WO2018124779A1 - 폴라 코드에 기반한 harq를 수행하는 방법 및 장치 - Google Patents

폴라 코드에 기반한 harq를 수행하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2018124779A1
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bit
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codeword
polar code
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안준기
김봉회
김기준
김병훈
황승계
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엘지전자 주식회사
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    • H04L2001/125—Arrangements for preventing errors in the return channel

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to a method for performing HARQ based on polar code in a wireless communication system and an apparatus using the same.
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • eMBB Enhanced Mobile Broadband
  • URLLC Ultra-reliable and Low Latency Communication
  • 3GPP decided to define a new radio (NR) different from the existing long term evolution (LTE), and defined both LTE and NR as 5G radio access technologies.
  • NR new radio
  • Polar code proposed by E. Arikan of Turkey (“Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels, IEEE TRANSACTIONS ON INFORMATION THEORY, VOL. 55, NO. 7, JULY 2009) polar code) is the first code that asymptically achieves channel capacity communication with practical complexity on a common channel.
  • 3GPP LTE has used convolutional codes or turbo codes, and the introduction of polar codes is being promoted in 3GPP NR.
  • the present invention provides a method of performing HARQ based on a polar code and an apparatus using the same.
  • the present specification proposes a method and apparatus for performing a hybrid automatic repeat request (HARQ) based on a polar code in a wireless communication system.
  • HARQ hybrid automatic repeat request
  • the apparatus includes a radio frequency (RF) unit for transmitting and receiving radio signals and a processor coupled to the RF unit.
  • RF radio frequency
  • the transmitter may be a UE and the receiver may be an eNB.
  • the transmitter generates response bits for the transport block received from the receiver.
  • the receiver may first transmit a data packet including at least one transport block to the transmitter.
  • a response bit indicating an ACK / NACK for each transport block For example, if two transport blocks have been received, the transmitter may generate response bits indicating whether to ACK / NACK with 2 bits for each transport block.
  • the transmitter may generate response bits indicating whether to ACK / NACK with 2 bits for each transport block.
  • the transmitter generates a codeword by encoding predefined information bits into the polar code.
  • the response bit is located in a high reliability bit among the predefined information bits.
  • the predefined information bits may correspond to input bits of an encoder that encodes the polar codes.
  • the predefined number of information bits may be K.
  • the number of highly reliable bits or the number of response bits among the predefined information bits may be a.
  • A may be a number less than or equal to K. If a is less than K, the response bits may be repeated to configure information bits input to the polar coding encoder.
  • the K bits are not limited to the predefined information bits but may correspond to the K predefined information bit positions.
  • the a bits may be an order or position of high reliability in K predefined information bit positions.
  • the a bits may be a predetermined order or position in the K predefined information bit positions.
  • the value of N may vary depending on the value of a, or the position of the input bit of the encoder having high reliability may vary depending on the value of a.
  • this operation may be complicated because it needs to know a value that changes dynamically between the terminal and the base station each time. Therefore, the complexity of the operation can be reduced by obtaining N based on a predefined K value and also obtaining the position of an input bit of a high reliability encoder within the K value.
  • a codeword is a value obtained by multiplying a coding matrix G N by an input bit including an information bit and a frozen bit, and the size of the codeword may be represented by N.
  • the size of the codeword may correspond to the block size of the polar code or the number of bits of the mother code. That is, the codeword may correspond to an output bit of an encoder that encodes the polar code.
  • the size of the codeword is determined as a value that supports the minimum coding rate based on the predefined number of information bits.
  • the transmitter transmits all or some bits of the codeword to the receiver via a physical channel.
  • All or some of the bits of the codeword may correspond to the transmission vector m or the coded bits to be actually transmitted at any point in time.
  • m The number of encoded bits to be actually transmitted at any time may be represented by m. That is, m bits may be generated by puncturing bits in the codeword or adding bits.
  • the codeword is transmitted through a physical channel, and the amount of radio resources used for transmission of the physical channel may be fixed. If so, the number m of encoded bits to be actually transmitted can be fixed regardless of the number of information bits.
  • a predetermined value may be transmitted in K-a bits except for bits having high reliability among the predefined information bits.
  • the predefined value may be a value equal to 0, 1, a NACK information value, or a frozen bit.
  • the NACK information value may apply the same value as the frozen bit.
  • the codeword may correspond to an output bit of an encoder that encodes the polar code.
  • the value of the size of the codeword may be N.
  • N may be an exponential power of 2 or a combination of an exponential power of 2 and an exponential power of 3.
  • a value N of the magnitude of the codeword is greater than the number K of information bits, and N-K frozen bits may be encoded into the polar code together with the predefined information bits.
  • the amount of radio resources used for transmission of the physical channel may be variable.
