WO2020179004A1 - 制御装置 - Google Patents

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俊秀 中野
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東芝三菱電機産業システム株式会社
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    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load

Definitions

  • the present invention relates to a control device, and more particularly to a control device that controls a switch including a plurality of semiconductor switching elements connected in series.
  • Patent Document 1 discloses a control device for controlling a switch including first to Nth semiconductor switching elements connected in series.
  • the control device includes an AC voltage generator that generates first to Nth AC voltages, a DC voltage generator that converts the first to Nth AC voltages into first to Nth DC voltages, and a switch.
  • a driver is provided which applies a first to Nth DC voltage to the gate of the first to Nth semiconductor switching element, respectively, in the case of conducting the above.
  • the AC voltage generator includes first to Nth isolation transformers.
  • the primary winding of the first isolation transformer receives the AC power supply voltage
  • the secondary windings of the first to (N-1)th isolation transformers are respectively the primary windings of the second to Nth isolation transformers.
  • the secondary windings of the first to Nth insulation transformers connected to each other output the first to Nth AC voltages, respectively.
  • the main object of the present invention is to provide a compact and low-cost control device.
  • the control device is a control device that controls a switch including first to Nth semiconductor switching elements connected in series, and includes an AC voltage generator that generates a first to Nth AC voltage.
  • a DC voltage generator for converting the 1st to Nth AC voltages into the 1st to Nth DC voltages, respectively, and when the switch is turned on, the 1st to Nth DC voltages are converted to the 1st to Nth DC voltages, respectively.
  • the AC voltage generator includes first to Nth isolation transformers.
  • the primary windings of the nth and (n+1)th insulating transformers receive the AC power supply voltage, and the primary windings of the first to (n-1)th insulating transformers are respectively connected to the second to nth insulating transformers.
  • the primary windings of the (n+2)th to Nth insulating transformers are connected to the secondary windings, and are connected to the secondary windings of the (n+1)th to (N-1)th insulating transformers, respectively.
  • the secondary windings of the Nth isolation transformer output the first to Nth AC voltages, respectively.
  • N is a natural number of 2 or more
  • n is a natural number smaller than N.
  • the (n+1)th to (N+1)th to (Nth) insulating transformers are sequentially connected while the nth to 1st insulating transformers are sequentially connected.
  • the load capacitances of the first to seventh insulating transformers are P, 2P, 3P, 4P, 3P, 2P, respectively. It becomes P. Therefore, the total sum of the load capacities of the first to Nth insulating transformers can be made smaller than before, and the device can be downsized and the cost can be reduced.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing a configuration of a portion related to control of a switch in the control device shown in FIG. 1. It is a circuit block diagram which shows the structure of the AC voltage generator shown in FIG. It is a circuit block diagram which shows the structure of the AC power source shown in FIG.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a rectifier and a switching circuit shown in FIG. 2. 7 is a circuit block diagram showing a first comparative example of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit block diagram showing another comparative example 2 of the first embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing a configuration of an uninterruptible power supply according to Embodiment 1 of the present invention.
  • This uninterruptible power supply supplies three-phase AC power to a load, but for simplification of the drawing and description, FIG. 1 shows only a portion related to one phase. Moreover, such an uninterruptible power supply is also called a voltage sag compensator.
  • this uninterruptible power supply device includes an AC input terminal TI, an AC output terminal TO, a battery terminal TB, a switch 1, a current detector CT, a bidirectional converter 2, and a control device 3.
  • the AC input terminal TI receives a commercial frequency AC voltage VI from the commercial AC power supply 4.
  • the instantaneous value of the AC input voltage VI is detected by the control device 3.
  • Control device 3 determines whether or not AC voltage VI is normally supplied from commercial AC power supply 4 based on the instantaneous value of AC input voltage VI.
  • the AC output terminal TO is connected to the load 5.
  • the load 5 is driven by the AC power supplied from the uninterruptible power supply.
  • the instantaneous value of the AC output voltage VO appearing at the AC output terminal TO is detected by the control device 3.
  • the battery terminal TB is connected to the battery 6.
  • the battery 6 stores DC power.
  • a capacitor may be connected instead of the battery 6.
  • the instantaneous value of the terminal voltage VB of the battery 6 is detected by the control device 3.
  • the switch 1 includes N IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) Q1 to QN and N diodes D1 to DN connected in series between one terminal 1a and the other terminal 1b.
  • N is a natural number of 2 or more, for example 7.
  • the diodes D1 to DN are connected to the IGBT Q1 to QN in antiparallel, respectively.
  • the switch 1 is controlled by the control device 3. When the AC voltage VI is normally supplied from the commercial AC power supply 4 (when the commercial AC power supply 4 is healthy), the switch 1 is turned on. When the AC voltage VI is not normally supplied from the commercial AC power supply 4 (during a power failure of the commercial AC power supply 4), the switch 1 is turned off.
  • the current detector CT detects the instantaneous value of the alternating current (load current) IO flowing from the other terminal 1b of the switch 1 to the alternating current output terminal TO, and gives a signal indicating the detected value to the control device 3.
  • the bidirectional converter 2 is connected between the other terminal 1b of the switch 1 and the battery terminal TB, and is controlled by the control device 3.
  • the bidirectional converter 2 converts the AC power supplied from the commercial AC power supply 4 via the switch 1 into DC power and stores it in the battery 6.
  • the control device 3 controls the bidirectional converter 2 so that the inter-terminal voltage VB of the battery 6 becomes the reference voltage VBr.
  • the bidirectional converter 2 converts the DC power of the battery 6 into the AC power of the commercial frequency and supplies it to the load 5 in the event of a power failure of the commercial AC power supply 4.
  • the control device 3 controls the bidirectional converter 2 based on the AC output voltage VO and the AC output current IO so that the AC output voltage VO becomes the reference voltage VOr.
  • the control device 3 stops the operation of the bidirectional converter 2.
  • the switch 1 When the commercial AC power supply 4 fails, the switch 1 is instantly turned off and the commercial AC power supply 4 and the load 5 are electrically disconnected. At the same time, the DC power of the battery 6 is converted into AC power by the bidirectional converter 2 and supplied to the load 5. Therefore, even if a power failure occurs, the operation of the load 5 can be continued while the DC power is stored in the battery 6.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing a configuration of a part of the control device 3 shown in FIG. 1 that is related to the control of the switch 1.
  • the controller 3 includes a voltage detector 10, a power failure detector 11, optical fibers FA1 to FAN, FB1 to FBN, an AC voltage generator 12, a DC voltage generator 13, and a driver 14.
  • the voltage detector 10 detects the instantaneous value of the AC voltage VI supplied from the commercial AC power supply 4 (FIG. 1) and outputs a signal indicating the detected value.
  • the power failure detector 11 determines whether or not the commercial AC power supply 4 is normal based on the output signal of the voltage detector 10, and outputs the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N and ⁇ 1 to ⁇ N indicating the determination result.
  • AC voltage VI is, for example, 6.6 kV.
  • the commercial AC power supply 4 is determined to be normal, the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N are output, and the output of the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N is stopped.
  • the AC input voltage VI is lower than the lower limit voltage, it is determined that the commercial AC power supply 4 is not normal, the output of the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N is stopped, and the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N are output.
  • optical signals ⁇ 1 to ⁇ N are given to the driver 14 via the optical fibers FA1 to FAN, respectively, and the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N are given to the driver 14 via the optical fibers FB1 to FBN, respectively.
  • the AC voltage generator 12 outputs N AC voltages VA1 to VAN.
  • the magnitudes (for example, effective values) of the AC voltages VA1 to VAN are the same, for example, 200V.
