WO2019031841A1 - 정보 전송 방법 및 전송 장치 및 정보 수신 방법 및 수신 장치 - Google Patents

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WO2019031841A1
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노광석
김봉회
홍송남
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엘지전자 주식회사
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Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting / receiving information.
  • M2M machine-to-machine
  • MTC machine type communication
  • the amount of data required to be processed in a cellular network is increasing very rapidly.
  • a carrier aggregation technique, a cognitive radio technique and the like for efficiently using more frequency bands, Multi-antenna technology and multi-base station cooperation technologies are being developed.
  • eMBB enhanced mobile broadband
  • RAT legacy radio access technology
  • massive machine type communication for connecting various devices and objects to each other to provide various services anytime and anywhere is one of the major issues to be considered in the next generation communication.
  • the base station may transmit / receive uplink data and / or uplink / downlink control information to / from the UE (s)
  • a new scheme for efficient reception / transmission is required. In other words, there is a need for a scheme for efficiently utilizing high density nodes or high density user equipments for communication as the density of nodes increases and / or the density of user equipments increases.
  • polar codes In a new communication system, the use of polar codes is considered for improving channel coding performance.
  • the size of the polar code is generally much larger than the other codes used for channel coding. Therefore, when polar codes are used for channel coding, a method for improving the decoding speed of polar codes is required.
  • a method for a transmitting apparatus to transmit information in a wireless communication system.
  • the method includes: adding K cyclic redundancy check (CRC) bits to K information bits to generate K + J bits; Interleaving the K + J bits according to an interleaving pattern based on a seed value permitting the J CRC bits; Encoding the interleaved bits using a polar code; And transmitting the encoded bits to a receiving device.
  • the seed value is predetermined according to K.
  • a transmission apparatus for transmitting information in a wireless communication system.
  • the transmission apparatus comprising: a CRC encoder configured to add K cyclic redundancy check (CRC) bits to K information bits to generate K + J bits; An interleaver configured to interleave the K + J bits according to an interleaving pattern based on a seed value permitting the J CRC bits; A polar encoder configured to encode the interleaved bits using a polar code; And a transceiver configured to transmit the encoded bits to a receiving device.
  • the seed value is predetermined according to K.
  • a method for a receiving device to receive information in a wireless communication system.
  • the method comprising: receiving K + J bits encoded using a polar code from a transmitting device, where K is the number of information bits and J is the number of cyclic redundancy check (CRC) bits; And decoding the K + J bits using the polar code based on an interleaving pattern.
  • the interleaving pattern is based on a seed value that permits J CRC bits.
  • the seed value is predetermined according to K.
  • a receiving apparatus for receiving information in a wireless communication system.
  • the receiver comprising: a transceiver configured to receive K + J bits encoded using a polar code from a transmitting device, where K is the number of information bits and J is the number of cyclic redundancy check (CRC) bits ; And a polar decoder configured to decode the K + J bits using the polar code based on an interleaving pattern.
  • the interleaving pattern is based on a seed value that permits J CRC bits.
  • the seed value is predetermined according to K.
  • a wireless communication signal can be efficiently transmitted / received.
  • the overall throughput of the wireless communication system can be increased.
  • signals can be transmitted / received efficiently and at low error rates.
  • the decoding speed can be improved.
  • Figure 1 illustrates the processing of a transport block in an LTE / LTE-A system.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating performing rate matching by separating a systematic portion and a parity portion of an encoded code block.
  • Figure 3 shows the internal structure of the circular buffer.
  • FIG. 4 is a block diagram for a polar code encoder.
  • FIG. 5 illustrates the concept of channel combining and channel splitting for channel polarization
  • FIG. 6 illustrates N-th level channel combining for polar codes.
  • Figure 7 illustrates the evolution of the decoding paths in the list-L decoding process.
  • Fig. 8 is shown to illustrate the concept of selecting the location (s) to which the information bit (s) will be allocated in the polar code.
  • Figure 9 illustrates puncturing and information bit allocation in accordance with the present invention.
  • FIG. 10 is shown to illustrate the concept of conventional cyclic redundancy check (CRC) codes and distributed CRC codes.
  • CRC cyclic redundancy check
  • FIG. 11 illustrates the encoding process of a polar code using a distributed CRC technique.
  • FIG. 12 is a block diagram showing components of a transmitting apparatus 10 and a receiving apparatus 20 that perform the present invention.
  • multiple access systems include a code division multiple access (CDMA) system, a frequency division multiple access (FDMA) system, a time division multiple access (TDMA) system, an orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) system, a single carrier frequency division multiple access (MC-FDMA) system, and a multi-carrier frequency division multiple access (MC-FDMA) system.
  • CDMA may be implemented in wireless technologies such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • UTRA Universal Terrestrial Radio Access
  • CDMA2000 Code Division Multiple Access 2000
  • TDMA may be implemented in wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM), General Packet Radio Service (GPRS), Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE) (i.e., GERAN) OFDMA may be implemented in wireless technologies such as IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11 (WiFi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, and evolved-UTRA (E-UTRA).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • E-UTRA evolved-UTRA
  • UTRA is part of Universal Mobile Telecommunication System (UMTS)
  • 3GPP (Long Term Evolution) is part of E-UMTS using E-UTRA.
  • 3GPP LTE adopts OFDMA in the downlink (DL) and adopts SC-FDMA in the uplink (UL).
  • LTE-Advanced is an evolutionary form of 3GPP LTE.
  • LTE-A LTE-Advanced
  • LTE-A LTE-Advanced
  • LTE-A LTE-Advanced
  • the expression " assumed” may mean that the channel transmitting entity transmits the channel so as to match the " assumption ".
  • the subject receiving the channel may mean that the channel is received or decoded in a form corresponding to the " assumption " on the assumption that the channel is transmitted in conformity with the " assumption ".
  • the UE may be fixed or mobile and various devices communicating with a base station (BS) to transmit and receive user data and / or various control information.
  • the UE may be a terminal equipment, a mobile station, a mobile terminal, a user terminal, a subscriber station, a wireless device, a personal digital assistant (PDA), a wireless modem ), A handheld device, and the like.
  • a BS is generally a fixed station that communicates with a UE and / or another BS, and exchanges various data and control information by communicating with a UE and another BS.
  • the BS may be referred to as other terms such as Advanced Base Station (ABS), Node-B (NB), Evolved-NodeB (eNB), Base Transceiver System (BTS), Access Point and Processing Server.
  • ABS Advanced Base Station
  • NB Node-B
  • eNB Evolved-NodeB
  • BTS Base Transceiver System
  • gNB Base Transceiver System
  • the base station of the UTRAN is called Node-B
  • eNB the base station of E-UTRAN
  • gNB base station of the new radio access technology network
  • the base station is collectively referred to as a BS regardless of the communication technology.
  • a node refers to a fixed point that can communicate with a UE to transmit / receive a radio signal.
  • Various types of BSs may be used as nodes regardless of their names.
  • BS, NB, eNB, pico-cell eNB (PeNB), home eNB (HeNB), relay, repeater and the like can be nodes.
  • the node may not be a BS.
  • RRH, RRU, etc. generally have a lower power level of the BS.
  • RRH or RRU is generally connected to BS as a dedicated line such as an optical cable, the RRH / RRU and the BS Can be performed smoothly.
  • At least one antenna is installed in one node.
  • the antenna may be a physical antenna, an antenna port, a virtual antenna, or an antenna group.
  • a node is also called a point.
  • a cell refers to a geographical area where one or more nodes provide communication services. Accordingly, in the present invention, communication with a specific cell may mean communicating with a BS or a node providing a communication service to the specific cell. Also, a downlink / uplink signal of a specific cell means a downlink / uplink signal to / from a BS or a node providing communication service to the specific cell. A cell providing an uplink / downlink communication service to a UE is called a serving cell.
  • the channel state / quality of a specific cell means the channel state / quality of a channel or a communication link formed between a BS or a node providing a communication service to the particular cell and the UE.
  • the UE determines the downlink channel status from a particular node by comparing the CRS (s) transmitted on a cell-specific reference signal (CRS) resource allocated to the particular node with the antenna port / RTI > and / or CSI-RS (s) transmitted on a CSI-RS (Channel State Information Reference Signal) resource.
  • CRS cell-specific reference signal
  • CSI-RS Channel State Information Reference Signal
  • a 3GPP-based communication system uses a concept of a cell to manage radio resources, and a cell associated with a radio resource is distinguished from a cell in a geographical area.
  • the " cell " of a geographical area can be understood as a coverage where a node can provide a service using a carrier, and a " cell " of a radio resource is a frequency range bandwidth, BW).
  • the coverage of the node depends on the downlink coverage where the node can transmit a valid signal and the uplink coverage that can receive a valid signal from the UE depends on the carrier carrying the signal. It is also associated with the coverage of the " cell ".
  • the term " cell " can sometimes be used to denote the coverage of a service by a node, sometimes to the extent to which a radio resource, and sometimes a signal using the radio resource, can reach a valid strength.
  • a cell associated with a radio resource is defined as a combination of DL resources and UL resources, that is, a combination of a DL component carrier (CC) and a UL CC.
  • a cell may be configured to be a DL resource alone, or a combination of DL resources and UL resources. If carrier aggregation is supported, the linkage between the carrier frequency of the DL resource (or DL CC) and the carrier frequency of the UL resource (or UL CC) .
  • SIB2 System Information Block Type 2
  • the carrier frequency may be equal to the center frequency of each cell or CC.
  • a cell operating on a primary frequency will be referred to as a primary cell (Pcell) or a PCC
  • a cell operating on a secondary frequency (or SCC) will be referred to as a secondary cell cell, Scell) or SCC.
  • the carrier corresponding to the Pcell in the downlink is called a downlink primary CC (DL PCC)
  • the carrier corresponding to the Pcell in the uplink is called a UL primary CC (DL PCC).
  • Scell means a cell which can be set after a radio resource control (RRC) connection establishment is made and can be used for providing additional radio resources.
  • RRC radio resource control
  • a Scell may form together with the Pcell a set of serving cells for the UE.
  • the carrier corresponding to the Scell in the downlink is referred to as a DL secondary CC (DL SCC)
  • DL SCC DL secondary CC
  • UL SCC UL secondary CC
  • the 3GPP-based communication standard includes downlink physical channels corresponding to resource elements carrying information originating from an upper layer and downlink physical channels used by the physical layer but corresponding to resource elements not carrying information originated from an upper layer Physical signals are defined.
  • a Physical Downlink Shared Channel (PDSCH), a Physical Broadcast Channel (PBCH), a Physical Multicast Channel (PMCH), a Physical Control Format Indicator Channel a physical downlink control channel (PDCCH), and a physical hybrid ARQ indicator channel (PHICH) are defined as downlink physical channels, and a reference signal and a synchronization signal Are defined as downlink physical signals.
  • a reference signal also referred to as a pilot, refers to a signal of a particular predetermined waveform that the BS and the UE are aware of, for example a cell specific RS, a UE- A specific RS (UE-specific RS, UE-RS), a positioning RS (PRS) and channel state information RS (CSI-RS) are defined as downlink reference signals.
  • the 3GPP-based communication standard includes uplink physical channels corresponding to resource elements carrying information originating from an upper layer and uplink channels corresponding to resource elements used by the physical layer but not carrying information originated from an upper layer The physical signals are defined.
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • PUCCH physical uplink control channel
  • PRACH physical random access channel
  • DMRS demodulation reference signal
  • SRS sounding reference signal
  • a Physical Uplink Control CHannel (PUCCH), a Physical Uplink Control Channel (PUSCH), a Physical Uplink Control Channel (PUSCH), and a Physical Uplink Control Channel (PUSCH) (Uplink Shared CHannel) / PRACH (Physical Random Access CHannel) refers to a set of time-frequency resources or a set of resource elements each carrying Uplink Control Information (UCI) / uplink data / random access signals.
  • UCI Uplink Control Information
  • the expression that the user equipment transmits a PUCCH / PUSCH / PRACH is referred to as a PUCCH / PUCCH / PRACH or a PUCCH / PUCCH / PRACH through an uplink control information / uplink
  • the expression that the BS transmits PDCCH / PCFICH / PHICH / PDSCH is used to indicate that the BS transmits downlink data / control information on the PDCCH / PCFICH / PHICH / Is used in the same sense.
  • 3GPP LTE / LTE-A standard documents such as 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321 and 3GPP TS 36.331 and the like and 3GPP NR standard documents such as 3GPP TS 38.211, 3GPP TS 38.212, 3GPP TS 38.213, 3GPP TS 38.214, 3GPP TS 38.300, 3GPP TS 38.331, etc.
  • 3GPP NR standard documents such as 3GPP TS 38.211, 3GPP TS 38.212, 3GPP TS 38.213, 3GPP TS 38.214, 3GPP TS 38.300, 3GPP TS 38.331, etc.
  • 3GPP LTE / LTE-A standard documents such as 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321 and 3GPP TS 3
  • next-generation RAT which takes into account such advanced mobile broadband communications, Massive MTC, and Ultra-Reliable and Low Latency Communication (URLLC), is being discussed.
  • next-generation RAT which takes into account such advanced mobile broadband communications, Massive MTC, and Ultra-Reliable and Low Latency Communication (URLLC)
  • URLLC Ultra-Reliable and Low Latency Communication
  • 3GPP is conducting studies on next generation mobile communication systems after EPC.
  • the present invention is referred to as a new RAT (new RAT, NR) or 5G RAT.
  • NR communication systems are required to support significantly better performance than existing fourth generation (4G) systems in terms of data rate, capacity, latency, energy consumption and cost.
  • 4G fourth generation
  • NR systems need to make considerable progress in the areas of bandwidth, spectral, energy, signaling efficiency, and cost per bit.
  • NR needs to utilize an efficient waveform to meet this demand.
  • Figure 1 illustrates the processing of a transport block in an LTE / LTE-A system.
  • the information sent from the transmitting end is encoded using a forward error correction code and then transmitted.
  • the receiver demodulates the received signal and then decodes the error correcting code to recover the transmission information. In this decoding process, the error on the received signal caused by the channel is corrected.
  • the data reaches the coding block with the behavior of a maximum of two transport blocks every TTI for each DL / UL cell.
  • the following coding steps can be applied for each transport block of the DL / UL cell:
  • a cyclic redundancy check (CRC) add to the transport block
  • Turbo codes are mainly used in existing LTE / LTE-A systems.
  • the turbo code consists of a recursive systematic convolution encoder and an interleaver.
  • an interleaver to facilitate parallel decoding, one of which is quadratic polynomial permutation (QPP).
  • QPP quadratic polynomial permutation
  • Such a QPP interleaver is known to maintain good performance only for a specific data block size.
  • the performance of the turbo code is known to be better as the size of the data block increases.
  • encoding is performed by dividing a data block of a predetermined size or larger into a plurality of small data blocks for practical implementation convenience. The divided small data block is called a code block.
  • the code block generally has the same size, but because of the size limitation of the QPP interleaver, one of the code blocks may have different sizes.
  • An error correction coding process is performed in units of code blocks of a predetermined interleaver size, and then interleaving is performed to reduce the influence of a burst error occurring in transmission on a wireless channel. Then, it is mapped to actual radio resources and transmitted. Since the amount of radio resources used in the actual transmission is constant, rate matching must be performed on the encoded code block in order to match it. In general, rate matching is done by puncturing or repetition.
  • Rate matching is performed to adjust the length of the coded bit sequence to match with M. If M > N, all or some of the bits of the coded bit sequence are repeated so that the length of the rate matched sequence is equal to M. [ If M ⁇ N, some of the bits of the coded bit sequence are punctured such that the length of the rate matched sequence is equal to M, and the punctured bits are excluded from transmission.
  • data to be transmitted is encoded using channel coding having a specific code rate (for example, 1/3), and then a code rate of data to be transmitted through a rate matching process, .
  • a turbo code is used as a channel code in LTE / LTE-A
  • a process of channel coding and rate matching of each code block in the transport channel processing process as shown in FIG. 1 is shown in FIG.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating performing rate matching by separating a systematic portion and a parity portion of an encoded code block.
  • the mother code rate of the LTE / LTE turbo encoder is 1/3.
  • the rate matching module comprises three so-called sub-block interleavers for the three output streams of the turbo encoder and bit selection and pruning (b), realized by a circular buffer pruning part.
  • the sub-block interleaver is based on a classical row-column interleaver with 32 rows and a length-32 intra-column permutation.
  • the bits of each of the three streams are written in a matrix with 32 columns by row-by-row (the number of rows depends on the stream size). Dummy bits are padded in front of each stream to completely fill the matrix. After the thermal permutation, the bits are read from the matrix in column-by-column.
  • Figure 3 shows the internal structure of the circular buffer.
  • the circular buffer is the most important part of the rate matching module, which allows puncturing and repetition of the mother code.
  • the interleaved systematic bits are written in the cyclic buffer in sequence, with the first bit of the interleaved systematic bitstreams at the beginning of the cyclic buffer.
  • the interleaved and interleaved parity bit streams are sequentially written to the circular buffer with the first bit of the stream after the last bit of the interleaved systematic bit stream.
  • the coded bits are read serially from a certain starting point specified by redundancy version (RV) points in the cyclic buffer (depending on the code rate). If the end of the cyclic buffer is reached and more coded bits are needed for transmission (e.g., for code rates less than 1/3), the transmitting device wraparounds and continues at the beginning of the cyclic buffer continue).
  • RV redundancy version
  • HARQ indicating hybrid ARQ is an error correction mechanism based on retransmission of packets detected to be erroneous.
  • the transmitted packet arrives at the receiving device after a certain propagation delay.
  • the receiving apparatus produces an ACK in the case of an error-free transmission and produces a NACK when an error is detected.
  • the ACK / NACK is produced after some processing time and is sent to the transmitting device and arrives at the transmitting device after the propagation delay. NACK In this case, after some processing delay at the transmitting device, the desired packet will be resent.
  • the bits read from the circular buffer and sent in each retransmission are different and depend on the location of the RV. There are four RVs (0, 1, 2, 3) that define the location of the start point at which bits are read from the circular buffer. Referring to FIG. 3, as the number of retransmissions progresses, the RV increases, so fewer systematic bits and more parity bits are read from the circular buffer for retransmission.
  • NR now offers better speed and coverage than 4G, operates in high frequency bands, provides speeds up to 1 Gb / s for dozens of connections, or up to tens of Mb / s for tens of thousands of connections Is required.
  • advanced coding schemes rather than existing coding schemes is being discussed.
  • the selected channel code should have excellent block error ratio (BLER) performance at a certain range of block lengths and code rates.
  • BLER is defined as a ratio of the number of erroneous receiving blocks to the total number of transmitted blocks.
  • eMBB Massive IoT
  • URLLC Ultra-high reliability and low latency, such as industrial automation, unmanned vehicles, remote surgery, and smart grids.
  • the polar code is a code that provides a new framework for solving the problems of existing channel codes, and was invented by Arikan of Bikent University (see E. Arikan, "Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels, " in IEEE Transactions on Information Theory, vol. 55, No. 7, pp. 3051-3073, July 2009).
  • the polar code is the first mathematically proven, capacity-achieving code with low encoding and decoding complexity.
  • the polar code outperforms the turbo code in large block lengths without any error flow.
  • channel coding using a polar code is referred to as polar coding.
  • Polar codes are known as numeric codes that achieve channel capacity in a given binary discrete memoryless channel. This can only be done if the block size is large enough. That is, the polar code is a code capable of achieving the channel capacity when the size N of the code is infinitely increased. The polar codes are less complex in encoding and decoding and can be successfully decoded. Polar codes are a type of linear block error correcting code, and a number of recursive concatenations are the basic building blocks for polar codes and are the basis for code construction. A physical conversion of the channel that translates the physical channels into the virtual channels takes place, and this conversion is based on a number of concatenated regressions.
  • the idea behind the polar code is to use good channels. For example, sending data at rate 1 over good channels and sending it at rate 0 over bad channels. That is, through channel polarization, the channels enter a polarized state from a normal state.
  • FIG. 4 is a block diagram for a polar code encoder.
  • FIG. 4A shows a base module of a polar code, in particular, a first level channel combining for polar coding.
  • W 2 means the entire equivalent channel obtained by combining two W-DMC (W-DMC) channels.
  • u 1 and u 2 are binary input source bits and y 1 and y 2 are output coded bits.
  • Channel combining is a process of concatenating B-DMC channels in parallel.
  • FIG. 4B shows a basic matrix F for the basic module.
  • the binary-input source bits u 1 and u 2 to the basic matrix F and the corresponding outputs x 1 and x 2 have the following relationship.
  • the channel W 2 can achieve the symmetry capacity I (W) which is the highest rate.
  • the symmetric capacity in B-DMC W is an important parameter, the symmetric capacity is used for the rate measurement, and the highest rate at which reliable communication can occur across channel W.
  • the B-DMC can be defined as follows.
  • channel polarization is a process of generating a second set of N channels ⁇ W N (i) : 1? I?
  • the concept behind channel polarization in polar cords is that N copies of an additive white Gaussian noise channel (i.e., N transmissions) of a symmetric capacity channel of I (W) ) Into 1 or extreme channels of close capacity.
  • the I (W) fraction of the N channels will be perfect channels and the 1-I (W) portion will be completely noise channels.
  • the information bits are then only sent on good channels, and inputs to other channels are frozen to 1 or 0.
  • the amount of channel polarization increases with the block length.
  • Channel polarization is composed of two phases: channel combining phase and channel splitting phase.
  • FIG. 5 illustrates the concept of channel combining and channel splitting for channel polarization.
  • N copies of the original channel W are appropriately combined to create a vector channel W vec and then splitted to the new polarized channels.
