WO2021014666A1 - 電流計測器および電力変換装置 - Google Patents

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WO2021014666A1
WO2021014666A1 PCT/JP2020/005351 JP2020005351W WO2021014666A1 WO 2021014666 A1 WO2021014666 A1 WO 2021014666A1 JP 2020005351 W JP2020005351 W JP 2020005351W WO 2021014666 A1 WO2021014666 A1 WO 2021014666A1
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WO
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current
turn
time
power module
unit
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PCT/JP2020/005351
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English (en)
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内田　貴之
和樹 谷
和田　真一郎
智比古 矢野
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株式会社日立製作所
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Publication date
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    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/14—Estimation or adaptation of motor parameters, e.g. rotor time constant, flux, speed, current or voltage
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive
    • H02P29/68—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive based on the temperature of a drive component or a semiconductor component

Definitions

  • the present invention relates to the configuration of a current measuring instrument, and particularly relates to a technique effective when applied to a power conversion device for automobiles and railways, which requires miniaturization and low power loss.
  • an inverter that is a power conversion device and a motor control unit are provided between the DC power supply and the motor, and the drive signal is sent to the motor by the inverter. It is known to drive a motor by sending a load current.
  • the inverter converts the DC power output from the DC power supply into an AC signal determined according to the torque command value, and sends the load current to the motor.
  • the inverter control unit sends a control signal to generate a load current to the inverter and controls the inverter.
  • the control signal is determined based on the AC signal determined based on the torque command value and the AC signal generated based on the current motor position information and the load current value.
  • Patent Document 1 discloses "a technique for measuring the temperature of a power module in order to monitor whether the junction temperature of the power module inside the inverter is operating so as not to exceed the safe operating region".
  • miniaturization of the power conversion device is required to improve the degree of freedom in designing the motor drive system.
  • a method of miniaturizing the power converter there is a technique of omitting a current sensor that measures the load current between the inverter and the motor.
  • the load current is measured by installing a load current sensor inside the inverter.
  • Patent Document 2 discloses "a technique for measuring a load current by a shunt resistor installed in a power supply line".
  • the load current measuring method provided with the shunt resistor as in Patent Document 2 requires a space for installing the shunt resistor, and also causes a power loss due to the shunt resistor, which impairs the energy saving property of the inverter. There is a problem that will end up.
  • an object of the present invention is a current measuring instrument capable of measuring a load current between an inverter and a load or without providing a current sensor inside the inverter, and capable of miniaturization, and a power conversion device using the current measuring instrument. Is to provide.
  • the present invention is a current measuring device that measures a load current supplied from a power conversion device to a load, and includes a power module that controls energization of the power conversion device and the power module.
  • a control unit for controlling, a turn-off time measuring unit for measuring the turn-off time of the power module, and at least one of the temperature information of the power module and the DC power supply voltage input to the power module are measured, and the measurement result is obtained. It is characterized by including an information measuring unit for outputting the above, and a current calculating unit for calculating the load current based on the output of the turn-off time measuring unit and the output of the information measuring unit.
  • the present invention is also characterized in that it is a power conversion device including the above-mentioned current measuring instrument, and the load is a motor driven by the power conversion device.
  • a current measuring instrument capable of measuring a load current between an inverter and a load or without providing a current sensor inside the inverter, and capable of miniaturization, and a power conversion device using the current measuring instrument. can do.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus of Example 1 of this invention. It is a block diagram which shows the detail of the inverter 14 of FIG. It is a figure which shows the current value calculation map stored in the current calculation part 50 of FIG. It is a figure which shows the element characteristic of the IGBT during the turn-off period. It is a figure which shows the element characteristic of the IGBT during the turn-off period. It is a figure which shows the element characteristic of the IGBT during the turn-off period. It is a figure which shows the turn-off time of the IGBT used for obtaining the map of FIG. It is a figure which shows the turn-off time of the IGBT used for obtaining the map of FIG.
  • FIG. It is a flowchart which shows the current measurement method by the power conversion apparatus of Example 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus of Example 2 of this invention. It is a figure which shows the map stored in the current calculation part 50 of FIG. It is a figure which shows the element characteristic about the voltage value and the conduction current when the temperature of the IGBT changes.
  • FIG. It is a flowchart which shows the current measurement method by the power conversion apparatus of Example 4.
  • the power conversion device is used by being mounted on, for example, an electric vehicle for a railway, a hybrid vehicle, or an electric vehicle.
  • an electric vehicle for a railway a hybrid vehicle
  • an electric vehicle a rotary electric machine driven by the power converter is a three-phase AC motor for railways
  • a rotary electric machine such as a motor other than for railways can also be used.
  • the rotary electric machine is a motor having only a motor function, it can be a motor generator having both a motor and a generator function or a generator only function. Further, the number of phases of the rotary electric machine may be other than three. Further, the control of the rotary electric machine will be described assuming that the drive current of the rotary electric machine is fed back to the current value command value.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a power conversion device of this embodiment. This device is intended to drive a three-phase induction motor.
  • FIG. 1 shows a motor 16 which is a rotating electric machine to be driven by a power converter, an inverter 14 which is a power converter, and a motor control unit 18 which controls the inverter 14.
  • the power conversion device 10 includes a DC power supply device 12 that supplies DC power, a voltage sensor (DC power supply voltage value measuring unit) 52 that measures the voltage value of the DC power supply device 12, and a DC power supply device.
  • a three-phase AC type for railways driven by using an inverter 14 that converts DC power from 12 into AC power and an AC current (U-phase current ium, V-phase current ivm, W-phase current iwm) generated by the inverter 14.
  • Motor 16 a motor control unit 18 that sends a control signal for driving the motor 16 to the inverter 14, that is, a motor control unit 18 that controls the inverter 14, a temperature sensor 20, a motor position sensor (rotation angle sensor) 24, and an inverter 14.
  • a turn-off time measuring unit 48 which is a turn-off delay time calculating unit for calculating the turn-off delay time of a power module (IGBT) mounted therein, and at least one of a temperature sensor 20 and a voltage sensor 52, and a turn-off time measuring unit 48. It includes a current calculation unit 50 that calculates a current value based on the result.
  • IGBT power module
  • the temperature sensor 20 is, for example, a temperature sensor provided in the module, but it can also be a method or sensor for estimating the temperature of other modules.
  • the motor 16 is, for example, a synchronous motor provided with a permanent magnet, but other motors can also be used.
  • the motor control unit 18 includes a microcomputer having a CPU, a memory, and the like, and includes a torque command calculation unit 38, a current command calculation unit 40, a current command / three-phase voltage conversion unit 42, a PWM conversion unit 44, and feedback. It includes a conversion unit 46.
  • the feedback conversion unit 46 converts the motor drive currents ium, ivm, and iwm calculated by the current calculation unit 50 into d-axis current id and q-axis current iq by three-phase / two-phase conversion using the rotation angle ⁇ of the motor 16. Then, it is input to the current command / three-phase voltage conversion unit 42.
  • the current command calculation unit 40 creates in advance a d-axis current command value id * and a q-axis current command value iq *, which are current command values based on the output torque command value input from the torque command calculation unit 38. It is calculated according to the table or the like and output to the current command / 3-phase voltage conversion unit 42.
  • the current command / three-phase voltage converter 42 uses the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *, and the d-axis current id and the q-axis current iq input from the feedback converter 46 to form the d-axis. After generating the voltage command values for the q-axis and the q-axis, the voltage command value is converted into the three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, Vw * using the rotation angle ⁇ of the motor 16, and the PWM conversion unit 44 is used. input.
  • the PWM conversion unit 44 turns on / off the IGBTs 28, 30 (described later in FIG. 2) constituting the inverter 14 based on the input three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, Vw * and the DC power supply voltage.
  • PWM control signals to be controlled vuu, vud, vvu, vvd, vwu, vwd are generated and input to the inverter 14.
  • the inverter 14 outputs a drive signal to the motor 16 to drive the motor 16.
  • FIG. 2 is a block diagram showing in detail the configuration of the inverter 14 shown in FIG.
  • the inverter 14 is connected between the positive electrode side and the negative electrode side of the DC power supply device 12, converts input power from DC power to AC power, and outputs the power.
  • the inverter 14 includes a plurality of IGBTs 28, 30 which are a plurality of switching elements, and a freewheeling diode 32 connected corresponding to each of the IGBTs 28, 30.
  • the gate voltage of the IGBTs 28 and 30 is controlled by the gate driver 55.
