WO2018151555A1 - 정보 전송 방법 및 전송장치 - Google Patents

정보 전송 방법 및 전송장치 Download PDF

Info

Publication number
WO2018151555A1
WO2018151555A1 PCT/KR2018/001980 KR2018001980W WO2018151555A1 WO 2018151555 A1 WO2018151555 A1 WO 2018151555A1 KR 2018001980 W KR2018001980 W KR 2018001980W WO 2018151555 A1 WO2018151555 A1 WO 2018151555A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
bit
information
input
bits
bit positions
Prior art date
Application number
PCT/KR2018/001980
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
노광석
김봉회
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to US16/065,676 priority Critical patent/US11223370B2/en
Publication of WO2018151555A1 publication Critical patent/WO2018151555A1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0067—Rate matching
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/09—Error detection only, e.g. using cyclic redundancy check [CRC] codes or single parity bit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2906—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes using block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/63—Joint error correction and other techniques
    • H03M13/635—Error control coding in combination with rate matching
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/63—Joint error correction and other techniques
    • H03M13/635—Error control coding in combination with rate matching
    • H03M13/6362—Error control coding in combination with rate matching by puncturing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0061—Error detection codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0067—Rate matching
    • H04L1/0068—Rate matching by puncturing

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and to a method and apparatus for transmitting information.
  • M2M machine-to-machine
  • MTC machine type communication
  • smart phones tablet PCs
  • tablet PCs tablet PCs
  • Multi-antenna technology multi-base station cooperation technology, and the like are developing.
  • eMBB enhanced mobile broadband
  • RAT legacy radio access technology
  • massive machine type communication for connecting a plurality of devices and objects to provide various services anytime and anywhere is one of the major issues to be considered in next-generation communication.
  • next generation radio access technology has been discussed in consideration of eMBB communication, mMTC, ultra-reliable and low latency communication (URLLC), and the like.
  • a method for transmitting information by a transmitter in a wireless communication system comprises: input bits comprising D-bit information and X-bit user equipment IDs (UE IDs) according to a specific bit allocation sequence in some of the N input bit positions of a polar code of size N; Input them; And encoding the input bits using the polar code; Sending the encoded output sequence.
  • UE IDs user equipment IDs
  • a transmitter for transmitting information in a wireless communication system comprises a radio frequency (RF) unit and a processor configured to control the RF unit.
  • the processor may include: an input bit including D-bit information and an X-bit user equipment ID (UE ID) according to a specific bit allocation sequence in some of the N input bit positions of the polar code of size N; Input them; And encoding the input bits using the polar code; And control the RF unit to send an encoded output sequence.
  • UE ID user equipment ID
  • the N input bit positions may be divided into information bit positions and frozen bit positions.
  • the information bit positions may be D input bit positions of high reliability among the N input bit positions.
  • the UE ID may be input to an input position (s) having high reliability among the frozen bit positions.
  • the UE ID may be input in X information bit positions of the information bit positions.
  • some of the D-bit information is input to the remaining information bit positions except for the X information bit positions in which the UE ID is input among the information bit positions, and among the D-bit information.
  • the remaining information bit (s) may be input to the frozen bit position (s) of the frozen bit positions.
  • the remaining information bit (s) may be information bit (s) corresponding to information bit positions in which the UE ID is input among the D-bit information.
  • the remaining information bit (s) may be information bit (s) located at the end of the D-bit information.
  • the UE ID may be a UE ID of the transmitter or a UE ID of a receiver that is a destination of the D-bit information.
  • the wireless communication signal can be efficiently transmitted / received. Accordingly, the overall throughput of the wireless communication system can be high.
  • delays / delays generated in the communication process between the user equipment and the base station may be reduced.
  • Signals can also be transmitted / received efficiently and at low error rates in wireless communication systems.
  • FIG. 1 illustrates a process of a transport block in an LTE / LTE-A system.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating performing rate matching by separating the systematic and parity portions of an encoded code block.
  • FIG. 4 is a block diagram for a polar code encoder.
  • FIG. 6 illustrates N-th level channel combining for polar code.
  • FIG. 10 illustrates a polar encoding process and a polar decoding process of the present invention for improving a false alarm ratio (FAR).
  • FAR false alarm ratio
  • FIG. 11 illustrates block error ratio (BLER) performance and early termination probability for polar encoding / decoding according to the present invention.
  • 13 is a block diagram showing the components of the transmitter 10 and the receiver 20 for carrying out the present invention.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • MC-FDMA multi-carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented in a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented in radio technologies such as Global System for Mobile Communication (GSM), General Packet Radio Service (GPRS), Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE) (i.e., GERAN), and the like.
  • GSM Global System for Mobile Communication
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in wireless technologies such as Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) 802.11 (WiFi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE802-20, evolved-UTRA (E-UTRA), and the like.
  • IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers
  • WiFi WiFi
  • WiMAX WiMAX
  • IEEE802-20 evolved-UTRA
  • UTRA is part of Universal Mobile Telecommunication System (UMTS)
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • LTE Long Term Evolution
  • 3GPP LTE employs OFDMA in downlink (DL) and SC-FDMA in uplink (UL).
  • LTE-advanced (LTE-A) is an evolution of 3GPP LTE.
  • the present invention will be described on the assumption that the present invention is applied to a 3GPP based communication system, for example, LTE / LTE-A, NR.
  • a 3GPP based communication system for example, LTE / LTE-A, NR.
  • the technical features of the present invention are not limited thereto.
  • the following detailed description is described based on a mobile communication system corresponding to a 3GPP LTE / LTE-A / NR system, except for the matters specific to 3GPP LTE / LTE-A / NR, Applicable to any mobile communication system.
  • the expression “assuming” may mean that the subject transmitting the channel transmits the channel so as to correspond to the "assuming”.
  • the subject receiving the channel may mean that the channel is received or decoded in a form conforming to the "home", provided that the channel is transmitted to conform to the "home”.
  • the UE may be fixed or mobile, and various devices which communicate with a base station (BS) to transmit and receive user data and / or various control information belong to the same.
  • BS Base station
  • UE Terminal Equipment
  • MS Mobile Station
  • MT Mobile Terminal
  • UT User Terminal
  • SS Subscribe Station
  • wireless device PDA (Personal Digital Assistant), wireless modem
  • a BS generally refers to a fixed station communicating with the UE and / or another BS, and communicates with the UE and another BS to exchange various data and control information.
  • the BS may be referred to in other terms such as ABS (Advanced Base Station), Node-B (NB), evolved-NodeB (NB), Base Transceiver System (BTS), Access Point, and Processing Server (PS).
  • ABS Advanced Base Station
  • Node-B Node-B
  • NB evolved-NodeB
  • BTS Base Transceiver System
  • gNB Base Transceiver System
  • PS Processing Server
  • the base station of the UTRAN is called Node-B
  • the base station of the E-UTRAN is called eNB
  • gNB base station of the new radio access technology network
  • the BS is collectively referred to as eNB.
  • a node refers to a fixed point capable of transmitting / receiving a radio signal by communicating with a UE.
  • Various forms of eNBs may be used as nodes regardless of their names.
  • a node may be a BS, an NB, an eNB, a pico-cell eNB (PeNB), a home eNB (HeNB), a relay, a repeater, or the like.
  • the node may not be an eNB.
  • it may be a radio remote head (RRH), a radio remote unit (RRU).
  • RRH, RRU, etc. generally have a power level lower than the power level of the eNB.
  • RRH or RRU, RRH / RRU is generally connected to the eNB by a dedicated line such as an optical cable
  • RRH / RRU and eNB are generally compared to cooperative communication by eNBs connected by a wireless line.
  • cooperative communication can be performed smoothly.
  • At least one antenna is installed at one node.
  • the antenna may mean a physical antenna or may mean an antenna port, a virtual antenna, or an antenna group. Nodes are also called points.
  • a cell refers to a certain geographic area in which one or more nodes provide communication services. Therefore, in the present invention, communication with a specific cell may mean communication with an eNB or a node that provides a communication service to the specific cell.
  • the downlink / uplink signal of a specific cell means a downlink / uplink signal from / to an eNB or a node that provides a communication service to the specific cell.
  • the cell providing uplink / downlink communication service to the UE is particularly called a serving cell.
  • the channel state / quality of a specific cell means a channel state / quality of a channel or communication link formed between an eNB or a node providing a communication service to the specific cell and a UE.
  • a UE may transmit a downlink channel state from a specific node to a CRS (s) in which antenna port (s) of the specific node are transmitted on a Cell-specific Reference Signal (CRS) resource allocated to the specific node; / Or can be measured using the CSI-RS (s) transmitted on the Channel State Information Reference Signal (CSI-RS) resources.
  • CRS Cell-specific Reference Signal
  • the 3GPP-based communication system uses the concept of a cell to manage radio resources.
  • Cells associated with radio resources are distinguished from cells in a geographic area.
  • a "cell” in a geographic area may be understood as coverage in which a node can provide services using a carrier, and a "cell” of radio resources is a bandwidth (frequency) that is a frequency range configured by the carrier. bandwidth, BW).
  • Downlink coverage which is a range in which a node can transmit valid signals
  • uplink coverage which is a range in which a valid signal can be received from a UE, depends on a carrier carrying the signal, so that the coverage of the node is determined by the radio resources used by the node. It is also associated with the coverage of the "cell”.
  • the term "cell” can sometimes be used to mean coverage of a service by a node, sometimes a radio resource, and sometimes a range within which a signal using the radio resource can reach a valid strength.
  • a "cell" associated with a radio resource is defined as a combination of DL resources and UL resources, that is, a combination of a DL component carrier (CC) and a UL CC.
  • the cell may be configured with DL resources alone or with a combination of DL resources and UL resources.
  • the linkage between the carrier frequency of the DL resource (or DL CC) and the carrier frequency of the UL resource (or UL CC) is indicated by system information.
  • SIB2 System Information Block Type 2
  • the carrier frequency means a center frequency of each cell or CC.
  • a cell operating on a primary frequency is referred to as a primary cell (Pcell) or a PCC
  • a cell operating on a secondary frequency (or SCC) is referred to as a secondary cell.
  • cell, Scell) or SCC The carrier corresponding to the Pcell in downlink is called a DL primary CC (DL PCC), and the carrier corresponding to the Pcell in the uplink is called a UL primary CC (DL PCC).
  • Scell refers to a cell that can be configured after RRC (Radio Resource Control) connection establishment is made and can be used for providing additional radio resources.
  • RRC Radio Resource Control
  • the Scell may form a set of serving cells for the UE with the Pcell.
  • the carrier corresponding to the Scell in downlink is called a DL secondary CC (DL SCC)
  • the carrier corresponding to the Scell in the uplink is called a UL secondary CC (UL SCC).
  • DL SCC DL secondary CC
  • UL SCC UL secondary CC
  • the 3GPP-based communication standard provides downlink physical channels corresponding to resource elements carrying information originating from an upper layer and downlink corresponding to resource elements used by the physical layer but not carrying information originating from an upper layer.
  • Physical signals are defined.
  • a physical downlink shared channel (PDSCH), a physical broadcast channel (PBCH), a physical multicast channel (PMCH), a physical control format indicator channel (physical control format) indicator channel (PCFICH), physical downlink control channel (PDCCH) and physical hybrid ARQ indicator channel (PHICH) are defined as downlink physical channels, reference signal and synchronization signal It is defined as downlink physical signals.
  • a reference signal (RS) also referred to as a pilot, refers to a signal of a predetermined special waveform known to the eNB and the UE.
  • a cell specific RS, UE- UE-specific RS, positioning RS (PRS), and channel state information RS (CSI-RS) are defined as downlink reference signals.
  • the 3GPP-based communication standard includes uplink physical channels corresponding to resource elements carrying information originating from an upper layer and uplink corresponding to resource elements used by the physical layer but not carrying information originating from an upper layer. It defines physical signals. For example, a physical uplink shared channel (PUSCH), a physical uplink control channel (PUCCH), and a physical random access channel (PRACH) are the uplink physical channels.
  • a demodulation reference signal (DMRS) for uplink control / data signals and a sounding reference signal (SRS) used for uplink channel measurement are defined.
  • Physical Downlink Control CHannel PDCCH
  • Physical Control Format Indicator CHannel PCFICH
  • PHICH Physical Hybrid automatic retransmit request Indicator CHannel
  • PDSCH Physical Downlink Shared CHannel
  • DCI Downlink Control Information
  • CFI Control
  • Format Indicator / Downlink ACK / NACK (ACKnowlegement / Negative ACK) / Downlink Means a set of time-frequency resources or a set of resource elements that carry downlink data, and also includes a physical uplink control channel (PUCCH) and a physical uplink (PUSCH).
  • Physical Random Access CHannel means a set of time-frequency resources or a set of resource elements that carry uplink control information (UCI) / uplink data / random access signals, respectively.
  • the PDCCH / PCFICH / PHICH / PDSCH / PUCCH / PUSCH / PRACH resource is referred to below:
  • the expression that the user equipment transmits the PUCCH / PUSCH / PRACH is hereinafter referred to as uplink control information / uplink on or through PUSCH / PUCCH / PRACH, respectively. It is used in the same sense as transmitting a data / random access signal, and the expression that the eNB transmits PDCCH / PCFICH / PHICH / PDSCH is used for downlink data / control information on or through PDCCH / PCFICH / PHICH / PDSCH, respectively. It is used in the same sense as sending it.
  • 3GPP LTE / LTE-A standard document for example, 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321 and 3GPP TS 36.331 and the like, and 3GPP NR standard documents, such as 3GPP TS 38.xxx.
  • 3GPP TS 38.xxx the principles of encoding and decoding using polar codes and polar codes are described in 'E. Arikan, "Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels," in IEEE Transactions on Information Theory, vol. 55, no. 7, pp. 3051-3073, July2009).
  • Massive MTC which connects multiple devices and objects to provide various services anytime and anywhere, is also one of the major issues to be considered in next-generation communication.
  • a communication system design considering a service / UE that is sensitive to reliability and latency has been discussed.
  • next generation RAT considering such advanced mobile broadband communication, Massive MTC, and Ultra-Reliable and Low Latency Communication (URLLC) is being discussed.
  • URLLC Ultra-Reliable and Low Latency Communication
  • 3GPP is working on the next generation mobile communication system after EPC.
  • the technology is referred to as a new RAT (new RAT, NR) or 5G RAT.
  • NR communication systems are required to support significantly better performance than existing fourth generation (4G) systems in terms of data rate, capacity, latency, energy consumption and cost.
  • 4G fourth generation
  • NR systems need to make significant advances in the area of bandwidth, spectral, energy, signaling efficiency, and cost per bit.
  • NR needs to utilize efficient waveforms to meet these needs.
  • FIG. 1 illustrates a process of a transport block in an LTE / LTE-A system.
  • information transmitted from the transmitting end is encoded and then transmitted using a forward error correction code.
  • the receiving end demodulates the received signal and then decodes the error correcting code to restore the transmission information. In this decoding process, an error in the received signal caused by the channel is corrected.
  • Data arrives at a coding block in the behavior of up to two transport blocks per TTI per DL / UL cell.
  • the following coding steps may be applied for each transport block of a DL / UL cell:
  • Turbo codes are mainly used in the existing LTE / LTE-A system.
  • the turbo code is composed of a recursive systematic convolution encoder and an interleaver.
  • an interleaver to facilitate parallel decoding, a kind of which is quadratic polynomial permutation (QPP).
  • QPP quadratic polynomial permutation
  • Such a QPP interleaver is known to maintain good performance only for certain data block sizes.
  • the performance of the turbo code is known to be good as the data block size increases.
  • the data block having a predetermined size or more is divided into several small data blocks and encoded. A small divided data block is called a code block.
  • the code blocks generally have the same size, but due to the size limitation of the QPP interleaver, one code block of several code blocks may have a different size. Interleaving is performed to reduce the effects of burst errors that occur during transmission on a wireless channel after an error correction encoding process in units of code blocks having a predetermined interleaver size. And, it is mapped to the actual radio resource and transmitted. Since the amount of radio resources used during the actual transmission is constant, rate matching must be performed on the encoded code block in order to match them. Generally, rate matching consists of puncturing or repetition.
  • the amount of radio resources that is, the number of transmission bits that can be transmitted by the corresponding radio resource
  • the coded bit sequence i.e., the number of output bits of the encoder is N
  • M and N are different.
  • Rate matching is performed to adjust the length of the coded bit sequence to match M. If M> N, then all or some of the bits of the coded bit sequence are repeated so that the length of the rate matched sequence is equal to M. If M ⁇ N, some of the bits of the coded bit sequence are punctured so that the length of the rate matched sequence is equal to M, and the punctured bits are excluded from the transmission.
  • the code rate of data to be transmitted through a rate matching process consisting of puncturing and repetition Will be adjusted.
  • a turbo code is used as a channel code in LTE / LTE-A, a process of channel coding and rate matching each code block in a transport channel processing process as shown in FIG. 1 is illustrated in FIG. 2.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating performing rate matching by separating the systematic and parity portions of an encoded code block.
  • the mother code rate of the LTE / LTE turbo encoder is 1/3.
  • the rate matching module comprises three so-called sub-block interleavers for the three output streams of the turbo encoder and a bit selection and pruning (realized) by a circular buffer. pruning).
  • the sub-block interleaver is based on a classic row-column interleaver with 32 rows and a length-32 intra-column permutation.
  • the bits of each of the three streams are written in a matrix of 32 columns, row-by-row (the number of rows depends on the stream size). Dummy bits are padded in front of each stream to completely fill the matrix. After column permutation bits are read from the matrix in column-by-column.
  • the circular buffer is the most important part of the rate matching module, which enables puncturing and repetition of mother code.
  • interleaved systematic bits are written to the circular buffer in sequence, with the first bit of the interleaved systematic bit streams at the beginning of the circular buffer.
  • Interleaved and interlaced parity bit streams are sequentially written to the circular buffer, putting the first bit of the stream after the last bit of the interleaved systematic bit stream.
  • Coded bits are read sequentially from any start point specified by redundancy version (RV) points in the circular buffer (depending on the code rate). If the end of the circular buffer is reached and more coded bits are needed for transmission (e.g., for code rates less than one third), the transmitter wraps around and continues from the beginning of the circular buffer. continue).
  • RV redundancy version
  • HARQ which stands for hybrid ARQ, is an error correction mechanism based on retransmission of packets detected as being in error.
  • the transmitted packet arrives after some propagation delay at the receiving device.
  • the receiver produces an ACK in the case of an error-free transmission and produces a NACK when an error is detected.
  • the ACK / NACK is produced after some processing time and sent to the transmitter, and reaches the transmitter after a propagation delay. In the case of NACK, after some processing delay at the transmitter, the desired packet will be sent again.
  • the bits read from the circular buffer and sent in each retransmission are different and depend on the location of the RV. There are four RVs (0, 1, 2, 3) that define the location of the starting point at which bits are read from the circular buffer. Referring to FIG. 3, as the number of retransmissions progresses, the RV increases, so fewer systematic bits and more parity bits are read from the circular buffer for retransmission.
  • NR currently offers better speed and coverage than 4G, operates in high frequency bands, speeds up to 1 Gb / s for dozens of connections, or speeds up to tens of Mb / s for tens of thousands of connections. It is required to do In order to meet the requirements of the NR system, the introduction of an advanced coding scheme is being discussed. Since data communication occurs in an inverted channel environment, channel coding plays an important role in achieving higher data rates for fast, error-free communication.
  • the selected channel code should have excellent block error ratio (BLER) performance over a certain range of block lengths and code rates.
  • BLER is defined as the ratio of the number of erroneous receiving blocks to the total number of blocks sent.
  • eMBB Massive IoT
  • URLLC Ultra-high reliability and low latency, such as industrial automation, driverless cars, remote surgery, and smart grids.
  • Polar code is a code that provides a new framework to solve the problems of existing channel codes and was invented by Arikan of Bikent University (see E. Arikan, "Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels, "in IEEE Transactions on Information Theory, vol. 55, no. 7, pp. 3051-3073, July2009).
  • Polar codes are mathematically proven, first capacity-achieving codes with low encoding and decoding complexity. Polar code outperforms turbo code at large block lengths without any error flow.
  • channel coding using a polar code is called polar coding.
  • Polar codes are known as achieve number codes in a given binary discrete memoryless channel. This can only be done when the block size is large enough. That is, a polar code is a code that can achieve channel capacity if the code size N is infinitely large. Polar codes are less complex to encode and decode and can be successfully decoded. Polar code is a type of linear block error correcting code, and a number of recursive concatenations are the basic building blocks for polar code and the basis for code construction. A physical transformation of the channel occurs that transforms the physical channels into virtual channels, which is based on a recursive multiple concatenation. When multiple channels are multiplied and accumulated, most of the channels get better or worse, and the idea behind the polar code is to use good channels. For example, sending data at rate 1 on good channels and rate 0 on bad channels. In other words, through channel polarization, channels enter a polarized state from a normal state.
  • FIG. 4 is a block diagram for a polar code encoder.
  • W 2 denotes an entire equivalent channel obtained by combining two binary discrete memory channels (B-DMC) and W.
  • B-DMC binary discrete memory channels
  • u 1 and u 2 are binary-input source bits
  • y 1 and y 2 are output coded bits.
  • Channel combining is a process of parallel concatenating B-DMC channels.
  • Channel W 2 may achieve symmetric capacity I (W), which is the highest rate.
  • Symmetric capacity is an important parameter in the B-DMC W, which is used for the measurement of rate, and is the highest rate at which reliable communication can occur across the channel W.
  • B-DMC may be defined as follows.
  • channel polarization is the process of creating a second set of N channels ⁇ W N (i) : 1 ⁇ i ⁇ N ⁇ using N independent copies of a given B-DMC W, where the channel polarization effect is N
  • N all symmetric capacity terms ⁇ I (W N (i) ) ⁇ tend to be zero or one except for the vanishing fraction of the indices i.
  • the concept behind channel polarization in polar codes is that N copies (i.e., N transmissions) of a channel (eg, additive white Gaussian noise channel) with symmetric capacity of I (W). S) to extreme channels of close capacity of one or zero.
  • Channel polarization consists of two phases: the channel combining phase and the channel splitting phase.
  • FIG. 5 illustrates the concept of channel combining and channel splitting for channel polarization.
  • Bits passing through the in-channel cannot transmit information, so it is better to transmit frozen bits, which are meaningless bits.
  • N 2 n and n is an integer greater than or equal to 0.
  • n 1 means the first level of regression where two independent copies of W 1 combine together.
  • Combining the two copies yields channel W 2 : X 2 ⁇ Y 2 .
  • the transitional probability of this new channel W 2 can be expressed by the following equation.
  • channel W 2 Once the channel W 2 is obtained, a single copy of channel W 4 can be obtained by combining two copies of W 2 .
  • This regression can be represented by W 4 : X 4 ⁇ Y 4 with the next transition probability.
  • G N is a generator matrix of size N.
  • G 2 corresponds to the base matrix F shown in FIG. 4 (b).
  • G 4 may be represented by the following matrix.
  • x N 1 u N 1 G N.
  • x N 1 ⁇ x 1 , ..., x N ⁇
  • u N 1 ⁇ u 1 , ..., u N ⁇ .
  • each B-DMC may be expressed in a recursive form. That is, G N may be expressed by the following equation.
  • R N first expands to Basic-2. The bit-reversing interleaver may not be included in the transmitting end. The relationship of equation (6) is shown in FIG.
  • FIG. 6 illustrates N-th level channel combining for polar code.
  • Channel splitting may be expressed as a channel transition probability as shown in the following equation.
  • channels ⁇ W N (i) ⁇ are polarized in the following sense.
  • indices of I (W N (i) ) ⁇ (1- ⁇ , 1] as N goes to infinity through a power of 2
  • the fraction of i ⁇ ⁇ 1, ..., N ⁇ goes to I (W)
  • the fraction of I (W N (i) ) ⁇ [0, ⁇ ) goes to 1-I (W). Therefore, if N ⁇ ⁇ , the channels are completely noisy or are freely polarized in noise, and these channels are exactly known at the transmitting end. Thus, it is possible to fix bad channels and to send the unsolidified bits on the good channels.
  • the channel becomes a noisy or noisy channel for a specific input bit.
  • the equivalent channel capacity for a particular input bit is divided by 0 or I (W).
  • An input of a polar encoder is divided into a bit channel to which information data is mapped and a bit channel not to it.
  • input bit channels may be divided into a noiseless channel and a noise channel as the codeword of the polar code becomes infinity. Therefore, by allocating information to a noiseless bit channel, channel capacity can be obtained.
  • the reliability of the input bit channel is calculated and the data bits are allocated in that order.
  • a bit channel to which data bits are allocated is referred to as a good bit channel.
  • a good bit channel is an input bit channel to which data bits are mapped.
  • the bit channel to which data is not mapped is called a frozen bit channel, and encoding is performed by inputting a known value (eg, 0) to the frozen bit channel. Any value known to the transmitter and receiver can be mapped to the frozen bit channel.
  • a codeword bit (ie, output bit) location corresponding to an input bit location that is not assigned to an information bit may be punctured.
  • the decoding method of the polar code is a successive cancellation (SC) decoding method.
  • SC decoding is a method of obtaining a channel transition probability and calculating a likelihood ratio (LLR) for an input bit.
  • the channel transition probability may be calculated in a recursive manner by using a characteristic in which the channel combining and channel splitting processes are recursive.
  • the LLR value can also be calculated in a recursive fashion.
  • u 1 ) for the input bit u i can be obtained as follows.
  • u 1 i is divided into an odd index and an even index, It can be expressed as u 1, o i , u 1, e i .
  • the channel transition probability may be expressed as the following equations.
  • the polar decoder retrieves the information and generates an estimate u ⁇ N 1 of u N 1 with values known to the polar code (eg, received bits, frozen bits, etc.).
  • LLR is defined as follows.
  • LLR can be calculated recursively as follows.
  • LLR L (1) 1 (y i ) W (y i
  • L (1) 1 (y i ) is the soft information observed from the channel.
  • d min (C) min i ⁇ I 2 wt (i) .
  • SC List (SCL) decoding is an extension of the basic SC decoder.
  • the L decoding paths are considered simultaneously in each stage of decoding.
  • L is an integer.
  • the list-L decoding algorithm is an algorithm that simultaneously tracks L paths in the decoding process.
  • FIG. 7 illustrates the evolution of decoding paths in the List-L decoding process.
  • the number of bits to be determined is n and not all bits are frozen.
  • CRC aided SCL decoding is SCL decoding using CRC, which improves the performance of the polar code.
  • CRC assisted SCL decoding aims to detect an error-free path while checking a cyclic redundancy check (CRC) code for each path at a receiver.
  • the SCL decoder outputs candidate sequences to the CRC detector which feeds back the check result to aid in codeword determination.
  • CRC cyclic redundancy check
  • SCL decoding or CRC assisted SCL decoding is more complex than SC algorithm, but has the advantage of superior decoding performance.
  • List-X decoding algorithm for polar codes, see 'I. Tal and A. Vardy, "List decoding of polar codes," in Proc. IEEE Int. Symp. Inf. Theory, pp. 1-5, Jul. 2011 '.
  • Polar code has the disadvantage that the code design is independent of the channel, so that there is no flexibility in the mobile fading channels, and since it is a relatively recently introduced code, it is not yet mature and is only limitedly applied.
