WO2018110961A1 - 다중 집합 레벨에 따라 하향링크 제어 정보를 디코딩하는 방법 및 단말 - Google Patents

다중 집합 레벨에 따라 하향링크 제어 정보를 디코딩하는 방법 및 단말 Download PDF

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WO2018110961A1
WO2018110961A1 PCT/KR2017/014612 KR2017014612W WO2018110961A1 WO 2018110961 A1 WO2018110961 A1 WO 2018110961A1 KR 2017014612 W KR2017014612 W KR 2017014612W WO 2018110961 A1 WO2018110961 A1 WO 2018110961A1
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WO
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cces
bit position
cce
unfrozen
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PCT/KR2017/014612
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황승계
김기준
김병훈
김봉회
안준기
이윤정
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엘지전자 주식회사
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04W72/00—Local resource management
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    • H04W72/23—Control channels or signalling for resource management in the downlink direction of a wireless link, i.e. towards a terminal
    • H—ELECTRICITY
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    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0053—Allocation of signaling, i.e. of overhead other than pilot signals

Definitions

  • the present invention relates to mobile communications.
  • 3GPP LTE long term evolution
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications System
  • 3GPP LTE uses orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) in downlink and single carrier-frequency division multiple access (SC-FDMA) in uplink.
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier-frequency division multiple access
  • MIMO multiple input multiple output
  • LTE-A 3GPP LTE-Advanced
  • a physical channel is a downlink channel PDSCH (Physical Downlink Shared) Channel (PDCCH), Physical Downlink Control Channel (PDCCH), Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel (PHICH), Physical Uplink Shared Channel (PUSCH) and PUCCH (Physical Uplink Control Channel).
  • PDSCH Physical Downlink Shared
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • PHICH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • An aggregation level which is the number of control channel elements (CCEs) used when a base station transmits a specific PDCCH, may be determined according to channel conditions. From the point of view of the UE, it should be possible to use all of the size of the AL used by the base station or to select only a part thereof. As such, in order to make the UE selectively take an AL to be used for decoding within the AL transmitted by the base station, decoding must be successful with only some ALs. However, until now, there has been no way for decoding to be successful with only some AL.
  • the present disclosure aims to solve the above-mentioned problem.
  • the present disclosure provides a method for decoding downlink control information.
  • the method includes selecting a minimum number of CCEs suitable for a current channel situation at an aggregation level defining a number of control channel elements (CCEs) of a control channel in which downlink control information is encoded; Determining a frozen bit position and an unfrozen bit position of a polar code on the selected lowest number of CCEs; And performing a first decoding of a polar code on the downlink control information encoded on the un frozen bit.
  • CCEs control channel elements
  • the method includes selecting more than the lowest number of CCEs when the first decoding fails; Determining a frozen bit position and an unfrozen bit position on a CCE of the selected coefficient; And performing the second decoding of the polar code on the downlink control information encoded on the determined un frozen bit position.
  • the frozen bit position and the unfrozen bit position of the polar code on the one CCE may be determined.
  • the decoding fails and two CCEs larger than the lowest number 1 are selected, the frozen bit position and the unfrozen bit position on the two CCEs may be determined.
  • the set of unfrozen bit positions on the two CCEs may not include the set of unfrozen bit positions on the one CCE.
  • the method may further include performing a parity check on a result of performing the first decoding by using the result of performing the second decoding.
  • the method may further include combining a result of performing the first decoding and a result of performing the second decoding with a Log-Likelihood Ratio (LLR).
  • LLR Log-Likelihood Ratio
  • the present disclosure provides a terminal for decoding the downlink control information.
  • the terminal and the transceiver may include a processor for controlling the transceiver. Selecting, by the processor, a minimum number of CCEs suitable for a current channel situation at an aggregation level defining a number of control channel elements (CCEs) of a control channel in which downlink control information is encoded; Determining a frozen bit position and an unfrozen bit position of a polar code on the selected lowest number of CCEs; And performing a first decoding of a polar code on the downlink control information encoded on the un frozen bit.
  • CCEs control channel elements
  • 1 is a wireless communication system.
  • FIG. 2 shows a structure of a radio frame according to FDD in 3GPP LTE.
  • 3 shows an example of resource mapping of a PDCCH.
  • FIG. 4 is an exemplary diagram illustrating monitoring of a PDCCH.
  • FIG 5A illustrates an example of Internet of Things (IoT) communication.
  • IoT Internet of Things
  • 5B is an illustration of cell coverage extension or augmentation for IoT devices.
  • 6A and 6B are exemplary views illustrating examples of subbands in which an IoT device operates.
  • FIG. 7 shows an example of a time resource that can be used for NB-IoT in M-frame units.
  • FIG. 8 is another exemplary diagram illustrating time resources and frequency resources that can be used for NB IoT.
  • FIG 9 shows an example of a subframe type in NR.
  • Fig. 10A shows the basic concept of polar code
  • Fig. 10B shows the structure of an SC decoder.
  • FIG. 11 exemplarily shows an encoder structure of a polar code according to the first disclosure of the present specification.
  • 13A to 13D are exemplary diagrams illustrating a decoding process that changes as the number of CCEs used by a decoder of a receiver is changed.
  • FIG. 14 is an exemplary flowchart illustrating a decoding method of a receiving end according to a second disclosure.
  • 15 is a block diagram illustrating a wireless communication system in which the present disclosure is implemented.
  • LTE includes LTE and / or LTE-A.
  • first and second may be used to describe various components, but the components should not be limited by the terms. The terms are used only for the purpose of distinguishing one component from another.
  • first component may be referred to as the second component, and similarly, the second component may also be referred to as the first component.
  • base station which is used hereinafter, generally refers to a fixed station for communicating with a wireless device, and includes an evolved-nodeb (eNodeB), an evolved-nodeb (eNB), a base transceiver system (BTS), and an access point (e.g., a fixed station). Access Point) may be called.
  • eNodeB evolved-nodeb
  • eNB evolved-nodeb
  • BTS base transceiver system
  • access point e.g., a fixed station.
  • UE User Equipment
  • MS mobile station
  • UT user terminal
  • SS subscriber station
  • MT mobile terminal
  • 1 is a wireless communication system.
  • a wireless communication system includes at least one base station (BS) 20.
  • Each base station 20 provides a communication service for a particular geographic area (generally called a cell) 20a, 20b, 20c.
  • the cell can in turn be divided into a number of regions (called sectors).
  • the UE typically belongs to one cell, and the cell to which the UE belongs is called a serving cell.
  • a base station that provides a communication service for a serving cell is called a serving BS. Since the wireless communication system is a cellular system, there are other cells adjacent to the serving cell. Another cell adjacent to the serving cell is called a neighbor cell.
  • a base station that provides communication service for a neighbor cell is called a neighbor BS. The serving cell and the neighbor cell are determined relatively based on the UE.
  • downlink means communication from the base station 20 to the UE 10
  • uplink means communication from the UE 10 to the base station 20.
  • the transmitter may be part of the base station 20 and the receiver may be part of the UE 10.
  • the transmitter may be part of the UE 10 and the receiver may be part of the base station 20.
  • a wireless communication system can be largely divided into a frequency division duplex (FDD) method and a time division duplex (TDD) method.
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • uplink transmission and downlink transmission are performed while occupying different frequency bands.
  • uplink transmission and downlink transmission are performed at different times while occupying the same frequency band.
  • the channel response of the TDD scheme is substantially reciprocal. This means that the downlink channel response and the uplink channel response are almost the same in a given frequency domain. Therefore, in a TDD based wireless communication system, the downlink channel response can be obtained from the uplink channel response.
  • the downlink transmission by the base station and the uplink transmission by the UE cannot be simultaneously performed.
  • uplink transmission and downlink transmission are performed in different subframes.
  • FIG. 2 shows a structure of a radio frame according to FDD in 3GPP LTE.
  • a radio frame includes 10 subframes, and one subframe includes two slots. Slots in a radio frame are numbered from 0 to 19 slots.
  • the time taken for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI may be referred to as a scheduling unit for data transmission.
  • one radio frame may have a length of 10 ms
  • one subframe may have a length of 1 ms
  • one slot may have a length of 0.5 ms.
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe may be variously changed.
  • one slot may include a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols. How many OFDM symbols are included in one slot may vary depending on a cyclic prefix (CP).
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • One slot includes N RB resource blocks (RB) in frequency domain (frequency domain).
  • N RB resource blocks in frequency domain (frequency domain).
  • the number of resource blocks (RBs), that is, N RBs may be any one of 6 to 110.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of subcarriers in one slot. For example, if one slot includes 7 OFDM symbols in the time domain and the resource block includes 12 subcarriers in the frequency domain, one resource block may include 7x12 resource elements (REs). Can be.
  • REs resource elements
  • physical channels include a physical downlink shared channel (PDSCH), a physical uplink shared channel (PUSCH), a physical downlink control channel (PDCCH), a physical control format indicator channel (PCFICH), and a physical hybrid (PHICH).
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PCFICH physical control format indicator channel
  • PHICH physical hybrid
  • ARQ Indicator Channel Physical Uplink Control Channel
  • the uplink channel includes a PUSCH, a PUCCH, a sounding reference signal (SRS), and a physical random access channel (PRACH).
  • PUSCH PUSCH
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • SRS sounding reference signal
  • PRACH physical random access channel
  • Downlink control channel such as PDCCH
  • DCI downlink control information
  • PDSCH also called DL grant
  • PUSCH resource allocation also called UL grant
  • VoIP Voice over Internet Protocol
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be sent to the UE, and attaches a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the CRC masks a unique radio network temporary identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH. If the PDCCH is for a specific UE, a unique identifier of the UE, for example, a cell-RNTI (C-RNTI) may be masked to the CRC. Alternatively, if the PDCCH is for a paging message, a paging indication identifier, for example, p-RNTI (P-RNTI), may be masked to the CRC.
  • RNTI radio network temporary identifier
  • SI-RNTI system information-RNTI
  • RA-RNTI random access-RNTI
  • blind decoding is used to detect the PDCCH.
  • Blind decoding is a method of demasking a desired identifier in a cyclic redundancy check (CRC) of a received PDCCH (referred to as a candidate PDCCH) and checking a CRC error to determine whether the corresponding PDCCH is its control channel.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be sent to the wireless device, attaches the CRC to the DCI, and masks a unique identifier (RNTI) to the CRC according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI unique identifier
  • 3 shows an example of resource mapping of a PDCCH.
  • R0 is a reference signal of the first antenna
  • R1 is a reference signal of the second antenna
  • R2 is a reference signal of the third antenna
  • R3 is a reference signal of the fourth antenna.
  • the control region in the subframe includes a plurality of control channel elements (CCEs).
  • the CCE is a logical allocation unit used to provide a coding rate according to the state of a radio channel to a PDCCH and corresponds to a plurality of resource element groups (REGs).
  • the REG includes a plurality of resource elements.
  • the format of the PDCCH and the number of bits of the PDCCH are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the number of CCEs used for transmission of the PDCCH is determined by the base station according to the channel state. For example, one CCE may be used for PDCCH transmission for a UE having a good downlink channel state. Eight CCEs may be used for PDCCH transmission for a UE having a poor downlink channel state.
  • One REG (denoted as quadruplet in the figure) contains four REs and one CCE contains nine REGs.
  • ⁇ 1, 2, 4, 8 ⁇ CCEs may be used to configure one PDCCH, and each element of ⁇ 1, 2, 4, 8 ⁇ is called a CCE aggregation level.
  • a control channel composed of one or more CCEs performs interleaving in units of REGs and is mapped to physical resources after a cyclic shift based on a cell ID.
  • FIG. 4 is an exemplary diagram illustrating monitoring of a PDCCH.
  • the UE cannot know which CCE aggregation level or DCI format is transmitted at which position in the PDCCH. Since a plurality of PDCCHs may be transmitted in one subframe, the UE monitors the plurality of PDCCHs every subframe. Here, monitoring refers to the UE attempting to decode the PDCCH according to the PDCCH format.
  • a search space is used to reduce the burden of blind decoding.
  • the search space may be referred to as a monitoring set of the CCE for the PDCCH.
  • the UE monitors the PDCCH in the corresponding search space.
  • the search space is divided into a common search space (CSS) and a UE-specific search space (USS).
  • the common search space is a space for searching for a PDCCH having common control information.
  • the common search space includes 16 CCEs up to CCE indexes 0 to 15 and supports a PDCCH having a CCE aggregation level of ⁇ 4, 8 ⁇ .
  • PDCCHs (DCI formats 0 and 1A) carrying UE specific information may also be transmitted in the common search space.
  • the UE specific search space supports PDCCH having a CCE aggregation level of ⁇ 1, 2, 4, 8 ⁇ .
  • Table 1 below shows the number of PDCCH candidates monitored by the UE.
  • the size of the search space is determined by Table 1, and the starting point of the search space is defined differently from the common search space and the UE specific search space.
  • the starting point of the common search space is fixed irrespective of the subframe, but the starting point of the UE specific search space is per subframe according to the UE identifier (eg, C-RNTI), CCE aggregation level and / or slot number within the radio frame Can vary. If the starting point of the UE specific search space is in the common search space, the UE specific search space and the common search space may overlap.
  • the search space S (L) k is defined as a set of PDCCH candidates at the collection level L ⁇ ⁇ 1,2,4,8 ⁇ .
  • the CCE corresponding to the PDCCH candidate m in the search space S (L) k is given as follows.
  • the control region includes a set of CCEs numbered from 0 to N CCE, k ⁇ 1.
  • M (L) is the number of PDCCH candidates at CCE aggregation level L in a given search space.
  • variable Y k is defined as follows.
  • n s is a slot number in a radio frame.
  • FIG 5A illustrates an example of Internet of Things (IoT) communication.
  • IoT Internet of Things
  • the IoT refers to the exchange of information through the base station 200 between the IoT devices 100 without human interaction or the exchange of information through the base station 200 between the IoT device 100 and the server 700.
  • IoT communication is referred to as CIoT (Cellular Internet of Things) in that it communicates with a cellular base station.
  • Such IoT communication is a kind of machine type communication (MTC). Therefore, the IoT device may be referred to as an MTC device.
  • MTC machine type communication
  • IoT services are differentiated from services in a communication involving a conventional person, and may include various categories of services such as tracking, metering, payment, medical field services, and remote control.
  • IoT services may include meter reading, water level measurement, the use of surveillance cameras, and inventory reporting on vending machines.
  • IoT communication has a small amount of data to be transmitted and rarely generates up and down data transmission and reception, it is desirable to lower the unit cost of the IoT device 100 and reduce battery consumption in accordance with a low data rate.
  • the IoT device 100 since the IoT device 100 has a feature of low mobility, the IoT device 100 has a characteristic that the channel environment is hardly changed.
  • 5B is an illustration of cell coverage extension or augmentation for IoT devices.
  • the base station transmits a downlink channel to the IoT device located in the coverage extension (CE) or coverage enhancement (CE) area, the IoT device Will have difficulty receiving it.
  • the base station if an IoT device located in the CE region simply transmits an uplink channel, the base station has difficulty receiving it.
  • a downlink channel or an uplink channel may be repeatedly transmitted on several subframes.
  • transmitting uplink / downlink channels repeatedly on a plurality of subframes is called a bundle transmission.
