WO2021153021A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2021153021A1
WO2021153021A1 PCT/JP2020/045887 JP2020045887W WO2021153021A1 WO 2021153021 A1 WO2021153021 A1 WO 2021153021A1 JP 2020045887 W JP2020045887 W JP 2020045887W WO 2021153021 A1 WO2021153021 A1 WO 2021153021A1
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WO
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value
current
command value
limit
correction torque
Prior art date
Application number
PCT/JP2020/045887
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English (en)
French (fr)
Inventor
昌春 浦山
由樹 齋藤
Original Assignee
株式会社富士通ゼネラル
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by 株式会社富士通ゼネラル filed Critical 株式会社富士通ゼネラル
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • This disclosure relates to a motor control device.
  • the load torque fluctuates periodically during one rotation of the rotor of the motor that drives the compressor.
  • This periodic load torque fluctuation occurs due to the pressure change of the refrigerant gas between the suction, compression, and discharge strokes, and is sometimes referred to as the fluctuation of the rotation speed of the motor (hereinafter, simply referred to as "speed fluctuation”).
  • speed fluctuation causes motor vibration.
  • torque control periodic disturbance suppression control
  • speed fluctuations are used to suppress fluctuations in the rotational speed of the motor (hereinafter sometimes referred to as "speed fluctuations”). Will be done.
  • this disclosure proposes a technique capable of stably operating the motor without stopping the motor due to the operation of the overcurrent protection function.
  • the motor control device of the present disclosure includes a current command value calculator and a correction torque limit value generator.
  • the current command value calculator is based on the total correction torque command value obtained by adding the average torque command value generated based on the speed command value and the speed of the motor and the correction torque command value for correcting the torque command value. And calculate the current command value.
  • the correction torque limit value generator limits the correction torque command value when the correction torque command value is not zero and the maximum value of the motor current is equal to or greater than a predetermined current limit value.
  • the motor can be operated stably without stopping the motor due to the operation of the overcurrent protection function.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a motor control device according to a first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the current error correction value generator according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the correction torque limit value generator according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4 is a diagram provided for explaining an operation example of the peak hold calculator according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the correction torque generator according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6A is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6A is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6B is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6C is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of the motor control device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of the correction torque limit value generator according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a diagram provided for explaining an operation example of the peak hold calculator according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 12A is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 12B is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 12C is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13 is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 14 is a diagram provided for explaining an operation example of the motor control device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of the current limit operation of the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of the current limit operation of the second embodiment of the present disclosure.
  • a motor control device that controls torque of a permanent magnet synchronous motor (PMSM (Permanent Magnet Synchronous Motor)) that drives a compressor having periodic load torque fluctuations by position sensorless vector control will be described as an example. ..
  • PMSM Permanent Magnet Synchronous Motor
  • the disclosed technique is widely applicable to a motor control device that controls torque of a motor that drives a compressor having periodic load torque fluctuations.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a motor control device according to a first embodiment of the present disclosure.
  • the motor control device 100 includes subtractors 11, 18, 19, 40, a speed controller 12, adders 13, 16, 17, 21, 22, current command value calculator 14, and voltage command. It has a value calculator 20, a dq / u, v, w converter 23, a PWM (Pulse Width Modulation) modulator 24, and an IPM (Intelligent Power Module) 25.
  • the IPM 25 is connected to the motor M.
  • PMSM is an example of the motor M.
  • the motor control device 100 has a shunt resistor 26, current sensors 27a and 27b, and a 3 ⁇ current calculator 28.
  • the motor control device 100 may have either a shunt resistor 26 or current sensors 27a and 27b.
  • the motor control device 100 includes an u, v, w / dq converter 29, an axis error calculator 30, a PLL (Phase Locked Loop) controller 31, a position estimator 32, and 1 / Pn processing.
  • IIR filters Intelligent Impulse Response Filter
  • the subtractor 11 is the current estimated angular velocity output from the 1 / Pn processor 33 from the mechanical angular velocity command value ⁇ m * input to the motor control device 100 from the outside of the motor control device 100 (for example, a higher-level controller).
  • the angular velocity error ⁇ is calculated by subtracting a certain mechanical angular velocity estimated angular velocity ⁇ m.
  • the speed controller 12 generates an average torque command value To * such that the average of the angular velocity error ⁇ output from the subtractor 11 approaches zero.
  • the adder 13 calculates the total torque command value T * by adding the average torque command value To * output from the speed controller 12 and the correction torque command value ⁇ T output from the correction torque generator 34. ..
  • the current command value calculator 14 is based on the intersection of the constant torque curve indicated by the total torque command value T * and the MTPI (maximum torque / current control) curve, and the q-axis current command value Iq * and the d-axis current command value. Calculate Id *.
  • the intersection of the constant torque curve and the MTPI curve is, for example, the motor torque equation shown in the equation (1) and the equation (2) showing the relationship between the d-axis current Id and the q-axis current Iq in the MTPI curve.
  • the first term represents the magnet torque
  • the second term represents the reluctance torque
  • the magnet torque includes only the q-axis current Iq
  • the reluctance torque is the q-axis current Iq and the d-axis current Id. Including both. Therefore, by appropriately controlling the q-axis current Iq and the d-axis current Id, it is possible to generate an appropriate torque in the motor M.
  • the equation (3) which is a quartic equation relating to the q-axis current Iq, can be obtained.
  • the quartic equation shown in equation (3) derives a solution corresponding to the q-axis current command value Iq * at the intersection of the constant torque curve of the total torque command value T * and the MTPI curve, using, for example, Newton's method. can do. Further, the current command value calculator 14 calculates the d-axis current command value Id * according to the equation (2) based on the q-axis current command value Iq * calculated according to the equation (3).
  • the adder 17 has a q-axis current command value Iq * output from the current command value calculator 14 and a q-axis current error output from the current error correction value generator 37 according to the equation (4.1).
  • the q-axis current correction command value Iq_FF * is calculated by adding the correction value ⁇ Iq.
  • the adder 16 has a d-axis current command value Id * output from the current command value calculator 14 and a d-axis current error correction value ⁇ Id output from the current error correction value generator 37 according to the equation (4.2). Is added to calculate the d-axis current correction command value Id_FF *.
  • the subtractor 19 subtracts the q-axis current Iq output from the u, v, w / d-q converter 29 from the q-axis current correction command value Iq_FF * output from the adder 17, thereby subtracting the q-axis current Iq.
  • the q-axis current error Iq_diff which is the error between the current correction command value Iq_FF * and the q-axis current Iq, is calculated.
  • the subtractor 18 subtracts the d-axis current Id output from the u, v, w / dq converter 29 from the d-axis current correction command value Id_FF * output from the adder 16, thereby subtracting the d-axis current Id.
  • the d-axis current error Id_diff which is the error between the current correction command value Id_FF * and the d-axis current Id, is calculated.
  • the voltage command value calculator 20 performs PI (Proportional Integral) control based on the q-axis current error Iq_diff (Iq_FF * -Iq) according to the equation (5.1) to perform non-interference q-axis voltage command value Vqt. Is calculated. Further, the voltage command value calculator 20 calculates the pre-interference d-axis voltage command value Vdt by performing PI control based on the d-axis current error Id_diff (Id_FF * -Id) according to the equation (5.2). do. Note that kp_q in equation (5.1) and kp_d in equation (5.2) are proportional constants, and ki_q in equation (5.1) and ki_d in equation (5.2) are constants of integration.
  • PI Proportional Integral
  • the adder 22 adds the q-axis decoupling correction value Vqa represented by the equation (6.1) to the q-axis voltage command value Vqt before decoupling according to the equation (6.3), thereby q. Calculate the shaft voltage command value Vq *.
  • the adder 21 adds the d-axis decoupling correction value Vda represented by the equation (6.2) to the d-axis voltage command value Vdt before decoupling according to the equation (6.4), thereby d. Calculate the shaft voltage command value Vd *.
  • the q-axis voltage command value Vq * and the d-axis voltage command value Vd * in which the interference between the dq axes is canceled by feedforward are calculated.
  • the IIR filter 35a removes the noise of the d-axis current Id output from the u, v, w / dq converter 29, and outputs the d-axis response current Id_ir after removing the noise.
  • the IIR filter 35b removes the noise of the q-axis current Iq output from the u, v, w / dq converter 29, and outputs the q-axis response current Iq_ir after removing the noise.
  • the IIR filters 35a and 35b are examples of noise reduction filters.
  • the non-interfering controller 36 is non-interfering according to the equation (6.2) based on the electric angular velocity command value ⁇ e * from the outside of the motor control device 100 (for example, the upper controller) and the q-axis response current Iq_ir.
  • the d-axis decoupling correction value Vda for correcting the d-axis voltage command value Vdt before conversion is generated.
  • the non-interfering controller 36 is for correcting the pre-interfering q-axis voltage command value Vqt according to the equation (6.1) based on the electric angular velocity command value ⁇ e * and the d-axis response current Id_ir.
  • the q-axis decoupling correction value Vqa is generated.
  • the d-axis non-interference correction value Vda and the q-axis non-interference correction value Vqa are correction values for canceling the interference term between the dq axes by feedforward.
  • the non-interference correction value is a DC value. Therefore, in generating the non-interference correction value, the electric angular velocity command value ⁇ e * was used for the velocity, and for the d-axis current Id and the q-axis current Iq, the variable components were removed by the IIR filters 35a and 35b.
  • the d-axis response current Id_ir and the q-axis response current Iq_ir are used.
  • the current error correction value generator 37 outputs the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * output from the current command value calculator 14 and the u, v, w / dq converter 29. Based on the d-axis current Id and the q-axis current Iq and the mechanical angle phase ⁇ m output from the position estimator 32, the d-axis current error correction value ⁇ Id and the q-axis current error correction value ⁇ Iq are generated.
  • the current error correction value generator 37 integrates fluctuation errors (phase error and amplitude error) that occur when the dq-axis current cannot follow the current command value due to the response delay of the current command value calculator 14 and the interference of the dq axis. Then, the inverted output of the integrated value is generated as a current error correction value (d-axis current error correction value ⁇ Id and q-axis current error correction value ⁇ Iq).
  • the d-axis current error correction value ⁇ Id is a feed-forward component for correcting the fluctuation error between the d-axis current command value I * and the d-axis current Id
  • the q-axis current error correction value ⁇ Iq is the q-axis current error correction value ⁇ Iq. This is a feed-forward component for correcting the fluctuation error between the current command value Iq * and the q-axis current Iq.