  • the number of all or some bits of the codeword may be determined as a value supporting the coding rate of the physical channel based on the number of response bits. Therefore, the number of encoded bits to be actually transmitted at any point of time has a value of or close to (number of response bits) / (coding rate of a physical channel) so that unnecessary coding bits can be avoided from being transmitted.
  • Polar codes can be used to transmit physical channels having various payload sizes.
  • 1 shows an example of encoding and decoding of a polar code.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a channel polarization and a polarization process of a polar code.
  • FIG 3 shows an example of a channel to which an embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. 4 shows a method of transmitting control information according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating simulation results of a systematic polar code and a non-systematic polar code.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating simulation results of a systematic polar code and a non-systematic polar code.
  • FIG. 7 is a flowchart illustrating a HARQ transmission scheme based on a polar code according to the present embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating a wireless communication system in which an embodiment of the present invention is implemented.
  • the wireless device may be fixed or mobile, and the user equipment (UE) may be a mobile station (MS), a mobile terminal (MT), a user terminal (UT), a subscriber station (SS), or a personal digital assistant (PDA). ), A wireless modem, a handheld device, or other terms.
  • the wireless device may be a device that supports only data communication, such as a machine-type communication (MTC) device.
  • MTC machine-type communication
  • a base station generally refers to a fixed station that communicates with a wireless device, and may be referred to by other terms such as an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), and an access point. Can be.
  • eNB evolved-NodeB
  • BTS base transceiver system
  • the present invention is applied based on 3GPP long term evolution (LTE) based on 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Technical Specification (TS).
  • LTE long term evolution
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • TS Technical Specification
  • 1 shows an example of encoding and decoding of a polar code.
  • B-DMC binary-input discrete memoryless channel
  • the input vector u is a binary vector of length N. K bits become information bits and the remaining NK bits are frozen bits.
  • the position of the information bit and the frozen bit in the input vector is only an example and is not a limitation.
  • the frozen bits may precede and then the information bits may be placed, or the frozen bits and the information bits may be disposed according to any input sequence.
  • an input vector has a length of 8 and the number of information bits is six. In the input sequence of ⁇ 1, 1, 1, 1, 0, 1, 1, 0 ⁇ , '1' may indicate a position where information bits are placed and '0' may indicate a position where the frozen bits are placed.
  • the frozen bit also known as a dummy bit, is a bit known to the transmitter and receiver in advance.
  • a codeword X is generated by multiplying the input vector u by the coding matrix G N.
  • the coding matrix G N is obtained as the Kronecker product of G 2 as follows. However, obtaining the coding matrix G N by a combination of exponents of two is only one example and can be obtained by various combinations of exponents.
  • Codeword X is transmitted using channel W N times.
  • the receiver decodes using the reception vector y to obtain a vector U that is a prediction of the information vector u .
  • a successive cancellation decoder may be used to decode the polar code.
  • the successive cancellation decoder sequentially decodes from u 1 . Bits already decoded are completely trusted.
  • u i decodes based on the received vector y and the information of bits U 1 through U i -1 that have already been decoded. If u i is a frozen bit, it is decoded into a bit already known.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a channel polarization and a polarization process of a polar code.
  • the horizontal axis represents the index of each channel
  • the vertical axis represents the channel capacity of each channel derived from the bit error rate.
  • Decoding using the continuous elimination decoder allows us to observe a unique phenomenon called channel polarization.
  • Each channel from information vector u to estimation vector U is either extremely good or extremely bad.
  • the channel capacity of the bits to be decoded first is biased toward the lower side, and the bits to be decoded later converge to a complete channel. This tendency can be inferred from the fact that the successive decoder decoder attempts to decode with more information in the future.
  • Polar coding starts with the simple idea of using only the best of these polarized channels. 2 also shows the remaining polar encoding process. Since the channel synthesis and decoding portions are already fixed, what remains is how to select the actual information bits. When observing the channel polarization phenomenon for sufficiently large N, the ratio of the good channel to the total number N of channels is determined by the channel capacity C of the channel W. That is, the number of good channels is close to N * C. In general, the encoder selects only good channels and allocates information bits, and assigns fixed bits (either frozen bits or dummy bits) for the rest. At this time, even if all of the dummy bits are determined to be 0, the generality is not lost. Then, the bits through the good channel can be decoded at a very low error rate at the receiver, and the number of information bits is about N * C, which is the number of good channels, so that communication close to the channel capacity becomes possible.
  • the control channel includes a physical channel for transmitting information necessary for communication between two communication nodes, such as DL scheduling information, UL scheduling information, hybrid automatic repeat request (HARQ) ACK / NACK information, channel state information (CSI), and power control information. can do.
  • the control channel includes a downlink (DL) control channel and / or an uplink (UL) control channel.
  • the DL control channel includes a physical downlink control channel (PDCCH)
  • the UL control channel includes a physical uplink control channel (PUCCH).
  • FIG 3 shows an example of a channel to which an embodiment of the present invention is applied.