  • the IoT device or the base station may increase the decoding success rate by receiving a bundle of downlink / uplink channels on various subframes and decoding some or all of the bundle.
  • 6A and 6B are exemplary views illustrating examples of subbands in which an IoT device operates.
  • the IoT device may use a subband (subband) of, for example, about 1.4 MHz. Can be.
  • the region of the subband in which the IoT device operates may be located in the center region (eg, six PRBs) of the system bandwidth of the cell, as shown in FIG. 6A.
  • multiple subbands of an IoT device may be placed in one subframe for multiplexing in subframes between IoT devices, and different subbands between IoT devices may be used.
  • most IoT devices may use a subband other than the center region (eg, six PRBs) of the system band of the cell.
  • Such IoT communication operating on the reduced bandwidth may be called NB (Narrow Band) IoT communication or NB CIoT communication.
  • FIG. 7 shows an example of a time resource that can be used for NB-IoT in M-frame units.
  • a frame that may be used for NB-IoT may be called an M-frame, and the length may be, for example, 60 ms.
  • a subframe that can be used for NB IoT may be called an M-subframe, and the length may be 6ms for example.
  • the M-frame may include ten M-subframes.
  • Each M-subframe may include two slots, and each slot may be 3ms for example.
  • a slot that may be used for NB IoT may have a length of 2 ms, and thus a subframe may have a length of 4 ms and a frame may have a length of 40 ms. This will be described in more detail with reference to FIG. 8.
  • FIG. 8 is another exemplary diagram illustrating time resources and frequency resources that can be used for NB IoT.
  • a physical channel or a physical signal transmitted on a slot in an uplink of an NB-IoT includes N symb UL SC-FDMA symbols in a time domain and is included in a frequency domain. N sc UL subcarriers are included.
  • the uplink physical channel may be divided into a narrowband physical uplink shared channel (NPUSCH) and a narrowband physical random access channel (NPRACH).
  • NPUSCH narrowband physical uplink shared channel
  • NPRACH narrowband physical random access channel
  • the physical signal may be a narrowband demodulation reference signal (NDMRS).
  • the uplink bandwidths of the N sc UL subcarriers during the T slot slot in NB-IoT are as follows.
  • a slot is defined as an index pair (k, l).
  • the downlink physical channel in the NB-IoT includes a narrowband physical downlink shared channel (NPDSCH), a narrowband physical broadcast channel (NPBCH), and a narrowband physical downlink control channel (NPDCCH).
  • the downlink physical signal includes a narrowband reference signal (NRS), a narrowband synchronization signal (NSS), and a narrowband positioning reference signal (NPRS).
  • the NSS includes a narrowband primary synchronization signal (NPSS) and a narrowband secondary synchronization signal (NSSS).
  • NB-IoT is a communication method for a wireless device using a bandwidth (that is, narrowband) reduced according to low-complexity / low-cost.
  • This NB-IoT communication aims to allow a large number of wireless devices to be connected on the reduced bandwidth.
  • NB-IoT communication aims to support wider cell coverage than cell coverage in the existing LTE communication.
  • the carrier having the reduced bandwidth includes only one PRB when the subcarrier spacing is 15 kHz, as can be seen with reference to Table 1 above. That is, NB-IoT communication may be performed using only one PRB.
  • the base station may not transmit a downlink control channel (ie, NPDCCH) and a downlink data channel (ie, NPDSCH) on the same subframe. That is, when the base station transmits the NPDCCH in subframe n, it can transmit the NPDSCH in subframe n + k.
  • NPDCCH downlink control channel
  • NPDSCH downlink data channel
  • LTE long term evolution
  • LTE-A LTE-Advanced
  • 5G 5G mobile communication
  • 5th generation mobile communication is a data transmission rate of up to 20Gbps and a haptic transmission rate of at least 100Mbps anywhere.
  • the official name is “IMT-2020” and it aims to be commercialized worldwide in 2020.
  • the ITU presents three usage scenarios, such as Enhanced Mobile BroadBand (eMBB) massive Machine Type Communication (MMTC) and Ultra Reliable and Low Latency Communications (URLLC).
  • eMBB Enhanced Mobile BroadBand
  • MMTC massive Machine Type Communication
  • URLLC Ultra Reliable and Low Latency Communications
  • URLLC relates to usage scenarios that require high reliability and low latency.
  • services such as autonomous driving, factory automation, and augmented reality require high reliability and low latency (eg, less than 1 ms).
  • latency of 4G (LTE) is statistically 21-43ms (best 10%) and 33-75ms (median). This is insufficient to support a service requiring a delay of less than 1ms.
  • eMBB usage scenarios relate to usage scenarios that require mobile ultra-wideband.
  • the fifth generation mobile communication system aims at higher capacity than the current 4G LTE, can increase the density of mobile broadband users, and can support device to device (D2D), high stability, and machine type communication (MTC).
  • 5G R & D also targets lower latency and lower battery consumption than 4G mobile communication systems to better implement the Internet of Things.
  • New radio access technology New RAT or NR may be proposed for such 5G mobile communication.
  • a pair of spectrum means that two carrier spectrums are included for downlink and uplink operation.
  • one carrier may include a downlink band and an uplink band paired with each other.
  • FIG 9 shows an example of a subframe type in NR.
  • the transmission time interval (TTI) shown in FIG. 9 may be called a subframe or slot for NR (or new RAT).
  • the subframe (or slot) of FIG. 9 may be used in a TDD system of NR (or new RAT) to minimize data transmission delay.
  • the subframe (or slot) includes 14 symbols, like the current subframe. The symbol at the beginning of the subframe (or slot) may be used for the DL control channel, and the symbol at the end of the subframe (or slot) may be used for the UL control channel. The remaining symbols may be used for DL data transmission or UL data transmission.
  • downlink transmission and uplink transmission may proceed sequentially in one subframe (or slot).
  • downlink data may be received in a subframe (or slot), and an uplink acknowledgment (ACK / NACK) may be transmitted in the subframe (or slot).
  • the structure of such a subframe (or slot) may be referred to as a self-contained subframe (or slot).
  • a time gap may be required for the transition process from transmit mode to receive mode or from receive mode to transmit mode.
  • some OFDM symbols when switching from DL to UL in the subframe structure may be set to a guard period (GP).
  • 5G The requirements for 5G systems include latency, peak data rate, and error correction.
  • 5G which will be used for ultra-high resolution media streaming, Internet of Things, cloud computing, and autonomous vehicles, is aiming at much higher performance than LTE's system requirements in many areas.
  • 5G targets 1ms, which is 1/10 of LTE's latency. These short delays serve as important indicators in areas that are directly related to human life, such as autonomous vehicles. 5G also aims at high data rates. The maximum transmission rate is 20 times compared to LTE, and the actual transmission rate is 10 to 100 times, and it is expected to be able to provide a large amount of high speed communication such as a high-definition media streaming service. Error correction reduces the data retransmission rate and ultimately improves latency and data rate.
  • a turbo code As a 5G channel coding technique, a turbo code, a polar code, and a low density parity check code (LDPC code) are considered.
  • LDPC code low density parity check code
  • a turbo code is a method of applying a different arrangement of the same sequence to two or more component encoders by connecting convolution codes in parallel.
  • a soft output iterative decoding method is used as a decoding method. Since the basic concept of turbo code decoding is to improve performance by exchanging information for each bit within the decoding period and using it for the next decoding, it is necessary to obtain a soft output in the decoding process of the turbo code. This stochastic iterative decoding method leads to excellent performance and speed.
  • the low density parity check code (LDPC code) is due to the characteristics of the LDPC iterative decoding technique in which the per-bit error correction capability is improved while the per-bit computation complexity is maintained as the length of the code is increased.
  • the code can be designed to perform decoding operations in parallel, the long code decoding can be processed at a high speed.
  • the polar code is the first error correction code theoretically proven to achieve channel capacity in a typical binary input discrete memory symmetric channel with low coding and low decoding complexity.
  • LDPC code which uses an iterative decoding process, and turbo coding, in contrast, polar code uses a combination of successive cancellation (SC) decoding and list decoding. Also, unlike LDPC code, which improves the performance by parallel processing, it improves the performance through pipelining.
  • Fig. 10A shows the basic concept of polar code
  • Fig. 10B shows the structure of an SC decoder.
  • FIG. 10A different inputs u1 and u2 may experience different channels, thereby outputting differently to x1 and x2.
  • the channel means the influence of the encoder.
  • u2 passing through the good channel becomes better and u1 passing through the bad channel becomes worse and worse, which can be structured as shown in FIG. 4B. This is called polarization.
  • the structure as shown in FIG. 10B may be generated by a Kronecker product of a 2 ⁇ 2 kernel matrix. Therefore, the encoder is always made in the form of power of two.
  • Polar code means using this polarization effect to map data on the good channel side and frozen bits on the bad channel side (i.e., bit information already known, such as 0).
  • the code rate is determined as (number of data bits) / (number of data bits + number of frozen bits).
  • Existing studies of polar codes have only found a way to create a generator matrix of polar codes based on a single kernel matrix. However, in actual communication systems, payloads may vary in size. Accordingly, there may be various sizes of rate matching. Existing studies use rate matching techniques based on puncturing or repetition to overcome the difference between the block length of the polar code and the size of rate matching. However, there is a first problem that rate matching based on puncturing or repetition reduces the reliability of the polar code or does not guarantee optimized performance in terms of mother code rate.
  • an aggregation level which is the number of CCEs used when a base station transmits a specific PDCCH
  • A aggregation level
  • the UE may be determined according to channel conditions. From the point of view of the UE, it may be determined to use all of the size of the AL used by the base station or select only a part thereof. As such, in order to make the UE selectively take an AL to be used for decoding within the AL transmitted by the base station, decoding must be successful with only some ALs. However, until now, there has been no way for decoding to be successful with only some AL.
  • the first disclosure of the present specification aims to suggest a solution for solving the first problem.
  • a second disclosure of the present specification is intended to propose a solution for solving the above-described second problem.
  • the first disclosure contemplates the use of polar codes as the channel coding scheme of NR.
  • the first disclosure of the present specification proposes a method of creating a generator matrix using a combination of one or more kernel matrices to overcome the first problem described above.
  • the proposed scheme deals with ways to improve granularity by varying the types of block lengths that can be represented by polar codes.
  • the first disclosure considers all kernel matrices that can be generated in size l x l for any integer l greater than or equal to two.
  • N block length of the polar sign
  • the block length of the proposed polar code can be calculated by the following equation.
  • r denotes the size of the base kernel matrix and has an integer value greater than 1, and generally a prime number may be used.
  • the size of N can be determined by various criteria in addition to the examples given above. In this case, the size of N determined may be determined such that a size that can be generated is selected by a combination of values of r available and n (r) for each r.
  • the value of r available and the maximum value of n (r) for each r can be limited by the system. This may be intended to reduce the complexity that may occur when the number of available kernel matrices increases. For example, the value of available r is limited to 2 and 3, and may be determined to satisfy n (2) ⁇ a max , n (3) ⁇ b max . Such restrictions may vary depending on the service used. For example, the criteria to which a restriction applies in eMBB and the criteria to which a restriction applies in URLLC or mMTC may be different.
  • restrictions applied according to the capability / capability or category of the UE may be different.
  • the value of r available to the UE with higher capability / performance and the maximum value of n (r) for each r are the values of r available to the UE with lower capability / performance and the maximum value for each r.
  • the value of n (r) can be determined to include some or all. This may be for supporting the case of designing a common channel that every UE should monitor, such as a common search space (CSS). For example, a UE with a lower capability / performance may decide to support 2 as the value of r and support n (2) ⁇ a max .
  • a UE having a higher capability / performance may support 2 and 3 as the value of r, and may support n (2) ⁇ a max and n (3) ⁇ b max .
  • the UE may report its capability / performance or category to the base station. Such a report may be performed through a first message (ie, a random access preamble) or a third message (ie, a scheduled message) while the UE performs a random access procedure. This may be for the purpose of varying the block length available in the USS, CSS, or channel for receiving data.
  • the value of r that can be supported and the maximum value of n (r) for each r may vary according to the capability of the base station.
  • the base station can inform the value of r that it can support and information of the maximum n (r) for each r through a System Information Block (SIB) or a Radio Resource Control (RRC) signal.
  • SIB System Information Block
  • RRC Radio Resource Control
  • the generation matrix of the polar sign made using the above-described criteria for selecting r and n (r) may be expressed in the form of a Kronecker product of the kernel matrix.
  • the order in which the Kronecker product is performed may be determined according to the type of generator matrix to be used. For example, consider a case where the 2x2 base kernel matrix G 2 and the 3x3 base kernel matrix G 3 are defined as follows.
  • the generation matrix of the polar code generated based on this may be expressed in the following form.
  • the form of the base kernel matrix used in the above example and the generation matrix generated based thereon is an example used for convenience of description, and the generation matrix construction method mentioned in the present invention is composed of different types of base kernel matrix and other combinations. It is generally applicable to the form of the production matrix.
  • the base kernel matrices having the same r may be arranged in successive order in consideration of encoding / decoding complexity. For example, when designing a generation matrix using a base kernel matrix of size r1 and a base kernel matrix of size r2, a kernel matrix constructed using r1 Kernel Matrix Configured with R2 After generating each of the two kernel matrices can be designed to construct a generation matrix by Kronecker product (Kronecker product).
  • a kernel matrix other than the 2x2 kernel matrix is to consider applying an extended form of the 2x2 kernel matrix.
  • a kernel matrix can be created by setting puncturing blocks and frozen bit blocks in the kernel matrix applied in the last step. For example, a 4x4 kernel matrix created using the Kronecker product of two 2x2 kernel matrices, or a 3x3 kernel matrix using an 8x8 kernel matrix can be created.
  • the definition of the puncturing block is a region corresponding to the column index of the kernel matrix of the last step, and means a portion not used in the output bit.
  • the definition of the frozen bit block is an area corresponding to the row index of the last kernel matrix, and means a portion that is not used for information in terms of input bits.
  • the receiving end uses the base kernel matrix for one r value.
  • a decoder of a receiving end may perform decoding using the generated generation matrix, or perform decoding using only G 2 .
  • the structure of the polar encoder having a block length of 12 may have a form as shown in FIG.
  • FIG. 11 exemplarily shows an encoder structure of a polar code according to the first disclosure of the present specification.
  • decoding of u1 ⁇ u12 may be performed based on the generation matrix G based on the received signals for x1 to x12.
  • the decoder Decoding of u1 ⁇ u4 and u9 ⁇ u12 using x1 ⁇ x4 and x9 ⁇ x12 using Decoding of u5 to u8 and u9 to u12 using x5 to x8 and x9 to x12 may be performed.
  • the decoder of the receiving end (eg, UE) Decoding of u1 ⁇ u4 and u9 ⁇ u12 using x1 ⁇ x4 and x9 ⁇ x12 using Decoding for x5 to x8 and u5 to u8 using u9 to u12 may be performed.
  • the configuration of the transport block may be a combination of one or more time / frequency resource transport blocks.
  • the above-described time / frequency resource transport block may include a combination of a transmission unit defined on the frequency axis, such as a PRB, and a transmission unit defined on the time axis, such as a symbol, a slot, a subframe, and the like.
  • the generation matrix of the polar code described above may be used for the purpose of mapping information to one or more CCEs and determining the decoding structure.