  • the dq / u, v, w converter 23 outputs the two-phase d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * output from the adders 21 and 22 from the position estimator 32. Based on the electric angle phase (dq axis phase) ⁇ e, it is converted into a three-phase U-phase output voltage command value Vu * , a V-phase output voltage command value Vv *, and a W-phase output voltage command value Vw *.
  • the electric angle phase ⁇ e output from the position estimator 32 indicates the current rotor position of the motor M.
  • the PWM modulator 24 generates a 6-phase PWM signal based on the U-phase output voltage command value Vu * , the V-phase output voltage command value Vv * , the W-phase output voltage command value Vw *, and the PWM carrier signal. , The generated 6-phase PWM signal is output to the IPM25.
  • the IPM 25 converts the DC voltage Vdc supplied from the outside based on the 6-phase PWM signal output from the PWM modulator 24, and applies it to each of the U phase, V phase, and W phase of the motor M. An AC voltage is generated, and the generated AC voltage is applied to the U phase, V phase, and W phase of the motor M.
  • the 3 ⁇ current calculator 28 uses the 6-phase PWM switching information output from the PWM modulator 24 and the detected bus current to determine the motor.
  • the U-phase current value Iu, the V-phase current value Iv, and the W-phase current value Iw of M are calculated.
  • the 3 ⁇ current calculator 28 outputs the phase current values Iu, Iv, Iw of each phase to the u, v, w / dq converter 29.
  • the u, v, w / dq converter 29 is a three-phase U-phase current value Iu, V-phase output from the 3 ⁇ current calculator 28 based on the electric angle phase ⁇ e output from the position estimator 32.
  • the current value Iv and the W-phase current value Iw are converted into the two-phase d-axis current Id and the q-axis current Iq.
  • the axis error calculator 30 has a d-axis voltage command value Vd * and a q-axis voltage command value Vq * output from the adders 21 and 22, and d output from the u, v, w / dq converter 29.
  • the axis error ⁇ (difference between the estimated rotation axis and the actual rotation axis) is calculated using the axis current Id and the q-axis current Iq.
  • the PLL controller 31 calculates the electric angle estimated angular velocity ⁇ e, which is the current estimated angular velocity of the motor M, based on the axis error ⁇ output from the axis error calculator 30.
  • the position estimator 32 estimates the electric angle phase ⁇ e and the mechanical angle phase ⁇ m based on the electric angle estimated angular velocity ⁇ e output from the PLL controller 31.
  • the 1 / Pn processor 33 calculates the machine angle estimated angular velocity ⁇ m by dividing the electric angle estimated angular velocity ⁇ e output from the PLL controller 31 by the pole logarithm Pn of the motor M.
  • the subtractor 40 calculates the machine angle estimated angular velocity fluctuation ⁇ m by subtracting the machine angle velocity command value ⁇ m * from the machine angle estimated angular velocity ⁇ m output from the 1 / Pn processor 33.
  • the correction torque generator 34 has a speed fluctuation permissible value
  • * is stored in the motor control device 100. Further, the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation (velocity fluctuation) ⁇ m is different only in the positive and negative signs from the value of the above angular velocity error ⁇ .
  • the correction torque limit value generator 38 is based on the current limit value Ia_limit and the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * output from the current command value calculator 14, and the correction torque command value ⁇ T.
  • _limit that limits the correction torque amplitude
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the current error correction value generator according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the current error correction value generator 37 includes subtractors 37a and 37e, a q-axis current error component separator 37b, a q-axis current error accumulator 37c, and a q-axis current error correction value demodulator 37d. It has a d-axis current error component separator 37f, a d-axis current error accumulator 37g, and a d-axis current error correction value demodulator 37h.
  • the subtractor 37a calculates the q-axis current fluctuation error Iq_err, which is the error between the q-axis current Iq and the q-axis current command value Iq *, according to the equation (7).
  • the q-axis current error component separator 37b has two Fourier coefficients Iq_err_sin (sin component) and Iq_err_cos (cos), which are fundamental wave components of the q-axis current fluctuation error Iq_err, according to equations (8.1) and (8.2). Component) is calculated for each machine angle period.
  • the q-axis current error integrator 37c has a sin component Iq_err_sin of the q-axis current fluctuation error Iq_err and a cos component Iq_err_cos of the q-axis current fluctuation error Iq_err according to the equations (9.1) and (9.2), respectively.
  • the correction gain k is multiplied, and the respective multiplication results are added to Iq_err_sin_i_old and Iq_err_cos_i_old.
  • Iq_err_sin_i in the equation (9.1) is the integral value of IQ_err_sin up to the current machine angle period
  • Iq_err_cos_i in the equation (9.2) is the integral value of Iq_err_cos up to the current machine angle period.
  • IQ_err_sin_i_old in the equation (9.1) is IQ_err_sin_i up to the previous machine angle period
  • Iq_err_cos_i_old in the equation (9.2) is Iq_err_cos_i up to the previous machine angle period.
  • the q-axis current error correction value demodulator 37d calculates the q-axis current error correction value ⁇ Iq according to the equations (10.1) and (10.2). As a result, the phase of the q-axis current fluctuation error is inverted, and the instantaneous value of the q-axis current error correction value ⁇ Iq at the mechanical angle phase ⁇ m is calculated.
  • the subtractor 37e calculates the d-axis current fluctuation error Id_err, which is the error between the d-axis current Id and the d-axis current command value Id *, according to the equation (11).
  • the d-axis current error component separator 37f has two Fourier coefficients, Id_err_sin (sin component) and Id_err_cos (cos), which are fundamental wave components of the d-axis current fluctuation error Id_err, according to Eqs. (12.1) and (12.2). Component) is calculated for each mechanical angle period.
  • the d-axis current error integrator 37g is provided with the sin component Id_err_sin of the d-axis current fluctuation error Id_err and the cos component Id_err_cos of the d-axis current fluctuation error Id_err, respectively, according to the equations (13.1) and (13.2).
  • the correction gain k is multiplied, and Id_err_sin_i_old and Id_err_cos_i_old are added to each multiplication result.
  • Id_err_sin_i in the equation (13.1) is an integral value of Id_err_sin up to the current machine angle period
  • Id_err_cos_i in the equation (13.2) is an integral value of Id_err_cos in the current machine angle period.
  • Id_err_sin_i_old in the equation (13.1) is Id_err_sin_i up to the previous machine angle period
  • Id_err_cos_i_old in the equation (13.2) is Id_err_cos_i in the previous machine angle period.
  • the d-axis current error correction value demodulator 37h calculates the d-axis current error correction value ⁇ Id according to the equations (14.1) and (14.2). As a result, the phase of the d-axis current fluctuation error is inverted, and an instantaneous value of the d-axis current error correction value ⁇ Id at the mechanical angle phase ⁇ m is generated.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the correction torque limit value generator according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the correction torque limit value generator 38 includes a current amplitude calculator 38a, a peak hold calculator 38b, a subtractor 38c, and a ⁇ T limit value generator 38d.
  • the current amplitude calculator 38a calculates the current command value amplitude Ia * according to the equation (15) based on the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *, and calculates the current command value amplitude Ia. * Is output to the peak hold calculator 38b.
  • the peak hold calculator 38b acquires the maximum value of the current command value amplitude Ia * as the current command peak value Ia * _peak in each acquisition period Tm for each predetermined acquisition period Tm, and acquires the current command peak value Ia * _peak. Is output to the subtractor 38c.
  • the predetermined acquisition period Tm corresponds to the mechanical angle period of the motor M.
  • FIG. 4 is a diagram provided for explaining an operation example of the peak hold calculator according to the first embodiment of the present disclosure.
  • Temporary current command peak value Ia * _peak_temp peak hold value of current command value amplitude Ia * that changes with the passage of time in the target acquisition period Tm
  • the current command value amplitude Ia * is the temporary current command peak.
  • the temporary current command peak value Ia * _peak_temp is updated by the current command value amplitude Ia *.
  • the peak hold calculator 38b sets the temporary current command peak value Ia * _peak_temp to the current command peak value Ia * _peak according to the equation (17) at the end of the acquisition period Tm1, and also according to the equation (18). Initialize the temporary current command peak value Ia * _peak_temp to zero. That is, the temporary current command peak value Ia * _peak_temp at the end of the acquisition period Tm1 is acquired as a current command peak value Ia * _peak in obtaining period Tm2 is the next acquisition period of acquisition period Tm1.
  • the peak hold calculator 38b sets the temporary current command peak value Ia * _peak_temp to the current command peak value Ia * _peak according to the equation (17) at the end of the acquisition period Tm2, and also according to the equation (18). Initialize the temporary current command peak value Ia * _peak_temp to zero. That is, the temporary current command peak value Ia * _peak_temp at the end of the acquisition period Tm2 is acquired as a current command peak value Ia * _peak in the next acquisition period is acquisition period Tm3 the acquisition period Tm2.
  • the subtracter 38c subtracts the predetermined current limit value Ia_limit from the current command peak value Ia * _peak, according to equation (19), the deviation of the current command peak value Ia * _peak for current limit Ia_limit Ia * Calculate _err.
  • the predetermined current limit value Ia_limit is preferably set as a value obtained by subtracting a predetermined margin MA from the current trip value Ia_trip, which is the current threshold value at which the overcurrent protection function of the motor M operates.
  • the ⁇ T limit value generator 38d generates a correction torque limit value
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “ON”, the correction torque command value ⁇ T is limited, and when the ⁇ T amplitude limit flag is set to “Off”, the correction torque command value ⁇ T is limited. Not given.
  • the ⁇ T limit value generator 38d is used when the correction torque command value ⁇ T output from the correction torque generator 34 is not 0 (zero) (that is, when torque control is being executed) and the deviation Ia * _err is positive.
  • “ ⁇ T ⁇ 0” and “Ia * _err ⁇ 0” it corresponds to the case where it is desired to limit the correction torque command value ⁇ T so that the motor M does not reach the current trip.
  • the ⁇ T limit value generator 38d sets the ⁇ T amplitude limit flag to “off” when it is not necessary to limit the correction torque command value ⁇ T.
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “off” when the deviation Ia * _err is a negative value, the correction torque command value ⁇ T is limited and the correction torque command value ⁇ T is given.
  • repetition hereinafter sometimes referred to as "torque limit hunting" with a short cycle of releasing the restricted limit may occur.
  • the ⁇ T limit value generator 38d sets the ⁇ T amplitude limit flag when the velocity fluctuation amplitude
  • the ⁇ T limit value generator 38d generates the correction torque limit value
  • _limit is generated according to the equation (20).