  • This channel is a UL control channel and allows various payloads to be transmitted on P subcarriers and Q orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols. P and Q values can be adjusted.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • Codeword X of size N is converted into N / 2 modulation symbols through Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) modulation.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • BPSK binary phase shift keying
  • 8-PSK 8-PSK
  • Each modulation symbol is first multiplied by a spreading code ⁇ v (1), ..., v (P) ⁇ of size P.
  • the sequence of sizes Q ⁇ s (1), ..., s (Q) ⁇ is multiplied, and the orthogonal codes of size Q ⁇ w (1), ..., w (Q) ⁇ are subsequently multiplied.
  • the spreading code may be subjected to a cyclic shift.
  • R reference code rate of the control channel
  • N block size of polar code or size of codeword or number of bits of mother code
  • the K and M values can be changed for each control channel transmission.
  • the control channel is transmitted through a combination of specific unit resources (eg, a control channel element (CCE)), and the number of bits that can be transmitted per unit resource may be fixed. If the number of unit resources to which the control channel is transmitted is defined as an aggregation level, the M value may be determined according to the aggregation level.
  • CCE control channel element
  • the above embodiment is merely an example of a control channel carrying control information according to the present invention, and is not a limitation.
  • the transmission bits may be transmitted by mapping to a radio resource.
  • FIG. 4 shows a method of transmitting control information according to an embodiment of the present invention. This method may be performed by a transmitter, which may be a radio or a base station.
  • step S410 the block size N of the polar code is determined. This will be described later.
  • step S420 the information bit u representing the control information is encoded using the polar code to generate the codeword X.
  • step S430 bits in the codeword X are punctured or bits are added according to M to generate a transmission vector m . Interleaving may be performed.
  • step S440 the transmission vector m is modulated to generate a plurality of modulation symbols.
  • step S450 a plurality of modulation symbols are mapped to radio resources and transmitted. If necessary before mapping to radio resources, a spreading code or sequence can be multiplied with each modulation symbol.
  • the present specification proposes a scheme for applying rate matching and HARQ operation in an actual communication system using a systematic polar code and a non-systematic polar code as appropriate.
  • the following definitions are used for convenience.
  • N number of mother code coded bits
  • N When the number of mother coded coding bits (or the size of the G matrix) of the polar code is N, N may be an exponential power of 2 in the polar code structure.
  • the polar code may be configured in a structure different from that described above.
  • the generation matrix of the polar code is composed of a combination of a 2x2 kernel matrix and a 3x3 kernel matrix, N may be limited to a combination of an exponential power of 2 and an exponential power of 3.
  • the possible N values are expressed as N (i) (N (0) ⁇ N (1) ⁇ ... N (i) ⁇ N (i + 1) ...), which is 2x2.
  • the polar code encoder is determined by the structure of the K information bit input, NK frozen bit, and N bit output, and the bit channel position of the K information bit is determined by the reliability of the N bit channels. Assume that reliability is large. If the bit channel indexes to which the K information bits are mapped are w (0), w (1), ..., w (K-1) (0 ⁇ w (i) ⁇ N-1), the bit channel w ( The reliability of i) is generally assumed to be larger as i is larger.
  • the K information bit may include an error check code such as a CRC (Cyclical Redundancy Check) or a bit encoded with an outer code for additional error correction.
  • a mother code which is a specific polar code
  • a G matrix, an input vector u, and an output vector x extended in the form of a Kronecker product of a 2x2 matrix are as follows.
  • NK frozen bit strings f (0), f (1), f (2), ... f (NK-1) and K information bit strings i (0), i (1), i (2) ), ... i (K-1) in order to obtain a vector can be called a.
  • Input the information bitstream and the frozen bitstream by interleaving the members of a with reference to the vector w, multiplying the G matrix, or permutating the rows of the G matrix with reference to the vector w, and then multiplying the input vector.
  • the position can be adjusted according to the reliability of the bit channel.
  • the general systematic encoding technique is as follows. First, consider a coding scheme defined as a linear transformation through field F as follows.
  • G A and G A c are partial matrixes of G each consisting of rows having A and A c indices.
  • This mapping defines a non-systematic encoder.
  • the code rate can be adjusted by selecting the size of set A.
  • the code embodied by the non-systematic encoder is designated and various possible systematic encoders for the code are considered.
  • the codeword x can be written as follows.
  • G AB represents a partial matrix of G composed of a partial matrix different from an element array of G i, j (i ⁇ A, j ⁇ B).
  • u A serves as a data carrier in non-systematic encoding.
  • U A c is fixed as before. More precisely, for any non-systematic encoder with parameters (A, u A c ), where equation (8) makes a one-to-one correspondence between the set of possible values of u A and x B , the parameters (B, u It can be said that there is a systematic encoder with A c ).
  • GN can be obtained as follows.
  • the generation matrix is related as follows by recursion.
  • 0 N / 2 is a zero matrix having a size of (N / 2) * (N / 2).