  • the polar coding proposed up to now is not defined in many applications. Accordingly, the present invention is to propose a polar coding method suitable for a wireless communication system.
  • C (W i ) is the capacity of channel W i , which corresponds to the reliability of the channels that the input bits of the polar code will experience. If the channel capacities corresponding to the input bit positions of the polar code are as shown in FIG. 8, the reliability of the input bit positions can be ranked as shown in FIG. 8. In this case, in order to transmit data at the code rate 1/2, the transmitter transmits the four bits constituting the data to four input bit positions having a high channel capacity among eight input bit positions of the polar code. assigned to the input bit position of the 8 U 1 ⁇ U 8 of U 4, U 6, the input bit position indicated by U 7 and U 4), and the remaining input bit positions are frozen.
  • the generator matrix G 8 corresponding to the polar code of FIG. 8 is as follows. The generator matrix G 8 may be obtained based on Equation 6.
  • the input bit positions labeled U 1 to U 8 in FIG. 8 correspond one-to-one to the rows from the lowest row to the highest row of G 8 .
  • an input bit corresponding to U 8 affects all output coded bits.
  • the input bit corresponding to U 1 only affects Y 1 of the output coded bits.
  • Equation 12 when the binary-input source bits U 1 to U 8 and G 8 are multiplied, a row that causes the corresponding input bit to appear in all the output bits is represented by all elements of the rows of G 8 . Lowest row [1, 1, 1, 1, 1, 1, 1].
  • a row that causes the corresponding binary-input source bit to appear in only one output bit is a row where one element of the rows of G 8 is 1, that is, the row weight is 1 [1, 0, 0, 0 , 0, 0, 0, 0].
  • a row having a row weight of 2 reflects the input bits corresponding to the rows in the two output bits. Referring to FIG. 8) and (12, U 1 ⁇ U 8 corresponds one-to-one to the rows of the G 8, the input position of U 1 ⁇ U 8, that is, to distinguish between the input position to the rows of the G 8 Bit indexes may be given.
  • bit indices are sequentially assigned from N to N-1, starting from the highest row having the smallest row weight, for the N input bits to G N.
  • the input position of U 1 that is, to be a bit index 0 given to the first row of the G 8
  • the input position of the U 8 that is, the bit index 7 in the last row of G 8 Is given.
  • bit indices are used to indicate the input positions of the polar code, they may be allocated differently. For example, bit indexes 0 to N-1 may be allocated starting from the lowest row having the largest row weight.
  • bit indices may distinguish input or output positions of the polar code.
  • a sequence obtained by arranging in ascending or descending order of reliability of bit positions is referred to as a bit index sequence. That is, the bit index sequence indicates the reliability of the input or output bit positions of the polar code in ascending or descending order.
  • the transmitter inputs information bits into highly reliable input bits based on the input bit index sequence and performs encoding using a polar code
  • the receiving apparatus allocates information bits using the same or corresponding input bit index sequence.
  • the input bit sequence is predetermined so that the information bit (s) can be assigned to the input bit position (s) of high reliability.
  • the UE ID may be a UE ID of a transmitter that performs polar encoding or may be a UE ID of a receiver that performs polar decoding.
  • FIG. 9 illustrates puncturing and information bit allocation in accordance with the present invention.
  • F represents a frozen bit
  • D represents an information bit
  • 0 represents a skipping bit.
  • Input bits that are changed to frozen bits by puncturing the coded bits are called skipping bits or shortening bits, and the corresponding input positions are called skipping positions or shortening positions.
  • Shortening is a rate matching method that inserts a known bit into an input bit position connected to an output bit position to be sent and output while maintaining the size of the input information (ie, the size of the information block).
  • the generator matrix G N inputs corresponding to columns with a column weight of 1 can be shortened, and inputs corresponding to columns with a column weight of 1 in the remaining matrix can be shortened next by removing the columns and rows with the column weight of 1 and again.
  • the information bits that should have been allocated to the information bit positions in order to prevent the information bits from being all punctured may be reallocated in the order of high reliability within the frozen bit position set.
  • decoding is generally performed in the following order.
  • the low reliability bit (s) are recovered. Although it depends on the structure of the decoder, since the smaller the input index (hereinafter referred to as the encoder input index) in the encoder is usually less reliable, decoding is generally performed sequentially from the smaller encoder input index.
  • Restore information bits that are bits.
  • the information bits may be source information bits (eg, bits of a transport block) or may be CRC bits.
  • FIG. 10 illustrates a polar encoding process and a polar decoding process of the present invention for improving a false alarm ratio (FAR).
  • FAR false alarm ratio
  • the polar encoding process adds a CRC code / sequence to information bits (S1011), adds a reserved bit (s) (S1013), and then adds CRC additional information bits. And performing polar encoding on the reserved bit (s) (S1015) to produce coded bits.
  • the reserved bits may be inserted at the beginning or end of the information bits, or between the information bits, and the reserved bits may be masked to the information bits through an XOR operation between the information bits and the reserved bits.
  • decoding may proceed in the reverse order of FIG.
  • the receiving apparatus receiving coded bits performs polar decoding on the received bits (S1021) to obtain decoded bit (s).
  • the reserved bit can then be used to find the original information of the decoded bit (S1023). For example, if the reserved bits are the UE ID, and the transmitter masks the UE ID to the input bits through an XOR operation between the UE ID and the input bits, the receiving apparatus generates decoded bits of which the UE ID is XORed. Will be.
  • the receiving device may first filter whether the received signal is its own information by comparing the UE ID obtained by restoring the received signal with a known UE ID (S1023).
  • the receiver may determine that the decoded signal is not a signal for itself. Further, by determining whether the decoding success / failure through the CRC can be filtered once more (S1025). For example, the receiver may check whether the result obtained by comparing the UE ID with the decoded UE ID is an appropriate result through the CRC.
  • the position of the reserved bit may be selected / determined as follows and may be selected / determined differently according to the purpose of use.
  • the reserved bit (s) can be located starting from the least reliable bit position.
  • the reserved bit (s) may be placed in the bit (s) with the highest confidence among the frozen bits.
  • the reserved bit (s) may be located in the frozen bit position (s) in descending order of reliability starting from the bit position having the highest confidence among the input positions to which the frozen bits are assigned. This method can reduce the FAR since the reserved bits are allocated to the bits having the greatest recovery probability among the frozen bits.
  • the reserved bit (s) may be located in the bit (s) with the highest confidence among the information bits.
  • the reserved bit (s) may be located at the information bit position (s) in descending order of reliability starting from the bit position with the highest confidence among the input positions to which the information bits (including the CRC bit) are assigned.
  • the information bits may be input to input bit positions that are relatively reliable among the remaining input bit positions except for the input bit position (s) occupied by the reserved bit (s). According to this method, if the CRC or the like is limited because the recovery probability for the reserved bit (s) is the largest of all bits, this method may help to reduce the FAR.
  • option 1 When allocating reserved bits to input bit positions in accordance with option 1, option 2 and / or option 3, all or part of the reserved bits may be allocated. Alternatively, two or more of Option 1, Option 2, and Option 3 may be used depending on the priority of the reserved bits. If a UE ID is used as reserved bits, assigning only a portion of the UE ID to the input bit positions is inefficient, so if the size of the frozen bits to allocate the entire UE ID is not obtained, the UE (s) may be entered as the option (s). It may not be possible to be assigned to locations. In this case, masking for the information bit (s) (eg, XOR between the UE ID and the information bit (s)) may be performed using the UE ID.
  • the information bit (s) eg, XOR between the UE ID and the information bit (s)
  • the present invention can mask reserved bits to some of the coded bits.
  • the UE without corresponding reserved bits cannot demask the received signal that is masked, thereby increasing the error probability of the decoded bits, thereby reducing the decoding performance.
  • the present invention can lower the likelihood of a UE having no reserved bits used for masking in a transmitting device or using other reserved bits as mistaking a signal for another UE as its own signal, that is, FAR.
  • the location where reserved bit (s) are allocated may be determined.
  • the reserved bit (s), eg, UE ID may help to perform early termination of decoding to reduce decoding latency.
  • Hypothesis judgment using path metric for list size in polar decoding (see R1-1706194, "On channel coding for very small control block lengths," Huawei, RAN1 # 88bis) is implemented for early termination. It has been proposed as an implementation technique.
  • the early termination technique according to the hypothesis determination may be performed as follows. Notations used in the description of the hypothesis determination are as follows.
  • N codeword length
  • K Information block length (eg size of transport block).
  • L list size of the polar decoder.
  • the sum of the path metrics is normalized such that the maximum value is one.
  • ⁇ window size for checking early termination criteria.
  • the early termination can be done using path metrics with the following criteria.
  • decoding may be performed as follows. For example, assuming 3-bit CRC, decoding may be performed as follows.
  • CRC-check Perform three cyclic redundancy checks (hereinafter CRC-check) with some of the information bits + CRC bits, ie some of the information bits and the CRC bits;
  • FIG. 11 illustrates BLER performance and early termination probabilities for polar encoding / decoding according to the present invention.
  • the UE ID is properly decoded, it is possible to confirm whether the received signal is its own information, so that the early termination effect can be seen, so that there is no performance degradation for the UE ID decoding, as shown in FIG.
  • the BLER performance for the invention is the same as the existing BLER performance without early termination, according to the present invention, early termination based on the path metric can be implemented without degrading the BLER performance.
  • FIG. 11 (a) the early termination probability of the existing polar encoding / decoding method is '0', whereas in the present invention, it is shown in FIG. 11 (b).
  • FIG. 11 (b) shows an advantage that an early termination probability is obtained. Accordingly, in the present invention, when the receiving device receives information for another receiving device, the receiving device may recognize that the information is not information for itself and terminate the decoding.
  • a restoration probability for the UE ID may vary according to a position where a bit of the UE ID is allocated.
  • a trade-off may occur between the BLER and the average latency according to the UE ID position.
  • the UE ID may be located at the least reliable side of the frozen bits. That is, the UE ID may be located at the lowest confidence among frozen bit positions.
  • the early termination probability may be large because the BLER of the UE ID is relatively bad, and the delay may be least because early termination may be performed after decoding of the UE ID.
  • the UE ID may be located on the higher side of the frozen bits. In other words, the UE ID may be located in the higher credibility of the frozen bit positions. In this case, BLER is good compared to option a, but the early termination probability may be lower than option a and the decoding delay may be longer than option a.
  • the UE ID may be located at the side where the reliability of the frozen bits is medium. That is, the UE ID may be located on the side of the frozen bit positions where the reliability is medium. It is halfway between option a and option b.
  • the UE ID may be included in the information bit position (s), and the information bits of the information bit positions to which the UE ID is assigned may move to the position with the best confidence among the frozen bit positions. For example, if the number of information bits is N and the number of reserved bits is 1, then one of the N input bit positions having the highest reliability among the input bit positions is used for the reserved bits, so that the information bit sequence is the reserved bits.
  • the information bits that should be allocated to the N-1 existing information bit positions except the information bits to be allocated to the information bit positions used by the reserved bits are among the frozen bit positions. It can be assigned to the most reliable frozen bit position. Alternatively, the best of the frozen bit positions may be changed to the information bit position by the number of information bit positions to which the UE ID is allocated.
  • the information bit sequence is the reserved bits.
  • the information bits are sequentially allocated to the remaining minus information bit positions, and the last one bit of the information bit sequence may be allocated to the most reliable frozen bit position among the frozen bit positions.
  • the information bit shifted to the original frozen bit position can make the entire BLER worse.
  • the BLER of the UE ID can be high because the reliability of the UE ID is increased. If the BLER of the UE ID is high, the signal for the receiver can be better distinguished from the signal of another user when the receiver performs blind detection on a signal (eg, a control channel) directed to it.
  • the UE ID may be located at the lowest reliability of the information bits. That is, the UE ID may be located at the lowest reliability of the information bit positions. In this case, the overall BLER may drop because the code rate is high. However, since the reliability of the UE ID is increased, the BLER of the UE ID can be high. In addition, the FAR performance may be increased through the CRC-check due to the location of the UE ID at the information bit position. Alternatively, because the UE ID is located at the information bit position, when the receiver performs blind detection on a signal directed to itself (eg, a control channel), a signal for the receiver may be distinguished from a signal of another user. have.
  • a signal directed to itself eg, a control channel
  • the (assignment) location of the UE ID may be determined according to the requirements of the system to which the present invention is applied.
  • the UE ID may be used as the reserved or known bit (s), in addition to the slot index (ie, time resource unit index), downlink control information (DCI) and / or uplink control information (uplinkcontrol).
  • Information from information (UCI) may be used as the reservation or known bit (s).
  • the present invention is described assuming a UE ID as a reserved or known signal of the present invention.
  • the length of the UE ID can be increased to increase the early termination effect.
  • the UE ID is fixed to 16-bit for LTE / LTE-A. If the length of the UE ID is fixed to a certain length, any sequence longer than the particular length including the UE ID may be used in the present invention.
  • a sequence including reserved or known bits eg, UE ID
  • UE ID may be generated as follows.
  • the present invention will be described by referring to a sequence containing reserved or known bits as a UE ID sequence.
  • the reserved or known bit (s) is assumed to be a UE ID, which is assumed to be a 4-bit sequence ABCD consisting of four bits A, B, C, and D.
  • UE ID or less is assumed to be a 4-bit sequence ABCD consisting of four bits A, B, C, and D.
  • a UE ID sequence of a desired length may be obtained by repeating a UE ID. If the desired sequence length is not an integer multiple of the UE ID, the UE ID sequence of the desired length may be obtained by removing and repeating a part of the UE ID to be included at the end of the sequence of the desired length.
  • 12 (a) illustrates a case where a UE ID sequence is generated by repeating the entire UE ID
  • FIG. 12 (b) illustrates a case where a UE ID sequence is generated by repeating each bit of the UE ID in a specific number of times. It is an example.
  • the method illustrated in FIG. 12A may include a method of inserting a UE ID according to reliability of frozen bits for early termination.
  • ABCD, ABCD, ... may be sequentially mapped to frozen bit positions according to the reliability of frozen bit positions. In this case, early termination is possible even if only one set of ABCDs is decoded, not all of the iterations of ABCD.
  • the bits of the UE ID may be mixed and repeated to generate a UE ID sequence of a desired length, for example, in order of UE ID bits for which decoding should be performed first. For example, since the reliability and the decoding order do not exactly match, if the UE ID is ABCD, even if ABCD is assigned at the transmitter based on the reliability, the actual decoding order at the receiving apparatus may be ABBCCD. In the transmitting device, the UE ID may be mixed in the form of ABBCCD and repeated.
  • the UE ID length can be extended by using a conventionally well-known sequence such as an m-sequence.
  • a sequence known to have good performance eg, randomization performance
  • the UE ID sequence may include the UE ID (eg, UE ID itself and / or UE ID length), information length (K), mother code length (N), codeword length (M), frozen bit length in consideration of rate matching scheme, and the like. It may be generated in consideration of.
  • the same sequence may be used for some of these parameters. In other words, some parameters of the UE ID, K, N, M, and frozen bit length may not be used.
  • the same sequence is used even if K changes.
  • information from the slot index, DCI and / or UCI may be used for generating the UE sequence, and various information may be used for generating the UE ID sequence at the same time.
  • the UE ID sequence may be configured by reflecting the characteristics of the sequence as it is, such as the m-sequence. For example, like the m-sequence, a UE ID sequence of a specific length may be obtained by applying different cyclic shift values according to the UE ID. In other words, the length of the UE ID sequence may vary according to UE IDs or UE ID groups, and the sequence generator may generate UE ID sequences having different lengths using different cyclic shift values.
  • a method of masking a UE ID may be classified into two types.
  • the decoder since the decoder can decode the frozen bit position first, the early termination effect can be improved. Since the existing frozen bits are all set to '0', the UE ID sequence is inserted into the frozen bit position (s).
  • the UE ID sequence may be generated as shown in FIG. 12 (c) or FIG. 12 (d) according to a parameter (eg, UE ID, K, N, M, frozen bit length, etc.).
  • the UE ID sequence may be generated to a maximum length according to some parameter and then reproduced to a desired short length. Assuming that the UE ID sequences illustrated in FIGS. 12 (a) and 12 (b) are UE ID sequences of maximum length, FIG.
  • the UE ID sequence illustrated in FIG. 12 (c) is 2-bit shorter from the UE ID sequence illustrated in FIG. 12 (a). Can be obtained and the UE ID sequence of FIG. 12 (d) 2-bit shorter than that can be obtained from the UE ID sequence illustrated in FIG. 12 (b).
  • the UE ID sequence illustrated in FIG. 12 (c) may be obtained by removing the last or first portion of the UE sequence of maximum length or may be obtained by iteratively repeating the UE ID to the desired length, as illustrated in FIG. 12 (d).
  • the UE ID sequence can be obtained by reducing the number of repetitions for a part of the UE ID.
  • the sequence When the sequence is generated in advance by reflecting the rate matching technique, the sequence is generated by the corresponding length. However, when the sequence is generated without reflecting the rate matching technique, the sequence length should be adjusted according to the latching matching technique.
  • the method illustrated in FIG. 12C may be an easy method for adjusting a sequence length according to a rate matching technique. For example, when skipping occurs due to puncturing, since the frozen bit length is reduced by the length of the skipping, the length of the UE ID sequence may be adjusted according to the method illustrated in FIG. 12 (c).
  • the UE ID sequence may be masked in the output sequence of the polar code, that is, the codeword.
  • Masking method 2 for masking a UE ID sequence in a codeword may vary depending on before and after applying rate matching to the codeword. If masking for a codeword is performed before rate matching, rate matching is performed after the maximum length UE ID sequence is masked to the codeword. If masking for the codeword is performed after rate matching, the rate matched codeword is masked using the length-adjusted UE ID sequence.
  • a position where the reserved or known sequence (eg, a UE ID or a UE ID sequence obtained from the UE ID) is masked may be as follows.
  • Codeword (s) with a relatively large number of information bits among the codewords A method of increasing the minimum length between the codeword part associated with the information bit and the UE ID so that early termination is performed from the information.
  • the length of the known sequence may be selected to be easy to generate and apply. At this time, the maximum length of the known sequence may not exceed the actual codeword length. Or, if the known sequence is longer than the codeword length actually transmitted, masking may be applied before rate matching. For example, if a known sequence of length N is applied to a codeword of length M (where N> M), then a sequence of length M of the known sequences is masked to the codeword through an XOR operation, and the remaining NM A sequence of and some of the codewords may be masked through XOR translation.
  • the puncturing shortening is M length
  • the puncturing with the shortening is N Length sequences can be used. That is, the sequence length to be applied may vary depending on the rate matching technique. For example, puncturing may be performed on a code rate lower than the constant code rate based on a constant code rate, and shortening puncturing may be performed on a code rate above the code rate.
  • puncturing with shortening means that puncturing is performed in a codeword, and shortening due to skipping is performed at an input terminal of a polar code.
  • Skipping a particular input bit position means that an information bit is skipped and assigned to the next reliable input bit position, and shortening means that a known bit is assigned to the skipped bit position.
  • puncturing When puncturing is applied, a bit having an LLR '0' is generated at the receiving end, thereby reducing the length of a sequence used for masking.
  • Masking may be performed on both the frozen bit and the codeword.
  • the sequence used at this time may be the same.
  • another sequence may be used for masking frozen bits and masking codewords to increase the minimum distance between UE IDs.
  • the frozen bit positions except for the frozen bit position where the UE ID or the UE ID sequence is allocated or the frozen bit position where the information bit is input due to the UE ID or the UE ID sequence assigned to the information bit position are the same as in the conventional art. '0' may be input.
  • 13 is a block diagram showing the components of the transmitter 10 and the receiver 20 for carrying out the present invention.
  • the transmitter 10 and the receiver 20 are radio frequency (RF) units 13 and 23 capable of transmitting or receiving radio signals carrying information and / or data, signals, messages, and the like, and in a wireless communication system.
  • the device is operatively connected to components such as the memory 12 and 22, the RF unit 13 and 23, and the memory 12 and 22, which store various types of information related to communication, and controls the components.
  • a processor (11, 21) configured to control the memory (12, 22) and / or the RF unit (13, 23), respectively, to perform at least one of the embodiments of the invention described above.
  • the memories 12 and 22 may store a program for processing and controlling the processors 11 and 21, and may temporarily store input / output information.
  • the memories 12 and 22 may be utilized as buffers.
  • the processors 11 and 21 typically control the overall operation of the various modules in the transmitter or receiver. In particular, the processors 11 and 21 may perform various control functions for carrying out the present invention.
  • the processors 11 and 21 may also be called controllers, microcontrollers, microprocessors, microcomputers, or the like.
  • the processors 11 and 21 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • application specific integrated circuits ASICs
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • the firmware or software when implementing the present invention using firmware or software, may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention, and configured to perform the present invention.
  • the firmware or software may be provided in the processors 11 and 21 or stored in the memory 12 and 22 to be driven by the processors 11 and 21.
  • the processor 11 of the transmission apparatus 10 is predetermined from the processor 11 or a scheduler connected to the processor 11 and has a predetermined encoding and modulation on a signal and / or data to be transmitted to the outside. After performing the transmission to the RF unit 13. For example, the processor 11 converts the data sequence to be transmitted into K layers through demultiplexing, channel encoding, scrambling, and modulation.
  • the coded data string is also called a codeword and is equivalent to a transport block, which is a data block provided by the MAC layer.
  • One transport block (TB) is encoded into one codeword, and each codeword is transmitted to a receiving device in the form of one or more layers.
  • the RF unit 13 may include an oscillator for frequency upconversion.
  • RF unit 13 is N t ( N t May include a transmission antenna of 1 or more positive integers).
  • the signal processing of the receiver 20 is the reverse of the signal processing of the transmitter 10.
  • the RF unit 23 of the receiving device 20 receives a radio signal transmitted by the transmitting device 10.
  • the RF unit 23 may include N r receive antennas, and the RF unit 23 frequency down-converts each of the signals received through the receive antennas to restore the baseband signal. .
  • the RF unit 23 may include an oscillator for frequency downconversion.
  • the processor 21 may decode and demodulate a radio signal received through a reception antenna to restore data originally transmitted by the transmission apparatus 10.
  • the RF units 13, 23 have one or more antennas.
  • the antenna transmits a signal processed by the RF units 13 and 23 to the outside under the control of the processors 11 and 21, or receives a radio signal from the outside to receive the RF unit 13. , 23).
  • Antennas are also called antenna ports.
  • Each antenna may correspond to one physical antenna or may be configured by a combination of more than one physical antenna elements.
  • the signal transmitted from each antenna can no longer be decomposed by the receiver 20.
  • a reference signal (RS) transmitted in correspondence with the corresponding antenna defines the antenna as viewed from the perspective of the receiver 20, and whether the channel is a single radio channel from one physical antenna or includes the antenna.
  • RS reference signal
  • the receiver 20 enables channel estimation for the antenna. That is, the antenna is defined such that a channel carrying a symbol on the antenna can be derived from the channel through which another symbol on the same antenna is delivered.
  • the antenna In the case of an RF unit that supports a multi-input multi-output (MIMO) function for transmitting and receiving data using a plurality of antennas, two or more antennas may be connected.
  • MIMO multi-input multi-output
  • the transmitter 10 may be configured to include a polar encoder according to the present invention
  • the receiver 20 may be configured to include a polar decoder according to the present invention.
  • processor 11 of transmitter 10 may be configured to perform polar encoding according to the present invention
  • processor 21 of receiver 20 is configured to perform polar decoding according to the present invention.
  • the processor 11 of the transmission device 10 is the D-bit information and X-bit user equipment ID according to a specific bit allocation sequence to some of the N input bit positions of the polar code having the size N. ID, UE ID).
  • the processor 11 may encode the input bits using the polar code and control the RF unit 13 of the transmitter 10 to transmit the encoded output sequence.
  • the processor 11 may include a polar encoder configured to perform the polar encoding, the polar encoder having N input bit positions corresponding to N input bit positions of the polar code and N of the polar code. N output bit positions corresponding to the number of output bit positions.
  • the processor 11 inputs the D-bit information having high reliability among the N input bit positions and the D-bit information, and the remaining input bit positions except for the high-reliability D input bit positions May be configured to input the UE ID to an input position (s) of high confidence among frozen bit positions.
  • the processor 11 may be configured to input the UE ID to X information bit positions among the D input bit positions of high reliability.
  • the processor 11 inputs some of the D-bit information to the remaining bit positions except the X information bit positions where the UE ID is input among the D input bit positions of high reliability, and the D-bit.
  • the remaining information bit (s) of the information may be configured to be input to the frozen bit position (s) of the frozen bit positions.
  • the remaining information bit (s) may be information bit (s) corresponding to input bit positions in which the UE ID is input among the D-bit information.
  • the sequence of indexes of the input bit positions in descending order of reliability is ⁇ 8, 7, 6, 5, 4, 3, 2, 1 ⁇ , and 8-bit information is U8, U7
  • the processor 11 has inserted the UE ID into the input bit positions 6, 5, 4, 3 if U6, U5, U4, U3, U2, U1 would have been input to the input bit positions in the order
  • the processor 11 inputs U8, U7, U2, U1 of the bits of the 8-bit information into input bit positions 8, 7, 2, 1 and U6, U5, of the bits of the 8-bit information.
  • U4 and U3 may be input to frozen bit positions of relatively high reliability among existing frozen bit positions.
  • the remaining information bit (s) may be information bit (s) located at the end of the D-bit information.
  • the processor 11 inputs U8, U7, U6, U5 of the bits of the 8-bit information into input bit positions 8, 7, 2, 1 and of the bits of the 8-bit information.
  • the bits located at the end, U4, U3, U2, and U1 may be input to frozen bit positions of which reliability is relatively high among existing frozen bit positions.
  • the UE ID may be a UE ID of the transmitter or a UE ID of a receiver that is a destination of the information.
  • Embodiments of the present invention may be used in a base station or user equipment or other equipment in a wireless communication system.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