  • G” in the equation (20) is a predetermined gain value multiplied by the deviation Ia * _err. That is, when the ⁇ T amplitude limit flag is “ON”, the ⁇ T limit value generator 38d performs integration control with the correction torque amplitude
  • ⁇ T is set to a large value such that the correction torque command value ⁇ T is not limited.
  • the ⁇ T limit value generator 38d sets a value three times the average torque command value To * to the correction torque limit value
  • the correction torque command value ⁇ T is practically not limited.
  • the ⁇ T limit value generator 38d outputs the correction torque limit value
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the correction torque generator according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the correction torque generator 34 includes a speed fluctuation component separator 34a, a speed fluctuation amplitude calculator 34b, a subtractor 34c, a correction torque amplitude calculator 34d, a speed fluctuation phase corrector 34e, and an orthogonal component. It has a separator 34f, a correction torque demodulator 34g, and a correction torque amplitude limiter 34h.
  • the velocity fluctuation component separator 34a sets the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation ⁇ m to ⁇ m according to the equations (22.1) and (22.2) based on the mechanical angle phase ⁇ m for each mechanical angle period. It is separated into two Fourier coefficients ⁇ sin (sin component) and ⁇ cos (cos component), which are the fundamental wave components of. By calculating the Fourier coefficient of the fundamental wave component of the machine angle estimated angular velocity fluctuation ⁇ m for each machine angle period, the harmonic component of the machine angle estimated angular velocity fluctuation ⁇ m is removed, and the fundamental wave component of the machine angle estimated angular velocity fluctuation ⁇ m is obtained. It can be extracted with high accuracy. ⁇ sin and ⁇ cos are values that are updated every mechanical angle period.
  • the velocity fluctuation amplitude calculator 34b calculates the velocity fluctuation amplitude
  • the subtractor 34c calculates the velocity fluctuation error
  • * defines the permissible speed fluctuation amplitude
  • the corrected torque amplitude calculator 34d adjusts the corrected torque amplitude
  • the correction torque amplitude limiter 34h is used when the correction torque amplitude
  • is rewritten by the correction torque limit value
  • is set to the correction torque limit value
  • the correction torque amplitude limiter 34h is orthogonal to the correction torque amplitude
  • the velocity fluctuation phase corrector 34e corrects the phase of the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation ⁇ m acquired for each mechanical angle period. For example, the velocity fluctuation phase corrector 34e multiplies each of the Fourier coefficients ⁇ sin and ⁇ cos by the correction gain k according to the equations (25.1) and (25.2), and adds ⁇ sin_i_old and ⁇ cos_i_old to the respective multiplication results. do.
  • the ⁇ sin_i_old in the equation (25.1) is ⁇ sin_i in the previous mechanical angle period
  • the ⁇ cos_i_old in the equation (25.2) is the ⁇ cos_i in the previous mechanical angle period.
  • the speed fluctuation phase corrector 34e calculates the inverse tangent (Arctangent) of ⁇ sin_i and ⁇ cos_i as the speed fluctuation correction phase ⁇ i according to the equation (25.3).
  • This speed fluctuation correction phase ⁇ i serves as a reference for the phase when torque control is performed, and the phase retarded by ⁇ / 2 with respect to this reference becomes the phase (correction torque phase) of the correction torque command value ⁇ T.
  • the orthogonal component separator 34f has the equation (26.1) based on the correction torque amplitude
  • the correction torque demodulator 34g sets the correction torque command value ⁇ T according to the equations (27.1) and (27.2) based on the sin component ( ⁇ sin_i) and the cos component ( ⁇ cos_i) of the speed fluctuation correction phase ⁇ i. calculate.
  • the speed fluctuation correction phase ⁇ i is converted into a correction torque phase retarded by ⁇ / 2, and an instantaneous value of the correction torque command value ⁇ T at the mechanical angle phase ⁇ m is generated.
  • the correction torque demodulator 34g may calculate the instantaneous value of the correction torque command value ⁇ T according to the equation (28) instead of the equation (27.1) and the equation (27.2).
  • the adder 13 shown in FIG. 1 adds the correction torque command value ⁇ T output from the correction torque demodulator 34g to the average torque command value To * output from the speed controller 12 according to the equation (29). As a result, the total torque command value T * is calculated.
  • 6A, 6B, 6C, 7 and 8 are diagrams provided for explaining an operation example of the motor control device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6A, 6B and 6C show the behavior of the current vector in the motor control device 100.
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “ON” and the correction torque amplitude
  • FIG. 6B if the current command peak value Ia * _peak is still larger than the current limit value Ia_limit, the correction torque amplitude
  • _limit becomes smaller.
  • the current command peak value Ia * _peak is suppressed to the current limit value Ia_limit.
  • FIG. 7 shows the time change between the current command value amplitude Ia * and the current command peak value Ia * _peak.
  • the current limit value Ia_limit is set as a value obtained by subtracting a predetermined margin MA from the current trip value Ia_trip.
  • the current command peak value Ia * _peak increases.
  • the ⁇ T amplitude limiting flag is set to “ON” to limit the corrected torque amplitude
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “off”, and the current command peak value Ia * _peak decreases as the load of the motor M decreases.
  • FIG. 8 a time change of the velocity fluctuation amplitude
  • the current command peak value Ia * _peak increases due to the increase in the torque control amount.
  • follows the velocity fluctuation allowable value
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “ON” and the correction torque amplitude
  • the ⁇ T amplitude limiting flag is set to “OFF” and the restriction of the correction torque amplitude
  • follows the velocity fluctuation allowable value
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of the motor control device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • the motor control device 200 shown in FIG. 9 has a correction torque limit value generator 39 instead of the correction torque limit value generator 38 included in the motor control device 100 shown in FIG. Further, in the motor control device 100 shown in FIG. 1, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * output from the current command value calculator 14 are input to the correction torque limit value generator 38. On the other hand, in the motor control device 200 shown in FIG. 9, the d-axis current Id and the q-axis current Iq output from the u, v, w / dq converter 29 are input to the correction torque limit value generator 39. NS.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of the correction torque limit value generator according to the second embodiment of the present disclosure.
  • the correction torque limit value generator 39 includes a current amplitude calculator 39a, a peak hold calculator 39b, a subtractor 39c, and a ⁇ T limit value generator 39d.
  • the current amplitude calculator 39a calculates the detected current value amplitude Ia according to the equation (30) based on the d-axis current Id and the q-axis current Iq, and transfers the calculated detected current value amplitude Ia to the peak hold calculator 39b. Output.
  • the peak hold calculator 39b acquires the maximum value of the detected current value amplitude Ia in each acquisition period Tm as the current peak value Ia_peak for each predetermined acquisition period Tm, and outputs the acquired current peak value Ia_peak to the subtractor 39c. ..
  • the predetermined acquisition period Tm corresponds to the mechanical angle period of the motor M.
  • FIG. 11 is a diagram provided for explaining an operation example of the peak hold calculator according to the second embodiment of the present disclosure.
  • the temporary current peak value Ia_peak_temp the peak hold value of the current command value amplitude Ia that changes with the passage of time in the target acquisition period Tm
  • the detected current value amplitude Ia became larger than the temporary current peak value Ia_peak_temp.
  • the temporary current peak value Ia_peak_temp is updated by the detected current value amplitude Ia.
  • the peak hold calculator 39b sets the temporary current peak value Ia_peak_temp to the current peak value Ia_peak according to the equation (32) and sets the temporary current peak value Ia_peak_temp according to the equation (33) at the end of the acquisition period Tm1. Initialize to zero. That is, the temporary current peak value Ia_peak_temp at the end of the acquisition period Tm1 is acquired as the current peak value Ia_peak in the acquisition period Tm2, which is the next acquisition period of the acquisition period Tm1.
  • the temporary current peak value Ia_peak_temp are compared, and when the detected current value amplitude Ia becomes larger than the temporary current peak value Ia_peak_temp, the temporary current peak value Ia_peak_temp is updated by the detected current value amplitude Ia. That is, even in the acquisition period Tm2, the provisional current peak value Ia_peak_temp is updated so as to trace the maximum value of the detected current value amplitude Ia at any time, as in the acquisition period Tm1.
  • the peak hold calculator 39b sets the temporary current peak value Ia_peak_temp to the current peak value Ia_peak according to the equation (32) at the end of the acquisition period Tm2, and sets the temporary current peak value Ia_peak_temp according to the equation (33). Initialize to zero. That is, the temporary current peak value Ia_peak_temp at the end of the acquisition period Tm2 is acquired as the current peak value Ia_peak in the acquisition period Tm3, which is the next acquisition period of the acquisition period Tm2.
  • the subtractor 39c calculates the deviation Ia_err of the current peak value Ia_peak with respect to the current limit value Ia_limit by subtracting the predetermined current limit value Ia_limit from the current peak value Ia_peak according to the equation (34).
  • the predetermined current limit value Ia_limit is preferably set as a value obtained by subtracting a predetermined margin MA from the current trip value Ia_trip, which is the current threshold value at which the overcurrent protection function of the motor M operates.
  • the ⁇ T limit value generator 39d generates a correction torque limit value
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “ON”, the correction torque command value ⁇ T is limited, and when the ⁇ T amplitude limit flag is set to “Off”, the correction torque command value ⁇ T is limited. Not given.
  • the ⁇ T limit value generator 39d is a value when the correction torque command value ⁇ T output from the correction torque generator 34 is not 0 (zero) (that is, when torque control is being executed) and the deviation Ia_err is a positive value.
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “on”. That is, the ⁇ T limit value generator 39d sets the ⁇ T amplitude limit flag to “on” when “ ⁇ T ⁇ 0” and “Ia_err ⁇ 0”.
  • “ ⁇ T ⁇ 0” and “Ia_err ⁇ 0” it corresponds to the case where it is desired to limit the correction torque command value ⁇ T so that the motor M does not reach the current trip.
  • the ⁇ T limit value generator 39d sets the ⁇ T amplitude limit flag to “off” when it is not necessary to limit the correction torque command value ⁇ T.
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “off” when the deviation Ia_err is a negative value, torque limit hunting may occur. That is, when the ⁇ T amplitude limit flag is set to “OFF”, when the velocity fluctuation amplitude
  • the ⁇ T limit value generator 39d sets the ⁇ T amplitude limit flag when the velocity fluctuation amplitude
  • the ⁇ T limit value generator 39d generates the correction torque limit value
  • _old and the deviation Ia_err is generated according to the equation (35).
  • G” in equation (35) is a predetermined gain value multiplied by the deviation Ia_err. That is, when the ⁇ T amplitude limit flag is “ON”, the ⁇ T limit value generator 39d performs integration control with the correction torque amplitude
  • ⁇ T is set to a large value so that the correction torque command value ⁇ T is not limited.