  • the DC voltage generator 13 converts the AC voltages VA1 to VAN into DC voltages VD1 to VDN, respectively.
  • the DC voltages VD1 to VDN have the same magnitude.
  • the DC voltage generator 13 includes N rectifiers R1 to RN.
  • the rectifiers R1 to RN respectively receive the AC voltages VA1 to VAN and output the DC voltages VD1 to VDN, respectively.
  • the rectifier R1 rectifies the AC voltage VA1 to generate the DC voltage VD1.
  • Each of the other rectifiers R2 to RN is similar to the rectifier R1.
  • the driver 14 includes N switching circuits S1 to SN.
  • Switching circuits S1 to SN receive DC voltages VD1 to VDN, respectively, and are connected between the gates and emitters of IGBTs Q1 to QN, respectively.
  • the switching circuits S1 to SN are connected to the power failure detector 11 via the optical fibers FA1 to FAN, respectively, and are connected to the power failure detector 11 via the optical fibers FB1 to FBN, respectively.
  • the switching circuit S1 responds to the optical signal ⁇ 1 from the optical fiber FA1 and applies a DC voltage VD1 between the gate and emitter of the IGBT Q1 to turn on the IGBT Q1. Further, the switching circuit S1 connects the gate and the emitter of the IGBTQ1 and turns off the IGBTQ1 in response to the optical signal ⁇ 1 from the optical fiber FB1.
  • Each of the other switching circuits S2 to SN is similar to switching circuit S1.
  • the switch 1 (IGBTQ1 to QN) is turned on, and when the power failure detector 11 outputs the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N, the switch 1 (IGBTQ1 to QN). Turns off.
  • FIG. 3 is a circuit block diagram showing the configuration of the AC voltage generator 12 shown in FIG.
  • the AC voltage generator 12 includes an AC power supply 15 and N insulating transformers T1 to TN.
  • the AC power supply 15 generates an AC power supply voltage V0 having a predetermined frequency f0.
  • the frequency f0 is set to a frequency (for example, 10 kHz) that can be transmitted by a relatively small isolation transformer.
  • the AC power supply 15 includes a DC power supply 21, a reactor 22, a switch 23, an insulating transformer T0, a capacitor 26, and a control unit 27.
  • the switch 23 includes a pair of thyristors 24 and 25.
  • the one terminal of the reactor 22 is connected to the positive electrode of the DC power supply 21, and the other terminal is connected to the negative electrode of the DC power supply 21 via the primary winding W1 of the insulating transformer T0 and the capacitor 26.
  • the anode of the thyristor 24 is connected to the other terminal of the reactor 22, and its cathode is connected to the negative electrode of the DC power supply 21.
  • the thyristor 25 is connected to the thyristor 24 in antiparallel.
  • the primary winding W1 of the isolation transformer T0 and the capacitor 26 form an LC resonance circuit having a predetermined resonance frequency.
  • the control unit 27 alternately turns on the thyristors 24 and 25 at the resonance frequency.
  • the AC voltage VAS is generated in the primary winding W1 of the insulating transformer T0, and the AC power supply voltage VA0 is output from the secondary winding W2.
  • the primary winding W1 of the isolation transformers Tn and T (n + 1) receives the AC power supply voltage V0.
  • the primary windings W1 of the isolation transformers T1 to T(n-1) are connected to the secondary windings W2 of the isolation transformers T2 to Tn, respectively.
  • the primary winding W1 of the insulating transformers T(n+2) to TN is connected to the secondary winding W2 of the insulating transformers T(n+1) to T(N-1), respectively.
  • the secondary windings W2 of the isolation transformers T1 to TN output AC voltages VA1 to VAN, respectively.
  • the insulation transformers Tn to T1 are sequentially connected, and the insulation transformers T(n+1) to TN are sequentially connected.
  • the load capacity of the insulating transformers T1 to T7 becomes P, 2P, 3P, 4P, 3P, 2P, P, respectively.
  • the total of is 16P.
  • the manufacturing efficiency even when an insulating transformer having a load capacity of 4P is used as each of the insulating transformers T1 to T7, the total load capacity is 28P.
  • the ratio of the number of turns of the secondary winding W2 to the number of turns of the primary winding W1 is 1 in each of the isolation transformers T0 to TN, and the transformation ratio of each of the isolation transformers T1 to T0 is 1. Therefore, the magnitudes of the AC voltage VAS, the AC power supply voltage VA0, and the AC voltages VA1 to VAN are the same. However, in the insulating transformer T0, the ratio between the number of turns of the secondary winding W2 and the number of turns of the primary winding W1 does not necessarily have to be 1.
  • the isolation transformer T0 may step down the AC voltage VAS and output the AC power supply voltage VA0.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing configurations of the rectifier R1 and the switching circuit S1 shown in FIG. 5, the rectifier R1 includes input terminals 30a and 30b, output terminals 30c and 30d, capacitors 31 and 38, resistance elements 32 and 33, and diodes 34 to 37, and the switching circuit S1 includes phototransistors 39 and 40. ..
  • the input terminals 30a and 30b of the rectifier R1 receive the AC voltage VA1 from the secondary winding W2 of the corresponding isolation transformer T1.
  • the capacitor 31 is called a matching capacitor and is connected between the input terminals 30a and 30b.
  • the capacitance value of the capacitor 31 is set so that the AC output voltages VA1 to VAN of the insulating transformers T1 to TN are equal in magnitude.
  • One terminals of the resistance elements 32 and 33 are connected to the input terminals 30a and 30b, respectively, and the other terminals thereof are connected to the anodes of the diodes 34 and 35, respectively.
  • the resistance elements 32 and 33 adjust the input current of the rectifier R1.
  • the cathodes of the diodes 34 and 35 are both connected to the output terminal 30c.
  • the anodes of the diodes 36 and 37 are both connected to the output terminal 30d, and their cathodes are connected to the anodes of the diodes 34 and 35, respectively.
  • the diodes 34 to 37 form a full-wave rectifier circuit and convert the AC voltage VA1 into the DC voltage VD1.
  • Capacitor 38 smoothes and stabilizes DC voltage VD1.
  • the collector of the optical transistor 39 is connected to the output terminal 30c of the rectifier R1, its emitter is connected to the gate of the IGBT Q1, and its base is connected to the output end of the optical fiber FA1.
  • the optical transistor 39 is turned on when the optical signal ⁇ 1 is output from the power failure detector 11 (FIG. 2) (when the commercial AC power source 4 is healthy), and when the output of the optical signal ⁇ 1 is stopped (the commercial AC power source). It turns off at the time of power failure of 4).
  • the collector of the optical transistor 40 is connected to the gate of the IGBT Q1, its emitter is connected to the emitter of the IGBT Q1, and its base is connected to the output end of the optical fiber FB1.
  • the optical transistor 40 is turned on when the optical signal ⁇ 1 is being output from the power failure detector 11 (FIG. 2) (when the commercial AC power source 4 is out of power), and when the output of the optical signal ⁇ 1 is stopped (the commercial AC power source). It turns off at the time of 4).
  • the other rectifiers R2 to RN and the switching circuits S2 to SN are the same as the rectifier R1 and the switching circuit S1.
  • the operation of the control device 3 shown in FIGS. 2 to 5 will be described.
  • the instantaneous value of the AC voltage VI supplied from the commercial AC power supply 4 is detected by the voltage detector 10, and based on the detection result, the AC voltage VI is generated from the commercial AC power supply 4 by the power failure detector 11. It is determined whether the supply is normal.
  • the power failure detector 11 When the AC voltage VI is normally supplied from the commercial AC power supply 4 (when the commercial AC power supply 4 is healthy), the power failure detector 11 outputs the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N. Further, when the AC voltage VI is not normally supplied from the commercial AC power supply 4 (during a power failure of the commercial AC power supply 4), the power failure detector 11 outputs the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N.