  • the plurality of IGBTs 28 and 30 are connected to the windings of the three phases (U phase, V phase, W phase) of the motor 16, respectively. That is, three inverter arms consisting of two IGBTs 28 and 30 connected in series between the positive electrode side line 34 extending from the positive electrode side and the negative electrode side line 36 extending from the negative electrode side of the DC power supply device 12 are received and two each. The midpoints of the IGBTs 28 and 30 are connected to the three-phase coils of the motor 16, respectively.
  • the IGBT 28 provided on the positive electrode side is referred to as the upper IGBT 28, and the IGBT 30 provided on the lower arm on the negative electrode side is referred to as the lower IGBT 30.
  • the upper IGBT 28 and the lower IGBT 30 are connected in series with each other. Then, the ON / OFF of the IGBTs 28 and 30 is controlled to supply AC power to the motor 16.
  • a smoothing capacitor (not shown) and a boost converter are connected between the motor 16 and the DC power supply device 12.
  • the switching elements constituting the inverter 14 are not limited to the IGBTs 28 and 30, and various switching elements such as transistors and MOSFETs can be adopted.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a current value calculation map 39 stored in the current calculation unit 50 of FIGS. 1 and 2.
  • the map of FIG. 3 may have at least one piece of information about either the power supply voltage value or the temperature. At least one of the temperature of the switching element IGBT 28 and 30 and the voltage value of the DC power supply of the inverter 14, the turn-off time of the switching element IGBT 28 and 30, and the driving current value of the switching element IGBT 28 and 30. It shows the relationship with (conduction current value).
  • FIG. 4A is a diagram showing an example of the time change of the element characteristics of the IGBT at the time of turn-off.
  • Vge is the voltage between the gate and emitter of the IGBT
  • Ig is the gate current of the IGBT
  • Ic is the current between the collector and emitter of the IGBT.
  • Switching of semiconductor elements including IGBTs performs turn-on / turn-off by charging / discharging the gate capacitance.
  • the Cgc which is the capacitance between the gate and the collector, changes due to the fluctuation of the Vge, and a period during which the Vge becomes flat occurs to charge and discharge the Cgc. This period is called the "mirror period".
  • VGP is a Vge that flattens during the mirror period. Let this period be tm.
  • Vge changes from the solid line Vge to the chain line Vge
  • Ig changes from the solid line Ig to the chain line Ig.
  • the tm period increases from tm1 to tm2.
  • FIG. 4B is a diagram showing an example of the time change of the element characteristics when the temperature of the IGBT changes at the time of turn-off.
  • Tj represents the junction temperature inside the power module.
  • the temperature information does not have to be Tj, as long as it reflects the temperature information related to the IGBT, such as the case temperature of the power module.
  • Tj increases, the characteristics of Ic, Vge, and Ig change from a solid line to a chain line.
  • the tm period increases from tm3 to tm4.
  • FIG. 4C is a diagram showing an example of the time change of the element characteristics when the power supply voltage of the IGBT changes at the time of turn-off.
  • Vcc is the DC power supply voltage value.
  • the characteristics of Ic, Vge, and Ig change from a solid line to a chain line.
  • the tm period increases from tm5 to tm6.
  • FIG. 5A is a diagram showing an example of the Vge turn-off time td1000 extracted from the Vge of FIG. 4A.
  • the turn-off time td1000 needs to be the time having the mirror period tm.
  • FIG. 5 (b) is a diagram showing an example of the Ig turn-off time td1001 obtained by extracting the Ig of FIG. 4 (a).
  • the turn-off time td1001 is the time having the mirror period tm.
  • the turn-off time td of this embodiment an example using the gate current turn-off time td1001 will be described, but the gate voltage turn-off time td1000 may be used.
  • ⁇ s is the dielectric constant
  • p0 is the hole concentration at the interface between the p layer / conductivity modulation region of the collector region of the IGBT
  • Vcs is the power supply voltage
  • Wn is the drift layer width of the IGBT
  • Nd is the donor density of the drift layer
  • psc is the space charge.
  • the hole density in the region, Jcon is the current density of Ic at the time of conduction.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the difference between the turn-off time of the gate current and the collector current at the time of turn-off of the IGBT used to obtain the map of FIG. 3 depending on the temperature. It can be seen that the higher the temperature, the longer the turn-off time, even if the steady-state Ic current values are the same. This is because tm changes as the temperature changes.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the difference between the turn-off time of the gate current and the DC power supply voltage value at the time of turn-off of the IGBT used to obtain the map of FIG. It can be seen that when the power supply voltage value becomes large, the turn-off time becomes long even if the current value of Ic in the steady state is the same. This is because tm changes depending on the difference in the DC power supply voltage value.
  • the current value calculation map 39 created in view of these points can calculate the conduction current values of the IGBTs 28 and 30 by referring to the terms of turn-off time, DC power supply voltage value, and temperature.
  • FIG. 9A is a diagram showing the relationship between the operating time and the turn-off time of the upper arm IGBT 28.
  • FIG. 9B is a diagram showing the relationship between the operating time and the turn-off time of the lower arm, the IGBT 30.
  • the conduction current values of the IGBTs 28 and 30 during switching can be calculated based on the current value calculation map 39 stored in the current calculation unit 50. Further, in this embodiment, the positive value of the load current value is equal to the conduction current value of the upper arm IGBT 28, and the negative value is equal to the conduction current value of the lower arm IGBT 30.
  • FIGS. 9 (c) shows that the turn-off time during switching between FIGS. 9 (a) and 9 (b) is converted into a conduction current value by using the current value calculation map 39 stored in the current calculation unit 50, and the upper and lower arms are displayed.
  • the figure shows the estimated motor current plotted in consideration of the positive / negative relationship between the load current value and the load current value, and the value acquired from the current sensor installed in the inductive load with a solid line.
  • the current sensor installed in the inductive load (motor 16) is for verifying the accuracy of the current measurement method of the present embodiment, and is not shown in FIGS. 1 and 2.
  • the inductive load current can be measured by the current measuring method in this embodiment.
  • FIG. 10 is a flowchart for measuring the load current created in consideration of these relationships.
  • step S1001 the DC power supply voltage is acquired by the voltage sensor 52, the IGBT temperature is acquired by the temperature sensor 20, and the IGBT turn-off time is acquired (calculated) by the turn-off time measuring unit 48.
  • the DC power supply voltage and the IGBT temperature Information on either one may be acquired.
  • step S1002 the power module (IGBT) that is turned off by the motor control unit 18 acquires and stores one of the upper and lower arms.
  • step S1002 may be executed before step S1001.
  • step S1003 the absolute value of the current value is determined from the current value calculation map 39 based on the turn-off time, the DC power supply voltage value, and the IGBT temperature acquired in step S1001, and the power module (IGBT) that turns off is the upper and lower arms.
  • the positive or negative of the current value is determined based on which of the above.
  • the current value for one phase can be calculated from this flowchart (current measurement method). By carrying out the flow from step S1001 to step S1003 in three phases, all the load current values of the three phases can be measured.
  • the current measuring instrument of this embodiment is a current measuring instrument that measures the load current supplied from the power conversion device 10 to the load (motor 16), and is a power that controls the energization of the power conversion device 10.
  • the information measurement unit temperature sensor 20, voltage sensor 52
  • the current calculation unit 50 has a preset current value calculation map 39, and the output of the turn-off time measurement unit 48, the output of the information measurement unit (temperature sensor 20, voltage sensor 52), and the current value calculation map.
  • the load current is calculated based on 39.
  • this embodiment it is possible to realize a current measuring instrument that measures a load current that is compact and has energy saving without installing a current sensor between the inverter and the motor or inside the inverter. Further, by using this current measuring instrument, it is possible to realize a compact motor drive system having energy saving without installing a current sensor between the inverter and the motor or inside the inverter.
  • FIG. 11 is a diagram showing a power conversion device of this embodiment.
  • the power conversion device 10 of this embodiment is a power conversion device using a three-phase inverter as an example, as in the first embodiment.
  • the differences from the first embodiment will be described.
  • an on-voltage measurement sensor 77 instead of the temperature sensor 20 and an on-voltage-current value calculation map 41 using FIG. 12 as an example in the current calculation unit 50.
  • the on-voltage measurement sensor 77 is a sensor that measures the on-voltage value Von, which is the collector-emitter voltage value Vce when the conduction current of the IGBTs 28 and 30 is flowing. Von is the value when the charge in the IGBT is discharged to the minimum value Vce required for Vce to be on.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of the on-voltage-current value calculation map 41 stored in the current calculation unit 50 of FIG.