  • the ⁇ T limit value generator 39d sets a value three times the average torque command value To * to the correction torque limit value
  • the correction torque command value ⁇ T is practically not limited.
  • the ⁇ T limit value generator 39d outputs the correction torque limit value
  • FIG. 12A, 12B and 12C show the behavior of the current vector in the motor control device 200.
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “ON” and the correction torque amplitude
  • FIG. 12B if the current peak value Ia_peak is still larger than the current limit value Ia_limit, the correction torque amplitude
  • _limit becomes smaller.
  • the current peak value Ia_peak is suppressed to the current limit value Ia_limit.
  • FIG. 13 shows the time change between the current command value amplitude Ia and the current command peak value Ia_peak.
  • the current limit value Ia_limit is set as a value obtained by subtracting a predetermined margin MA from the current trip value Ia_trip.
  • the current peak value Ia_peak increases.
  • the ⁇ T amplitude limiting flag is set to “ON” to limit the corrected torque amplitude
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “off”, and the current peak value Ia_peak decreases as the load on the motor M decreases.
  • FIG. 14 a time change of the velocity fluctuation amplitude
  • the current peak value Ia_peak increases due to the increase in the torque control amount.
  • the ⁇ T amplitude limiting flag is “off”
  • follows the velocity fluctuation allowable value
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set to “ON” and the correction torque amplitude
  • does not follow the velocity fluctuation allowable value
  • and the current peak value Ia_peak decrease as the load of the motor M decreases.
  • the ⁇ T amplitude limiting flag is set to “OFF” and the restriction of the correction torque amplitude
  • FIG. 15 shows an example of the current limit operation in the first embodiment
  • FIG. 16 shows an example of the current limit operation in the second embodiment
  • FIG. 15 shows a comparative example depending on the presence or absence of current noise when the limit is applied by the current command value as in the first embodiment
  • FIG. 16 shows the case where the limit is applied by the current detection value as in the second embodiment.
  • a comparative example with and without current noise is shown.
  • the ⁇ T amplitude limit is based on the comparison result between the current command peak value Ia * _peak calculated based on the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * and the current limit value Ia_limit.
  • the flag is set. Therefore, as shown in FIG. 15, if the current limit value Ia_limit is not appropriate, the current command value amplitude Ia * may reach the current trip value Ia_trip when the noise component of the detected current is large. In order to prevent the current command value amplitude Ia * from reaching the current trip value Ia_trip, tuning such as reducing the current limit value Ia_limit is required.
  • the ⁇ T amplitude limit flag is set based on the comparison result between the detected current peak value Ia_peak calculated based on the d-axis current Id and the q-axis current Iq and the current limit value Ia_limit. NS.
  • the current limit is applied to the detected current, so that the same current is applied regardless of the presence or absence of noise.
  • the limit value Ia_limit can be used. Therefore, it is not necessary to tune the current limit value Ia_limit with respect to the current trip value Ia_trip, so that the man-hours required for tuning the current limit value Ia_limit can be reduced.
  • the motor control device (motor control device 100 of the first embodiment) of the present disclosure includes a current command value calculator (current command value calculator 14 of the first embodiment) and a correction torque limit value generator (implementation). It has the correction torque limit value generator 38) of Example 1.
  • the current command value calculator is an average torque command value (implementation) generated based on the speed command value (mechanical angular velocity command value ⁇ m * in Example 1) and the motor speed (machine angle estimated angular velocity ⁇ m in Example 1).
  • the total torque command value (total torque of Example 1) obtained by adding the average torque command value To * of Example 1 and the correction torque command value for correcting the torque command value (correction torque command value ⁇ T of Example 1).
  • the current command value (q-axis current command value Iq * , d-axis current command value Id * ) is calculated based on the command value T *).
  • the correction torque command value is not zero, and the maximum value of the current command value (current command peak value Ia * _peak in Example 1) is a predetermined current limit value (current in Example 1).
  • the limit value Ia_limit or more, the correction torque command value is limited.
  • the correction torque limit value generator (correction torque limit value generator 39 of the second embodiment) has a correction torque command value that is not zero and has a maximum motor current (d-axis current Id, q-axis current Iq).
  • d-axis current Id current-axis current Id
  • q-axis current Iq maximum motor current
  • the fluctuation range of the rotation speed of the motor (speed fluctuation amplitude of Examples 1 and 2
  • the limit given to the correction torque command value is released.
  • correction torque limit value generator is a value smaller than the current threshold value (current trip value Ia_trip of Examples 1 and 2) in which the overcurrent protection function of the motor is activated by a predetermined value (margin MA of Examples 1 and 2). Is used as the current limit value.

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Abstract

過電流保護機能の作動によるモータの停止に至らずに安定してモータを動作させることができるモータ制御装置。モータ制御装置（１００）において、電流指令値算出器（１４）は、機械角速度指令値ωｍ＊と機械角推定角速度ωｍとに基づいて生成される平均トルク指令値Ｔo＊と平均トルク指令値Ｔo＊を補正するための補正トルク指令値ΔＴとを加算した合計トルク指令値Ｔ＊に基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出し、補正トルク制限値生成器（３８）は、補正トルク指令値ΔＴがゼロでなく、かつ、電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋが電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔ以上のときに、補正トルク指令値ΔＴに制限を与える。

Description

モータ制御装置
　本開示は、モータ制御装置に関する。
　空気調和装置に用いられる圧縮機では、圧縮機を駆動するモータのロータの１回転中において負荷トルクが周期的に変動する。この周期的な負荷トルク変動は、吸入、圧縮、吐出の各行程間における冷媒ガスの圧力変化に起因して発生し、モータの回転速度の変動（以下では単に「速度変動」と呼ぶことがある）によるモータの振動の発生要因となる。このような負荷トルク変動が発生する圧縮機を用いる場合、モータの回転速度の変動（以下では「速度変動」と呼ぶことがある）を抑えるために「トルク制御（周期的外乱抑制制御）」が行われる。
特開２０１９－１１８２１７号公報
　しかしながら、モータのイナーシャ（慣性モーメント）が小さい場合は速度変動が大きくなるため、速度変動を抑制するためのトルク制御による電流が増加する。また、モータの鎖交磁束が小さい場合においても、電流量に対する出力トルクが小さくなるため、速度変動を抑制するためのトルク制御による電流が増加する。このため、イナーシャが小さいモータや鎖交磁束が小さいモータにおいて過負荷状態でトルク制御を行うと、モータのピーク電流が過大となってしまうことがある。モータのピーク電流が過大になると、モータの減磁を防止するための過電流保護機能が作動してモータが停止に至ってしまう。この過電流保護機能の作動によるモータの停止は「電流トリップ」と呼ばれることがある。
　そこで、本開示では、過電流保護機能の作動によるモータの停止に至らずに安定してモータを動作させることができる技術を提案する。
　本開示のモータ制御装置は、電流指令値算出器と、補正トルク制限値生成器とを有する。電流指令値算出器は、速度指令値とモータの速度とに基づいて生成される平均トルク指令値とトルク指令値を補正するための補正トルク指令値とを加算した合計補正トルク指令値とに基づいて電流指令値を算出する。補正トルク制限値生成器は、補正トルク指令値がゼロでなく、かつ、モータの電流の最大値が所定の電流リミット値以上のときに、補正トルク指令値に制限を与える。
　本開示によれば、過電流保護機能の作動によるモータの停止に至らずに安定してモータを動作させることができる。
図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図２は、本開示の実施例１の電流誤差補正値生成器の構成例を示す図である。 図３は、本開示の実施例１の補正トルク制限値生成器の構成例を示す図である。 図４は、本開示の実施例１のピークホールド算出器の動作例の説明に供する図である。 図５は、本開示の実施例１の補正トルク生成器の構成例を示す図である。 図６Ａは、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図６Ｂは、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図６Ｃは、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図７は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図８は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図９は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図１０は、本開示の実施例２の補正トルク制限値生成器の構成例を示す図である。 図１１は、本開示の実施例２のピークホールド算出器の動作例の説明に供する図である。 図１２Ａは、本開示の実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図１２Ｂは、本開示の実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図１２Ｃは、本開示の実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図１３は、本開示の実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図１４は、本開示の実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図１５は、本開示の実施例１の電流リミット動作の一例を示す図である。 図１６は、本開示の実施例２の電流リミット動作の一例を示す図である。