  • an AC power supply voltage VA0 is generated by the AC power supply 15 and given to the primary winding W1 of the insulating transformers Tn, T(n+1).
  • the insulating transformers Tn to T1 are sequentially connected, and their secondary windings W2 output AC voltages VAn to VA1, respectively.
  • the insulating transformers T(n+1) to TN are sequentially connected, and their secondary windings W2 output AC voltages VA(n+1) to VAN, respectively.
  • the AC output voltages VA1 to VAN of the isolation transformers T1 to TN are given to the rectifiers R1 to RN, respectively.
  • the AC voltage VA1 is applied between the input terminals 30a and 30b of the rectifier R1 as shown in FIG.
  • a DC voltage VD1 is generated between the terminals of the capacitor 38.
  • the DC voltage VD1 is given to the switching circuit S1.
  • the AC voltages VA2 to VAN are converted into DC voltages VD2 to VDN by the rectifiers R1 to RN and given to the switching circuits S2 to SN.
  • the power failure detector 11 When the commercial AC power supply 4 (FIG. 1) is healthy, the power failure detector 11 (FIG. 2) outputs the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N and the output of the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N is stopped, and the switching circuits S1 to SN are switched.
  • the phototransistor 39 is turned on and the phototransistor 40 is turned off.
  • the DC voltages VD1 to VDN are applied between the gates and the emitters of the IGBTs Q1 to QN via the phototransistors 39 of the switching circuits S1 to SN, and the IGBTs Q1 to QN (that is, the switch 1) are turned on.
  • the power failure detector 11 (FIG. 2) outputs the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N and the output of the optical signals ⁇ 1 to ⁇ N is stopped, and the phototransistor 40 is switched in each of the switching circuits S1 to SN. Is turned on and the phototransistor 39 is turned off. As a result, the gates and emitters of the IGBTs Q1 to QN are connected by the phototransistor 40 of the switching circuits S1 to SN, and the IGBTs Q1 to QN (that is, the switch 1) are turned off.
  • FIG. 6 is a circuit block diagram showing Comparative Example 1 of the first embodiment, and is a diagram to be compared with FIG. Referring to FIG. 6, Comparative Example 1 differs from Embodiment 1 in that AC voltage generator 12 is replaced with AC voltage generator 41.
  • the AC output voltage VA0 of the AC power supply 15 is applied to the primary winding W1 of the isolation transformer T1, and the secondary windings W2 of the insulation transformers T1 to T (N-1) are isolated transformers, respectively.
  • AC voltages VA1 to VAN are output from the secondary windings W2 of the insulating transformers T1 to TN, which are connected to the primary windings W1 of T2 to TN.
  • the load capacities of the insulating transformers T1 to TN are P and P, respectively. It becomes 2P, 3P, 4P, 3P, 2P, P, and the total load capacity becomes 16P.
  • the total load capacitance is 28P.
  • the total load capacity of the isolation transformers T1 to TN can be made smaller than that of the comparative example 1, and the device can be downsized and the cost can be reduced.
  • FIG. 7 is a circuit block diagram showing another Comparative Example 2 of the first embodiment, and is a diagram to be compared with FIG. Referring to FIG. 6, Comparative Example 2 is different from Embodiment 1 in that AC voltage generator 12 is replaced with AC voltage generator 42.
  • the AC output voltage VA0 of the AC power supply 15 is applied to the primary winding W1 of the insulating transformers T1 to TN, and the AC voltages VA1 to VAN are generated from the secondary winding W2 of the insulating transformers T1 to TN. It is output.
  • the voltage of one terminal 1a of the switch 1 is set to V1
  • the voltages of the emitters of the IGBTs Q1 to QN are set to V2 to V(N+1), respectively.
  • the voltages of the emitters of the IGBTs Q1 to Q7 are V2 to V8, respectively.
  • the voltage between the terminals 1a and 1b of the switch 1 is 7 kV
  • the voltage between the collector and the emitter of each of the IGBTs Q1 to Q7 is 1 kV.
  • the voltage V2 of the emitter of the IGBT Q1 is applied to the secondary winding W2 of the corresponding isolation transformer T1 via the diodes 36 and 37 and the resistance elements 32 and 33.
  • the voltage V8 of the emitter of the IGBT Q7 is applied to the secondary winding W2 of the insulating transformer T7.
  • V2 and V3 are applied to the secondary winding W2 and the primary winding W1 of the insulating transformer T1, respectively. It suffices to use a low withstand voltage insulating transformer capable of withstanding 1 kV, that is, a low cost insulating transformer. The same applies to the other isolation transformers T2 to T7.
  • a high withstand voltage isolation transformer is considerably larger and more costly than a low withstand voltage isolation transformer. Therefore, according to the first embodiment, it is possible to use the insulation transformer having a lower breakdown voltage than that of the second comparative example, and it is possible to reduce the size and cost of the device.
  • FIG. 8 is a circuit block diagram showing a main part of the uninterruptible power supply according to the second embodiment of the present invention, and is a diagram to be compared with FIG. Referring to FIG. 8, the second embodiment is different from the first embodiment in that AC voltage generator 12 is replaced with AC voltage generator 45.
  • the AC voltage generator 45 includes an AC power supply 15 and isolation transformers T1 to TN, similarly to the AC voltage generator 12.
  • the primary winding W1 of the isolation transformer Tn receives the AC power supply voltage V0.
  • the primary windings W1 of the isolation transformers T1 to T(n-1) are connected to the secondary windings W2 of the isolation transformers T2 to Tn, respectively.
  • the primary winding W1 of the insulating transformers T(n+1) to TN is connected to the secondary winding W2 of the insulating transformers Tn to T(N-1), respectively.
  • the secondary windings W2 of the isolation transformers T1 to TN output AC voltages VA1 to VAN, respectively.
  • Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment, and therefore description thereof will not be repeated.
  • the insulating transformers Tn to T1 are sequentially connected and the insulating transformers Tn to TN are sequentially connected.
  • the load capacity of the insulating transformers T1 to T7 becomes P, 2P, 3P, 7P, 3P, 2P, P, respectively. Will be 19P.
  • the total load capacitance is 25P.
  • FIG. 9 is a circuit block diagram showing a main part of the uninterruptible power supply according to the third embodiment of the present invention, and is a diagram to be compared with FIG. Referring to FIG. 9, the third embodiment differs from the second embodiment in that AC voltage generator 45 is replaced with AC voltage generator 50.
  • the AC voltage generator 50 is obtained by replacing the AC power supply 15 and the isolation transformer Tn of the AC voltage generator 45 with the AC power supply 51.
  • the AC power supply 51 generates an AC voltage VAn having a predetermined frequency f0.
  • the frequency f0 is set to a frequency (for example, 10 kHz) that can be transmitted by a relatively small isolation transformer.
  • FIG. 10 is a circuit block diagram showing the configuration of the AC power supply 51 shown in FIG. 9, and is a diagram to be compared with FIG.
  • AC power supply 51 is obtained by replacing insulation transformer T0 of AC power supply 15 with insulation transformer Tn.
  • One terminal of the primary winding W1 of the insulating transformer Tn is connected to the positive electrode of the DC power supply 21 via the reactor 22, and the other terminal is connected to the negative electrode of the DC power supply 21 via the capacitor 26.
  • the primary winding W1 of the insulating transformer Tn and the capacitor 26 form an LC resonance circuit having a predetermined resonance frequency.
  • the control unit 27 alternately turns on the thyristors 24 and 25 at the resonance frequency.
