における同期パルス数のバリエーションとして同期３パルスの場合の読み取りタイミングを示している。図１６に示す例によれば、キャリアの山と谷の双方で電流検出を実施するようにしているので、キャリア周波数を低減したとしても、電流検出回数を確保することが可能となり、高効率および高信頼性の装置を実現することができる。

また、本実施の形態ではＡＤ変換をキャリアに同期させて逐次起動させているが、ＡＤ変換処理はキャリア同期にて常時実施させて、制御への反映のみ禁止期間のデータを用いない様にしたとしても問題ない。

なお、一般的に単相モータは三相モータに比べて回転数の変動およびトルクの変動（「トルク脈動」ともいう）が起こりやすく、さらに小型のモータであるほどイナーシャが小さいため、トルク脈動の影響を大きく受けやすく、所望の運転条件にて安定駆動することが困難である。

また、非同期ＰＷＭ制御の場合では、電気角周期中のキャリア数が整数倍の関係ではないので、電気角周期毎でのインバータ出力電圧に差異があり、最適な制御が困難である。これは、電気角周期毎での電気角位相に対するキャリアの位相が異なるため、制御ズレが発生するからであるが、これが原因でモータ制御にてトルクや回転数の変動を起こす原因ともなる。

そこで、本実施の形態のような単相モータの駆動に対しては、同期ＰＷＭ制御を適用することで、単相モータ特有のトルク脈動以外の制御に起因するトルク変動および回転数変動を抑制することができ、安定したモータ駆動の実現が可能となる。

また、単相モータ駆動において、トルク脈動は周期的に発生するため、同期ＰＷＭを実施することでキャリアとモータ位相の関係が容易に推定可能となり、トルク脈動を考慮したインバータ出力制御が比較的容易に実施することができ、安定したモータ駆動の実現が可能となる。

実施の形態２．
実施の形態１では、モータ制御装置２、単相インバータ１１および単相モータ１２を備えたモータ制御システム１について説明した。本実施の形態では、実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を備えた電気機器について説明する。電気機器としては、特に電気掃除機とハンドドライヤーについて説明する。

図１７は、電気掃除機６１の構成の一例を示す図である。電気掃除機６１は、延長管６２、吸込口体６３、電動送風機６４、集塵室６５、操作部６６、バッテリー６７およびセンサ６８を備える。電動送風機６４は、実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を備える。電気掃除機６１は、バッテリー６７を電源として電動送風機６４を駆動し、吸込口体６３から吸込みを行い、延長管６２を介して集塵室６５へごみを吸引する。使用の際は操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。

操作部６６は、図示しない電源スイッチおよび加速スイッチを有している。ここで、電源スイッチはバッテリー６７から図示しない主回路および制御回路への電源供給を切り替えるスイッチである。また、加速スイッチは、電動送風機６４を低速回転から定常回転まで加速させる制御に切り替えるスイッチである。

なお、低速回転とは、定常回転数の１／１０以下の回転をいう。例えば定常回転数が１０万回転の場合、１万回転以下の回転が低速回転である。

上記した電源スイッチをオンしバッテリー６７から主回路および制御回路へ電源供給が開始されることでセンサ６８も同時に検出を開始する。

センサ６８は、電気掃除機６１の動きまたは人の動きを検知する。センサ６８から電気掃除機６１の動きまたは人の動きを検知した信号が電動送風機６４内に入力されたことをトリガーとして、電動送風機６４内の図示しないモータの低速起動が開始される。

低速起動開始後に上記した加速スイッチをオンすることでモータは低速回転から定常回転数まで加速する。なお、電源スイッチをオンするより前に加速スイッチをオンしていた場合は、電源スイッチをオンすることで起動から定常回転数まで加速されて通常動作となる。

また、定常回転数で回転している状態から加速スイッチのみをオフした場合、モータは停止せずに低速回転で運転し続ける。低速回転で運転し続けることで、掃除の合間の移動で、蓄積された塵埃が集塵室６５から延長管６２を伝って排出される可能性を抑制することができる。また、低速回転においても、同期ＰＷＭを実施する事で低速駆動中のアイドリング損失を抑制することができる。

センサ６８は、電気掃除機６１の動きを検知するジャイロセンサまたは人の動きを検知する人感センサである。どちらを用いて起動する場合でも定常回転数までの到達時間を短縮することが可能となる。この際、電気掃除機６１に実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を適用することで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、より高速な応答においても制御の安定化が可能となる。