　以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。
　本開示では、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ（Permanent　Magnet　Synchronous　Motor））のトルク制御を位置センサレスベクトル制御により行うモータ制御装置を一例に挙げて説明する。しかし、開示の技術は、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動するモータのトルク制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。
　[実施例１]
　＜モータ制御装置の構成＞
　図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１において、モータ制御装置１００は、減算器１１，１８，１９，４０と、速度制御器１２と、加算器１３，１６，１７，２１，２２と、電流指令値算出器１４と、電圧指令値算出器２０と、ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３と、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）変調器２４と、ＩＰＭ（Intelligent　Power　Module）２５とを有する。ＩＰＭ２５は、モータＭに接続される。モータＭの一例としてＰＭＳＭが挙げられる。
　また、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６と、電流センサ２７ａ，２７ｂと、３φ電流算出器２８とを有する。なお、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６、または、電流センサ２７ａ，２７ｂの何れか一方を有していれば良い。
　また、モータ制御装置１００は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９と、軸誤差演算器３０と、ＰＬＬ（Phase　Locked　Loop）制御器３１と、位置推定器３２と、１／Ｐｎ処理器３３と、補正トルク生成器３４と、ＩＩＲフィルタ（Infinite　Impulse　Response　Filter）３５ａ，３５ｂと、非干渉化制御器３６と、電流誤差補正値生成器３７と、補正トルク制限値生成器３８とを有する。
　減算器１１は、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００へ入力された機械角速度指令値ωｍ＊から、１／Ｐｎ処理器３３より出力された現在の推定角速度である機械角推定角速度ωｍを減算することにより角速度誤差Δωを算出する。
　速度制御器１２は、減算器１１より出力された角速度誤差Δωの平均がゼロに近づくような平均トルク指令値Ｔo＊を生成する。
　加算器１３は、速度制御器１２より出力された平均トルク指令値Ｔo＊と、補正トルク生成器３４より出力された補正トルク指令値ΔＴとを加算することにより合計トルク指令値Ｔ＊を算出する。
　電流指令値算出器１４は、合計トルク指令値Ｔ＊によって示される定トルク曲線とＭＴＰＩ（最大トルク／電流制御）曲線との交点に基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出する。
　ここで、定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点は、例えば、式（１）に示すモータトルク式と、ＭＴＰＩ曲線におけるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの関係を示す式（２）とを用いて算出できる。式（１）の右辺において、第１項がマグネットトルクを表し、第２項がリラクタンストルクを表し、マグネットトルクはｑ軸電流Ｉｑのみを含み、リラクタンストルクはｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの双方を含む。従って、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとを適切に制御することにより、モータＭに適正なトルクを発生させることができる。式（１）及び式（２）において、“Ｐｎ”はモータＭの極対数、“Ψａ”はモータＭの鎖交磁束、“Ｌｄ”はモータＭのｄ軸インダクタンス、“Ｌｑ”はモータＭのｑ軸インダクタンスを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（１）及び式（２）よりｄ軸電流Ｉｄを消去すると、ｑ軸電流Ｉｑに関する４次方程式である式（３）を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（３）に示す４次方程式は、例えばニュートン法等を用いて、合計トルク指令値Ｔ＊の定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点でのｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に相当する解を導出することができる。また、電流指令値算出器１４は、式（３）に従って算出したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に基づいて、式（２）に従って、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出する。
　図１において、加算器１７は、式（４．１）に従って、電流指令値算出器１４より出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と電流誤差補正値生成器３７より出力されたｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑとを加算することによりｑ軸電流補正指令値Ｉｑ_ＦＦ＊を算出する。加算器１６は、式（４．２）に従って、電流指令値算出器１４より出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と電流誤差補正値生成器３７より出力されたｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄとを加算することによりｄ軸電流補正指令値Ｉｄ_ＦＦ＊を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　減算器１９は、加算器１７より出力されたｑ軸電流補正指令値Ｉｑ_ＦＦ＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｑ軸電流Ｉｑを減算することにより、ｑ軸電流補正指令値Ｉｑ_ＦＦ＊とｑ軸電流Ｉｑとの誤差であるｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆを算出する。減算器１８は、加算器１６より出力されたｄ軸電流補正指令値Ｉｄ_ＦＦ＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄを減算することにより、ｄ軸電流補正指令値Ｉｄ_ＦＦ＊とｄ軸電流Ｉｄとの誤差であるｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆを算出する。
　電圧指令値算出器２０は、式（５．１）に従って、ｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆ（Ｉｑ_ＦＦ＊－Ｉｑ）に基づいてＰＩ（Proportional　Integral）制御を行うことにより非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを算出する。また、電圧指令値算出器２０は、式（５．２）に従って、ｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆ（Ｉｄ_ＦＦ＊－Ｉｄ）に基づいてＰＩ制御を行うことにより非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを算出する。なお、式（５．１）のｋｐ_ｑ及び式（５．２）のｋｐ_ｄは比例定数であり、式（５．１）のｋｉ_ｑ及び式（５．２）のｋｉ_ｄは積分定数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　加算器２２は、式（６．１）で表されるｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを、式（６．３）に従って、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔに加算することにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。加算器２１は、式（６．２）で表されるｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを、式（６．４）に従って、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔに加算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出する。これにより、ｄｑ軸間の干渉がフィードフォワードでキャンセルされたｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊が算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ＩＩＲフィルタ３５ａは、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄのノイズを除去し、ノイズ除去後のｄ軸応答電流Ｉｄ_ｉｉｒを出力する。ＩＩＲフィルタ３５ｂは、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｑ軸電流Ｉｑのノイズを除去し、ノイズ除去後のｑ軸応答電流Ｉｑ_ｉｉｒを出力する。ＩＩＲフィルタ３５ａ，３５ｂはノイズ除去フィルタの一例である。
　非干渉化制御器３６は、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）からの電気角速度指令値ωｅ＊とｑ軸応答電流Ｉｑ_ｉｉｒとに基づいて、式（６．２）に従って、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを補正するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成する。また、非干渉化制御器３６は、電気角速度指令値ωｅ＊とｄ軸応答電流Ｉｄ_ｉｉｒとに基づいて、式（６．１）に従って、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを補正するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成する。ｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａ及びｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａは、ｄｑ軸間の干渉項をフィードフォワードでキャンセルするための補正値である。ここで、安定制御を図るために、非干渉化補正値は直流化された値であることが望ましい。このため、非干渉化補正値の生成にあたっては、速度については電気角速度指令値ωｅ＊が用いられ、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑについては、ＩＩＲフィルタ３５ａ，３５ｂにより変動成分が除去されたｄ軸応答電流Ｉｄ_ｉｉｒ及びｑ軸応答電流Ｉｑ_ｉｉｒが用いられる。
　電流誤差補正値生成器３７は、電流指令値算出器１４より出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、位置推定器３２より出力された機械角位相θｍとに基づいて、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄ及びｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑを生成する。
　電流誤差補正値生成器３７は、電流指令値算出器１４の応答遅延やｄｑ軸の干渉により、ｄｑ軸電流が電流指令値に追従し切れずに生じる変動誤差（位相誤差及び振幅誤差）を積算し、積算値の反転出力を電流誤差補正値（ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄ及びｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑ）として生成する。ここで、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄは、ｄ軸電流指令値Ｉ＊とｄ軸電流Ｉｄとの変動誤差を補正するためのフィードフォワード成分であり、ｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの変動誤差を補正するためのフィードフォワード成分である。
　ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３は、加算器２１，２２より出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、位置推定器３２より出力された電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅに基づいて、３相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ＊へ変換する。位置推定器３２より出力される電気角位相θｅは、モータＭの現在のロータ位置を示す。
　ＰＷＭ変調器２４は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊と、ＰＷＭキャリア信号とに基づいて、６相のＰＷＭ信号を生成し、生成した６相のＰＷＭ信号をＩＰＭ２５へ出力する。
　ＩＰＭ２５は、ＰＷＭ変調器２４より出力された６相のＰＷＭ信号に基づいて、外部から供給される直流電圧Ｖｄｃを変換して、モータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれへ印可される交流電圧を生成し、生成したそれぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。
　３φ電流算出器２８は、シャント抵抗２６を用いた１シャント方式で母線電流が検出される場合、ＰＷＭ変調器２４より出力される６相のＰＷＭスイッチング情報と、検出された母線電流とから、モータＭのＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを算出する。または、３φ電流算出器２８は、電流センサ２７ａ，２７ｂでＵ相電流及びＶ相電流が検出される場合、残りのＷ相電流値Ｉｗを“Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０”のキルヒホッフの法則に基づいて算出する。３φ電流算出器２８は、各相の相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９へ出力する。
　ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９は、位置推定器３２より出力された電気角位相θｅに基づいて、３φ電流算出器２８より出力された３相のＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換する。
　軸誤差演算器３０は、加算器２１，２２より出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いて軸誤差Δθ（推定した回転軸と実際の回転軸との差）を算出する。
　ＰＬＬ制御器３１は、軸誤差演算器３０より出力された軸誤差Δθに基づいて、モータＭの現在の推定角速度である電気角推定角速度ωｅを算出する。
　位置推定器３２は、ＰＬＬ制御器３１より出力された電気角推定角速度ωｅに基づいて電気角位相θｅ及び機械角位相θｍを推定する。
　１／Ｐｎ処理器３３は、ＰＬＬ制御器３１より出力された電気角推定角速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除算することにより機械角推定角速度ωｍを算出する。
　減算器４０は、１／Ｐｎ処理器３３より出力された機械角推定角速度ωｍから機械角速度指令値ωｍ＊を減算することにより機械角推定角速度変動Δωｍを算出する。
　補正トルク生成器３４は、モータＭの振動が許容できる速度変動範囲である速度変動許容値|Δωｍ|＊、減算器４０より出力された機械角推定角速度変動Δωｍ、及び、位置推定器３２より出力された機械角位相θｍに基づいて、周期的な速度変動である機械角推定角速度変動Δωｍを速度変動許容値|Δωｍ|＊以下に抑制するための補正トルク指令値ΔＴを生成する。なお、速度変動許容値|Δωｍ|＊は、モータ制御装置１００内に記憶されている。また、機械角推定角速度変動（速度変動）Δωｍは、上記の角速度誤差Δωの値と正負の符号が異なるだけである。
　補正トルク制限値生成器３８は、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔと、電流指令値算出器１４より出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とに基づいて、補正トルク指令値ΔＴの振幅である補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限を与える補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。
　＜電流誤差補正値生成器の構成＞
　図２は、本開示の実施例１の電流誤差補正値生成器の構成例を示す図である。図２において、電流誤差補正値生成器３７は、減算器３７ａ，３７ｅと、ｑ軸電流誤差成分分離器３７ｂと、ｑ軸電流誤差積算器３７ｃと、ｑ軸電流誤差補正値復調器３７ｄと、ｄ軸電流誤差成分分離器３７ｆと、ｄ軸電流誤差積算器３７ｇと、ｄ軸電流誤差補正値復調器３７ｈとを有する。