  • a copy of a given B-DMC W may be combined in a regressive manner to output a vector channel W vec given by W N : X N - > Y N.
  • N 2 n and n is an integer greater than or equal to zero.
  • W 1 W.
  • G N is a generator matrix of size N.
  • G 2 corresponds to the basic matrix F shown in Fig. 4 (b).
  • G 4 can be expressed by the following matrix.
  • x N 1 u N 1 G N.
  • x N 1 ⁇ x 1 , ..., x N ⁇
  • u N 1 ⁇ u 1 , ..., u N ⁇ .
  • each B-DMC can be represented in a recursive form. That is, G N can be expressed by the following equation.
  • R N is the base-2 extension first.
  • the bit-reversal interleaver may not be included in the transmission stage.
  • Equation (6) is shown in Fig.
  • FIG. 6 illustrates N-th level channel combining for polar codes.
  • channel splitting The process of defining an equivalent channel for a particular input after combining N B-DMC W is called channel splitting.
  • the channel splitting can be expressed by the channel transition probability as the following equation.
  • channels ⁇ W N (i) ⁇ are polarized in the following sense.
  • the indexes I (W N (i) ) ⁇ (1 - ⁇ , 1), as N expands infinitely through the power of 2 The fraction of i ⁇ ⁇ 1, ..., N ⁇ goes to I (W) and the fraction I (W N (i) ) ⁇ [0, ⁇ ) goes to 1-I (W). Therefore, if N ⁇ ⁇ , the channels are completely noise or are polarized freely to noise, and these channels can be known exactly at the transmitting end. Thus, the bad channels can be fixed and the uncommitted bits can be transmitted on good channels.
  • An input of a polar encoder is divided into a bit channel to which information data is mapped and a bit channel to which information data is mapped.
  • input bit channels can be divided into noise-free channels and noise channels as the codewords of polar codes go to infinity. Therefore, when information is allocated to a bit channel with no noise, the channel capacity can be obtained.
  • the code word of infinite length can not be constructed in practice, the reliability of the input bit channel is calculated and data bits are allocated in that order.
  • a bit channel to which data bits are allocated is called a good bit channel.
  • a good bit channel is an input bit channel to which data bits are mapped.
  • a bit channel to which data is not mapped is called a frozen bit channel, and a frozen bit channel is encoded by inputting a known value (e.g., 0). Any value known to the transmitting and receiving end may be mapped to the frozen bit channel.
  • a known value e.g., 0
  • Any value known to the transmitting and receiving end may be mapped to the frozen bit channel.
  • information about a good bit channel can be utilized. For example, the position of a codeword bit (i.e., an output bit) corresponding to an input bit position that is not assigned to an information bit may be punctured.
  • the decoding scheme of the polar code is a successive cancellation (SC) decoding scheme.
  • the SC decoding scheme calculates a channel transition probability and calculates a likelihood ratio (LLR) of the input bits.
  • the channel transition probability can be calculated in a recursive manner by using the characteristic that the channel combining and the channel splitting are made in a recursive manner. Therefore, finally, the LLR value can also be calculated in a recursive form.
  • u 1 ) for the input bit u i can be obtained as follows. u 1 i is divided into an odd index and an even index, u 1, o i , u 1, e i .
  • the channel transition probability can be expressed by the following equations.
  • Polar decoder searches (retrieve) information, and generates the estimate (estimate) u ⁇ of 1 N u N 1 have values (e.g., the received bit, bit frozen, etc.) known in the polar code.
  • the LLR is defined as follows.
  • the LLR can be calculated recursively as follows.
  • LLR L (1) 1 (y i ) W (y i
  • d min (C) min i ⁇ I 2 wt (i) .
  • SC List (SCL) decoding is an extension of the basic SC decoder.
  • L decoding paths are considered simultaneously at each stage of decoding.
  • L is an integer.
  • the list-L decoding algorithm is an algorithm that simultaneously tracks L paths in the decoding process.
  • Figure 7 illustrates the evolution of decoding paths in the list-L decoding process.
  • the number of bits to be determined is n, and all the bits are not frozen.
  • the path with the largest sum of absolute LLR values may be selected as the survival path. If there is a CRC, the survival path may be selected via the CRC.
  • CRC aided SCL decoding improves the performance of polar codes by SCL decoding using CRC.
  • CRC is the most widely used technique for error detection and error correction in information theory and coding.
  • the input block to the error correction encoder is K bits
  • the length of the information bits is k
  • the length of the CRC sequence is m bits
  • K k + m.
  • the CRC bits are part of the source bits for the error correction code
  • the size of the channel code used for encoding is N
  • the CRC auxiliary SCL decoding aims at detecting an error-free path while checking a cyclic redundancy check (CRC) code for each path in the receiving apparatus.
  • the SCL decoder outputs the candidate sequences to a CRC detector, which feeds back the check results to assist in codeword determination.
  • CRC cyclic redundancy check
  • Polar code has the disadvantage that code design is independent of the channel, so there is no versatile of mobile fading channels, and relatively recently introduced code is not yet matured and is applied only in a limited manner. That is, the polar coding proposed so far has not been defined to be applied to a wireless communication system as it is. Accordingly, the present invention proposes a polar coding method suitable for a wireless communication system.
  • Fig. 8 is shown to illustrate the concept of selecting the location (s) to which the information bit (s) will be allocated in the polar code.
  • C (W i ) is the capacity of the channel W i , which corresponds to the reliability of the channels that the input bits of the polar code will experience.
  • the reliability of the input bit positions can be ranked as shown in FIG.
  • the transmitting apparatus transmits the four bits constituting the data to four input bit positions (that is, assigned to the input bit position of the 8 U 1 ⁇ U 8 of U 4, U 6, the input bit position indicated by U 7 and U 4), and the remaining input bit positions are frozen.
  • the generator matrix G 8 corresponding to the polar code of FIG. 8 is as follows.
  • the generator matrix G 8 may be obtained based on Equation (6).
  • the input bit positions U 1 to U 8 in FIG. 8 correspond to the rows from the lowest row to the highest row of G 8 in a one-to-one correspondence.
  • the input bits corresponding to the U 8 has an important effect on all the output coded bits.
  • the input bit corresponding to U 1 only affects Y 1 of the output coded bits.
  • a row that causes the corresponding input bits to appear in all output bits when the binary-input source bits U 1 to U 8 and G 8 are multiplied is the sum of all the elements of the rows of G 8 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1] which is a 1-row row.
  • the binary-line to the input source bit to appear only in one of the output bits of the one element of the rows of G 8 1 row, i.e., row weight (weight) of 1, 1, 0, 0, 0 , 0, 0, 0, 0].
  • a row having a row weight of 2 may reflect input bits corresponding to the row in two output bits.
  • U 1 ⁇ U 8 corresponds one-to-one to the rows of the G 8, the input position of U 1 ⁇ U 8, that is, to distinguish between the input position to the rows of the G 8 Bit indices may be given.
  • bit indices are sequentially allocated from the bit index 0 to N-1 starting from the highest row having the smallest row weight for N input bits to G N.
  • the input position of U 1 that is, to be a bit index 0 given to the first row of the G 8
  • the input position of the U 8 that is, the bit index 7 in the last row of G 8 .
  • bit indices 0 to N-1 may be allocated starting from the lowest row with the largest row weight.
  • bit index 0 to N-1 from the first column having the largest column weight to the last column having the smallest column weight among the columns of G N , or It can be assumed that bit indices 1 through N are assigned.
  • bit indices can identify the input or output positions of polar codes.
  • a sequence obtained by ascending the reliability of the bit positions in ascending order or descending order is called a bit index sequence. That is, the bit index sequence represents the reliability of input or output bit positions of polar codes in ascending or descending order.
  • the transmitting apparatus inputs information bits to the input bits with high reliability based on the input bit index sequence and performs encoding using polar codes.
  • the receiving apparatus performs the encoding using the same or a corresponding input bit index sequence, Input positions or input positions to which frozen bits are assigned. That is, the receiving apparatus can perform polar decoding using the same or a corresponding input bit sequence and the corresponding polar code as the input bit index sequence used by the transmitting apparatus. For polar codes, it can be assumed that the input bit sequence is predetermined to allow the information bit (s) to be assigned to the input bit position (s) with high reliability.
  • Figure 9 illustrates puncturing and information bit allocation for polar codes.
  • F represents the frozen bit
  • D represents the information bit
  • 0 represents the skipping bit.
  • Shortening is a rate matching method in which the size of the input information (i.e., the size of the information block) is maintained, and a known bit is inserted into an input bit position connected to a desired output bit position.
  • the generator matrix G N shortening is possible from the input corresponding to the column with a column weight of 1, and the input corresponding to the column with column weight 1 again in the remaining matrix can be shortened to next by removing columns and rows with column weights of 1 .
  • the information bits that should have been allocated to the information bit positions to prevent all of the information bits from being punctured can be reallocated in the order of high reliability in the frozen bit position set.
  • decoding is generally performed in the following order:
  • the least reliable bit (s) are restored first. Although it depends on the structure of the decoder, since the reliability of the input index (hereinafter referred to as the encoder input index) is low, the decoding is generally performed sequentially from the encoder input index is small.
  • Bit information bits may be source information bits (e.g., bits of a transport block), or may be CRC bits.
  • FIG. 10 is shown to illustrate the concept of conventional CRC codes and distributed CRC codes.
  • Fig. 10 (a) illustrates a typical CRC
  • Fig. 10 (b) illustrates a distributed CRC.
  • the CRC-Aided-List (CAL) decoding method in polar codes is widely used due to its excellent decoding performance.
  • the CAL decoding method first decodes the candidate information bit sequences ⁇ u i : i -1, ..., L ⁇ of L (where L is a positive integer).
  • a CRC check is performed on the candidate information bit sequences to select a candidate sequence that passes the CRC-CHECK as a decoded information bit sequence.
  • the CRC bits are located after the information bits as illustrated in FIG. 10 (a). Therefore, in general, the decoder performs CRC-CHECK on the decoded information bits after decoding all the information bits. Recently, distributed CRC has been proposed to improve the decoding speed of the CAL decoding method.
  • the distributed CRC is appropriately distributed in the information bits as illustrated in FIG. 10 (b).
  • Figure 10 (a) for example, by using a dispersion CRC, such as the illustrated portion of the decoder information bits in the CAL decoding-part (for example, CRC of J 1 bit of (for example, K 1 bit of information sub-blocks) and the CRC bits Block) and perform CRC-CHECK using it.
  • the decoder can declare an error and stop decoding. That is, using distributed CRC, early termination of decoding in CAL decoding process is possible. If the decoding of the received signal can be terminated early, the receiving apparatus can quickly determine whether or not the receiving target of the receiving signal is the self, so that the receiving apparatus can speed up the search for its own signal. In addition, as the error can be detected quickly in the received signal, the next transmission for the received signal or the next transmission for connecting the received signal can be performed quickly.
  • the present invention proposes a bit interleaver suitable for the distributed CRC scheme. That is, a concrete method of distributing CRC bits so as to be suitable for early termination in the CAL decoding method is presented.
  • FIG. 11 illustrates the encoding process of a polar code using a distributed CRC technique.
  • the CRC encoder appends a CRC code of size J behind K information bits.
  • the present invention proposes a concrete design of the interleaver block in FIG.
  • i 1 , i 2 , i 3 , i 4 , i 5 , i 6 , i 7 , i 8 , i 9 , i 10 represent information bits and "p 1 , p 2 , p 3 , p 4 Quot; indicates the CRC bit.
  • the input to the polar encoder is " i 1 , i 2 , i 4 , p 1 , i 7 , i 8 , i 9 , p 3 , i 5 , i 6 , p 2 , i 3 , p 4 ". That is, when an interleaver is used for a sequence of information bits and CRC bits, CRC bits are scattered and arranged.
  • a method of designing the interleaver Int is proposed.
  • the bit-interleaver according to the present invention can be obtained by the following method.
  • the present invention finds the optimal seed value (s) that produces the Int pattern (s) with the best performance among Int patterns obtained by inputting candidate seed values into the bit-interleaver algorithm according to the present invention.
  • the seed value for generating an interleaving pattern having a good early termination performance of CAL decoding using distributed CRC can be determined as the optimal seed value.
  • the present invention minimizes the sum of the position indices of a predetermined number of parity bits in an interleaver pattern (i.e., a pattern of interleaved bit indices), that is, the predetermined number of parity bits are located in the front
  • the seed value can be set to the optimum seed value.
  • the input parameters to the bit-interleaver algorithm, the seed value candidates, and the corresponding output values according to the present invention can be expressed as follows.
  • the seed value s is a permutation of parity bit indices, i.e., CRC bit indices.
  • the seed value s (1, 3, 2, 4) indicates that the order of the CRC bits "p 1 , p 2 , p 3 , p 4 " is "p 1 , p 3 , p 2 , p 4 (1, 3, 2, 4) of the CRC bit indices (1, 2, 3, 4)
  • the interleaver pattern Int for each candidate seed value should be obtained.
  • the algorithm in the following table can be used to determine the position of parity bits and information bits using a given seed value and a CRC generator matrix.
  • the following algorithm can be used to find the interleaved index sequence using the seed value and the CRC generator. Since the association between the parity bits and the information bits is determined from a CRC polynomial (i.e., a CRC generator matrix), the following algorithm can be used to determine a unique interleaving for each seed value (also called a seed vector)
  • the index sequence i.e., the interleaving pattern, can be obtained.
  • Equation (1) in Table 1 represents the position (s) of the input bit (s) used to generate the parity bit, i.e., the input bit (s) to which the parity is connected. In other words, Equation (1) finds information bits that must precede the selected parity bits.
  • Equation (2) in Table 1 represents the position (s) of the new input bit (s) not included in the previous parity bit. That is, Equation (2) represents an information bit excluding information bits related to the parity bit (s) preceding the current parity bit among the information bits that should be located before the currently added parity bit (hereinafter referred to as the current parity bit) Find.
  • S represents the input bit position (s) used to generate the previous parity bit (s)
  • epsilon represents the input position bit used to generate the new parity bit (s)
  • the algorithm of Table 1 is used to generate parity bits using the previous parity bit (s) and the new input bit (s).
  • Equation (3) in Table 1 represents the position of the new input bit in Equation (2), and the new input bit must be located before the position of the added parity bit.
  • Equation (4) represents the position of the parity bit generated in Equation (2).
  • c 1 [0,1,0,0, 1,1,0,1,0,1,1] T
  • c 2 [ 0,1,1,0,1,0,1,1,1,1,0,0] T
  • c 3 [0,0,1,1,0,1,0,1,1,1,1,0] T
  • c 3 [1,0,0,1,1,0,1,0,1,1,1] T.
  • Information bits ⁇ i 1, i 2, i 3, i 4 , i 5, i 6, i 7, i 8, i 9, i 10, i 11, i 12 ⁇ and parity bits ⁇ p 1, p 2, p 3, p 4 ⁇ is the bit-according to the interleaver ⁇ i 2, i 5, i 6, i 8, i 10, i 11, i 12, p 1, i 3, i 4, i 9, p 3, i 7, p 2, i 1 , p 4 ⁇ .
  • the interleaved bit sequences ⁇ i 2 , i 5 , i 6 , i 8 , i 10 , i 11 , i 12 , p 1 , i 3 , i 4 , i 9 , p 3 , i 7 , p 2 , i 1 , p 4 ⁇ can be input to the polar encoder of Fig.
  • early termination may proceed as follows in the CAL decoding process.
  • the polar decoder performs CRC-CHECK after decoding some of the input bits of the polar code (i 2 , i 5 , i 6 , i 8 , i 10 , i 11 , i 12 , p 1 ). If the polar decoder fails to CRC-CHECK all L candidate information bit sequences corresponding to (i 2 , i 5 , i 6 , i 8 , i 10 , i 11 , i 12 , p 1 ) Declare and stop decoding.
  • the polar decoder (i 3, i 4 , i 9 , p 3 ).
  • the decoder performs CRC-CHECK using (i 2 , i 5 , i 6 , i 8 , i 10 , i 11 , i 12 , p 1 , i 3 , i 4 , i 9 , p 3 ) .
  • the polar decoder declares an error and stops decoding.
  • Decoding is performed in the CRC-CHECK step using (i 2 , i 5 , i 6 , i 8 , i 10 , i 11 , i 12 , p 1 , i 3 , i 4 , i 9 , p 3 ) If not, the polar decoder further decodes (i 7 , p 2 ). The polar decoder uses (i 2 , i 5 , i 6 , i 8 , i 10 , i 11 , i 12 , p 1 , i 3 , i 4 , i 9 , p 3 , i 7 , p 2 ) And performs CRC-CHECK.
  • the polar decoder further decodes (i 1 , p 4 ).
  • the polar decoders may be configured to perform the same operations as the polar decoders (i 2 , i 5 , i 6 , i 8 , i 10 , i 11 , i 12 , p 1 , i 3 , i 4 , i 9 , p 3 , i 7 , p 2 , i 1 , p 4 ) to perform CRC-CHECK.
  • the polar decoders may be configured to select one of (i 2 , i 5 , i 6 , i 8 , i 10 , i 11 , i 12 , p 1 , i 3 , i 4 , i 9 , p 3 , i 7 , p 2 , i 1 , p 4 ) of the L candidate information bit sequences is decoded as a decoded information bit sequence. If all candidates fail in CRC-CHECK, the polar decoder declares an error.
  • different interleavers i.e., different interleaving patterns
  • the same information size i.e., the number of information bits. Since interleaving is applied when information bits are input in polar code, the same interleaver is used even if the size of the mother code is different for the same information size.
  • the CRC bits can be placed in the interleaving pattern in the order of the corresponding bit indices since there is no decoding early termination gain.
  • Int (6,7,8,10,11,16,18,19,20,23,26,27,28,30,32,36,39,40,43,45,50,1 , 4, 13, 14, 24, 34, 37, 44, 53, 2, 9, 29, 42, 49, 5, 12, 15, 17, 21, 22, 25, 33, , 64, 63, 61, 51, 59, 55, 57, 58, 54, 56, 47, , 59, 55, 57, 58, 54, 56, 47, 46, 48 and 62 are consecutive in the interleaving pattern, they do not affect the early termination gain even if they are arranged in the index order.
  • the interleaving patterns obtained by changing the order of successive CRC bit indexes in the interleaver pattern generated by the specific optimum seed value have the same decoding early termination performance.
  • the interleaver pattern itself obtained by using the specific optimum seed value and the specific CRC generator matrix but also interleaver patterns obtained by mutually changing the consecutive CRC bit indexes when there are consecutive CRC bit indexes in the interleaver pattern, It can be used as an interleaver pattern according to the optimum seed value.
  • the CRC bits can be placed in the interleaving pattern in the order of the corresponding bit indices since there is no decoding early termination gain.
  • This example shows optimized seed values showing good early termination performance for various information bit lengths. Assuming the use of the 19-bit CRC code as in Example 2, that is, assuming that the length of the CRC code is 19 bits and the CRC generator polynomial of Equation 14 is used, the number of information bits K and the number of CRC bits J The following seed values can be used to interleave the bit sequence consisting of the information bit sequence + CRC code.
  • K ' The number (K ') of information + CRC bits Seed vector (s)
  • K ' is the bit size including the number of CRC bits, that is, the sum of the information bit size and the CRC bit size.
  • the interleaving pattern i. E. The interleaver pattern.
  • the seed values in Table 2 of Example 3 and Table 3 of Example 4 represent the interleaver pattern for the K 'value according to the 19-bit CRC code and the CRC generator polynomial of Equation (14).
  • Table 2 of Example 3 and Table 3 of Example 4 show the interleaving pattern for each range of various K 'values.
  • the index values of the interleaving pattern for K max are idx (K max )
  • K max is the maximum value among the K' values in the range to which K 'belongs
  • the index values of the interleaving pattern can be obtained by selecting values of idx (K max ) -1 larger than zero.
  • the indices of the interleaving pattern for K' can be obtained by selecting values that are greater than 0 of the indices of the interleaving pattern for K max minus k.
  • the present invention may vary the number of CRC bits dispersed according to the grain size of K '(e.g., the grain size in Table 2 is 32 and the grain size in Table 3 is 64).
  • the seed vector at the K 'granularity of 32 and the seed vector at 64 may be different for the same K'.
  • the present invention may vary the number of CRC bits dispersed according to the mother code size, coding rate, and K 'values even with the same K' granularity.
  • a seed vector to be used is determined for each K 'range, but it is also possible that a seed vector to be used for each K' is determined.
  • FIG. 12 is a block diagram showing components of a transmitting apparatus 10 and a receiving apparatus 20 that perform the present invention.
  • the transmission apparatus 10 and the reception apparatus 20 may include radio frequency (RF) units 13 and 23 capable of transmitting or receiving radio signals carrying information and / or data, signals, messages,
  • RF radio frequency
  • a memory 12, 22 for storing various information related to communication in the communication system a RF unit 13, 23 and a memory 12, 22,
  • Each include a processor 11, 21 configured to control the memory 12, 22 and / or the RF unit 13, 23 so that the device performs at least one of the embodiments of the invention described above .
  • the memories 12 and 22 may store a program for processing and controlling the processors 11 and 21, and may temporarily store the input / output information.
  • the memories 12 and 22 can be utilized as buffers.
  • Processors 11 and 21 typically control the overall operation of the various modules within the transmitting or receiving device.
  • the processors 11 and 21 may perform various control functions to perform the present invention.
  • the processors 11 and 21 may also be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, a microcomputer, or the like.
  • the processors 11 and 21 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays may be provided in the processors 400a and 400b.