  • the AC power supply voltage VA0 is generated in the primary winding W1 of the insulating transformer T0, and the AC voltage VAn is output from the secondary winding W2.
  • the isolation transformer Tn is provided in the AC power supply 50, the number of isolation transformers can be reduced as compared with the second embodiment, and the device can be downsized and the price can be reduced. ..

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Abstract

制御装置（３）は、第１～第Ｎの交流電圧を生成する交流電圧発生器（１２）と、第１～第Ｎの交流電圧をそれぞれ第１～第Ｎの直流電圧に変換する直流電圧発生器（１３）と、第１～第Ｎの直流電圧に基づいてスイッチ（１）をオンおよびオフさせるドライバ（１４）とを備える。交流電圧発生器（１２）は、第１～第Ｎの絶縁トランス（Ｔ１～ＴＮ）を含む。第ｎおよび第（ｎ＋１）の絶縁トランスの１次巻線は交流電源電圧を受け、第ｎ～第１の絶縁トランスは順次接続され、第（ｎ＋１）～第Ｎの絶縁トランスは順次接続され、第１～第Ｎの絶縁トランスの２次巻線はそれぞれ第１～第Ｎの交流電圧を出力する。

Description

制御装置
　この発明は制御装置に関し、特に、直列接続された複数の半導体スイッチング素子を含むスイッチを制御する制御装置に関する。
　たとえば特開昭５９－３７７３３号公報（特許文献１）には、直列接続された第１～第Ｎの半導体スイッチング素子を含むスイッチを制御する制御装置が開示されている。この制御装置は、第１～第Ｎの交流電圧を生成する交流電圧発生器と、第１～第Ｎの交流電圧をそれぞれ第１～第Ｎの直流電圧に変換する直流電圧発生器と、スイッチを導通させる場合に、第１～第Ｎの直流電圧をそれぞれ第１～第Ｎの半導体スイッチング素子のゲートに与えるドライバとを備える。
　交流電圧発生器は、第１～第Ｎの絶縁トランスを含む。第１の絶縁トランスの１次巻線は交流電源電圧を受け、第１～第（Ｎ－１）の絶縁トランスの２次巻線はそれぞれ第２～第Ｎの絶縁トランスの１次巻線に接続され、第１～第Ｎの絶縁トランスの２次巻線はそれぞれ第１～第Ｎの交流電圧を出力する。
特開昭５９－３７７３３号公報
　特許文献１の制御装置では、第１～第Ｎの絶縁トランスを順次接続するので、各絶縁トランスの負荷容量を当該絶縁トランスよりも下流側の全絶縁トランスの負荷容量の総和とする必要がある。たとえばＮ＝７とし、第７の絶縁トランスの負荷容量をＰとすると、第１～第７の絶縁トランスの負荷容量はそれぞれ７Ｐ，６Ｐ，５Ｐ，…，２Ｐ，Ｐとなる（図６参照）。このため、第１～第Ｎの絶縁トランスの負荷容量の総和が大きくなり、装置が大型でコスト高になるという問題があった。
　それゆえに、この発明の主たる目的は、小型で低コストの制御装置を提供することである。
　この発明に係る制御装置は、直列接続された第１～第Ｎの半導体スイッチング素子を含むスイッチを制御する制御装置であって、第１～第Ｎの交流電圧を生成する交流電圧発生器と、第１～第Ｎの交流電圧をそれぞれ第１～第Ｎの直流電圧に変換する直流電圧発生器と、スイッチをオンさせる場合には、第１～第Ｎの直流電圧をそれぞれ第１～第Ｎの半導体スイッチング素子のゲートに与え、スイッチをオフさせる場合には、第１～第Ｎの直流電圧の第１～第Ｎの半導体スイッチング素子のゲートへの供給を停止するドライバとを備えたものである。
　交流電圧発生器は、第１～第Ｎの絶縁トランスを含む。第ｎおよび第（ｎ＋１）の絶縁トランスの１次巻線は交流電源電圧を受け、第１～第（ｎ－１）の絶縁トランスの１次巻線はそれぞれ第２～第ｎの絶縁トランスの２次巻線に接続され、第（ｎ＋２）～第Ｎの絶縁トランスの１次巻線はそれぞれ第（ｎ＋１）～第（Ｎ－１）の絶縁トランスの２次巻線に接続され、第１～第Ｎの絶縁トランスの２次巻線はそれぞれ第１～第Ｎの交流電圧を出力する。Ｎは２以上の自然数であり、ｎはＮよりも小さな自然数である。
　この発明に係る制御装置では、第ｎ～第１の絶縁トランスを順次接続するとともに、第（ｎ＋１）～第Ｎの絶縁トランスを順次接続する。たとえば、Ｎ＝７とし、ｎ＝４とし、第Ｎの絶縁トランスの負荷容量をＰとすると、第１～第７の絶縁トランスの負荷容量はそれぞれＰ，２Ｐ，３Ｐ，４Ｐ，３Ｐ，２Ｐ，Ｐとなる。したがって、第１～第Ｎの絶縁トランスの負荷容量の総和を従来よりも小さくすることができ、装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
この発明の実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した制御装置のうちのスイッチの制御に関連する部分の構成を示す回路ブロック図である。 図２に示した交流電圧発生器の構成を示す回路ブロック図である。 図３に示した交流電源の構成を示す回路ブロック図である。 図２に示した整流器および切換回路の構成を示す回路図である。 実施の形態１の比較例１を示す回路ブロック図である。 実施の形態１の他の比較例２を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態３による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 図９に示した交流電源の構成を示す回路ブロック図である。
　[実施の形態１]
　図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。この無停電電源装置は三相交流電力を負荷に供給するものであるが、図面および説明の簡単化のため、図１では一相に関連する部分のみが示されている。また、このような無停電電源装置は瞬低補償装置とも呼ばれる。
　図１において、この無停電電源装置は、交流入力端子ＴＩ、交流出力端子ＴＯ、バッテリ端子ＴＢ、スイッチ１、電流検出器ＣＴ、双方向コンバータ２、および制御装置３を備える。
　交流入力端子ＴＩは、商用交流電源４から商用周波数の交流電圧ＶＩを受ける。交流入力電圧ＶＩの瞬時値は、制御装置３によって検出される。制御装置３は、交流入力電圧ＶＩの瞬時値に基づいて、商用交流電源４から交流電圧ＶＩが正常に供給されているか否かを判別する。
　交流出力端子ＴＯは、負荷５に接続される。負荷５は、無停電電源装置から供給される交流電力によって駆動される。交流出力端子ＴＯに現れる交流出力電圧ＶＯの瞬時値は、制御装置３によって検出される。