  • the receiving end eg, the UE
  • the second disclosure proposes a polar encoding / decoding structure that can support multiple aggregation levels in the situation of using polar codes as the coding scheme of the control channel of NR.
  • the polar code has an advantage that a mother code rate can be determined according to the size of the encoder input bit and the information bit of the polar code. That is, the convolutional code series channel coding scheme extends the coding rate only through a rate matching technique such as repetition and puncturing from a predetermined mother code rate.
  • the channel coding scheme based on the polar code has the advantage that the mother code rate can vary depending on the situation.
  • the polar coding-based channel coding scheme is the size of the input bit of the encoding. Since the size of the base kernel matrix increases in exponential form, the process of determining the mother code rate is limited.
  • the second disclosure proposes a method of designing a transmission signal so that the UE can monitor the PDCCH through various ALs in a situation in which the base station transmits the PDCCH to a specific AL in consideration of the characteristics of the polar code. Also, in order to optimize the decoding performance in each AL, the second disclosure proposes a method of arranging encoding input bits and a method of selecting encoder output bits.
  • the description will be made based on the PDCCH, but it will be apparent that the following description may be generally extended to various transport channels using the concept of AL.
  • the second disclosure proposes a method for selecting an optimal position of frozen bits / unfrozen bits of encoding based on polar codes in all selectable ALs within an AL that the base station uses for transmission of the PDCCH.
  • the optimized frozen bit / un frozen bit position may be a position for increasing channel reliability with respect to the input bit of the encoder.
  • a method of determining the location of the frozen bit / unfrozen bit may be used by calculating channel reliability using density evolution.
  • the position of the reliable bit may vary according to the input bit size of the encoder.
  • the position of the encoder input bit may be an order in which the frozen bit / unfrozen bit position is determined according to the input bit size of the encoder determined based on this.
  • the position of the frozen bit / un frozen bit may be determined by the number of 1s in a row vector corresponding to the index of the input bit of each encoder in the generation matrix of the polar code.
  • the index of the input bits of each encoder may be rearranged in ascending order of the number of 1s, and the positions of the unfrozen bits may be sequentially selected from the index having the greatest number of 1s in the rearranged index.
  • the weights may be calculated by applying each index of the input bits of the encoder to a specific equation, and the indexes may be rearranged based on the size of the value, and the positions of the unfrozen bits may be selected in the order of the higher weight values. It is apparent that the contents of the second disclosure are applicable even if other selection methods are used in addition to the selection method of the frozen bit / un frozen bit described above.
  • the aggregation level of the PDCCH transmitted by the base station is L
  • the size of the information to be transmitted Consider a situation where K ( ⁇ N).
  • the encoder of the transmitting end eg, the base station
  • the encoder of the transmitting end eg, the base station
  • the location set of the unfrozen bit optimized based on the N bit size is defined as set_ (1).
  • the receiving end eg, the UE
  • a location set of K unfrozen bits optimized based on the size of 2 * N is defined as set_ (2) for convenience.
  • K information bits are arranged in the positions of the K un frozen bits.
  • some bit positions included in set_ (1) may not be included in set_ (2), and these bit positions may be included in old_set_ (2-1).
  • the set of positions of bits included in set_2 among the added N size input bits of the encoder is defined as new_set_ (2).
  • CCE AL (2) The additional CCE generated through this encoding process is defined as CCE AL (2) .
  • the method of selecting the optimized N bits may be performed according to a priority among selection criteria for increasing decoding reliability or heuristic criteria for determining a puncturing pattern.
  • the scheme for configuring CCE may be determined in order from low to high AL through the same criteria for any larger size AL.
  • the structure of the encoder shown in FIG. 12 is represented in a separate form for convenience, but has the same effect as when using one 4 * N size encoder, which is the same for any L.
  • 13A to 13D are exemplary diagrams illustrating a decoding process that changes as the number of CCEs used by a decoder of a receiver is changed.
  • FIGS. 13A to 13D interpretation of positions of data bits, positions of frozen bits, and contents assumed by the receiver (eg, UE) according to the number of CCEs used for decoding on the side of the receiver (eg, UE) Will be different.
  • an N size polar code decoder may be used.
  • 2 * N polar code decodes may be used.
  • FIGS. 13C and 13D in the case of three CCEs and four CCEs, a polar code decoder having a size of 4 * N may be used.
  • some repeated bit values are values of bits having a slow decoding order based on information of the first decoded bit in sequential decoding order. Can be used to decode them. For example, if a particular information uses one CCE and more than two CCEs, and the bit position changes, the bit positions before the position change are treated as frozen bits based on the decoding result of the bit position after the change. Can be. In another example, if a particular piece of information uses one CCE and more than two CCEs, the bit position changes, after decoding both bits and trusting the decoding value if both values match, Otherwise, you can choose not to trust the decoding result.
  • the receiving end eg, the UE
  • the decoding result of the repeated position is maintained after maintaining the number of both cases of the corresponding bits in the decoding path in the first decoding order. It can also be determined to discard one decoding path using.
  • the CCE is increased on the frequency axis according to the AL, but according to another embodiment, the CCE may be increased on the time axis according to the AL.
  • the receiving end eg, the UE
  • a receiving end eg, a UE
  • the decoding may be performed using cumulative previous decoding results. When the receiving end (eg, the UE) succeeds in decoding at a specific AL, the receiving end (eg, the UE) may no longer perform decoding on additional CCE.
  • the positions of the newly added bits are defined as new_set_ (1 *) for convenience.
  • the total of 4 * N reflects all of the information of set_ (3 *), new_set_ (2 *), and new_set_ (1 *) generated through the above-described sequential bit position selection schemes and information bits corresponding to each position.
  • An encoder input bit of size can be formed and encoded using a generation matrix of size (4 * N) x (4 * N).
  • the AL is above a certain threshold (eg, any natural number J)
  • a certain threshold eg, any natural number J
  • J CCEs can be generated using the method of setting the optimized bit position for each AL, and from the size of AL> J, the previously generated CCEs can be determined. This may be because there is no difference in optimized bit position or no significant change above a certain AL size, which does not significantly affect performance.
  • the purpose of the present invention may be to prevent a complexity of an encoder or a decoder due to an increase in input / output bits to be encoded or decoded.
  • the threshold J at which repetition is applied may be set by a higher layer signal (eg, an RRC signal).
  • the function may be determined by a function determined by a parameter related to channel coding, such as an information bit size and a bit size constituting each CCE. For example, a section may be divided based on a coding rate, and a J value may be defined according to each section.
  • the J value may be determined according to the format of the control channel used for each SS. In this case, the receiver may determine the structure of the CCE according to the AL based on the format to be detected.
  • the decoder of the receiving end may determine the aggregation level AL to be monitored according to its channel condition, and select and decode the number of CCEs corresponding to the determined aggregation level. Specifically, it will be described with reference to FIG. 14 as follows.
  • FIG. 14 is an exemplary flowchart illustrating a decoding method of a receiving end according to a second disclosure.
  • the receiving end determines the aggregation level AL to be monitored according to its channel condition. For example, the receiving end (eg, UE) may determine the lowest aggregation level (AL) that matches its channel situation.
  • the receiving end selects a number of CCEs corresponding to the determined aggregation level AL. For example, if it is determined that the channel condition is good, the aggregation level AL is determined to be 1, and accordingly, the lowest number, that is, one CCE may be selected.
  • the receiving end (eg, UE) performs a first decoding of a polar code on downlink control information encoded on the un frozen bit.
  • the receiving end determines the frozen bit position and the unfrozen bit position of the polar code on the CCE of the selected coefficient.
  • the location of the un frozen bit may be determined based on set_ (2).
  • the bits corresponding to old_set (2-1) may be performed by one of the following three operations.
  • the purpose may be to use a more reliable channel effect without increasing the complexity of the decoder.
  • the decoder may use the decoding to reduce the number of paths.
  • the purpose for obtaining the effect of the repetitive gain in the decoder using the list decoding may be the purpose for obtaining the effect of the repetitive gain in the decoder using the list decoding.
  • Embodiments of the present invention described so far may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof. Specifically, it will be described with reference to the drawings.
  • 15 is a block diagram illustrating a wireless communication system in which the present disclosure is implemented.
  • the base station 200 includes a processor 201, a memory 202, and a transceiver (or radio frequency (RF) unit) 203.
  • the memory 202 is connected to the processor 201 and stores various information for driving the processor 201.
  • the transceiver unit (or RF unit) 203 is connected to the processor 201 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the processor 201 implements the proposed functions, processes and / or methods. In the above-described embodiment, the operation of the base station may be implemented by the processor 201.
  • the wireless device (eg, NB-IoT device) 100 includes a processor 101, a memory 102, and a transceiver (or RF unit) 103.
  • the memory 102 is connected to the processor 101 and stores various information for driving the processor 101.
  • the transceiver unit (or RF unit) 103 is connected to the processor 101 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the processor 101 implements the proposed functions, processes and / or methods.
  • the processor may include application-specific integrated circuits (ASICs), other chipsets, logic circuits, and / or data processing devices.
  • the memory may include read-only memory (ROM), random access memory (RAM), flash memory, memory card, storage medium and / or other storage device.
  • the RF unit may include a baseband circuit for processing a radio signal.
  • the above-described technique may be implemented as a module (process, function, etc.) for performing the above-described function.
  • the module may be stored in memory and executed by a processor.
  • the memory may be internal or external to the processor and may be coupled to the processor by various well known means.

Landscapes

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  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 명세서의 개시는 하향링크 제어 정보 디코딩 방법을 제공한다. 상기 방법은 하향링크 제어 정보가 인코딩되어 있는 제어 채널의 CCE(control channel element)의 개수를 정의하는 집합 레벨(Aggregation Level)에서, 현재 채널 상황에 적합한 최저 개수의 CCE를 선택하는 단계와; 상기 선택된 최저 개수의 CCE 상에서 극 부호(polar code)의 프로즌 비트(frozen bit) 위치와, 언프로즌 비트(unfrozen bit) 위치를 결정하는 단계와; 그리고 상기 언프로즌 비트 상에 인코딩되어 있는 상기 하향링크 제어 정보에 대해 극 부호의 제1 디코딩을 수행하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

다중 집합 레벨에 따라 하향링크 제어 정보를 디코딩하는 방법 및 단말
본 발명은 이동통신에 관한 것이다.
UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 향상인 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 3GPP 릴리이즈(release) 8로 소개되고 있다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA(orthogonal frequency division multiple access)를 사용하고, 상향링크에서 SC-FDMA(Single Carrier-frequency division multiple access)를 사용한다. 최대 4개의 안테나를 갖는 MIMO(multiple input multiple output)를 채용한다. 최근에는 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A(LTE-Advanced)에 대한 논의가 진행 중이다.
3GPP TS 36.211 V10.4.0 (2011-12) "Evolved Universal Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation (Release 10)"에 개시된 바와 같이, LTE에서 물리채널은 하향링크 채널인 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)와 PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel), 상향링크 채널인 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)와 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)로 나눌 수 있다.
기지국에서 특정 PDCCH를 전송할 때 사용하는 CCE(control channel element)의 개수인 집합 레벨(AL)은 채널 상황에 따라 정해질 수 있다. UE의 입장에서는, 기지국이 사용하는 AL의 크기를 모두 이용하거나, 그 일부만을 선택할 수 있어야 한다. 이처럼 UE가 디코딩에 사용할 AL을, 기지국이 전송하는 AL 내에서 선택적으로 취할 수 있도록 만들어 주기 위해서는, 일부의 AL만으로도 디코딩이 성공할 수 있어야 한다. 그러나, 현재까지는 일부의 AL만으로 디코딩이 성공될 수 있도록 할 수 있는 방안은 없었다.
따라서, 본 명세서의 개시는 전술한 문제점을 해결하는 것을 목적으로 한다.
전술한 목적을 달성하기 위하여, 본 명세서의 개시는 하향링크 제어 정보 디코딩 방법을 제공한다. 상기 방법은 하향링크 제어 정보가 인코딩되어 있는 제어 채널의 CCE(control channel element)의 개수를 정의하는 집합 레벨(Aggregation Level)에서, 현재 채널 상황에 적합한 최저 개수의 CCE를 선택하는 단계와; 상기 선택된 최저 개수의 CCE 상에서 극 부호(polar code)의 프로즌 비트(frozen bit) 위치와, 언프로즌 비트(unfrozen bit) 위치를 결정하는 단계와; 그리고 상기 언프로즌 비트 상에 인코딩되어 있는 상기 하향링크 제어 정보에 대해 극 부호의 제1 디코딩을 수행하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법은 상기 제1 디코딩이 실패한 경우, 상기 최저 개수 보다 많은 개수의 CCE를 선택하는 단계와; 상기 선택된 계수의 CCE 상에서 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치를 결정하는 단계와; 그리고 상기 결정된 언프로즌 비트 위치 상에 인코딩되어 있는 상기 하향링크 제어 정보에 대해 극 부호의 제2 디코딩을 수행하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 선택된 최저 개수가 1인 경우, 상기 1개의 CCE 상에의 상기 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치가 결정될 수 있다. 상기 디코딩이 실패되어, 상기 최저 개수인 1 보다 큰 2개의 CCE 가 선택된 경우, 상기 2개의 CCE 상에의 상기 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치가 결정될 수 있다.
상기 2개의 CCE 상에의 언프로즌 비트 위치의 세트는 상기 1개의 CCE 상에의 언프로즌 비트 위치의 세트를 포함하지 않을 수 있다.
상기 방법은 상기 제2 디코딩을 수행한 결과를 이용하여, 상기 제1 디코딩을 수행한 결과에 대해 패리티 검사를 수행하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 방법은 상기 제1 디코딩을 수행한 결과와 상기 제2 디코딩을 수행한 결과를 LLR(Log-Likelihood Ratio) 결합하는 단계를 더 포함할 수 있다.
전술한 목적을 달성하기 위하여, 본 명세서의 개시는 하향링크 제어 정보를 디코딩하는 단말을 제공한다. 상기 단말은 송수신부와; 상기 송수신부를 제어하는 프로세서를 포함할 수 있다. 상기 프로세서는 하향링크 제어 정보가 인코딩되어 있는 제어 채널의 CCE(control channel element)의 개수를 정의하는 집합 레벨(Aggregation Level)에서, 현재 채널 상황에 적합한 최저 개수의 CCE를 선택하는 단계와; 상기 선택된 최저 개수의 CCE 상에서 극 부호(polar code)의 프로즌 비트(frozen bit) 위치와, 언프로즌 비트(unfrozen bit) 위치를 결정하는 단계와; 그리고 상기 언프로즌 비트 상에 인코딩되어 있는 상기 하향링크 제어 정보에 대해 극 부호의 제1 디코딩을 수행하는 단계를 수행할 수 있다.
본 명세서의 개시에 의하면, 전술한 종래 기술의 문제점이 해결되게 된다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
도 2는 3GPP LTE에서 FDD에 따른 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
도 3은 PDCCH의 자원 맵핑의 예를 나타낸다.
도 4는 PDCCH의 모니터링을 나타낸 예시도이다.
도 5a는 IoT(Internet of Things) 통신의 일 예를 나타낸다.
도 5b는 IoT 기기를 위한 셀 커버리지 확장 또는 증대의 예시이다.
도 6a 및 도 6b는 IoT 기기가 동작하는 부대역의 예를 나타낸 예시도이다.