モータが回転する際に発生するトルクＴは、次式のように、トルク定数Ｋｔとモータ電流Ｉａとの積により決定される。

Ｔ＝Ｋｔ×Ｉａ

このように、トルクＴはモータ電流Ｉａに比例するため、加速時間を短くするためにはより大きなトルクＴを発生させる必要があり、モータ電流Ｉａも大きくする必要がある。大きな電流Ｉａを流すことで、消費電力が大きくなり、運転時間が短くなることのメリットが低減し、またバッテリー６７を含む部品の信頼性を損ねる。

このような問題を解決するため、加速レートをコントロールすることが一般的である。例えばモータが通常回転数に至るまでの加速時間を延長させることで、運転時間の延長と部品の信頼性を向上させることができる。この際、電気掃除機６１に実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を適用することで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、加速時間をコントロールするときに、モータの回転速度の振動を抑制することが可能となる。

さらに、起動時に流れる電流を抑えることで、部品の発熱量を抑えることができることから、部品の信頼性も向上する。

また、加速を緩やかにすることで回転数が緩やかに上昇する形となるので、急加速による振動を抑えることができる。振動を抑えることで人体への不快感および周辺装置への影響を抑えることが可能となる。また、振動を抑えることで、機器から発生する音も抑制することが可能である。

なお、上記のような方法により静止状態から始動する場合は、始動時により大きな力が必要となるため、より多くの電流が必要となる。よって電流のピークを抑えるためには、この始動時の加速度を小さくコントロールすることがより効果的である。電気掃除機６１に実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を適用することで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、加速度を細かくコントロールすることができる。

また、これらの加速方法は、使用者が切り替えることができるように切り替えスイッチを設け、使用者が設定できるようにしてもよい。

ここで、ジャイロセンサを用いた場合の動作について説明する。まず、手動で電源スイッチをオンすることにより、ジャイロセンサが電気掃除機６１の動きを検知した信号を出力開始する。ジャイロセンサから電気掃除機６１の動きを検知した信号が出力されたときに低速回転が開始される。手動により加速スイッチをオンすることにより低速回転から定常回転数まで加速される。掃除が一部完了し、次の掃除場所へ移動する際は、手動により加速スイッチをオフすることにより低速回転が再開される。再度掃除する場合は、手動で加速スイッチをオンすることにより定常回転数まで加速され、掃除終了する場合は、手動により電源スイッチをオフすることで回転が停止される。

ジャイロセンサは、電気掃除機６１に取り付けられることで、電気掃除機６１の使用の際に生ずる電気掃除機６１の動きを検知する。電気掃除機６１は使用直前に必ず本体が動く。そこで、電気掃除機６１にジャイロセンサを取り付けることで、電気掃除機６１の動きを検知して電気掃除機６１を予め起動することができる。この際、電気掃除機６１に実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を適用することで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、より早く定常回転数まで加速することができる。

図１８は、ハンドドライヤー７０の構成の一例を示す図である。ハンドドライヤー７０は、ケーシング７１、手検知センサ７２、水受け部７３、ドレン容器７４、カバー７６、センサ７７、および吸気口７８を備える。ここで、センサ７７は、ジャイロセンサおよび人感センサの何れかである。ハンドドライヤー７０では、ケーシング７１内に図示しない電動送風機を有する。電動送風機は、実施の形態１のモータ制御システム１を有する。ハンドドライヤー７０では、水受け部７３の上部にある手挿入部７９に手を挿入することで電動送風機による送風で水を吹き飛ばし、水受け部７３からドレン容器７４へと水を溜めこむ構造となっている。

センサ７７が人感センサである場合の動作を説明する。まず、センサ７７により、周囲に人が来たことが検知されて低速で起動する。人が手を乾かすためにハンドドライヤー７０に手をかざしたところで定常回転数まで加速される。乾かしが終わり、手挿入部７９から手が外に出たところで低速運転が再開される。低速運転中に次の人の手を検出されると再度定常回転数まで加速される。周囲の人を検知しなければ運転停止状態が維持される。

センサ７７は、例えば赤外線、超音波、または可視光を検知するセンサである。この他に、温度センサまたはカメラ認識で人を検知するセンサを用いてもよい。

人感センサをハンドドライヤー７０に取り付けることで、使用者がハンドドライヤー７０に近づいたことを検知してハンドドライヤー７０を予め起動することができる。この際、ハンドドライヤー７０に実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を適用することで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、より早く定常回転数まで加速することができる。