　バッテリ端子ＴＢは、バッテリ６に接続される。バッテリ６は、直流電力を蓄える。バッテリ６の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。バッテリ６の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置３によって検出される。
　スイッチ１の一方端子１ａは交流入力端子ＴＩに接続され、その他方端子１ｂは交流出力端子ＴＯに接続される。スイッチ１は、一方端子１ａおよび他方端子１ｂ間に直列接続されたＮ個のＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）Ｑ１～ＱＮと、Ｎ個のダイオードＤ１～ＤＮとを含む。Ｎは、２以上の自然数であり、たとえば７である。ダイオードＤ１～ＤＮは、それぞれＩＧＢＴＱ１～ＱＮに逆並列に接続されている。
　スイッチ１は、制御装置３によって制御される。商用交流電源４から交流電圧ＶＩが正常に供給されている場合（商用交流電源４の健全時）には、スイッチ１はオン状態にされる。商用交流電源４から交流電圧ＶＩが正常に供給されていない場合（商用交流電源４の停電時）には、スイッチ１はオフされる。
　電流検出器ＣＴは、スイッチ１の他方端子１ｂから交流出力端子ＴＯに流れる交流電流（負荷電流）ＩＯの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置３に与える。
　双方向コンバータ２は、スイッチ１の他方端子１ｂとバッテリ端子ＴＢの間に接続され、制御装置３によって制御される。双方向コンバータ２は、商用交流電源４の健全時には、商用交流電源４からスイッチ１を介して供給される交流電力を直流電力に変換してバッテリ６に蓄える。このとき制御装置３は、バッテリ６の端子間電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように双方向コンバータ２を制御する。
　また、双方向コンバータ２は、商用交流電源４の停電時には、バッテリ６の直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷５に供給する。このとき制御装置３は、交流出力電圧ＶＯおよび交流出力電流ＩＯに基づき、交流出力電圧ＶＯが参照電圧ＶＯｒになるように双方向コンバータ２を制御する。制御装置３は、バッテリ６の端子間電圧ＶＢが低下して下限電圧に到達した場合には、双方向コンバータ２の運転を停止させる。
　次に、この無停電電源装置の動作について説明する。商用交流電源４の健全時には、スイッチ１がオンされ、商用交流電源４からスイッチ１を介して負荷５に交流電力が供給され、負荷５が運転される。また、商用交流電源４からスイッチ１を介して双方向コンバータ２に交流電力が供給され、その交流電力が直流電力に変換されてバッテリ６に蓄えられる。
　商用交流電源４の停電時には、スイッチ１が瞬時にオフされ、商用交流電源４と負荷５が電気的に切り離される。同時に、バッテリ６の直流電力が双方向コンバータ２によって交流電力に変換されて負荷５に供給される。したがって、停電が発生した場合でも、バッテリ６に直流電力が蓄えられている期間は、負荷５の運転を継続することができる。
　図２は、図１に示した制御装置３のうちのスイッチ１の制御に関連する部分の構成を示す回路ブロック図である。図２において、制御装置３は、電圧検出器１０、停電検出器１１、光ファイバＦＡ１～ＦＡＮ，ＦＢ１～ＦＢＮ、交流電圧発生器１２、直流電圧発生器１３、およびドライバ１４を含む。
　電圧検出器１０は、商用交流電源４（図１）から供給される交流電圧ＶＩの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を出力する。停電検出器１１（判定部）は、電圧検出器１０の出力信号に基づいて商用交流電源４が正常であるか否かを判別し、判別結果を示す光信号α１～αＮ，β１～βＮを出力する。交流電圧ＶＩは、たとえば６．６ｋＶである。
　交流入力電圧ＶＩが下限電圧よりも高い場合には、商用交流電源４は正常であると判別され、光信号α１～αＮが出力され、光信号β１～βＮの出力は停止される。交流入力電圧ＶＩが下限電圧よりも低い場合には、商用交流電源４は正常でないと判別され、光信号α１～αＮの出力が停止され、光信号β１～βＮが出力される。
　光信号α１～αＮはそれぞれ光ファイバＦＡ１～ＦＡＮを介してドライバ１４に与えられ、光信号β１～βＮはそれぞれ光ファイバＦＢ１～ＦＢＮを介してドライバ１４に与えられる。
　交流電圧発生器１２は、Ｎ個の交流電圧ＶＡ１～ＶＡＮを出力する。交流電圧ＶＡ１～ＶＡＮの大きさ（たとえば実効値）は同一であり、たとえば２００Ｖである。直流電圧発生器１３は、交流電圧ＶＡ１～ＶＡＮをそれぞれ直流電圧ＶＤ１～ＶＤＮに変換する。直流電圧ＶＤ１～ＶＤＮの大きさは同一である。
　直流電圧発生器１３は、Ｎ個の整流器Ｒ１～ＲＮを含む。整流器Ｒ１～ＲＮは、それぞれ交流電圧ＶＡ１～ＶＡＮを受け、それぞれ直流電圧ＶＤ１～ＶＤＮを出力する。整流器Ｒ１は、交流電圧ＶＡ１を整流して直流電圧ＶＤ１を生成する。他の整流器Ｒ２～ＲＮの各々は、整流器Ｒ１と同様である。
　ドライバ１４は、Ｎ個の切換回路Ｓ１～ＳＮを含む。切換回路Ｓ１～ＳＮは、それぞれ直流電圧ＶＤ１～ＶＤＮを受けるとともに、それぞれＩＧＢＴＱ１～ＱＮのゲートおよびエミッタ間に接続される。切換回路Ｓ１～ＳＮは、それぞれ光ファイバＦＡ１～ＦＡＮを介して停電検出器１１に接続されるとともに、それぞれ光ファイバＦＢ１～ＦＢＮを介して停電検出器１１に接続される。
　切換回路Ｓ１は、光ファイバＦＡ１からの光信号α１に応答して、ＩＧＢＴＱ１のゲートおよびエミッタ間に直流電圧ＶＤ１を与えてＩＧＢＴＱ１をオンさせる。また、切換回路Ｓ１は、光ファイバＦＢ１からの光信号β１に応答して、ＩＧＢＴＱ１のゲートおよびエミッタ間を接続してＩＧＢＴＱ１をオフさせる。他の切換回路Ｓ２～ＳＮの各々は、切換回路Ｓ１と同様である。
　したがって、停電検出器１１から光信号α１～αＮが出力されるとスイッチ１（ＩＧＢＴＱ１～ＱＮ）がオンし、停電検出器１１から光信号β１～βＮが出力されるとスイッチ１（ＩＧＢＴＱ１～ＱＮ）がオフする。
　図３は、図２に示した交流電圧発生器１２の構成を示す回路ブロック図である。図３において、交流電圧発生器１２は、交流電源１５およびＮ個の絶縁トランスＴ１～ＴＮを含む。交流電源１５は、所定周波数ｆ０の交流電源電圧Ｖ０を生成する。周波数ｆ０は、比較的小型の絶縁トランスで伝送することが可能な周波数（たとえば１０ｋＨｚ）に設定されている。
　交流電源１５は、図４に示すように、直流電源２１、リアクトル２２、スイッチ２３、絶縁トランスＴ０、コンデンサ２６、および制御部２７を備える。スイッチ２３は、一対のサイリスタ２４，２５を含む。