  • firmware or software may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention.
  • the firmware or software may be contained within the processors 11, 21 or may be stored in the memories 12, 22 and driven by the processors 11,
  • the processor 11 of the transmission apparatus 10 performs predetermined coding and modulation on signals and / or data scheduled to be transmitted from the scheduler connected to the processor 11 or the processor 11, And transmits it to the RF unit 13.
  • the processor 11 converts a data stream to be transmitted into K layers through demultiplexing, channel coding, scrambling, modulation, and the like.
  • the encoded data stream is also referred to as a code word and is equivalent to a transport block that is a data block provided by the MAC layer.
  • a transport block (TB) is encoded into one codeword, and each codeword is transmitted to the receiving device in the form of one or more layers.
  • the RF unit 13 for frequency up-conversion may include an oscillator.
  • the RF unit 13 may include N t (where N t is a positive integer equal to or greater than 1) transmit antennas.
  • the signal processing procedure of the receiving apparatus 20 is configured in reverse to the signal processing procedure of the transmitting apparatus 10.
  • the RF unit 23 of the receiving device 20 receives the radio signal transmitted by the transmitting device 10.
  • the RF unit 23 may include N r reception antennas, and the RF unit 23 performs frequency down-conversion on each of the signals received through the reception antennas to recover the baseband signals .
  • the RF unit 23 may include an oscillator for frequency down conversion.
  • the processor 21 may perform decoding and demodulation of the radio signal received through the reception antenna to recover data that the transmission apparatus 10 originally intended to transmit.
  • the RF units 13 and 23 have one or more antennas.
  • the antenna may transmit signals processed by the RF units 13 and 23 to the outside under the control of the processors 11 and 21 or receive radio signals from the outside and transmit the signals processed by the RF unit 13 , 23).
  • Antennas are sometimes referred to as antenna ports.
  • Each antenna may be configured by a combination of physical antenna elements corresponding to one physical antenna or more than one physical antenna element. The signal transmitted from each antenna can not be further decomposed by the receiving apparatus 20.
  • a reference signal (RS) transmitted in response to the antenna defines the antenna viewed from the perspective of the receiving apparatus 20 and indicates whether the channel is a single radio channel from one physical antenna, Enables the receiving device 20 to channel estimate for the antenna regardless of whether it is a composite channel from a plurality of physical antenna elements. That is, the antenna is defined such that a channel carrying a symbol on the antenna can be derived from the channel through which another symbol on the same antenna is transmitted.
  • MIMO multi-input multi-output
  • the transmitting apparatus 10 is configured to include an interleaver and a polar encoder according to the present invention, and the receiving apparatus 20 can be configured to include an interleaving pattern and a polar decoder according to the present invention.
  • the processor 11 of the transmitting apparatus 10 may be configured to interleave a CRC encoded bit sequence of information bits and distributed CRC bits using an interleaving pattern according to the present invention.
  • the processor 11 of the transmitting apparatus 10 may be configured to perform polar encoding on the interleaved bit sequence.
  • the processor 11 of the transmission device 10 may control the transceiver 13 to transmit encoded bits using polar codes.
  • the processor 21 of the receiving device 20 may control the transceiver 23 of the receiving device 20 to receive a radio signal containing the encoded bits from the transmitting device 10.
  • the processor 21 of the receiving device 20 may be configured to perform polar decoding according to the present invention on a received signal.
  • the processor 21 of the receiving device 20 may perform decoding and CRC-CHECK of distributed CRC bits associated with the information bit (s) and the information bit (s) using an interleaving pattern according to the present invention .
  • An interleaver and a polar encoder according to an interleaving pattern according to the present invention may be configured as a part of the processor 11 of the transmission apparatus 10 and a polar decoder according to the present invention may be configured as a part of the processor 21 of the reception apparatus 20 As shown in FIG.
  • the processor 11 of the transmission apparatus 10 may be configured to control a CRC encoder, an interleaver, and a polar encoder that perform the CRC encoding of FIG.
  • the processor 21 of the receiving apparatus 20 can be configured to control the polar decoder and the CRC decoder using the interleaving pattern used in the transmitting apparatus 10 or the interleaving pattern corresponding to the interleaver.
  • Embodiments of the present invention may be used in a wireless communication system, in a base station or user equipment, or other equipment.

Abstract

무선 통신 시스템에서 전송 장치는 K개 정보 비트들에 J개 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 비트들을 부가하여 K+J개 비트들을 생성하고, 시드 값을 기반으로 한 인터리빙 패턴에 따라 상기 K+J개 비트들을 인터리빙한다. 상기 전송 장치는 상기 인터리빙 패턴에 따라 인터리빙된 비트들을 폴라 코드를 이용하여 인코딩한다. 상기 시드 값은 상기 CRC 비트들을 퍼뮤테이션하며, K에 따라 미리 정해진 값이 상기 시드 값으로 사용된다.

Description

정보 전송 방법 및 전송 장치 및 정보 수신 방법 및 수신 장치
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 정보를 전송/수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
기기간(machine-to-machine, M2M) 통신, 기계 타입 통신(machine type communication, MTC) 등과, 높은 데이터 전송량을 요구하는 스마트 폰, 태블릿 PC(Personal Computer) 등의 다양한 장치 및 기술이 출현 및 보급되고 있다. 이에 따라, 셀룰러 망(cellular network)에서 처리될 것이 요구되는 데이터 양이 매우 빠르게 증가하고 있다. 이와 같이 빠르게 증가하는 데이터 처리 요구량을 만족시키기 위해, 더 많은 주파수 대역을 효율적으로 사용하기 위한 반송파 집성(carrier aggregation) 기술, 인지 무선(cognitive radio) 기술 등과, 한정된 주파수 내에서 전송되는 데이터 용량을 높이기 위한 다중 안테나 기술, 다중 기지국 협력 기술 등이 발전하고 있다.
더 많은 통신 장치가 더 큰 통신 용량을 요구함에 따라, 레거시 무선 접속 기술(radio access technology, RAT)에 비해 향상된 모바일 광대역(enhanced mobile broadband, eMBB) 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한, 복수의 장치 및 객체(object)를 서로 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하기 위한 대규모 기계 타입 통신(massive machine type communication, mMTC)는 차세대 통신에서 고려해야 할 주요 쟁점 중 하나이다.
또한, 신뢰도 및 대기 시간에 민감한 서비스/UE를 고려하여 설계될 통신 시스템에 대한 논의가 진행 중이다. 차세대(next generation) 무선 액세스 기술의 도입은 eMBB 통신, mMTC, 초 신뢰성 및 저 대기 시간 통신(ultra-reliable and low latency communication, URLLC) 등을 고려하여 논의되고 있다.
새로운 무선 통신 기술의 도입에 따라, 기지국이 소정 자원영역에서 서비스를 제공해야 하는 UE들의 개수가 증가할 뿐만 아니라, 상기 기지국이 서비스를 제공하는 UE들과 전송/수신하는 데이터와 제어정보의 양이 증가하고 있다. 기지국이 UE(들)과의 통신에 이용 가능한 무선 자원의 양은 유한하므로, 기지국이 유한한 무선 자원을 이용하여 상/하향링크 데이터 및/또는 상/하향링크 제어정보를 UE(들)로부터/에게 효율적으로 수신/전송하기 위한 새로운 방안이 요구된다. 다시 말해, 노드의 밀도가 증가 및/또는 사용자기기의 밀도가 증가함에 따라 높은 밀도의 노드들 혹은 높은 밀도의 사용자기기들을 통신에 효율적으로 이용하기 위한 방안이 요구된다.
또한 기술의 발전에 따라 기존에 사용되지 않는 주파수 대역의 이용이 논의되고 있는데, 새로 도입되는 주파수 대역은 기존 주파수 대역과 그 특성이 상이하기 때문에 기존 통신 기술이 그대로 적용되기 어렵다. 따라서 새로이 통신에 사용되는 주파수 대역에 적합한 통신 기술의 도입이 요구된다.
새로운 통신 시스템에서는 채널 코딩 성능의 향상을 위해 폴라 코드의 사용이 고려되고 있다. 폴라 코드의 크기는 채널 코딩에 사용되는 다른 코드들에 비해 훨씬 큰 것이 일반적이다. 따라서 폴라 코드가 채널 코딩에 사용될 경우, 폴라 코드의 디코딩 속도를 향상시키기 위한 방법이 요구된다.
아울러 폴라 코드를 사용하여 얻어진 비트들에 대해 일반적인 인터리버를 사용할 경우 지연(latency)가 커질 우려가 있다. 따라서 폴라 코드를 이용한 디코딩 속도의 향상에 적합한 인터리버가 요구된다
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 양상으로, 무선 통신 시스템에서 전송 장치가 정보를 전송하는 방법이 제공된다. 상기 방법은: K개 정보 비트들에 J개 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 비트들을 부가하여 K+J개 비트들을 생성; 상기 J개 CRC 비트들을 퍼뮤테이션하는 시드 값을 기반으로 한 인터리빙 패턴에 따라 상기 K+J개 비트들을 인터리빙; 상기 인터리빙된 비트들을 폴라 코드를 이용하여 인코딩; 및 상기 인코딩된 비트들을 수신 장치에 전송하는 것을 포함한다. 상기 시드 값은 K에 따라 미리 정해진 것이다.
본 발명의 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 정보를 전송하는 전송 장치가 제공된다. 상기 전송 장치는: K개 정보 비트들에 J개 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 비트들을 부가하여 K+J개 비트들을 생성하도록 구성된 CRC 인코더; 상기 J개 CRC 비트들을 퍼뮤테이션하는 시드 값을 기반으로 한 인터리빙 패턴에 따라 상기 K+J개 비트들을 인터리빙하도록 구성된 인터리버; 상기 인터리빙된 비트들을 폴라 코드를 이용하여 인코딩하도록 구성된 폴라 인코더; 및 상기 인코딩된 비트들을 수신 장치에 전송하도록 구성된 트랜시버를 포함한다. 상기 시드 값은 K에 따라 미리 정해진 것이다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 수신 장치가 정보를 수신하는 방법이 제공된다. 상기 방법은: 전송 장치로부터 폴라 코드를 이용하여 인코딩된 K+J개 비트들을 수신, 여기서, K는 정보 비트들의 개수이고 J는 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 비트들의 개수; 및 인터리빙 패턴 기반으로 상기 폴라 코드를 이용하여 상기 K+J개 비트들을 디코딩하는 것을 포함한다. 상기 인터리빙 패턴은 J개 CRC 비트들을 퍼뮤테이션하는 시드 값을 기반으로 한다. 상기 시드 값은 K에 따라 미리 정해진 것이다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 정보를 수신하는 수신 장치가 제공된다. 상기 수신 장치는: 전송 장치로부터 폴라 코드를 이용하여 인코딩된 K+J개 비트들을 수신하도록 구성된 트랜시버, 여기서, K는 정보 비트들의 개수이고 J는 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 비트들의 개수; 및 인터리빙 패턴 기반으로 상기 폴라 코드를 이용하여 상기 K+J개 비트들을 디코딩하도록 구성된 폴라 디코더를 포함한다. 상기 인터리빙 패턴은 J개 CRC 비트들을 퍼뮤테이션하는 시드 값을 기반으로 한다. 상기 시드 값은 K에 따라 미리 정해진 것이다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 비트들의 생성을 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=64를 위한 시드 값 s는 (5,8,4,15,7,19,18,16,6,14,10,12,13,9,11,2,1,3,17)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, K+J=64를 위한 인터리빙 패턴 Int은 (6, 7, 8, 10, 11, 16, 18, 19, 20, 23, 26, 27, 28, 30, 32, 36, 39, 40, 43, 45, 50, 1, 4, 13, 14, 24, 34, 37, 44, 53, 2, 9, 29, 42, 49, 5, 12, 15, 17, 21, 22, 25, 33, 38, 41, 60, 3, 35, 52, 31, 64, 63, 61, 51, 59, 55, 57, 58, 54, 56, 47, 46, 48, 62)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, K+J=64를 위한 인터리빙 패턴 Int은 (6, 7, 8, 10, 11, 16, 18, 19, 20, 23, 26, 27, 28, 30, 32, 36, 39, 40, 43, 45, 50, 1, 4, 13, 14, 24, 34, 37, 44, 53, 2, 9, 29, 42, 49, 5, 12, 15, 17, 21, 22, 25, 33, 38, 41, 60, 3, 35, 52, 31, 46, 47, 48, 51, 54, 55, 56, 57, 58, 59, 61, 62, 63, 64)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 64보다 작은 K+J=K'를 위한 인터리빙 패턴은 K+J=64를 위한 상기 인터리빙 패턴의 요소들 각각에서 64-K를 뺀 값들 중 0보다 큰 값들로 이루어질 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 비트들의 생성을 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=128을 위한 시드 값 s는 (11,10,1,12,13,17,19,2,6,4,14,16,5,3,15,8,18,7,9)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 비트들의 생성을 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=192을 위한 시드 값 s는 (3,6,1,5,8,19,10,2,15,4,12,11,9,17,16,13,14,7,18)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=256을 위한 시드 값 s는 (6,3,11,19,9,15,12,14,8,1,10,2,17,7,13,5,18,4,16)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=320을 위한 시드 값 s는 (3,6,11,13,2,8,18,4,1,12,5,7,14,17,10,15,16,19,9)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=384를 위한 시드 값 s는 (6,3,11,5,1,8,2,9,17,19,15,13,14,12,18,4,10,16,7)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=448를 위한 시드 값 s는 (6,3,18,2,1,16,10,19,8,17,9,13,5,7,4,12,14,11,15)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=512를 위한 시드 값 s는 (3,6,11,2,5,12,16,8,10,1,13,17,9,19,18,7,14,15,4)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=576을 위한 시드 값 s는 (6,11,9,7,10,13,16,2,8,15,4,1,3,17,19,12,5,14,18)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=640을 위한 시드 값 s는 (1,2,19,8,18,16,17,13,4,12,3,7,9,6,10,5,15,11,14)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=704을 위한 시드 값 s는 (19,1,18,15,16,17,6,11,2,12,9,5,7,13,4,14,10,8,3)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=768을 위한 시드 값 s는 (2,1,3,12,5,4,18,15,7,16,14,13,17,8,6,19,10,9,11)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J>768을 위한 시드 값 s는 (1,6,9,12,13,8,10,19,14,4,16,5,3,2,15,7,11,17,18)일 수 있다.
상기 과제 해결방법들은 본 발명의 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 의하면, 무선 통신 신호가 효율적으로 전송/수신될 수 있다. 이에 따라, 무선 통신 시스템의 전체 처리량(throughput)이 높아질 수 있다.
또한 무선 통신 시스템에서 신호가 효율적으로, 그리고 낮은 오류율로, 전송/수신될 수 있다.
또한 본 발명에 의하면, 폴라 코드가 채널 코딩에 사용되는 경우, 디코딩 속도가 향상될 수 이다.
본 발명에 따른 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과는 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 LTE/LTE-A 시스템에서 수송 블록(transport block)의 처리 과정을 예시한 것이다.
도 2는 인코딩된 코드 블록의 시스터매틱 부분과 패리티 부분을 분리하여 레이트 매칭을 수행하는 것을 나타내는 블록도이다.
도 3은 순환 버퍼의 내부(internal structure)를 도시한 것이다.
도 4는 폴라 코드 인코더를 위한 블록도이다.
도 5는 채널 양극화를 위한 채널 컴바이닝과 채널 스플리팅의 개념을 예시한 것이다
도 6은 폴라 코드를 위한 N-번째 레벨 채널 컴바이닝을 예시한 것이다.
도 7은 리스트-L 디코딩 과정에서 디코딩 경로(path)들의 진화(evolution)을 예시한 것이다.
도 8은 폴라 코드에서 정보 비트(들)이 할당될 위치(들)을 선택하는 개념을 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 9는 본 발명에 따른 펑처링 및 정보 비트 할당을 예시한 것이다.
도 10은 통상적(conventional) 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 코드와 분산(distributed) CRC 코드의 개념을 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 11은 분산 CRC 기법을 사용하는 폴라 코드의 인코딩 과정을 예시한 것이다.
도 12는 본 발명을 수행하는 전송 장치(10) 및 수신 장치(20)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
이하에서 설명되는 기법(technique) 및 장치, 시스템은 다양한 무선 다중 접속 시스템에 적용될 수 있다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템, MC-FDMA(multi carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다. CDMA는 UTRA (Universal Terrestrial Radio Access) 또는 CDMA2000과 같은 무선 기술(technology)에서 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communication), GPRS(General Packet Radio Service), EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution) (i.e., GERAN) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11(WiFi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE802-20, E-UTRA(evolved-UTRA) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)의 일부이며, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 이용하는 E-UMTS의 일부이다. 3GPP LTE는 하향링크(downlink, DL)에서는 OFDMA를 채택하고, 상향링크(uplink, UL)에서는 SC-FDMA를 채택하고 있다. LTE-A(LTE-advanced)는 3GPP LTE의 진화된 형태이다. 설명의 편의를 위하여, 이하에서는 본 발명이 3GPP 기반 통신 시스템, 예를 들어, LTE/LTE-A, NR에 적용되는 경우를 가정하여 설명한다. 그러나 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명이 이동통신 시스템이 3GPP LTE/LTE-A/NR 시스템에 대응하는 이동통신 시스템을 기초로 설명되더라도, 3GPP LTE/LTE-A/NR에 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동 통신 시스템에도 적용 가능하다.
후술하는 본 발명의 실시예들에서 "가정한다"는 표현은 채널을 전송하는 주체가 해당 "가정"에 부합하도록 상기 채널을 전송함을 의미할 수 있다. 상기 채널을 수신하는 주체는 상기 채널이 해당 "가정"에 부합하도록 전송되었다는 전제 하에, 해당 "가정"에 부합하는 형태로 상기 채널을 수신 혹은 디코딩하는 것임을 의미할 수 있다.
본 발명에 있어서, UE는 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, 기지국(base station, BS)과 통신하여 사용자데이터 및/또는 각종 제어정보를 송수신하는 각종 기기들이 이에 속한다. UE는 (Terminal Equipment), MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscribe Station), 무선기기(wireless device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등으로 불릴 수 있다. 또한, 본 발명에 있어서, BS는 일반적으로 UE 및/또는 다른 BS와 통신하는 고정국(fixed station)을 말하며, UE 및 타 BS와 통신하여 각종 데이터 및 제어정보를 교환한다. BS는 ABS(Advanced Base Station), NB(Node-B), eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 접속 포인트(Access Point), PS(Processing Server) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 특히, UTRAN의 기지국은 Node-B로, E-UTRAN의 기지국은 eNB로, 새로운 무선 접속 기술 네트워크(new radio access technology network)의 기지국은 gNB로 불린다. 이하에서는 설명의 편의를 위해, 통신 기술에 관계 없이 기지국을 BS로 통칭한다.
본 발명에서 노드(node)라 함은 UE와 통신하여 무선 신호를 전송/수신할 수 있는 고정된 지점(point)을 말한다. 다양한 형태의 BS들이 그 명칭에 관계없이 노드로서 이용될 수 있다. 예를 들어, BS, NB, eNB, 피코-셀 eNB(PeNB), 홈 eNB(HeNB), 릴레이(relay), 리피터(repeater) 등이 노드가 될 수 있다. 또한, 노드는 BS가 아니어도 될 수 있다. 예를 들어, 무선 리모트 헤드(radio remote head, RRH), 무선 리모트 유닛(radio remote unit, RRU)가 될 수 있다. RRH, RRU 등은 일반적으로 BS의 전력 레벨(power level) 더욱 낮은 전력 레벨을 갖는다. RRH 혹은 RRU 이하, RRH/RRU)는 일반적으로 광 케이블 등의 전용 회선(dedicated line)으로 BS에 연결되어 있기 때문에, 일반적으로 무선 회선으로 연결된 BS들에 의한 협력 통신에 비해, RRH/RRU 와 BS에 의한 협력 통신이 원활하게 수행될 수 있다. 일 노드에는 최소 하나의 안테나가 설치된다. 상기 안테나는 물리 안테나를 의미할 수도 있으며, 안테나 포트, 가상 안테나, 또는 안테나 그룹을 의미할 수도 있다. 노드는 포인트(point)라고 불리기도 한다.
본 발명에서 셀(cell)이라 함은 하나 이상의 노드가 통신 서비스를 제공하는 일정 지리적 영역을 말한다. 따라서, 본 발명에서 특정 셀과 통신한다고 함은 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 BS 혹은 노드와 통신하는 것을 의미할 수 있다. 또한, 특정 셀의 하향링크/상향링크 신호는 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 BS 혹은 노드로부터의/로의 하향링크/상향링크 신호를 의미한다. UE에게 상/하향링크 통신 서비스를 제공하는 셀을 특히 서빙 셀(serving cell)이라고 한다. 또한, 특정 셀의 채널 상태/품질은 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 BS 혹은 노드와 UE 사이에 형성된 채널 혹은 통신 링크의 채널 상태/품질을 의미한다. 3GPP 기반 통신 시스템에서, UE는 특정 노드로부터의 하향링크 채널 상태를 상기 특정 노드의 안테나 포트(들)이 상기 특정 노드에 할당된 CRS (Cell-specific Reference Signal) 자원 상에서 전송되는 CRS(들) 및/또는 CSI-RS(Channel State Information Reference Signal) 자원 상에서 전송하는 CSI-RS(들)을 이용하여 측정할 수 있다.
한편, 3GPP 기반 통신 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용하고 있는데, 무선 자원과 연관된 셀(cell)은 지리적 영역의 셀(cell)과 구분된다.