  • G N is the lower triangle (lower-triangular) with the ones in the diagonal line, and therefore is reversible (in fact, the inverse of G N is the N G).
  • Proposition 2 The systematic encoding for the polar code may be performed at O (Nlog (N)) time. Proof of this is omitted.
  • Another method for systematic encoding is to use a successive cancellation (SC) decoder as an encoder.
  • SC successive cancellation
  • x is transmitted through a binary erasure channel (BEC) and the user data portion x A is received as it is while completely removing the remaining portion x A c .
  • BEC binary erasure channel
  • the polar code is defined by a generation matrix different from Equation 10 according to the following post permutation operation.
  • the standard form of polar coding as described in equation (6) applies permutations corresponding to bit-reversal operations.
  • the systematic encoder is It can be configured by selecting a set A and B to be an image of A under the permutation represented by.
  • FIG. 5 and 6 illustrate simulation results of a systematic polar code and a non-systematic polar code.
  • FIG. 5 compares bit error rate (BER) performance
  • FIG. 6 compares frame error rate (FER) performance.
  • 5 and 6 show simulation results to show the performance advantages of systematic polar codes.
  • AWGN additive white Gaussian noise
  • Modulation was applied to BPSK (binary phase shift keying).
  • BPSK binary phase shift keying
  • the codeword x generated by the polar encoder is mapped to the BPSK signal s ⁇ ⁇ -1, +1 ⁇ N.
  • the BPSK signal s is as follows.
  • the decoder used for the simulation is the SC decoder described in Equation 6 above.
  • Eb represents the signal energy transmitted per source bit and is here two.
  • the systematic polar code has similar FER performance but better BER performance than the non-systematic polar code.
  • the performance improvement is particularly noticeable at low Eb / No values where the BER curve is relatively flat.
  • Set) S ⁇ a (0), a (1), a (2), ... a (K-1) ⁇ and parity bit set (i.e. non-systematic set of bits)
  • P (p (0) , p (1), p (2), ..., p (NK-1) ⁇ .
  • HARQ transmission method using non-systematic polar code and systematic polar code is as follows.
  • the third coded bit obtained by combining the second coded bit obtained by applying systematic polar encoding to the same K bit information obtained by applying non-systematic polar encoding to the same K bit information is transmitted. do.
  • the non-systematic polar code has a complicated relationship between encoder input information and each coded bit when the mother code size N is large, and it is difficult to know which coded bit to send when m ⁇ N. That is, it is difficult to know which subsignal gains an optimal value when puncturing the subsignal bits.
  • the systematic polar code since coding bits are divided into systematic bits and parity bits, it is relatively easy to control between decoding possibilities and code gains according to punctured bit selection. Therefore, a transmission scheme combining a non-systematic polar code and a systematic polar code can be introduced.
  • X_s' of the first embodiment consists only of members of P or includes members of P preferentially.
  • X_s' constituting X' may be composed of all or part of members of P or a union of all members of P and some of members of S.
  • X_s' of the first embodiment consists only of members of S or includes members of S preferentially.
  • X_s' constituting X' may consist of all or part of members of S or a union of all members of S and some of members of P.
  • X_s' when puncturing for X 'of the second embodiment is required, X_s' may be preferentially punctured. As in the second embodiment, when puncturing for all coded bits X 'is required when X_s' is configured around parity bits, coded bits belonging to X_s' may be punctured first.
  • X_ns' when puncturing for X 'of the third embodiment is necessary, X_ns' may be punctured preferentially. As in the third embodiment, when puncturing for all coded bits X 'is required when X_s' is configured based on systematic bits, coded bits belonging to X_ns' may be punctured first.
  • X_ns' may be preferentially transmitted.
  • X_s ' is composed mainly of parity bits
  • encoding bits belonging to X_ns' are first compared with bits belonging to X_s 'when performing HARQ transmission for transmitting / retransmitting a part of all encoded bits X'.
  • X_s' may be preferentially transmitted.
  • X_s ' is composed of systematic bits
  • encoding bits belonging to X_s' are first compared with bits belonging to X_ns 'when performing HARQ transmission for transmitting / retransmitting a part of all encoded bits X'.
  • systematic bits may be included in each transport packet when repeated transmission through a plurality of packets.
  • a coded bit set obtained by applying systematic polar coding to K bit input information may be referred to as X_s, and X_s may be configured as a systematic bit set S and a parity bit set P.
  • X_s a coded bit set obtained by applying systematic polar coding to K bit input information
  • X_s may be configured as a systematic bit set S and a parity bit set P.
  • X' (i) may be composed of S and P '(i).
  • P '(i) is a subset of P and can be changed every i-th packet. That is, X '(i) is composed of all systematic bits and some parity bits selected for every transport packet.
  • an eNB transmits K-bit system information in n subframes through a physical broadcast channel (PBCH) or NPBCH (New PBCH). It can be repeatedly transmitted through a physical channel called.