  • the map of FIG. 12 stores information on the on-voltage Von which is Vce at the time of conduction of the IGBTs 28 and 30, the temperature of the IGBT 28 and 30, and the current value at the time of conduction of the IGBTs 28 and 30.
  • the temperature of the IGBTs 28 and 30 is not limited to the temperature of the main body of the IGBT 28 and 30, but the junction temperature of the power module equipped with the IGBT, the case temperature, the average temperature of the power modules installed inside the inverter, and the power module are installed. Anything that reflects the temperature information of the IGBT, such as the temperature of the inverter, may be used.
  • the temperature reflects the same characteristics of the IGBT as the temperature of the current value calculation map 39.
  • FIG. 13 is a diagram showing the temperature dependence of the on-voltage Von of the IGBT and the conduction current (collector current) Ic.
  • the IGBT is driven in the linear region shown in FIG. 13, and in this linear region, the on-voltage value has a relationship of changing depending on the collector current value and the temperature.
  • the on-voltage Von changes in proportion to the collector current Ic.
  • the on-voltage Von also increases. Therefore, it is necessary to provide the terms of the on-voltage value, the temperature, and the collector current value (conduction current value) in the on-voltage-current value calculation map 41.
  • FIG. 14 is a method for calculating a one-phase current value (any of iu, iv, iw) based on the current value calculation map 39 and the on-voltage-current value calculation map 41 stored in the current calculation unit 50. I will explain.
  • the turn-off time has a characteristic that changes depending on the power supply voltage value, the conduction current value, and the temperature. Since the power supply voltage value is acquired by the voltage sensor 52, the turn-off time is determined by using the conduction current value and the temperature as variables. As can be seen from the on-voltage-current value calculation map 41 of FIG. 12, the on-voltage is determined by using the conduction current value and the temperature as variables.
  • both the turn-off time and the on-voltage can be expressed by two variables, the conduction current value and the temperature. Therefore, when the turn-off time and the on-voltage have the same conduction current value and temperature, each value can be uniquely determined. With this, the conduction current value of the IGBTs 28 and 30 can be measured. At this time, the temperature of the IGBT can be measured at the same time.
  • FIG. 14 is a flowchart for measuring the load current value and the temperature of the IGBTs 28 and 30.
  • the power module (IGBT) that is turned off by the motor control unit 18 stores (acquires) one of the upper and lower arms.
  • step S2002 the DC power supply voltage is acquired by the voltage sensor 52, the turn-off time of the IGBT is acquired (calculated) by the turn-off time measuring unit 48, and the on-voltage is acquired by the on-voltage measuring sensor 77.
  • step S2003 Candidates are referred to in step S2003 with reference to the IGBT turn-off time acquired in step S2002, the DC power supply voltage value of the inverter, the on-voltage value of the IGBT, and the current (value) calculation map 39 stored in the current calculation unit 50.
  • the conduction current value and temperature are output.
  • step S2004 the on-voltage value and the on-voltage-current (value) calculation map 41 are referred to, and the candidate conduction current value and temperature are extracted (output).
  • step S2005 the conduction current value and temperature (information) output in step S2003 and step S2004 are compared, and the most approximate conduction current value and temperature are output.
  • the load current value is determined from the output conduction current value and the driving state of the upper and lower arms (whether the power module (IGBT) that turns off is the upper or lower arm). From this flowchart, the load current value of one phase and the temperature of the switching element can be calculated. By carrying out the flow of steps S2001 to S2005 in all three phases, the load current value of the three phases and the temperature of the switching IGBT can be measured.
  • the information measuring unit measures the on-voltage of the power module (IGBT 28, 30 of the inverter 14).
  • the current calculation unit 50 has a preset on-voltage-current value calculation map 41, and the output of the turn-off time measurement unit 48, the output of the information measurement unit (on-voltage measurement sensor 77), and the on-voltage- The load current is calculated based on the current value calculation map 41.
  • this embodiment it is possible to realize a current measuring instrument that measures a load current that is both compact and energy-saving, without installing a current sensor between the inverter and the motor or inside the inverter.
  • the temperature of the power module inside the inverter can be measured without installing a temperature sensor inside the inverter.
  • this current measuring instrument it is possible to realize a motor drive system that is both compact and energy-saving without installing a current sensor between the inverter and the motor or inside the inverter.
  • FIG. 15 is a diagram showing a power conversion device of this embodiment.
  • the power conversion device 10 of this embodiment is a power conversion device using a three-phase inverter as an example, as in the first embodiment.
  • the differences from the first embodiment will be described.
  • a current sensor 2000 is provided in the W phase between the inverter and the motor, and a calculation unit 80 is provided in the current calculation unit 50.
  • the calculation unit 80 sequentially creates a current value calculation map 400 having a correspondence between the conduction current value of the IGBTs 28 and 30 and the turn-off time based on the results of the current sensor 2000 and the W-phase turn-off time measurement unit 48.
  • the current sensor 2000 may be installed in at least one of the U phase, V phase, and W phase, and the calculation unit 80 is based on the result with the turn-off time measuring unit 48 of the same phase in which the current sensor 2000 is installed.
  • the current value calculation map 400 may be sequentially created.
  • FIG. 16 is a flowchart for calculating the load current value in this embodiment.
  • step S3001 the W phase current value is acquired from the current sensor 2000, and the current value and the acquisition time are stored in the calculation unit 80.
  • the W phase current value is determined by S3001.
  • step S3002 the turn-off time of the IGBT and the time at which the turn-off time is acquired are stored in the calculation unit 80. (Information on which arm above or below the W phase turns off and the turn-off time of the W phase are acquired from the motor control unit 18.)
  • step S3003 a current value calculation map 400 that stores the relationship between the current value acquired at the same time and the turn-off time stored in steps S3001 and S3002 is created.
  • the current value calculation map 400 excludes the voltage value item and the temperature item in FIG. 3 as an example.
  • the current value acquired by the current sensor 2000 that is, the conduction current value of the IGBT is output in consideration of the DC power supply voltage value of the inverter and the temperature information. Therefore, the turn-off time of the IGBT and the conduction current value can be determined in a one-to-one correspondence.
  • step S3004 the IGBT that turns off the U phase stores one of the upper and lower arms.
  • the power module (IGBT) that turns off from the motor control unit 18 acquires either the upper or lower arm.
  • step S3005 the IGBT turn-off time is calculated (acquired).
  • step S3006 the current value is output from the turn-off time acquired in step S3005 based on the current value calculation map 400.
  • the positive / negative of the load current value can be obtained from either the upper or lower information of the switching arm.
  • Steps S3004 to S3006 are similarly performed in the V phase to determine the load current values of the three phases. The order of outputting the U phase and the V phase may be reversed.
  • the information measuring unit measures the current value between the power conversion device 10 and the load (motor 16).
  • the information measurement unit shows an embodiment in which neither the temperature information of the power module (inverter 14) nor the DC power supply voltage 12 input to the power module (inverter 14) is included.
  • a temperature sensor 20 As in Example 1 and Example 2, a temperature sensor 20, a voltage sensor 52, and an on-voltage measurement sensor 77 are provided, and the current calculation unit 50 calculates the load current based on the information from each of these sensors. You may.
  • FIG. 17 is a diagram showing the relationship between the gate current at the turn-off of the IGBT in the reflux mode and the switching mode.
  • the solid line is Ig4000 in reflux mode
  • the chain line is Ig4001 in switchon mode.
  • the current is energized in the recirculation diode 32 and not in the IGBTs 28 and 30, so the turn-off time is determined only by the input capacitance of the IGBT and the gate resistance.
  • tm is the above-mentioned “mirror period”
  • tf indicates the turn-off time of the reflux mode
  • td indicates the turn-off time of the switchon mode.
  • the variation in the turn-off time in the reflux mode is the variation in the RC time constant consisting of the product of the input capacitance and the gate resistance. Therefore, it is possible to correct the variation in the RC time constant between the power modules (IGBT28, 30) based on the turn-off time of the reflux mode.
  • FIG. 18 is a flowchart for calculating the load current value of this embodiment.
  • step S4001 it is memorized which of the upper and lower arms is the IGBT that turns off from the motor control unit 18.
  • step S4002 the motor control unit 18 determines whether the timing for measuring the turn-off time is the "switching mode" or the "reflux mode".