つぎに、本実施の形態に係る電気掃除機６１またはハンドドライヤー７０に実施の形態１に係る制御手法を適用した場合の運転パターンの一例について説明する。図１９は、実施の形態１に係る制御手法を電気掃除機６１またはハンドドライヤー７０に適用した運転パターンの一例を示すタイムチャートである。図１９において、（ａ）はモータ回転数の変化を示し、（ｂ）はモータ回転数に対するキャリア周波数の変化を示し、（ｃ）は発生ノイズおよび漏洩電流を示している。

図１９に示す運転パターンの例では、起動から定常運転速度（定常回転数）までの運転区間である低速運転区間においては非同期ＰＷＭ制御を行い（図中（１）の運転範囲）、定常運転速度から定常運転速度以上の運転区間である高速運転区間においては、モータ回転数（回転速度）の増加に従って、同期９パルス、同期６パルス、同期３パルスの順で同期ＰＷＭ制御を行っている。ここで、以下に、この運転パターンにおける同期パルス数と、モータ回転数およびキャリア周波数との典型的な例を２つ示す。

（第１の運転パターン）
非同期 ／９パルス ／６パルス ／３パルス
・モータ回転数 ：40000rpm ／〜50000rpm／〜70000rpm ／〜120000rpm
・キャリア周波数：9kHz ／9〜12kHz ／8〜12kHz ／6〜12kHz

（第２の運転パターン）
非同期 ／８パルス ／６パルス ／４パルス
・モータ回転数 ：60000rpm ／〜75000rpm／〜100000rpm ／〜150000rpm
・キャリア周波数：18kHz ／18〜20kHz ／15〜20kHz ／13.3333〜20kHz

なお、上記に示す第１および第２の運転パターンは一例であり、非同期から同期への切り替え、同期パルス数の切り替えが、これらの数値に限定されるものではない。

図１９（ａ）および図１９（ｂ）に示すように、モータ回転数が低い起動時および低速運転域（図中の（１）の区間）においては、キャリア周波数を固定した非同期ＰＷＭ制御を行う。その際、モータ回転数を定常運転速度まで上昇させ、その後当該定常運転速度を維持させている。区間（１）では、キャリア周波数を固定としているので、図１９（ｃ）に示すように、発生ノイズおよび漏洩電流を許容値以下に抑制することができる。

また、同期ＰＷＭ制御の範囲、すなわち図中の区間（２）〜区間（４）では、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に切り替え、発生ノイズおよび漏洩電流が許容値以下となるようにキャリア周波数を増減しつつ、パルス数を切り替えている。上記区間（２）では、同期９パルスで制御しているが、回転数が増加するに従って発生ノイズおよび漏洩電流が許容値近くまで上昇する。そこで、キャリア周波数に上限周波数を設定し、キャリア周波数が上限周波数を超えないように制御している。なお、キャリア周波数の上限周波数は、マイコンの処理負荷、発生ノイズ、漏洩電流などに基づいて決定することができる。

キャリア周波数が上限周波数に達するか、もしくは達する前に、同期パルス数を小さくする。上記区間（３）では、区間（２）から区間（３）の移行時にキャリア周波数を低減し、且つ、同期パルス数を９から６に切り替えて、発生ノイズおよび漏洩電流が許容値を超えないように抑制している。以下、区間（４）でも同様であり、区間（３）から区間（４）の移行時にキャリア周波数を低減し、且つ、同期パルス数を６から３に切り替えて、発生ノイズおよび漏洩電流が許容値を超えないように抑制している。このように、非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御を併用し、且つ、同期パルス数を段階的に小さくすることで、発生ノイズおよび漏洩電流を抑制しつつ、起動時から高速運転域までの短時間且つ滑らかな加速を実現している。

また、図２０には、図１９とは異なる運転パターンの一例を示している。図２０（ｃ）には、スイッチング損失およびモジュール温度の特性を示している。

図１９に示す運転パターンでは、発生ノイズおよび漏洩電流と、その許容値の関係で区間（２）の範囲を狭くして区間（３）に移行しているが、発生ノイズおよび漏洩電流の許容値に余裕がある場合には、スイッチング損失およびモジュール温度を考慮して運転パターンを決定することができる。図２０に示す運転パターンでは、スイッチング損失およびモジュール温度に比較的余裕があるため、区間（２）の範囲を広くすることが可能となる。このため、図１９に示す運転パターンに比べて余裕のある同期ＰＷＭ制御が可能となる。

なお、上記では起動９パルス、６パルスおよび３パルスの動作切替について説明したが、上記第２の例にも示すように、これら以外のパルス数で制御してもよいことは言うまでもなく、また、９パルスを超えるパルス数（例えば２１パルス、１５パルス、１２パルス）で制御することも、本発明の要旨に含まれる。なお、揺らぎ等で瞬間的または一時的に整数倍の関係が崩れることもあるが、そのような場合も整数倍の関係にあることは言うまでもない。また、モータ回転数が低い条件において、モータ回転数が高い条件よりも同期パルス数を少なくして運転してもよい。