  • PBCH physical broadcast channel
  • NPBCH New PBCH
  • N number of mother code coded bits
  • the UE may transmit HARQ response information (hereinafter, AN (ACK / NACK) information) for data packets transmitted by the eNB to the UE.
  • AN ACK / NACK
  • the number of AN information bits to be transmitted by the UE at any point may vary according to the number of data packets received by the UE. That is, the above defined a value may change at every time point.
  • a method for setting N and K values and an information bit arrangement method for polar code encoding when a value is changed are proposed.
  • the present specification can be applied to information transmission of a variable size other than information transmission or control information of a wireless node other than the UE such as an eNB.
  • the number of coding bits that can be transmitted through the corresponding physical channel may be fixed regardless of the number of input information bits. have.
  • the m value is fixed according to the physical channel. In this case, the following polar code encoding scheme may be applied.
  • the (N, K) value may be fixed, and a bit, which is actually valid information, may be transmitted through a position having high reliability among K input bit positions, and a predetermined value may be transmitted through the remaining Ka bit positions. .
  • the K value is fixed to one value that is greater than or equal to all possible a values
  • the N value is set to a value capable of appropriately supporting the minimum coding rate based on the K value.
  • the information bits are input to a highly reliable a position among the K bit channel input positions, and a predetermined value (0 or 1, Is the same value as the frozen bit). That is, a predetermined value is transmitted to a location of the AN information bit that has not received downlink control information (DCI).
  • DCI downlink control information
  • the (N, K) value may be determined based on the a value.
  • the UE places restrictions on the applicable combination of (N, K) values and the eNB may select a decoding result of a specific combination based on the result of decoding the possible (N, K) combinations.
  • the N value is determined by the K value thus determined and the target coding rate at this time.
  • the UE adds K-a predetermined bits to the a bit information and transmits the polarized information of the (N, K) structure.
  • the arrangement of the a bit and the Ka bit may be according to the first embodiment (that is, the information bit is input to a highly reliable position among the K bit channel input positions and the predetermined value is transmitted to the remaining Ka positions. do).
  • the eNB may perform decoding assuming a plurality of possible (N, K) combinations and select a decoding result of a specific combination therefrom.
  • the criterion for selecting the (N, K) combination may follow the result of the CRC check when the LLR value finally obtained in the decoding of each (N, K) combination or an error check code such as CRC is included in the information bit.
  • a physical channel composed of a variable amount of resources such as a physical uplink scheduled channel (PUSCH) that transmits data
  • PUSCH physical uplink scheduled channel
  • one of a plurality of PUCCH formats supporting different resource amounts is selected.
  • the number of coding bits that can be transmitted through the corresponding physical channel at any time point may vary. For example, if the maximum number of bits of ACK information that can be transmitted through the PUCCH is K, the actual DCI or PUSCH is assigned a number of bits smaller than K.
  • the m value may be determined based on the a value of the first embodiment.
  • the m value when the m value is variable, the m value may be determined in consideration of the coding rate r based on the a value. That is, the size N of the mother code is determined as K / R or a number close to K and the code rate R corresponding to the maximum number of information bits possible. However, since the number of encoded bits to be transmitted among N bits is set to a / r or a number close thereto, it is possible to avoid transmitting many encoded bits without need.
  • the eNB transmits an order value (corresponding to DL downlink assignment index (DAI) in the LTE system) for each DL packet together, and the UE transmits the corresponding order.
  • the AN information can be arranged at a input position.
  • the UE may report that the eNB transmits a packet corresponding to the corresponding order value even if there is a missing order value in the middle, and transmit a NACK to the corresponding AN information input position.
  • the AN information transmission terminal may separately transmit a value.
  • the eNB transmits a data packet and the UE transmits AN feedback thereto.
  • the UE may inform the eNB of the number of AN feedbacks transmitted by the eNB through separate signaling. .
  • the eNB assumes that the N-a bit, which is not N-K, among the N input bits is the frozen bit, and may decode the decoding performance.
  • the UE may send quantized a 'according to the range of the a value rather than the exact value of a.
  • the eNB assumes N-a' frozen bits and performs decoding. Can be done.
  • the arrangement order of inputting the a bit AN information can be adjusted only within the limited bit position.
  • the reliability order within the entire input bit position may be changed.
  • the arrangement order of inputting the a-bit AN information according to the m value is changed to an arbitrary input bit position, the encoding / decoding complexity may increase more than necessary. Therefore, when adjusting the input position of the a bit AN information according to the m value, it can be restricted to adjust only within a specific bit position. This restriction can be indicated by a sequence.
  • K' (0) ⁇ K '(1), ... ⁇ K' (X) define the input bit position for each K '(i) value, and then enter the actual input.
  • the order of the a bit input can be adjusted only within the input bit position defined based on the smallest K '(i) value of a ⁇ K' (i).