무선 통신 시스템에서 전송장치는 크기 N인 폴라 코드의 N개 입력 비트 위치들 중 일부에 특정 비트 할당 시퀀스에 따라 D-비트 정보와 X-비트의 사용자기기 ID(user equipment ID, UE ID)를 포함하는 입력 비트들을 입력한다. 상기 전송장치는 상기 폴라 코드를 이용하여 상기 입력 비트들을 인코딩한다. 상기 전송장치는 인코딩된 출력 시퀀스를 전송한다.

Description

정보 전송 방법 및 전송장치
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 정보를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
기기간(machine-to-machine, M2M) 통신, 기계 타입 통신(machine type communication, MTC) 등과, 높은 데이터 전송량을 요구하는 스마트 폰, 태블릿 PC(Personal Computer) 등의 다양한 장치 및 기술이 출현 및 보급되고 있다. 이에 따라, 셀룰러 망(cellular network)에서 처리될 것이 요구되는 데이터 양이 매우 빠르게 증가하고 있다. 이와 같이 빠르게 증가하는 데이터 처리 요구량을 만족시키기 위해, 더 많은 주파수 대역을 효율적으로 사용하기 위한 반송파 집성(carrier aggregation) 기술, 인지 무선(cognitive radio) 기술 등과, 한정된 주파수 내에서 전송되는 데이터 용량을 높이기 위한 다중 안테나 기술, 다중 기지국 협력 기술 등이 발전하고 있다.
더 많은 통신 장치가 더 큰 통신 용량을 요구함에 따라, 레거시 무선 접속 기술(radio access technology, RAT)에 비해 향상된 모바일 광대역(enhanced mobile broadband, eMBB) 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한, 복수의 장치 및 객체(object)를 서로 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하기 위한 대규모 기계 타입 통신(massive machine type communication, mMTC)는 차세대 통신에서 고려해야 할 주요 쟁점 중 하나이다.
또한, 신뢰도 및 대기 시간에 민감한 서비스/UE를 고려하여 설계될 통신 시스템에 대한 논의가 진행 중이다. 차세대(next generation) 무선 액세스 기술의 도입은 eMBB 통신, mMTC, 초 신뢰성 및 저 대기 시간 통신(ultra-reliable and low latency communication, URLLC) 등을 고려하여 논의되고 있다.
새로운 무선 통신 기술의 도입에 따라, 기지국이 소정 자원영역에서 서비스를 제공해야 하는 UE들의 개수가 증가할 뿐만 아니라, 상기 기지국이 서비스를 제공하는 UE들과 전송/수신하는 데이터와 제어정보의 양이 증가하고 있다. 기지국이 UE(들)과의 통신에 이용 가능한 무선 자원의 양은 유한하므로, 기지국이 유한한 무선 자원을 이용하여 상/하향링크 데이터 및/또는 상/하향링크 제어정보를 UE(들)로부터/에게 효율적으로 수신/전송하기 위한 새로운 방안이 요구된다. 다시 말해, 노드의 밀도가 증가 및/또는 사용자기기의 밀도가 증가함에 따라 높은 밀도의 노드들 혹은 높은 밀도의 사용자기기들을 통신에 효율적으로 이용하기 위한 방안이 요구된다.
아울러, 기술에 발달에 따라 딜레이(delay) 혹은 지연(latency) 극복이 중요한 문제로 떠오르고 있다. 딜레이/지연에 따라 성능이 중대하게 좌우되는 어플리케이션들이 증가하고 있다. 따라서 기존 시스템에서보다 딜레이/지연을 줄이기 위한 방안이 요구된다.
또한 스마트기기의 발달에 따라 적은 양의 데이터를 효율적으로 전송/수신 혹은 낮은 빈도로 발생하는 데이터를 효율적으로 전송/수신하기 위한 새로운 방안이 요구된다.
또한 기술의 발전에 따라 기존에 사용되지 않는 주파수 대역의 이용이 논의되고 있는데, 새로 도입되는 주파수 대역은 기존 주파수 대역과 그 특성이 상이하기 때문에 기존 통신 기술이 그대로 적용되기 어렵다. 따라서 새로이 통신에 사용되는 주파수 대역에 적합한 통신 기술의 도입이 요구된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 양상으로, 무선 통신 시스템에서 전송장치가 정보를 전송하는 방법이 제공된다. 상기 방법은: 크기 N인 폴라 코드의 N개 입력 비트 위치들 중 일부에 특정 비트 할당 시퀀스에 따라 D-비트 정보와 X-비트의 사용자기기 ID(user equipment ID, UE ID)를 포함하는 입력 비트들을 입력; 및 상기 폴라 코드를 이용하여 상기 입력 비트들을 인코딩; 인코딩된 출력 시퀀스를 전송하는 것을 포함한다.
본 발명의 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 정보를 전송하는 전송장치가 제공된다. 상기 전송장치는 무선 주파수(radio frequency, RF) 유닛, 및 상기 RF 유닛을 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하여 구성된다. 상기 프로세서는: 크기 N인 폴라 코드의 N개 입력 비트 위치들 중 일부에 특정 비트 할당 시퀀스에 따라 D-비트 정보와 X-비트의 사용자기기 ID(user equipment ID, UE ID)를 포함하는 입력 비트들을 입력; 및 상기 폴라 코드를 이용하여 상기 입력 비트들을 인코딩; 인코딩된 출력 시퀀스를 전송하도록 상기 RF 유닛을 제어하도록 구성될 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 N개 입력 비트 위치들은 정보 비트 위치들과 프로즌 비트 위치들로 구분될 수 있다. 상기 정보 비트 위치들은 상기 N개 입력 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 D개 입력 비트 위치들일 수 있다. 상기 UE ID는 상기 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 입력 위치(들)에 입력될 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 UE ID는 상기 정보 비트 위치들 중 X개 정보 비트 위치들에 입력될 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 정보 비트 위치들 중 상기 UE ID가 입력된 상기 X개 정보 비트 위치들을 제외한 나머지 정보 비트 위치들에 상기 D-비트 정보 중 일부가 입력되며 상기 D-비트 정보 중 나머지 정보 비트(들)은 상기 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 프로즌 비트 위치(들)에 입력될 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 나머지 정보 비트(들)은 상기 D-비트 정보 중 상기 UE ID가 입력된 정보 비트 위치들에 해당하는 정보 비트(들)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 나머지 정보 비트(들)은 상기 D-비트 정보의 끝 부분에 위치한 정보 비트(들)일 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 UE ID는 상기 전송장치의 UE ID인 혹은 상기 D-비트 정보의 목적지인 수신장치의 UE ID일 수 있다.
상기 과제 해결방법들은 본 발명의 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 의하면, 무선 통신 신호가 효율적으로 전송/수신될 수 있다. 이에 따라, 무선 통신 시스템의 전체 처리량(throughput)이 높아질 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 의하면 사용자기기와 기지국이 통신 과정에서 발생하는 딜레이/지연이 낮아질 수 있다.
또한 스마트기기의 발달에 따라 적은 양의 데이터를 효율적으로 전송/수신 혹은 낮은 빈도로 발생하는 데이터를 효율적으로 전송/수신될 수 있다.
또한 무선 통신 시스템에서 신호가 효율적으로, 그리고 낮은 오류율로, 전송/수신될 수 있다.
본 발명에 따른 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과는 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 LTE/LTE-A 시스템에서 수송 블록(transport block)의 처리 과정을 예시한 것이다.
도 2는 인코딩된 코드 블록의 시스터매틱 부분과 패리티 부분을 분리하여 레이트 매칭을 수행하는 것을 나타내는 블록도이다.
도 3은 순환 버퍼의 내부(internal structure)를 도시한 것이다.
도 4는 폴라 코드 인코더를 위한 블록도이다.
도 5는 채널 양극화를 위한 채널 컴바이닝과 채널 스플리팅의 개념을 예시한 것이다
도 6은 폴라 코드를 위한 N-번째 레벨 채널 컴바이닝을 예시한 것이다.
도 7은 리스트-L 디코딩 과정에서 디코딩 경로(path)들의 진화(evolution)을 예시한 것이다.
도 8은 폴라 코드에서 정보 비트(들)이 할당될 위치(들)을 선택하는 개념을 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 9는 본 발명에 따른 펑처링 및 정보 비트 할당을 예시한 것이다.
도 10은 오탐지율(false alarm ratio, FAR) 개선을 위한 본 발명의 폴라 인코딩 과정과 폴라 디코딩 과정을 예시한 것이다.
도 11은 본 발명에 따른 폴라 인코딩/디코딩에 대한 블록 오류 비율(block error ratio, BLER) 성능과 조기 종결 확률을 예시한 것이다.
도 12는 본 발명의 유보 혹은 알려진 비트(들)가 포함된 시퀀스들을 예시한 것이다.
도 13은 본 발명을 수행하는 전송장치(10) 및 수신장치(20)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
이하에서 설명되는 기법(technique) 및 장치, 시스템은 다양한 무선 다중 접속 시스템에 적용될 수 있다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multipleaccess) 시스템, FDMA(frequency division multipleaccess) 시스템, TDMA(time division multipleaccess) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multipleaccess) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multipleaccess) 시스템, MC-FDMA(multi carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다. CDMA는 UTRA (Universal Terrestrial Radio Access) 또는 CDMA2000과 같은 무선 기술(technology)에서 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communication), GPRS(General Packet Radio Service), EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution) (i.e., GERAN) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11(WiFi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE802-20, E-UTRA(evolved-UTRA) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)의 일부이며, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 이용하는 E-UMTS의 일부이다. 3GPP LTE는 하향링크(downlink, DL)에서는 OFDMA를 채택하고, 상향링크(uplink,UL)에서는 SC-FDMA를 채택하고 있다. LTE-A(LTE-advanced)는 3GPP LTE의 진화된 형태이다. 설명의 편의를 위하여, 이하에서는 본 발명이 3GPP 기반 통신 시스템, 예를 들어, LTE/LTE-A, NR에 적용되는 경우를 가정하여 설명한다. 그러나 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명이 이동통신 시스템이 3GPP LTE/LTE-A/NR 시스템에 대응하는 이동통신 시스템을 기초로 설명되더라도, 3GPP LTE/LTE-A/NR에 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동 통신 시스템에도 적용 가능하다.
후술하는 본 발명의 실시예들에서 "가정한다"는 표현은 채널을 전송하는 주체가 해당 "가정"에 부합하도록 상기 채널을 전송함을 의미할 수 있다. 상기 채널을 수신하는 주체는 상기 채널이 해당 "가정"에 부합하도록 전송되었다는 전제 하에, 해당 "가정"에 부합하는 형태로 상기 채널을 수신 혹은 복호하는 것임을 의미할 수 있다.
본 발명에 있어서, UE는 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, 기지국(base station, BS)과 통신하여 사용자데이터 및/또는 각종 제어정보를 송수신하는 각종 기기들이 이에 속한다. UE는 (Terminal Equipment), MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscribe Station), 무선기기(wireless device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등으로 불릴 수 있다. 또한, 본 발명에 있어서, BS는 일반적으로 UE 및/또는 다른 BS와 통신하는 고정국(fixed station)을 말하며, UE 및 타 BS와 통신하여 각종 데이터 및 제어정보를 교환한다. BS는 ABS(Advanced Base Station), NB(Node-B), eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 접속 포인트(Access Point), PS(Processing Server) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 특히, UTRAN의 기지국은 Node-B로, E-UTRAN의 기지국은 eNB로, 새로운 무선 접속 기술 네트워크(new radio access technology network)의 기지국은 gNB로 불린다. 이하에서는 설명의 편의를 위해, BS를 eNB로 통칭한다.
본 발명에서 노드(node)라 함은 UE와 통신하여 무선 신호를 전송/수신할 수 있는 고정된 지점(point)을 말한다. 다양한 형태의 eNB 들이 그 명칭에 관계없이 노드로서 이용될 수 있다. 예를 들어, BS, NB, eNB, 피코-셀 eNB(PeNB), 홈 eNB(HeNB), 릴레이(relay), 리피터(repeater) 등이 노드가 될 수 있다. 또한, 노드는 eNB 가 아니어도 될 수 있다. 예를 들어, 무선 리모트 헤드(radio remote head, RRH), 무선 리모트 유닛(radio remote unit, RRU)가 될 수 있다. RRH, RRU 등은 일반적으로 eNB의 전력 레벨(power level) 더욱 낮은 전력 레벨을 갖는다. RRH 혹은 RRU 이하, RRH/RRU)는 일반적으로 광 케이블 등의 전용 회선(dedicated line)으로 eNB에 연결되어 있기 때문에, 일반적으로 무선 회선으로 연결된 eNB 들에 의한 협력 통신에 비해, RRH/RRU 와 eNB에 의한 협력 통신이 원활하게 수행될 수 있다. 일 노드에는 최소 하나의 안테나가 설치된다. 상기 안테나는 물리 안테나를 의미할 수도 있으며, 안테나 포트, 가상 안테나, 또는 안테나 그룹을 의미할 수도 있다. 노드는 포인트(point)라고 불리기도 한다.
본 발명에서 셀(cell)이라 함은 하나 이상의 노드가 통신 서비스를 제공하는 일정 지리적 영역을 말한다. 따라서, 본 발명에서 특정 셀과 통신한다고 함은 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 eNB 혹은 노드와 통신하는 것을 의미할 수 있다. 또한, 특정 셀의 하향링크/상향링크 신호는 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 eNB 혹은 노드로부터의/로의 하향링크/상향링크 신호를 의미한다. UE에게 상/하향링크 통신 서비스를 제공하는 셀을 특히 서빙 셀(serving cell)이라고 한다. 또한, 특정 셀의 채널 상태/품질은 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 eNB 혹은 노드와 UE 사이에 형성된 채널 혹은 통신 링크의 채널 상태/품질을 의미한다. 3GPP 기반 통신 시스템에서, UE는 특정 노드로부터의 하향링크 채널 상태를 상기 특정 노드의 안테나 포트(들)이 상기 특정 노드에 할당된 CRS (Cell-specific Reference Signal) 자원 상에서 전송되는 CRS(들) 및/또는 CSI-RS(Channel State Information Reference Signal) 자원 상에서 전송하는 CSI-RS(들)을 이용하여 측정할 수 있다.
한편, 3GPP 기반 통신 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용하고 있는데, 무선 자원과 연관된 셀(cell)은 지리적 영역의 셀(cell)과 구분된다.
지리적 영역의 "셀"은 노드가 반송파를 이용하여 서비스를 제공할 수 있는 커버리지(coverage)라고 이해될 수 있으며, 무선 자원의 "셀"은 상기 반송파에 의해 설정(configure)되는 주파수 범위인 대역폭(bandwidth, BW)와 연관된다. 노드가 유효한 신호를 전송할 수 있는 범위인 하향링크 커버리지와 UE로부터 유효한 신호를 수신할 수 있는 범위인 상향링크 커버리지는 해당 신호를 나르는 반송파에 의해 의존하므로 노드의 커버리지는 상기 노드가 사용하는 무선 자원의 "셀"의 커버리지와 연관되기도 한다. 따라서 "셀"이라는 용어는 때로는 노드에 의한 서비스의 커버리지를, 때로는 무선 자원을, 때로는 상기 무선 자원을 이용한 신호가 유효한 세기로 도달할 수 있는 범위를 의미하는 데 사용될 수 있다.
한편, 3GPP 통신 표준은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용한다. 무선 자원과 연관된 "셀"이라 함은 하향링크 자원(DL resources)와 상향링크 자원(UL resources)의 조합, 즉, DL 컴포턴트 반송파(component carrier, CC) 와 UL CC의 조합으로 정의된다. 셀은 DL 자원 단독, 또는 DL 자원과 UL 자원의 조합으로 설정될(configured) 수 있다. 반송파 집성이 지원되는 경우, DL 자원(또는, DL CC)의 반송파 주파수(carrier frequency)와 UL 자원(또는, UL CC)의 반송파 주파수(carrier frequency) 사이의 링키지(linkage)는 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어, 시스템 정보 블록 타입 2(System Information Block Type2, SIB2) 링키지(linkage)에 의해서 DL 자원과 UL 자원의 조합이 지시될 수 있다. 여기서, 반송파 주파수라 함은 각 셀 혹은 CC의 중심 주파수(center frequency)를 의미한다. 이하에서는 1차 주파수(primary frequency) 상에서 동작하는 셀을 1차 셀(primary cell, Pcell) 혹은 PCC로 지칭하고, 2차 주파수(Secondary frequency)(또는 SCC) 상에서 동작하는 셀을 2차 셀(secondary cell, Scell) 혹은 SCC로 칭한다. 하향링크에서 Pcell에 대응하는 반송파는 하향링크 1차 CC(DL PCC)라고 하며, 상향링크에서 Pcell에 대응하는 반송파는 UL 1차 CC(DL PCC)라고 한다. Scell이라 함은 RRC(Radio Resource Control) 연결 개설(connection establishment)이 이루어진 이후에 설정 가능하고 추가적인 무선 자원을 제공을 위해 사용될 수 있는 셀을 의미한다. UE의 성능(capabilities)에 따라, Scell이 Pcell과 함께, 상기 UE를 위한 서빙 셀의 모음(set)을 형성할 수 있다. 하향링크에서 Scell에 대응하는 반송파는 DL 2차 CC(DL SCC)라 하며, 상향링크에서 상기 Scell에 대응하는 반송파는 UL 2차 CC(UL SCC)라 한다. RRC_CONNECTED 상태에 있지만 반송파 집성이 설정되지 않았거나 반송파 집성을 지원하지 않는 UE의 경우, Pcell로만 설정된 서빙 셀이 단 하나 존재한다.