지리적 영역의 "셀"은 노드가 반송파를 이용하여 서비스를 제공할 수 있는 커버리지(coverage)라고 이해될 수 있으며, 무선 자원의 "셀"은 상기 반송파에 의해 설정(configure)되는 주파수 범위인 대역폭(bandwidth, BW)와 연관된다. 노드가 유효한 신호를 전송할 수 있는 범위인 하향링크 커버리지와 UE로부터 유효한 신호를 수신할 수 있는 범위인 상향링크 커버리지는 해당 신호를 나르는 반송파에 의해 의존하므로 노드의 커버리지는 상기 노드가 사용하는 무선 자원의 "셀"의 커버리지와 연관되기도 한다. 따라서 "셀"이라는 용어는 때로는 노드에 의한 서비스의 커버리지를, 때로는 무선 자원을, 때로는 상기 무선 자원을 이용한 신호가 유효한 세기로 도달할 수 있는 범위를 의미하는 데 사용될 수 있다.
한편, 3GPP 통신 표준은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용한다. 무선 자원과 연관된 "셀"이라 함은 하향링크 자원(DL resources)와 상향링크 자원(UL resources)의 조합, 즉, DL 컴포턴트 반송파(component carrier, CC) 와 UL CC의 조합으로 정의된다. 셀은 DL 자원 단독, 또는 DL 자원과 UL 자원의 조합으로 설정될(configured) 수 있다. 반송파 집성이 지원되는 경우, DL 자원(또는, DL CC)의 반송파 주파수(carrier frequency)와 UL 자원(또는, UL CC)의 반송파 주파수(carrier frequency) 사이의 링키지(linkage)는 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어, 시스템 정보 블록 타입 2(System Information Block Type2, SIB2) 링키지(linkage)에 의해서 DL 자원과 UL 자원의 조합이 지시될 수 있다. 여기서, 반송파 주파수는 각 셀 혹은 CC의 중심 주파수(center frequency)와 같을 수 있다. 이하에서는 1차 주파수(primary frequency) 상에서 동작하는 셀을 1차 셀(primary cell, Pcell) 혹은 PCC로 지칭하고, 2차 주파수(Secondary frequency)(또는 SCC) 상에서 동작하는 셀을 2차 셀(secondary cell, Scell) 혹은 SCC로 칭한다. 하향링크에서 Pcell에 대응하는 반송파는 하향링크 1차 CC(DL PCC)라고 하며, 상향링크에서 Pcell에 대응하는 반송파는 UL 1차 CC(DL PCC)라고 한다. Scell이라 함은 RRC(Radio Resource Control) 연결 개설(connection establishment)이 이루어진 이후에 설정 가능하고 추가적인 무선 자원을 제공을 위해 사용될 수 있는 셀을 의미한다. UE의 성능(capabilities)에 따라, Scell이 Pcell과 함께, 상기 UE를 위한 서빙 셀의 모음(set)을 형성할 수 있다. 하향링크에서 Scell에 대응하는 반송파는 DL 2차 CC(DL SCC)라 하며, 상향링크에서 상기 Scell에 대응하는 반송파는 UL 2차 CC(UL SCC)라 한다. RRC_CONNECTED 상태에 있지만 반송파 집성이 설정되지 않았거나 반송파 집성을 지원하지 않는 UE의 경우, Pcell로만 설정된 서빙 셀이 단 하나 존재한다.
3GPP 기반 통신 표준은 상위 계층으로부터 기원한 정보를 나르는 자원 요소들에 대응하는 하향링크 물리 채널들과, 물리 계층에 의해 사용되나 상위 계층으로부터 기원하는 정보를 나르지 않는 자원 요소들에 대응하는 하향링크 물리 신호들을 정의된다. 예를 들어, 물리 하향링크 공유 채널(physical downlink shared channel, PDSCH), 물리 브로드캐스트 채널(physical broadcast channel, PBCH), 물리 멀티캐스트 채널(physical multicast channel, PMCH), 물리 제어 포맷 지시자 채널(physical control format indicator channel, PCFICH), 물리 하향링크 제어 채널(physical downlink control channel, PDCCH) 및 물리 하이브리드 ARQ 지시자 채널(physical hybrid ARQ indicator channel, PHICH)들이 하향링크 물리 채널들로서 정의되어 있으며, 참조 신호와 동기 신호가 하향링크 물리 신호들로서 정의되어 있다. 파일럿(pilot)이라고도 지칭되는 참조 신호(reference signal, RS)는 BS와 UE가 서로 알고 있는 기정의된 특별한 파형의 신호를 의미하는데, 예를 들어, 셀 특정적 RS(cell specific RS), UE-특정적 RS(UE-specific RS, UE-RS), 포지셔닝 RS(positioning RS, PRS) 및 채널 상태 정보 RS(channel state information RS, CSI-RS)가 하향링크 참조 신호로서 정의된다. 3GPP 기반 통신 표준은 상위 계층으로부터 기원한 정보를 나르는 자원 요소들에 대응하는 상향링크 물리 채널들과, 물리 계층에 의해 사용되나 상위 계층으로부터 기원하는 정보를 나르지 않는 자원 요소들에 대응하는 상향링크 물리 신호들을 정의하고 있다. 예를 들어, 물리 상향링크 공유 채널(physical uplink shared channel, PUSCH), 물리 상향링크 제어 채널(physical uplink control channel, PUCCH), 물리 랜덤 접속 채널(physical random access channel, PRACH)가 상향링크 물리 채널로서 정의되며, 상향링크 제어/데이터 신호를 위한 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS)와 상향링크 채널 측정에 사용되는 사운딩 참조 신호(sounding reference signal, SRS)가 정의된다.
본 발명에서 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)/PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel)/PHICH((Physical Hybrid automatic retransmit request Indicator CHannel)/PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)은 각각 DCI(Downlink Control Information)/CFI(Control Format Indicator)/하향링크 ACK/NACK(ACKnowlegement/Negative ACK)/하향링크 데이터를 나르는 시간-주파수 자원의 집합 혹은 자원요소의 집합을 의미한다. 또한, PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)/PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)/PRACH(Physical Random Access CHannel)는 각각 UCI(Uplink Control Information)/상향링크 데이터/랜덤 엑세스 신호를 나르는 시간-주파수 자원의 집합 혹은 자원요소의 집합을 의미한다. 본 발명에서는, 특히, PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH에 할당되거나 이에 속한 시간-주파수 자원 혹은 자원요소(Resource Element, RE)를 각각 PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH RE 또는 PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH 자원이라고 칭한다. 이하에서 사용자기기가 PUCCH/PUSCH/PRACH를 전송한다는 표현은, 각각, PUSCH/PUCCH/PRACH 상에서 혹은 통해서 상향링크 제어정보/상향링크 데이터/랜덤 엑세스 신호를 전송한다는 것과 동일한 의미로 사용된다. 또한, BS가 PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH를 전송한다는 표현은, 각각, PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH 상에서 혹은 통해서 하향링크 데이터/제어정보를 전송한다는 것과 동일한 의미로 사용된다.
본 발명에서 사용되는 용어 및 기술 중 구체적으로 설명되지 않은 용어 및 기술에 대해서는 3GPP LTE/LTE-A 표준 문서, 예를 들어, 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321 및 3GPP TS 36.331 등과, 3GPP NR 표준 문서, 예를 들어, 3GPP TS 38.211, 3GPP TS 38.212, 3GPP TS 38.213, 3GPP TS 38.214, 3GPP TS 38.300, 3GPP TS 38.331 등을 참조할 수 있다. 아울러, 폴라 코드와 폴라 코드를 이용한 인코딩 및 디코딩에 관한 원리는 'E. Arikan, "Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels," in IEEE Transactions on Information Theory, vol. 55, no. 7, pp. 3051-3073, July 2009)'를 참조할 수 있다.
더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 무선 접속 기술(radio access technology, RAT)에 비해 향상된 모바일 브로드밴드 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브(massive) MTC 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 아울러 신뢰성(reliability) 및 지연(latency)에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이 진보된 모바일 브로드밴드 통신, 매시브 MTC, URLLC(Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있다. 현재 3GPP에서는 EPC 이후의 차세대 이동 통신 시스템에 대한 스터디를 진행 중에 있다. 본 발명에서는 편의상 해당 기술을 새 RAT (new RAT, NR) 혹은 5G RAT라고 칭한다.
NR 통신 시스템은, 데이터 레이트, 용량(capacity), 지연(latency), 에너지 소비 및 비용 면에서, 기존 4세대(4G) 시스템보다 상당히 나은 성능을 지원할 것이 요구된다. 따라서, NR 시스템은 대역폭, 스펙트럴, 에너지, 시그널링 효율, 및 비트당 비용(cost)의 영역에서 상당한 진보를 이룰 필요가 있다. NR은 이러한 요구를 충족시키기 위해 효율적 파형(waveform)을 활용할 필요가 있다.
도 1은 LTE/LTE-A 시스템에서 수송 블록(transport block)의 처리 과정을 예시한 것이다.
채널에서 겪는 오류를 수신단에서 정정해주기 위해서 전송단에서 보내는 정보를 오류정정부호(forward error correction code)를 사용하여 부호화(coding)를 한 후 전송하게 된다. 수신단에서는 수신신호를 복조(demodulation)한 후 오류정정부호의 디코딩(decoding) 과정을 거친 후 전송 정보를 복원하게 된다. 이러한 디코딩 과정에서, 채널에 의해서 생긴 수신신호상의 오류를 정정하게 된다.
데이터가 DL/UL 셀별로 매 TTI마다 최대 2개 수송 블록의 행태로 코딩 블록에 도달한다. 다음의 코딩 단계들이 DL/UL 셀의 각 수송 블록에 대해 적용될 수 있다:
- 수송 블록에 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 부가(add);
- 코드 블록 세그멘트화(segmentation) 및 코드 블록 CRC 부착(attachment);
- 채널 코딩;
- 레이트 매칭;
- 코드 블록 연접(concatenation).
오류정정부호는 다양한 종류가 가능하지만, 기존 LTE/LTE-A 시스템에서는 주로 터보(Turbo) 코드가 사용되었다. 터보 코드는 리커시브 시스터매틱 컨볼루션 인코더(recursive systematic convolution encoder)와 인터리버(interleaver)로 구성된다. 터보 코드의 실제 구현 시에 병렬 디코딩을 용이하게 하기 위한 인터리버가 있는데 이의 일종이 QPP(quadratic polynomial permutation)이다. 이와 같은 QPP 인터리버는 특정의 데이터 블록 크기에만 좋은 성능을 유지한다고 알려져 있다. 터보 코드의 성능은 데이터 블록 크기가 증가할수록 좋은 것으로 알려져 있는데, 실제 통신 시스템에서는 실제 구현의 편리함을 위하여 일정 크기 이상의 데이터 블록의 경우 여러 개의 작은 데이터 블록으로 나누어 인코딩을 수행하게 된다. 나누어진 작은 데이터 블록을 코드 블록이라 부른다. 코드 블록은 일반적으로 같은 크기를 갖게 되지만, QPP 인터리버의 크기 제한 때문에 여러 개의 코드 블록들 중 하나의 코드 블록은 다른 크기를 가질 수도 있다. 정해진 인터리버 크기의 코드 블록 단위로 오류정정부호화 과정을 거친 후 무선 채널로 전송 시 발생하는 버스트(burst) 오류의 영향을 줄이기 위해 인터리빙이 수행된다. 그리고, 실제 무선 자원에 매핑되어 전송된다. 실제 전송시 사용되는 무선 자원의 양이 일정하기 때문에 이에 맞추기 위해서는 인코딩된 코드 블록에 대하여 레이트 매칭이 수행되어야 한다. 일반적으로 레이트 매칭은 펑처링이나 반복(repetition)으로 이루어진다. 예를 들어, 무선 자원의 양, 즉, 해당 무선 자원에 의해 전송될 수 있는 전송 비트 수가 M이고, 코딩된 비트 시퀀스, 즉, 인코더의 출력 비트 수가 N이라 하면, M과 N이 다를 경우, 상기 코딩된 비트 시퀀스의 길이를 조절하여 M과 맞추기 위한 레이트 매칭이 수행된다. M>N이면, 레이트 매칭된 시퀀스의 길이가 M과 같아지도록, 코딩된 비트 시퀀스의 비트들 중 전부 혹은 일부가 반복된다. M<N이면, 레이트 매칭된 시퀀스의 길이가 M과 같아지도록, 코딩된 비트 시퀀스의 비트들 중 일부가 펑처링되며, 펑처링된 비트는 전송에서 제외된다.
즉, LTE/LTE-A 시스템에서는 특정 코드 레이트(예, 1/3)을 지니는 채널 코딩을 사용하여 전송할 데이터를 인커딩한 후, 펑처링과 반복으로 이루어진 레이트 매칭 과정을 통해 전송할 데이터의 코드 레이트를 조절하게 된다. LTE/LTE-A에서의 채널 코드로 터보 코드를 사용하였을 경우, 도 1과 같은 수송 채널 처리 과정 중 각 코드 블록을 채널 코딩 및 레이트 매칭하는 과정을 도식화 하면 도 2와 같다.
도 2는 인코딩된 코드 블록의 시스터매틱 부분과 패리티 부분을 분리하여 레이트 매칭을 수행하는 것을 나타내는 블록도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, LTE/LTE 터보 인코더의 머더(mother) 코드 레이트는 1/3이다. 다른 코드 레이트를 얻기 위해서는, 필요하면, 반복 혹은 펑처링이 수행되어야 하며, 이들은 레이트 매칭 모듈에 의해 행해진다. 상기 레이트 매칭 모듈은 상기 터버 인코더의 3개 출력 스트림들에 대한 3개의 소위(so-called) 서브-블록 인터리버들과, 순환(circular) 버퍼에 의해 실현(realize)되는, 비트 선택 및 프루닝(pruning) 부분(part)으로 이루어진다. 상기 서브-블록 인터리버는 32개 행들 및 길이-32 인트라-열 퍼뮤테이션을 가진 클래식 행(row)-열(column) 인터리버를 기반으로 한다. 상기 3개 스트림들 각각의 비트들은 행-by-행씩 32개 열들을 가진 행렬(행의 개수는 스트림 크기에 의존)로 적혀진다(written). 상기 행렬을 완전히 채우기 위해 더미 비트들이 각 스트림의 앞쪽에 패딩된다. 열 퍼뮤테이션 후에는 비트들이 열-by-열로 상기 행렬로부터 읽혀진다.
도 3은 순환 버퍼의 내부(internal structure)를 도시한 것이다.
순환 버퍼는 머더 코드의 펑처링 및 반복을 가능하게 하는, 레이트 매칭 모듈의 가장 중요한 부분(part)이다. 도 2를 참조하면, 인터리빙된 시스터매틱 비트들은, 상기 순환 버퍼의 시작(beginning)에 상기 인터리빙된 시스터매틱 비트 스트림들의 첫 번째 비트를 두고, 차례차례(in sequence) 상기 순환 버퍼로 적혀진다. 인터리빙 및 인터레이스된 패리티 비트 스트림들은, 상기 인터리빙된 시스터매틱 비트 스트림의 마지막 비트 다음에 해당 스트림의 첫 비트를 두고, 차례차례 상기 순환 버퍼에 적혀진다. 코딩된 비트들은 (코드 레이트에 따라) 상기 순환 버퍼 내 리던던시 버전(redundancy version, RV) 포인트들에 의해 특정되는 어떤(certain) 시작 포인트로부터 연속적으로(serially) 읽혀진다. 상기 순환 버퍼의 끝(end)에 다다르고 더 많은 코딩된 비트들이 전송을 위해 필요하면 (예, 1/3보다 작은 코드 레이트의 경우), 전송 장치는 랩 어라운드 하며 상기 순환 버퍼의 시작에서 계속(continue)한다.
하이브리드 ARQ를 나타내는 HARQ는 오류가 있다고 검출된 패킷들의 재전송에 기초한 오류 정정 메커니즘이다. 전송된 패킷은 수신 장치에 어떤(certain) 전파(propagation) 딜레이 후에 도착한다. 상기 수신 장치는 오류-없는(error-free) 전송의 경우에는 ACK을 생산(produce)며, 오류가 검출되면 NACK을 생산한다. 상기 ACK/NACK은 얼마간의 프로세싱 시간 후에 생산되어 상기 전송 장치에 보내지고, 전파 딜레이 후에 상기 전송 장치에 도달한다. NACK이 경우, 상기 전송 장치에서 어떤 프로세싱 딜레이 후에, 원하는(desired) 패킷이 다시 보내질 것이다. 상기 순환 버퍼로부터 읽혀져 각 재전송에서 보내지는 비트들은 다르며 RV의 위치에 의존한다. 비트들이 상기 순환 버퍼로부터 읽혀지는 시작 포인트의 위치를 정의하는 4개 RV들(0, 1, 2, 3)이 있다. 도 3을 참조하면, 재전송 횟수가 진행(progressing)함에 따라 RV가 커지며 따라서 더 적은 시스터매틱 비트들과 더 많은 패리티 비트들이 재전송을 위해 순환 버퍼로부터 읽혀진다.
NR은 현재 4G보다 더 나은 속도 및 커버리지를 제공하며, 높은 주파수 대역에서 동작하고, 수십 개의 연결들에 대해 1 Gb/s까지의 속도 혹은 수만 개의 연결들에 대해 수십 Mb/s까지의 속도를 제공할 것이 요구된다. 이러한 NR 시스템의 요구사항을 충족시키기 위해서는 기존 코딩 방식보다 진보된 코딩 방식의 도입이 논의되고 있다. 데이터 통신은 불완전환 채널 환경에서 일어나기 때문에, 채널 코딩은 빠르면서 오류에 자유로운 통신을 위한 보다 높은 데이터 레이트를 이루는 데 중요한 역할을 한다. 선택된 채널 코드는 특정 범위의 블록 길이들 및 코드 레이트들에서 뛰어난 블록 오류 비율(block error ratio, BLER) 성능을 가져야 한다. 여기서, BLER은 보내진 블록들의 총 개수에 대한 오류 있는(erroneous) 수신 블록들의 개수의 비로서 정의된다. NR에서는 낮은 계산 복잡도(complexity), 낮은 지연, 낮은 비용(cost) 및 더 높은 유연성(flexibility)가 코딩 방식으로 요구된다. 나아가 비트당 감소된 에너지(reduced energy per bit)와 개선된(improved) 영역 효율(efficiency)이 더 높은 데이터 레이트를 지원하기 위해 요구된다. eMBB, 매시브 IoT, URLLC 등이 NR 네트워크의 사용 예들일 것으로 여겨지고 있다. eMBB는 풍부한(rich) 미디어 어플리케이션들, 클라우드 저장소(storage) 및 어플리케이션들, 그리고 엔터테인먼트를 위한 증강 현실(augmented reality)를 가능하게 하기 위해 높은 데이터 레이트를 갖는 인터넷 접속을 커버한다. 매시브 IoT 어플리케이션들은 스마트 홈들/빌딩들, 리모트 건강 모니터링, 및 물류(logistics) 트랙킹 등을 위한 밀집한(dense) 센서 네트워크들을 포함한다. URLLC는 산업 자동화, 무인 자동차들, 리모트 수술, 및 스마트 그리드들과 같은 초-고 신뢰성 및 낮은 지연을 요구하는 중요한 어플리케이션들을 커버한다.
큰 블록 길이들에서 높은 용량 성능을 갖는 많은 코딩 방식들이 이용가능하지만, 이들 중 대다수가 넓은 범위의 블록 길이들 및 코드 레이트들에 걸쳐 좋은 성능을 일정하게 보여주지는 못한다. 그러나, 터보 코드, 저밀도 패리티 체크(low density parity check, LDPC) 코드 및 폴라 코드는 넓은 범위의 코딩 레이트들 및 코드 길이들에서 기대되는(promising) BLER 성능을 보여주고 있으며, 이에 따라 NR 시스템을 위한 사용이 고려되고 있다. eMBB, 매시브 IoT 및 URLLC와 같은 다양한 경우들에 대한 요구가 증가함에 따라 터보 코드들보다 더 강한 채널 코딩 효율성을 제공하는 코딩 방식에 대한 요구가 있다. 또한, 채널이 현재 수용할 수 있는 가입자의 최대 수 면에서의 증가, 즉, 용량 면에서의 증가도 요구되고 있다.
폴라 코드는, 기존 채널 코드들의 문제점을 해결할 수 있는 새로운 프레임워크를 제공하는 코드로서, Bikent 대학의 Arikan에 의해 발명되었다(참고: E. Arikan, "Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels," in IEEE Transactions on Information Theory, vol. 55, no. 7, pp. 3051-3073, July 2009). 폴라 코드는 낮은 인코딩 및 디코딩 복잡도를 갖는, 수학적으로 증명된, 첫 용량-수용(capacity-achieving) 코드이다. 폴라 코드는 아무런 오류 흐름이 존재하지 않으면서 큰 블록 길이들에서 터보 코드의 성능을 능가한다. 이하, 폴라 코드를 이용한 채널 코딩을 폴라 코딩이라고 칭한다.