  • the input positions for the eight information bits are [9, 10, 12, 7, 11, 13, 14, 15].
  • a information bits are preferentially arranged in the order of indexes 15-> 14-> 13-> 11-> 7-> 12-> 10-> 9, and if m ⁇ 16, within the same index set May be placed at a different priority.
  • FIG. 7 is a flowchart illustrating a HARQ transmission scheme based on a polar code according to the present embodiment.
  • the transmitter may be a UE and the receiver may be an eNB.
  • step S710 the transmitter generates a response bit for a transport block received from the receiver.
  • the receiver may first transmit a data packet including at least one transport block to the transmitter.
  • a response bit indicating an ACK / NACK for each transport block For example, if two transport blocks have been received, the transmitter may generate response bits indicating whether to ACK / NACK with 2 bits for each transport block.
  • the transmitter may generate response bits indicating whether to ACK / NACK with 2 bits for each transport block.
  • step S720 the transmitter encodes predefined information bits into the polar code to generate a codeword.
  • the response bit is located in a high reliability bit among the predefined information bits.
  • the predefined information bits may correspond to input bits of an encoder that encodes the polar codes.
  • the predefined number of information bits may be K.
  • the number of highly reliable bits or the number of response bits among the predefined information bits may be a.
  • A may be a number less than or equal to K. If a is less than K, the response bits may be repeated to configure information bits input to the polar coding encoder.
  • the K bits are not limited to the predefined information bits but may correspond to the K predefined information bit positions.
  • the a bits may be an order or position of high reliability in K predefined information bit positions.
  • the a bits may be a predetermined order or position in the K predefined information bit positions.
  • the value of N may vary depending on the value of a, or the position of the input bit of the encoder having high reliability may vary depending on the value of a.
  • this operation may be complicated because it needs to know a value that changes dynamically between the terminal and the base station each time. Therefore, the complexity of the operation can be reduced by obtaining N based on a predefined K value and also obtaining the position of an input bit of a high reliability encoder within the K value.
  • a codeword is a value obtained by multiplying a coding matrix G N by an input bit including an information bit and a frozen bit, and the size of the codeword may be represented by N.
  • the size of the codeword may correspond to the block size of the polar code or the number of bits of the mother code. That is, the codeword may correspond to an output bit of an encoder that encodes the polar code.
  • the size of the codeword is determined as a value that supports the minimum coding rate based on the predefined number of information bits.
  • step S730 the transmitter transmits all or some bits of the codeword to the receiver through a physical channel.
  • All or some of the bits of the codeword may correspond to the transmission vector m or the coded bits to be actually transmitted at any point in time.
  • m The number of encoded bits to be actually transmitted at any time may be represented by m. That is, m bits may be generated by puncturing bits in the codeword or adding bits.
  • the codeword is transmitted through a physical channel, and the amount of radio resources used for transmission of the physical channel may be fixed. If so, the number m of encoded bits to be actually transmitted can be fixed regardless of the number of information bits.
  • a predetermined value may be transmitted in K-a bits except for bits having high reliability among the predefined information bits.
  • the predefined value may be a value equal to 0, 1, a NACK information value, or a frozen bit.
  • the NACK information value may apply the same value as the frozen bit.
  • the codeword may correspond to an output bit of an encoder that encodes the polar code.
  • the value of the size of the codeword may be N.
  • N may be an exponential power of 2 or a combination of an exponential power of 2 and an exponential power of 3.
  • a value N of the magnitude of the codeword is greater than the number K of information bits, and N-K frozen bits may be encoded into the polar code together with the predefined information bits.
  • the amount of radio resources used for transmission of the physical channel may be variable.
  • the number of all or some bits of the codeword may be determined as a value supporting the coding rate of the physical channel based on the number of response bits. Therefore, the number of encoded bits to be actually transmitted at any point of time has a value of or close to (number of response bits) / (coding rate of a physical channel) so that unnecessary coding bits can be avoided from being transmitted.
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating a wireless communication system in which an embodiment of the present invention is implemented.
  • the transmitter 800 includes a processor 810, a memory 820, and a transmitter / receiver (or a radio frequency (RF) unit 830).
  • the memory 820 is connected to the processor 810 and stores various information for driving the processor 810.
  • the transceiver (or RF unit) 830 is connected to the processor 810 to transmit and / or receive a radio signal.
  • Processor 810 implements the proposed functions, processes, and / or methods. In the above-described embodiment, the operation of the sender may be implemented by the processor 810.
  • the receiver 850 includes a processor 860, a memory 870, and a transceiver (or RF unit) 880.
  • the memory 870 is connected to the processor 860 and stores various information for driving the processor 860.
  • the transceiver (or RF unit) 880 is connected to the processor 860 to transmit and / or receive a radio signal.
  • Processor 860 implements the proposed functions, processes, and / or methods.