  • step S4003-2 the turn-off time tf of the reflux mode is stored (acquired).
  • step S4002 determines whether the mode is "switching mode" or "switching mode"
  • the process proceeds to step S4003-1.
  • the turn-off time td is stored (acquired) in step S4003-1.
  • step S4004 the difference in td-tf during the same operation is taken, and standardization is performed based on td-tf, which takes the smallest value. At this time, the magnification used for standardization is stored.
  • “at the same operation” refers to the time when the six IGBTs 28 and 30 on the three-phase upper and lower arms perform the same operation. That is, "when the six IGBTs 28 and 30 operate by receiving the same command signal at the same DC power supply value and the same temperature”.
  • step S4005 the current value is calculated in the same manner as in Examples 1 to 3, and FIG. 18 shows the current calculation method of Example 1 as an example.
  • step S4006 the reference value of the turn-off time of the current value calculation map is referred to by the value multiplied by the standardized magnification stored in step S4004.
  • the IGBT_A that has the shortest turn-off time is set to "1"
  • the turn-off time of the above-mentioned "same operation" IGBT_B is multiplied by (XX times).
  • the IGBT_B will refer to the turn-off time as a value multiplied by the reciprocal of the obtained multiple (XX times).
  • step S4005 and step S4006 of this flow in each phase it is possible to measure the current with high accuracy even when the characteristics between the power modules of the three-phase upper and lower arms are non-uniform.
  • the turn-off time measuring unit 48 corrects the variation in the turn-off delay time due to the element variation based on the turn-off delay time during the reflux period of the power module (inverter 14). To do. As a result, the load current value can be corrected, and the load current can be measured with high accuracy.
  • a current sensor is not installed between the inverter and the motor, and inside the inverter, and even if the feedback capacity of each power module varies, a current measuring instrument that measures the load current that has both small size and energy saving. Can be realized. Further, by using this current measuring instrument, it is possible to realize a motor drive system that is both compact and energy-saving without installing a current sensor between the inverter and the motor or inside the inverter.
  • the present invention is not limited to the above-mentioned examples, and includes various modifications.
  • the above-described embodiment has been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and is not necessarily limited to those having all the described configurations.
  • it is possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment.
  • Turn-off time measurement unit IGBT turn-off delay time calculation unit
  • 50 ... (phase) current calculation unit 52 ... voltage sensor (DC power supply voltage value measurement unit), 55 ... gate driver, 77 ... on voltage measurement sensor, 80 ... calculation unit, 400 ... Current value calculation map, 1000, 1001 ... Turn-off time, 2000 ... Current sensor, 4000, 4001 ... Gate current

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Abstract

インバータと負荷の間またはインバータ内部に電流センサを設けることなく負荷電流の計測が可能であり、かつ、小型化が可能な電流計測器およびそれを用いた電力変換装置を提供する。電力変換装置から負荷へ供給される負荷電流を計測する電流計測器であって、前記電力変換装置の通電を制御するパワーモジュールと、前記パワーモジュールを制御する制御部と、前記パワーモジュールのターンオフ時間を測定するターンオフ時間測定部と、前記パワーモジュールの温度情報および前記パワーモジュールへ入力される直流電源電圧の少なくともいずれか一方を計測し、当該計測結果を出力する情報計測部と、前記ターンオフ時間測定部の出力および前記情報計測部の出力に基づいて前記負荷電流を算出する電流算出部と、を備えることを特徴とする。

Description

電流計測器および電力変換装置
　本発明は、電流計測器の構成に係り、特に、小型化および低電力損失が要求される自動車や鉄道向け電力変換装置に適用して有効な技術に関する。
　鉄道用または電気自動車等の回転電機であるモータを搭載したモータドライブシステムにおいて、直流電源とモータとの間に電力変換装置であるインバータと、モータ制御部とを設け、インバータによりモータに駆動用信号である負荷電流を送り、モータを駆動することが知られている。インバータは、直流電源から出力される直流電力をトルク指令値に応じて決定された交流信号に変換し、モータに負荷電流を送る。
　インバータ制御部は、インバータに負荷電流を生成するための制御信号を送り、インバータを制御する。制御信号は、トルク指令値に基づいて決定された交流信号と、現在のモータの位置情報と負荷電流値に基づいて生成された交流信号に基づいて決定する。
　従って、モータドライブシステムの制御においては、負荷電流の測定が重要となる。また、インバータのPWM（パルス幅変調）の変調率の演算のためにインバータの直流電源電圧の測定も必要である。
　インバータに関する計測技術として、例えば、特許文献１のような技術がある。特許文献１には「インバータ内部にあるパワーモジュールの接合温度が安全動作領域を超えないように動作しているか監視するために、パワーモジュールの温度を測定する技術」が開示されている。