　リアクトル２２の一方端子は直流電源２１の正極に接続され、その他方端子は絶縁トランスＴ０の１次巻線Ｗ１およびコンデンサ２６を介して直流電源２１の負極に接続される。サイリスタ２４のアノードはリアクトル２２の他方端子に接続され、そのカソードは直流電源２１の負極に接続されている。サイリスタ２５は、サイリスタ２４に逆並列に接続されている。
　絶縁トランスＴ０の１次巻線Ｗ１とコンデンサ２６は、所定の共振周波数を有するＬＣ共振回路を構成する。制御部２７は、その共振周波数でサイリスタ２４，２５を交互にオンさせる。これにより、絶縁トランスＴ０の１次巻線Ｗ１に交流電圧ＶＡＳが発生し、その２次巻線Ｗ２から交流電源電圧ＶＡ０が出力される。
　図３に戻って、絶縁トランスＴｎ，Ｔ（ｎ＋１）の１次巻線Ｗ１は交流電源電圧Ｖ０を受ける。ｎはＮよりも小さな自然数である。たとえば、Ｎ＝７、ｎ＝３である。絶縁トランスＴ１～Ｔ（ｎ－１）の１次巻線Ｗ１は、それぞれ絶縁トランスＴ２～Ｔｎの２次巻線Ｗ２に接続される。
　絶縁トランスＴ（ｎ＋２）～ＴＮの１次巻線Ｗ１は、それぞれ絶縁トランスＴ（ｎ＋１）～Ｔ（Ｎ－１）の２次巻線Ｗ２に接続される。絶縁トランスＴ１～ＴＮの２次巻線Ｗ２は、それぞれ交流電圧ＶＡ１～ＶＡＮを出力する。
　この交流電圧発生器１２では、絶縁トランスＴｎ～Ｔ１を順次接続するとともに、絶縁トランスＴ（ｎ＋１）～ＴＮを順次接続する。たとえば、Ｎ＝７とし、ｎ＝３とし、絶縁トランスＴ７の負荷容量をＰとすると、絶縁トランスＴ１～Ｔ７の負荷容量はそれぞれＰ，２Ｐ，３Ｐ，４Ｐ，３Ｐ，２Ｐ，Ｐとなり、負荷容量の総和は１６Ｐとなる。製造効率を考慮し、絶縁トランスＴ１～Ｔ７の各々として負荷容量が４Ｐの絶縁トランスを使用する場合でも、負荷容量の総和は２８Ｐとなる。
　なお、絶縁トランスＴ０～ＴＮの各々において２次巻線Ｗ２の巻数と１次巻線Ｗ１の巻数との比は１であり、絶縁トランスＴ１～Ｔ０の各々の変圧比は１である。したがって、交流電圧ＶＡＳ、交流電源電圧ＶＡ０、および交流電圧ＶＡ１～ＶＡＮの大きさは同じである。ただし、絶縁トランスＴ０においては、２次巻線Ｗ２の巻数と１次巻線Ｗ１の巻数との比は必ずしも１である必要はない。絶縁トランスＴ０は、交流電圧ＶＡＳを降圧して交流電源電圧ＶＡ０を出力しても構わない。
　図５は、図２に示した整流器Ｒ１および切換回路Ｓ１の構成を示す回路図である。図５において、整流器Ｒ１は、入力端子３０ａ，３０ｂ、出力端子３０ｃ，３０ｄ、コンデンサ３１，３８、抵抗素子３２，３３、およびダイオード３４～３７を含み、切換回路Ｓ１は光トランジスタ３９，４０を含む。
　整流器Ｒ１の入力端子３０ａ，３０ｂは、対応する絶縁トランスＴ１の２次巻線Ｗ２から交流電圧ＶＡ１を受ける。コンデンサ３１は、マッチングコンデンサと呼ばれ、入力端子３０ａ，３０ｂ間に接続される。コンデンサ３１の容量値は、絶縁トランスＴ１～ＴＮの交流出力電圧ＶＡ１～ＶＡＮの大きさが等しくなるように設定されている。
　抵抗素子３２，３３の一方端子はそれぞれ入力端子３０ａ，３０ｂに接続され、それらの他方端子はそれぞれダイオード３４，３５のアノードに接続される。抵抗素子３２，３３は、整流器Ｒ１の入力電流を調整する。
　ダイオード３４，３５のカソードはともに出力端子３０ｃに接続される。ダイオード３６，３７のアノードはともに出力端子３０ｄに接続され、それらのカソードはそれぞれダイオード３４，３５のアノードに接続される。ダイオード３４～３７は、全波整流回路を構成し、交流電圧ＶＡ１を直流電圧ＶＤ１に変換する。コンデンサ３８は、直流電圧ＶＤ１を平滑化および安定化させる。
　光トランジスタ３９のコレクタは整流器Ｒ１の出力端子３０ｃに接続され、そのエミッタはＩＧＢＴＱ１のゲートに接続され、そのベースは光ファイバＦＡ１の出力端に接続される。光トランジスタ３９は、停電検出器１１（図２）から光信号α１が出力されている場合（商用交流電源４の健全時）にオンし、光信号α１の出力が停止された場合（商用交流電源４の停電時）にオフする。
　光トランジスタ４０のコレクタはＩＧＢＴＱ１のゲートに接続され、そのエミッタはＩＧＢＴＱ１のエミッタに接続され、そのベースは光ファイバＦＢ１の出力端に接続される。光トランジスタ４０は、停電検出器１１（図２）から光信号β１が出力されている場合（商用交流電源４の停電時）にオンし、光信号β１の出力が停止された場合（商用交流電源４の健全時）にオフする。他の整流器Ｒ２～ＲＮおよび切換回路Ｓ２～ＳＮは、整流器Ｒ１および切換回路Ｓ１と同様である。
　次に、図２～図５で示した制御装置３の動作について説明する。図２に示すように、商用交流電源４から供給される交流電圧ＶＩの瞬時値が電圧検出器１０によって検出され、その検出結果に基づき、停電検出器１１によって商用交流電源４から交流電圧ＶＩが正常に供給されているか否かが判別される。
　商用交流電源４から交流電圧ＶＩが正常に供給されている場合（商用交流電源４の健全時）には、停電検出器１１から光信号α１～αＮが出力される。また、商用交流電源４から交流電圧ＶＩが正常に供給されていない場合（商用交流電源４の停電時）には、停電検出器１１から光信号β１～βＮが出力される。
　また図３に示すように、交流電源１５によって交流電源電圧ＶＡ０が生成されて絶縁トランスＴｎ，Ｔ（ｎ＋１）の１次巻線Ｗ１に与えられる。絶縁トランスＴｎ～Ｔ１は順次接続されており、それらの２次巻線Ｗ２からそれぞれ交流電圧ＶＡｎ～ＶＡ１が出力される。また、絶縁トランスＴ（ｎ＋１）～ＴＮは順次接続されており、それらの２次巻線Ｗ２からそれぞれ交流電圧ＶＡ（ｎ＋１）～ＶＡＮが出力される。
　図２に示すように、絶縁トランスＴ１～ＴＮの交流出力電圧ＶＡ１～ＶＡＮは、それぞれ整流器Ｒ１～ＲＮに与えられる。たとえば交流電圧ＶＡ１は、図５に示すように、整流器Ｒ１の入力端子３０ａ，３０ｂ間に印加される。
　交流電圧ＶＡ１が正極性である期間には、入力端子３０ａから抵抗素子３２、ダイオード３４、コンデンサ３８、ダイオード３７、および抵抗素子３３を介して入力端子３０ｂに電流が流れ、コンデンサ３８が充電される。
　交流電圧ＶＡ１が負極性である期間には、入力端子３０ｂから抵抗素子３３、ダイオード３５、コンデンサ３８、ダイオード３６、および抵抗素子３２を介して入力端子３０ａに電流が流れ、コンデンサ３８が充電される。コンデンサ３８の端子間には、直流電圧ＶＤ１が発生する。直流電圧ＶＤ１は、切換回路Ｓ１に与えられる。
　同様に、交流電圧ＶＡ２～ＶＡＮは、整流器Ｒ１～ＲＮによって直流電圧ＶＤ２～ＶＤＮに変換されて切換回路Ｓ２～ＳＮに与えられる。
　商用交流電源４（図１）の健全時には、停電検出器１１（図２）から光信号α１～αＮが出力されるとともに光信号β１～βＮの出力が停止され、切換回路Ｓ１～ＳＮの各々において、光トランジスタ３９がオンするとともに光トランジスタ４０がオフする。これにより、直流電圧ＶＤ１～ＶＤＮが切換回路Ｓ１～ＳＮの光トランジスタ３９を介してＩＧＢＴＱ１～ＱＮのゲートおよびエミッタ間に印加され、ＩＧＢＴＱ１～ＱＮ（すなわちスイッチ１）がオンする。