폴라 코드들은 주어진 이진 이산 무기억 채널(binary discrete memoryless channel)에서 채널 용량을 이룰(achieve) 수 코드로 알려져 있다. 이는 블록 크기가 충분히 클 때만 이루어질 수 있다. 즉, 폴라 코드는 코드의 크기 N을 무한히 크게 하면 채널 용량을 이룰 수 있는 코드이다. 폴라 코드들은 인코딩 및 디코딩의 복잡도가 적으며 성공적으로 디코딩될 수 있다. 폴라 코드는 선형 블록 오류 정정 코드의 일종이며, 회귀적인(recursive) 다수의 연접(concatenation)이 폴라 코드를 위한 기본 빌딩 블록이며, 코드 구성(code construction)을 위한 기초이다. 물리 채널들을 가상 채널들로 변환하는 채널의 물리적 변환이 일어나며, 이러한 변환은 회귀적인 다수의 연접을 기반으로 한다. 다수의 채널들이 곱해지고 누적되면, 상기 채널들의 대부분은 좋아지거나 아니면 나빠지게 되며, 폴라 코드 배후에 있는 이 아이디어는 좋은 채널들을 사용하는 것이다. 예를 들어, 좋은 채널들을 통해 레이트 1로 데이터를 보내고, 나쁜 채널들을 통해 레이트 0으로 보내는 것이다. 즉, 채널 양극화를 통해 채널들은 일반(normal) 상태로부터 양극화(polarize)된 상태로 들어가게 된다.
도 4는 폴라 코드 인코더를 위한 블록도이다.
도 4(a)는 폴라 코드의 기본(base) 모듈을 나타낸 것으로, 특히 폴라 코딩을 위한 첫 번째 레벨 채널 컴바이닝을 예시한 도면이다. 도 4(a)에서 W 2는 이진 이산 무기억 채널(B-DMC), W, 2개를 컴바이닝하여 얻어진 전체 등가(equivalent) 채널을 의미한다. 여기서, u 1, u 2는 이진-입력 소스 비트들이며, y 1, y 2는 출력 코딩된 비트(output coded bit)들이다. 채널 컴바이닝(channel combining)은 B-DMC 채널을 병렬적으로(parallel) 연접하는 과정이다.
도 4(b)은 상기 기본 모듈에 대한 기본 행렬 F를 나타낸 것으로, 기본 행렬 F로의 이진-입력 소스 비트들 u 1, u 2과 해당 출력 x 1, x 2는 다음의 관계를 갖는다.
Figure PCTKR2018009025-appb-img-000001
채널 W 2는 최고 레이트인 대칭 용량 I(W)를 이룰 수 있다. B-DMC W에서 대칭 용량은 중요한 파라미터로서, 상기 대칭 용량은 레이트의 측정을 위해 사용되며, 신뢰할 수 있는 통신이 상기 채널 W를 걸쳐 일어날 수 있는 최고 레이트이다. B-DMC는 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2018009025-appb-img-000002
주어진 B-DMC W의 N개 독립(independent) 카피들로부터 N개 이진 입력 채널들의 두 번째 세트를 합성(synthesize) 혹은 생성(create)하는 것이 가능하며, 상기 채널들은 속성(property)들 {W N (i): 1≤i≤N}을 갖는다. N이 커지면, 채널들의 일부는 1에 가까운 용량을 갖는 채널이 되고, 나머지는 0에 가까운 용량을 갖는 채널이 되는 경향이 있다. 이를 채널 양극화(polarization)라고 한다. 다시 말해 채널 양극화는 주어진 B-DMC W의 N개 독립 카피들을 사용하여 두 번째 세트의 N개 채널들 {W N (i): 1≤i≤N}을 생성하는 프로세스이며, 채널 양극화 효과는 N이 커지면 모든 대칭 용량 항들(terms) {I(W N (i))}이 인덱스들 i의 사라지는(vanishing) 부분(fraction)을 제외하고 모두 0 또는 1이 되는 경향을 의미한다. 다시 말해, 폴라 코드들에서 채널 양극화 뒤에 있는 개념은 I(W)의 대칭적(symmetric) 용량을 갖는 채널(예, additive white Gaussian noise channel)의 N개 카피(copy)들(즉, N개 전송들)을 1 또는 0에 가까운(close) 용량의 극단적(extreme) 채널들로 변환(transform)하는 것이다. N개의 채널들 중에서 I(W) 부분(fraction)은 완벽한(perfect) 채널들이 될 것이고 1-I(W) 부분은 완전히 잡음 채널들이 될 것이다. 그리고 나서 정보 비트들은 좋은 채널들을 통해서만 보내지고, 다른 채널들로의 입력들은 1 또는 0으로 프로즌된다. 채널 양극화의 양은 블록 길이와 함께 증가한다. 채널 양극화는 2가지 국면(phase)로 구성된다: 채널 컴바이닝 국면 및 채널 스플리팅 국면.
도 5는 채널 양극화를 위한 채널 컴바이닝과 채널 스플리팅의 개념을 예시한 것이다. 도 5에 예시된 바와 같이 원본 채널 W의 N개 카피들을 적절히 컴바이닝하여 벡터 채널 W vec을 만든 후 양극화된 새로운 채널들로 스플리팅하면, 충분히 큰 N의 경우, 상기 양극화된 새로운 채널들은 각각 채널 용량 C(W)=1과 C(W)=0으로 구분된다. 이 경우, 채널 용량 C(W))=1인 채널을 통과하는 비트는 오류 없이 전송 가능하므로 채널 용량 C(W)=1인 채널로는 정보 비트를 전송하고, 채널 용량 C(W)=1인 채널을 통과하는 비트는 정보 전송이 불가능하므로 의미 없는 비트인 프로즌 비트를 전송하는 것이 좋다.
도 5를 참조하면, 주어진 B-DMC W의 카피들을 회귀적 방식으로 컴바이닝하여, W N: X N→Y N에 의해 주어지는 벡터 채널 W vec이 출력될 수 있다. 여기서 N=2 n이며 n은 0보다 크거나 같은 정수이다. 회귀(recursion)은 항상 0번째 레벨에서 시작하며, W 1 = W이다. n=1은 W 1의 2개 독립 카피들이 함께 컴바이닝하는 첫 번째 레벨의 회귀를 의미한다. 상기 2개 카피들을 컴바이닝하면 채널 W 2: X 2→Y 2이 얻어진다. 이 새로운 채널 W 2의 전이 확률(transitional probability)은 다음 식에 의해 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018009025-appb-img-000003
상기 채널 W 2이 얻어지면, W 2의 2개 카피들을 컴바이닝하여 채널 W 4의 단일 카피가 얻어질 수 있다. 이러한 회귀는 다음 전이 확률을 갖는 W 4: X 4→Y 4에 의해 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018009025-appb-img-000004
도 5에서 G N은 크기 N인 생성기 행렬이다. G 2는 도 4(b)에 도시된 기본 행렬 F에 해당한다. G 4는 다음 행렬로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018009025-appb-img-000005
여기서 ⓧ는 Kronecker 곱(product)이며, 모든 n=1에 대해 A ⓧn = AⓧA ⓧ(n-1)이고, A ⓧ0 = 1이다.
도 5(b)의 G N으로의 입력 u N 1과 출력 x N 1의 관계는 x N 1 = u N 1G N로 표현될 수 있다. 여기서 x N 1 = {x 1, ..., x N}, u N 1 = {u 1, ..., u N}이다.
N개의 B-DMC들을 컴바이닝할 때, 각각의 B-DMC는 회귀적인 형태로 표현될 수 있다. 즉, G N은 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018009025-appb-img-000006
여기서, N=2 n, n=1이고, F ⓧn = FⓧF ⓧ(n-1)이며, F ⓧ0 = 1이다. B N은 비트-리버설로서 알려진 퍼뮤테이션 행렬이며, B N = R N(I 2ⓧB N/2)로서 회귀적으로(recursively) 산출(compute)될 수 있다. I 2는 2-차원(2-dimnsional) 단위(identity) 행렬이고, 이 회귀(recursion)는 B 2=I 2로 초기화된다. R N은 비트-리버설 인터리버이며, 입력 s N 1 = {s 1, ..., s N}을 출력 x N 1 = {s 1, s 3,..., s N-1, s 2, ..., s N}로 매핑하는 데 사용된다. R N은 먼저 기본-2 확장. 비트-리버설 인터리버는 전송단에 포함되지 않을 수도 있다. 수학식 6의 관계가 도 6에 도시된다.
도 6은 폴라 코드를 위한 N-번째 레벨 채널 컴바이닝을 예시한 것이다.
N개의 B-DMC W을 컴바이닝한 후 특정 입력에 대한 등가 채널(equivalent channel)을 정의하는 과정을 채널 스플리팅이라고 한다. 채널 스플리팅은 다음 수학식과 같은 채널 전이 확률(channel transition probability)로 표현될 수 있다.
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채널 양극화는 다음과 같은 특성을 갖는다:
> Conservation: C(W -) + C(W +) = 2C(W),
> Extremization: C(W -) = C(W) = C(W +).
채널 컴바이닝과 채널 스플리팅을 거친 경우 다음과 같은 정리(theorem)를 얻을 수 있다.
* 정리(theorem): 임의(any) B-DMC W에 대해, 채널들 {W N (i)}은 다음과 같은 의미에서 양극화된다. 임의의 고정된 δ∈{0,1}에 대해, 2의 거듭제곱(power)을 통해 N이 무한대로 감에 따라, I(W N (i))∈(1-δ,1]인 인덱스들 i∈{1,...,N}의 부분(fraction)은 I(W)로 가며, I(W N (i))∈[0,δ)인 부분은 1-I(W)로 간다. 그러므로, N→∞면, 채널들은 완벽히 잡음이거나 아니면 잡음에 자유롭게 양극화되며, 이러한 채널들을 전송단에서 정확히 알 수 있다. 따라서, 나쁜 채널들을 고정하고 고딩되지 않은 비트들을 좋은 채널들 상에서 전송할 수 있다.
즉, 폴라 코드의 크기 N이 무한대가 되면, 채널은 특정 입력 비트(input bit)에 대해 잡음이 많거나 잡음이 없는 채널이 된다. 이는 특정 입력 비트에 대한 등가 채널의 용량이 0 또는 I(W)로 구분되는 것과 같은 의미이다.
폴라 인코더(polar encoder)의 입력(input)은 정보 데이터가 맵핑되는 비트 채널과 그렇지 않은 비트 채널로 구분된다. 앞서 설명한 바와 같이 폴라 코드의 이론에 따르면 폴라 코드의 코드워드가 무한대(infinity)로 갈수록 입력 비트 채널들이 잡음 없는 채널과 잡음 채널로 구분될 수 있다. 따라서, 잡음 없는 비트 채널에 정보를 할당하면, 채널 용량을 얻을 수 있다. 그러나, 실제로는 무한 길이의 코드워드를 구성할 수 없기 때문에 입력 비트 채널의 신뢰도를 계산하여 그 순서대로 데이터 비트를 할당한다. 본 발명에서 데이터 비트가 할당되는 비트 채널은 좋은 비트 채널이라고 칭한다. 좋은 비트 채널은 데이터 비트가 매핑되는 입력 비트 채널이라고 할 수 있다. 그리고, 데이터가 맵핑되지 않는 비트 채널을 프로즌 비트 채널이라 칭하고, 프로즌 비트 채널에는 알려진 값(예, 0)을 입력하여 인코딩이 수행된다. 전송단과 수신단에서 알고 있는 값이면 아무 값이나 프로즌 비트 채널에 매핑될 수 있다. 펑처링 또는 반복을 수행할 때, 좋은 비트 채널에 대한 정보가 활용될 수 있다. 예를 들어, 정보 비트에 할당되지 않는 입력 비트 위치에 해당되는 코드워드 비트(즉, 출력 비트) 위치가 펑처링될 수 있다.
폴라 코드의 디코딩 방식은 연속 소거(successive cancellation, SC) 디코딩 방식이다. SC 디코딩 방식은 채널 전이 확률을 구하여, 이를 입력 비트에 대한 라이클리후드 비율(likelihood ratio, LLR)을 계산하는 방식이다. 이때, 채널 전이 확률은 채널 컴바이닝과 채널 스플리팅 과정이 회귀적인(recursive) 형태로 이루어진 특성을 이용하면 회귀적인 형태로 계산될 수 있다. 따라서, 최종적으로 LLR 값도 회귀적인 형태로 계산할 수 있다. 우선 입력 비트 u i에 대한 채널 전이 확률 W N (i)(y 1 N,u 1 i-1|u 1)는 다음과 같이 얻어질 수 있다. u 1 i는 홀수 인덱스(odd index), 짝수 인덱스(even index)로 분리되어, u 1,o i, u 1,e i와 같이 표현될 수 있다. 채널 전이 확률은 다음 수학식들과 같이 표현될 수 있다.
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폴라 디코더는 정보를 검색(retrieve)하며, 상기 폴라 코드에 알려진 값들(예, 수신 비트들, 프로즌 비트들 등)을 가지고 u N 1의 추정치(estimate) u^ N 1를 생성한다. LLR은 다음과 같이 정의된다.
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LLR은 다음과 같이 회귀적으로 계산될 수 있다.
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LLR들의 회귀적 계산은 LLR L (1) 1(y i) = W(y i|0)/W(y i|1)인 코드 길이 1로 역추적(trace back)된다. L (1) 1(y i)는 채널로부터 관찰된 소프트 정보이다.
폴라 인코더 및 SC 디코더의 복잡도는 폴라 코드의 길이 N에 따라 달라지는 데, O(NlogN)의 복잡도를 갖는다고 알려져 있다. 길이 N의 폴라 코드에서 K개의 입력 비트들을 가정할 때, 코딩 레이트는 N/K가 된다. 데이터 페이로드 크기 N의 폴라 인코더의 생성기 행렬을 G N이라 하면, 인코딩된 비트(encoded bit)는 x N 1 = u N 1G N와 같이 표현될 수 있으며, u N 1 중 K 개의 비트는 페이로드 비트에 해당하고 상기 페이로드 비트에 대응하는 G N의 행(row) 인덱스를 i라 하고, 나머지 N-K개의 비트에 대응하는 G N의 행 인덱스를 F라고 가정한다. 이와 같은 폴라 코드의 최소 거리는 d min(C) = min i∈I2 wt(i)와 같이 주어질 수 있다. 여기서 wt(i)는 i의 이진 확장 내 1의 개수이며, i=0,1,...,N-1이다.
SC 리스트(SCL) 디코딩은 기본적(basic) SC 디코더의 확장이다. 이 종류의 디코더에서는 디코딩의 각 단계(stage)에서 L 디코딩 경로들이 동시에(simultaneously) 고려된다. 여기서 L은 정수이다. 다시 말해, 폴라 코드의 경우 리스트-L 디코딩 알고리즘은 디코딩 과정에서 L개의 경로를 동시에 추적하는 알고리즘이다.
도 7은 리스트-L 디코딩 과정에서 디코딩 경로들의 진화(evolution)을 예시한 것이다. 설명의 편의를 위해 결정되어야 하는 비트의 개수가 n이고, 모든 비트들이 프로즌되어 있지 않다고 가정한다. 리스트 크기 L = 4이면, 각 레벨은 아래방향으로 이어지는(continue) 경로들이 있는 노드를 많아야 4개 가진다. 이어지지 않는(discontinue) 경로들은 도 7에서 점선으로 표시된다. 도 7을 참조하여, 리스트-L 디코딩에서 디코딩 경로들이 진화하는 과정을 설명하면 다음과 같다. i) 리스트-L 디코딩이 시작하며, 첫 번째 프로즌되지 않은(unfrozen) 비트는 0 아니면 1일 수 있다. ii) 리스트-L 디코딩이 계속된다. 두 번째 프로즌되지 않은 비트들은 0 아니면 1일 수 있다. 경로들의 개수가 L=4보다 많지 않으므로, 아직 가지치기(prune)를 할 필요가 없다. iii) 첫 번째 비트(즉, 첫 번째 레벨의 비트), 두 번째 비트(즉, 두 번째 레벨의 비트) 및 세 번째 비트(즉, 세 번째 레벨의 비트)에 대한 모든 옵션들을 고려하는 것은 8개 디코딩 경로를 초래하며, L=4이기 때문에 8개 디코딩 경로는 너무 많다. iv) 상기 8개 디코딩 경로를 L=4개의 유망한(promising) 경로들로 가지치기한다. v) 네 번째 프로즌되지 않은 비트의 2개 옵션들을 고려함으로써 4개의 활성(active) 경로들을 계속(continue)한다. 이 경우, 경로의 개수가 8개로 2배가 되며, L=4이므로 경로의 개수가 너무 많다. vi) 다시, L=4개의 최선(best) 경로들로 가지치기한다. 도 7의 예시에서는 4개 후보 코드워드들 0100, 0110, 0111 및 1111이 얻어지며, 이들 중 하나가 원본 코드워드와 가장 유사한 코드워드로서 결정된다. 일반적인 디코딩 과정에서와 마찬가지로, 예를 들어, 가지치기 과정 혹은 최종 코드워드를 결정하는 과정에서 LLR 절대 값의 합이 가장 큰 경로가 생존하는(survival) 경로로서 선택될 수 있다. CRC가 있는 경우, CRC를 통해 생존 경로가 선택될 수도 있다.
한편, CRC 보조(aided) SCL 디코딩은 CRC를 이용한 SCL 디코딩으로서, 폴라 코드의 성능을 개선한다. CRC는 정보 이론 및 코딩 분야에서 오류 검출 및 오류 정정에 가장 널리 사용되는 기법(technique)이다. 예를 들어, 오류 정정 인코더로의 입력 블록이 K 비트이고, 정보 비트의 길이가 k, CRC 시퀀스의 길이가 m 비트이면, K = k+m이다. CRC 비트들은 오류 정정 코드를 위한 소스 비트들의 일부이며, 인코딩에 사용되는 채널 코드의 크기가 N이면, 코드 레이트 R은 R=K/N으로서 정의된다. CRC 보조 SCL 디코딩은 수신 장치에서 각 경로에 대해 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 코드를 확인하면서 오류 없는 경로를 검출함을 목적으로 한다. SCL 디코더는 후보 시퀀스들을 CRC 검출기로 출력하며 상기 CRC 검출기는 체크 결과를 코드워드 결정을 돕기 위해 피드백한다.
SCL 디코딩 혹은 CRC 보조 SCL 디코딩은 SC 알고리즘에 비해 복잡하지만 디코딩 성능이 우수하다는 장점이 있다. 폴라 코드의 리스트-X 디코딩 알고리즘에 대한 보다 자세한 사항은 'I. Tal and A. Vardy, "List decoding of polar codes," in Proc. IEEE Int. Symp. Inf. Theory, pp. 1-5, Jul. 2011'을 참조한다.
폴라 코드는 코드 설계(design)이 채널에 독립적이어서 모바일 페이딩 채널들에 융통성(versatile)이 있지 않고, 비교적 최근에 소개된 코드여서 아직 성숙되지 않아 제한적으로만 적용되고 있다는 단점이 있다. 즉, 현재까지 제안한 폴라 코딩은 무선 통신 시스템에 그대로 적용하기에는 정의되지 않은 부분이 많다. 이에, 본 발명은 무선 통신 시스템에 적합한 폴라 코딩 방법을 제안하고자 한다.
도 8은 폴라 코드에서 정보 비트(들)이 할당될 위치(들)을 선택하는 개념을 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 8에서, 머더 코드의 크기 N=8, 즉, 폴라 코드의 크기 N=8이고, 코드 레이트가 1/2라고 가정된다.
도 8에서 C(W i)는 채널 W i의 용량으로서, 폴라 코드의 입력 비트들이 겪을 채널들의 신뢰도에 대응한다. 폴라 코드의 입력 비트 위치들에 대응하는 채널 용량들이 도 8에 도시된 바와 같다고 하면, 도 8에 도시된 대로 입력 비트 위치들의 신뢰도에 랭크(rank)가 매겨질 수 있다. 이 경우, 코드 레이트 1/2로 데이터를 전송하기 위해, 전송 장치는 상기 데이터를 이루는 4개 비트들을 폴라 코드의 8개 입력 비트 위치들 중에서 채널 용량이 높은 4개 입력 비트 위치들(즉, 도 8의 입력 비트 위치들 U 1 ~ U 8 중 U 4, U 6, U 7 및 U 4로 표시된 입력 비트 위치들)에 할당하고, 나머지 입력 비트 위치들은 프로즌한다. 도 8의 폴라 코드에 대응하는 생성기 행렬 G 8은 다음과 같다. 상기 생성기 행렬 G 8는 수학식 6을 기반으로 얻어질 수 있다.
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도 8의 U 1부터 U 8까지로 표시된 입력 비트 위치들은 G 8의 최하위 행(row)부터 최상위 행까지의 행들에 일대일로 대응한다. 도 8을 참조하면 U 8에 대응하는 입력 비트는 모든 출력 코딩된 비트들에 영향을 미침을 알 수 있다. 반면, U 1에 대응하는 입력 비트는 출력 코딩된 비트들 중 Y 1에만 영향을 미침을 알 수 있다. 수학식 12를 참조하면, 이진-입력 소스 비트들 U 1 ~ U 8와 G 8이 곱해졌을 때 해당 입력 비트를 모든 출력 비트들에 나타나도록 하는 행(row)은 G 8의 행들 중 모든 원소가 1인 행인 최하위 행 [1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1]이다. 반면, 해당 이진-입력 소스 비트를 1개 출력 비트에만 나타나도록 하는 행은 G 8의 행들 중 1개의 원소가 1인 행, 즉, 행 무게(weight)가 1인 [1, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0]이다. 마찬가지로, 행 무게가 2인 행은 해당 행에 대응하는 입력 비트를 2개 출력 비트에 반영시킨다고 할 수 있다. 도 8 및 수학식 12를 참조하면, U 1 ~ U 8는 G 8의 행들에 일대일로 대응하며, U 1 ~ U 8의 입력 위치들, 즉, G 8의 행들에 상기 입력 위치들을 구분하기 위한 비트 인덱스들이 부여될 수 있다.