　一方、モータドライブシステムの設計自由度の向上のために電力変換装置の小型化が求められている。電力変換装置の小型化の方法として、インバータとモータ間の負荷電流を測定する電流センサを省く技術がある。インバータ内部に負荷電流センサを設置することで負荷電流を計測している。例えば、特許文献２には「電源ラインに設置したシャント抵抗によって負荷電流を測定する技術」が開示されている。
特開２０１７－１８４２９８号公報 国際公開第ＷＯ２０１０／１０３５６５Ａ１
　上述したように、インバータの制御には、負荷電流や直流電源電圧の測定が必要であるが、上記特許文献１の構成では、電力変換装置の内部に温度センサや電流センサを設ける必要があり、装置の小型化には不利である。
　また、上記特許文献２のようなシャント抵抗を設けた負荷電流計測方法は、シャント抵抗を設置するスペースが必要であり、なおかつ、シャント抵抗による電力損失が発生するために、インバータの省エネルギー性を損なってしまう課題がある。
　そこで、本発明の目的は、インバータと負荷の間またはインバータ内部に電流センサを設けることなく負荷電流の計測が可能であり、かつ、小型化が可能な電流計測器およびそれを用いた電力変換装置を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明は、電力変換装置から負荷へ供給される負荷電流を計測する電流計測器であって、前記電力変換装置の通電を制御するパワーモジュールと、前記パワーモジュールを制御する制御部と、前記パワーモジュールのターンオフ時間を測定するターンオフ時間測定部と、前記パワーモジュールの温度情報および前記パワーモジュールへ入力される直流電源電圧の少なくともいずれか一方を計測し、当該計測結果を出力する情報計測部と、前記ターンオフ時間測定部の出力および前記情報計測部の出力に基づいて前記負荷電流を算出する電流算出部と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明は、上記の電流計測器を備える電力変換装置であって、前記負荷は前記電力変換装置により駆動されるモータであることを特徴とする。
　本発明によれば、インバータと負荷の間またはインバータ内部に電流センサを設けることなく負荷電流の計測が可能であり、かつ、小型化が可能な電流計測器およびそれを用いた電力変換装置を提供することができる。
　これにより、小型化と省エネルギー性を兼ね備えたモータドライブシステムを実現できる。
　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本発明の実施例１の電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 図１のインバータ１４の詳細を示すブロック図である。 図１の電流算出部５０に記憶された電流値算出マップを示す図である。 ターンオフ期間のIGBTの素子特性を示す図である。 ターンオフ期間のIGBTの素子特性を示す図である。 ターンオフ期間のIGBTの素子特性を示す図である。 図３のマップを求めるために使用するIGBTのターンオフ時間を示す図である。 図３のマップを求めるために使用するIGBTのターンオフ時間を示す図である。 図３のマップを求めるために使用するIGBTのターンオフ時のゲート電流のターンオフ時間と導通電流値の関係を示す図である。 図３のマップを求めるために使用するIGBTの温度が変化した際のターンオフ時のゲート電流のターンオフ時間と導通電流値の関係を示す図である。 図３のマップを求めるために使用するインバータの電源電圧値が変化した際のIGBTのターンオフ時のゲート電流のターンオフ時間と導通電流値の関係を示す図である。 実施例１により算出した相電流の例を示す図である。 実施例１の電力変換装置による電流計測方法を示すフローチャートである。 本発明の実施例２の電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 図１１の電流算出部５０に記憶されたマップを示す図である。 IGBTの温度が変化した際の電圧値と導通電流に関する素子特性を示す図である。 実施例２の電力変換装置による電流および温度計測方法を示すフローチャートである。 本発明の実施例３の電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 実施例３の電力変換装置による電流計測方法を示すフローチャートである。 実施例４の電力変換装置によるIGBT間の素子バラツキ補正方法を示す図である。 実施例４の電力変換装置による電流計測方法を示すフローチャートである。
　以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図面において同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。
　本実施の形態に係る電力変換装置は、例えば鉄道用、ハイブリッド車または電気自動車の電動車両に搭載して使用する。なお、以下では電力変換器により駆動する回転電機が鉄道用３相交流式モータである場合を説明するが、鉄道用以外のモータ等の回転電機とすることもできる。
　また、回転電機はモータのみの機能を有するモータである場合とするが、モータと発電機との機能を併せ持つモータジェネレータや、発電機のみの機能を有するものとすることができる。また、回転電機の相数は３相以外とすることもできる。また、回転電機の制御は回転電機の駆動電流を電流値指令値にフィードバックして行うものとして説明する。
　図１から図１０を参照して、本発明の実施例１の電流計測器および電流計測方法、電力変換装置について説明する。図１は、本実施例の電力変換装置を示すブロック図である。
この装置は、３相誘導モータの駆動を目的とするものである。
　図１では、電力変換器により駆動する対象となる回転電機であるモータ１６と、電力変換器であるインバータ１４と、インバータ１４を制御するモータ制御部１８とを示している。
　図１に示すように、電力変換装置１０は、直流電力を供給する直流電源装置１２と、直流電源装置１２の電圧値を測定する電圧センサ（直流電源電圧値測定部）５２と、直流電源装置１２からの直流電力を交流電力に変換するインバータ１４と、インバータ１４が生成した交流電流（U相電流ium, V相電流ivm, W相電流iwm）を利用して駆動する鉄道用３相交流式のモータ１６と、インバータ１４にモータ１６を駆動するための制御信号を送る、すなわちインバータ１４を制御するモータ制御部１８と、温度センサ２０と、モータ位置センサ（回転角センサ）２４と、インバータ１４内に搭載されたパワーモジュール（IGBT）のターンオフ遅延時間を算出するターンオフ遅延時間算出部であるターンオフ時間測定部４８と、温度センサ２０および電圧センサ５２の少なくともいずれか一方とターンオフ時間測定部４８の結果に基づいて電流値を算出する電流算出部５０と、を備えている。
　なお、温度センサ２０は、例えばモジュールに備え付けられた温度センサであるが、それ以外のモジュールの温度を推定する方法やセンサとすることもできる。また、モータ１６は、例えば永久磁石を備えた同期モータであるが、それ以外のモータとすることもできる。
　モータ制御部１８は、CPUやメモリ等を有するマイクロコンピュータを含むもので、トルク指令算出部３８と、電流指令算出部４０と、電流指令/３相電圧変換部４２と、PWM変換部４４と帰還変換部４６と、を備える。
　帰還変換部４６は、電流算出部５０により算出されたモータ駆動電流ium,ivm,iwmをモータ１６の回転角度θを用いた３相/２相変換によりd軸電流idおよびq軸電流iqに変換し、電流指令/３相電圧変換部４２に入力する。電流指令算出部４０は、トルク指令算出部３８から入力される出力トルク指令値に基づいた電流指令値である、d軸電流指令値id*とq軸電流指令値iq*とを、予め作成されたテーブル等に従って算出し、電流指令/３相電圧変換部４２に出力する。
　電流指令/３相電圧変換部４２は、d軸電流指令値id*とq軸電流指令値iq*と、帰還変換部４６から入力されるd軸電流idとq軸電流iqとから、d軸とq軸との電圧指令値を生成した後、電圧指令値をモータ１６の回転角度θを用いて、３相交流電圧指令値Vu*, Vv*, Vw*に変換し、PWM変換部４４に入力する。
　PWM変換部４４は、入力された３相交流電圧指令値Vu*, Vv*, Vw*と直流電源電圧に基づいて、インバータ１４を構成する各IGBT２８，３０（図２で後述する）のオンオフを制御するPWM制御信号vuu, vud, vvu, vvd, vwu, vwdを生成し、インバータ１４に入力する。
これによって、インバータ１４はモータ１６に駆動信号を出力し、モータ１６を駆動する。
　図２は、図１に示したインバータ１４の構成を詳しく示すブロック図である。図２に示すように、インバータ１４は、直流電源装置１２の正極側と負極側との間に接続され、入力電力を直流電力から交流電力へ変換して出力する。このために、インバータ１４は、複数のスイッチング素子である複数のIGBT２８，３０と、それぞれのIGBT２８，３０に対応して接続された還流ダイオード３２とを備える。IGBT２８，３０のゲート電圧はゲートドライバ５５により制御される。
　複数のIGBT２８，３０は、それぞれモータ１６の３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の巻線に接続されている。すなわち、直流電源装置１２の正極から伸びる正極側ライン３４と負極側から伸びる負極側ライン３６との間にそれぞれ２個ずつのIGBT２８，３０の直列接続からなるインバータアームを３本受け、２個ずつのIGBT２８，３０の中点をモータ１６の３相のコイルにそれぞれ接続している。