以上のように、本実施の形態に係るモータ制御装置は、モータ回転数の増加に応じて非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御に切り替える制御を行う。その際、非同期ＰＷＭ制御および同期ＰＷＭ制御に使用するキャリア周波数は、キャリア周波数の上限値である上限周波数よりも低く設定されている。これにより、モータ回転数が増加しても、発生ノイズおよび漏洩電流が抑制される。

また、本実施の形態に係るモータ制御装置は、同期ＰＷＭ制御を行う際に、モータ回転数の増加に応じて同期パルス数が小さくなるように制御している。これにより、起動時から高速運転域までの短時間且つ滑らかな加速が実現される。

ここまでは、単相モータを駆動する単相インバータに同期ＰＷＭ制御を適用することの効果について説明したが、その他の効果について説明する。

電気掃除機６１またはハンドドライヤー７０などの高速回転のアプリケーションでは、モータには起動時に大きな電流が流れることから、起動回数が増加するに伴ってバッテリーおよび使用素子の信頼性が低下する。よって、モータを停止させることなく低速で回転させ続けることで起動回数を低減することが望まれる。このような高速回転のアプリケーションに対し、実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を適用することで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、安定した低速回転を実現することができ、信頼性を向上させることが可能となる。

さらに、低速起動から定常回転数までの到達時間が大幅に短くなることから、こまめに低速回転まで落とすことで消費電力を削減することも可能となる。このとき、実施の形態１に記載されたモータ制御システム１によれば、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、モータの回転速度の振動を抑制でき、無駄な消費電力を削減することが可能となる。

一般に、電気掃除機６１では、操作部６６のスイッチをオンすることで、起動から定常回転数まで到達するが、予め低速運転させておくモードを設けることで、操作部６６のスイッチをオンして実際に使用するときまでの時間を大幅に低減することが可能となる。このとき、実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を用いることで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、モータの回転速度の振動を抑制でき、無駄な消費電力を削減することが可能となる。

例えば、電源供給開始から２０００ｒｐｍまで回転させる時間が１ｓであり、２０００ｒｐｍから定常回転数である６００００ｒｐｍまで回転させる時間が０．３ｓであるとすると、起動から定常回転数に到達するまでに１．３ｓ必要となる。よって時間がかかる起動を予め行っておくことで、実際に使用する際はスイッチオンから定常回転数までわずか０．３ｓで実現することが可能となる。このとき、実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を用いることで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、より短い起動時間を実現することが可能となる。

また、入力電流の急峻な立ち上がりが発生する起動時においては、加速レートを低めに設定し急峻な立ち上がりを抑制することで、バッテリーの信頼性を向上させることが可能となる。このとき、実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を用いることで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、急峻な立ち上がりが懸念される起動時においても迅速な電流遮断を実現することが可能となる。

また、低速運転までの加速レートを下げることにより起動時のモータへ流れる電流も小さくなることから半導体素子の発熱を抑制することで部品の発熱を抑えることができ、部品の信頼性の向上につながる。このとき、実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を用いることで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、低い加速レート時の振動を抑制することが可能となる。

半導体素子の発熱除去は、通常であれば熱伝導の良い放熱フィンを素子表面に取り付けるか、あるいは表面実装素子を使用して実装基板へ熱を分散させる方法がとられる。また、放熱用のファンを設けて半導体素子に風を当てて冷やすか、あるいは水冷で冷却する方法もあるが、冷却にかかるコストおよび設置体積の増加から、これらの方法は小型の装置には適さない。しかしながら、本実施の形態で説明した電動送風機を備えた電気機器であれば、電動送風機が発生させる風の通り道にこれらの発熱素子を配置することで追加部品を備えることなく、現状の構成で熱を逃がすことが可能となる。

また、追加部品が必要ないことからコストの増加を抑えることが可能となること、および追加部品を備える分のスペースも必要なくなることから更なる小型化を達成することが可能となる。さらに、小型化が可能な分のスペースをバッテリーに割り当てることで運転時間を延長させることも可能となる。このとき、実施の形態１に記載されたモータ制御システム１を用いることで、モータ電流またはモータ電圧であるアナログ信号の検出精度が向上するため、運転に不必要な無駄な電力を消費することが少なくなるため、より運転時間を延長させることが可能となる。