폴라 코드에서는 G N로의 N개 입력 비트들에 대해 행 무게가 가장 작은 최상위 행부터 시작하여 비트 인덱스 0부터 N-1까지 순차적으로 비트 인덱스들이 할당되어 있다고 가정될 수 있다. 예를 들어, 도 8을 참조하면, U 1의 입력 위치, 즉, G 8의 첫 번째 행에 비트 인덱스 0가 부여되고, U 8의 입력 위치, 즉, G 8의 마지막 행에 비트 인덱스 7이 부여된다. 다만, 비트 인덱스들은 폴라 코드의 입력 위치들을 나타내기 위해 사용되는 것이므로, 이와 다르게 할당될 수 있다. 예를 들어, 행 무게가 가장 큰 최하위 행부터 시작하여 비트 인덱스 0부터 N-1까지 할당될 수 있다.
출력 비트 인덱스의 경우, 도 8 및 수학식 12에 예시된 바와 마찬가지로, G N의 열들 중 열 무게가 가장 큰 첫 번째 열부터 열 무게가 가장 작은 마지막 열까지 비트 인덱스 0부터 N-1까지, 혹은 비트 인덱스 1부터 N까지 부여되어 있다고 가정될 수 있다.
폴라 코드에서는 정보 비트와 프로즌 비트를 설정하는 것이 폴라 코드의 구성 및 성능에 있어 가장 중요한 요소들 중 하나이다. 즉, 입력 비트 위치들의 랭크를 정하는 것이 폴라 코드의 성능 및 구성에 있어서 중요한 요소라고 할 수 있다. 폴라 코드에 대해, 비트 인덱스들은 폴라 코드의 입력 혹은 출력 위치들을 구분할 수 있다. 폴라 코드에 대해, 비트 위치들의 신뢰도의 오름차순으로 아니면 내림차순으로 나열하여 얻어진 시퀀스를 비트 인덱스 시퀀스라 한다. 즉, 상기 비트 인덱스 시퀀스는 폴라 코드의 입력 혹은 출력 비트 위치들의 신뢰도를 오름차순 혹은 내림차순으로 나타낸다. 전송 장치는 입력 비트 인덱스 시퀀스를 기반으로 신뢰도가 높은 입력 비트들에 정보 비트들을 입력하고 폴라 코드를 이용하여 인코딩을 수행하며, 수신 장치는 동일한 혹은 대응 입력 비트 인덱스 시퀀스를 이용하여 정보 비트가 할당된 입력 위치들 또는 프로즌 비트가 할당된 입력 위치들을 알 수 있다. 즉, 수신 장치는 전송 장치가 사용한 입력 비트 인덱스 시퀀스와 동일한 혹은 대응 입력 비트 시퀀스와 해당 폴라 코드를 이용하여 폴라 디코딩을 수행할 수 있다. 폴라 코드에 대해, 입력 비트 시퀀스는 신뢰도가 높은 입력 비트 위치(들)에 정보 비트(들)이 할당될 수 있도록 미리 정해져 있다고 가정될 수 있다.
도 9는 폴라 코드에 대한 펑처링 및 정보 비트 할당을 예시한 것이다. 도 9에서 F는 프로즌 비트를, D는 정보 비트를, 0은 스키핑 비트를 나타낸다.
코딩된 비트들 중 펑처링되는 비트의 인덱스 혹은 위치에 따라 정보 비트가 프로즌 비트로 변경되는 경우가 발생할 수 있다. 예를 들어, N=8인 머더 코드에 대한 출력 코딩된 비트들은 Y8, Y7, Y6, Y4, Y5, Y3, Y2, Y1의 순으로 펑처링되어야 하는 경우, 타겟 코드 레이트가 1/2인 경우, 도 9에 예시된 바와 같이, Y8, Y7, Y6 및 Y4가 펑처링되고, Y8, Y7, Y6 및 Y4와만 연결된 U8, U7, U6 및 U4가 0으로 프로즌되며 이 입력 비트들은 전송되지 않는다. 코딩된 비트의 펑처링에 의해 프로즌 비트로 변경되는 입력 비트를 스키핑(skipping) 비트 혹은 쇼트닝(shortening) 비트라고 하며, 해당 입력 위치를 스키핑 위치 혹은 쇼트닝 위치라고 한다. 쇼트닝은 입력 정보의 크기(즉, 정보 블록의 크기)는 유지하면서 보내고 원하는 출력 비트 위치에 연결된 입력 비트 위치에 알려진 비트를 삽입하는 레이트 매칭 방법이다. 생성기 행렬 G N에서 열 무게가 1인 열에 해당하는 입력부터 쇼트닝이 가능하며, 열 무게가 1인 열과 행을 제거하고 남은 행렬에서 다시 열 무게가 1인 열에 해당하는 입력이 다음으로 쇼트닝될 수 있다. 정보 비트들이 모두 펑처링되어버리는 것을 방지하기 위해 정보 비트 위치에 할당되었어야 할 정보 비트는 프로즌 비트 위치 세트 내에서 높은 신뢰도의 순으로 재할당될 수 있다.
폴라 코드의 경우, 디코딩은 일반적으로 다음과 같은 순서로 수행된다.
> 1. 신뢰도가 낮은 비트(들)이 먼저 복원된다. 디코더의 구조에 따라 달라지기는 하지만, 인코더에서의 입력 인덱스(이하, 인코더 입력 인덱스)가 작은 쪽이 보통 신뢰도가 낮기 때문에 일반적으로는 인코더 입력 인덱스가 작은 쪽부터 순차적으로 디코딩이 수행된다.
> 2. 복원된 비트에 대해 알려진 비트 정보가 있을 경우 상기 알려진 비트를 상기 복원된 비트와 함께 이용하거나, 1의 과정을 생략하고 특정 입력 비트 위치에 대해 알려진 비트를 바로 이용하여 알려지지 않은(unknown) 비트인 정보 비트를 복원한다. 상기 정보 비트는 소스 정보 비트(예, 수송 블록의 비트)일 수도 있고, CRC 비트일 수도 있다.
도 10은 통상적(conventional) CRC 코드와 분산(distributed) CRC 코드의 개념을 설명하기 위해 도시된 것이다. 도 10(a)는 통상적 CRC를 예시한 것이고, 도 10(b)는 분산 CRC를 예시한 것이다.
폴라 코드에서 CRC-보조-리스트(CRC-Aided-List, CAL) 디코딩 방법이 우수한 디코딩 성능으로 인해 널리 사용되고 있다. CAL 디코딩 방법은 L개(여기서, L은 양의 정수)의 후보 정보 비트 시퀀스들 { u i: i-1,..., L}을 먼저 디코딩한다. 그리고 상기 후보 정보 비트 시퀀스들 중에 대한 CRC-체크(CRC-CHECK)를 수행하여 상기 CRC-CHECK를 통과(pass)하는 후보 시퀀스를 디코딩된 정보 비트 시퀀스로 선택한다.
일반적으로 CRC 비트들은 도 10(a)에 예시된 바와 같이 정보 비트들의 다음에 위치한다. 따라서 일반적으로 디코더는 모든 정보 비트들을 디코딩한 후에 복호화된 정보 비트들에 대해 CRC-CHECK를 수행한다. 그런데 최근 CAL 디코딩 방법의 디코딩 속도를 향상시키기 위해 분산 CRC가 제안되었다. 분산 CRC는 도 10(b)에 예시된 바와 같이 정보 비트들에 적절히 분산되어 위치한다. 도 10(a)예 예시된 것과 같은 분산 CRC를 이용하면 CAL 디코딩 과정에서 디코더는 정보 비트들의 일부(예, K 1 비트들의 정보 서브-블록)과 CRC 비트들의 일부(예, J 1 비트들의 CRC 블록)을 디코딩하고 이를 이용하여 CRC-CHECK를 수행할 수 있다. 이 때 L개의 모든 후보 정보 비트 시퀀스들이 상기 CRC-CHECK에 실패(fail)하는 경우, 상기 디코더는 오류(error)를 선언하고 디코딩을 멈출 수 있다. 즉, 분산 CRC를 이용하면 CAL 디코딩 과정에서 디코딩의 조기 종료(early termination)이 가능하다. 수신 신호에 대한 디코딩을 조기 종료할 수 있으면 수신 장치가 상기 수신 신호의 수신 대상이 자신인지 아닌지를 빨리 판단할 수 있으므로, 상기 수신 장치가 자신의 신호를 찾아내는 속도가 빨라질 수 있다. 아울러, 상기 수신 신호에 오류를 빨리 발견할 수 있게 됨에 따라, 상기 수신 신호에 대한 다음 전송 혹은 상기 수신 신호를 잇는 다음 전송이 빨리 수행될 수 있다.
분산 CRC를 디코딩 과정에 사용하기 위해서는 CRC 비트들을 정보 비트들에 어떻게 분산 배치할 것인지 문제된다. 따라서 이하에서는 폴라 코드를 이용한 디코딩 속도를 향상시키기 위한, 분산 CRC와 이를 이용한 이용한 폴라 디코딩 방법을 제안한다. 특히, 본 발명에서는 분산 CRC 기법에 적합한 비트 인터리버를 제안한다. 즉, CAL 디코딩 방법에서 조기 종료에 적합하도록 CRC 비트들을 분산 배치하는 구체적인 방법을 제시한다.
도 11은 분산 CRC 기법을 사용하는 폴라 코드의 인코딩 과정을 예시한 것이다. 도 11을 참조하면, K개의 정보 비트들 (i 1,i 2,...,i K)은 J개의 CRC 비트들을 상기 정보 비트들에 부가하는 CRC 인코더를 통해, 크기 K+J인 CRC 인코딩된 비트 시퀀스로 CRC 인코딩된다. 통상 상기 CRC 인코더는 크기 J인 CRC 코드를 K개 정보 비트들 뒤에 부가한다. 본 발명은 크기 K+J인 상기 CRC 인코딩된 비트 시퀀스 내 비트들의 위치를 변경하는 비트=-인터리버에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 도 11에서 인터리버 블록의 구체적인 설계(design)를 제안한다. 예를 들어, 도 11에서 K=10이고 J=4라고 하자. 도 11에서 인터리버를 사용하지 않는 경우 폴라 인코더로의 입력은 K=10개의 정보 비트들과 J=4개의 CRC 비트들이 단순히 연접된 "i 1,i 2,i 3,i 4,i 5,i 6,i 7,i 8,i 9,i 10,p 1,p 2,p 3,p 4"이다. 여기서, "i 1,i 2,i 3,i 4,i 5,i 6,i 7,i 8,i 9,i 10"은 정보 비트를 나타내고 "p 1,p 2,p 3,p 4"는 CRC 비트를 나타낸다. 도 11에서, 예를 들어, 인터리버 Int=(1,2,4,11,7,8,9,13,5,6,12,3,14)가 사용되면, 폴라 인코더로의 입력은 "i 1,i 2,i 4,p 1,i 7,i 8,i 9,p 3,i 5,i 6,p 2,i 3,p 4"가 된다. 즉, 정보 비트들과 CRC 비트들로 구성된 시퀀스에 인터리버를 사용하면 CRC 비트들이 분산하여 배치된다. 본 발명에서는 인터리버 Int를 설계하는 방법을 제안한다. 본 발명에 따른 비트-인터리버는 다음과 같은 방법으로 얻어질 수 있다.
<비트-인터리버>
본 발명은 후보 시드 값들을 본 발명에 따른 비트-인터리버 알고리즘에 입력하여 얻어진 Int 패턴들 중 최적 성능을 갖는 Int 패턴(들)을 만드는 최적 시드 값(들)을 구한다. 분산 CRC를 이용한 CAL 디코딩의 조기 종료 성능이 좋은 인터리빙 패턴을 만드는 시드 값이 최적 시드 값으로 정해질 수 있다. 예를 들어, 본 발명은 인터리버 패턴(즉, 인터리빙된 비트 인덱스들의 패턴)에서 소정 개수의 패리티 비트들의 위치 인덱스들의 합을 최소화하는, 즉, 상기 소정 개수의 패리티 비트들이 상기 인터리버 패턴에서 앞쪽에 위치할 수 있도록 하는 시드 값을 최적 시드 값으로 정할 수 있다. 본 발명에 따른 비트-인터리버 알고리즘으로의 입력 파라미터들과, 시드 값 후보, 그리고 해당 출력 값들은 다음과 같이 표현될 수 있다.
* Input: 정보-비트 크기 K, CRC-비트 크기 J, K*(K+J) CRC 생성기 행렬 G=[I K*K; P K*J]. 여기서I K*K는 K*K 단위(identity) 행렬이다.
* seed value: s=(j 1, ..., j J) ((1, ...,J)의 퍼뮤테이션).
* Output: K+J개 인터리빙된(interleaved) 인덱스들의 세트 Int.
여기서, 시드 값 s는 패리티 비트 인덱스들, 즉, CRC 비트 인덱스들의 퍼뮤테이션이다. 예를 들어, 시드 값 s = (1, 3, 2, 4)는, CRC 비트들 "p 1,p 2,p 3,p 4"들의 순서를 "p 1,p 3,p 2,p 4"로 변경하는, CRC 비트 인덱스들 (1, 2, 3, 4)의 퍼뮤테이션 (1, 3, 2, 4)이다.
최적 인터리버 패턴을 위한 시드 값을 구하기 위해서는 후보 시드 값별 인터리버 패턴 Int를 구해야 한다. 예를 들어, 다음 표의 알고리즘이 주어진 시드 값과 CRC 생성기 행렬을 이용해서 패리티 비트와 정보 비트의 위치를 결정하는 데 사용될 수 있다. 다시 말해, 다음 알고리즘이 시드 값과 CRC 생성기를 이용해서 인터리빙된 인덱스 시퀀스를 찾는 데 사용될 수 있다. 패리티 비트와 정보 비트 간의 연결은 CRC 다항식(polynomial)(즉, CRC 생성기 행렬)으로부터 정해지는 것이므로, 다음 알고리즘을 사용하면 특정 CRC 다항식에 대해 각 시드 값(시드 벡터라고도 함) s에 대해 고유한 인터리빙된 인덱스 시퀀스, 즉, 인터리빙 패턴이 얻어질 수 있다.
Figure PCTKR2018009025-appb-img-000013
표 1의 P K*J(:, s(j))에서 ":"는 모든 행(row)를 나타내며, 따라서 P K*J(:, s(j))는 행렬 P K*J의 s(j)-번째 행(column)을 의미한다. s(j)는 시드 값 벡터 내 j번째 요소의 값을 의미한다. 예를 들어 s=(1,3,2,4)의 경우, s(1)=1, s(2)=3, s(3)=2, s(4)=4이다. 표 1의 수학식 (1)은 패리티 비트를 생성하는 데 사용된 입력 비트(들)의 위치(들), 즉, 해당 패리티가 연결된 입력 비트(들)을 나타낸다. 다시 말해 수학식 (1)은 선택된 패리티 비트보다 선행해서 위치해야 하는 정보 비트를 찾는다. 표 1의 수학식 (2)는 이전 패리티 비트에 포함되지 않은 새로운 입력 비트(들)의 위치(들)을 나타낸다. 즉, 수학식 (2)는 현재 추가되는 패리티 비트(이하, 현재 패리티 비트)보다 선행해서 위치해야 하는 정보 비트들 중에서 상기 현재 패리티 비트보다 선행하는 패리티 비트(들)과 연결된 비트들을 제외한 정보 비트를 찾는다. 수학식 (2)가 사용되는 시점에서 S는 이전 패리티 비트(들)을 생성하는 데 사용되는 입력 비트 위치(들)을 나타내고 ε은 새로운 패리티 비트(들)을 생성하는 데 사용되는 입력 위치 비트를 나타내므로, 표 1의 알고리즘은 이전 패리티 비트(들) 및 새로운 입력 비트(들)을 이용하여 패리티 비트를 생성하는 데 사용된다. 표 1의 수학식 (3)는 수학식 (2)의 새로운 입력 비트에 대한 위치를 나타내며, 상기 새로운 입력 비트는 추가되는 패리티 비트의 위치보다 앞에 위치해야 한다. 수학식 (4)는 수학식 (2)에서 생성된 패리티 비트의 위치를 나타낸다.
본 발명의 이해를 돕기 위해 이하에서는 예시 1, 예시 2, 예시 3 및 예시 4를 들어 본 발명을 구체적으로 설명한다.
<예시 1>
예시 1을 참조하여, 정보 비트들의 개수 K=12와 CRC 비트들의 개수 J=4인 경우에 대해 본 발명에서 제안하는 알고리즘을 이용하여 길이 16인 인터리버를 생성하는 방법을 설명하면 다음과 같다.
* Input: K=12, J=4, s=(1,3,2,4), G=[I 12*12,P 12*4]. 여기서 P 12*4는 다음 수학식과 같다고 하자. 참고로 CRC 코드에 사용되는 생성기 다항식, 즉, CRC 다항식은 각 통신 시스템에 따라 정해져 있고, 생성기 행렬 G는 CRC 다항식의 다른 표현에 불과하다. 따라서 주어진 CRC 다항식으로부터 패리티 행렬은 고유하게 주어진다.
Figure PCTKR2018009025-appb-img-000014
시드 값 s=(1,3,2,4)에서 "1", "3", "2" 및 "4"는 수학식 13의 열(column) 인덱스를 나타내며, 패리티 행렬 내 열들의 위치들의 순서 (1, 2, 3, 4)을 (1, 3, 2, 4)로 변환한다.
수학식 13의 행렬에서 i번째 열(column)을 c i라 하면, c 1, c 2, c 3 및 c 4는 다음과 같이 표현될 수 있다: c 1 = [0,1,0,0,1,1,0,1,0,1,1,1] T, c 2 = [0,1,1,0,1,0,1,1,1,1,0,0] T, c 3 = [0,0,1,1,0,1,0,1,1,1,1,0] T, c 3 = [1,0,0,1,1,0,1,0,1,1,1,1] T.
> For j=1:
>> t=c 1, S=[] 및 u=0.
>> 표 1의 (1)과 (2)를 이용하여 다음을 구할 수 있다: Φ={2,5,6,8,10,11,12} 및 ε={2,5,6,8,10,11,12}. Φ는 패리티 행렬 P K*J에서 j-번째 열(column) t 내 비-제로 위치들의 인덱스들을 포함하므로, c 1 = [0,1,0,0,1,1,0,1,0,1,1,1] T에서 "1"들의 위치들을 고려하면, Φ={2,5,6,8,10,11,12}이다. ε는 Φ와 S 간의 차이이고, 초기 S는 빈 세트이므로, ε=Φ={2,5,6,8,10,11,12}이다.
>> 표 1의 (3)을 이용하면, ε={2,5,6,8,10,11,12} 내 요소들의 개수는 7이므로, k = 1 to 7에 대해 Int(u+k) = ε(k)는 다음과 같다:
Int(0+1) = Int(1) = ε(1) = 2,
Int(0+2) = Int(2) = ε(2) = 5,
Int(0+3) = Int(3) = ε(3) = 6,
Int(0+4) = Int(4) = ε(4) = 8,
Int(0+5) = Int(5) = ε(5) = 10,
Int(0+6) = Int(6) = ε(6) = 11,
Int(0+7) = Int(7) = ε(7) = 12.
>> 표 1의 (4)를 이용하면 다음을 구할 수 있다: Int(u+|ε|+1)=K+s(j), 즉, Int(0+7+1)=Int(8)=12+s(1). 이 예시에서 시드 값 s=(1,3,2,4)이므로, s(1)=1이다. 따라서 Int(8)=13이다.
> For j=2:
>> t=c 3, S={2,5,6,8,10,11,12} 및 u=8. j=2에 대해 t는 수학식 13에서 s(2)-번째 열, 즉, 3-번째 열을 나타낸다. j=1에 대해 S={ } 및 ε={2,5,6,8,10,11,12}이고 u=0므로, 표 1의 (4) 다음 수학식들에 의하면 j=2에 대해 S = S U ε = { } U {2,5,6,8,10,11,12} = {2,5,6,8,10,11,12}이고 u = u+length(ε)+1 = 0+7+1 = 8이 사용된다.
>> 표 1의 (1)과 (2)를 이용하여 다음을 구할 수 있다: Φ={3,4,6,8,9,10,11} 및 ε={3,4,9}. j=2에 대해 Φ는 c 3 = [0,0,1,1,0,1,0,1,1,1,1,0] T 내 "1"들의 위치 인덱스들로 이루어진다. ε={3,4,9}는 Φ={3,4,6,8,9,10,11}에서 S={2,5,6,8,10,11,12}에 있는 값들을 제외하여 얻어질 수 있다.
>> 표 1의 (3)를 이용하면, ε={3,4,9} 내 요소들의 개수는 3이므로, k = 1 to 3에 대해 Int(u+k) = ε(k)는 다음과 같다:
Int(8+1) = Int(9) = ε(1) = 3,
Int(8+2) = Int(10) = ε(2) = 4,
Int(8+3) = Int(11) = ε(3) = 9.
>> 표 1의 (4)를 이용하면 다음을 구할 수 있다: Int(u+|ε|+1)=K+s(j), 즉, Int(8+3+1)=Int(12)=12+s(2). 이 예시에서 시드 값 s=(1,3,2,4)이므로, s(2)=3이다. 따라서 Int(12)=15이다.
> For j=3:
>> t=c 2, S={2,3,4,5,6,8,9,10,11,12} 및 u=12. j=3에 대해 t는 수학식 13에서 s(3)-번째 열, 즉, 2-번째 열을 나타낸다. j=2에 대해 S={2,5,6,8,10,11,12} 및 ε={3,4,9}이고 u=8므로, 표 1의 (4) 다음 수학식들에 의하면 j=3에 대해 S = S U ε = {2,5,6,8,10,11,12} U {{3,4,9} = {2,3,4,5,6,8,9,10,11,12}이고 u = u+length(ε)+1 = 8+3+1 = 12가 사용된다.