도 7은 NB-IoT을 위해 사용될 수 있는 시간 자원을 M-프레임 단위로 나타낸 예를 나타낸다.
도 8은 NB IoT를 위해 사용될 수 있는 시간 자원과 주파수 자원을 나타낸 다른 예시도이다.
도 9는 NR에서의 서브프레임 유형의 예를 도시한다.
도 10a는 극 부호의 기본 개념을 나타내고, 도 10b는 SC 디코더의 구조를 나타낸다.
도 11은 본 명세서의 제1 개시에 따른 극 부호의 인코더 구조를 예시적으로 나타낸다.
도 12는 AL=4를 위한 PDCCH의 CCE를 만드는 방안을 나타낸 예시도이다.
도 13a 내지 도 13d는 수신단의 디코더가 사용하는 CCE의 개수가 가변됨에 따라 바뀌는 디코딩 과정을 나타낸 예시도이다.
도 14는 제2 개시에 따른 수신단의 디코딩 방법을 나타낸 예시적 흐름도이다.
도 15는 본 명세서의 개시가 구현되는 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다.
이하에서는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 3GPP LTE(long term evolution) 또는 3GPP LTE-A(LTE-Advanced)를 기반으로 본 발명이 적용되는 것을 기술한다. 이는 예시에 불과하고, 본 발명은 다양한 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 이하에서, LTE라 함은 LTE 및/또는 LTE-A를 포함한다.
본 명세서에서 사용되는 기술적 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아님을 유의해야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 기술적 용어는 본 명세서에서 특별히 다른 의미로 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 의미로 해석되어야 하며, 과도하게 포괄적인 의미로 해석되거나, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 기술적인 용어가 본 발명의 사상을 정확하게 표현하지 못하는 잘못된 기술적 용어일 때에는, 당업자가 올바르게 이해할 수 있는 기술적 용어로 대체되어 이해되어야 할 것이다. 또한, 본 발명에서 사용되는 일반적인 용어는 사전에 정의되어 있는 바에 따라, 또는 전후 문맥상에 따라 해석되어야 하며, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다.
또한, 본 명세서에서 사용되는 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "구성된다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 여러 구성 요소들, 또는 여러 단계들을 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 중 일부 구성 요소들 또는 일부 단계들은 포함되지 않을 수도 있고, 또는 추가적인 구성 요소 또는 단계들을 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다.
또한, 본 명세서에서 사용되는 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성 요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성 요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성 요소를 다른 구성 요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성 요소는 제2 구성 요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성 요소도 제1 구성 요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성 요소가 다른 구성 요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성 요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성 요소가 존재할 수도 있다. 반면에, 어떤 구성 요소가 다른 구성 요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성 요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하되, 도면 부호에 관계없이 동일하거나 유사한 구성 요소는 동일한 참조 번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 첨부된 도면은 본 발명의 사상을 쉽게 이해할 수 있도록 하기 위한 것일뿐, 첨부된 도면에 의해 본 발명의 사상이 제한되는 것으로 해석되어서는 아니됨을 유의해야 한다. 본 발명의 사상은 첨부된 도면외에 모든 변경, 균등물 내지 대체물에 까지도 확장되는 것으로 해석되어야 한다.
이하에서 사용되는 용어인 기지국은, 일반적으로 무선기기와 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, eNodeB(evolved-NodeB), eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
그리고 이하, 사용되는 용어인 UE(User Equipment)는, 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, 기기(Device), 무선기기(Wireless Device), 단말(Terminal), MS(mobile station), UT(user terminal), SS(subscriber station), MT(mobile terminal) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
도 1을 참조하여 알 수 있는 바와 같이, 무선 통신 시스템은 적어도 하나의 기지국(base station: BS)(20)을 포함한다. 각 기지국(20)은 특정한 지리적 영역(일반적으로 셀이라고 함)(20a, 20b, 20c)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역(섹터라고 함)으로 나누어질 수 있다.
UE은 통상적으로 하나의 셀에 속하는데, UE이 속한 셀을 서빙 셀(serving cell)이라 한다. 서빙 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 서빙 기지국(serving BS)이라 한다. 무선 통신 시스템은 셀룰러 시스템(cellular system)이므로, 서빙 셀에 인접하는 다른 셀이 존재한다. 서빙 셀에 인접하는 다른 셀을 인접 셀(neighbor cell)이라 한다. 인접 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 인접 기지국(neighbor BS)이라 한다. 서빙 셀 및 인접 셀은 UE을 기준으로 상대적으로 결정된다.
이하에서, 하향링크는 기지국(20)에서 UE(10)로의 통신을 의미하며, 상향링크는 UE(10)에서 기지국(20)으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국(20)의 일부분이고, 수신기는 UE(10)의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 UE(10)의 일부분이고, 수신기는 기지국(20)의 일부분일 수 있다.
한편, 무선 통신 시스템은 크게 FDD(frequency division duplex) 방식과 TDD(time division duplex) 방식으로 나눌 수 있다. FDD 방식에 의하면 상향링크 전송과 하향링크 전송이 서로 다른 주파수 대역을 차지하면서 이루어진다. TDD 방식에 의하면 상향링크 전송과 하향링크 전송이 같은 주파수 대역을 차지하면서 서로 다른 시간에 이루어진다. TDD 방식의 채널 응답은 실질적으로 상호적(reciprocal)이다. 이는 주어진 주파수 영역에서 하향링크 채널 응답과 상향링크 채널 응답이 거의 동일하다는 것이다. 따라서, TDD에 기반한 무선통신 시스템에서 하향링크 채널 응답은 상향링크 채널 응답으로부터 얻어질 수 있는 장점이 있다. TDD 방식은 전체 주파수 대역을 상향링크 전송과 하향링크 전송이 시분할되므로 기지국에 의한 하향링크 전송과 UE에 의한 상향링크 전송이 동시에 수행될 수 없다. 상향링크 전송과 하향링크 전송이 서브프레임 단위로 구분되는 TDD 시스템에서, 상향링크 전송과 하향링크 전송은 서로 다른 서브프레임에서 수행된다.
이하에서는, LTE 시스템에 대해서 보다 상세하게 알아보기로 한다.
도 2는 3GPP LTE에서 FDD에 따른 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
도 2를 참조하면, 무선 프레임은 10개의 서브프레임(subframe)을 포함하고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)을 포함한다. 무선 프레임 내 슬롯은 0부터 19까지 슬롯 번호가 매겨진다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 전송시간구간(Transmission Time interval: TTI)라 한다. TTI는 데이터 전송을 위한 스케줄링 단위라 할 수 있다. 예를 들어, 하나의 무선 프레임의 길이는 10ms이고, 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수 등은 다양하게 변경될 수 있다.
한편, 하나의 슬롯은 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함할 수 있다. 하나의 슬롯에 몇개의 OFDM 심볼이 포함되는지는 순환 전치(cyclic prefix: CP)에 따라 달라질 수 있다.
하나의 슬롯은 주파수 영역(frequency domain)에서 NRB 개의 자원블록(RB)을 포함한다. 예를 들어, LTE 시스템에서 자원블록(RB)의 개수, 즉 NRB은 6 내지 110 중 어느 하나일 수 있다.
자원블록(resource block: RB)은 자원 할당 단위로, 하나의 슬롯에서 복수의 부반송파를 포함한다. 예를 들어, 하나의 슬롯이 시간 영역에서 7개의 OFDM 심벌을 포함하고, 자원블록은 주파수 영역에서 12개의 부반송파를 포함한다면, 하나의 자원블록은 7x12개의 자원요소(resource element: RE)를 포함할 수 있다.
3GPP LTE에서 물리채널은 데이터 채널인 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)와 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 및 제어채널인 PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 및 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)로 나눌 수 있다.
상향링크 채널은 PUSCH, PUCCH, SRS(Sounding Reference Signal), PRACH(Physical Random Access Channel)을 포함한다.
<하향링크 제어 채널, 예컨대 PDCCH>
PDCCH를 통해 전송되는 제어정보를 하향링크 제어정보(downlink control information: DCI)라고 한다. DCI는 PDSCH의 자원 할당(이를 DL 그랜트(downlink grant)라고도 한다), PUSCH의 자원 할당(이를 UL 그랜트(uplink grant)라고도 한다), 임의의 UE 그룹내 개별 UE들에 대한 전송 파워 제어 명령의 집합 및/또는 VoIP(Voice over Internet Protocol)의 활성화를 포함할 수 있다.
기지국은 UE에게 보내려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(cyclic redundancy check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(radio network temporary identifier: RNTI)가 마스킹된다. 특정 UE을 위한 PDCCH라면 UE의 고유 식별자, 예를 들어 C-RNTI(cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI(paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보 블록(system information block: SIB)을 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI(system information-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. UE의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위해 RA-RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
3GPP LTE에서는 PDCCH의 검출을 위해 블라인드 복호를 사용한다. 블라인드 복호는 수신되는 PDCCH(이를 후보(candidate) PDCCH라 함)의 CRC(Cyclic Redundancy Check)에 원하는 식별자를 디마스킹하고, CRC 오류를 체크하여 해당 PDCCH가 자신의 제어채널인지 아닌지를 확인하는 방식이다. 기지국은 무선기기에게 보내려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정한 후 DCI에 CRC를 붙이고, PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(RNTI)를 CRC에 마스킹한다.
도 3은 PDCCH의 자원 맵핑의 예를 나타낸다.
R0은 제1 안테나의 기준신호, R1은 제2 안테나의 기준신호, R2는 제3 안테나의 기준신호, R3는 제4 안테나의 기준신호를 나타낸다.
서브프레임 내의 제어영역은 복수의 CCE(control channel element)를 포함한다. CCE는 무선채널의 상태에 따른 부호화율을 PDCCH에게 제공하기 위해 사용되는 논리적 할당 단위로, 복수의 REG(resource element group)에 대응된다. REG는 복수의 자원요소(resource element)를 포함한다. CCE의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율의 연관 관계에 따라 PDCCH의 포맷 및 가능한 PDCCH의 비트수가 결정된다.
PDCCH의 전송에 사용되는 CCE의 개수는 기지국이 채널 상태에 따라 결정한다. 예를 들어, 좋은 하향링크 채널 상태를 갖는 UE에게는 하나의 CCE를 PDCCH 전송에 사용할 수 있다. 나쁜(poor) 하향링크 채널 상태를 갖는 UE에게는 8개의 CCE를 PDCCH 전송에 사용할 수 있다.
하나의 REG(도면에서는 쿼드러플릿(quadruplet)으로 표시)는 4개의 RE를 포함하고, 하나의 CCE는 9개의 REG를 포함한다. 하나의 PDCCH를 구성하기 위해 {1, 2, 4, 8}개의 CCE를 사용할 수 있으며, {1, 2, 4, 8} 각각의 요소를 CCE 집합 레벨(aggregation level)이라 한다.
하나 또는 그 이상의 CCE로 구성된 제어채널은 REG 단위의 인터리빙을 수행하고, 셀 ID(identifier)에 기반한 순환 쉬프트(cyclic shift)가 수행된 후에 물리적 자원에 매핑된다.
도 4는 PDCCH의 모니터링을 나타낸 예시도이다.
UE는 자신의 PDCCH가 제어영역 내의 어떤 위치에서 어떤 CCE 집합 레벨이나 DCI 포맷을 사용하여 전송되는지 알 수 없다. 하나의 서브프레임 내에서 복수의 PDCCH가 전송될 수 있으므로, UE는 매 서브프레임마다 복수의 PDCCH들을 모니터링한다. 여기서, 모니터링이란 UE가 PDCCH 포맷에 따라 PDCCH의 디코딩을 시도하는 것을 말한다.
3GPP LTE에서는 블라인드 디코딩으로 인한 부담을 줄이기 위해, 검색 공간(search space: SS)을 사용한다. 검색 공간은 PDCCH를 위한 CCE의 모니터링 집합(monitoring set)이라 할 수 있다. UE는 해당되는 검색 공간 내에서 PDCCH를 모니터링한다.
검색 공간은 공용 검색 공간(common search space: CSS)과 UE 특정 검색 공간(UE-specific search space: USS)로 나뉜다. 공용 검색 공간은 공용 제어정보를 갖는 PDCCH를 검색하는 공간으로 CCE 인덱스 0~15까지 16개 CCE로 구성되고, {4, 8}의 CCE 집합 레벨을 갖는 PDCCH을 지원한다. 하지만 공용 검색 공간에도 UE 특정 정보를 나르는 PDCCH (DCI 포맷 0, 1A)가 전송될 수도 있다. UE 특정 검색 공간은 {1, 2, 4, 8}의 CCE 집합 레벨을 갖는 PDCCH을 지원한다.
다음 표 1은 UE에 의해 모니터링되는 PDCCH 후보의 개수를 나타낸다.
검색 공간 S(L) k PDCCH 후보의 개수 M(L)
타입 집합 레벨(Aggregation Level) L Size [in CCEs]
UE-specific 1 6 6
2 12 6
4 8 2
8 16 2
Common 4 16 4
8 16 2
검색 공간의 크기는 상기 표 1에 의해 정해지고, 검색 공간의 시작점은 공용 검색 공간과 UE 특정 검색 공간이 다르게 정의된다. 공용 검색 공간의 시작점은 서브프레임에 상관없이 고정되어 있지만, UE 특정 검색 공간의 시작점은 UE 식별자(예를 들어, C-RNTI), CCE 집합 레벨 및/또는 무선프레임 내의 슬롯 번호에 따라 서브프레임마다 달라질 수 있다. UE 특정 검색 공간의 시작점이 공용 검색 공간 내에 있을 경우, UE 특정 검색 공간과 공용 검색 공간은 중복될(overlap) 수 있다.
집할 레벨 L∈{1,2,4,8}에서 검색 공간 S(L) k는 PDCCH 후보의 집합으로 정의된다. 검색 공간 S(L) k의 PDCCH 후보 m에 대응하는 CCE는 다음과 같이 주어진다.
Figure PCTKR2017014612-appb-M000001
여기서, i=0,1,...,L-1, m=0,...,M(L)-1, NCCE,k는 서브프레임 k의 제어영역 내에서 PDCCH의 전송에 사용할 수 있는 CCE의 전체 개수이다. 제어영역은 0부터 NCCE,k-1로 넘버링된 CCE들의 집합을 포함한다. M(L)은 주어진 검색 공간에서의 CCE 집합 레벨 L에서 PDCCH 후보의 개수이다.
UE에게 CIF(carrier indicator field)가 설정되면, m'=m+M(L)ncif이다. ncif는 CIF의 값이다. UE에게 CIF가 설정되지 않으면, m'=m이다.
공용 검색 공간에서, Yk는 2개의 집합 레벨, L=4 및 L=8에 대해 0으로 셋팅된다.
집합 레벨 L의 UE 특정 검색 공간에서, 변수 Yk는 다음과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017014612-appb-M000002
여기서, Y-1=nRNTI0, A=39827, D=65537, k=floor(ns/2), ns는 무선 프레임내의 슬롯 번호(slot number)이다.
<IoT(Internet of Things) 통신>
한편, 이하 IoT에 대해서 설명하기로 한다.
도 5a는 IoT(Internet of Things) 통신의 일 예를 나타낸다.