　減算器３７ａは、式（７）に従って、ｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との誤差であるｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ｑ軸電流誤差成分分離器３７ｂは、式（８．１）及び式（８．２）に従って、ｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒの基本波成分である２つのフーリエ係数Ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分），Ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）を機械角周期毎に算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ｑ軸電流誤差積算器３７ｃは、式（９．１）及び式（９．２）に従って、ｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒのｓｉｎ成分Ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎと、ｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒのｃｏｓ成分Ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓとのそれぞれに補正ゲインｋを乗算し、それぞれの乗算結果をＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ，Ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄに加算する。式（９．１）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎの積分値であり、式（９．２）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓの積分値である。また、式（９．１）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（９．２）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ｑ軸電流誤差補正値復調器３７ｄは、式（１０．１）及び式（１０．２）に従って、ｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑを算出する。これにより、ｑ軸電流変動誤差の位相が反転して、機械角位相θｍでのｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑの瞬時値が算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　減算器３７ｅは、式（１１）に従って、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊との誤差であるｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ｄ軸電流誤差成分分離器３７ｆは、式（１２．１）及び式（１２．２）に従って、ｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒの基本波成分である２つのフーリエ係数Ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分），Ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）を機械角周期毎に算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ｄ軸電流誤差積算器３７ｇは、式（１３．１）及び式（１３．２）に従って、ｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒのｓｉｎ成分Ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎと、ｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒのｃｏｓ成分Ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓとのそれぞれに補正ゲインｋを乗算し、それぞれの乗算結果にＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ，Ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄを加算する。式（１３．１）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎの積分値であり、式（１３．２）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉは、今回の機械角周期におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓの積分値である。また、式（１３．１）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（１３．２）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ｄ軸電流誤差補正値復調器３７ｈは、式（１４．１）及び式（１４．２）に従って、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄを算出する。これにより、ｄ軸電流変動誤差の位相が反転して、機械角位相θｍでのｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄの瞬時値が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　＜補正トルク制限値生成器の構成＞
　図３は、本開示の実施例１の補正トルク制限値生成器の構成例を示す図である。図３において、補正トルク制限値生成器３８は、電流振幅算出器３８ａと、ピークホールド算出器３８ｂと、減算器３８ｃと、ΔＴ制限値生成器３８ｄとを有する。
　電流振幅算出器３８ａは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とに基づいて、式（１５）に従って、電流指令値振幅Ｉａ＊を算出し、算出した電流指令値振幅Ｉａ＊をピークホールド算出器３８ｂへ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　ピークホールド算出器３８ｂは、所定の取得期間Ｔｍ毎に、各取得期間Ｔｍにおいて電流指令値振幅Ｉａ＊の最大値を電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋとして取得し、取得した電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋを減算器３８ｃへ出力する。例えば、所定の取得期間Ｔｍは、モータＭの機械角周期に相当する。
　図４は、本開示の実施例１のピークホールド算出器の動作例の説明に供する図である。
　図４に示すように、ピークホールド算出器３８ｂは、取得期間Ｔｍ１（機械角位相θｍ＝０～２π）において、式（１６）に従って、時間の経過に伴って変化する電流指令値振幅Ｉａ＊と、仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐ（対象取得期間Ｔｍにおいて時間の経過に伴って変化する電流指令値振幅Ｉａ＊のピークホールド値）とを比較し、電流指令値振幅Ｉａ＊が仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐよりも大きくなったときに、仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを電流指令値振幅Ｉａ＊によって更新する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　また、ピークホールド算出器３８ｂは、取得期間Ｔｍ１の終了時点で、式（１７）に従って、仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋに設定するとともに、式（１８）に従って、仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをゼロに初期化する。つまり、取得期間Ｔｍ１の終了時点での仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが、取得期間Ｔｍ１の次の取得期間である取得期間Ｔｍ２における電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋとして取得される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　また、図４に示すように、ピークホールド算出器３８ｂは、取得期間Ｔｍ２（機械角位相θｍ＝２π～４π）において、式（１６）に従って、時間の経過に伴って変化する電流指令値振幅Ｉａ＊と、仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐとを比較し、電流指令値振幅Ｉａ＊が仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐよりも大きくなったときに、仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを電流指令値振幅Ｉａ＊によって更新する。つまり、取得期間Ｔｍ２でも、取得期間Ｔｍ１と同様に、電流指令値振幅Ｉａ＊の最大値を随時トレースするように仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが更新される。
　また、ピークホールド算出器３８ｂは、取得期間Ｔｍ２の終了時点で、式（１７）に従って、仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋに設定するとともに、式（１８）に従って、仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをゼロに初期化する。つまり、取得期間Ｔｍ２の終了時点での仮電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが、取得期間Ｔｍ２の次の取得期間である取得期間Ｔｍ３における電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋとして取得される。
　取得期間Ｔｍ３（機械角位相θｍ＝４π～６π）以降の各取得期間Ｔｍにおいても、ピークホールド算出器３８ｂは上記と同様に動作する。
　図３において、減算器３８ｃは、電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋから所定の電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔを減算することにより、式（１９）に従って、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔに対する電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋの偏差Ｉａ＊_ｅｒｒを算出する。なお、所定の電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔは、モータＭの過電流保護機能が作動する電流閾値である電流トリップ値Ｉａ_ｔｒｉｐから所定のマージンＭＡを減算した値として設定されるのが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　ここで、補正トルク指令値ΔＴの増加に伴い、電流ピーク値も増加し、モータＭが電流トリップに至る場合がある。そこで、ΔＴ制限値生成器３８ｄは、モータＭが電流トリップに至らないように、以下のようにして設定するΔＴ振幅制限フラグに従って補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されているときは補正トルク指令値ΔＴに制限が与えられ、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されているときは、補正トルク指令値ΔＴに制限が与えられない。
　ΔＴ制限値生成器３８ｄは、補正トルク生成器３４より出力された補正トルク指令値ΔＴが０（ゼロ）でないとき（つまり、トルク制御が実行中のとき）で、かつ、偏差Ｉａ＊_ｅｒｒが正の値であるときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。つまり、ΔＴ制限値生成器３８ｄは、“ΔＴ≠０”かつ“Ｉａ＊_ｅｒｒ≧０”のときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。“ΔＴ≠０”かつ“Ｉａ＊_ｅｒｒ≧０”のときは、モータＭが電流トリップに至らないように補正トルク指令値ΔＴに制限を与えたいときに相当する。
　一方で、ΔＴ制限値生成器３８ｄは、補正トルク指令値ΔＴに制限を与える必要がないときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オフ”に設定する。ここで、偏差Ｉａ＊_ｅｒｒが負の値であるときにΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されてしまうと、補正トルク指令値ΔＴに制限が与えられることと、補正トルク指令値ΔＴに与えられた制限が解除されることとの短い周期での繰り返し（以下では「トルク制限ハンチング」と呼ぶことがある）が発生してしまう可能性がある。すなわち、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されると、速度変動振幅|Δωｍ|が速度変動許容値|Δωｍ|＊より大きい場合、補正トルク指令値ΔＴが大きくなる方向へ制御されるため、電流トリップが発生しないように、再び、補正トルク指令値ΔＴに制限を与える必要が生じてしまう。
　そこで、ΔＴ制限値生成器３８ｄは、速度変動振幅|Δωｍ|が速度変動許容値|Δωｍ|＊より小さいとき、つまり、“|Δωｍ|＜|Δωｍ|＊”のときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オフ”に設定する。
　ΔＴ制限値生成器３８ｄは、ΔＴ振幅制限フラグの設定後、ΔＴ振幅制限フラグに従って補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。
　ΔＴ制限値生成器３８ｄは、上記のようにしてΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定したときは、前回の機械角周期における補正トルク振幅｜ΔＴ｜である｜ΔＴ｜_ｏｌｄと、偏差Ｉａ＊_ｅｒｒとに基づいて、式（２０）に従って、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。式（２０）における“ｇ”は、偏差Ｉａ＊_ｅｒｒに乗算される所定のゲイン値である。つまり、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”であるときは、ΔＴ制限値生成器３８ｄは、前回の機械角周期の補正トルク振幅｜ΔＴ｜_ｏｌｄを積分項に見立てた積分制御を行う。こうすることで、モータＭが電流トリップに至りそうな場合に、偏差Ｉａ＊_ｅｒｒが正の値となるため、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが減少し、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔの減少に伴って電流指令値振幅Ｉａ＊が減少する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　一方で、ΔＴ制限値生成器３８ｄは、上記のようにしてΔＴ振幅制限フラグを“オフ”に設定したときは、補正トルク指令値ΔＴに制限がかからないような大きい値に補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを設定する。例えば、ΔＴ制限値生成器３８ｄは、式（２１）に従って、平均トルク指令値Ｔo＊の３倍の値を補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔに設定する。平均トルク指令値Ｔo＊の３倍の値という大きい値が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔとして設定されることで、補正トルク指令値ΔＴには、実質上、制限が与えられなくなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　ΔＴ制限値生成器３８ｄは、以上のようにして生成した補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを補正トルク生成器３４へ出力する。
　＜補正トルク生成器の構成＞
　図５は、本開示の実施例１の補正トルク生成器の構成例を示す図である。図５において、補正トルク生成器３４は、速度変動成分分離器３４ａと、速度変動振幅算出器３４ｂと、減算器３４ｃと、補正トルク振幅算出器３４ｄと、速度変動位相修正器３４ｅと、直交成分分離器３４ｆと、補正トルク復調器３４ｇと、補正トルク振幅制限器３４ｈとを有する。
　図５において、速度変動成分分離器３４ａは、機械角周期毎に、機械角位相θｍに基づいて、式（２２．１）及び式（２２．２）に従って、機械角推定角速度変動Δωｍを、Δωｍの基本波成分である２つのフーリエ係数ωｓｉｎ（ｓｉｎ成分）とωｃｏｓ（ｃｏｓ成分）とへ分離する。機械角推定角速度変動Δωｍの基本波成分のフーリエ係数が機械角周期毎に算出されることで、機械角推定角速度変動Δωｍの高調波成分が除去されて機械角推定角速度変動Δωｍの基本波成分を精度よく抽出することができる。ωｓｉｎ及びωｃｏｓは、機械角周期毎に更新される値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　速度変動振幅算出器３４ｂは、フーリエ係数ωｓｉｎ，ωｃｏｓに基づいて、式（２３）に従って、速度変動振幅|Δωｍ|を算出する。ωｓｉｎ及びωｃｏｓは機械角周期毎に更新される値であるため、速度変動振幅|Δωｍ|も機械角周期毎に更新される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　減算器３４ｃは、速度変動振幅算出器３４ｂより出力された速度変動振幅|Δωｍ|から速度変動許容値|Δωｍ|＊を減算することにより速度変動誤差|Δωｍ|ｅｒｒを算出する。速度変動許容値|Δωｍ|＊は、モータＭの振動が許容できる範囲での速度変動振幅|Δωｍ|を規定したものである。