3GPP 기반 통신 표준은 상위 계층으로부터 기원한 정보를 나르는 자원 요소들에 대응하는 하향링크 물리 채널들과, 물리 계층에 의해 사용되나 상위 계층으로부터 기원하는 정보를 나르지 않는 자원 요소들에 대응하는 하향링크 물리 신호들을 정의된다. 예를 들어, 물리 하향링크 공유 채널(physical downlink shared channel, PDSCH), 물리 브로드캐스트 채널(physical broadcast channel, PBCH), 물리 멀티캐스트 채널(physical multicastchannel, PMCH), 물리 제어 포맷 지시자 채널(physical control format indicator channel, PCFICH), 물리 하향링크 제어 채널(physical downlink control channel, PDCCH) 및 물리 하이브리드 ARQ 지시자 채널(physical hybrid ARQ indicator channel, PHICH)들이 하향링크 물리 채널들로서 정의되어 있으며, 참조 신호와 동기 신호가 하향링크 물리 신호들로서 정의되어 있다. 파일럿(pilot)이라고도 지칭되는 참조 신호(reference signal, RS)는 eNB와 UE가 서로 알고 있는 기정의된 특별한 파형의 신호를 의미하는데, 예를 들어, 셀 특정적 RS(cell specific RS), UE-특정적 RS(UE-specific RS, UE-RS), 포지셔닝 RS(positioning RS, PRS) 및 채널 상태 정보 RS(channel state information RS, CSI-RS)가 하향링크 참조 신호로서 정의된다. 3GPP 기반 통신 표준은 상위 계층으로부터 기원한 정보를 나르는 자원 요소들에 대응하는 상향링크 물리 채널들과, 물리 계층에 의해 사용되나 상위 계층으로부터 기원하는 정보를 나르지 않는 자원 요소들에 대응하는 상향링크 물리 신호들을 정의하고 있다. 예를 들어, 물리 상향링크 공유 채널(physical uplink shared channel, PUSCH), 물리 상향링크 제어 채널(physical uplink control channel, PUCCH), 물리 임의 접속 채널(physical random access channel, PRACH)가 상향링크 물리 채널로서 정의되며, 상향링크 제어/데이터 신호를 위한 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS)와 상향링크 채널 측정에 사용되는 사운딩 참조 신호(sounding reference signal, SRS)가 정의된다.
본 발명에서 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)/PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel)/PHICH((Physical Hybrid automaticretransmit request Indicator CHannel)/PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)은 각각 DCI(Downlink Control Information)/CFI(Control Format Indicator)/하향링크 ACK/NACK(ACKnowlegement/Negative ACK)/하향링크 데이터를 나르는 시간-주파수 자원의 집합 혹은 자원요소의 집합을 의미한다. 또한, PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)/PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)/PRACH(Physical Random Access CHannel)는 각각 UCI(Uplink Control Information)/상향링크 데이터/랜덤 엑세스 신호를 나르는 시간-주파수 자원의 집합 혹은 자원요소의 집합을 의미한다. 본 발명에서는, 특히, PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH에 할당되거나 이에 속한 시간-주파수 자원 혹은 자원요소(Resource Element, RE)를 각각 PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH RE 또는 PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH 자원이라고 칭한다. 이하에서 사용자기기가 PUCCH/PUSCH/PRACH를 전송한다는 표현은, 각각, PUSCH/PUCCH/PRACH 상에서 혹은 통해서 상향링크 제어정보/상향링크 데이터/랜덤 엑세스 신호를 전송한다는 것과 동일한 의미로 사용된다. 또한, eNB 가 PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH를 전송한다는 표현은, 각각, PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH 상에서 혹은 통해서 하향링크 데이터/제어정보를 전송한다는 것과 동일한 의미로 사용된다.
본 발명에서 사용되는 용어 및 기술 중 구체적으로 설명되지 않은 용어 및 기술에 대해서는 3GPP LTE/LTE-A 표준 문서, 예를 들어, 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321 및 3GPP TS 36.331 등과, 3GPP NR 표준 문서, 예를 들어, 3GPP TS 38.xxx를 참조할 수 있다. 아울러, 폴라 코드와 폴라 코드를 이용한 인코딩 및 디코딩에 관한 원리는 'E. Arikan, "Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels," in IEEE Transactions on Information Theory, vol. 55, no. 7, pp. 3051-3073, July2009)'를 참조할 수 있다.
더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 무선 접속 기술(radio access technology, RAT)에 비해 향상된 모바일 브로드밴드 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브(massive) MTC 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 아울러 신뢰성(reliability) 및 지연(latency)에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이 진보된 모바일 브로드밴드 통신, 매시브 MTC, URLLC(Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있다. 현재 3GPP에서는 EPC 이후의 차세대 이동 통신 시스템에 대한 스터디를 진행 중에 있다. 본 발명에서는 편의상 해당 기술을 새 RAT (new RAT, NR) 혹은 5G RAT라고 칭한다.
NR 통신 시스템은, 데이터 레이트, 용량(capacity), 지연(latency), 에너지 소비 및 비용 면에서, 기존 4세대(4G) 시스템보다 상당히 나은 성능을 지원할 것이 요구된다. 따라서, NR 시스템은 대역폭, 스펙트럴, 에너지, 시그널링 효율, 및 비트당 비용(cost)의 영역에서 상당한 진보를 이룰 필요가 있다. NR은 이러한 요구를 충족시키기 위해 효율적 파형(waveform)을 활용할 필요가 있다.
도 1은 LTE/LTE-A 시스템에서 수송 블록(transport block)의 처리 과정을 예시한 것이다.
채널에서 겪는 오류를 수신단에서 정정해주기 위해서 전송단에서 보내는 정보를 오류정정부호(forward error correction code)를 사용하여 부호화(coding)를 한 후 전송하게 된다. 수신단에서는 수신신호를 복조(demodulation)한 후 오류정정부호의 복호(decoding)화 과정을 거친 후 전송 정보를 복원하게 된다. 이러한 복호화 과정에서, 채널에 의해서 생긴 수신신호상의 오류를 정정하게 된다.
데이터가 DL/UL 셀별로 매 TTI마다 최대 2개 수송 블록의 행태로 코딩 블록에 도달한다. 다음의 코딩 단계들이 DL/UL 셀의 각 수송 블록에 대해 적용될 수 있다:
- 수송 블록에 CRC 부가(add);
- 코드 블록 세그멘트화(segmentation) 및 코드 블록 CRC 부착(attachment);
- 채널 코딩;
- 레이트 매칭;
- 코드 블록 연접(concatenation).
오류정정부호는 다양한 종류가 가능하지만, 기존 LTE/LTE-A 시스템에서는 주로 터보(Turbo) 코드가 사용되었다. 터보 코드는 리커시브 시스터매틱 컨볼루션 인코더(recursive systematic convolution encoder)와 인터리버(interleaver)로 구성된다. 터보 코드의 실제 구현 시에 병렬 복호화를 용이하게 하기 위한 인터리버가 있는데 이의 일종이 QPP(quadratic polynomial permutation)이다. 이와 같은 QPP 인터리버는 특정의 데이터 블록 크기에만 좋은 성능을 유지한다고 알려져 있다. 터보 코드의 성능은 데이터 블록 크기가 증가할수록 좋은 것으로 알려져 있는데, 실제 통신 시스템에서는 실제 구현의 편리함을 위하여 일정 크기 이상의 데이터 블록의 경우 여러 개의 작은 데이터 블록으로 나누어 인코딩을 수행하게 된다. 나누어진 작은 데이터 블록을 코드 블록이라 부른다. 코드 블록은 일반적으로 같은 크기를 갖게 되지만, QPP 인터리버의 크기 제한 때문에 여러 개의 코드 블록들 중 하나의 코드 블록은 다른 크기를 가질 수도 있다. 정해진 인터리버 크기의 코드 블록 단위로 오류정정부호화 과정을 거친 후 무선 채널로 전송 시 발생하는 버스트(burst)오류의 영향을 줄이기 위해 인터리빙이 수행된다. 그리고, 실제 무선 자원에 매핑되어 전송된다. 실제 전송시 사용되는 무선 자원의 양이 일정하기 때문에 이에 맞추기 위해서는 인코딩된 코드 블록에 대하여 레이트 매칭이 수행되어야 한다. 일반적으로 레이트 매칭은 펑처링이나 반복(repetition)으로 이루어진다. 예를 들어, 무선 자원의 양, 즉, 해당 무선 자원에 의해 전송될 수 있는 전송 비트 수가 M이고, 코딩된 비트 시퀀스, 즉, 인코더의 출력 비트 수가 N이라 하면, M과 N이 다를 경우, 상기 코딩된 비트 시퀀스의 길이를 조절하여 M과 맞추기 위한 레이트 매칭이 수행된다. M>N이면, 레이트 매칭된 시퀀스의 길이가 M과 같아지도록, 코딩된 비트 시퀀스의 비트들 중 전부 혹은 일부가 반복된다. M<N이면, 레이트 매칭된 시퀀스의 길이가 M과 같아지도록, 코딩된 비트 시퀀스의 비트들 중 일부가 펑처링되며, 펑처링된 비트는 전송에서 제외된다.
즉, LTE/LTE-A 시스템에서는 특정 코드 레이트(예, 1/3)을 지니는 채널 코딩을 사용하여 전송할 데이터를 인커딩한 후, 펑처링과 반복으로 이루어진 레이트 매칭 과정을 통해 전송할 데이터의 코드 레이트를 조절하게 된다. LTE/LTE-A에서의 채널 코드로 터보 코드를 사용하였을 경우, 도 1과 같은 수송 채널 처리 과정 중 각 코드 블록을 채널 코딩 및 레이트 매칭하는 과정을 도식화 하면 도 2와 같다.
도 2는 인코딩된 코드 블록의 시스터매틱 부분과 패리티 부분을 분리하여 레이트 매칭을 수행하는 것을 나타내는 블록도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, LTE/LTE 터보 인코더의 머더(mother) 코드 레이트는 1/3이다. 다른 코드 레이트를 얻기 위해서는, 필요하면, 반복 혹은 펑처링이 수행되어야 하며, 이들은 레이트 매칭 모듈에 의해 행해진다. 상기 레이트 매칭 모듈은 상기 터버 인코더의 3개 출력 스트림들에 대한 3개의 소위(so-called) 서브-블록 인터리버들과, 순환(circular) 버퍼에 의해 실현(realize)되는, 비트 선택 및 프루닝(pruning) 부분(part)으로 이루어진다. 상기 서브-블록 인터리버는 32개 행들 및 길이-32 인트라-열 퍼뮤테이션을 가진 클래식 행(row)-열(column) 인터리버를 기반으로 한다. 상기 3개 스트림들 각각의 비트들은 행-by-행씩 32개 열들을 가진 행렬(행의 개수는 스트림 크기에 의존)로 적혀진다(written). 상기 행렬을 완전히 채우기 위해 더미 비트들이 각 스트림의 앞쪽에 패딩된다. 열 퍼뮤테이션 후에는 비트들이 열-by-열로 상기 행렬로부터 읽혀진다.
도 3은 순환 버퍼의 내부(internal structure)를 도시한 것이다.
순환 버퍼는 머더 코드의 펑처링 및 반복을 가능하게 하는, 레이트 매칭 모듈의 가장 중요한 부분(part)이다. 도 2를 참조하면, 인터리빙된 시스터매틱 비트들은, 상기 순환 버퍼의 시작(beginning)에 상기 인터리빙된 시스터매틱 비트 스트림들의 첫 번째 비트를 두고, 차례차례(in sequence) 상기 순환 버퍼로 적혀진다. 인터리빙 및 인터레이스된 패리티 비트 스트림들은, 상기 인터리빙된 시스터매틱 비트 스트림의 마지막 비트 다음에 해당 스트림의 첫 비트를 두고, 차례차례 상기 순환 버퍼에 적혀진다. 코딩된 비트들은 (코드 레이트에 따라) 상기 순환 버퍼 내 리던던시 버전(redundancy version, RV) 포인트들에 의해 특정되는 어떤(certain) 시작 포인트로부터 연속적으로(serially) 읽혀진다. 상기 순환 버퍼의 끝(end)에 다다르고 더 많은 코딩된 비트들이 전송을 위해 필요하면 (예, 1/3보다 작은 코드 레이트의 경우), 전송장치는 랩 어라운드 하며 상기 순환 버퍼의 시작에서 계속(continue)한다.
하이브리드 ARQ를 나타내는 HARQ는 오류가 있다고 검출된 패킷들의 재전송에 기초한 오류 정정 메커니즘이다. 전송된 패킷은 수신장치에 어떤(certain) 전파(propagation) 딜레이 후에 도착한다. 상기 수신장치는 오류-없는(error-free) 전송의 경우에는 ACK을 생산(produce)며, 오류가 검출되면 NACK을 생산한다. 상기 ACK/NACK은 얼마간의 프로세싱 시간 후에 생산되어 상기 전송장치에 보내지고, 전파 딜레이 후에 상기 전송장치에 도달한다. NACK이 경우, 상기 전송장치에서 어떤 프로세싱 딜레이 후에, 원하는(desired) 패킷이 다시 보내질 것이다. 상기 순환 버퍼로부터 읽혀져 각 재전송에서 보내지는 비트들은 다르며 RV의 위치에 의존한다. 비트들이 상기 순환 버퍼로부터 읽혀지는 시작 포인트의 위치를 정의하는 4개 RV들(0, 1, 2, 3)이 있다. 도 3을 참조하면, 재전송 횟수가 진행(progressing)함에 따라 RV가 커지며 따라서 더 적은 시스터매틱 비트들과 더 많은 패리티 비트들이 재전송을 위해 순환 버퍼로부터 읽혀진다.
NR은 현재 4G보다 더 나은 속도 및 커버리지를 제공하며, 높은 주파수 대역에서 동작하고, 수십 개의 연결들에 대해 1 Gb/s까지의 속도 혹은 수만 개의 연결들에 대해 수십 Mb/s까지의 속도를 제공할 것이 요구된다. 이러한 NR 시스템의 요구사항을 충족시키기 위해서는 기존 코딩 방식보다 진보된 코딩 방식의 도입이 논의되고 있다. 데이터 통신은 불완전환 채널 환경에서 일어나기 때문에, 채널 코딩은 빠르면서 오류에 자유로운 통신을 위한 보다 높은 데이터 레이트를 이루는 데 중요한 역할을 한다. 선택된 채널 코드는 특정 범위의 블록 길이들 및 코드 레이트들에서 뛰어난 블록 오류 비율(block error ratio, BLER) 성능을 가져야 한다. 여기서, BLER은 보내진 블록들의 총 개수에 대한 오류 있는(erroneous) 수신 블록들의 개수의 비로서 정의된다. NR에서는 낮은 계산 복잡도(complexity), 낮은 지연, 낮은 비용(cost) 및 더 높은 유연성(flexibility)가 코딩 방식으로 요구된다. 나아가 비트당 감소된 에너지(reduced energy per bit)와 개선된(improved) 영역 효율(efficiency)이 더 높은 데이터 레이트를 지원하기 위해 요구된다. eMBB, 매시브 IoT, URLLC 등이 NR 네트워크의 사용 예들일 것으로 여겨지고 있다. eMBB는 풍부한(rich) 미디어 어플리케이션들, 클라우드 저장소(storage) 및 어플리케이션들, 그리고 엔터테인먼트를 위한 증강 현실(augmented reality)를 가능하게 하기 위해 높은 데이터 레이트를 갖는 인터넷 접속을 커버한다. 매시브 IoT 어플리케이션들은 스마트 홈들/빌딩들, 리모트 건강 모니터링, 및 물류(logistics) 트랙킹 등을 위한 밀집한(dense) 센서 네트워크들을 포함한다. URLLC는 산업 자동화, 무인 자동차들, 리모트 수술, 및 스마트 그리드들과 같은 초-고 신뢰성 및 낮은 지연을 요구하는 중요한 어플리케이션들을 커버한다.
큰 블록 길이들에서 높은 용량 성능을 갖는 많은 코딩 방식들이 이용가능하지만, 이들 중 대다수가 넓은 범위의 블록 길이들 및 코드 레이트들에 걸쳐 좋은 성능을 일정하게 보여주지는 못한다. 그러나, 터보 코드, 저밀도 패리티 체크 (low density parity check, LDPC) 코드 및 폴라 코드는 넓은 범위의 코딩 레이트들 및 코드 길이들에서 기대되는(promising) BLER 성능을 보여주고 있으며, 이에 따라 NR 시스템을 위한 사용이 고려되고 있다. eMBB, 매시브 IoT 및 URLLC와 같은 다양한 경우들에 대한 요구가 증가함에 따라 터보 코드들보다 더 강한 채널 코딩 효율성을 제공하는 코딩 방식에 대한 요구가 있다. 또한, 채널이 현재 수용할 수 있는 가입자의 최대 수 면에서의 증가, 즉, 용량 면에서의 증가도 요구되고 있다.
폴라 코드는, 기존 채널 코드들의 문제점을 해결할 수 있는 새로운 프레임워크를 제공하는 코드로서, Bikent 대학의 Arikan에 의해 발명되었다(참고: E. Arikan, "Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels," in IEEE Transactions on Information Theory, vol. 55, no. 7, pp. 3051-3073, July2009). 폴라 코드는 낮은 인코딩 및 디코딩 복잡도를 갖는, 수학적으로 증명된, 첫 용량-수용(capacity-achieving) 코드이다. 폴라 코드는 아무런 오류 흐름이 존재하지 않으면서 큰 블록 길이들에서 터보 코드의 성능을 능가한다. 이하, 폴라 코드를 이용한 채널 코딩을 폴라 코딩이라고 칭한다.