　複数のIGBT２８，３０のうち、各インバータアームで、正極側に設けられたIGBT２８を上側IGBT２８とし、負極側の下アームに設けられてIGBT３０を下側IGBT３０とする。各アームで上側IGBT２８と下側IGBT３０とは互いに直列に接続されている。そして、IGBT２８，３０のオンオフを制御してモータ１６へ交流電力を供給する。
　モータ１６と直流電源装置１２との間には、例えば、図示しない平滑コンデンサと昇圧コンバータとを接続する。なお、インバータ１４を構成するスイッチング素子としては、IGBT２８，３０に限定するものではなく、トランジスタ、MOSFET等、種々のスイッチング素子を採用できる。
　図３は、図１および図２の電流算出部５０に記憶された電流値算出マップ３９の一例を示す図である。図３のマップには、電源電圧値および温度のいずれかの少なくとも１つの情報があればよい。スイッチング素子であるIGBT２８，３０の温度およびインバータ１４の直流電源の電圧値の少なくともいずれか一方と、スイッチング素子であるIGBT２８，３０のターンオフ時間と、スイッチング素子であるIGBT２８，３０の駆動時通過電流値（導通電流値）との関係を表したものである。
　図３のマップを求めるためのターンオフ時間について、図４（ａ）～図４（ｃ）および図５（ａ）～図５（ｂ）を用いて説明する。
　図４（ａ）は、ターンオフ時のIGBTの素子特性の時間変化の一例を示す図である。VgeはIGBTのゲート－エミッタ間の電圧、IgはIGBTのゲート電流、IcはIGBTのコレクタ－エミッタ間の電流である。IGBTを含む半導体素子のスイッチングは、ゲート容量を充放電してターンオン・ターンオフを行う。この時、Vgeの変動によりゲート－コレクタ間の容量であるCgcが変化し、Cgcを充放電するためにVgeがフラットとなる期間が発生する。この期間は「ミラー期間」と呼ばれる。
　VGPは、ミラー期間にフラットになるVgeである。この期間をtmとする。定常状態の電流値Icが実線Icから鎖線Icまで低下したとき、Vgeは実線Vgeから鎖線Vgeに、Igは実線Igから鎖線Igに、それぞれ変化する。この時、tm期間はtm1からtm2へ増加する。
　図４（ｂ）は、ターンオフ時のIGBTの温度が変化した際の素子特性の時間変化の一例を示した図である。Tjはパワーモジュール内部の接合温度を表している。温度情報はTjでなくても、パワーモジュールのケース温度のようにIGBTに関する温度情報を反映したものであればいい。Tjが高くなると、IcとVgeとIgの特性は実線から鎖線に変化する。この時、tm期間はtm3からtm4へ増加する。
　図４（ｃ）は、ターンオフ時のIGBTの電源電圧が変化した際の素子特性の時間変化の一例を示した図である。Vccは直流電源電圧値である。Vccが大きくなると、IcとVgeとIgの特性は実線から鎖線に変化する。この時、ｔｍ期間はtm5からtm6へ増加する。
　図５（ａ）は、図４（ａ）のVgeを抽出してVgeのターンオフ時間td１０００の一例を示す図である。ターンオフ時間td１０００は、ミラー期間tmを有する時間である必要がある。
　図５（ｂ）は、図４（ａ）のIgを抽出してIgのターンオフ時間td１００１の一例を示す図である。ターンオフ時間td１００１は、ミラー期間tmを有する時間である。
　本実施例のターンオフ時間tdは、ゲート電流のターンオフ時間td１００１を用いた一例について説明するが、ゲート電圧のターンオフ時間td１０００を用いてもよい。
　図３を一例とするマップに基づいて、ターンオフ時間からIGBT２８，３０の導通電流値を算出することができる理由を図６から図８を用いて説明する。
　図６は、一定直流電源電圧値、一定温度の時のターンオフ時間td１００１とコレクタ電流Icの関係を示した図である。図６に示すように、ターンオフ時間がIcの逆数に比例する。これは、ミラー期間tmがtm=(εs×po×Vcs)/(Wn(Nd+psc)Jcon)で表されるためである。
εsは誘電率、p0はIGBTのコレクタ領域のp層/伝導度変調領域の界面のホール濃度、Vcsは電源電圧、WnはIGBTのドリフト層幅、Ndはドリフト層のドナー密度、pscは空間電荷領域のホール密度、Jconは導通時のIcの電流密度である。
　図７は、図３のマップを求めるために使用するIGBTのターンオフ時のゲート電流のターンオフ時間とコレクタ電流についての温度による違いの一例を示す図である。温度が高くなると、定常状態のIcの電流値が同一であっても、ターンオフ時間が長くなることがわかる。これは、温度が変化することでtmが変化するためである。
　図８は、図３のマップを求めるために使用するIGBTのターンオフ時のゲート電流のターンオフ時間と直流電源電圧値の違いの一例を示す図である。電源電圧値が大きくなると、定常状態のIcの電流値が同一であっても、ターンオフ時間が長くなることがわかる。これは、直流電源電圧値の違いによってtmが変化するためである。
　図７と図８より、ターンオフ時間とコレクタ電流値は、直流電源電圧値および温度が及ぼす影響を考慮する必要がある。そのため、ターンオフ時間から一意の導通電流値を決定するマップには、ターンオフ時間、コレクタ電流値（導通電流値）、直流電源電圧値、温度の項を設ける必要がある。
　このような点に鑑みて作成した電流値算出マップ３９は、ターンオフ時間と直流電源電圧値と温度の項を参照することで、IGBT２８，３０の導通電流値を算出することができる。
　電流算出部５０に格納された電流値算出マップ３９に基づいて、１相の電流値（iu,iv,iwのいずれか）を算出する方法を図９および図１０を用いて説明する。図９（ａ）は、上アームであるIGBT２８の動作時間とターンオフ時間の関係を示した図である。図９（ｂ）は、下アームであるIGBT３０の動作時間とターンオフ時間の関係を示した図である。
　上記のように、スイッチング時のIGBT２８，３０の導通電流値は、電流算出部５０に格納された電流値算出マップ３９に基づいて算出することができる。さらに、本実施例では負荷電流値が、正の値は上アームIGBT２８の導通電流値と等しく、負の値は下アームIGBT３０の導通電流値と等しくなる関係がある。
　つまり、上下いずれのIGBTが動作しているかの情報を制御部（モータ制御部１８）から取得し、かつ、電流算出部５０に格納された電流値算出マップ３９を用いて導通電流値を算出することで負荷電流を計測することができる。この関係に基づいて、負荷電流を算出した結果を図９（ｃ）に示す。
　図９（ｃ）は、図９（ａ）と図９（ｂ）のスイッチング時のターンオフ時間を電流算出部５０に格納された電流値算出マップ３９を用いて導通電流値に変換し、上下アームと負荷電流値の正負の関係を考慮してプロットした推定モータ電流と、誘導負荷に設置した電流センサから取得した値を実線で示した図である。誘導負荷（モータ１６）に設置した電流センサは、本実施形態の電流計測方法の正確性を検証するためのものであり、図１および図２には図示していない。
　図９（ｃ）に示すように、本実施形態での電流計測方法は誘導負荷電流が測定できることがわかる。
　図１０は、これらの関係を鑑みて作成した負荷電流を計測するフローチャートである。
　先ず、ステップＳ１００１として、電圧センサ５２により直流電源電圧を取得し、温度センサ２０によりIGBT温度を取得し、ターンオフ時間測定部４８によりIGBTのターンオフ時間を取得（算出）する。
　なお、直流電源電圧およびIGBT温度の両方の情報を取得することで、より精度の高い負荷電流の計測を行うことができるが、要求精度を十分に満足する場合は、直流電源電圧およびIGBT温度のいずれか一方の情報を取得してもよい。
　次に、ステップＳ１００２で、モータ制御部１８によりターンオフするパワーモジュール（IGBT）が上下アームのいずれかを取得し、記憶する。なお、ステップＳ１００１より先にステップＳ１００２を実行してもよい。
　次に、ステップＳ１００３で、ステップＳ１００１で取得したターンオフ時間と直流電源電圧値とIGBTの温度に基づいて電流値算出マップ３９から電流値の絶対値を定め、ターンオフするパワーモジュール（IGBT）が上下アームのいずれであるのかに基づき電流値の正負を決定する。
　このフローチャート（電流計測方法）により、１相分の電流値を算出することができる。ステップＳ１００１からステップＳ１００３のフローを３相で実施することで３相の負荷電流値を全て計測することができる。
　以上説明したように、本実施例の電流計測器は、電力変換装置１０から負荷（モータ１６）へ供給される負荷電流を計測する電流計測器であり、電力変換装置１０の通電を制御するパワーモジュール（インバータ１４）と、パワーモジュール（インバータ１４）を制御する制御部（モータ制御部１８）と、パワーモジュール（インバータ１４）のターンオフ時間を測定するターンオフ時間測定部４８と、パワーモジュール（インバータ１４）の温度情報およびパワーモジュール（インバータ１４）へ入力される直流電源電圧１２の少なくともいずれか一方を計測し、当該計測結果を出力する情報計測部（温度センサ２０，電圧センサ５２）と、ターンオフ時間測定部４８の出力および情報計測部（温度センサ２０，電圧センサ５２）の出力に基づいて負荷電流を算出する電流算出部５０を備えている。
　また、電流算出部５０は、予め設定された電流値算出マップ３９を有しており、ターンオフ時間測定部４８の出力および情報計測部（温度センサ２０，電圧センサ５２）の出力、電流値算出マップ３９に基づいて負荷電流を算出する。