　補正トルク振幅算出器３４ｄは、速度変動振幅|Δωｍ|と速度変動許容値|Δωｍ|＊との誤差に応じて補正トルク振幅|ΔＴ|を機械角周期毎に調整する。例えば、補正トルク振幅算出器３４ｄは、式（２４）に従って、速度変動振幅|Δωｍ|と速度変動許容値|Δωｍ|＊との誤差である速度変動誤差|Δωｍ|ｅｒｒに補正ゲインｋを乗算し、乗算結果と|ΔＴ|_ｏｌｄとを加算することにより補正トルク振幅|ΔＴ|を算出する。式（２４）における|ΔＴ|_ｏｌｄは、前回の機械角周期における補正トルク振幅|ΔＴ|である。補正ゲインｋを適切に設定することで、速度変動|Δω|が速度変動許容値|Δωｍ|＊の境界でハンチングすることや、急激な負荷トルク変化によって速度変動|Δω|が速度変動許容値|Δωｍ|＊よりも大きくなって振動が発生することを抑制できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　補正トルク振幅制限器３４ｈは、補正トルク振幅算出器３４ｄより出力された補正トルク振幅|ΔＴ|が、補正トルク制限値生成器３８より出力された補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔより大きいときは、補正トルク振幅|ΔＴ|の値を補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔによって書き換え、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔに書き換え後の補正トルク振幅|ΔＴ|を直交成分分離器３４ｆへ出力する。つまり、補正トルク振幅|ΔＴ|が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔより大きいときは、補正トルク振幅|ΔＴ|の値が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔに設定される。補正トルク振幅|ΔＴ|の値が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔに設定されることでモータＭの電流振幅の変動量が制限され、モータＭに電流トリップが発生することを防止できる。
　一方で、補正トルク振幅|ΔＴ|が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔ以下のときは、補正トルク振幅制限器３４ｈは、補正トルク振幅算出器３４ｄより出力された補正トルク振幅|ΔＴ|をそのまま直交成分分離器３４ｆへ出力する。
　速度変動位相修正器３４ｅは、機械角周期毎に取得される機械角推定角速度変動Δωｍの位相を修正する。例えば、速度変動位相修正器３４ｅは、式（２５．１）及び式（２５．２）に従って、フーリエ係数ωｓｉｎ，ωｃｏｓのそれぞれに補正ゲインｋを乗算し、それぞれの乗算結果にωｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ，ωｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄを加算する。式（２５．１）におけるωｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期におけるωｓｉｎ_ｉであり、式（２５．２）におけるωｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期におけるωｃｏｓ_ｉである。そして、速度変動位相修正器３４ｅは、式（２５．３）に従って、ωｓｉｎ_ｉ及びωｃｏｓ_ｉの逆正接（Arctangent）を速度変動修正位相φωｉとして算出する。この速度変動修正位相φωｉが、トルク制御を行う際の位相の基準になり、この基準に対してπ／２遅角した位相が補正トルク指令値ΔＴの位相（補正トルク位相）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　直交成分分離器３４ｆは、補正トルク振幅制限器３４ｈより出力された補正トルク振幅|ΔＴ|と、速度変動位相修正器３４ｅより出力された速度変動修正位相φωｉとに基づいて、式（２６．１）及び式（２６．２）に従って、速度変動修正位相φωｉのｓｉｎ成分（ωｓｉｎ_ｉ）とｃｏｓ成分（ωｃｏｓ_ｉ）とを算出する。この処理は、式（２５．１）及び式（２５．２）の演算による位相修正時の発散を防止する役割も有する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　補正トルク復調器３４ｇは、速度変動修正位相φωｉのｓｉｎ成分（ωｓｉｎ_ｉ）とｃｏｓ成分（ωｃｏｓ_ｉ）とに基づいて、式（２７．１）及び式（２７．２）に従って、補正トルク指令値ΔＴを算出する。この処理により速度変動修正位相φωｉからπ／２だけ遅角した補正トルク位相へ変換され、機械角位相θｍでの補正トルク指令値ΔＴの瞬時値が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　なお、補正トルク復調器３４ｇは、式（２７．１）及び式（２７．２）に代えて式（２８）に従って補正トルク指令値ΔＴの瞬時値を算出しても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　そして、図１に示す加算器１３は、式（２９）に従って、補正トルク復調器３４ｇより出力された補正トルク指令値ΔＴを、速度制御器１２より出力された平均トルク指令値Ｔo＊に加算することにより合計トルク指令値Ｔ＊を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　＜モータ制御装置の動作＞
　図６Ａ、図６Ｂ、図６Ｃ、図７及び図８は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
　図６Ａ、図６Ｂ及び図６Ｃに、モータ制御装置１００における電流ベクトルの挙動を示す。図６Ａに示すように、電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋが電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔより大きい場合は、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定され、補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられる。補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられても、図６Ｂに示すように、未だ電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋが電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔより大きい場合は、補正トルク振幅｜ΔＴ｜がさらに制限され、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔは小さくなる。これにより、図６Ｃに示すように、電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋが電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔまで抑制される。
　また、図７に、電流指令値振幅Ｉａ＊と電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋとの時間変化を示す。図７において、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔは、電流トリップ値Ｉａ_ｔｒｉｐから所定のマージンＭＡを減算した値として設定されている。モータＭの負荷の増大によりトルク制御量が増大する区間ａ１１では、電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋが増大する。区間ａ１１の次の区間ｂ１１では、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されて補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられる。区間ｂ１１の次の区間ｃ１１では、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されて、モータＭの負荷の減少につれて、電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋが減少する。
　また、図８では、図７に対し、速度変動振幅|Δωｍ|の時間変化が追加されている。図８において、モータＭの負荷が増大するにつれてトルク制御量が増大する区間ａ１２では、トルク制御量の増大より電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋが増大する。このとき、ΔＴ振幅制限フラグは“オフ”になっているため、速度変動振幅|Δωｍ|は速度変動許容値|Δωｍ|＊に追従する。区間ａ１２の次の区間ｂ１２では、区間ａ１２における電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋが電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔより大きいため、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されて補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられる。補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられることにより、速度動振振幅|Δωｍ|は速度変動許容値|Δωｍ|＊に追従しなくなる。区間ｂ１２の次の区間ｃ１２では、モータＭの負荷が減少するにつれて速度変動振幅|Δωｍ|及び電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋが減少する。また、区間ｃ１２では、速度変動許容値|Δωｍ|＊が速度変動振幅|Δωｍ|より大きいため、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されて補正トルク振幅｜ΔＴ｜の制限が解除される。補正トルク振幅｜ΔＴ｜の制限が解除されることにより、速度変動振幅|Δωｍ|が速度変動許容値|Δωｍ|＊に追従するようになる。
　以上、本開示の実施例１について説明した。
　[実施例２]
　＜モータ制御装置の構成＞
　図９は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。
　図９示すモータ制御装置２００は、図１に示すモータ制御装置１００が有する補正トルク制限値生成器３８に代えて補正トルク制限値生成器３９を有する。また、図１に示すモータ制御装置１００では、電流指令値算出器１４より出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が補正トルク制限値生成器３８に入力されていたのに対し、図９に示すモータ制御装置２００では、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが補正トルク制限値生成器３９に入力される。
　＜補正トルク制限値生成器の構成＞
　図１０は、本開示の実施例２の補正トルク制限値生成器の構成例を示す図である。図１０において、補正トルク制限値生成器３９は、電流振幅算出器３９ａと、ピークホールド算出器３９ｂと、減算器３９ｃと、ΔＴ制限値生成器３９ｄとを有する。
　電流振幅算出器３９ａは、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに基づいて、式（３０）に従って、検出電流値振幅Ｉａを算出し、算出した検出電流値振幅Ｉａをピークホールド算出器３９ｂへ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　ピークホールド算出器３９ｂは、所定の取得期間Ｔｍ毎に、各取得期間Ｔｍにおける検出電流値振幅Ｉａの最大値を電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋとして取得し、取得した電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋを減算器３９ｃへ出力する。例えば、所定の取得期間Ｔｍは、モータＭの機械角周期に相当する。図１１は、本開示の実施例２のピークホールド算出器の動作例の説明に供する図である。
　図１１に示すように、ピークホールド算出器３９ｂは、取得期間Ｔｍ１（機械角位相θｍ＝０～２π）において、式（３１）に従って、時間の経過に伴って変化する検出電流値振幅Ｉａと、仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐ（対象取得期間Ｔｍにおいて時間の経過に伴って変化する電流指令値振幅Ｉａのピークホールド値）とを比較し、検出電流値振幅Ｉａが仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐよりも大きくなったときに、仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを検出電流値振幅Ｉａによって更新する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　また、ピークホールド算出器３９ｂは、取得期間Ｔｍ１の終了時点で、式（３２）に従って、仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋに設定するとともに、式（３３）に従って、仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをゼロに初期化する。つまり、取得期間Ｔｍ１の終了時点での仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが、取得期間Ｔｍ１の次の取得期間である取得期間Ｔｍ２における電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋとして取得される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　また、図１１に示すように、ピークホールド算出器３９ｂは、取得期間Ｔｍ２（機械角位相θｍ＝２π～４π）において、式（３１）に従って、時間の経過に伴って変化する検出電流値振幅Ｉａと、仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐとを比較し、検出電流値振幅Ｉａが仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐよりも大きくなったときに、仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを検出電流値振幅Ｉａによって更新する。つまり、取得期間Ｔｍ２でも、取得期間Ｔｍ１と同様に、検出電流値振幅Ｉａの最大値を随時トレースするように仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが更新される。
　また、ピークホールド算出器３９ｂは、取得期間Ｔｍ２の終了時点で、式（３２）に従って、仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋに設定するとともに、式（３３）に従って、仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをゼロに初期化する。つまり、取得期間Ｔｍ２の終了時点での仮電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが、取得期間Ｔｍ２の次の取得期間である取得期間Ｔｍ３における電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋとして取得される。
　取得期間Ｔｍ３（機械角位相θｍ＝４π～６π）以降の各取得期間Ｔｍにおいても、ピークホールド算出器３９ｂは上記と同様に動作する。
　図１０において、減算器３９ｃは、電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋから所定の電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔを減算することにより、式（３４）に従って、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔに対する電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋの偏差Ｉａ_ｅｒｒを算出する。なお、所定の電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔは、モータＭの過電流保護機能が作動する電流閾値である電流トリップ値Ｉａ_ｔｒｉｐから所定のマージンＭＡを減算した値として設定されるのが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
　ここで、補正トルク指令値ΔＴの増加に伴い、電流ピーク値も増加し、モータＭが電流トリップに至る場合がある。そこで、ΔＴ制限値生成器３９ｄは、モータＭが電流トリップに至らないように、以下のようにして設定するΔＴ振幅制限フラグに従って補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されているときは補正トルク指令値ΔＴに制限が与えられ、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されているときは、補正トルク指令値ΔＴに制限が与えられない。