폴라 코드들은 주어진 이진 이산 무기억 채널(binary discrete memoryless channel)에서 채널 용량을 이룰(achieve) 수 코드로 알려져 있다. 이는 블록 크기가 충분히 클 때만 이루어질 수 있다. 즉, 폴라 코드는 코드의 크기 N을 무한히 크게 하면 채널 용량을 이룰 수 있는 코드이다. 폴라 코드들은 인코딩 및 디코딩의 복잡도가 적으며 성공적으로 디코딩될 수 있다. 폴라 코드는 선형 블록 오류 정정 코드의 일종이며, 회귀적인(recursive) 다수의 연접(concatenation)이 폴라 코드를 위한 기본 빌딩 블록이며, 코드 구성(code construction)을 위한 기초이다. 물리 채널들을 가상 채널들로 변환하는 채널의 물리적 변환이 일어나며, 이러한 변환은 회귀적인 다수의 연접을 기반으로 한다. 다수의 채널들이 곱해지고 누적되면, 상기 채널들의 대부분은 좋아지거나 아니면 나빠지게 되며, 폴라 코드 배후에 있는 이 아이디어는 좋은 채널들을 사용하는 것이다. 예를 들어, 좋은 채널들을 통해 레이트 1로 데이터를 보내고, 나쁜 채널들을 통해 레이트 0으로 보내는 것이다. 즉, 채널 양극화를 통해 채널들은 일반(normal) 상태로부터 양극화(polarize)된 상태로 들어가게 된다.
도 4는 폴라 코드 인코더를 위한 블록도이다.
도 4(a)는 폴라 코드의 기본(base) 모듈을 나타낸 것으로, 특히 폴라 코딩을 위한 첫 번째 레벨 채널 컴바이닝을 예시한 도면이다. 도 4(a)에서 W2는 이진 이산 무기억 채널(B-DMC), W, 2개를 컴바이닝하여 얻어진 전체 등가(equivalent) 채널을 의미한다. 여기서, u1, u2는 이진-입력 소스 비트들이며, y1, y2는 출력 코딩된 비트(output coded bit)들이다. 채널 컴바이닝(channel combining)은 B-DMC 채널을 병렬적으로(parallel) 연접하는 과정이다.
도 4(b)은 상기 기본 모듈에 대한 기본 행렬 F를 나타낸 것으로, 기본 행렬 F로의 이진-입력 소스 비트들 u1, u2과 해당 출력 x1, x2는 다음의 관계를 갖는다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000001
채널 W2는 최고 레이트인 대칭 용량 I(W)를 이룰 수 있다. B-DMC W에서 대칭 용량은 중요한 파라미터로서, 상기 대칭 용량은 레이트의 측정을 위해 사용되며, 신뢰할 수 있는 통신이 상기 채널 W를 걸쳐 일어날 수 있는 최고 레이트이다. B-DMC는 다음과 같이 정의될 수 있다.
주어진 B-DMC W의 N개 독립(independent) 카피들로부터 N개 이진 입력 채널들의 두 번째 세트를 합성(synthesize) 혹은 생성(create)하는 것이 가능하며, 상기 채널들은 속성(property)들 {WN (i): 1≤i≤N}을 갖는다. N이 커지면, 채널들의 일부는 1에 가까운 용량을 갖는 채널이 되고, 나머지는 0에 가까운 용량을 갖는 채널이 되는 경향이 있다. 이를 채널 양극화(polarization)라고 한다. 다시 말해 채널 양극화는 주어진 B-DMC W의 N개 독립 카피들을 사용하여 두 번째 세트의 N개 채널들 {WN (i): 1≤i≤N}을 생성하는 프로세스이며, 채널 양극화 효과는 N이 커지면 모든 대칭 용량 항들(terms) {I(WN (i))}이 인덱스들 i의 사라지는(vanishing) 부분(fraction)을 제외하고 모두 0 또는 1이 되는 경향을 의미한다. 다시 말해, 폴라 코드들에서 채널 양극화 뒤에 있는 개념은 I(W)의 대칭적(symmetric) 용량을 갖는 채널(예, additive white Gaussian noise channel)의 N개 카피(copy)들(즉, N개 전송들)을 1 또는 0에 가까운(close) 용량의 극단적(extreme) 채널들로 변환(transform)하는 것이다. N개의 채널들 중에서 I(W) 부분(fraction)은 완벽한(perfect) 채널들이 될 것이고 1-I(W) 부분은 완전히 잡음 채널들이 될 것이다. 그리고 나서 정보 비트들은 좋은 채널들을 통해서만 보내지고, 다른 채널들로의 입력들은 1 또는 0으로 프로즌된다. 채널 양극화의 양은 블록 길이와 함께 증가한다. 채널 양극화는 2가지 국면(phase)로 구성된다: 채널 컴바이닝 국면 및 채널 스플리팅 국면.
도 5는 채널 양극화를 위한 채널 컴바이닝과 채널 스플리팅의 개념을 예시한 것이다. 도 5에 예시된 바와 같이 원본 채널 W의 N개 카피들을 적절히 컴바이닝하여 벡터 채널 Wvec을 만든 후 양극화된 새로운 채널들로 스플리팅하면, 충분히 큰 N의 경우, 상기 양극화된 새로운 채널들은 각각 채널 용량 C(W)=1과 C(W)=0으로 구분된다. 이 경우, 채널 용량 C(W))=1인 채널을 통과하는 비트는 오류 없이 전송 가능하므로 채널 용량 C(W)=1인 채널로는 정보 비트를 전송하고, 채널 용량 C(W)=1인 채널을 통과하는 비트는 정보 전송이 불가능하므로 의미 없는 비트인 프로즌 비트를 전송하는 것이 좋다.
도 5를 참조하면, 주어진 B-DMC W의 카피들을 회귀적 방식으로 컴바이닝하여, WN: XN→YN에 의해 주어지는 벡터 채널 Wvec이 출력될 수 있다. 여기서 N=2n이며 n은 0보다 크거나 같은 정수이다. 회귀(recursion)은 항상 0번째 레벨에서 시작하며, W1 = W이다. n=1은 W1의 2개 독립 카피들이 함께 컴바이닝하는 첫 번째 레벨의 회귀를 의미한다. 상기 2개 카피들을 컴바이닝하면 채널 W2: X2→Y2이 얻어진다. 이 새로운 채널 W2의 전이 확률(transitional probability)은 다음 식에 의해 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000003
상기 채널 W2이 얻어지면, W2의 2개 카피들을 컴바이닝하여 채널 W4의 단일 카피가 얻어질 수 있다. 이러한 회귀는 다음 전이 확률을 갖는 W4: X4→Y4에 의해 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000004
도 5에서 GN은 크기 N인 생성기 행렬이다. G2는 도 4(b)에 도시된 기본 행렬 F에 해당한다. G4는 다음 행렬로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000005
여기서 ⓧ는 Kronecker 곱(product)이며, 모든 n1에 대해 Aⓧn = AⓧAⓧ(n- 1)이고, Aⓧ0 = 1이다.
도 5(b)의 GN으로의 입력 uN 1과 출력 xN 1의 관계는 xN 1 = uN 1GN로 표현될 수 있다. 여기서 xN 1 = {x1, ..., xN}, uN 1 = {u1, ..., uN}이다.
N개의 B-DMC들을 컴바이닝할 때, 각각의 B-DMC는 회귀적인 형태로 표현될 수 있다. 즉, GN은 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000006
여기서, N=2n, n1이고, Fⓧn = FⓧFⓧ(n- 1)이며, Fⓧ0 = 1이다. BN은 비트-리버설로서 알려진 퍼뮤테이션 행렬이며, BN = RN(I2ⓧBN / 2)로서 회귀적으로(recursively) 산출(compute)될 수 있다. I2는 2-차원(2-dimnsional) 단위(identity) 행렬이고, 이 회귀(recursion)는 B2=I2로 초기화된다. RN은 비트-리버설 인터리버이며, 입력 sN 1 = {s1, ..., sN}을 출력 xN 1 = {s1, s3,..., sN -1, s2, ..., sN}로 매핑하는 데 사용된다. RN은 먼저 기본-2 확장. 비트-리버설 인터리버는 전송단에 포함되지 않을 수도 있다. 수학식 6의 관계가 도 6에 도시된다.
도 6은 폴라 코드를 위한 N-번째 레벨 채널 컴바이닝을 예시한 것이다.
N개의 B-DMC W을 컴바이닝한 후 특정 입력에 대한 등가 채널(equivalent channel)을 정의하는 과정을 채널 스플리팅이라고 한다. 채널 스플리팅은 다음 수학과 같은 채널 전이 확률(channel transition probability)로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000007
채널 양극화는 다음과 같은 특성을 갖는다:
> Conservation: C(W-) + C(W+) = 2C(W),
> Extremization: C(W-) C(W) C(W+).
채널 컴바이닝과 채널 스플리팅을 거친 경우 다음과 같은 정리(theorem)를 얻을 수 있다.
* 정리(theorem): 임의(any) B-DMC W에 대해, 채널들 {WN (i)}은 다음과 같은 의미에서 양극화된다. 임의의 고정된 δ∈{0,1}에 대해, 2의 거듭제곱(power)을 통해 N이 무한대로 감에 따라, I(WN (i))∈(1-δ,1]인 인덱스들 i∈{1,...,N}의 부분(fraction)은 I(W)로 가며, I(WN (i))∈[0,δ)인 부분은 1-I(W)로 간다. 그러므로, N→∞면, 채널들은 완벽히 잡음이거나 아니면 잡음에 자유롭게 양극화되며, 이러한 채널들을 전송단에서 정확히 알 수 있다. 따라서, 나쁜 채널들을 고정하고 고딩되지 않은 비트들을 좋은 채널들 상에서 전송할 수 있다.
즉, 폴라 코드의 크기 N이 무한대가 되면, 채널은 특정 입력 비트(input bit)에 대해 잡음이 많거나 잡음이 없는 채널이 된다. 이는 특정 입력 비트에 대한 등가 채널의 용량이 0 또는 I(W)로 구분되는 것과 같은 의미이다.
폴라 인코더(polar encoder)의 입력(input)은 정보 데이터가 맵핑되는 비트 채널과 그렇지 않은 비트 채널로 구분된다. 앞서 설명한 바와 같이 폴라 코드의 이론에 따르면 폴라 코드의 코드워드가 무한대(infinity)로 갈수록 입력 비트 채널들이 잡음 없는 채널과 잡음 채널로 구분될 수 있다. 따라서, 잡음 없는 비트 채널에 정보를 할당하면, 채널 용량을 얻을 수 있다. 그러나, 실제로는 무한 길이의 코드워드를 구성할 수 없기 때문에 입력 비트 채널의 신뢰도를 계산하여 그 순서대로 데이터 비트를 할당한다. 본 발명에서 데이터 비트가 할당되는 비트 채널은 좋은 비트 채널이라고 칭한다. 좋은 비트 채널은 데이터 비트가 매핑되는 입력 비트 채널이라고 할 수 있다. 그리고, 데이터가 맵핑되지 않는 비트 채널을 프로즌 비트 채널이라 칭하고, 프로즌 비트 채널에는 알려진 값(예, 0)을 입력하여 인코딩이 수행된다. 전송단과 수신단에서 알고 있는 값이면 아무 값이나 프로즌 비트 채널에 매핑될 수 있다. 펑처링 또는 반복을 수행할 때, 좋은 비트 채널에 대한 정보가 활용될 수 있다. 예를 들어, 정보 비트에 할당되지 않는 입력 비트 위치에 해당되는 코드워드 비트(즉, 출력 비트) 위치가 펑처링될 수 있다.
폴라 코드의 디코딩 방식은 연속 소거(successive cancellation, SC) 디코딩 방식이다. SC 디코딩 방식은 채널 전이 확률을 구하여, 이를 입력 비트에 대한 라이클리후드 비율(likelihood ratio, LLR)을 계산하는 방식이다. 이때, 채널 전이 확률은 채널 컴바이닝과 채널 스플리팅 과정이 회귀적인(recursive) 형태로 이루어진 특성을 이용하면 회귀적인 형태로 계산될 수 있다. 따라서, 최종적으로 LLR 값도 회귀적인 형태로 계산할 수 있다. 우선 입력 비트 ui에 대한 채널 전이 확률 WN (i)(y1 N,u1 i-1|u1)는 다음과 같이 얻어질 수 있다. u1 i는 홀수 인덱스(odd index), 짝수 인덱스(even index)로 분리되어, u1,o i, u1,e i와 같이 표현될 수 있다. 채널 전이 확률은 다음 수학식들과 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000008
Figure PCTKR2018001980-appb-M000009
폴라 디코더는 정보를 검색(retrieve)하며, 상기 폴라 코드에 알려진 값들(예, 수신 비트들, 프로즌 비트들 등)을 가지고 uN 1의 추정치(estimate) u^N 1를 생성한다. LLR은 다음과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000010
LLR은 다음과 같이 회귀적으로 계산될 수 있다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000011
LLR들의 회귀적 계산은 LLR L(1) 1(yi) = W(yi|0)/W(yi|1)인 코드 길이 1로 역추적(trace back)된다. L(1) 1(yi)는 채널로부터 관찰된 소프트 정보이다.
폴라 인코더 및 SC 디코더의 복잡도는 폴라 코드의 길이 N에 따라 달라지는 데, O(NlogN)의 복잡도를 갖는다고 알려져 있다. 길이 N의 폴라 코드에서 K개의 입력 비트들을 가정할 때, 코딩 레이트는 N/K가 된다. 데이터 페이로드 크기 N의 폴라 인코더의 생성기 행렬을 GN이라 하면, 인코딩된 비트(encoded bit)는 xN 1 = uN 1GN와 같이 표현될 수 있으며, uN 1 중 K 개의 비트는 페이로드 비트에 해당하고 상기 페이로드 비트에 대응하는 GN의 행(row) 인덱스를 i라 하고, 나머지 N-K개의 비트에 대응하는 GN의 행 인덱스를 F라고 가정한다. 이와 같은 폴라 코드의 최소 거리는 dmin(C) = mini∈ I2wt(i)와 같이 주어질 수 있다. 여기서 wt(i)는 i의 이진 확장 내 1의 개수이며, i=0,1,...,N-1이다.
SC 리스트(SCL) 디코딩은 기본적(basic) SC 디코더의 확장이다. 이 종류의 디코더에서는 디코딩의 각 단계(stage)에서 L 디코딩 경로들이 동시에(simultaneously) 고려된다. 여기서 L은 정수이다. 다시 말해, 폴라 코드의 경우 리스트-L 디코딩 알고리즘은 디코딩 과정에서 L개의 경로를 동시에 추적하는 알고리즘이다.
도 7은 리스트-L 디코딩 과정에서 디코딩 경로들의 진화(evolution)을 예시한 것이다. 설명의 편의를 위해 결정되어야 하는 비트의 개수가 n이고, 모든 비트들이 프로즌되어 있지 않다고 가정한다. 리스트 크기 L = 4이면, 각 레벨은 아래방향으로 이어지는(continue) 경로들이 있는 노드를 많아야 4개 가진다. 이어지지 않는(discontinue) 경로들은 도 7에서 점선으로 표시된다. 도 7을 참조하여, 리스트-L 디코딩에서 디코딩 경로들이 진화하는 과정을 설명하면 다음과 같다. i) 리스트-L 디코딩이 시작하며, 첫 번째 프로즌되지 않은(unfrozen)비트는 0 아니면 1일 수 있다. ii) 리스트-L 디코딩이 계속된다. 두 번째 프로즌되지 않은 비트들은 0 아니면 1일 수 있다. 경로들의 개수가 L=4보다 많지 않으므로, 아직 가지치기(prune)를 할 필요가 없다. iii) 첫 번째 비트(즉, 첫 번째 레벨의 비트), 두 번째 비트(즉, 두 번째 레벨의 비트) 및 세 번째 비트(즉, 세 번째 레벨의 비트)에 대한 모든 옵션들을 고려하는 것은 8개 디코딩 경로를 초래하며, L=4이기 때문에 8개 디코딩 경로는 너무 많다. iv) 상기 8개 디코딩 경로를 L=4개의 유망한(promising) 경로들로 가지치기한다. v) 네 번째 프로즌되지 않은 비트의 2개 옵션들을 고려함으로써 4개의 활성(active) 경로들을 계속(continue)한다. 이 경우, 경로의 개수가 8개로 2배가 되며, L=4이므로 경로의 개수가 너무 많다. vi) 다시, L=4개의 최선(best) 경로들로 가지치기한다. 도 7의 예시에서는 4개 후보 코드워드들 0100, 0110, 0111 및 1111이 얻어지며, 이들 중 하나가 원본 코드워드와 가장 유사한 코드워드로서 결정된다. 일반적인 디코딩 과정에서와 마찬가지로, 예를 들어, 가지치기 과정 혹은 최종 코드워드를 결정하는 과정에서 LLR 절대 값의 합이 가장 큰 경로가 생존하는(survival) 경로로서 선택될 수 있다. CRC가 있는 경우, CRC를 통해 생존 경로가 선택될 수도 있다.
한편, CRC 보조(aided) SCL 디코딩은 CRC를 이용한 SCL 디코딩으로서, 폴라 코드의 성능을 개선한다. CRC는 정보 이론 및 코딩 분야에서 오류 검출 및 오류 정정에 가장 널리 사용되는 기법(technique)이다. 예를 들어, 오류 정정 인코더로의 입력 블록이 K 비트이고, 정보 비트의 길이가 k, CRC 시퀀스의 길이가 m 비트이면, K = k+m이다. CRC 비트들은 오류 정정 코드를 위한 소스 비트들의 일부이며, 인코딩에 사용되는 채널 코드의 크기가 N이면, 코드 레이트 R은 R=K/N으로서 정의된다. CRC 보조 SCL 디코딩은 수신장치에서 각 경로에 대해 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 코드를 확인하면서 오류 없는 경로를 검출함을 목적으로 한다. SCL 디코더는 후보 시퀀스들을 CRC 검출기로 출력하며 상기 CRC 검출기는 체크 결과를 코드워드 결정을 돕기 위해 피드백한다.
SCL 디코딩 혹은 CRC 보조 SCL 디코딩은 SC 알고리즘에 비해 복잡하지만 디코딩 성능이 우수하다는 장점이 있다. 폴라 코드의 리스트-X 디코딩 알고리즘에 대한 보다 자세한 사항은 'I. Tal and A. Vardy, "List decoding of polar codes," in Proc. IEEE Int. Symp. Inf. Theory, pp. 1-5, Jul.2011'을 참조한다.
폴라 코드는 코드 설계(design)이 채널에 독립적이어서 모바일 페이딩 채널들에 융통성(versatile)이 있지 않고, 비교적 최근에 소개된 코드여서 아직 성숙되지 않아 제한적으로만 적용되고 있다는 단점이 있다. 즉, 현재까지 제안한 폴라 코딩은 무선 통신 시스템에 그대로 적용하기에는 정의되지 않은 부분이 많다. 이에, 본 발명은 무선 통신 시스템에 적합한 폴라 코딩 방법을 제안하고자 한다.
도 8은 폴라 코드에서 정보 비트(들)이 할당될 위치(들)을 선택하는 개념을 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 8에서, 머더 코드의 크기 N=8, 즉, 폴라 코드의 크기 N=8이고, 코드 레이트가 1/2라고 가정된다.
도 8에서 C(Wi)는 채널 Wi의 용량으로서, 폴라 코드의 입력 비트들이 겪을 채널들의 신뢰도에 대응한다. 폴라 코드의 입력 비트 위치들에 대응하는 채널 용량들이 도 8에 도시된 바와 같다고 하면, 도 8에 도시된 대로 입력 비트 위치들의 신뢰도에 랭크(rank)가 매겨질 수 있다. 이 경우, 코드 레이트 1/2로 데이터를 전송하기 위해, 전송장치는 상기 데이터를 이루는 4개 비트들을 폴라 코드의 8개 입력 비트 위치들 중에서 채널 용량이 높은 4개 입력 비트 위치들(즉, 도 8의 입력 비트 위치들 U1 ~ U8 중 U4, U6, U7 및 U4로 표시된 입력 비트 위치들)에 할당하고, 나머지 입력 비트 위치들은 프로즌한다. 도 8의 폴라 코드에 대응하는 생성기 행렬 G8은 다음과 같다. 상기 생성기 행렬 G8는 수학식 6을 기반으로 얻어질 수 있다.
Figure PCTKR2018001980-appb-M000012
도 8의 U1부터 U8까지로 표시된 입력 비트 위치들은 G8의 최하위 행(row)부터 최상위 행까지의 행들에 일대일로 대응한다. 도 8을 참조하면 U8에 대응하는 입력 비트는 모든 출력 코딩된 비트들에 영향을 미침을 알 수 있다. 반면, U1에 대응하는 입력 비트는 출력 코딩된 비트들 중 Y1에만 영향을 미침을 알 수 있다. 수학식 12를 참조하면, 이진-입력 소스 비트들 U1 ~ U8와 G8이 곱해졌을 때 해당 입력 비트를 모든 출력 비트들에 나타나도록 하는 행(row)은 G8의 행들 중 모든 원소가 1인 행인 최하위 행 [1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1]이다. 반면, 해당 이진-입력 소스 비트를 1개 출력 비트에만 나타나도록 하는 행은 G8의 행들 중 1개의 원소가 1인 행, 즉, 행 무게(weight)가 1인 [1, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0]이다. 마찬가지로, 행 무게가 2인 행은 해당 행에 대응하는 입력 비트를 2개 출력 비트에 반영시킨다고 할 수 있다. 도 8 및 수학식 12를 참조하면, U1 ~ U8는 G8의 행들에 일대일로 대응하며, U1 ~ U8의 입력 위치들, 즉, G8의 행들에 상기 입력 위치들을 구분하기 위한 비트 인덱스들이 부여될 수 있다.