>> 표 1의 (1)과 (2)를 이용하여 다음을 구할 수 있다: Φ={2,3,5,7,8,9,10} 및 ε={7}. j=3에 대해 Φ는 c 2 = [0,1,1,0,1,0,1,1,1,1,0,0] T 내 "1"들의 위치 인덱스들로 이루어진다. ε={7}은 Φ={2,3,5,7,8,9,10}에서 S={2,3,4,5,6,8,9,10,11,12}에 있는 값들을 제외하여 얻어질 수 있다.
>> 표 1의 (3)를 이용하면, ε={7} 내 요소들의 개수는 1이므로, k = 1에 대해 Int(u+k) = ε(k)는 다음과 같다:
Int(12+1) = Int(13) = ε(1) = 7.
>> 표 1의 (4)를 이용하면 다음을 구할 수 있다: Int(u+|ε|+1)=K+s(j), 즉, Int(12+1+1)=Int(14)=12+s(3). 이 예시에서 시드 값 s=(1,3,2,4)이므로, s(3)=2이다. 따라서 Int(14)=14이다.
> For j=4:
>> t=c 4, S={2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12} 및 u=14. j=4에 대해 t는 수학식 13에서 s(4)-번째 열, 즉, 4-번째 열을 나타낸다. j=3에 대해 S={2,3,4,5,6,8,9,10,11,12} 및 ε={7}이고 u=12므로, 표 1의 (4) 다음 수학식들에 의하면 j=4에 대해 S = S U ε = {2,3,4,5,6,8,9,10,11,12} U {7} = {2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12}이고 u = u+length(ε)+1 = 12+1+1 = 14가 사용된다.
>> 표 1의 (1)과 (2)를 이용하여 다음을 구할 수 있다: Φ={1,4,5,7,9,10,11,12} 및 ε={1}. j=3에 대해 Φ는 c 2 = [1,0,0,1,1,0,1,0,1,1,1,1] T 내 "1"들의 위치 인덱스들로 이루어진다. ε={1}은 Φ={1,4,5,7,9,10,11,12}에서 S={2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12}에 있는 값들을 제외하여 얻어질 수 있다.
>> 표 1의 (3)를 이용하면, ε={2} 내 요소들의 개수는 1이므로, k = 1에 대해 Int(u+k) = ε(k)는 다음과 같다:
Int(14+1) = Int(15) = ε(1) = 1.
>> 표 1의 (4)를 이용하면 다음을 구할 수 있다: Int(u+|ε|+1)=K+s(j), 즉, Int(14+1+1)=Int(16)=12+s(4). 이 예시에서 시드 값 s=(1,3,2,4)이므로, s(4)=4이다. 따라서 Int(16)=16이다.
결국 표 1의 알고리즘에 따른 출력 시퀀스, 즉, Int(1)부터 Int(15)에 해당하는 숫자들을 나열한 시퀀스는 다음과 같다: Int = (2,5,6,8,10,11,12, 13,3,4,9, 15,7, 14,1, 16). Int = (2,5,6,8,10,11,12, 13,3,4,9, 15,7, 14,1, 16)에서 정보 비트들의 개수 K=12보다 큰 인덱스들이 비트-인터리버에 의해 인터리빙된 비트 시퀀스 내 패리티 비트들의 위치들을 나타낸다. Int = (2,5,6,8,10,11,12, 13,3,4,9, 15,7, 14,1, 16)를 사용하면, 예를 들어, 정보 비트들 {i 1,i 2,i 3,i 4,i 5,i 6,i 7,i 8,i 9,i 10,i 11,i 12}과 패리티 비트들 {p 1,p 2,p 3,p 4}은 상기 비트-인터리버에 의하면 {i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3,i 7,p 2,i 1,p 4}로 인터리빙된다. 상기 인터리빙된 비트 시퀀스 {i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3,i 7,p 2,i 1,p 4}가 도 11의 폴라 인코더로 입력될 수 있다. 이 경우, CAL 디코딩 과정에서 다음과 같이 조기 종료가 진행될 수 있다.
> 1. 폴라 디코더는 폴라 코드의 입력 비트들 중 일부인 (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1)을 디코딩한 후에 CRC-CHECK를 수행한다. 상기 폴라 디코더는 (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1)에 해당하는 모든 L개 후보 정보 비트 시퀀스들에 대한 CRC-CHECK에 실패하면 오류를 선언하고 디코딩을 멈춘다.
> 2. (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1)에 대한 CRC-CHECK 단계에서 디코딩을 멈추지 않는 경우, 상기 폴라 디코더는 (i 3,i 4,i 9,p 3)를 추가적으로 디코딩한다. 그리고 상기 디코더는 (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3)를 이용하여 CRC-CHECK를 수행한다. (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3)에 대한 모든 L개 후보 정보 비트 시퀀스들이 CRC-CHECK에서 실패하면, 상기 폴라 디코더는 오류를 선언하고 디코딩을 멈춘다.
> 3. (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3)를 이용하여 CRC-CHECK 단계에서 디코딩을 멈추지 않는 경우, 상기 폴라 디코더는 (i 7,p 2)를 추가적으로 디코딩한다. 그리고 상기 폴라 디코더는 (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3,i 7,p 2)를 이용하여 CRC-CHECK를 수행한다. (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3,i 7,p 2)에 대한 모든 L개 후보 정보 비트 시퀀스들이 CRC-CHECK에서 실패하면, 상기 폴라 디코더는 오류를 선언하고 디코딩을 멈춘다.
> 4. (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3,i 7,p 2)를 이용하여 CRC-CHECK 단계에서 디코딩을 멈추지 않는 경우, 상기 폴라 디코더는 (i 1,p 4)를 추가적으로 디코딩한다. 그리고 상기 폴라 디코더는 (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3,i 7,p 2,i 1,p 4)를 이용하여 CRC-CHECK를 수행한다. 상기 폴라 디코더는 (i 2,i 5,i 6,i 8,i 10,i 11,i 12,p 1,i 3,i 4,i 9,p 3,i 7,p 2,i 1,p 4)에 대한 L개 후보 정보 비트 시퀀스들 중에서 CRC-CHECK을 통과하는 후보를 디코딩된 정보 비트 시퀀스로 선언한다. 만약 모든 후보들이 CRC-CHECK에서 실패하면, 상기 폴라 디코더는 오류를 선언한다.
CRC 부호 생성에 사용되는 생성기 다항식은 각 통신 시스템마다 정해져 있다. 주어진 생성기 다항식으로부터 고유한 생성기 행렬 G가 얻어질 수 있으며, 따라서 주어진 생성기 다항식에 따라 패리티 행렬이 고유하게 정해진다. 본 예시에서 사용된 G=[I 12*12,P 12*4]의 CRC 생성 다항식과는 다른 CRC 생성 다항식을 사용하더라도 전술한 인터리버 설계 원칙(즉, 표 1의 알고리즘)과 동일한 인터리버 설계 원칙을 적용하여, 인터리버 패턴, 즉, 인터리빙된 비트 인덱스들의 패턴을 구할 수 있다. 상향링크와 하향링크에 서로 다른 CRC 다항식을 사용할 경우, 동일한 정보 크기(즉, 정보 비트들의 개수)에 대해서 서로 다른 인터리버(즉, 서로 다른 인터리빙 패턴)이 사용될 수 있다. 인터리빙은 정보 비트들이 폴라 코드로 입력되기 적용되는 것이므로 동일한 정보 크기에 대해 머더 폴라 코드의 크기가 달라지더라도 동일한 인터리버가 사용된다.
<예시 2>
본 예시에서는 제안된 알고리즘으로 설계한, 다양한 정보 비트 길이들에 대한 인터리버들을 보여준다. 본 예시에서는 19-비트의 CRC 코드를 사용하며, 19-비트 CRC 코드를 위한 생성기 다항식은 다음과 같다고 가정한다.
Figure PCTKR2018009025-appb-img-000015
* K=5, J=19
K=5, J=19를 위한 최적 인터리버 패턴을 만드는 최적 시드 값 s는 s=(6, 7, 8, 4, 3, 10, 14, 16, 19, 18, 15, 11, 12, 1, 5, 2, 9, 13, 17)이고, 상기 최적 시드 값을 이용하여 얻어진 인터리버 패턴 Int는 Int=(5, 11, 4, 12, 13, 2, 3, 9, 1, 8, 15, 19, 21, 24, 23, 20, 16, 17, 6, 10, 7, 14, 18, 22)이다.
* K=13, J=19
K=13, J=19를 위한 최적 인터리버 패턴을 만드는 최적 시드 값 s는 s=(5, 6, 9, 7, 19, 4, 11, 15, 18, 3, 17, 14, 1, 12, 16, 2, 13, 10, 8)이고, 상기 최적 시드 값을 이용하여 얻어진 인터리버 패턴 Int는 Int=(4, 7, 8, 11, 13, 18, 1, 3, 19, 6, 9, 22, 2, 12, 20, 32, 10, 17, 5, 24, 28, 31, 16, 30, 27, 14, 25, 29, 15, 26, 23, 21)이다.
* K=45, J=19
K=45, J=19를 위한 최적 인터리버 패턴을 만드는 최적 시드 값 s=(5, 8, 4, 15, 7, 19, 18, 16, 6, 14, 10, 12, 13, 9, 11, 2, 1, 3, 17)이고, 상기 최적 시드 값을 이용하여 얻어진 인터리버 패턴 Int는 Int= (6, 7, 8, 10, 11, 16, 18, 19, 20, 23, 26, 27, 28, 30, 32, 36, 39, 40, 43, 45, 50, 1, 4, 13, 14, 24, 34, 37, 44, 53, 2, 9, 29, 42, 49, 5, 12, 15, 17, 21, 22, 25, 33, 38, 41, 60, 3, 35, 52, 31, 64, 63, 61, 51, 59, 55, 57, 58, 54, 56, 47, 46, 48, 62)이다.
또 다른 방법으로 분산 배치되지 않는 CRC 비트들은 인터리빙되더라도 디코딩 조기 종료 이득이 없기 때문에 해당 CRC 비트들은 해당 비트 인덱스들의 순서대로 인터리빙 패턴 내에 배치될 수 있다. 예를 들어, Int= (6, 7, 8, 10, 11, 16, 18, 19, 20, 23, 26, 27, 28, 30, 32, 36, 39, 40, 43, 45, 50, 1, 4, 13, 14, 24, 34, 37, 44, 53, 2, 9, 29, 42, 49, 5, 12, 15, 17, 21, 22, 25, 33, 38, 41, 60, 3, 35, 52, 31, 64, 63, 61, 51, 59, 55, 57, 58, 54, 56, 47, 46, 48, 62)에서 45보다 큰 인덱스들 중 (64, 63, 61, 51, 59, 55, 57, 58, 54, 56, 47, 46, 48, 62)는 인터리빙 패턴 내에서 연이어(consecutive) 존재하므로 인덱스 순서대로 배치되더라도 조기 종료 이득에 영향을 미치지 않는다. 따라서, K=45 및 J=19에 대해, Int=(6, 7, 8, 10, 11, 16, 18, 19, 20, 23, 26, 27, 28, 30, 32, 36, 39, 40, 43, 45, 50, 1, 4, 13, 14, 24, 34, 37, 44, 53, 2, 9, 29, 42, 49, 5, 12, 15, 17, 21, 22, 25, 33, 38, 41, 60, 3, 35, 52, 31, 46, 47, 48, 51, 54, 55, 56, 57, 58, 59, 61, 62, 63, 64)는 Int= (6, 7, 8, 10, 11, 16, 18, 19, 20, 23, 26, 27, 28, 30, 32, 36, 39, 40, 43, 45, 50, 1, 4, 13, 14, 24, 34, 37, 44, 53, 2, 9, 29, 42, 49, 5, 12, 15, 17, 21, 22, 25, 33, 38, 41, 60, 3, 35, 52, 31, 64, 63, 61, 51, 59, 55, 57, 58, 54, 56, 47, 46, 48, 62)와 동일한 디코딩 조기 종료 성능을 갖는다고 할 수 있다. 본 발명에서 특정 최적 시드 값에 의해 생성되는 인터리버 패턴 내에서 연속하는 CRC 비트 인덱스들끼리 그 순서를 서로 변경하여 얻어진 인터리빙 패턴들은 서로 동일한 디코딩 조기 종료 성능을 가진다. 본 발명에서는 특정 최적 시드 값 및 특정 CRC 생성기 행렬을 사용하여 얻어진 인터리버 패턴 그 자체뿐만 아니라, 상기 인터리버 패턴 내에 연속하는 CRC 비트 인덱스들이 있으면 상기 연속하는 CRC 비트 인덱스들을 상호 변경하여 얻어진 인터리버 패턴도 상기 특정 최적 시드 값에 따른 인터리버 패턴으로 사용될 수 있다.
* K=109, J=19
K=109, J=19를 위한 최적 인터리버 패턴을 만드는 최적 시드 값 s는 s=(11, 10, 1, 12, 13, 17, 19, 2, 6, 4, 14, 16, 5, 3, 15, 8, 18, 7, 9)이고, 상기 최적 시드 값을 이용하여 얻어진 인터리버 패턴 Int는 Int=(1, 2, 4, 5, 8, 11, 12, 14, 16, 17, 20, 22, 24, 26, 27, 28, 31, 32, 34, 41, 48, 49, 53, 54, 57, 61, 62, 65, 67, 69, 71, 80, 82, 85, 86, 88, 89, 90, 91, 93, 95, 96, 101, 102, 103, 105, 107, 108, 120, 3, 6, 15, 19, 29, 30, 35, 44, 47, 51, 52, 55, 56, 72, 74, 75, 77, 78, 87, 94, 98, 99, 106, 109, 119, 7, 9, 25, 33, 36, 42, 45, 50, 63, 70, 73, 76, 79, 92, 100, 110, 13, 18, 21, 23, 58, 66, 68, 81, 83, 97, 104, 121, 10, 43, 59, 64, 84, 122, 38, 46, 126, 40, 60, 128, 37, 111, 39, 115, 113, 123, 125, 114, 112, 124, 117, 127, 116, 118)이다.
또 다른 방법으로 분산 배치되지 않는 CRC 비트들은 인터리빙되더라도 디코딩 조기 종료 이득이 없기 때문에 해당 CRC 비트들은 해당 비트 인덱스들의 순서대로 인터리빙 패턴 내에 배치될 수 있다. 예를 들어, K=109, J=19에 대해 다음 인터리버 패턴이 사용될 수 있다: Int=(1, 2, 4, 5, 8, 11, 12, 14, 16, 17, 20, 22, 24, 26, 27, 28, 31, 32, 34, 41, 48, 49, 53, 54, 57, 61, 62, 65, 67, 69, 71, 80, 82, 85, 86, 88, 89, 90, 91, 93, 95, 96, 101, 102, 103, 105, 107, 108, 120, 3, 6, 15, 19, 29, 30, 35, 44, 47, 51, 52, 55, 56, 72, 74, 75, 77, 78, 87, 94, 98, 99, 106, 109, 119, 7, 9, 25, 33, 36, 42, 45, 50, 63, 70, 73, 76, 79, 92, 100, 110, 13, 18, 21, 23, 58, 66, 68, 81, 83, 97, 104, 121, 10, 43, 59, 64, 84, 122, 38, 46, 126, 40, 60, 128, 37, 111, 39, 112, 113, 114, 115, 116, 117, 118, 123, 124, 125, 127). 이 외에도 Int=(1, 2, 4, 5, 8, 11, 12, 14, 16, 17, 20, 22, 24, 26, 27, 28, 31, 32, 34, 41, 48, 49, 53, 54, 57, 61, 62, 65, 67, 69, 71, 80, 82, 85, 86, 88, 89, 90, 91, 93, 95, 96, 101, 102, 103, 105, 107, 108, 120, 3, 6, 15, 19, 29, 30, 35, 44, 47, 51, 52, 55, 56, 72, 74, 75, 77, 78, 87, 94, 98, 99, 106, 109, 119, 7, 9, 25, 33, 36, 42, 45, 50, 63, 70, 73, 76, 79, 92, 100, 110, 13, 18, 21, 23, 58, 66, 68, 81, 83, 97, 104, 121, 10, 43, 59, 64, 84, 122, 38, 46, 126, 40, 60, 128, 37, 111, 39, 115, 113, 123, 125, 114, 112, 124, 117, 127, 116, 118) 내 연속하는 CRC 비트 인덱스들 (112, 113, 114, 115, 116, 117, 118, 123, 124, 125, 127)의 위치를 상호 변경하여 얻어진 다른 인터리버 패턴들이 K=109, J=19를 위해 사용되는 것도 가능하다.
* K=173, J=19
K=173, J=19를 위한 최적 인터리버 패턴 Int는 Int=(2, 6, 8, 14, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 33, 39, 43, 44, 45, 46, 48, 49, 52, 54, 55, 59, 63, 64, 72, 75, 76, 78, 79, 81, 87, 88, 89, 92, 95, 96, 98, 100, 101, 102, 106, 108, 110, 111, 114, 116, 117, 118, 121, 122, 126, 127, 128, 129, 130, 131, 132, 133, 134, 139, 140, 142, 143, 146, 147, 148, 150, 151, 152, 153, 154, 159, 161, 162, 164, 167, 168, 169, 170, 171, 173, 176, 3, 9, 11, 13, 26, 27, 28, 32, 34, 35, 37, 56, 58, 66, 67, 71, 73, 82, 84, 86, 91, 94, 97, 99, 103, 104, 119, 124, 144, 145, 160, 163, 179, 5, 19, 36, 42, 47, 51, 57, 62, 90, 105, 109, 113, 120, 125, 135, 136, 137, 149, 155, 156, 157, 165, 172, 174, 4, 7, 10, 15, 38, 41, 50, 53, 61, 65, 83, 107, 112, 115, 123, 138, 158, 178, 29, 30, 60, 68, 69, 74, 93, 141, 181, 12, 31, 70, 77, 85, 166, 192, 1, 40, 80, 175, 177, 180, 181, 182, 183, 184, 185, 186, 187, 188, 189, 190, 191)이다.
*K=237, J=19
K=237, J=19를 위한 최적 인터리버 패턴 Int는 Int = (4, 5, 6, 7, 8, 13, 16, 18, 20, 21, 22, 24, 29, 30, 32, 41, 42, 43, 45, 46, 47, 50, 51, 53, 55, 57, 59, 60, 62, 63, 64, 67, 72, 73, 75, 77, 82, 85, 86, 87, 90, 91, 92, 96, 98, 99, 101, 103, 107, 109, 116, 119, 120, 122, 123, 127, 128, 130, 131, 135, 137, 139, 142, 143, 146, 148, 150, 151, 155, 158, 160, 161, 162, 163, 166, 167, 168, 172, 174, 178, 182, 183, 186, 188, 190, 192, 193, 195, 197, 198, 206, 207, 208, 209, 210, 211, 212, 215, 216, 217, 218, 223, 224, 225, 227, 228, 231, 232, 237, 243, 2, 19, 23, 25, 26, 27, 31, 34, 36, 39, 49, 52, 61, 66, 70, 78, 80, 81, 84, 88, 89, 97, 108, 110, 112, 113, 118, 136, 140, 145, 152, 153, 156, 159, 164, 165, 170, 175, 180, 181, 185, 191, 194, 196, 203, 204, 214, 226, 233, 234, 235, 240, 3, 11, 15, 37, 48, 65, 71, 74, 79, 95, 102, 104, 105, 117, 124, 126, 129, 132, 133, 144, 154, 169, 176, 177, 189, 199, 213, 219, 221, 229, 230, 236, 248, 9, 10, 17, 28, 35, 40, 44, 54, 68, 69, 76, 100, 114, 115, 125, 134, 138, 141, 149, 157, 179, 200, 202, 205, 220, 256, 33, 56, 58, 93, 94, 106, 171, 201, 246, 38, 121, 184, 252, 1, 12, 14, 111, 222, 249, 83, 147, 251, 173, 245, 238, 247, 239, 187, 241, 242, 244, 246, 250, 253, 254, 255)이다.
<예시 3>
본 예시에서는 다양한 정보 비트 길이들에 대해 우수한 조기 종료 성능을 보여주는 최적화된 시드 값들을 보여준다. 예시 2에서와 같은 19-비트 CRC 코드를 사용한다고 가정하면, 즉, CRC 코드의 길이가 19 비트이면서 수학식 14의 CRC 생성 다항식을 사용한다고 가정하면, 정보 비트들의 개수 K 및 CRC 비트들의 개수 J의 합 K'에 따라 다음과 같은 시드 값들이 정보 비트 시퀀스 + CRC 코드로 이루어진 비트 시퀀스를 인터리빙하는 데 사용될 수 있다.