IoT는 인간 상호작용(human interaction)을 수반하지 않은 IoT 기기(100)들 간에 기지국(200)을 통한 정보 교환 또는 IoT 기기(100)와 서버(700) 간에 기지국(200)을 통한 정보 교환을 말한다. 이와 같이 IoT 통신이 셀룰러 기지국을 통하는 점에서, CIoT(Cellular Internet of Things)라고 부르기도 한다.
이러한 IoT 통신은 MTC(Machine Type communication)의 일종이다. 따라서, IoT 기기를 MTC 기기라고 부를 수도 있다.
IoT 서비스는 종래 사람이 개입되는 통신에서의 서비스와 차별성을 가지며, 추적(tracking), 계량(metering), 지불(payment), 의료 분야 서비스, 원격 조정 등 다양한 범주의 서비스가 포함될 수 있다. 예를 들어, IoT 서비스에는 계량기 검침, 수위 측정, 감시 카메라의 활용, 자판기의 재고 보고 등이 포함될 수 있다.
IoT 통신은 전송 데이터량이 적으며, 상향 또는 하향링크 데이터 송수신이 드물게 발생하는 특징을 가지므로, 낮은 데이터 전송률에 맞춰서 IoT 기기(100)의 단가를 낮추고 배터리 소모량을 줄이는 것이 바람직하다. 또한, IoT 기기(100)는 이동성이 적은 특징을 가지므로, 채널 환경이 거의 변하지 않는 특성을 지니고 있다.
도 5b는 IoT 기기를 위한 셀 커버리지 확장 또는 증대의 예시이다.
최근에는, IoT 기기(100)를 위해서 기지국의 셀 커버리지를 확장 또는 증대하는 것을 고려하고 있으며, 셀 커버리지 확장 또는 증대를 위한 다양한 기법들의 논의되고 있다.
그런데, 셀의 커버리지가 확장 또는 증대될 경우에, 기지국이 상기 커버리지 확장(coverage extension: CE) 또는 커버리지 증대(coverage enhancement: CE) 지역에 위치하는 IoT 기기에게 하향링크 채널을 전송하면, 상기 IoT 기기는 이를 수신하는데 어려움을 겪게 된다. 마찬가지로, CE 지역에 위치하는 IoT 기기가 상향링크 채널을 그냥 전송하면, 기지국은 이를 수신하는데 어려움을 겪게 된다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여, 하향링크 채널 또는 상향링크 채널이 여러 서브프레임 상에서 반복되어 전송될 수 있다. 이와 같이 여러 서브프레임 상에서 반복하여 상향링크/하향링크 채널을 전송하는 것을 묶음(bundle) 전송이라고 한다.
그러면, 상기 IoT 기기 또는 기지국은 하향링크/상향링크 채널의 묶음을 여러 서브프레임들 상에서 수신하고, 묶음의 일부 또는 또는 전체를 디코딩함으로써, 디코딩 성공율을 높일 수 있다.
도 6a 및 도 6b는 IoT 기기가 동작하는 부대역의 예를 나타낸 예시도이다.
IoT 기기의 원가 절감(low-cost)을 위한 한가지 방안으로, 도 6a에 도시된 바와 같이 셀의 시스템 대역폭과 무관하게, 상기 IoT 기기는 예를 들어 1.4 MHz 정도의 부대역(부대역)을 사용할 수 있다.
이때, 이러한 IoT 기기가 동작하는 부대역의 영역은 도 6a에 도시된 것과 같이 상기 셀의 시스템 대역폭의 중심 영역(예컨대, 가운데 6개의 PRB)에 위치할 수도 있다.
혹은 도 6b에 도시된 바와 같이, IoT 기기간의 서브프레임 내 다중화를 위해 IoT 기기의 부대역을 하나의 서브프레임에 여러 개 두어, IoT 기기 간 다른 부대역을 사용할 수 있다. 이때, 대다수의 IoT 기기는 상기 셀의 시스템 대역의 중심 영역(예컨대, 가운데 6개의 PRB)이 아닌 다른 부대역을 사용할 수도 있다.
이와 같이 축소된 대역폭 상에서 동작하는 IoT 통신을 NB(Narrow Band) IoT 통신 혹은 NB CIoT 통신이라고 부를 수 있다.
도 7은 NB-IoT을 위해 사용될 수 있는 시간 자원을 M-프레임 단위로 나타낸 예를 나타낸다.
도 7을 참조하면, NB-IoT를 위해 사용될 수 있는 프레임은 M-프레임으로 불릴 수 있고, 길이는 예시적으로 60ms일 수 있다. 또한, NB IoT를 위해 사용될 수 있는 서브프레임은 M-서브프레임으로 불릴 수 있고, 길이는 예시적으로 6ms 일 수 있다. 따라서, M-프레임은 10개의 M-서브프레임을 포함할 수 있다.
각 M-서브프레임은 2개의 슬롯을 포함할 수 있으며, 각 슬롯은 예시적으로 3ms 일 수 있다.
그러나, 도 7에 도시된 바와 달리, NB IoT를 위해 사용될 수 있는 슬롯은 2ms 길이를 가질 수도 있고, 그에 따라 서브프레임은 4ms 길이를 갖고, 프레임은 40ms 길이를 가질 수도 있다. 이에 대해서는 도 8을 참조하여 보다 구체적으로 설명한다.
도 8은 NB IoT를 위해 사용될 수 있는 시간 자원과 주파수 자원을 나타낸 다른 예시도이다.
도 8을 참조하면, NB-IoT의 상향링크에서 슬롯 상에 전송된 물리채널 또는 물리신호는 시간 영역(time domain)에서 N symb UL개의 SC-FDMA 심벌을 포함하고, 주파수 영역(frequency domain)에서 N sc UL개의 부반송파(subcarriers)를 포함한다. 상향링크의 물리채널은 NPUSCH(Narrowband Physical Uplink Shared Channel) 및 NPRACH(Narrowband Physical Random Access Channel)로 나눌 수 있다. 그리고, NB-IoT에서 물리신호는 NDMRS(Narrowband DeModulation Reference Signal)가 될 수 있다.
NB-IoT에서 T slot 슬롯 동안 N sc UL개의 부반송파의 상향링크 대역폭은 다음과 같다.
Subcarrier spacing N sc UL T slot
f = 3.75kHz 48 61440*Ts
f = 15kHz 12 15360*Ts
NB-IoT에서 자원 그리드의 각 자원요소(RE)는 시간 영역과 주파수 영역을 지시하는 k = 0,..., N sc UL-1 이고 l = 0,..., N symb UL-1일 때, 슬롯 내에서 인덱스 쌍 (k, l)로 정의될 수 있다.
NB-IoT에서 하향링크의 물리채널은 NPDSCH(Narrowband Physical Downlink Shared Channel), NPBCH(Narrowband Physical Broadcast Channel), NPDCCH(Narrowband Physical Downlink Control Channel)를 포함한다. 그리고 하향 물리 신호는 NRS(Narrowband reference signal), NSS(Narrowband synchronization signal), 그리고 NPRS(Narrowband positioning reference signal)를 포함한다. 상기 NSS는 NPSS(Narrowband primary synchronization signal)와 NSSS(Narrowband secondary synchronization signal)를 포함한다.
한편, NB-IoT는 저-복잡도(low-complexity)/저-비용(low-cost)에 따라 축소된 대역폭(즉, 협대역)을 사용하는 무선 기기를 위한 통신 방식이다. 이러한 NB-IoT 통신은 상기 축소된 대역폭 상에서 수 많은 무선 기기가 접속될 수 있도록 하는 것을 목표로 하고 있다. 나아가, NB-IoT 통신은 기존 LTE 통신에서의 셀 커버리지 보다 더 넓은 셀 커버리지를 지원하는 것을 목표로 하고 있다.
한편, 상기 축소된 대역폭을 갖는 반송파는 위 표 1을 참조하여 알 수 있는 바와 같이 부반송파 간격(subcarrier spacing)이 15kHz인 경우, 하나의 PRB만을 포함한다. 즉, NB-IoT 통신은 하나의 PRB만을 이용해 수행될 수 있다.
다른 한편, NB-IoT 통신에서는 대역폭이 작기 때문에, 기지국은 하향링크 제어 채널(즉, NPDCCH)과 하향링크 데이터 채널(즉, NPDSCH)을 동일 서브프레임 상에서 전송되지 않을 수 있다. 즉, 기지국이 서브프레임 n에서 NPDCCH를 전송한 경우, 서브프레임 n+k에서 NPDSCH를 전송할 수 있다.
<차세대 이동통신 네트워크>
4세대 이동통신을 위한 LTE(long term evolution)/LTE-Advanced(LTE-A)의 성공에 힘입어, 차세대, 즉 5세대(소위 5G) 이동통신에 대한 관심도 높아지고 있고, 연구도 속속 진행되고 있다.
국제전기통신연합(ITU)이 정의하는　5세대 이동통신은 최대　20Gbps의 데이터 전송 속도와 어디에서든 최소　100Mbps　이상의 체감 전송 속도를 제공하는 것을 말한다. 정식 명칭은　‘IMT-2020’이며 세계적으로　2020년에 상용화하는 것을 목표로 하고 있다.
ITU에서는 3대 사용 시나리오, 예컨대 eMBB(enhanced Mobile BroadBand) mMTC(massive Machine Type Communication)　및　URLLC(Ultra Reliable and Low Latency Communications)를 제시하고 있다.
URLLC는 높은 신뢰성과 낮은 지연시간을 요구하는 사용 시나리에 관한 것이다. 예를 들면 자동주행, 공장자동화, 증강현실과 같은 서비스는 높은 신뢰성과 낮은 지연시간(예컨대, 1ms 이하의 지연시간)을 요구한다. 현재 4G (LTE) 의 지연시간은 통계적으로 21-43ms (best 10%), 33-75ms (median) 이다. 이는 1ms 이하의 지연시간을 요구하는 서비스를 지원하기에 부족하다. 다음으로, eMBB 사용 시나리오는 이동 초광대역을 요구하는 사용 시나리오에 관한 것이다.
즉, 5세대 이동통신 시스템은 현재의 4G LTE보다 높은 용량을 목표로 하며, 모바일 광대역 사용자의 밀도를 높이고, D2D(Device to Device), 높은 안정성 및 MTC(Machine type communication)을 지원할 수 있다. 5G 연구 개발은 또한 사물의 인터넷을 보다 잘 구현하기 위해 4G 이동 통신 시스템 보다 낮은 대기 시간과 낮은 배터리 소모를 목표로 한다. 이러한 5G 이동 통신을 위해서 새로운 무선 액세스 기술(new radio access technology: New RAT 또는 NR)이 제시될 수 있다.
상기 NR에서, 기지국으로부터의 수신은 다운 링크 서브프레임을 이용하고, 기지국으로의 송신은 업 링크 서브 프레임을 이용하는 것이 고려 될 수 있다. 이 방식은 쌍으로 된 스펙트럼 및 쌍을 이루지 않은 스펙트럼에 적용될 수 있다. 한 쌍의 스펙트럼은 다운 링크 및 업 링크 동작을 위해 두 개의 반송파 스펙트럼을 포함된다는 것을 의미한다. 예를 들어, 한 쌍 스펙트럼에서, 하나의 반송파는 서로 쌍을 이루는 하향링크 대역 및 상향링크 대역을 포함 할 수 있다.
도 9는 NR에서의 서브프레임 유형의 예를 도시한다.
도 9에 도시된 TTI(transmission time interval)는 NR(또는 new RAT)을 위한 서브프레임 또는 슬롯으로 불릴 수 있다. 도 9의 서브프레임(또는 슬롯)은, 데이터 전송 지연을 최소화하기 위해 NR(또는 new RAT)의 TDD 시스템에서 사용될 수 있다. 도 3에 도시 된 바와 같이, 서브프레임(또는 슬롯)은 현재의 서브 프레임과 마찬가지로, 14 개의 심볼을 포함한다. 서브프레임(또는 슬롯)의 앞부분 심볼은 DL 제어 채널을 위해서 사용될 수 있고, 서브프레임(또는 슬롯)의 뒷부분 심볼은 UL 제어 채널을 위해서 사용될 수 있다. 나머지 심볼들은 DL 데이터 전송 또는 UL 데이터 전송을 위해 사용될 수 있다. 이러한 서브프레임(또는 슬롯) 구조에 따르면, 하향 링크 전송과 상향 링크 전송은 하나의 서브프레임(또는 슬롯)에서 순차적으로 진행될 수 있다. 따라서, 서브프레임(또는 슬롯) 내에서 하향 링크 데이터가 수신될 수 있고, 그 서브프레임(또는 슬롯) 내에서 상향 링크 확인 응답(ACK / NACK)이 전송될 수 도 있다. 이러한 서브프레임(또는 슬롯)의 구조를 자체-포함(self-contained)된 서브프레임(또는 슬롯)이라고 할 수 있다. 이러한 서브프레임(또는 슬롯)의 구조를 사용하면, 수신 오류난 데이터를 재전송하는 데 걸리는 시간이 줄어들어 최종 데이터 전송 대기 시간이 최소화될 수 있는 장점이 있다. 이와 같은 자체-포함(self-contained)된 서브프레임(또는 슬롯) 구조에서, 송신 모드에서 수신 모드로 또는 수신 모드에서 송신 모드로의 전이 과정에 시간 차(time gap)가 필요할 수 있다. 이를 위해, 서브 프레임 구조에서 DL에서 UL로 전환 할 때의 일부 OFDM 심볼은 보호 구간(Guard Period: GP)으로 설정 될 수 있다.
5G 시스템의 요구사항에는 크게 지연시간(Latency), 최대 전송속도(Peak Data Rate), 오류정정능력(Error Correction) 등이 있다. 이동 통신 서비스 뿐만 아니라, 초고해상도 미디어 스트리밍, 사물인터넷, 클라우드 컴퓨팅, 자율주행차량 등에 사용될 예정인 5G 는 여러 부분에서 LTE의 시스템 요구사항보다 훨씬 높은 성능을 목표로 하고 있다.
5G 는 LTE의 지연시간의 1/10 인 1ms 를 목표로 하고 있다. 이러한 짧은 지연시간은 자율주행차량 등 사람의 생명과 직관된 영역에서 중요한 지표로 작용한다. 5G 는 또한 높은 전송률을 목표로 하고 있다. LTE 대비 최대 전송률은 20 배, 체감 전송률은 10~100 배로 고화질 미디어 스트리밍 서비스와 같이 대용량 초고속통신을 충분히 제공할 수 있을 것으로 기대된다. 오류정정능력은 데이터 재전송률을 감소시켜 최종적으로 지연시간과 데이터전송률을 향상시킨다.
5G 채널 부호화 기법으로 먼저 터보 부호(Turbo code)와 극 부호(Polar code), 저밀도 패리티 체크 부호(LDPC code) 등이 고려되고 있다.
먼저, 터보 코드는 컨볼루션 부호를 병렬 연접하는 방식으로, 두 개 이상의 구성 부호화기에 같은 시퀀스의 서로 다른 배열을 적용하는 것이다. 터보 부호에서는 디코딩 방법으로 소프트 출력 반복 디코딩 방법을 이용한다. 터보 부호 디코딩의 기본 개념이 디코딩 기간 내에 각 비트에 대한 정보를 교환하여 이를 다음 디코딩에 이용함으로써 성능을 향상시키는 것이기 때문에 터보 부호의 디코딩과정에서는 소프트 출력을 얻는 것이 필요하다. 이러한 확률적 반복 디코딩 방식은 우수한 성능과 속도를 이끌어낸다.