이하에서 본 발명은 GN로의 N개 입력 비트들에 대해 행 무게가 가장 작은 최상위 행부터 시작하여 비트 인덱스 0부터 N-1까지 순차적으로 비트 인덱스들이 할당되어 있다고 가정하여 주로 설명된다. 예를 들어, 도 8을 참조하면, U1의 입력 위치, 즉, G8의 첫 번째 행에 비트 인덱스 0가 부여되고, U8의 입력 위치, 즉, G8의 마지막 행에 비트 인덱스 7이 부여된다. 다만, 비트 인덱스들은 폴라 코드의 입력 위치들을 나타내기 위해 사용되는 것이므로, 이와 다르게 할당될 수 있다. 예를 들어, 행 무게가 가장 큰 최하위 행부터 시작하여 비트 인덱스 0부터 N-1까지 할당될 수 있다.
출력 비트 인덱스의 경우, 도 8 및 수학식 12에 예시된 바와 마찬가지로, GN의 열들 중 열 무게가 가장 큰 첫 번째 열부터 열 무게가 가장 작은 마지막 열까지 비트 인덱스 0부터 N-1까지, 혹은 비트 인덱스 1부터 N까지 부여되어 있다고 가정하여 본 발명이 설명된다.
폴라 코드에서는 정보 비트와 프로즌 비트를 설정하는 것이 폴라 코드의 구성 및 성능에 있어 가장 중요한 요소들 중 하나이다. 즉, 입력 비트 위치들의 랭크를 정하는 것이 폴라 코드의 성능 및 구성에 있어서 중요한 요소라고 할 수 있다. 본 발명에서 비트 인덱스들은 폴라 코드의 입력 혹은 출력 위치들을 구분할 수 있다. 본 발명에서 비트 위치들의 신뢰도의 오름차순으로 아니면 내림차순으로 나열하여 얻어진 시퀀스를 비트 인덱스 시퀀스라 한다. 즉, 상기 비트 인덱스 시퀀스는 폴라 코드의 입력 혹은 출력 비트 위치들의 신뢰도를 오름차순 혹은 내림차순으로 나타낸다. 전송장치는 입력 비트 인덱스 시퀀스를 기반으로 신뢰도가 높은 입력 비트들에 정보 비트들을 입력하고 폴라 코드를 이용하여 인코딩을 수행하며, 수신장치는 동일한 혹은 대응 입력 비트 인덱스 시퀀스를 이용하여 정보 비트가 할당된 입력 위치들 또는 프로즌 비트가 할당된 입력 위치들을 알 수 있다. 즉, 수신장치는 전송장치가 사용한 입력 비트 인덱스 시퀀스와 동일한 혹은 대응 입력 비트 시퀀스와 해당 폴라 코드를 이용하여 폴라 디코딩을 수행할 수 있다. 이하의 설명에서 입력 비트 시퀀스는 신뢰도가 높은 입력 비트 위치(들)에 정보 비트(들)이 할당될 수 있도록 미리 정해져 있다고 가정된다.
알려진(known) 비트를 프로즌 비트로 사용하여 폴라 코딩을 수행하는 방법과 '0'을 상기 알려진 비트로서 사용하는 방법이 잘 알려져 있다. 프로즌 비트 위치에 '0' 이외의 다른 정보를 보내게 된다면, 통상 입력 비트 위치들 중 낮은 신뢰도의 입력 비트 위치가 프로즌 비트 위치로서 사용되므로, 프로즌 비트 위치에서 보내지는 해당 정보는 복원들 확률이 상대적으로 낮다. 그러나, 이미 다른 채널을 통해 이미 알고 있는 정보(이하, 유보(reserved) 비트)가 프로즌 비트로서 사용된다면, 디코더에서의 낮은 복원 확률은 문제가 되지 않을 수 있다. 즉, 이미 알고 있는 정보는 코딩된 비트에 포함시킬 필요가 없기 때문에 채널 코딩을 통해 실제 전송되지 않아도 된다. 따라서 이미 알고 있는 정보의 경우에는 해당 정보의 복원 확률이 중요하지 않게 된다. 폴라 코드에서 유보 비트가 프로즌 비트로서 사용된다고 하더라도, 정보 비트에 대한 오류 확률이 개선되지는 않는다. 그러나, 본 발명의 제안에 따라, UE ID(예, C-RNTI)가 유보 비트로서 사용된다면, 신호의 대상 UE ID를 다른 UE ID로 착각하는 오탐지율(false alarm ratio, FAR)이 개선될 수 있다. 본 발명에서 UE ID는 폴라 인코딩을 수행하는 전송장치의 UE ID일수도 있고, 폴라 디코딩을 수행하는 수신장치의 UE ID일수도 있다.
도 9는 본 발명에 따른 펑처링 및 정보 비트 할당을 예시한 것이다. 도 9에서 F는 프로즌 비트를, D는 정보 비트를, 0은 스키핑 비트를 나타낸다.
코딩된 비트들 중 펑처링되는 비트의 인덱스 혹은 위치에 따라 정보 비트가 프로즌 비트로 변경되는 경우가 발생할 수 있다. 예를 들어, N=8인 머더 코드에 대한 출력 코딩된 비트들은 Y8, Y7, Y6, Y4, Y5, Y3, Y2, Y1의 순으로 펑처링되어야 하는 경우, 타겟 코드 레이트가 1/2인 경우, 도 9에 예시된 바와 같이, Y8, Y7, Y6 및 Y4가 펑처링되고, Y8, Y7, Y6 및 Y4와만 연결된 U8, U7, U6 및 U4가 0으로 프로즌되며 이 입력 비트들은 전송되지 않는다. 코딩된 비트의 펑처링에 의해 프로즌 비트로 변경되는 입력 비트를 스키핑(skipping) 비트 혹은 쇼트닝(shortening) 비트라고 하며, 해당 입력 위치를 스키핑 위치 혹은 쇼트닝 위치라고 한다. 쇼트닝은 입력 정보의 크기(즉, 정보 블록의 크기)는 유지하면서 보내고 출력 싶은 출력 비트 위치에 연결된 입력 비트 위치에 알려진 비트를 삽입하는 레이트 매칭 방법이다. 생성기 행렬 GN에서 열 무게가 1인 열에 해당하는 입력부터 쇼트닝이 가능하며, 열 무게가 1인 열과 행을 제거하고 남은 행렬에서 다시 열 무게가 1인 열에 해당하는 입력이 다음으로 쇼트닝될 수 있다. 정보 비트들이 모두 펑처링되어버리는 것을 방지하기 위해 정보 비트 위치에 할당되었어야 할 정보 비트는 프로즌 비트 위치 세트 내에서 높은 신뢰도의 순으로 재할당될 수 있다.
폴라 코드의 경우, 디코딩은 일반적으로 다음과 같은 순서로 수행된다.
> 1. 신뢰도가 낮은 비트(들)이 복원된다. 디코더의 구조에 따라 달라지기는 하지만, 인코더에서의 입력 인덱스(이하, 인코더 입력 인덱스)가 작은 쪽이 보통 신뢰도가 낮기 때문에 일반적으로는 인코더 입력 인덱스가 작은 쪽부터 순차적으로 디코딩이 수행된다.
> 2. 복원된 비트에 대해 알려진 비트 정보가 있을 경우 상기 알려진 비트를 상기 복원된 비트와 함께 이용하거나, 1의 과정을 생략하고 특정 입력 비트 위치에 대해 알려진 비트를 바로 이용하여 알려지지 않은(unknown) 비트인 정보 비트를 복원한다. 상기 정보 비트는 소스 정보 비트(예, 수송 블록의 비트)일 수도 있고, CRC 비트일 수도 있다.
도 10은 오탐지율(false alarm ratio, FAR) 개선을 위한 본 발명의 폴라 인코딩 과정과 폴라 디코딩 과정을 예시한 것이다.
도 10(a)를 참조하면, 본 발명에 따른 폴라 인코딩 과정은 정보 비트들에 CRC 코드/시퀀스를 부가하고(S1011), 유보 비트(들)을 부가(S1013)한 후, CRC 부가 정보 비트들과 상기 유보 비트(들)에 대해 폴라 인코딩을 수행(S1015)하여 코딩된 비트들을 산출(produce)한다. 유보 비트들은 정보 비트들의 선두 혹은 끝에 부가, 혹은 정보 비트들 사이에 삽입될 수도 있고, 정보 비트들과 유보 비트들 간 XOR 오프레이션을 통해 상기 유보 비트들이 정보 비트들에 마스킹될 수도 있다.
본 발명에서 디코딩은 도 10(a)의 역순으로 진행될 수 있다. 도 10(b)를 참조하면, 코딩된 비트들을 수신한 수신장치는 상기 수신한 비트들에 대해 폴라 디코딩을 수행하여(S1021) 디코딩된 비트(들)을 얻는다. 그 후 유보 비트를 해당 디코딩된 비트의 원래 정보를 알아내는 데 이용할 수 있다(S1023). 예를 들어, 유보 비트들이 UE ID이고, 전송장치가 UE ID와 입력 비트들 간 XOR 오퍼레이션을 통해 상기 UE ID를 입력 비트들에 마스킹한 경우, 수신장치에서는 UE ID가 XOR된 디코딩된 비트들이 생성될 것이다. 수신장치는 수신된 신호를 복원하여 얻어진 UE ID와 이미 알고 있는 UE ID를 비교하여 상기 수신된 신호가 자신의 정보인지를 우선 걸러낼 수 있다(S1023). 예를 들어, 수신장치는 수신된 신호를 복원하여 얻어진 UE ID와 자신의 UE ID가 다르면 디코딩 신호가 자신을 위한 신호가 아니라고 판단할 수 있다. 나아가, CRC를 통해 디코딩 성공/실패 여부를 결정함으로써 한번 더 걸러낼 수 있다(S1025). 예를 들어, 수신장치는 자신의 UE ID와 디코딩된 UE ID를 비교하여 얻어진 결과가 적절한 결과인지를 CRC를 통해 확인할 수 있다.
본 발명에서 유보 비트의 위치는 다음과 같이 선택/결정될 수 있으며, 사용하는 목적에 따라 다르게 선택/결정될 수 있다.
* 옵션 1. 가장 낮은 신뢰도롤 갖는 비트부터 디코딩이 수행되기 때문에, 가장 신뢰도가 낮은 비트 위치부터 시작하여 유보 비트(들)이 위치될 수 있다.
* 옵션 2. 프로즌 비트들 중 가장 높은 신뢰도를 갖는 비트(들)에 유보 비트(들)이 위치될 수 있다. 다시 말해, 프로즌 비트들이 할당되는 입력 위치들 중에서 가장 높은 신뢰도를 갖는 비트 위치부터 시작하여 신뢰도의 내림차순으로 프로즌 비트 위치(들)에 유보 비트(들)이 위치될 수 있다. 이 방법은 프로즌 비트들 중 복원 확률이 가장 큰 비트들에 유보 비트들을 할당하므로 FAR를 줄일 수 있다.
* 옵션 3. 정보 비트들 중 가장 높은 신뢰도를 갖는 비트(들)에 유보 비트(들)이 위치될 수 있다. 다시 말해, (CRC 비트를 포함한) 정보 비트들이 할당되는 입력 위치들 중에서 가장 높은 신뢰도를 갖는 비트 위치부터 시작하여 신뢰도의 내림차순으로 정보 비트 위치(들)에 유보 비트(들)이 위치될 수 있다. 정보 비트들은 유보 비트(들)이 차지하는 입력 비트 위치(들)을 제외한 나머지 입력 비트 위치들 중에서 상대적으로 신뢰도가 높은 입력 비트 위치들에 입력될 수 있다. 이 방법에 의하면 유보 비트(들)에 대한 복원 확률이 전체 비트들 중에서 가장 크기 때문에 CRC 등이 제한되는 경우, 이 방법은 FAR을 줄이는 데 도움이 될 수 있다.
옵션 1, 옵션 2 및/또는 옵션 3에 따라 유보 비트들을 입력 비트 위치들에 할당할 때 상기 유보 비트들의 전체 또는 일부가 할당될 수 있다. 또는 유보 비트들의 우선 순위에 따라 옵션 1, 옵션 2 및 옵션 3 중 둘 이상이 사용될 수 있다. UE ID가 유보 비트들로서 사용되는 경우 UE ID의 일부만을 입력 비트 위치들에 할당하는 것은 비효율적이기 때문에, UE ID 전체를 할당할 프로즌 비트들의 크기가 확보되지 않는다면 상기 옵션(들)로는 UE ID가 입력 위치들에 할당되는 것이 불가능할 수 있다. 이 경우, UE ID를 이용하여 정보 비트(들)에 대한 마스킹(예, UE ID와 정보 비트(들) 간 XOR)이 수행될 수 있다.
본 발명은 유보 비트들을 코딩된 비트들 중 일부에 마스킹할 수 있다. 이 경우, 해당 유보 비트들이 없는 UE는 마스킹되어 있는 수신 신호를 디마스킹할 수 없으므로 디코딩된 비트들의 오류 확률이 증가하게 되어 디코딩 성능이 떨어지게 된다. 따라서, 본 발명은 전송장치에서 마스킹에 사용된 유보 비트들이 없는 혹은 다른 유보 비트들을 사용하는 UE가 다른 UE를 위한 신호를 자신의 신호로 착각할 가능성, 즉, FAR을 낮출 수 있다. 코딩된 비트들의 신뢰도에 따라 유보 비트(들)이 할당되는 위치가 결정될 수 있다.
본 발명에서 유보 비트(들), 예를 들어, UE ID는 디코딩 지연(latency)를 줄이기 위해 디코딩의 조기 종결(early termination)를 수행하는 데 도움이 될 수 있다. 폴라 디코딩 시에 리스트 크기에 대한 경로 메트릭을 이용한 가설(hypothesis) 판단( 'R1-1706194, "On channel coding for very small control block lengths," Huawei, RAN1#88bis' 참조)이 조기 종결을 위한 구현(implementation) 기법으로 제안된 바 있다. 가설 판단에 따른 상기 조기 종결 기법은 다음과 같이 수행될 수 있다. 상기 가설 판단에 대한 설명에서 사용되는 표기들은 다음과 같다.
- N: 코드워드 길이.
- K: 정보 블록 길이(예, 수송 블록의 크기).
- L: 폴라 디코더의 리스트 크기.
- PM[i,l], i=1,2,...,N, l=1,2,...,L: i-번째 입력 인덱스에 대한 l-번째 경로 메트릭. 경로 메트릭들의 합(sum)은 최대 값이 1이 되도록 정규화(normalized)된다.
- iTH: 조기 종결 기준(criterion)을 체크하기 위한 시작 입력 인덱스.
- △: 조기 종결 기준을 체크하기 위한 윈도우 크기.
- Thr: 조기 종결을 위한 임계(threshold) 값.
- max: 인수(argument)들의 최대 값을 찾기 위한 함수(function).
상기 조기 종결은 다음 기준을 갖는(with) 경로 메트릭들을 이용하여 행해질 수 있다.
> 디코딩 인덱스 iTHi=TH+△, max{PM[i,l]}>Thr인지를 체크한다.
> 상기 조건(condition)이 실패하면, 디코딩을 중단(stop)하고 오류를 선언(declare)한다.
상기 조기 종결 기법에 CRC 비트(들) 혹은 패리티 비트(들)이 추가되는 경우 다음과 같이 디코딩이 수행될 수 있다. 예를 들어, 3-비트 CRC를 가정하면 다음과 같이 디코딩이 수행될 수 있다.
> 디코딩 인덱스 i*에서,
>> 정보 비트들 중 일부 + CRC 비트들로(with), 즉, 정보 비트들 중 일부와 CRC 비트들을 이용하여 3번의 순환 리던던시 체크(이하, CRC-체크)를 수행한다;
>> maxl ∈B{PM[i*,l]}>Thr인지(조건 2)를 확인한다, 여기서 B는 상기 CRC-체크를 통과(pass)할 경로 인덱스들을 포함;
>> "모든 경로들이 상기 CRC-체크를" 실패하거나 아니면 "조건 2"를 실패하면 디코딩을 중단한다.
도 11은 본 발명에 따른 폴라 인코딩/디코딩에 대한 BLER 성능과 조기 종결 확률을 예시한 것이다.
UE ID가 제대로 디코딩되어야 수신 신호가 자신의 정보인지 확인할 수 있어 조기 종결 효과를 볼 수 있으므로 UE ID 디코딩에 대한 성능 하락이 없다고 가정하면, 도 11(a)에 도시된 바와 같이 조기 종결이 있는 본 발명에 대한 BLER 성능이 조기 종결이 없는 기존 BLER 성능과 동일하므로 본 발명에 의하면 BLER 성능 하락 없이 경로 메트릭 기반의 조기 종결이 구현될 수 있다. 도 11(a)에 도시된 바와 같이 본 발명에서 BLER 성능 하락이 없음에도 불구하고, 기존 폴라 인코딩/디코딩 방법의 조기 종결 확률이 '0'임에 반해, 본 발명에서는 도 11(b)에 도시된 바와 같이 조기 종결 확률이 얻어진다는 장점이 있다. 따라서, 본 발명에서 수신장치는 다른 수신장치를 위한 정보를 수신한 경우 자신을 위한 정보가 아님을 기존에 비해 빨리 알아채고, 디코딩을 종결할 수 있다.
UE ID의 비트가 할당된 위치에 따라 실제로는 상기 UE ID에 대한 복원 확률이 달라질 수 있다. 폴라 디코더에서는 프로즌 비트들 중에 신뢰도가 낮은 쪽부터 디코딩이 수행되기 때문에 UE ID 위치에 따라 BLER과 평균 지연(average latency) 간에 트레이드-오프가 발생할 수 있다.
* 옵션 a. UE ID가 프로즌 비트들 중 신뢰도가 가장 낮은 쪽에 위치할 수 있다. 즉, UE ID가 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 가장 낮은 쪽에 위치할 수 있다. 이 경우, UE ID의 BLER이 상대적으로 나쁘기 때문에 조기 종결 확률이 클 수 있고, UE ID의 디코딩 후 조기 종결이 수행될 수 있으므로 지연이 가장 적을 수 있다.
* 옵션 b. UE ID가 프로즌 비트들 중 신뢰도가 가증 높은 쪽에 위치할 수 있다. 즉, UE ID가 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 가증 높은 쪽에 위치할 수 있다. 이 경우, 옵션 a에 비해 BLER은 좋지만, 조기 종결 확률이 옵션 a에 비해 낮을 수 있고 디코딩 지연이 옵션 a에 비해 길 수 있다.
* 옵션 c. UE ID가 프로즌 비트들 중 신뢰도가 중간 정도인 쪽에 위치할 수 있다. 즉, UE ID가 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 중간 정도인 쪽에 위치할 수 있다. 옵션 a와 옵션 b의 중간 정도의 특성을 갖는다.
* 옵션 d. UE ID가 정보 비트 위치(들)에 포함될 수 있으며, UE ID가 할당되는 정보 비트 위치의 정보 비트는 프로즌 비트 위치들 중 가장 좋은 신뢰도를 갖는 위치로 이동할 수 있다. 예를 들어, 정보 비트의 개수가 N개이고 유보 비트의 개수가 1이면, 입력 비트 위치들 중 신뢰도가 가장 높은 N개 입력 비트 위치들 중 1개가 유보 비트에 사용되므로, 정보 비트 시퀀스는 상기 유보 비트가 사용하는 정보 비트 위치에 할당되어야 할 정보 비트를 뺀 나머지가 N-1개의 기존 정보 비트 위치들에 할당되고 상기 유보 비트가 사용하는 정보 비트 위치에 할당되었어야 할 정보 비트는 프로즌 비트 위치들 중 가장 신뢰도가 좋은 프로즌 비트 위치에 할당될 수 있다. 혹은 UE ID가 할당된 정보 비트 위치의 개수만큼 프로즌 비트 위치들 중 가장 좋은 것들이 정보 비트 위치로 바뀔 수 있다. 예를 들어, 정보 비트의 개수가 N개이고 유보 비트의 개수가 1이면, 입력 비트 위치들 중 신뢰도가 가장 높은 N개 입력 비트 위치들 중 1개가 유보 비트에 사용되므로, 정보 비트 시퀀스는 상기 유보 비트가 사용하는 정보 비트 위치를 뺀 나머지에 순차적으로 할당되고 상기 정보 비트 시퀀스의 마지막 1개 비트가 프로즌 비트 위치들 중 가장 신뢰도가 좋은 프로즌 비트 위치에 할당될 수 있다. 원래의 프로즌 비트 위치로 이동한 정보 비트로 인해 전체 BLER은 나빠질 수 있다. 그러나, UE ID의 신뢰도가 증가하기 때문에 UE ID의 BLER은 높아질 수 있다. UE ID의 BLER이 높아지면 수신장치가 자신에게 향한 신호(예, 제어 채널)에 대한 블라인드 검출을 수행할 때 상기 수신장치를 위한 신호가 다른 사용자의 신호와 더 잘 구분될 수 있다.
* 옵션 e. UE ID가 정보 비트들 중 신뢰도가 가장 낮은 쪽에 위치할 수 있다. 즉, UE ID가 정보 비트 위치들 중 신뢰도가 가장 낮은 쪽에 위치할 수 있다. 이 경우, 코드 레이트가 높아지기 때문에 전체 BLER은 떨어질 수 있다. 그러나, UE ID의 신뢰도는 증가하므로 UE ID의 BLER은 높아질 수 있다. 또한, 정보 비트 위치에 UE ID가 위치되는 것으로 인해 CRC-체크를 통해 FAR 성능이 높아질 수 있다. 또는 정보 비트 위치에 UE ID가 위치되는 것으로 인해 수신장치가 자신에게 향한 신호(예, 제어 채널)에 대한 블라인드 검출을 수행할 때 상기 수신장치를 위한 신호가 다른 사용자의 신호와 더 잘 구분될 수 있다.
상기 UE ID의 (할당) 위치는 본 발명을 적용하는 시스템의 요구조건에 맞게 정해질 수 있다.
조기 종결 효과를 높이기 위해 유보 또는 알려진 비트(들)의 길이 이상으로 마스킹이 수행될 수 있다. 여기서, UE ID가 상기 유보 혹은 알려진 비트(들)로서 사용될 수 있으며, 이외에도 슬롯 인덱스(즉, 시간 자원 유닛 인덱스), 하향링크 제어 정보(downlink control information, DCI) 및/또는 상향링크 제어 정보(uplinkcontrol information, UCI)로부터의 정보가 상기 유보 혹은 알려진 비트(들)로서 사용될 수 있다. 이하에서는 설명의 편의를 위해 UE ID를 본 발명의 유보 혹은 알려진 신호로 가정하여 본 발명이 설명된다.
본 발명에서는 UE ID의 길이를 늘려서 조기 종결 효과를 높일 수 있다. UE ID는 LTE/LTE-A의 경우 16-비트로 고정되어 있다. UE ID의 길이가 특정 길이로 고정되어 있는 경우, UE ID를 포함하는 상기 특정 길이보다 긴 어떤(certain) 시퀀스가 본 발명에 사용될 수 있다. 본 발명에서 유보 혹은 알려진 비트(예, UE ID)가 포함된 시퀀스는 다음과 같이 생성될 수 있다. 이하, 유보 혹은 알려진 비트가 포함된 시퀀스를 UE ID 시퀀스로 칭하여 본 발명이 설명한다.