  • the processor may include application-specific integrated circuits (ASICs), other chipsets, logic circuits, and / or data processing devices.
  • the memory may include read-only memory (ROM), random access memory (RAM), flash memory, memory card, storage medium and / or other storage device.
  • the RF unit may include a baseband circuit for processing a radio signal.
  • the above-described technique may be implemented as a module (process, function, etc.) for performing the above-described function.
  • the module may be stored in memory and executed by a processor.
  • the memory may be internal or external to the processor and may be coupled to the processor by various well known means.

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Abstract

폴라 코드에 기반한 HARQ를 수행하는 방법 및 장치가 제공된다. 상기 장치는 수신기로부터 수신된 전송 블록에 대한 응답 비트를 생성한다. 상기 장치는 정의된 정보 비트를 폴라 코드로 인코딩하여 부호어를 생성한다. 상기 장치는 부호어의 전부 또는 일부 비트를 물리 채널을 통해 수신기로 전송한다. 응답 비트는 기정의된 정보 비트 중 신뢰도가 높은 비트에 위치한다. 부호어의 크기는 기정의된 정보 비트의 수를 기준으로 최소 부호화율을 지원하는 값으로 결정된다.

Description

폴라 코드에 기반한 HARQ를 수행하는 방법 및 장치
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 무선 통신 시스템에서 폴라 코드에 기반한 HARQ를 수행하는 방법 및 이를 이용한 장치에 관한 것이다.
3GPP(3rd Generation Partnership Project)는 2015년 9월 개최된 워크숍에서 5G 표준화에 대한 전반적인 일정과 개념을 합의하였다. 최상위 Use-case로 eMBB(Enhanced Mobile Broadband), Massive Machine Type Communications, URLLC(Ultra-reliable and Low Latency Communication) 등이 규정되었다. 서비스 시나리오 및 새로운 요구사항을 만족하기 위하여 3GPP는 기존 LTE(long term evolution)와는 다른 NR(new radio)을 정의하기로 결정하고, LTE와 NR 모두를 5G 무선 접속 기술로 정의하였다.
1948년 Shannon은 수학적으로 정의되는 통신 채널에서 전송 가능한 최대의 데이터량을 정의하고 이를 채널 용량이라 명명하였다. 터키의 E. Arikan ("Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels, IEEE TRANSACTIONS ON INFORMATION THEORY, VOL. 55, NO. 7, JULY 2009)에 의해 제안된 폴라 코드(polar code)는 최초로 일반적인 채널에서 실용적인 복잡도를 가지면서 채널 용량 통신을 점근적으로 달성시키는 부호이다.
3GPP LTE는 컨볼루션(convolution) 코드나 터보 코드를 사용해왔는데, 3GPP NR에서는 폴라 코드의 도입이 추진되고 있다.
본 발명은 폴라 코드에 기반한 HARQ를 수행하는 방법 및 이를 이용한 장치를 제공한다.
본 명세서는 무선 통신 시스템에서 폴라 코드(polar code)에 기반한 HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest)를 수행하는 방법 및 장치를 제안한다.
상기 장치는 무선신호를 송신 및 수신하는 RF(radio frequency)부 및 상기 RF부에 연결되는 프로세서를 포함한다.
먼저 용어를 정리하면, 송신기는 UE일 수 있고, 수신기는 eNB일 수 있다.
송신기는 수신기로부터 수신된 전송 블록(transport block)에 대한 응답 비트를 생성한다.
즉, 수신기는 적어도 하나의 전송 블록을 포함하는 데이터 패킷을 송신기로 먼저 전송할 수 있다. 여기서는, 전송 블록 각각에 대해 ACK/NACK을 지시하는 응답 비트가 있는 것으로 가정하고 기술한다. 예를 들어, 2개의 전송 블록이 수신되었다면, 송신기는 각각의 전송 블록에 대해 2비트로 ACK/NACK 여부를 지시하는 응답 비트를 생성할 수 있다. 다만, 하나의 예시일 뿐 항상 상기 실시예에 국한 되는 것은 아니다.
송신기는 기정의된 정보 비트를 상기 폴라 코드로 인코딩하여 부호어를 생성한다. 상기 응답 비트는 상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도(reliability)가 높은 비트에 위치한다.
상기 기정의된 정보 비트는 상기 폴라 코드로 인코딩을 수행하는 인코더의 입력 비트에 대응할 수 있다. 상기 기정의된 정보 비트의 수는 K일 수 있다. 상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도가 높은 비트의 수 또는 상기 응답 비트의 수는 a일 수 있다. 상기 a는 K보다 작거나 같은 수일 수 있다. 만약, a가 K보다 작다면 상기 응답 비트를 반복하여 폴라 코딩 인코더에 입력되는 정보 비트를 구성할 수 있다.