なお、本実施の形態では、電気掃除機６１およびハンドドライヤー７０について説明したが、実施の形態１のモータ制御システム１は、モータが搭載された電気機器一般に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、例えば、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、物体輸送、吸塵用、一般送排風、またはＯＡ機器である。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ モータ制御システム、２ モータ制御装置、１０ 電源、１１ 単相インバータ、１１ａ１〜１１ａ４ スイッチング素子、１１ｂ１〜１１ｂ４ ダイオード、１１Ｐ，１１Ｎ 直流母線、１２ 単相モータ、２０ 電流センサ、２１ 位置センサ、２３ 電圧センサ、２５ 制御部、３０，３５ ＡＤ変換器、３１ プロセッサ、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３３ａ キャリア周波数設定部、３４ メモリ、３８ キャリア比較部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ，３８ｄ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ 乗算部、３８ｅ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、４０ ＰＷＭ制御部、５１ 制御回路、５２ 比較器、５３ ＤＡ変換器、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６７ バッテリー、６８，７７ センサ、７０ ハンドドライヤー、７１ ケーシング、７２ 手検知センサ、７３ 水受け部、７４ ドレン容器、７６ カバー、７８ 吸気口。

Claims (13)

1. 単相インバータによって駆動される単相モータに流れるモータ電流の検出値に基づいて前記単相インバータをＰＷＭ制御する制御部を備えたモータ制御装置であって、
   電圧指令の位相にキャリアを同期させた同期ＰＷＭ制御と、前記電圧指令の位相に前記キャリアを同期させない非同期ＰＷＭ制御とが実行され、
   モータ回転数の増加に応じて前記非同期ＰＷＭ制御から前記同期ＰＷＭ制御に切り替えられ、前記非同期ＰＷＭ制御および前記同期ＰＷＭ制御に使用するキャリア周波数が前記キャリア周波数の上限値である上限周波数よりも低く設定され、
   前記制御部は、前記モータ電流の検出値であるアナログデータをディジタルデータに変換するＡＤ変換器を有し、
   前記制御部は、前記モータ電流の互いに隣り合う極性の変化点で決まる電気半サイクル中における前記極性の変化点を含まない連続する期間内において前記ＡＤ変換器を起動し、前記電気半サイクルと同一の電気半サイクル中に前記ディジタルデータを読み取る
   モータ制御装置。
2. 前記同期ＰＷＭ制御を行う際に、モータ回転数の増加に応じて同期パルス数が小さくなるように推移する請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記同期パルス数が偶数である請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記制御部は、前記極性の変化点を含む一定の期間である禁止期間内においては、前記ＡＤ変換器を起動せず、前記禁止期間以外の期間である許可期間内においては、前記ＡＤ変換器を起動し、且つ当該起動より変換処理された前記ディジタルデータを前記ＡＤ変換器から読み取る請求項１から３の何れか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記制御部は、前記単相モータのロータの回転位置を検出する位置センサ信号に基づいて、前記ロータの電気角であるロータ回転角を算出し、前記ロータ回転角に基づいて、前記禁止期間および前記許可期間を決定する請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記制御部は、前記禁止期間の直前の前記許可期間内において前記ＡＤ変換器から読み取られた複数個の前記ディジタルデータを用いて、前記禁止期間内における前記モータ電流を推定する請求項５に記載のモータ制御装置。
7. 前記制御部は、キャリアを生成するキャリア生成部を有し、
   前記制御部が前記ＡＤ変換器を起動するタイミングは、前記キャリアの山点または谷点のタイミングであり、
   前記制御部が前記ＡＤ変換器から前記ディジタルデータを読み取るタイミングは、前記キャリアの山点または谷点のタイミングである請求項４から６の何れか１項に記載のモータ制御装置。
8. 前記制御部は、前記モータ電流の極性の変化点を含まない連続する期間内において、前記ＡＤ変換器からの前記ディジタルデータの読み取りを複数回行う請求項１から７の何れか１項に記載のモータ制御装置。
9. 前記単相モータのロータは、複数個の永久磁石を有する請求項１から８の何れか１項に記載のモータ制御装置。
10. 前記単相インバータは、複数個のスイッチング素子を有し、
    前記複数個のスイッチング素子の各々は、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されている請求項１から９の何れか１項に記載のモータ制御装置。
11. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである請求項１０に記載のモータ制御装置。
12. 請求項１から１１の何れか１項に記載のモータ制御装置と前記単相インバータと前記単相モータとを備える電気掃除機。
13. 請求項１から１１の何れか１項に記載のモータ制御装置と前記単相インバータと前記単相モータとを備えるハンドドライヤー。

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