다음으로, 저밀도 패리티 체크 부호(LDPC code)는 부호의 길이를 크게 함에 따라 비트당 오류 정정 능력은 향상되는 반면 비트당 계산 복잡도는 유지되는 LDPC 반복 디코딩 기법의 특성에 기인한다. 또한 병렬적으로 디코딩 연산을 수행할 수 있도록 부호의 설계가 가능하므로 긴 부호의 디코딩를 고속으로 처리할 수 있다는 장점이 있다.
마지막으로, 극 부호(Polar code)는 낮은 부호화 및 낮은 디코딩 복잡도를 가지며 일반적인 이진 입력 이산 무기억 대칭 채널에서 채널 용량에 달성하는 것이 이론적으로 증명된 최초의 오류 정정부호이다. 반복적인 디코딩(decoding) 프로세스를 사용하는 LDPC 부호, 터보 부호화는 대조적으로 극 부호는 연속 제거(successive cancelation; SC) 디코딩(decoding)과 리스트 디코딩(list decoding)을 결합하여 사용한다. 또한 병렬처리로 성능을 향상시키는 LDPC 부호와는 다르게 파이프라이닝을 통하여 성능을 향상시킨다.
도 10a는 극 부호의 기본 개념을 나타내고, 도 10b는 SC 디코더의 구조를 나타낸다.
도 10a를 참조하면, 서로 다른 입력 u1, u2는 서로 다른 채널을 겪게 되고그로 인해 서로 다르게 x1, x2으로 출력된다. 이때, 만약 입력 u2는 상대적으로 좋은 채널을, 그리고 u1은 상대적으로 나쁜 채널을 통과하였다고 가정하자. 이때, 채널은 인코더의 영향을 의미한다. 이러한 도 4a의 구조가 반복되면, 좋은 채널을 통과하는 u2은 점점 좋아지고, 나쁜 채널을 통과하는 u1은 점점 나빠지는 형태가 되고 이는 도 4b와 같이 구조화할 수 있다. 이를 양극화(polarization) 부른다.
도 10b에 도시된 바와 같은 구조는 2x2 커널 매트릭스(kernel matrix)를 크로네커 곱(Kronecker product)하는 방식으로 생성할 수 있다. 따라서 항상 2의 지수승 형태로 인코더가 만들어진다.
도 10b에서는 입력 u7이 겪는 채널은 입력 u0이 겪는 채널에 비하여 좋다고 가정된다. 즉, 일반적으로 큰 인덱스일수록 좋은 채널이라고 가정된다.
극 부호(Polar code)는 이러한 양극화 효과를 이용하여 좋은 채널 쪽에 데이터를 매핑하고 나쁜 채널 쪽에는 프로즌 비트(frozen bit)(즉, 0과 같이 이미 알고 있는 비트 정보)를 매핑하는 방식을 의미한다.
이때, 부호화율(code rate)는 (데이터 비트의 개수) / (데이터 비트의 개수+frozen bit의 개수)로 결정된다.
<본 명세서의 개시>
앞서 설명한 극 부호는 그 특성상, 베이스 커널 매트릭스(base kernel matrix)의 크기에 의해 블록 길이(block length)가 제약을 받게 된다. 예를 들어, 2x2 크기의 커널 매트릭스를 기반으로 극 부호를 설계할 경우 블록 길이는 항상 N=2n 의 크기를 갖게 된다. 기존의 극 부호에 대한 연구들은 단일 커널 매트릭스를 기반으로 극 부호의 생성 매트릭스(generator matrix)를 만드는 방안을 찾는데에 그쳤다. 하지만 실제 통신 시스템에서는 전송되는 페이로드(payload)의 사이즈가 다양할 수 있다. 그리고, 이에 따라 레이트 매칭(rate matching)의 사이즈가 다양하게 존재할 수 있다. 기존의 연구들에서는 극 부호의 블록 길이와 레이트 매칭의 사이즈 간에 차이를 극복하기 위해, 펑처링(puncturing)이나 반복(repetition)에 기반한 레이트 매칭(rate matching) 기법들을 사용한다. 하지만 근본적으로 펑처링이나 반복에 기반한 레이트 매칭은 극 부호의 신뢰도(reliability)를 감소 시키거나, 모 부호화율(mother code rate) 측면에서 최적화된 성능을 보장할 수 없다는 제1 문제점이 존재한다.
다른 한편, 기지국에서 특정 PDCCH를 전송할 때 사용하는 CCE의 개수인 집합 레벨(AL)은 채널 상황에 따라 정해질 수 있다. UE의 입장에서는, 기지국이 사용하는 AL의 크기를 모두 이용하거나, 그 일부만을 선택하도록 정해질 수 있다. 이처럼 UE가 디코딩에 사용할 AL을, 기지국이 전송하는 AL 내에서 선택적으로 취할 수 있도록 만들어 주기 위해서는, 일부의 AL만으로도 디코딩이 성공할 수 있어야 한다. 그러나, 현재까지는 일부의 AL만으로 디코딩이 성공될 수 있도록 할 수 있는 방안은 없었다.
따라서, 본 명세서의 제1 개시는 상기 제1 문제점을 해결하기 위한 방안을 제시하는 것을 목적으로 한다. 그리고, 본 명세서의 제2 개시는 전술한 제2 문제점을 해결하기 위한 방안을 제시하는 것을 목적으로 한다.
I. 제1 개시
제1 개시는 NR의 채널 부호화 스킴(channel coding scheme)으로 극 부호를 사용하는 상황을 고려한다.
본 명세서의 제1 개시는 전술한 제1 문제점을 극복하기 위하여 하나 이상의 커널 매트릭스들의 조합을 이용하여 생성 매트릭스(generator matrix)를 만드는 방안을 제안한다. 특히, 제안되는 방안에서는 극 부호로 표현 가능한 블록 길이의 종류를 다양하게 하여, 그래뉴레러티(granularity)를 향상시키는 방법을 다룬다. 제1 개시에서는 2 보다 크거나 같은 임의의 정수 l에 대해 l x l 크기로 생성되어질 수 있는 모든 커널 매트릭스를 고려한다.
제1 개시에서는 설명의 편의를 위해 다음과 같은 정의를 사용한다.
- N: 극 부호의 블록 길이
- M: 레이트 매칭 비트 크기
- r: 베이스 커널 매트릭스의 크기
- n(r): r의 exponent
제안되는 극 부호의 블록 길이는 다음과 같은 수식을 통해 계산될 수 있다.
Figure PCTKR2017014612-appb-M000003
이때, r은 베이스 커널 매트릭스의 크기를 의미하며 1 보다 큰 정수의 값을 가지며, 일반적으로 소수(prime number)가 사용될 수 있다. n(r)은 r 크기의 커널 매트릭스가 크로네커 곱(Kronecker product)이 수행되는 횟수를 의미한다. 일례로 2, 3, 그리고 5의 숫자가 베이스 커널 매트릭스로 사용되고 n(2) = a, n(3) = b, 그리고 n(5)=c의 값을 갖는 경우 블록 길이의 크기는 N = 2a3b5c의 값을 갖는다.
각 r에 대한 n(r)의 값들은 N의 크기에 의해 결정될 수 있다. 예를 들어, 사용 가능한 r이 소수로 고정되어 있는 경우, r과 n(r)을 이용해 특정 크기 N을 표현할 수 있는 방법은 유일(unique)하다. 또는 n(r)의 값은 M의 크기에 의해 결정될 수 있다. 이는 사용하고자 하는 N의 크기가 M의 크기를 기준으로 결정될 경우에 적용 가능하다. 예를 들어, N의 크기가 M보다 큰 값을 갖도록 정해지고 사용 가능한 r의 값이 2, 3, 그리고 5인 경우, N의 값과 각 r에 대한 n(r)의 값들은 min{N=2n(2)ㆍ3n(3)ㆍ5n(5), N>M}의 조건을 통해 결정될 수 있다. 또 다른 예를 들어, N의 크기가 M보다 작은 값을 갖도록 정해지고 사용 가능한 r의 값이 2, 3, 그리고 5인 경우, N의 값과 각 r에 대한 n(r)의 값들은 min{N=2n(2)ㆍ3n(3)ㆍ5n(5), N<M}의 조건을 통해 결정될 수 있다. N의 크기는 상기 제시된 예시 이외에도 다양한 기준들에 의해 정해질 수 있다. 이때 정해지는 N의 크기는 사용 가능한 r의 값과 각 r에 대한 n(r)의 값들의 조합으로 생성 가능한 크기가 선택되도록 정할 수 있다.
사용 가능한 r의 값과 각 r에 대한 최대 n(r)의 값은 시스템에 따라 제한될 수 있다. 이는 사용 가능한 커널 매트릭스의 종류가 늘어날 경우 발생할 수 있는 복잡도(complexity)를 줄이기 위한 목적일 수 있다. 예를 들어, 사용 가능한 r의 값이 2와 3으로 제한되고, n(2)≤amax, n(3)≤bmax를 만족하도록 정해질 수 있다. 이와 같은 제한은 사용되는 서비스에 따라 서로 다를 수 있다. 예를 들어, eMBB에서 제한이 적용되는 기준과, URLLC나 mMTC에서 제한이 적용되는 기준은 서로 다를 수 있다.
또는 UE의 능력/성능(capability)이나 카테고리(category)에 따라 적용되는 제한이 서로 다를 수 있다. 이 경우 보다 높은 능력/성능을 가진 UE가 사용 가능한 r의 값과 각 r에 대한 최대 n(r)의 값은, 보다 낮은 능력/성능을 가진 UE가 사용 가능한 r의 값과 각 r에 대한 최대 n(r)의 값을 일부, 또는 전체를 포함하도록 정할 수 있다. 이는 공용 검색 공간(CSS)와 같이 모든 UE가 모니터링해야 하는 공용 채널을 설계하는 경우를 지원하기 위한 목적일 수 있다. 일례로 보다 낮은 능력/성능을 가진 UE가 r의 값으로 2를 그리고 n(2)≤amax를 지원하도록 정할 수 있다. 그리고, 보다 높은 능력/성능을 가진 UE는 r의 값으로 2와 3을 지원하고, n(2)≤amax와 n(3)≤bmax를 지원하도록 정할 수 있다. 이와 같이 UE의 능력/성능이나 카테고리에 따라 사용 가능한 r과 n(r)이 서로 다른 경우, UE는 자신의 능력/성능이나 카테고리를 기지국에 보고(report)할 수 있다. 이와 같은 보고는 UE가 랜덤 액세스 절차를 수행하는 과정에서 첫 번째 메시지(즉, 랜덤 액세스 프리앰블)이나 세 번째 메시지(즉, 스케줄링된 메시지)를 통해 수행될 수 있다. 이는 USS나 CSS, 또는 데이터를 수신 받기 위한 채널에서 사용 가능한 블록 길이를 다양하게 하기 위한 목적일 수 있다. 또는 기지국의 능력에 따라 지원 가능한 r의 값과 각 r에 대한 최대 n(r)의 값이 달라질 수 있다. 이 경우 기지국은 자신이 지원 가능한 r의 값과 각 r에 대한 최대 n(r)의 정보를 SIB(System Information Block)이나 RRC(Radio Resource Control) 시그널을 통해 알려줄 수 있다.
상기 설명된 r과 n(r)을 선택 하는 기준을 이용하여 만들어진 극 부호의 생성 매트릭스는 커널 매트릭스의 크로네커 곱(Kronecker product) 형태로 표현될 수 있다. 이때 크로네커 곱(Kronecker product)가 수행되는 순서는 사용 하고자 하는 생성 매트릭스(generator matrix)의 형태에 따라 정해질 수 있다. 예를 들어, 2x2 베이스 커널 매트릭스 G2와 3x3 베이스 커널 매트릭스 G3가 다음과 같이 정의된 경우를 고려할 수 있다.
Figure PCTKR2017014612-appb-M000004
이를 기반으로 생성된 극 부호의 생성 매트릭스는 다음과 같은 형태로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2017014612-appb-M000005
이때
Figure PCTKR2017014612-appb-I000001
는 크로네커 곱(Kronecker product)를 의미하며, 지수(exponent 위치에
Figure PCTKR2017014612-appb-I000002
가 사용될 경우 크로네커　거듭제곱(Kronecker　power)을 의미한다. 예를 들어, n(2) = 2, n(3) = 1인 경우의 극 부호의 생성 매트릭스는 다음과 같은 형태를 가질 수 있다.
Figure PCTKR2017014612-appb-M000006
상기 예시에서 사용된 베이스 커널 매트릭스와 이를 기반으로 생성된 생성 매트릭스의 형태는 설명의 편의를 위해 사용된 예이며, 본 발명에서 언급하는 생성 매트릭스 구성 방법은 다른 형태의 베이스 커널 매트릭스와 다른 조합으로 구성된 생성 매트릭스의 형태에도 일반적으로 적용이 가능하다.
하나 이상의 r 값이 사용된 생성 매트릭스를 구성하는 경우, 인코딩 / 디코딩의 복잡도를 고려하여 같은 r을 갖는 베이스 커널 매트릭스가 연속적인 순서로 배치되도록 설계할 수 있다. 예를 들어, r1 크기의 베이스 커널 매트릭스와 r2 크기의 베이스 커널 매트릭스를 이용하여 생성 매트릭스를 설계하는 경우, r1을 이용하여 구성된 커널 매트릭스
Figure PCTKR2017014612-appb-I000003
과 r2을 이용하여 구성된 커널 매트릭스
Figure PCTKR2017014612-appb-I000004
를 각각 생성한 이후 두 커널 매트릭스를 크로네커 곱(Kronecker product)하여 생성 매트릭스를 구성하도록 설계할 수 있다.
2x2 커널 매트릭스 이외의 커널 매트릭스를 만드는 또 다른 방안으로 2x2 커널 매트릭스의 확장된 형태를 응용하는 방안을 고려할 수 있다. 이러한 커널 매트릭스는, 마지막 단계에서 적용되는 커널 매트릭스에 펑처링 블록(puncturing block)과 프로즌 비트 블록(frozen bit block)을 설정함으로써 만들어 질 수 있다. 예를 들어, 2개의 2x2 커널 매트릭스의 크로네커 곱(Kronecker product)를 이용하여 만들어진 4x4 커널 매트릭스, 또는 8x8 커널 매트릭스를 이용하여 3x3 커널 매트릭스를 만들 수 있는 방안으로, 다음과 같은 방안들이 있다.
Figure PCTKR2017014612-appb-I000005
이때, 펑처링 블록의 정의는 마지막 단계의 커널 매트릭스의 열(column) 인덱스에 해당되는 영역으로, 출력 비트(output bit)에서 사용되지 않는 부분을 의미한다. 또한 프로즌 비트 블록(frozen bit block)의 정의는 마지막 커널 매트릭스의 행(row) 인덱스에 해당되는 영역으로, 입력 비트(input bit)의 측면에서 정보의 용도로 사용되지 않는 부분을 의미한다.