　本実施例によれば、インバータとモータ間、インバータ内部に電流センサを設置せず、小型で省エネルギー性を兼ね備えた負荷電流を計測する電流計測器を実現できる。また、本電流計測器を利用することで、インバータとモータ間、インバータ内部に電流センサを設置せず、小型で省エネルギー性を兼ね備えたモータドライブシステムを実現できる。
　図１１から図１４を参照して、本発明の実施例２の電流計測器および電流計測方法、電力変換装置について説明する。図１１は、本実施例の電力変換装置を示す図である。本実施例の電力変換装置１０は、実施例１と同様に３相インバータを一例とする電力変換装置である。以下、実施例１と異なる点について説明する。
　図１１に示すように、実施例１の図２と比較して、温度センサ２０に代わるオン電圧測定センサ７７と、電流算出部５０に図１２を一例とするオン電圧－電流値算出マップ４１と、が備わっている。オン電圧測定センサ７７は、IGBT２８，３０の導通電流が流れているときのコレクタ－エミッタ間電圧値Vceであるオン電圧値Vonを測定するセンサである。
Vonは、Vceがオン状態に必要な最小値VceまでIGBT中の電荷が放電された時の値である。
　図１２は、図１１の電流算出部５０に記憶されたオン電圧－電流値算出マップ４１の一例を示す図である。図１２のマップには、IGBT２８，３０の導通時のVceであるオン電圧VonおよびIGBT２８，３０の温度およびIGBT２８，３０の導通時電流値の情報が格納されている。
　IGBT２８，３０の温度はIGBT２８，３０本体の温度に限定されず、IGBTが搭載されたパワーモジュールの接合温度、ケース温度、インバータ内部に設置されたパワーモジュールの温度の平均値、パワーモジュールが設置されたヒートシンクの温度のように、IGBTの温度情報を反映したものであればよい。オン電圧－電流値算出マップ４１を作成する際に、電流値算出マップ３９の温度と同一のIGBTの特性を反映した温度であることが望ましい。
　図１２のオン電圧－電流値算出マップ４１の作成方法を、図１３を用いて説明する。図１３は、IGBTのオン電圧Vonと導通電流（コレクタ電流）Icの温度依存性を示した図である。IGBTは図１３で示す線形領域で駆動させており、この線形領域において、オン電圧値はコレクタ電流値と温度によって変化する関係がある。
　図１３に示すように、オン電圧Vonが一定の値以上となる領域においては、オン電圧Vonはコレクタ電流Icに比例して変化する。また、パワーモジュール内部の接合温度Tjが高くなると、オン電圧Vonも増加する。そのため、オン電圧－電流値算出マップ４１には、オン電圧値、温度、コレクタ電流値（導通電流値）の項を設ける必要がある。
　電流算出部５０に格納された電流値算出マップ３９およびオン電圧－電流値算出マップ４１に基づいて、１相の電流値（iu,iv,iwのいずれか）を算出する方法を図１４を用いて説明する。
　実施例１で述べたように、ターンオフ時間は、電源電圧値、導通電流値、温度により変化する特性がある。電源電圧値は電圧センサ５２により取得しているため、ターンオフ時間は、導通電流値と温度を変数として定まる。図１２のオン電圧－電流値算出マップ４１からわかるように、オン電圧は導通電流値と温度を変数として定まる。
　つまり、ターンオフ時間とオン電圧はともに導通電流値と温度の２変数で表すことができる。従って、ターンオフ時間とオン電圧が同一の導通電流値と温度をとる時、それぞれの値は一意に決定できる。これをもって、IGBT２８，３０の導通電流値を計測することができる。この時、IGBTの温度も同時に計測することができる。
　図１４は、負荷電流値とIGBT２８，３０の温度を計測するフローチャートである。先ず、ステップＳ２００１として、モータ制御部１８によりターンオフするパワーモジュール（IGBT）が上下アームのいずれかを記憶（取得）する。
　次に、ステップＳ２００２で、電圧センサ５２により直流電源電圧を取得し、ターンオフ時間測定部４８によりIGBTのターンオフ時間を取得（算出）し、オン電圧測定センサ７７によりオン電圧を取得する。
　ステップＳ２００３で、ステップＳ２００２で取得したIGBTのターンオフ時間と、インバータの直流電源電圧値と、IGBTのオン電圧値と電流算出部５０に格納された電流（値）算出マップ３９とを参照し、候補となる導通電流値と温度を出力する。
　続いて、ステップＳ２００４で、オン電圧値とオン電圧－電流（値）算出マップ４１とを参照し、候補となる導通電流値と温度を抽出（出力）する。
　最後に、ステップＳ２００５で、ステップＳ２００３およびステップＳ２００４で出力した導通電流値および温度（情報）を比較し、最も近似する導通電流値と温度を出力する。負荷電流値は、出力された導通電流値と、上下アームの駆動状態（ターンオフするパワーモジュール（IGBT）が上下アームのいずれであるのか）から決定する。このフローチャートにより１相の負荷電流値、およびスイッチングする素子の温度を算出することができる。ステップＳ２００１からステップＳ２００５のフローを３相全てにおいて実施することで、３相の負荷電流値、およびスイッチングするIGBTの温度を計測することができる。
　以上説明したように、本実施例の電流計測器では、情報計測部（オン電圧測定センサ７７）は、パワーモジュール（インバータ１４のIGBT２８，３０）のオン電圧を計測する。
　また、電流算出部５０は、予め設定されたオン電圧－電流値算出マップ４１を有しており、ターンオフ時間測定部４８の出力および情報計測部（オン電圧測定センサ７７）の出力、オン電圧－電流値算出マップ４１に基づいて負荷電流を算出する。
　本実施例によれば、インバータとモータ間、インバータ内部に電流センサを設置せず、小型と省エネルギー性を兼ね備えた負荷電流を計測する電流計測器を実現できる。また、インバータ内部に温度センサを設置せず、インバータ内部のパワーモジュールの温度を計測することができる。また、本電流計測器を利用することで、インバータとモータ間、インバータ内部に電流センサを設置せず、小型と省エネルギー性を兼ね備えたモータドライブシステムを実現できる。
　図１５および図１６を参照して、本発明の実施例３の電流計測器および電流計測方法、電力変換装置について説明する。図１５は、本実施例の電力変換装置を示す図である。本実施例の電力変換装置１０は、実施例１と同様に３相インバータを一例とする電力変換装置である。以下、実施例１と異なる点について説明する。
　図１５に示すように、実施例１の図２と比較して、インバータ－モータ間のW相に電流センサ２０００と、電流算出部５０の中に演算部８０と、が備わっている。演算部８０は、電流センサ２０００とW相のターンオフ時間測定部４８の結果に基づいてIGBT２８，３０の導通電流値とターンオフ時間の対応を持った電流値算出マップ４００を逐次作成する。電流センサ２０００はU相,V相,W相のうち、少なくともいずれか１相に設置すればよく、電流センサ２０００が設置される同相のターンオフ時間測定部４８との結果に基づいて演算部８０で電流値算出マップ４００を逐次作成される形をとればよい。
　電流算出部５０に格納された電流値算出マップ４００に基づいて、各相の電流値（iu,iv,iw）を算出する方法を、図１６を用いて説明する。
　図１６は、本実施例において負荷電流値を算出するフローチャートである。
　先ず、ステップＳ３００１として、電流センサ２０００よりW相の電流値を取得し、その電流値と取得時間を演算部８０に格納する。W相の電流値はＳ３００１により決定される。
　次に、ステップＳ３００２で、IGBTのターンオフ時間とそのターンオフ時間を取得した時間を演算部８０に格納する。（モータ制御部１８よりW相の上下いずれのアームがターンオフするかという情報、およびW相のターンオフ時間を取得する。）
　次に、ステップＳ３００３で、ステップＳ３００１およびステップＳ３００２で格納した同時刻で取得した電流値とターンオフ時間の関係を記憶した電流値算出マップ４００を作成する。この電流値算出マップ４００は、特に図示しないが、図３の電圧値の項目および温度の項目を除いたものを一例とする。電流センサ２０００で取得した電流値すなわちIGBTの導通電流値は、インバータの直流電源電圧値と温度の情報を考慮して出力される。
そのため、IGBTのターンオフ時間と導通電流値は１対１の対応関係で決定することができる。
　次に、ステップＳ３００４で、U相のターンオフするIGBTが上下アームのいずれか記憶する。（モータ制御部１８よりターンオフするパワーモジュール（IGBT）が上下アームのいずれかを取得する。）
　次に、ステップＳ３００５で、IGBTのターンオフ時間を算出（取得）する。
　次に、ステップＳ３００６で、ステップＳ３００５で取得したターンオフ時間から電流値算出マップ４００に基づいて電流値を出力する。この時、負荷電流値の正負はスイッチングするアームが上下のいずれかの情報から求めることができる。ステップＳ３００４からステップＳ３００６をV相においても同様に行い、３相の負荷電流値を決定する。U相とV相を出力する順番は逆になっても構わない。
　以上説明したように、本実施例の電流計測器では、情報計測部（電流センサ２０００）は、電力変換装置１０と負荷（モータ１６）の間の電流値を計測する。
　なお、本実施例では、情報計測部はパワーモジュール（インバータ１４）の温度情報およびパワーモジュール（インバータ１４）へ入力される直流電源電圧１２のいずれも含まれていない実施形態を示したが、実施例１や実施例２のように、温度センサ２０、電圧センサ５２、オン電圧測定センサ７７を設けて、これらの各センサからの情報に基づいて電流算出部５０で負荷電流を算出するように構成してもよい。
　本実施例によれば、インバータ内部に電流センサを設置せず、インバータとモータ間に１つ電流センサを設置することで、小型と省エネルギー性を兼ね備えた負荷電流を計測する電流計測器を実現できる。また、インバータ内部に電流センサを設置せず、インバータとモータ間に１つの電流センサを設置することで、小型と省エネルギー性を兼ね備えたモータドライブシステムを実現できる。