도 12는 본 발명의 유보 혹은 알려진 비트(들)가 포함된 시퀀스들을 예시한 것이다. 도 12에서 유보 혹은 알려진 비트(들)은 UE ID로 가정되며, 상기 UE ID는 4개 비트들 A, B, C, D로 이루어진 4-비트 시퀀스 ABCD인 것으로 가정된다. 이하 UE ID
도 12(a) 및 도 12(b)를 참조하면, UE ID를 반복하여 원하는 길이의 UE ID 시퀀스가 얻어질 수 있다. 원하는 시퀀스 길이가 UE ID의 정수배가 아니면, 원하는 길이의 시퀀스의 마지막에 포함될 UE ID의 일부를 제거하여 반복함으로써 원하는 길이의 UE ID 시퀀스를 얻을 수 수 있다. 도 12(a)는 UE ID 전체를 반복하여 UE ID 시퀀스를 생성하는 경우를 예시한 것이고, 도 12(b)는 UE ID의 각 비트를 특정 횟수만큼 순서대로 반복하여 UE ID 시퀀스를 생성하는 경우를 예시한 것이다. 도 12(a)에 예시된 방법은 조기 종결을 위한 프로즌 비트들의 신뢰도에 따라 UE ID를 삽입하는 방법을 포함할 수 있다. 예를 들어, ABCD, ABCD,...이 프로즌 비트 위치들의 신뢰도에 따라 순차적으로 프로즌 비트 위치들에 매핑될 수 있다. 이 경우, ABCD의 반복들 전체가 아니라 한 세트의 ABCD만 디코딩되더라도 조기 종결이 가능해진다. 필요에 따라, 예를 들어, 먼저 디코딩이 수행되어야 하는 UE ID 비트들의 순서에 따라, 원하는 길이의 UE ID 시퀀스를 생성하기 위해 UE ID의 비트들이 섞여서 반복될 수 있다. 예를 들어, 신뢰도와 디코딩되는 순서가 정확히 일치하지는 않으므로, UE ID가 ABCD라면 신뢰도를 기준으로 ABCD가 전송장치에서 할당되었더라도 수신장치에서 실제 디코딩되는 순서는 ABBCCD가 될 수 있고, 이 점을 고려하여 전송장치에서 UE ID가 ABBCCD의 형태로 섞여서 반복될 수 있다.
m-시퀀스 등과 같이 기존에 잘 알려진 시퀀스를 사용하여 UE ID 길이가 확장될 수 있다. 이 때, UE ID 시퀀스의 길이가 짧을수록 UE ID 시퀀스들이 서로 잘 구분될 수 있도록 하기 위해 UE ID 시퀀스의 길이가 짧아도 성능(예, 랜덤화 성능)이 좋다고 알려진 시퀀스가 사용될 수 있다. UE ID 시퀀스는 상기 UE ID(예, UE ID 자체 및/또는 UE ID 길이), 정보 길이(K), 머더 코드 길이(N), 코드워드 길이(M), 레이트 매칭 기법을 고려한 프로즌 비트 길이 등을 고려하여 생성될 수 있다. 이들 중 일부 파라미터에 대해서는 동일한 시퀀스가 사용될 수 있다. 다시 말해, UE ID, K, N, M, 프로즌 비트 길이 중 일부 파라미터가 사용되지 않을 수 있다. 예를 들어, K가 파라미터가 사용되지 않으면 K가 변해도 동일한 시퀀스가 사용된다. UE ID 뿐만 아니라 슬롯 인덱스, DCI 및/또는 UCI로부터의 정보가 UE 시퀀스 생성에 사용될 수 있으며, 여러 정보가 동시에 UE ID 시퀀스 생성에 사용될 수 있다. 또한, m-시퀀스와 같이 시퀀스의 특징을 그대로 반영하여 UE ID 시퀀스가 구성될 수 있다. 예를 들어, m-시퀀스와 마찬가지로, UE ID에 따라 다른 순환 천이(cyclic shift) 값을 적용하여 특정 길이의 UE ID 시퀀스가 얻어질 수 있다. 다시 말해, UE ID들에 따라 또는 UE ID 그룹들에 따라 UE ID 시퀀스의 길이를 달리 할 수 있으며, 시퀀스 생성기가 서로 다른 순환 천이 값을 사용하여 서로 다른 길이의 UE ID 시퀀스를 생성할 수 있다.
본 발명에서 UE ID를 마스킹하는 방법은 크게 두 가지로 구분될 수 있다.
* 마스킹 방법 1. 프로즌 비트 위치(들)에 UE ID를 마스킹
마스킹 방법 1에 의하면 디코더가 프로즌 비트 위치를 우선 디코딩할 수 있기 때문에, 조기 종결 효과를 향상시킬 수 있다. 기존 프로즌 비트들은 모두 '0'로 세팅되어 있기 때문에 프로즌 비트 위치(들)에 UE ID 시퀀스가 삽입되면 된다. UE ID 시퀀스는 파라미터(예, UE ID, K, N, M, 프로즌 비트 길이 등)에 맞춰 도 12(c) 또는 도 12(d)와 같이 생성될 수 있다. 또한, UE ID 시퀀스가 일부 파라미터에 맞춰 최대 길이로 생성된 후 원하는 짧은 길이로 재생산될 수도 있다. 도 12(a) 및 도 12(b)에 예시된 UE ID 시퀀스들이 최대 길이의 UE ID 시퀀스들이라고 가정하면, 도 12(a)에 예시된 UE ID 시퀀스로부터 그보다 2-비트 짧은 도 12(c)의 UE ID 시퀀스가 얻어질 수 있고 도 12(b)에 예시된 UE ID 시퀀스로부터 그보다 2-비트 짧은 도 12(d)의 UE ID 시퀀스가 얻어질 수 있다. 도 12(c)에 예시된 UE ID 시퀀스는 최대 길이의 UE 시퀀스의 마지막 또는 처음 부분을 제거함으로써 얻어지거나 혹은 UE ID를 원하는 길이가 되도록 순환 반복하여 얻어질 수 있으며, 도 12(d)에 예시된 UE ID 시퀀스는 UE ID의 일부에 대한 반복 횟수를 줄임으로써 얻어질 수 있다.
레이트 매칭 기법을 반영하여 시퀀스가 미리 생성된 경우에는 해당 길이만큼 시퀀스가 생성되지만, 레이트 매칭 기법을 반영하지 않은 상태로 시퀀스가 생성된 경우에는 레이칭 매칭 기법에 따라 시퀀스 길이가 조정되어야 한다. 도 12(c)에서 예시된 방법은 레이트 매칭 기법에 따라 시퀀스 길이를 조정하기에 용이한 방법일 수 있다. 예를 들어, 펑처링으로 인해 스키핑이 발생한 경우에는 스키핑이 발생한 길이만큼 프로즌 비트 길이가 줄어들기 때문에 도 12(c)에서 예시된 방법에 따라 UE ID 시퀀스의 길이가 조절될 수 있다.
* 마스킹 방법 2. 폴라 코드의 코드워드에 마스킹
폴라 코드의 출력 시퀀스, 즉, 코드워드에 UE ID 시퀀스가 마스킹될 수 있다. 코드워드에 UE ID 시퀀스를 마스킹하는 마스킹 방법 2는 상기 코드워드에 대한 레이트 매칭의 적용 전후에 따라 달라질 수 있다. 코드워드에 대한 마스킹이 레이트 매칭 전에 수행되는 경우, 최대 길이의 UE ID 시퀀스가 상기 코드워드에 마스킹된 후에 레이트 매칭이 수행된다. 코드워드에 대한 마스킹이 레이트 매칭 후에 수행되는 경우, 길이가 조정된 UE ID 시퀀스를 이용하여 레이트 매칭된 코드워드가 마스킹된다.
코드워드의 일부에만 유보 혹은 알려진 시퀀스가 마스킹되는 경우, 상기 유보 혹은 알려진 시퀀스(예, UE ID 혹은 UE ID로부터 얻어진 UE ID 시퀀스)가 마스킹되는 위치는 다음과 같을 수 있다.
A. 코드워드들 중 프로즌 비트가 상대적으로 많이 포함된 코드워드(들) 순: 조기 종결이 프로즌 비트부터 수행되도록 하기 위해 해당 프로즌 비트와 연관된 코드워드 부분과 UE ID간 최소 길이(minimum distance)를 증가시키는 방법이다.
B. 코드워드들 중 정보 비트가 상대적으로 많이 포함된 코드워드(들) 순: 조기 종결을 정보부터 수행되도록 하기 위해 해당 정보 비트와 연관된 코드워드 부분과 UE ID간 최소 길이를 증가시키는 방법이다.
일부 코드워드에만 알려진 시퀀스를 마스킹하는 경우, 상기 알려진 시퀀스의 길이는 시퀀스 생성과 적용이 용이한 길이로 선택될 수 있다. 이 때, 알려진 시퀀스의 최대 길이는 실제 전송되는 코드워드 길이를 넘지 않을 수 있다. 혹은, 알려진 시퀀스가 실제 전송되는 코드워드 길이보다 긴 경우, 레이트 매칭 전에 마스킹이 적용될 수 있다. 예를 들어, 길이 N인 알려진 시퀀스를 길이 M(여기서, N>M)인 코드워드에 적용하면, 상기 알려진 시퀀스 중 길이 M만큼의 시퀀스가 상기 코드워드에 XOR 오퍼레이션을 통해 마스킹되고, 나머지 N-M만큼의 시퀀스와 상기 코드워드 중 일부가 XOR 오프레이션을 통해 마스킹될 수 있다. 전송단에서 레이트 매칭이 적용되면 마스킹이 적용된 일부 비트는 펑처링되기 때문에, 마스킹된 비트들 중 펑처링된 비트에 대한 LLR 값이, 수신단에서, '0' 또는 무한대가 된다. 수신단에서 LLR 값이 '0'이 되는 비트, 즉, 전송단에서 펑처링되는 비트에 마스킹이 수행되는 경우 UE ID들간 거리(예, 사용자들을 서로 구분하는 UE ID들 간 거리)에 대한 영향이 없기 때문에 마스킹이 수행되지 않는 것과 동일한 효과가 발생하게 된다. 예를 들어, 짧은 길이 시퀀스를 S1, 긴 길이 시퀀스를 S2라 하고, 레이트 매칭을 통해 S2를 S1으로 줄이고자 하는 경우, 새로운 짧은 길이의 시퀀스를 만들 필요가 없고, S2를 펑처링하여 S1이 얻어질 수 있다. 다만, 단순 펑처링과는 다르게 펑처링 있는 쇼트닝이 수행되는 경우 LLR이 '0'이 아니기 때문에, 예를 들ㄹ어, 동일한 M에 대해서 (단순) 펑처링은 M 길이, 쇼트닝 있는 펑처링은 N 길이 시퀀스가 사용될 수 있다. 즉, 레이트 매칭 기법에 따라서 적용하는 시퀀스 길이를 달리할 수 있다. 예를 들어, 일정 코드 레이트를 기준으로 상기 일정 코드 레이트보다 낮은 코드 레이트에 대해서는 펑처링이 수행되고 상기 코드 레이트 이상인 코드 레이트에 대해서는 쇼트닝 있는 펑처링이 수행되는 것으로 구분될 수 있다. 여기서 쇼트닝 있는 펑처링이라 함은 코드워드에서는 펑처링이 수행되고, 폴라 코드의 입력 단에서는 스키핑으로 인한 쇼트닝이 수행되는 것을 의미하며, 한다. 특정 입력 비트 위치가 스키핑된다는 것은 정보 비트가 그 입력 비트 위치를 스킵하여 그 다음 신뢰도를 갖는 입력 비트 위치에 할당된다는 것이고, 쇼트닝은 스키핑된 비트 위치에 알려진 비트가 할당되는 것을 의미한다. 펑처링을 적용하는 경우에는 수신단에서 LLR '0'인 비트가 발생하므로 마스킹에 사용되는 시퀀스의 길이를 줄일 수 있다.
프로즌 비트와 코드워드 둘 다에 마스킹이 수행될 수도 있다. 이 때 사용되는 시퀀스는 동일할 수 있다. 혹은 UE ID들간 최소 거리를 늘리기 위해 다른 시퀀스가 프로즌 비트의 마스킹과 코드워드의 마스킹에 사용될 수도 있다.
본 발명에서 UE ID 혹은 UE ID 시퀀스가 할당된 프로즌 비트 위치, 혹은 정보 비트 위치에 할당된 UE ID 혹은 UE ID 시퀀스로 인해 정보 비트가 입력되는 프로즌 비트 위치를 제외한 나머지 프로즌 비트 위치들에는 종래와 마찬가지로 '0'이 입력될 수 있다.
도 13은 본 발명을 수행하는 전송장치(10) 및 수신장치(20)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
전송장치(10) 및 수신장치(20)는 정보 및/또는 데이터, 신호, 메시지 등을 나르는 무선 신호를 전송 또는 수신할 수 있는 RF(Radio Frequency) 유닛(13, 23)과, 무선통신 시스템 내 통신과 관련된 각종 정보를 저장하는 메모리(12, 22), 상기 RF 유닛(13, 23) 및 메모리(12, 22) 등의 구성요소와 동작적으로 연결되어, 상기 구성요소를 제어하여 해당 장치가 전술한 본 발명의 실시예들 중 적어도 하나를 수행하도록 메모리(12, 22) 및/또는 RF 유닛(13, 23)을 제어하도록 구성된(configured) 프로세서(11, 21)를 각각 포함한다.
메모리(12, 22)는 프로세서(11, 21)의 처리 및 제어를 위한 프로그램을 저장할 수 있고, 입/출력되는 정보를 임시 저장할 수 있다. 메모리(12, 22)가 버퍼로서 활용될 수 있다.
프로세서(11, 21)는 통상적으로 전송장치 또는 수신장치 내 각종 모듈의 전반적인 동작을 제어한다. 특히, 프로세서(11, 21)는 본 발명을 수행하기 위한 각종 제어 기능을 수행할 수 있다. 프로세서(11, 21)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 불릴 수 있다. 프로세서(11, 21)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(400a, 400b)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(11, 21) 내에 구비되거나 메모리(12, 22)에 저장되어 프로세서(11, 21)에 의해 구동될 수 있다.
전송장치(10)의 프로세서(11)는 상기 프로세서(11) 또는 상기 프로세서(11)와 연결된 스케줄러로부터 스케줄링되어 외부로 전송될 신호 및/또는 데이터에 대하여 소정의 부호화(coding) 및 변조(modulation)를 수행한 후 RF 유닛(13)에 전송한다. 예를 들어, 프로세서(11)는 전송하고자 하는 데이터 열을 역다중화 및 채널 부호화, 스크램블링, 변조과정 등을 거쳐 K 개의 레이어로 변환한다. 부호화된 데이터 열은 코드워드로 지칭되기도 하며, MAC 계층이 제공하는 데이터 블록인 수송 블록과 등가이다. 일 수송 블록(transport block, TB)은 일 코드워드로 부호화되며, 각 코드워드는 하나 이상의 레이어의 형태로 수신장치에 전송되게 된다. 주파수 상향 변환을 위해 RF 유닛(13)은 오실레이터(oscillator)를 포함할 수 있다. RF 유닛(13)은 N t 개(N t 는 1 이상의 양의 정수)의 전송 안테나를 포함할 수 있다.
수신장치(20)의 신호 처리 과정은 전송장치(10)의 신호 처리 과정의 역으로 구성된다. 프로세서(21)의 제어 하에, 수신장치(20)의 RF 유닛(23)은 전송장치(10)에 의해 전송된 무선 신호를 수신한다. 상기 RF 유닛(23)은 N r 개의 수신 안테나를 포함할 수 있으며, 상기 RF 유닛(23)은 수신 안테나를 통해 수신된 신호 각각을 주파수 하향 변환하여(frequency down-convert) 기저대역 신호로 복원한다. RF 유닛(23)은 주파수 하향 변환을 위해 오실레이터를 포함할 수 있다. 상기 프로세서(21)는 수신 안테나를 통하여 수신된 무선 신호에 대한 복호(decoding) 및 복조(demodulation)를 수행하여, 전송장치(10)가 본래 전송하고자 했던 데이터를 복원할 수 있다.
RF 유닛(13, 23)은 하나 이상의 안테나를 구비한다. 안테나는, 프로세서(11, 21)의 제어 하에 본 발명의 일 실시예에 따라, RF 유닛(13, 23)에 의해 처리된 신호를 외부로 전송하거나, 외부로부터 무선 신호를 수신하여 RF 유닛(13, 23)으로 전달하는 기능을 수행한다. 안테나는 안테나 포트로 불리기도 한다. 각 안테나는 하나의 물리 안테나에 해당하거나 하나보다 많은 물리 안테나 요소(element)의 조합에 의해 구성될(configured) 수 있다. 각 안테나로부터 전송된 신호는 수신장치(20)에 의해 더는 분해될 수 없다. 해당 안테나에 대응하여 전송된 참조신호(reference signal, RS)는 수신장치(20)의 관점에서 본 안테나를 정의하며, 채널이 일 물리 안테나로부터의 단일(single) 무선 채널인지 혹은 상기 안테나를 포함하는 복수의 물리 안테나 요소(element)들로부터의 합성(composite) 채널인지에 관계없이, 상기 수신장치(20)로 하여금 상기 안테나에 대한 채널 추정을 가능하게 한다. 즉, 안테나는 상기 안테나 상의 심볼을 전달하는 채널이 상기 동일 안테나 상의 다른 심볼이 전달되는 상기 채널로부터 도출될 수 있도록 정의된다. 복수의 안테나를 이용하여 데이터를 송수신하는 다중 입출력(Multi-Input Multi-Output,MIMO) 기능을 지원하는 RF 유닛의 경우에는 2개 이상의 안테나와 연결될 수 있다.
전송장치(10)는 본 발명에 따른 폴라 인코더를 포함하도록 구성되며, 수신장치(20)는 본 발명에 따른 폴라 디코더를 포함하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 전송장치(10)의 프로세서(11)는 본 발명에 따른 폴라 인코딩을 수행하도록 구성될 수 있고, 수신장치(20)의 프로세서(21)는 본 발명에 따른 폴라 디코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 즉, 본 발명에 따른 폴라 인코더가 전송장치(10)의 프로세서(11)의 일부로서 구성될 수 있고, 본 발명에 따른 폴라 디코더는 수신장치(20)의 프로세서(21)의 일부로서 구성될 수 있다.
본 발명에서 전송장치(10)의 프로세서(11)는 크기 N인 폴라 코드의 N개 입력 비트 위치들 중 일부에 특정 비트 할당 시퀀스에 따라 D-비트 정보와 X-비트의 사용자기기 ID(user equipment ID, UE ID)를 포함하는 입력 비트들을 입력하도록 구성될 수 있다. 상기 프로세서(11)는 상기 폴라 코드를 이용하여 상기 입력 비트들을 인코딩하며, 인코딩된 출력 시퀀스를 전송하도록 상기 전송장치(10)의 RF 유닛(13)을 제어할 수 있다. 상기 프로세서(11)는 상기 폴라 인코딩을 수행하도록 구성된 폴라 인코더를 구비할 수 있으며, 상기 폴라 인코더는 상기 폴라 코드의 N개 입력 비트 위치들에 대응하는 N개 입력 비트 위치들과 상기 폴라 코드의 N개 출력 비트 위치들에 대응하는 N개 출력 비트 위치들을 포함할 수 있다.
상기 프로세서(11)는 상기 N개 입력 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 D개 입력 비트 위치들 상기 D-비트 정보를 입력하고, 신뢰도가 높은 상기 D개 입력 비트 위치들을 제외한 나머지 입력 비트 위치들(이하, 프로즌 비트 위치들) 중 신뢰도가 높은 입력 위치(들)에 상기 UE ID를 입력하도록 구성될 수 있다.
혹은 상기 프로세서(11)는 상기 UE ID를 신뢰도가 높은 상기 D개 입력 비트 위치들 중 X개 정보 비트 위치들에 입력하도록 구성될 수 있다. 상기 프로세서(11)는 신뢰도가 높은 상기 D개 입력 비트 위치들 중 상기 UE ID가 입력된 X개 정보 비트 위치들을 제외한 나머지 비트 위치들에 상기 D-비트 정보 중 일부를 입력하며, 상기 D-비트 정보 중 나머지 정보 비트(들)을 상기 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 프로즌 비트 위치(들)에 입력하도록 구성될 수 있다. 상기 나머지 정보 비트(들)은 상기 D-비트 정보 중 상기 UE ID가 입력된 입력 비트 위치들에 해당하는 정보 비트(들)일 수 있다. 예를 들어, 입력 비트 위치들의 인덱스들을 신뢰도의 내림차순으로 정렬한 시퀀스가 {8, 7, 6, 5, 4, 3, 2, 1}이고, UE ID가 없었다면 8-비트 정보가 U8, U7, U6, U5, U4, U3, U2, U1의 순서로 상기 입력 비트 위치들에 입력될 것이었다면, 상기 프로세서(11)가 UE ID를 입력 비트 위치들 6, 5, 4, 3에 삽입한 경우, 상기 프로세서(11)는 상기 8-비트 정보의 비트들 중 U8, U7, U2, U1을 입력 비트 위치들 8, 7, 2, 1에 입력하고 상기 8-비트 정보의 비트들 중 U6, U5, U4, U3를 기존 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 상대적으로 높은 프로즌 비트 위치들에 입력할 수 있다. 혹은, 상기 나머지 정보 비트(들)은 상기 D-비트 정보의 끝 부분에 위치한 정보 비트(들)일 수 있다. 예를 들어, 상기 프로세서(11)는 상기 8-비트 정보의 비트들 중 U8, U7, U6, U5를 입력 비트 위치들 8, 7, 2, 1에 입력하고 상기 8-비트 정보의 비트들 중 끝 부분에 위치한 비트들인 U4, U3, U2, U1을 기존 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 상대적으로 높은 프로즌 비트 위치들에 입력할 수 있다. 상기 UE ID는 상기 전송장치의 UE ID인 혹은 상기 정보의 목적지인 수신장치의 UE ID일 수 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명의 실시예들은 무선 통신 시스템에서, 기지국 또는 사용자기기, 기타 다른 장비에 사용될 수 있다.