한편, 제1 개시는 극 부호의 생성 매트릭스를 만들 때 2개 이상의 r값에 대한 베이스 커널 매트릭스가 사용되는 경우에도, 수신단(예컨대, UE)에서는 1개의 r값에 대한 베이스 커널 매트릭스를 이용하여도 디코딩이 수행될 수 있도록, 극 부호의 생성 매트릭스를 설계하는 방안을 제안한다. 이와 같은 생성 매트릭스 설계 방안은 사용 가능한 r의 종류와 각 r에 대한 최대 n(r)값에 대한 능력이 송신단(예컨대, 기지국)의 인코더와 수신단(예컨대, UE)의 디코더 간에 서로 다른 경우에도, 수신단(예컨대, UE)의 디코더는 자신의 능력에 맞게 디코딩을 수행할 수 있도록 하기 위함일 수 있다. 예를 들어, r의 값으로 2와 3를 사용하고, n(2) = a와 n(3)=1을 사용하는 구조를 고려할 수 있다. 이 경우, 2x2 베이스 커널 매트릭스 G2와 3x3 베이스 커널 매트릭스 G3를 다음과 같은 구조를 사용할 수 있다.
Figure PCTKR2017014612-appb-M000007
정의된 베이스 커널 매트릭스를 이용하여
Figure PCTKR2017014612-appb-I000006
형태의 생성 매트릭스를 만들 경우, 수신단(예컨대, UE)의 디코더는 상기 생성된 생성 매트릭스를 이용하여 디코딩을 수행하거나, G2만을 이용하여 디코딩을 수행할 수 있다. 예를 들어, n(2) = 2와 n(3) = 1인 경우를 고려할 때 블록 길이가 12인 극 부호의 인코더의 구조는 도 11과 같은 형태를 가질 수 있다.
도 11은 본 명세서의 제1 개시에 따른 극 부호의 인코더 구조를 예시적으로 나타낸다.
도 11에 도시된 생성 매트릭스 G를 사용 가능한 디코더의 경우 수신 받은 x1~x12에 대한 신호를 바탕으로 u1~u12에 대한 디코딩을 생성 매트릭스 G를 기반으로 수행할 수 있다. 반면, 특정 제약이 발생하여 G2만을 이용하여 디코딩을 수행해야만 하는 경우, 디코더는
Figure PCTKR2017014612-appb-I000007
을 이용한 x1~x4와 x9~x12를 이용한 u1~u4와 u9~u12에 대한 디코딩과,
Figure PCTKR2017014612-appb-I000008
을 이용한 x5~x8과 x9~x12를 이용한 u5~u8과 u9~u12에 대한 디코딩을 각각 수행할 수 있다. 또는 디코딩 복잡도를 낮추기 위하여, 수신단(예컨대, UE)의 디코더는
Figure PCTKR2017014612-appb-I000009
을 이용한 x1~x4와 x9~x12를 이용한 u1~u4와 u9~u12에 대한 디코딩과,
Figure PCTKR2017014612-appb-I000010
을 이용한 x5~x8과 u9~u12를 이용한 u5~u8에 대한 디코딩을 각각 수행할 수 있다.
이상에서 설명한, 극 부호의 생성 매트릭스를 만드는 방법을 이용하여 실제 신호를 전송할 때 전송 블록의 구성은 하나 이상의 시간/주파수 자원 전송 블록의 조합으로 이루어질 수 있다. 상기 기술된 시간/주파수 자원 전송 블록은 PRB와 같이 주파수 축상에서 정의된 자원의 전송 단위와 심볼, 슬롯, 서브프레임 등과 같이 시간 축 상에서 정의된 전송 단위의 조합을 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 기술된 극 부호의 생성 매트릭스는 하나 이상의 CCE에 정보를 매핑하고, 디코딩 구조를 결정하기 위한 목적으로 사용될 수 있다. 수신단(예컨대, UE)는 CCE의 개수에 따라 필요한 생성 매트릭스의 구조를 상기 기술된 방법들을 이용하여 결정할 수 있다.
II. 제2 개시
제2 개시는 NR의 제어 채널의 코딩 스킴으로 극 부호를 사용하는 상황에서, 다중 집합 레벨(multiple aggregation level)을 지원할 수 있는, 극 부호의 인코딩 / 디코딩 구조를 제안한다.
극 부호는 그 특성상 모 부호화율(mother code rate)이 극 부호의 인코더 입력 비트의 크기와 정보 비트의 크기에 따라 결정될 수 있는 장점이 있다. 즉, 돌림형 부호(convolutional code) 계열의 채널 코딩 스킴은 정해진 모 부호화율(mother code rate)로부터 반복(repetition)과 펑처링(puncturing) 등의 레이트 매칭(rate matching) 기법을 통해서만 부호화율을 확장할 수 있는 반면, 극 부호에 기반한 채널 부호화 스킴은 모 부호화율(mother code rate)이 상황에 따라 가변할 수 있는 장점이 있다. 다만, LDPC(Low-density parity-check code)나 리드 뮬러 부호(RM code)와 같은 일반적인 선형 채널 부호화 스킴(linear channel coding scheme)들과는 다르게, 극 부호에 기반한 채널 코딩 스킴은 인코딩의 입력 비트의 크기가 베이스 커널 매트릭스의 크기의 지수 형태로 증가하기 때문에 모 부호화율(mother code rate)를 정하는 과정이 제한적인 단점이 있다.
제2 개시는 극 부호의 특성을 고려하여 기지국이 특정 AL로 PDCCH를 전송하는 상황에서 UE가 다양한 AL을 통해 PDCCH를 모니터링할 수 있도록 전송 신호를 설계하는 방안을 제시한다. 또한 각 AL에서 디코딩 성능이 최적화 될 수 있도록, 제2 개시는 인코딩 입력 비트의 배치 방법과 인코더출력 비트의 선택 방법을 제안한다. 이하, 편의상 PDCCH를 기준으로 설명하지만, 후술하는 내용은 AL의 개념이 사용되는 다양한 전송 채널에 일반적으로 확장 가능함은 자명하다.
또한, 제2 개시는 기지국이 PDCCH의 전송에 사용하는 AL 이내에서 선택 가능한 모든 AL에서 극 부호에 기반한 인코딩의 프로즌(frozen) 비트/언프로즌(unfrozen) 비트의 최적 위치를 선택하는 방법을 제시한다. 이때 최적화된 프로즌 비트/언프로즌 비트의 위치는 인코더의 입력 비트에 대해 채널 신뢰도를 높일 수 있는 위치일 수 있다. 예를 들어, 밀도 진화(density evolution)을 사용한 채널 신뢰도 계산을 통해 프로즌 비트/언프로즌 비트의 위치를 결정하는 방법을 사용할 수 있다. 이때 신뢰도 높은 비트의 위치는 인코더의 입력 비트 크기에 따라 달라질 수 있다. 또는, 특정 기준으로 인코더 입력 비트의 위치를 선택하는 규칙이 존재하고, 이를 기반으로 정해진 인코더의 입력 비트 크기에 따라 프로즌 비트/언프로즌 비트 위치가 결정되는 순서일 수 있다. 예를 들어, 프로즌 비트/언프로즌 비트의 위치는 극 부호의 생성 매트릭스에서 각 인코더의 입력 비트의 인덱스에 해당되는 행 벡터(row vector)에 있는 1의 개수로 정해질 수 있다. 이때, 각 인코더의 입력 비트의 인덱스는 1의 개수가 많은 순으로 재정렬하고, 상기 재정렬된 인덱스에서 1의 개수가 많은 인덱스부터 순차적으로 언프로즌 비트의 위치가 선택되도록 정할 수 있다. 또는, 인코더의 입력 비트의 각 인덱스를 특정 수식에 적용하여 가중치를 계산하고, 이 값의 크기를 기준으로 인덱스를 재정렬하여 가중치의 값이 큰 순서로 언프로즌 비트의 위치를 선택하도록 정할 수 있다. 제2 개시의 내용은 상기 설명된 프로즌 비트/언프로즌 비트의 선택 방법 이외에 다른 선택 방법이 사용되더라도 적용 가능함은 자명하다.
이하에서는, 설명의 편의를 위하여 예를 들어, 기지국이 전송하는 PDCCH의 집합 레벨이 L이고, 각 CCE에서는 N(=2n) 크기로 인코딩된 극 부호가 사용되며, 전송하고자 하는 정보의 크기가 K(<N)인 상황을 고려한다. 송신단(예컨대, 기지국)의 인코더는 우선 AL=1을 기준으로 인코더의 N 비트 크기 중에서 최적화된 프로즌 비트/언프로즌 비트 위치를 결정한다. 그리고 송신단(예컨대, 기지국)의 인코더는 상기 언프로즌 비트 위치에 상기 K개의 정보 비트를 배치한다. 이때의 N 비트 크기를 기준으로 최적화된 언프로즌 비트의 위치 집합을 편의상 set_(1)으로 정의한다. 따라서 수신단(예컨대, UE)은 채널 상황이 좋은 경우, AL=1을 위한 CCE만으로도 정보를 디코딩할 수 있다. 여기서, AL=1을 위한 인코딩 과정을 통해 생성된 CCE를 CCEAL(1)으로 정의한다. AL=2를 위한 극 부호는, AL=1을 위해 생성된 인코더의 N 크기 출력 비트에 인코더의 N 크기의 출력 비트를 추가함으로써, 만들어질 수 있다. 여기서, AL=2를 위한 인코더의 입력 비트는, AL=1을 위한 인코더의 N 크기 입력 비트의 세트에 인코더의 N 크기 입력 비트를 추가함으로써, 만들어질 수 있다. 이 경우, 인코더의 입력 비트의 총 크기는 2*N이 되며, 2*N에 해당하는 프로즌 비트/언프로즌 비트의 최적화된 위치가 새롭게 정해질 수 있다. 이때, 2*N 크기를 기준으로 최적화된 K개의 언프로즌 비트의 위치 집합을 편의상 set_(2)로 정의한다. 상기 K개의 언프로즌 비트의 위치에는 K개의 정보 비트가 배치된다. 이때, 인코더의 늘어난 입력 비트 크기만 만큼 채널 환경이 변동할 수 있기 때문에, set_(1)에 포함된 일부 비트 위치들은 set_(2)에 포함되지 않을 수 있으며 이러한 비트 위치들을 old_set_(2-1)로 정의한다. 또한, 인코더의 추가된 N 크기 입력 비트 중에 set_2에 포함된 비트들의 위치 집합을 new_set_(2)로 정의한다. 한편, 인코더의 추가된 N 크기 입력 비트에서는 new_set_(2)에서 정의된 비트 위치들에 old_set(2-1)에 배치되었던 정보 비트를 삽입하는 것을 고려할 수 있다. 이러한 인코딩 과정을 통해 생성된 추가 CCE를 CCEAL(2)로 정의한다. CCEAL(2)은 set_(1)의 입력 비트와 new_set(2)의 입력 비트의 영향을 모두 반영하고 있다. 따라서 기지국은 AL=2인 경우, CCEAL(1)과 CCEAL(2)로 구성된 AL=2의 신호를 전송할 수 있다. 상기 동작은 기지국이가 전송하고자 하는 AL=L이 될 때까지 동일하게 수행될 수 있다. 예를 들어, AL=3과 AL=4의 경우 인코더의 4*N 크기 입력 비트를 기준으로 최적화된 프로즌 비트/언프로즌 비트의 위치 집합 set_(3)를 적용할 수 있다. AL=3과 AL=4를 동시에 고려하는 이유는 2x2 크기 커널 매트릭스를 기반으로 하는 극 부호의 특성상 인코더의 입력 비트 크기가 2의 지수승 형태로 표현되어야 하기 때문이다. 2의 지수승에 대한 영향은 임의의 더 큰 L 크기에 대해서도 동일하게 고려되어야 한다. AL=3와 AL=4를 위해 인코더의 추가된 입력 비트의 위치에 들어갈 정보 비트들의 집합은 AL=2을 위한 인코더의 입력 비트를 선택하는 방식과 동일하게 적용될 수 있다. AL=3에 해당되는 CCEAL(3)와 AL=4에 해당되는 CCEAL(4)를 생성하는 방안은 펑처링을 수행하는 방안과 동일하게 적용될 수 있다. CCEAL(3)의 생성은 AL=3와 AL=4를 지원하기 위해 인코더의 추가되는 출력 비트에서 최적의 N 비트를 선택하는 방안으로 수행될 수 있다. 이때 최적화된 N 비트를 선택하는 방안은 디코딩 신뢰도를 높일 수 있는 선택 기준이나, 펑처링 패턴을 결정하는 경험적(heuristic) 기준 중에서 우선 순위에 따라 수행될 수 있다. CCEAL(4)의 생성은 AL=3와 AL=4를 지원하기 위해 인코더의 추가되는 출력 비트에서 CCEAL(3)로 선택된 비트를 제외한 나머지 N 비트들을 선택하도록 정해질 수 있다. CCE를 구성하는 방안은 더 큰 크기의 임의의 AL에 대해서도 동일한 기준을 통해 낮은 AL부터 높은 AL의 순서로 정해질 수 있다.
도 12는 AL=4를 위한 PDCCH의 CCE를 만드는 방안을 나타낸 예시도이다.
도 12에 도시된 인코더의 구조는 편의상 분리된 형태로 표현되어 있으나 하나의 4*N 크기의 인코더를 사용한 경우와 동일한 효과를 갖고 있으며, 이는 임의의 L에 대해서도 동일하다.
도 13a 내지 도 13d는 수신단의 디코더가 사용하는 CCE의 개수가 가변됨에 따라 바뀌는 디코딩 과정을 나타낸 예시도이다.
도 13a 내지 도 13d에 도시된 바와 같이, 수신단(예컨대, UE) 측면에서 디코딩에 사용하는 CCE의 개수에 따라 수신단(예컨대, UE)이 가정하는 데이터 비트의 위치와 프로즌 비트의 위치 및 컨텐츠의 해석은 달라지게 된다. 도 13a에 도시된 바와 같이, 하나의 CCE를 사용할 경우에는 N 크기의 극 부호 디코더를 사용할 수 있다. 도 13b에 도시된 바와 같이, CCE 두 개를 사용할 경우에는 2*N 크기의 극 부호 디코디를 사용할 수 있다. 도 13c 및 도 13d에 도시된 바와 같이, CCE 3개와 4개의 경우에는 4*N 크기의 극 부호 디코더를 사용할 수 있다. 수신단(예컨대, UE)에서 두 개 이상의 CCE를 이용하여 디코딩을 수행할 경우, 일부 반복되는 비트의 값들은 순차적(sequential) 디코딩 순서상 먼저 디코딩 되는 비트의 정보를 바탕으로 디코딩 순서가 느린 비트의 값들을 디코딩 하는데 사용할 수 있다. 예를 들어, 특정 정보가 하나의 CCE를 사용한 경우와 두 개 이상의 CCE를 사용하는 경우 비트 위치가 바뀌는 경우, 위치가 바뀌기 이전의 비트 위치들은 바뀐 이후의 비트 위치의 디코딩 결과를 바탕으로 프로즌 비트로 처리될 수 있다. 또 다른 예를 들어, 특정 정보가 하나의 CCE를 사용한 경우와 두 개 이상의 CCE를 사용하는 경우 비트 위치가 바뀌는 경우, 두 비트들의 디코딩을 모두 수행한 뒤 두 값이 일치하는 경우 디코딩 값을 신뢰하고, 그렇지 않은 경우 디코딩 결과를 신뢰하지 않도록 정할 수 있다. 이때, 만약 수신단(예컨대, UE)가 리스트 디코딩을 수행할 수 있는 경우라면 첫 번째 디코딩 순서에서 해당 비트의 두 가지 경우의 수를 모두 디코딩 경로(path)로 유지한 뒤, 반복되는 위치의 디코딩 결과를 이용하여 하나의 디코딩 경로를 버리도록 정할 수도 있다.