　ΔＴ制限値生成器３９ｄは、補正トルク生成器３４より出力された補正トルク指令値ΔＴが０（ゼロ）でないとき（つまり、トルク制御が実行中のとき）で、かつ、偏差Ｉａ_ｅｒｒが正の値であるときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。つまり、ΔＴ制限値生成器３９ｄは、“ΔＴ≠０”かつ“Ｉａ_ｅｒｒ≧０”のときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。“ΔＴ≠０”かつ“Ｉａ_ｅｒｒ≧０”のときは、モータＭが電流トリップに至らないように補正トルク指令値ΔＴに制限を与えたいときに相当する。
　一方で、ΔＴ制限値生成器３９ｄは、補正トルク指令値ΔＴに制限を与える必要がないときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オフ”に設定する。ここで、偏差Ｉａ_ｅｒｒが負の値であるときにΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されてしまうと、トルク制限ハンチングが発生してしまう可能性がある。すなわち、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されると、速度変動振幅|Δωｍ|が速度変動許容値|Δωｍ|＊より大きい場合、補正トルク指令値ΔＴが大きくなる方向へ制御されるため、電流トリップが発生しないように、再び、補正トルク指令値ΔＴに制限を与える必要が生じてしまう。
　そこで、ΔＴ制限値生成器３９ｄは、速度変動振幅|Δωｍ|が速度変動許容値|Δωｍ|＊より小さいとき、つまり、“|Δωｍ|＜|Δωｍ|＊”のときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オフ”に設定する。
　ΔＴ制限値生成器３９ｄは、ΔＴ振幅制限フラグの設定後、ΔＴ振幅制限フラグに従って補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。
　ΔＴ制限値生成器３９ｄは、上記のようにしてΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定したときは、前回の機械角周期における補正トルク振幅｜ΔＴ｜である｜ΔＴ｜_ｏｌｄと、偏差Ｉａ_ｅｒｒとに基づいて、式（３５）に従って、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。式（３５）における“ｇ”は、偏差Ｉａ_ｅｒｒに乗算される所定のゲイン値である。つまり、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”であるときは、ΔＴ制限値生成器３９ｄは、前回の機械角周期の補正トルク振幅｜ΔＴ｜_ｏｌｄを積分項に見立てた積分制御を行う。こうすることで、モータＭが電流トリップに至りそうな場合に、偏差Ｉａ_ｅｒｒが正の値となるため、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが減少し、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔの減少に伴って検出電流値振幅Ｉａが減少する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　一方で、ΔＴ制限値生成器３９ｄは、上記のようにしてΔＴ振幅制限フラグを“オフ”に設定したときは、補正トルク指令値ΔＴに制限がかからないような大きい値に補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを設定する。例えば、ΔＴ制限値生成器３９ｄは、式（２１）に従って、平均トルク指令値Ｔo＊の３倍の値を補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔに設定する。平均トルク指令値Ｔo＊の３倍の値という大きい値が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔとして設定されることで、補正トルク指令値ΔＴには、実質上、制限が与えられなくなる。
　ΔＴ制限値生成器３９ｄは、以上のようにして生成した補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを補正トルク生成器３４へ出力する。
　＜モータ制御装置の動作＞
　図１２Ａ、図１２Ｂ、図１２Ｃ、図１３、図１４及び図１５は、本開示の実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
　図１２Ａ、図１２Ｂ及び図１２Ｃに、モータ制御装置２００における電流ベクトルの挙動を示す。図１２Ａに示すように、電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋが電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔより大きい場合は、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定され、補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられる。補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられても、図１２Ｂに示すように、未だ電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋが電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔより大きい場合は、補正トルク振幅｜ΔＴ｜がさらに制限され、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔは小さくなる。これにより、図１２Ｃに示すように、電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋが電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔまで抑制される。
　また、図１３に、電流指令値振幅Ｉａと電流指令ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋとの時間変化を示す。図１３において、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔは、電流トリップ値Ｉａ_ｔｒｉｐから所定のマージンＭＡを減算した値として設定されている。モータＭの負荷の増大によりトルク制御量が増大する区間ａ２１では、電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋが増大する。区間ａ２１の次の区間ｂ２１では、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されて補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられる。区間ｂ２１の次の区間ｃ２１では、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されて、モータＭの負荷の減少につれて、電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋが減少する。
　また、図１４では、図１３に対し、速度変動振幅|Δωｍ|の時間変化が追加されている。図１４において、モータＭの負荷が増大するにつれてトルク制御量が増大する区間ａ２２では、トルク制御量の増大より電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋが増大する。このとき、ΔＴ振幅制限フラグは“オフ”になっているため、速度変動振幅|Δωｍ|は速度変動許容値|Δωｍ|＊に追従する。区間ａ２２の次の区間ｂ２２では、区間ａ２２における電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋが電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔより大きいため、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されて補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられる。補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限が与えられることにより、速度変動振幅|Δωｍ|は速度変動許容値|Δωｍ|＊に追従しなくなる。区間ｂ２２の次の区間ｃ２２では、モータＭの負荷が減少するにつれて速度変動振幅|Δωｍ|及び電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋが減少する。また、区間ｃ２２では、速度変動許容値|Δωｍ|＊が速度変動振幅|Δωｍ|より大きいため、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されて補正トルク振幅｜ΔＴ｜の制限が解除される。補正トルク振幅｜ΔＴ｜の制限が解除されることにより、速度変動振幅|Δωｍ|が速度変動許容値|Δωｍ|＊に追従するようになる。
　図１５に実施例１における電流リミット動作の一例を示し、図１６に実施例２における電流リミット動作の一例を示す。図１５には、実施例１のように電流指令値によってリミットをかける場合の電流ノイズの有無による比較例を示し、図１６には、実施例２のように電流検出値でリミットをかける場合の電流ノイズの有無による比較例を示す。
　実施例１では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とに基づいて算出される電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋと、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔとの比較結果に基づいてΔＴ振幅制限フラグが設定される。このため、図１５に示すように、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔが適切でないと、検出電流のノイズ成分が大きい場合に電流指令値振幅Ｉａ＊が電流トリップ値Ｉａ_ｔｒｉｐに到達する恐れがある。電流指令値振幅Ｉａ＊が電流トリップ値Ｉａ_ｔｒｉｐに到達することを回避するためには、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔを小さくするなどのチューニングを要する。
　これに対し、実施例２では、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに基づいて算出される検出電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋと、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔとの比較結果に基づいてΔＴ振幅制限フラグが設定される。これにより、実施例２では、図１６に示すように、制御状態によって検出電流振幅Ｉａにノイズがあるような場合でも、検出電流に電流リミットをかけるため、ノイズの有無にかかわらず、同一の電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔを用いることができる。よって、電流トリップ値Ｉａ_ｔｒｉｐに対する電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔのチューニングが不要となるため、電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔのチューニングにかかる工数を削減することができる。
　以上、本開示の実施例２について説明した。
　以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例１のモータ制御装置１００）は、電流指令値算出器（実施例１の電流指令値算出器１４）と、補正トルク制限値生成器（実施例１の補正トルク制限値生成器３８）とを有する。電流指令値算出器は、速度指令値（実施例１の機械角速度指令値ωｍ＊）とモータの速度（実施例１の機械角推定角速度ωｍ）とに基づいて生成される平均トルク指令値（実施例１の平均トルク指令値Ｔo＊）と、トルク指令値を補正するための補正トルク指令値（実施例１の補正トルク指令値ΔＴ）とを加算した合計トルク指令値（実施例１の合計トルク指令値Ｔ＊）とに基づいて電流指令値（ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊，ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊）を算出する。補正トルク制限値生成器は、補正トルク指令値がゼロでなく、かつ、電流指令値の最大値（実施例１の電流指令ピーク値Ｉａ＊_ｐｅａｋ）が所定の電流リミット値（実施例１の電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔ）以上のときに、補正トルク指令値に制限を与える。
　このようにして補正トルク指令値に制限を与えることで、補正トルク指令値の増大による電流トリップを防止することができるため、過電流保護機能の作動によるモータの停止に至らずに安定してモータを動作させることができる。
　また、補正トルク制限値生成器（実施例２の補正トルク制限値生成器３９）は、補正トルク指令値がゼロでなく、かつ、モータの電流（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）の最大値（実施例２の電流ピーク値Ｉａ_ｐｅａｋ）が所定の電流リミット値（実施例２の電流リミット値Ｉａ_ｌｉｍｉｔ）以上のときに、補正トルク指令値に制限を与える。
　このようにして補正トルク指令値に制限を与えても、補正トルク指令値の増大による電流トリップを防止することができるため、過電流保護機能の作動によるモータの停止に至らずに安定してモータを動作させることができる。また、モータの電流の振幅値のノイズレベルが制御状態によって異なるような場合でも、同一の電流リミット値を用いることができるため、電流トリップ値に対する電流リミット値のマージンの設定にあたりチューニングが不要となる。
　また、補正トルク制限値生成器は、モータの回転速度の変動幅（実施例１，２の速度変動振幅|Δωｍ|）が許容値（実施例１，２の速度変動許容値|Δωｍ|＊）より小さいときに、補正トルク指令値に与えられている制限を解除する。
　こうすることで、トルク制限ハンチングが発生することを防止できる。
　また、補正トルク制限値生成器は、モータの過電流保護機能が作動する電流閾値（実施例１，２の電流トリップ値Ｉａ_ｔｒｉｐ）よりも所定値（実施例１，２のマージンＭＡ）だけ小さい値を電流リミット値として用いる。
　こうすることで、補正トルク指令値の増大による電流トリップを確実に防止することができる。
１００，２００　モータ制御装置
１４　電流指令値算出器
３４　補正トルク生成器
３８，３９　補正トルク制限値生成器

Claims (6)

  1. 　速度指令値とモータの速度とに基づいて生成される平均トルク指令値と、前記トルク指令値を補正するための補正トルク指令値とを加算した合計トルク指令値に基づいて電流指令値を算出する電流指令値算出器と、
    　前記補正トルク指令値がゼロでなく、かつ、前記電流指令値の最大値が所定の電流リミット値以上のときに、前記補正トルク指令値に制限を与える補正トルク制限値生成器と、
    　を具備するモータ制御装置。
  2. 　前記補正トルク制限値生成器は、前記モータの回転速度の変動幅が許容値より小さいときに、前記補正トルク指令値に与えられている前記制限を解除する、
    　請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記補正トルク制限値生成器は、前記モータの過電流保護機能が作動する電流閾値よりも所定値だけ小さい値を前記電流リミット値として用いる、
    　請求項１に記載のモータ制御装置。
  4. 　速度指令値とモータの速度とに基づいて生成される平均トルク指令値と、前記トルク指令値を補正するための補正トルク指令値とを加算した合計トルク指令値に基づいて電流指令値を算出する電流指令値算出器と、
    　前記補正トルク指令値がゼロでなく、かつ、前記モータの電流の最大値が所定の電流リミット値以上のときに、前記補正トルク指令値に制限を与える補正トルク制限値生成器と、
    　を具備するモータ制御装置。
  5. 　前記補正トルク制限値生成器は、前記モータの回転速度の変動幅が許容値より小さいときに、前記補正トルク指令値に与えられている前記制限を解除する、
    　請求項４に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記補正トルク制限値生成器は、前記モータの過電流保護機能が作動する電流閾値よりも所定値だけ小さい値を前記電流リミット値として用いる、
    　請求項４に記載のモータ制御装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2018014854A (ja) * 2016-07-22 2018-01-25 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 モータ駆動装置、及び、それを用いた冷凍空調機器
JP2019180173A (ja) * 2018-03-30 2019-10-17 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018014854A (ja) * 2016-07-22 2018-01-25 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 モータ駆動装置、及び、それを用いた冷凍空調機器
JP2019180173A (ja) * 2018-03-30 2019-10-17 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置

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