　商用交流電源４の停電時には、停電検出器１１（図２）から光信号β１～βＮが出力されるとともに光信号α１～αＮの出力が停止され、切換回路Ｓ１～ＳＮの各々において、光トランジスタ４０がオンするとともに光トランジスタ３９がオフする。これにより、ＩＧＢＴＱ１～ＱＮのゲートおよびエミッタ間が切換回路Ｓ１～ＳＮの光トランジスタ４０によって接続され、ＩＧＢＴＱ１～ＱＮ（すなわちスイッチ１）がオフする。
　図６は、実施の形態１の比較例１を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。図６を参照して、この比較例１が実施の形態１と異なる点は、交流電圧発生器１２が交流電圧発生器４１で置換されている点である。
　この交流電圧発生器４１では、交流電源１５の交流出力電圧ＶＡ０が絶縁トランスＴ１の１次巻線Ｗ１に与えられ、絶縁トランスＴ１～Ｔ（Ｎ－１）の２次巻線Ｗ２がそれぞれ絶縁トランスＴ２～ＴＮの１次巻線Ｗ１に接続され、絶縁トランスＴ１～ＴＮの２次巻線Ｗ２から交流電圧ＶＡ１～ＶＡＮが出力される。
　この比較例１では、絶縁トランスＴ１～ＴＮを順次接続するので、絶縁トランスＴ１～ＴＮの負荷容量の和が大きくなる。たとえばＮ＝７の場合には、絶縁トランスＴ７の負荷容量をＰとすると、絶縁トランスＴ１～Ｔ７の負荷容量はそれぞれ７Ｐ，６Ｐ，５Ｐ，４Ｐ，３Ｐ，２Ｐ，Ｐとなり、負荷容量の総和は２８Ｐとなる。製造効率を考慮し、絶縁トランスＴ１～Ｔ７の各々として負荷容量が７Ｐの絶縁トランスを使用すると、負荷容量の総和は４９Ｐとなる。
　これに対して実施の形態１の交流電圧発生器１２では、図３を用いて説明したように、Ｎ＝７、ｎ＝３の場合には、絶縁トランスＴ１～ＴＮの負荷容量はそれぞれＰ，２Ｐ，３Ｐ，４Ｐ，３Ｐ，２Ｐ，Ｐとなり、負荷容量の総和は１６Ｐとなる。製造効率を考慮し、絶縁トランスＴ１～Ｔ７の各々として４Ｐの絶縁トランスを使用した場合でも、負荷容量の総和は２８Ｐとなる。
　一般に、負荷容量の大きな絶縁トランスは、負荷容量の小さな絶縁トランスと比べ、大型で高コストとなる。したがって、本実施の形態１によれば、比較例１よりも絶縁トランスＴ１～ＴＮの負荷容量の総和を小さくすることができ、装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
　図７は、実施の形態１の他の比較例２を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。図６を参照して、この比較例２が実施の形態１と異なる点は、交流電圧発生器１２が交流電圧発生器４２で置換されている点である。この交流電圧発生器４２では、交流電源１５の交流出力電圧ＶＡ０が絶縁トランスＴ１～ＴＮの１次巻線Ｗ１に与えられ、絶縁トランスＴ１～ＴＮの２次巻線Ｗ２から交流電圧ＶＡ１～ＶＡＮが出力される。
　この比較例２では、絶縁トランスＴ１～ＴＮを並列接続するので、絶縁トランスＴ１～ＴＮの負荷容量の和が小さくなる。たとえばＮ＝７の場合には、絶縁トランスＴ７の負荷容量をＰとすると、絶縁トランスＴ１～Ｔ７の負荷容量は全てＰとなり、負荷容量の総和は７Ｐとなる。しかし、この比較例２では、高耐圧の絶縁トランスＴ１～ＴＮを使用する必要がある。
　すなわち、図２に示すように、スイッチ１の一方端子１ａの電圧をＶ１とし、ＩＧＢＴＱ１～ＱＮのエミッタの電圧をそれぞれＶ２～Ｖ（Ｎ＋１）とする。たとえばＮ＝７とすると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ７のエミッタの電圧はそれぞれＶ２～Ｖ８となる。スイッチ１の端子１ａ，１ｂ間の電圧を７ｋＶとすると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ７の各々のコレクタおよびエミッタ間の電圧は１ｋＶとなる。
　また、図５に示すように、ＩＧＢＴＱ１のエミッタの電圧Ｖ２は、ダイオード３６，３７および抵抗素子３２，３３を介して対応する絶縁トランスＴ１の２次巻線Ｗ２に印加される。同様に、ＩＧＢＴＱ７のエミッタの電圧Ｖ８は、絶縁トランスＴ７の２次巻線Ｗ２に印加される。
　図７に戻って、絶縁トランスＴ１と絶縁トランスＴＮ（ここではＴ７）の２次巻線Ｗ２間にＶ８－Ｖ２＝６ｋＶが印加される。絶縁トランスの構造上、２つの絶縁トランスＴ１，Ｔ７で６ｋＶを均等に分圧することは難しいので、絶縁トランスＴ１，Ｔ７の各々として６ｋＶに耐えることが可能な高耐圧の絶縁トランス、すなわち高価格の絶縁トランスを使用する必要がある。
　これに対して本実施の形態１の交流電圧発生器１２（図３）では、絶縁トランスＴ１の２次巻線Ｗ２および１次巻線Ｗ１にそれぞれＶ２，Ｖ３が印加されるので、絶縁トランスＴ１として１ｋＶに耐えることが可能な低耐圧の絶縁トランス、すなわち低価格の絶縁トランスを使用すれば足りる。他の絶縁トランスＴ２～Ｔ７も同様である。
　一般に、高耐圧の絶縁トランスは、低耐圧の絶縁トランスと比べ、かなり大型でコスト高になる。したがって、本実施の形態１によれば、比較例２よりも低耐圧の絶縁トランスを使用することができ、装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
　[実施の形態２]
　図８は、この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。図８を参照して、実施の形態２が実施の形態１と異なる点は、交流電圧発生器１２が交流電圧発生器４５で置換されている点である。交流電圧発生器４５は、交流電圧発生器１２と同様に、交流電源１５および絶縁トランスＴ１～ＴＮを含む。
　絶縁トランスＴｎの１次巻線Ｗ１は交流電源電圧Ｖ０を受ける。この実施の形態２において、Ｎは３以上の自然数であり、ｎはＮよりも小さな自然数である。たとえば、Ｎ＝７、ｎ＝４である。絶縁トランスＴ１～Ｔ（ｎ－１）の１次巻線Ｗ１は、それぞれ絶縁トランスＴ２～Ｔｎの２次巻線Ｗ２に接続される。
　絶縁トランスＴ（ｎ＋１）～ＴＮの１次巻線Ｗ１は、それぞれ絶縁トランスＴｎ～Ｔ（Ｎ－１）の２次巻線Ｗ２に接続される。絶縁トランスＴ１～ＴＮの２次巻線Ｗ２は、それぞれ交流電圧ＶＡ１～ＶＡＮを出力する。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。
　この交流電圧発生器１２では、絶縁トランスＴｎ～Ｔ１を順次接続するとともに、絶縁トランスＴｎ～ＴＮを順次接続する。たとえば、Ｎ＝７とし、ｎ＝４とし、絶縁トランスＴ７の負荷容量をＰとすると、絶縁トランスＴ１～Ｔ７の負荷容量はそれぞれＰ，２Ｐ，３Ｐ，７Ｐ，３Ｐ，２Ｐ，Ｐとなり、負荷容量の総和は１９Ｐとなる。製造効率を考慮して絶縁トランスＴ１～Ｔ３，Ｔ５～Ｔ７の各々を３Ｐの絶縁トランスを使用する場合でも、負荷容量の総和は２５Ｐとなる。
　したがって、比較例１よりも負荷容量が小さな絶縁トランスを使用することができる。また、比較例２のように高耐圧の絶縁トランスを使用する必要もない。したがって、比較例１，２よりも装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