The number (K') of information + CRC bits Seed vector (s)
K'=32 s=(5,6,9,7,19,4,11,15,18,3,17,14,1,12,16,2,13,10,8)
32<K'=64 s=(5,8,4,15,7,19,18,16,6,14,10,12,13,9,11,2,1,3,17)
64<K'=96 s=(10,11,16,18,1,7,9,2,15,4,17,8,12,14,19,5,3,13,6)
96<K'=128 s=(11,10,1,12,13,17,19,2,6,4,14,16,5,3,15,8,18,7,9)
128<K'=160 s=(3,6,12,8,17,16,11,14,19,7,9,13,4,18,2,1,10,15,5)
160<K'=192 s=(3,6,1,5,8,19,10,2,15,4,12,11,9,17,16,13,14,7,18)
192<K'=224 s=(11,1,8,5,18,14,7,19,3,12,16,17,6,13,10,9,2,4,15)
224<K' s=(6,3,11,19,9,15,12,14,8,1,10,2,17,7,13,5,18,4,16)
표 2에서 K'=32, 즉, K=13을 위한 인터리빙 패턴은 예시 2에서 설명된 K=13 및 J=19를 위한 인터리빙 패턴과 같을 수 있다. 표 2에서 K'=64, 즉, K=45를 위한 인터리빙 패턴은 예시 2에서 설명된 K=54 및 J=19를 위한 인터리빙 패턴과 같을 수 있다. 표 2에서 K'=128, 즉, K=109를 위한 인터리빙 패턴은 예시 2에서 설명된 K=109 및 J=19를 위한 인터리빙 패턴과 같을 수 있다. 표 2에서 K'=192, 즉, K=173을 위한 인터리빙 패턴은 예시 2에서 설명된 K=173 및 J=19를 위한 인터리빙 패턴과 같을 수 있다.
<예시 4>
본 예시에서는 다양한 정보 비트 길이들에 대해 K'의 입도(granularity)를 32로 하여 시드 벡터들을 나타낸 예시 3의 표 2와는 달리, 우수한 조기 종료 성능을 보여주는 최적화된 시드 값들을 K'의 입도를 64로 하여 보여준다. 예시 2에서와 같은 19-비트 CRC 코드를 사용한다고 가정하면, 즉, CRC 코드의 길이가 19 비트이면서 수학식 14의 CRC 생성 다항식을 사용한다고 가정하면, 정보 비트들의 개수 K 및 CRC 비트들의 개수 J의 합 K'에 따라 다음과 같은 시드 값들이 정보 비트 시퀀스 + CRC 코드로 이루어진 비트 시퀀스를 인터리빙하는 데 사용될 수 있다.
The number (K') of information + CRC bits Seed vector (s)
K'=64 s=(5,8,4,15,7,19,18,16,6,14,10,12,13,9,11,2,1,3,17)
64<K'=128 s=(11,10,1,12,13,17,19,2,6,4,14,16,5,3,15,8,18,7,9)
128<K'=192 s=(3,6,1,5,8,19,10,2,15,4,12,11,9,17,16,13,14,7,18)
192<K'=256 s=(6,3,11,19,9,15,12,14,8,1,10,2,17,7,13,5,18,4,16)
256<K'=320 s=(3,6,11,13,2,8,18,4,1,12,5,7,14,17,10,15,16,19,9)
320<K'=384 s=(6,3,11,5,1,8,2,9,17,19,15,13,14,12,18,4,10,16,7)
384<K'=448 s=(6,3,18,2,1,16,10,19,8,17,9,13,5,7,4,12,14,11,15)
448<K'=512 s=(3,6,11,2,5,12,16,8,10,1,13,17,9,19,18,7,14,15,4)
512<K'=576 s=(6,11,9,7,10,13,16,2,8,15,4,1,3,17,19,12,5,14,18)
576<K'=640 s=(1,2,19,8,18,16,17,13,4,12,3,7,9,6,10,5,15,11,14)
640<K'=704 s=(19,1,18,15,16,17,6,11,2,12,9,5,7,13,4,14,10,8,3)
704<K'=768 s=(2,1,3,12,5,4,18,15,7,16,14,13,17,8,6,19,10,9,11)
768<K' s=(1,6,9,12,13,8,10,19,14,4,16,5,3,2,15,7,11,17,18)
표 3에서 K'=64, 즉, K=45를 위한 인터리빙 패턴은 예시 2에서 설명된 K=54 및 J=19를 위한 인터리빙 패턴과 같을 수 있다. 표 3에서 K'=128, 즉, K=109를 위한 인터리빙 패턴은 예시 2에서 설명된 K=109 및 J=19를 위한 인터리빙 패턴과 같을 수 있다. 표 3에서 K'=192, 즉, K=173을 위한 인터리빙 패턴은 예시 2에서 설명된 K=173 및 J=19를 위한 인터리빙 패턴과 같을 수 있다. 표 3에서 K'=256, 즉, K=257을 인터리빙 패턴은 예시 2에서 설명된 K=237 및 J=19를 위한 인터리버 패턴과 같을 수 있다.
예시 3과 예시 4에서 K'는 CRC 비트들의 개수를 포함한 비트 크기, 즉, 정보 비트 크기와 CRC 비트 크기의 합이다. 특정 시드 값(즉, 시드 벡터) 및 특정 CRC 생성기 다항식에 대해 인터리빙 패턴, 즉, 인터리버 패턴은 정보 비트들의 개수 및 CRC 비트들의 개수에 따라 고유하게 정해진다. 따라서, 예시 3의 표 2 및 예시 4의 표 3 내 시드 값은 19-비트 CRC 코드와 수학식 14의 CRC 생성기 다항식에 따른 K' 값별 인터리버 패턴을 나타낸다고할 수 있다. 특히, 예시 3의 표 2와 예시 4의 표 3는 여러 K' 값들의 각 범위에 대한 인터리빙 패턴을 나타낸다. 따라서, 예를 들어, 표 3을 참조하면, K'=50인 경우, 본 발명에 따른 인코더와 디코더는 K'=64일 때의 인터리빙 패턴을 변형하여 사용하면 된다. K'=K max-k(여기서, K max는 K'이 속한 범위의 K' 값들 중 최대 값)인 경우, K max를 위한 인터리빙 패턴의 인덱스 값들을 idx(K max)라 하면 K'을 위한 인터리빙 패턴의 인덱스 값들은 idx(K max)―1 중에서 0보다 큰 값들을 선택하여 얻어질 수 있다. 다시 말해, K'=K max―k인 경우, K'을 위한 인터리빙 패턴의 인덱스들은 K max를 위한 인터리빙 패턴의 인덱스들 각각에서 k를 뺀 값들 중 0보다 큰 값들을 선택하여 얻어질 수 있다. 예를 들어, K max=6이고 해당 인터리버 패턴의 인덱스들이 {1,3,2,5,4,6}인 경우, K'=4를 위한 인터리버 패턴은 {-1,1,0,3,2,4} 중에서 0보다 큰 값들을 선택하여 얻어진 {1,3,2,4}가 된다. 혹은, K max에 대한 인터리버 패턴의 인덱스 값들 각각의 역(reverse) 값들(=K max ― idx(K max) + 1) 중에서 K'보다 큰 인덱스 값들을 제외시켜 얻어진 인덱스 값들을 K'을 기준으로 다시 역을 취한 값들(=K' ― idx(K') + 1)로 이루어진 인터리버 패턴을 K'을 위한 인터리버 패턴으로 사용할 수도 있다. 예를 들어, K max=6이고 해당 인터리버 패턴의 인덱스들이 {1,3,2,5,4,6}인 경우, K'=4를 위한 인터리버 패턴은 K max=6를 위한 인터리버 패턴 {1,3,2,5,4,6}의 역인 {6,4,5,2,3,1} 내 인덱스들 중 K'=4보다 큰 인덱스들을 버림으로써 얻어진 {4,2,3,1}의 인덱스 값들 각각을 4를 기준으로 역을 취함으로써 얻어진 {1,3,2,4}이 된다.
본 발명은 K'의 입도(예, 표 2의 입도는 32, 표 3의 입도는 64)에 따라 분산되는 CRC 비트들의 개수를 달리할 수 있다. 예를 들어, 표 2 및 표 3로부터 알 수 있듯이, 같은 K'에 대해 K' 입도가 32일 때의 시드 벡터와 64일 때의 시드 벡터가 다를 수 있다. 또는 본 발명은 동일한 K' 입도를 갖더라도 머더 코드 크기 또는 코딩 레이트, K' 값들에 따라 분산되는 CRC 비트들의 개수를 달리할 수 있다. 예를 들어, 표 2 및 표3에서는 K' 범위별로 사용될 시드 벡터가 결정되나, 각 K'에 대해 사용될 시드 벡터가 결정되는 것도 가능하다.
도 12는 본 발명을 수행하는 전송 장치(10) 및 수신 장치(20)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
전송 장치(10) 및 수신 장치(20)는 정보 및/또는 데이터, 신호, 메시지 등을 나르는 무선 신호를 전송 또는 수신할 수 있는 무선 주파수(radio frequency, RF) 유닛(13, 23)과, 무선통신 시스템 내 통신과 관련된 각종 정보를 저장하는 메모리(12, 22), 상기 RF 유닛(13, 23) 및 메모리(12, 22) 등의 구성요소와 동작적으로 연결되어, 상기 구성요소를 제어하여 해당 장치가 전술한 본 발명의 실시예들 중 적어도 하나를 수행하도록 메모리(12, 22) 및/또는 RF 유닛(13, 23)을 제어하도록 구성된(configured) 프로세서(11, 21)를 각각 포함한다.
메모리(12, 22)는 프로세서(11, 21)의 처리 및 제어를 위한 프로그램을 저장할 수 있고, 입/출력되는 정보를 임시 저장할 수 있다. 메모리(12, 22)가 버퍼로서 활용될 수 있다.
프로세서(11, 21)는 통상적으로 전송 장치 또는 수신 장치 내 각종 모듈의 전반적인 동작을 제어한다. 특히, 프로세서(11, 21)는 본 발명을 수행하기 위한 각종 제어 기능을 수행할 수 있다. 프로세서(11, 21)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 불릴 수 있다. 프로세서(11, 21)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(400a, 400b)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(11, 21) 내에 구비되거나 메모리(12, 22)에 저장되어 프로세서(11, 21)에 의해 구동될 수 있다.
전송 장치(10)의 프로세서(11)는 상기 프로세서(11) 또는 상기 프로세서(11)와 연결된 스케줄러로부터 스케줄링되어 외부로 전송될 신호 및/또는 데이터에 대하여 소정의 부호화(coding) 및 변조(modulation)를 수행한 후 RF 유닛(13)에 전송한다. 예를 들어, 프로세서(11)는 전송하고자 하는 데이터 열을 역다중화 및 채널 부호화, 스크램블링, 변조과정 등을 거쳐 K 개의 레이어로 변환한다. 부호화된 데이터 열은 코드워드로 지칭되기도 하며, MAC 계층이 제공하는 데이터 블록인 수송 블록과 등가이다. 일 수송 블록(transport block, TB)은 일 코드워드로 부호화되며, 각 코드워드는 하나 이상의 레이어의 형태로 수신 장치에 전송되게 된다. 주파수 상향 변환을 위해 RF 유닛(13)은 오실레이터(oscillator)를 포함할 수 있다. RF 유닛(13)은 N t 개( N t 는 1 이상의 양의 정수)의 전송 안테나를 포함할 수 있다.
수신 장치(20)의 신호 처리 과정은 전송 장치(10)의 신호 처리 과정의 역으로 구성된다. 프로세서(21)의 제어 하에, 수신 장치(20)의 RF 유닛(23)은 전송 장치(10)에 의해 전송된 무선 신호를 수신한다. 상기 RF 유닛(23)은 N r 개의 수신 안테나를 포함할 수 있으며, 상기 RF 유닛(23)은 수신 안테나를 통해 수신된 신호 각각을 주파수 하향 변환하여(frequency down-convert) 기저대역 신호로 복원한다. RF 유닛(23)은 주파수 하향 변환을 위해 오실레이터를 포함할 수 있다. 상기 프로세서(21)는 수신 안테나를 통하여 수신된 무선 신호에 대한 디코딩(decoding) 및 복조(demodulation)를 수행하여, 전송 장치(10)가 본래 전송하고자 했던 데이터를 복원할 수 있다.
RF 유닛(13, 23)은 하나 이상의 안테나를 구비한다. 안테나는, 프로세서(11, 21)의 제어 하에 본 발명의 일 실시예에 따라, RF 유닛(13, 23)에 의해 처리된 신호를 외부로 전송하거나, 외부로부터 무선 신호를 수신하여 RF 유닛(13, 23)으로 전달하는 기능을 수행한다. 안테나는 안테나 포트로 불리기도 한다. 각 안테나는 하나의 물리 안테나에 해당하거나 하나보다 많은 물리 안테나 요소(element)의 조합에 의해 구성될(configured) 수 있다. 각 안테나로부터 전송된 신호는 수신 장치(20)에 의해 더는 분해될 수 없다. 해당 안테나에 대응하여 전송된 참조신호(reference signal, RS)는 수신 장치(20)의 관점에서 본 안테나를 정의하며, 채널이 일 물리 안테나로부터의 단일(single) 무선 채널인지 혹은 상기 안테나를 포함하는 복수의 물리 안테나 요소(element)들로부터의 합성(composite) 채널인지에 관계없이, 상기 수신 장치(20)로 하여금 상기 안테나에 대한 채널 추정을 가능하게 한다. 즉, 안테나는 상기 안테나 상의 심볼을 전달하는 채널이 상기 동일 안테나 상의 다른 심볼이 전달되는 상기 채널로부터 도출될 수 있도록 정의된다. 복수의 안테나를 이용하여 데이터를 송수신하는 다중 입출력(Multi-Input Multi-Output, MIMO) 기능을 지원하는 RF 유닛의 경우에는 2개 이상의 안테나와 연결될 수 있다.
전송 장치(10)는 본 발명에 따른 인터리버 및 폴라 인코더를 포함하도록 구성되며, 수신 장치(20)는 본 발명에 따른 인터리빙 패턴 및 폴라 디코더를 포함하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 전송 장치(10)의 프로세서(11)는 본 발명에 따른 인터리빙 패턴을 이용하여 정보 비트들 및 분산 CRC 비트들로 이루어진 CRC 인코딩된 비트 시퀀스를 인터리빙하도록 구성될 수 있다. 상기 전송 장치(10)의 프로세서(11)는 상기 인터리빙된 비트 시퀀스에 대한 폴라 인코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 상기 전송 장치(10)의 프로세서(11)는 폴라 코드를 이용하여 인코딩된 비트들을 전송하도록 트랜시버(13)을 제어할 수 있다. 상기 수신 장치(20)의 프로세서(21)는 상기 전송 장치(10)로부터 인코딩된 비트들을 담은 무선 신호를 수신하도록 상기 수신 장치(20)의 트랜시버(23)을 제어할 수 있다. 상기 수신 장치(20)의 프로세서(21)는 수신 신호에 대해 본 발명에 따른 폴라 디코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 수신 장치(20)의 프로세서(21)는 본 발명에 따른 인터리빙 패턴을 이용하여 정보 비트(들) 및 상기 정보 비트(들)과 연결된 분산 CRC 비트들의 디코딩 및 CRC-CHECK를 수행할 수 있다. 본 발명에 따른 인터리빙 패턴에 따른 인터리버 및 폴라 인코더가 전송 장치(10)의 프로세서(11)의 일부로서 구성될 수 있고, 본 발명에 따른 폴라 디코더는 수신 장치(20)의 프로세서(21)의 일부로서 구성될 수 있다. 전송 장치(10)의 프로세서(11)는 도 11의 CRC 인코딩을 수행하는 CRC 인코더, 인터리버 및 폴라 인코더를 제어하도록 구성될 수 있다. 수신 장치(20)의 프로세서(21)는 전송 장치(10)에서 사용된 인터리빙 패턴, 혹은 인터리버에 대응하는 인터리빙 패턴을 이용하여 폴라 디코더, CRC 디코더를 제어하도록 구성될 수 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명의 실시예들은 무선 통신 시스템에서, 기지국 또는 사용자기기, 기타 다른 장비에 사용될 수 있다.

Claims (19)

  1. 무선 통신 시스템에서 전송 장치가 정보를 전송함에 있어서,
    K개 정보 비트들에 J개 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 비트들을 부가하여 K+J개 비트들을 생성;
    상기 J개 CRC 비트들을 퍼뮤테이션하는 시드 값을 기반으로 한 인터리빙 패턴에 따라 상기 K+J개 비트들을 인터리빙;
    상기 인터리빙된 비트들을 폴라 코드를 이용하여 인코딩; 및
    상기 인코딩된 비트들을 수신 장치에 전송하는 것을 포함하며,
    상기 시드 값은 K에 따라 미리 정해진,
    정보 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    J=19이고, 상기 J개 CRC 비트들의 생성을 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=64를 위한 시드 값 s=(5,8,4,15,7,19,18,16,6,14,10,12,13,9,11,2,1,3,17)인,
    정보 전송 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    K+J=64를 위한 인터리빙 패턴 Int=(6, 7, 8, 10, 11, 16, 18, 19, 20, 23, 26, 27, 28, 30, 32, 36, 39, 40, 43, 45, 50, 1, 4, 13, 14, 24, 34, 37, 44, 53, 2, 9, 29, 42, 49, 5, 12, 15, 17, 21, 22, 25, 33, 38, 41, 60, 3, 35, 52, 31, 64, 63, 61, 51, 59, 55, 57, 58, 54, 56, 47, 46, 48, 62)인,
    정보 전송 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    64보다 작은 K+J=K'를 위한 인터리빙 패턴은 K+J=64를 위한 상기 인터리빙 패턴의 요소들 각각에서 64-K를 뺀 값들 중 0보다 큰 값들로 이루어지는,
    정보 전송 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    J=19이고, 상기 J개 CRC 비트들의 생성을 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=128을 위한 시드 값 s=(11,10,1,12,13,17,19,2,6,4,14,16,5,3,15,8,18,7,9)인,
    정보 전송 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    J=19이고, 상기 J개 CRC 비트들의 생성을 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=192을 위한 시드 값 s=(3,6,1,5,8,19,10,2,15,4,12,11,9,17,16,13,14,7,18)인,
    정보 전송 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=256을 위한 시드 값 s=(6,3,11,19,9,15,12,14,8,1,10,2,17,7,13,5,18,4,16)인,
    정보 전송 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=320을 위한 시드 값 s=(3,6,11,13,2,8,18,4,1,12,5,7,14,17,10,15,16,19,9)인,
    정보 전송 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=384를 위한 시드 값 s=(6,3,11,5,1,8,2,9,17,19,15,13,14,12,18,4,10,16,7)인,
    정보 전송 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=448를 위한 시드 값 s=(6,3,18,2,1,16,10,19,8,17,9,13,5,7,4,12,14,11,15)인,
    정보 전송 방법.
  11. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=512를 위한 시드 값 s=(3,6,11,2,5,12,16,8,10,1,13,17,9,19,18,7,14,15,4)인,
    정보 전송 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=576을 위한 시드 값 s=(6,11,9,7,10,13,16,2,8,15,4,1,3,17,19,12,5,14,18)인,
    정보 전송 방법.
  13. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=640을 위한 시드 값 s=(1,2,19,8,18,16,17,13,4,12,3,7,9,6,10,5,15,11,14)인,
    정보 전송 방법.
  14. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=704을 위한 시드 값 s=(19,1,18,15,16,17,6,11,2,12,9,5,7,13,4,14,10,8,3)인,
    정보 전송 방법.
  15. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J=768을 위한 시드 값 s=(2,1,3,12,5,4,18,15,7,16,14,13,17,8,6,19,10,9,11)인,
    정보 전송 방법.
  16. 제1항에 있어서,
    J=19이고 상기 J개 CRC 코드를 위한 CRC 생성 다항식이 x 19+x 18+x 16+x 15+x 14+x 13+x 12+x 10+x 9+x 7+x 5+x 3+x 2+x+1인 경우, K+J>768을 위한 시드 값 s=(1,6,9,12,13,8,10,19,14,4,16,5,3,2,15,7,11,17,18)인,
    정보 전송 방법.
  17. 무선 통신 시스템에서 전송 장치가 정보를 전송함에 있어서,
    K개 정보 비트들에 J개 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 비트들을 부가하여 K+J개 비트들을 생성하도록 구성된 CRC 인코더;
    상기 J개 CRC 비트들을 퍼뮤테이션하는 시드 값을 기반으로 한 인터리빙 패턴에 따라 상기 K+J개 비트들을 인터리빙하도록 구성된 인터리버;
    상기 인터리빙된 비트들을 폴라 코드를 이용하여 인코딩하도록 구성된 폴라 인코더; 및
    상기 인코딩된 비트들을 수신 장치에 전송하도록 구성된 트랜시버를 포함하며,
    상기 시드 값은 K에 따라 미리 정해진,
    전송 장치.
  18. 무선 통신 시스템에서 수신 장치가 정보를 수신함에 있어서,
    전송 장치로부터 폴라 코드를 이용하여 인코딩된 K+J개 비트들을 수신, 여기서, K는 정보 비트들의 개수이고 J는 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 비트들의 개수; 및
    인터리빙 패턴 기반으로 상기 폴라 코드를 이용하여 상기 K+J개 비트들을 디코딩하는 것을 포함하며,
    상기 인터리빙 패턴은 J개 CRC 비트들을 퍼뮤테이션하는 시드 값을 기반으로 하며,
    상기 시드 값은 K에 따라 미리 정해진,
    정보 수신 방법.
  19. 무선 통신 시스템에서 수신 장치가 정보를 수신함에 있어서,
    전송 장치로부터 폴라 코드를 이용하여 인코딩된 K+J개 비트들을 수신하도록 구성된 트랜시버, 여기서, K는 정보 비트들의 개수이고 J는 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 비트들의 개수; 및
    인터리빙 패턴 기반으로 상기 폴라 코드를 이용하여 상기 K+J개 비트들을 디코딩하도록 구성된 폴라 디코더를 포함하며,
    상기 인터리빙 패턴은 J개 CRC 비트들을 퍼뮤테이션하는 시드 값을 기반으로 하며,
    상기 시드 값은 K에 따라 미리 정해진,
    수신 장치.
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