Claims (14)

  1. 무선 통신 시스템에서 전송장치가 정보를 전송함에 있어서,
    크기 N인 폴라 코드의 N개 입력 비트 위치들 중 일부에 특정 비트 할당 시퀀스에 따라 D-비트 정보와 X-비트의 사용자기기 ID(user equipment ID, UE ID)를 포함하는 입력 비트들을 입력; 및
    상기 폴라 코드를 이용하여 상기 입력 비트들을 인코딩;
    인코딩된 출력 시퀀스를 전송하는 것을 포함하는,
    정보 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 N개 입력 비트 위치들은 정보 비트 위치들과 프로즌 비트 위치들로 구분되고,
    상기 정보 비트 위치들은 상기 N개 입력 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 D개 입력 비트 위치들이며,
    상기 UE ID는 상기 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 입력 위치(들)에 입력되는,
    정보 전송 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 UE ID는 상기 정보 비트 위치들 중 X개 정보 비트 위치들에 입력되는,
    정보 전송 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 정보 비트 위치들 중 상기 UE ID가 입력된 상기 X개 정보 비트 위치들을 제외한 나머지 정보 비트 위치들에 상기 D-비트 정보 중 일부가 입력되며 상기 D-비트 정보 중 나머지 정보 비트(들)은 상기 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 프로즌 비트 위치(들)에 입력되는,
    정보 전송 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 나머지 정보 비트(들)은 상기 D-비트 정보 중 상기 UE ID가 입력된 정보 비트 위치들에 해당하는 정보 비트(들)인,
    정보 전송 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 나머지 정보 비트(들)은 상기 D-비트 정보의 끝 부분에 위치한 정보 비트(들)인,
    정보 전송 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 UE ID는 상기 전송장치의 UE ID인 혹은 상기 D-비트 정보의 목적지인 수신장치의 UE ID인,
    정보 전송 방법.
  8. 무선 통신 시스템에서 전송장치가 정보를 전송함에 있어서,
    무선 주파수(radio frequency, RF) 유닛, 및
    상기 RF 유닛을 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는:
    크기 N인 폴라 코드의 N개 입력 비트 위치들 중 일부에 특정 비트 할당 시퀀스에 따라 D-비트 정보와 X-비트의 사용자기기 ID(user equipment ID, UE ID)를 포함하는 입력 비트들을 입력; 및
    상기 폴라 코드를 이용하여 상기 입력 비트들을 인코딩;
    인코딩된 출력 시퀀스를 전송하도록 상기 RF 유닛을 제어하도록 구성된,
    전송장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 N개 입력 비트 위치들은 정보 비트 위치들과 프로즌 비트 위치들로 구분되며,
    상기 정보 비트 위치들은 상기 N개 입력 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 D개 입력 비트 위치들이며,
    상기 프로세서는 상기 UE ID를 상기 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 입력 위치(들)에 입력하도록 구성된,
    전송장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 UE ID는 상기 정보 비트 위치들 중 X개 정보 비트 위치들에 입력하도록 구성된,
    전송장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 정보 비트 위치들 중 상기 UE ID가 입력된 X개 정보 비트 위치들을 제외한 나머지 정보 비트 위치들에 상기 D-비트 정보 중 일부를 입력하며, 상기 D-비트 정보 중 나머지 정보 비트(들)을 상기 프로즌 비트 위치들 중 신뢰도가 높은 프로즌 비트 위치(들)에 입력하도록 구성된,
    전송장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 나머지 정보 비트(들)은 상기 D-비트 정보 중 상기 UE ID가 입력된 정보 비트 위치들에 해당하는 정보 비트(들)인,
    전송장치.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 나머지 정보 비트(들)은 상기 D-비트 정보의 끝 부분에 위치한 정보 비트(들)인,
    전송장치.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 UE ID는 상기 전송장치의 UE ID인 혹은 상기 D-비트 정보의 목적지인 수신장치의 UE ID인,
    전송장치.
PCT/KR2018/001980 2017-02-17 2018-02-14 정보 전송 방법 및 전송장치 WO2018151555A1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/065,676 US11223370B2 (en) 2017-02-17 2018-02-14 Method and apparatus for transmitting information

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201762460535P 2017-02-17 2017-02-17
US62/460,535 2017-02-17
US201762504486P 2017-05-10 2017-05-10
US62/504,486 2017-05-10
US201762507118P 2017-05-16 2017-05-16
US62/507,118 2017-05-16

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018151555A1 true WO2018151555A1 (ko) 2018-08-23

Family

ID=63170016

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2018/001980 WO2018151555A1 (ko) 2017-02-17 2018-02-14 정보 전송 방법 및 전송장치

Country Status (2)

Country Link
US (1) US11223370B2 (ko)
WO (1) WO2018151555A1 (ko)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019099318A1 (en) * 2017-11-15 2019-05-23 Idac Holdings, Inc. Urllc transmissions with polar codes
WO2019095330A1 (en) * 2017-11-17 2019-05-23 Zte Corporation Predetermined master information block coding
WO2019191944A1 (en) * 2018-04-04 2019-10-10 Qualcomm Incorporated Polar coded harq scheme over time-varying channel
US20210203446A1 (en) * 2018-08-24 2021-07-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Enhancements to limited buffer rate-matching

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017023079A1 (ko) * 2015-08-02 2017-02-09 엘지전자 주식회사 폴라 코드에서의 데이터 비트 결정 방법 및 이를 위한 장치

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
USRE49547E1 (en) * 2013-08-20 2023-06-06 Lg Electronics Inc. Method for transmitting data by using polar coding in wireless access system
US10555322B2 (en) * 2015-06-18 2020-02-04 Intel IP Corporation Low latency contention based scheduling request
US10277252B2 (en) * 2017-01-09 2019-04-30 At&T Intellectual Property I, L.P. Encoding data with polar codes for control channels
US11121808B2 (en) * 2017-09-08 2021-09-14 Apple Inc. Method and apparatus for channel coding in the fifth generation new radio system

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017023079A1 (ko) * 2015-08-02 2017-02-09 엘지전자 주식회사 폴라 코드에서의 데이터 비트 결정 방법 및 이를 위한 장치

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"Polar Code Design for DCI", R1-1702277, 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #88, 7 February 2017 (2017-02-07), Athens, Greece, XP051209432 *
COHERENT LOGIX INC.: "Early block discrimination with polar codes to further accelerate DCI blind detection", RI-1701897, 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #88, 7 February 2017 (2017-02-07), Athens, Greece, XP051209060 *
HUAWEI ET AL.: "Performance evaluation of channel coding schemes for control channel", R1-1611257, 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #87, 5 November 2016 (2016-11-05), Reno, USA, XP051175238 *
INTEL CORPORATION: "Design aspects of Polar Code for control channels", R1-1702712 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #88, 7 February 2017 (2017-02-07), Athens Greece, XP051209859 *

Also Published As

Publication number Publication date
US11223370B2 (en) 2022-01-11
US20210203361A1 (en) 2021-07-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2019098677A1 (ko) Pbch 전송 방법 및 전송 장치, 및 pbch 수신 방법 및 수신 장치
WO2019194635A1 (en) Apparatus and method for encoding and decoding using polar code in wireless communication system and broadcasting system
WO2018174672A2 (ko) 하향링크 신호 수신 방법 및 사용자기기, 그리고 하향링크 신호 전송 방법 및 기지국
WO2018231026A1 (ko) 정보 전송 방법 및 전송 장치
AU2018288906B2 (en) Method and apparatus of rate-matching for communication and broadcasting systems
WO2017217827A1 (ko) 데이터 전송 방법 및 전송 장치와, 데이터 수신 방법 및 수신 장치
WO2017222259A1 (ko) 데이터 전송 방법 및 송신기
WO2016182274A1 (ko) 기계타입통신을 지원하는 무선 접속 시스템에서 기계타입통신 단말을 위해 정의되는 전송블록크기를 이용한 데이터를 송수신하는 방법 및 장치
WO2016126119A1 (ko) 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치
WO2018203720A1 (en) Method and apparatus for control information searching and data information transmission in a communication system
WO2017023079A1 (ko) 폴라 코드에서의 데이터 비트 결정 방법 및 이를 위한 장치
WO2015076619A1 (ko) Pdcch의 묶음을 수신하는 방법 및 mtc 기기
WO2018124779A1 (ko) 폴라 코드에 기반한 harq를 수행하는 방법 및 장치
WO2018151555A1 (ko) 정보 전송 방법 및 전송장치
WO2018236114A1 (en) METHOD AND APPARATUS FOR FLOW ADAPTATION FOR COMMUNICATION AND BROADCASTING SYSTEMS
WO2019031841A1 (ko) 정보 전송 방법 및 전송 장치 및 정보 수신 방법 및 수신 장치
WO2019139412A1 (ko) 정보를 전송하는 방법 및 장치, 그리고 정보를 수신하는 방법 및 장치
WO2017018859A1 (en) Method and apparatus for channel encoding and channel decoding in a wireless communication system
WO2018110961A1 (ko) 다중 집합 레벨에 따라 하향링크 제어 정보를 디코딩하는 방법 및 단말
WO2018203699A1 (ko) 무선 셀룰라 통신 시스템에서 데이터 전송 방법 및 장치
WO2016072746A1 (ko) 기계타입통신을 지원하는 무선 접속 시스템에서 기계타입통신 단말이 데이터를 송수신하는 방법 및 장치
WO2020204492A1 (en) Method and apparatus for repetition-based data transmission for network cooperative communication
WO2022211598A1 (en) Method and apparatus for transmitting uplink channel in wireless communication system
WO2018143772A1 (ko) 수송 블록 전송 방법 및 전송 장치
WO2022240162A1 (en) Method and apparatus for transmitting uplink channel in wireless communication system

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18754051

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18754051

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1