　[実施の形態３]
　図９は、この発明の実施の形態３による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図であって、図８と対比される図である。図９を参照して、実施の形態３が実施の形態２と異なる点は、交流電圧発生器４５が交流電圧発生器５０で置換されている点である。
　交流電圧発生器５０は、交流電圧発生器４５の交流電源１５および絶縁トランスＴｎを交流電源５１で置換したものである。交流電源５１は、所定周波数ｆ０の交流電圧ＶＡｎを生成する。周波数ｆ０は、比較的小型の絶縁トランスで伝送することが可能な周波数（たとえば１０ｋＨｚ）に設定されている。
　図１０は、図９に示した交流電源５１の構成を示す回路ブロック図であって、図４と対比される図である。図１０を参照して、交流電源５１は、交流電源１５の絶縁トランスＴ０を絶縁トランスＴｎで置換したものである。絶縁トランスＴｎの１次巻線Ｗ１の一方端子はリアクトル２２を介して直流電源２１の正極に接続され、その他方端子はコンデンサ２６を介して直流電源２１の負極に接続される。
　絶縁トランスＴｎの１次巻線Ｗ１とコンデンサ２６は、所定の共振周波数を有するＬＣ共振回路を構成する。制御部２７は、その共振周波数でサイリスタ２４，２５を交互にオンさせる。これにより、絶縁トランスＴ０の１次巻線Ｗ１に交流電源電圧ＶＡ０が発生し、その２次巻線Ｗ２から交流電圧ＶＡｎが出力される。
　この実施の形態３では、絶縁トランスＴｎを交流電源５０内に設けたので、実施の形態２よりも絶縁トランスの数を少なくすることができ、装置の小型化および低価格化を図ることができる。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　ＴＩ　交流入力端子、ＴＯ　交流出力端子、ＴＢ　バッテリ端子、１，２３　スイッチ、ＣＴ　電流検出器、２　双方向コンバータ、３　制御装置、４　商用交流電源、５　負荷、６　バッテリ、Ｑ１～ＱＮ　ＩＧＢＴ、Ｄ１～ＤＮ，３４～３７　ダイオード、１０　電圧検出器、１１　停電検出器、ＦＡ１～ＦＡＮ，ＦＢ１～ＦＢＮ　光ファイバ、１２，４１，４２，４５，５０　交流電圧発生器、１３　直流電圧発生器、１４　ドライバ、Ｒ１～ＲＮ　整流器、Ｓ１～ＳＮ　切換回路、１５，５１　交流電源、Ｔ０～ＴＮ　絶縁トランス、Ｗ１　１次巻線、Ｗ２　２次巻線、２１　直流電源、２２　リアクトル、２４，２５　サイリスタ、２６，３１，３８　コンデンサ、２７　制御部、３２，３３　抵抗素子、３９，４０　光トランジスタ。

Claims (9)

  1. 　直列接続された第１～第Ｎの半導体スイッチング素子を含むスイッチを制御する制御装置であって、
    　第１～第Ｎの交流電圧を生成する交流電圧発生器と、
    　前記第１～第Ｎの交流電圧をそれぞれ第１～第Ｎの直流電圧に変換する直流電圧発生器と、
    　前記スイッチをオンさせる場合には、前記第１～第Ｎの直流電圧をそれぞれ前記第１～第Ｎの半導体スイッチング素子のゲートに与え、前記スイッチをオフさせる場合には、前記第１～第Ｎの直流電圧の前記第１～第Ｎの半導体スイッチング素子のゲートへの供給を停止するドライバとを備え、
    　前記交流電圧発生器は、第１～第Ｎの絶縁トランスを含み、
    　第ｎおよび第（ｎ＋１）の絶縁トランスの１次巻線は交流電源電圧を受け、
    　第１～第（ｎ－１）の絶縁トランスの１次巻線はそれぞれ第２～第ｎの絶縁トランスの２次巻線に接続され、
    　第（ｎ＋２）～第Ｎの絶縁トランスの１次巻線はそれぞれ第（ｎ＋１）～第（Ｎ－１）の絶縁トランスの２次巻線に接続され、
    　第１～第Ｎの絶縁トランスの２次巻線はそれぞれ第１～第Ｎの交流電圧を出力し、
    　Ｎは２以上の自然数であり、ｎはＮよりも小さな自然数である、制御装置。
  2. 　前記第１～第Ｎの半導体スイッチング素子はそれぞれ第１～第Ｎの絶縁ゲートバイポーラトランジスタである、請求項１に記載の制御装置。
  3. 　前記スイッチは、さらに、それぞれ前記第１～第Ｎの絶縁ゲートバイポーラトランジスタに逆並列に接続された第１～第Ｎのダイオードを含む、請求項２に記載の制御装置。
  4. 　さらに、商用交流電源が正常であるか否かを判定する判定部を備え、
    　前記スイッチは前記商用交流電源と負荷の間に接続され、
    　前記ドライバは、前記判定部の判定結果に基づいて動作し、前記商用交流電源が正常である場合には前記スイッチをオンさせ、前記商用交流電源が正常でない場合には前記スイッチをオフさせる、請求項１に記載の制御装置。
  5. 　直列接続された第１～第Ｎの半導体スイッチング素子を含むスイッチを制御する制御装置であって、
    　第１～第Ｎの交流電圧を生成する交流電圧発生器と、
    　前記第１～第Ｎの交流電圧をそれぞれ第１～第Ｎの直流電圧に変換する直流電圧発生器と、
    　前記スイッチをオンさせる場合には、前記第１～第Ｎの直流電圧をそれぞれ前記第１～第Ｎの半導体スイッチング素子のゲートに与え、前記スイッチをオフさせる場合には、前記第１～第Ｎの直流電圧の前記第１～第Ｎの半導体スイッチング素子のゲートへの供給を停止するドライバとを備え、
    　前記交流電圧発生器は、第１～第Ｎの絶縁トランスを含み、
    　第ｎの絶縁トランスの１次巻線は交流電源電圧を受け、
    　第１～第（ｎ－１）の絶縁トランスの１次巻線はそれぞれ第２～第ｎの絶縁トランスの２次巻線に接続され、
    　第（ｎ＋１）～第Ｎの絶縁トランスの１次巻線はそれぞれ第ｎ～第（Ｎ－１）の絶縁トランスの２次巻線に接続され、
    　第１～第Ｎの絶縁トランスの２次巻線はそれぞれ第１～第Ｎの交流電圧を出力し、
    　Ｎは３以上の自然数であり、ｎはＮよりも小さな自然数である、制御装置。
  6. 　前記交流電圧発生器は、さらに、前記交流電源電圧を生成する交流電源を含み、
    　前記第ｎの絶縁トランスは前記交流電源内に設けられている、請求項５に記載の制御装置。
  7. 　前記第１～第Ｎの半導体スイッチング素子はそれぞれ第１～第Ｎの絶縁ゲートバイポーラトランジスタである、請求項５に記載の制御装置。
  8. 　前記スイッチは、さらに、それぞれ前記第１～第Ｎの絶縁ゲートバイポーラトランジスタに逆並列に接続された第１～第Ｎのダイオードを含む、請求項７に記載の制御装置。
  9. 　さらに、商用交流電源が正常であるか否かを判定する判定部を備え、
    　前記スイッチは前記商用交流電源と負荷の間に接続され、
    　前記ドライバは、前記判定部の判定結果に基づいて動作し、前記商用交流電源が正常である場合には前記スイッチをオンさせ、前記商用交流電源が正常でない場合には前記スイッチをオフさせる、請求項５に記載の制御装置。
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