　図１７および図１８を参照して、本発明の実施例４の電流計測器および電流計測方法、電力変換装置について説明する。
　上記の実施例１から実施例３の各実施例においては、電力変換装置を構成する３相上下アームのパワーモジュールの特性が均一である前提で説明したが、本実施例においては３相上下アームのパワーモジュール間の特性が不均一である場合においても精度良く電流を測定できる方法について説明する。その一例として、パワーモジュール（IGBT）のゲートを駆動する際にゲート電流を調整するために設けられたゲート抵抗の値がばらついた場合に関して説明する。
　本実施例によれば、IGBTの素子特性のバラツキに起因する電流値誤差を低減することができる。素子バラツキに起因する電流値誤差を低減する方法を図１７および図１８を用いて説明する。
　図１７は、還流モードとスイッチングモードのIGBTのターンオフ時のゲート電流の関係を表した図である。実線は還流モードのIg４０００、鎖線はスイッチンモードのIg４００１である。還流モードでは、電流は還流ダイオード３２に通電しており、IGBT２８，３０に通電されていないため、ターンオフ時間はIGBTの入力容量とゲート抵抗のみによって決定される。なお、図１７中のtmは上述した「ミラー期間」であり、tfは還流モードのターンオフ時間、tdはスイッチンモードのターンオフ時間をそれぞれ示している。
　入力容量とゲート抵抗は温度依存性が小さいため、還流モードでのターンオフ時間のバラツキは入力容量とゲート抵抗の積からなるRC時定数のバラツキである。従って、還流モードのターンオフ時間に基づいてパワーモジュール（IGBT２８，３０）間のRC時定数のバラツキを補正することができる。
　図１８は、本実施例の負荷電流値を算出するフローチャートである。
　先ず、ステップＳ４００１で、モータ制御部１８よりターンオフするIGBTが上下アームのいずれであるかを記憶する。
　次に、ステップＳ４００２で、モータ制御部１８よりターンオフ時間を測定するタイミングが「スイッチングモード」であるか、「還流モード」であるかを判定する。
　「還流モード」であると判定した場合、ステップＳ４００３－２に進む。ステップＳ４００３－２では、還流モードのターンオフ時間tfを記憶（取得）する。
　一方、ステップＳ４００２で、「スイッチングモード」であると判定した場合、ステップＳ４００３－１に進む。スイッチングモードのターンオフの時に、ステップＳ４００３－１で、ターンオフ時間tdを記憶（取得）する。
　次に、ステップＳ４００４で、同一動作時のtd-tfの差をとって、最も小さな値をとるtd-tfを基準に規格化する。この際、規格化に用いた倍率を記憶する。
　ここで、「同一動作時」とは、３相上下アームにある６つのIGBT２８，３０が同じ動作をする時を指す。つまり、「同一直流電源値かつ同一温度で、同一指令信号を受けて、６つのIGBT２８，３０が動作する時」である。
　ステップＳ４００５以降は、実施例１から実施例３と同様に、電流値を算出するフローであり、図１８では実施例１の電流算出方法を一例として示している。但し、ステップＳ４００６において、電流値算出マップのターンオフ時間の参照値をステップＳ４００４で記憶した規格化倍率を乗じた値で参照する。
　具体的には、例えば３つのIGBT_Ａ，Ｂ，Ｃのうち、最も短いターンオフ時間になるIGBT_Ａを「１」とし、上記の「同一動作時」のIGBT_Ｂのターンオフ時間がその何倍（XX倍）になるのかを記憶し、IGBT_Ｂはマップで参照する際にターンオフ時間について、求めた倍数（XX倍）の逆数を乗じた値で参照するようにする。
　本フローのステップＳ４００５とステップＳ４００６を各相で実施することで、３相上下アームのパワーモジュール間の特性が不均一である場合においても精度良く電流を計測することができる。
　以上説明したように、本実施例の電流検出器では、ターンオフ時間測定部４８は、パワーモジュール（インバータ１４）の還流期間中のターンオフ遅延時間に基づいて素子バラツキ起因のターンオフ遅延時間のバラツキを補正する。その結果、負荷電流値の補正が可能になり、精度の高い負荷電流の計測が可能となる。
　本実施例によれば、インバータとモータ間、インバータ内部に電流センサを設置せず、パワーモジュール毎の帰還容量にバラツキがあっても、小型と省エネルギー性を兼ね備えた負荷電流を計測する電流計測器を実現できる。また、本電流計測器を利用することで、インバータとモータ間、インバータ内部に電流センサを設置せず、小型と省エネルギー性を兼ね備えたモータドライブシステムを実現できる。
　なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。
例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　１０…電力変換装置、１２…直流電源装置（直流電源電圧）、１４…インバータ、１６…モータ、１８…モータ制御部、２０…温度センサ、２４…モータ位置センサ（回転角センサ）、２８…（上アーム）IGBT、３０…（下アーム）IGBT、３２…還流ダイオード、３４…正極側ライン、３６…負極側ライン、３８…トルク指令（算出部）、３９…電流値算出マップ、４０…電流指令（算出部）、４１…オン電圧－電流値算出マップ、４２…電流指令/３相電圧変換（部）、４４…PWM変換（部）、４６…帰還変換（部）、４８…ターンオフ時間測定部（IGBTターンオフ遅延時間算出部）、５０…（相）電流算出部、５２…電圧センサ（直流電源電圧値測定部）、５５…ゲートドライバ、７７…オン電圧測定センサ、８０…演算部、４００…電流値算出マップ、１０００，１００１…ターンオフ時間、２０００…電流センサ、４０００，４００１…ゲート電流

Claims (10)

  1. 　電力変換装置から負荷へ供給される負荷電流を計測する電流計測器であって、
    　前記電力変換装置の通電を制御するパワーモジュールと、
    　前記パワーモジュールを制御する制御部と、
    　前記パワーモジュールのターンオフ時間を測定するターンオフ時間測定部と、
    　前記パワーモジュールの温度情報および前記パワーモジュールへ入力される直流電源電圧の少なくともいずれか一方を計測し、当該計測結果を出力する情報計測部と、
    　前記ターンオフ時間測定部の出力および前記情報計測部の出力に基づいて前記負荷電流を算出する電流算出部と、
    　を備えることを特徴とする電流計測器。
  2. 　請求項１に記載の電流計測器であって、
    　前記電流算出部は、パワーモジュールのターンオフ時間と、パワーモジュールの温度情報およびパワーモジュールへ入力される直流電源電圧の両方またはいずれか一方と、負荷電流との対応関係を示す予め設定された電流値算出マップを有し、
    　前記ターンオフ時間測定部の出力および前記情報計測部の出力、前記電流値算出マップに基づいて前記負荷電流を算出することを特徴とする電流計測器。
  3. 　請求項１に記載の電流計測器であって、
    　前記電流算出部は、ターンオフするパワーモジュールが上下アームのいずれかを前記制御部より取得し、当該取得した結果に基づき、前記負荷電流の正負を決定することを特徴とする電流計測器。
  4. 　請求項１に記載の電流計測器であって、
    　前記情報計測部は、前記パワーモジュールのオン電圧を計測することを特徴とする電流計測器。
  5. 　請求項４に記載の電流計測器であって、
    　前記電流算出部は、パワーモジュールのオン電圧と、パワーモジュールの温度情報と、負荷電流との対応関係を示す予め設定されたオン電圧－電流値算出マップを有し、
    　前記ターンオフ時間測定部の出力および前記情報計測部で計測したオン電圧、前記オン電圧－電流値算出マップに基づいて前記負荷電流を算出することを特徴とする電流計測器。
  6. 　請求項４に記載の電流計測器であって、
    　前記電流算出部は、ターンオフするパワーモジュールが上下アームのいずれかを前記制御部より取得し、当該取得した結果に基づき、前記負荷電流の正負を決定することを特徴とする電流計測器。
  7. 　請求項２に記載の電流計測器であって、
    　前記負荷は３相交流モータであり、
    　前記情報計測部は、前記パワーモジュールと前記３相交流モータ間の３相の給電ラインのうち、少なくともいずれか１相の給電ラインの導通電流値を計測する電流センサを有し、
    　前記電流算出部は、前記電流センサで計測した導通電流値と前記ターンオフ時間測定部で測定したターンオフ時間に基づいて前記電流値算出マップを逐次作成する演算部を有することを特徴とする電流計測器。
  8. 　請求項７に記載の電流計測器であって、
    　前記電流値算出マップは、前記電流センサで計測した導通電流値と、負荷電流との対応関係を含み、
    　前記電流算出部は、前記電流センサで計測した導通電流値、および前記ターンオフ時間測定部の出力、前記電流値算出マップに基づいて前記負荷電流を算出することを特徴とする電流計測器。
  9. 　請求項１に記載の電流計測器であって、
    　前記ターンオフ時間測定部は、前記パワーモジュールの還流期間中のターンオフ遅延時間に基づいて素子バラツキ起因のターンオフ遅延時間のバラツキを補正することを特徴とする電流計測器。
  10. 　請求項１から９のいずれか１項に記載の電流計測器を備える電力変換装置であって、
    　前記負荷は前記電力変換装置により駆動されるモータであることを特徴とする電力変換装置。
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