한편, 위에서는 AL에 따라 CCE가 주파수 축에서 증가되는 것으로 설명하였으나, 다른 일 실시예에 따르면 AL에 따라 CCE가 시간 축상에서 증가될 수도 있다. 이와 같이, 만약 AL=인 경우, 2개의 CCE가 시간 축의 서로 다른 자원을 통해 전송되는 경우, 수신단(예컨대, UE)은 각 AL에 따라 순차적으로 디코딩을 수행할 수 있다. 예를 들어, 하나의 CCE를 수신한 이후 수신단(예컨대, UE)은 도 13a에 도시된 바와 같이, N 크기의 극 부호의 디코딩을 수행할 수 있다. 만약 디코딩 결과가 신뢰할 수 없는 경우(예컨대, CRC 검사에 실패), 수신단(예컨대, UE)은 다음 시간 자원 상의 CCE를 디코딩할 수 있다. 상기 디코딩은 이전의 디코딩 결과를 누적적으로 사용하여 수행될 수 있다. 상기 수신단(예컨대, UE)이 특정 AL에서 디코딩을 성공한 경우, 수신단(예컨대, UE)은 더 이상 추가적인 CCE에 대한 디코딩을 수행하지 않을 수 있다.
다른 한편, 제안되는 AL 구조의 신호를 생성하기 위하여 송신단(예컨대, 기지국)의 인코더에서는 높은 AL부터 낮은 AL의 순으로 인코딩 입력 비트의 위치를 정할 수 있다. 예를 들어, 최대 AL=4인 경우를 고려하면, 인코더에서는 우선 AL=4를 기준으로 인코더의 4*N 크기 입력 비트 위치 중에서 최적화된 프로즌 비트/언프로즌 비트 위치를 결정하고, K개의 정보를 배치할 수 있다. 이때, 최적화된 언프로즌 비트의 위치들을 편의상 set_(3*)으로 정의한다. AL=4의 구조로부터 AL=2의 구조를 구분할 때, AL=2의 단계에서 디코딩 가능한 인코더의 입력 비트는 총 2*N개 일 수 있다. 이때, 결정된 2*N개의 비트에는 AL=4의 단계에서 사용된 일부 정보 비트가 포함되지 않을 수 있으며, 이를 편의상 set_(3-2*)로 정의한다. 따라서 AL=2를 통해 모든 정보 비트를 수신하도록 하기 위해서는 set_(3-2*)에 포함된 비트가 AL=2의 단계에서 디코딩 가능한 인코더의 입력 비트에 포함되도록 추가할 수 있다. 이때, 추가되는 비트의 위치는 2*N 크기의 극 부호를 기준으로 최적화된 비트 위치의 순서로 정하되, AL=4 단계에서 선택한 비트 위치는 선택하지 못하도록 정할 수 있다. 이렇게 새롭게 추가된 비트의 위치들을 편의상 new_set_(2*)로 정의한다. 마찬가지로 AL=2의 구조로부터 AL=1의 구조를 구분할 때, AL=1의 단계에서 디코딩 가능한 인코더입력 비트는 총 N개 일 수 있다. 이때 결정된 N개의 비트에는 AL=2의 단계에서 사용된 일부 정보 비트가 포함되지 않을 수 있으며, 이를 편의상 set_(2-1*)로 정의한다. 따라서 AL=1를 통해 모든 정보 비트를 수신하도록 하기 위해서는 set_(2-1*)에 포함된 비트가 AL=1의 단계에서 디코딩 가능한 인코더입력 비트에 포함되도록 추가할 수 있다. 이때 추가되는 비트의 위치는 N 크기의 극 부호를 기준으로 최적화된 비트 위치의 순서로 정하되, AL=4 단계와 AL=2 단계에서 선택한 비트 위치는 선택하지 못하도록 정할 수 있다. 이렇게 새롭게 추가된 비트의 위치들을 편의상 new_set_(1*)로 정의한다. 상기 설명된 순차적인 비트 위치 선택 방식들을 통해 생성된 set_(3*), new_set_(2*), 그리고 new_set_(1*)의 정보와 각 위치들에 해당되는 정보 비트들을 모두 반영하여 총 4*N 크기의 인코더입력 비트를 형성하고 이를 (4*N)x(4*N) 크기의 생성 매트릭스를 통해 인코딩 할 수 있다. 이를 통해 생성된 4*N 크기의 인코더출력 비트들을 총 4개의 CCE로 구성할 수 있다. 본 발명에서는 편의상 AL=4를 기준으로 설명하고 있으나 임의의 L에 대해서도 적용이 가능하다.
한편, AL이 특정 임계값(예컨대, 임의의 자연수 J) 이상일 경우에는 더 이상 추가적인 정보 비트 위치를 생성하지 않고 이미 생성된 CCE를 반복하는 것을 제안한다. 예를 들어, AL=J의 크기까지는 최적화된 비트 위치를 각 AL에 맞춰 정하는 방법을 사용하여 J개의 CCE를 생성하고, AL>J의 크기부터는 기 생성된 CCE를 반복하도록 정할 수 있다. 이는 특정 AL 크기 이상에서는 최적화된 비트 위치의 차이가 없거나 큰 변화가 없어 성능에 큰 영향을 미치지 않기 때문일 수 있다. 또는, 인코딩이나 디코딩 해야 하는 입력/출력 비트의 증가로 인해 인코더나 디코더의 복잡도가 증가하는 현상을 예방하기 위한 목적일 수 있다. 반복이 적용되는 임계 값인 J는 상위 계층 시그널(예컨대, RRC 시그널)에 의해 설정될 수 있다. 또는 정보 비트의 크기, 각 CCE를 구성하는 비트 크기 등 채널 코딩과 관련된 파라미터에 의하여 결정되는 함수로 정해질 수도 있다. 예를 들어, 부호화율을 기준으로 구간을 나누고, 각 구간에 따라 J 값이 정의되어 있을 수 있다. 또는 각 SS에 사용되는 제어 채널의 포맷에 따라 J값이 결정될 수 있다. 이 경우 수신단은 검출하고자 하는 포맷을 기준으로 AL 따라 CCE가 구성된 구조를 파악할 수 있다.
다른 한편, 수신단(예컨대, UE)의 디코더는 자신의 채널 상황에 따라 모니터링하고자 하는 집합 레벨(AL)을 결정하고, 상기 결정된 집합 레벨에 상응하는 개수의 CCE를 선택하여 디코딩할 수 있다. 구체적으로, 도 14를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
도 14는 제2 개시에 따른 수신단의 디코딩 방법을 나타낸 예시적 흐름도이다.
수신단(예컨대, UE)는 자신의 채널 상황에 따라 모니터링하고자 하는 집합 레벨(AL)을 결정한다. 예를 들어, 상기 수신단(예컨대, UE)은 자신의 채널 상황과 부합하는 최저 집합 레벨(AL)을 결정할 수 있다.
그리고, 상기 수신단(예컨대, UE)는 상기 결정된 집합 레벨(AL)에 상응하는 개수의 CCE 선택한다. 예를 들어, 채널 상황이 좋다고 판단될 경우, 집합 레벨(AL)=1로 결정되고, 그에 따라 최저 개수, 즉 1개의 CCE가 선택될 수 있다.
이어서, 상기 수신단(예컨대, UE)은 상기 선택된 최저 개수의 CCE 상에서 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치를 결정한다. 예를 들어, AL=1이 결정되어다면, 상기 수신단(예컨대, UE)은 CCEAL(1) 상에서 set_(1)의 위치를 언프로즌 비트로 결정할 수 있다.
다음으로, 상기 수신단(예컨대, UE)은 상기 언프로즌 비트 상에 인코딩되어 있는 하향링크 제어 정보에 대해 극 부호의 제1 디코딩을 수행한다.
상기 제1 디코딩이 실패한 경우, 상기 수신단(예컨대, UE)은 보다 높은 집합 레벨(AL)을 결정한다. 예를 들어, AL=2로 결정될 수 있다.
그리고, 상기 수신단(예컨대, UE)은 상기 결정된 집합 레벨(AL)에 상응하는 개수의 CCE 선택한다. 예를 들어, 집합 레벨(AL)=2 에 따라, 2개의 CCE가 선택될 수 있다.
그리고, 상기 수신단(예컨대, UE)은 상기 선택된 계수의 CCE 상에서 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치를 결정한다. 그리고, 상기 수신단(예컨대, UE)은 상기 결정된 언프로즌 비트 위치 상에 인코딩되어 있는 상기 하향링크 제어 정보에 대해 제2 디코딩을 수행한다. 예를 들어, AL=2의 경우, 상기 수신단(예컨대, UE)은 CCEAL(1)과 CCEAL(2) 상에서 2*N 크기의 극 부호의 디코딩을 수행한다. 상기 언프로즌 비트의 위치는 set_(2)를 기준으로 결정될 수 있다. 이때, old_set(2-1)에 해당되는 비트들은 다음과 같은 3가지 동작 중 하나의 방법으로 수행될 수 있다.
(option 3-1) new_set_(2)에서 수행된 결과를 이용하여 프로즌 비트로 처리
(option 3-2) new_set_(2)에서 수행된 결과를 이용하여 old_set_(2-1)의 위치에서 패리티 검사를 수행
(option 3-3) new_set_(2)와 old_set_(2-1)를 LLR(Log-Likelihood Ratio) 결합하여 디코딩
위 option 3-1의 경우 디코더의 복잡도를 증가시키지 않고 보다 신뢰도 높은 채널의 영향을 사용하기 위한 목적일 수 있다. 위 option 3-2의 경우 리스트 디코딩을 사용하는 디코더에서 경로의 개수를 줄이기 위한 목적일 수 있다. 그리고, 위 option 3-3의 경우 리스트 디코딩을 사용하는 디코더에서 반복 이득의 효과를 얻기 위한 목적일 수 있다.
지금까지 설명한, 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 구체적으로는 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 15는 본 명세서의 개시가 구현되는 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다.
기지국(200)은 프로세서(processor, 201), 메모리(memory, 202) 및 송수신부(또는 RF(radio frequency)부, 203)을 포함한다. 메모리(202)는 프로세서(201)와 연결되어, 프로세서(201)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(또는 RF부)(203)는 프로세서(201)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 프로세서(201)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 전술한 실시 예에서 기지국의 동작은 프로세서(201)에 의해 구현될 수 있다.
무선 기기(예컨대 NB-IoT 기기)(100)는 프로세서(101), 메모리(102) 및 송수신부(또는 RF부)(103)를 포함한다. 메모리(102)는 프로세서(101)와 연결되어, 프로세서(101)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(또는 RF부)(103)는 프로세서(101)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 프로세서(101)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다.
프로세서는 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. RF부는 무선 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리에 저장되고, 프로세서에 의해 실행될 수 있다. 메모리는 프로세서 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서와 연결될 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로써 순서도를 기초로 설명되고 있지만, 본 발명은 단계들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 상술한 바와 다른 단계와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (12)

  1. 하향링크 제어 정보가 인코딩되어 있는 제어 채널의 CCE(control channel element)의 개수를 정의하는 집합 레벨(Aggregation Level)에서, 현재 채널 상황에 적합한 최저 개수의 CCE를 선택하는 단계와;
    상기 선택된 최저 개수의 CCE 상에서 극 부호(polar code)의 프로즌 비트(frozen bit) 위치와, 언프로즌 비트(unfrozen bit) 위치를 결정하는 단계와;
    상기 언프로즌 비트 상에 인코딩되어 있는 상기 하향링크 제어 정보에 대해 극 부호의 제1 디코딩을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 하향링크 제어 정보 디코딩 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 디코딩이 실패한 경우, 상기 최저 개수 보다 많은 개수의 CCE를 선택하는 단계와;
    상기 선택된 계수의 CCE 상에서 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치를 결정하는 단계와;
    상기 결정된 언프로즌 비트 위치 상에 인코딩되어 있는 상기 하향링크 제어 정보에 대해 극 부호의 제2 디코딩을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 하향링크 제어 정보 디코딩 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 선택된 최저 개수가 1인 경우, 상기 1개의 CCE 상에의 상기 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치가 결정되고,
    상기 디코딩이 실패되어, 상기 최저 개수인 1 보다 큰 2개의 CCE 가 선택된 경우, 상기 2개의 CCE 상에의 상기 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치가 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 2개의 CCE 상에의 언프로즌 비트 위치의 세트는 상기 1개의 CCE 상에의 언프로즌 비트 위치의 세트를 포함하지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 제2 디코딩을 수행한 결과를 이용하여, 상기 제1 디코딩을 수행한 결과에 대해 패리티 검사를 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 제1 디코딩을 수행한 결과와 상기 제2 디코딩을 수행한 결과를 LLR(Log-Likelihood Ratio) 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 하향링크 제어 정보를 디코딩하는 단말로서,
    송수신부와;
    상기 송수신부를 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는
    하향링크 제어 정보가 인코딩되어 있는 제어 채널의 CCE(control channel element)의 개수를 정의하는 집합 레벨(Aggregation Level)에서, 현재 채널 상황에 적합한 최저 개수의 CCE를 선택하는 단계와;
    상기 선택된 최저 개수의 CCE 상에서 극 부호(polar code)의 프로즌 비트(frozen bit) 위치와, 언프로즌 비트(unfrozen bit) 위치를 결정하는 단계와;
    상기 언프로즌 비트 상에 인코딩되어 있는 상기 하향링크 제어 정보에 대해 극 부호의 제1 디코딩을 수행하는 단계를 수행하는 단말.
  8. 제1항에 있어서, 상기 프로세서는
    상기 제1 디코딩이 실패한 경우, 상기 최저 개수 보다 많은 개수의 CCE를 선택하는 단계와;
    상기 선택된 계수의 CCE 상에서 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치를 결정하는 단계와;
    상기 결정된 언프로즌 비트 위치 상에 인코딩되어 있는 상기 하향링크 제어 정보에 대해 극 부호의 제2 디코딩을 수행하는 단계를 더 수행하는 단말.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 선택된 최저 개수가 1인 경우, 상기 1개의 CCE 상에의 상기 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치가 결정되고,
    상기 디코딩이 실패되어, 상기 최저 개수인 1 보다 큰 2개의 CCE 가 선택된 경우, 상기 2개의 CCE 상에의 상기 극 부호의 프로즌 비트 위치와, 언프로즌 비트 위치가 결정되는 단말.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 2개의 CCE 상에의 언프로즌 비트 위치의 세트는 상기 1개의 CCE 상에의 언프로즌 비트 위치의 세트를 포함하지 않는 단말.
  11. 제8항에 있어서, 상기 프로세서는
    상기 제2 디코딩을 수행한 결과를 이용하여, 상기 제1 디코딩을 수행한 결과에 대해 패리티 검사를 수행하는 단계를 더 수행하는 단말.
  12. 제8항에 있어서, 상기 프로세서는
    상기 제1 디코딩을 수행한 결과와 상기 제2 디코딩을 수행한 결과를 LLR(Log-Likelihood Ratio) 결합하는 단계를 더 수행하는 단말.
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