다만, K개의 비트는 기정의된 정보 비트로만 국한되는 것은 아니며, K개의 기정의된 정보 비트 위치에 대응할 수도 있다. a개의 비트는 K개의 기정의된 정보 비트 위치에서 신뢰도가 높은 순서 또는 위치일 수 있다. 또는, a개의 비트는 K개의 기정의된 정보 비트 위치에서 미리 지정된 순서 또는 위치일 수 있다.
만약, a를 정보 비트의 수로 정하면, N 값이 a 값에 따라 달라지거나 또는 신뢰도가 높은 인코더의 입력 비트의 위치가 a 값에 따라 달라질 수 있다. 다만, 이렇게 동작하면 단말과 기지국 사이에 다이나믹(dynamic)하게 변하는 a 값을 매번 알아야 하기 때문에 동작이 복잡해질 수 있다. 따라서, 미리 정의된 K 값을 기준으로 N을 구하고, 신뢰도가 높은 인코더의 입력 비트의 위치도 K 값 내에서 구함으로써 동작의 복잡도를 감소시킬 수 있다.
부호어는 정보 비트와 프로즌 비트를 포함하는 입력 비트에 코딩 행렬 G N을 곱하여 얻은 값으로, 부호어의 크기는 N으로 나타낼 수 있다. 부호어의 크기는 폴라 코드의 블록 크기 또는 마더 코드의 비트 수에 대응할 수 있다. 즉, 상기 부호어는 상기 폴라 코드로 인코딩을 수행하는 인코더의 출력 비트에 대응할 수 있다.
상기 부호어의 크기는 상기 기정의된 정보 비트의 수를 기준으로 최소 부호화율을 지원하는 값으로 결정된다.
송신기는 상기 부호어의 전부 또는 일부 비트를 물리 채널을 통해 상기 수신기로 전송한다.
상기 부호어의 전부 또는 일부 비트는 전송 벡터 m 또는 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트에 대응할 수 있다. 여기서는, 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트에 대응된다고 가정한다. 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트의 수는 m으로 나타낼 수 있다. 즉, 부호어 내 비트를 천공하거나, 비트를 추가하여 m개의 비트를 생성할 수 있다.
부호어는 물리 채널을 통해 전송되는데, 상기 물리 채널의 전송에 사용되는 무선 자원의 양은 고정될 수 있다. 그렇다면, 실제 전송될 부호화 비트의 수(m)는 정보 비트의 수와 무관하게 고정될 수 있다.
또한, 상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도가 높은 비트를 제외한 K-a개의 비트에서는 기정의된 값이 전송될 수 있다. 상기 기정의된 값은 0, 1, NACK 정보 값 또는 프로즌 비트(frozen bit)와 동일한 값일 수 있다. 특징적으로, NACK 정보 값은 프로즌 비트(frozen bit)와 동일한 값을 적용할 수 있다.
또한, 상기 부호어는 상기 폴라 코드로 인코딩을 수행하는 인코더의 출력 비트에 대응할 수 있다. 상기 부호어의 크기의 값은 N일 수 있다. 상기 N은 2의 지수승 또는 2의 지수승과 3의 지수승의 조합일 수 있다. 상기 부호어의 크기의 값 N은 상기 정보 비트의 수 K보다 크고, N-K 개의 프로즌 비트는 상기 기정의된 정보 비트와 함께 상기 폴라 코드로 인코딩될 수 있다.
상기 물리 채널의 전송에 사용되는 무선 자원의 양은 가변적일 수도 있다. 이때, 상기 부호어의 전부 또는 일부 비트의 수는, 상기 응답 비트의 수를 기준으로 상기 물리 채널의 부호화율을 지원하는 값으로 결정될 수 있다. 따라서, 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트의 수는 (응답 비트의 수)/(물리 채널의 부호화율) 의 값을 갖거나 이에 근접한 값을 가짐으로써 불필요한 부호화 비트를 전송하는 것을 피할 수 있다.
폴라 코드를 이용하여 다양한 페이로드 크기를 갖는 물리 채널의 전송이 가능하다.
도 1은 폴라 코드의 인코딩과 디코딩의 일 예를 보여준다.
도 2는 폴라 코드의 채널 양극화와 극부호화 과정을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예가 적용되는 채널의 일 예를 보여준다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 제어 정보의 전송 방법을 보여준다.
도 5는 systematic 폴라 코드와 non-systematic 폴라 코드의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 6은 systematic 폴라 코드와 non-systematic 폴라 코드의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 7은 본 실시예에 따른 폴라 코드에 기반한 HARQ 전송 방식을 도시한 절차 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 실시예가 구현되는 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다.
무선기기(wireless device)는 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment)은 MS(mobile station), MT(mobile terminal), UT(user terminal), SS(subscriber station), PDA(personal digital assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 또는, 무선기기는 MTC(Machine-Type Communication) 기기와 같이 데이터 통신만을 지원하는 기기일 수 있다.
기지국(base station, BS)은 일반적으로 무선기기와 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
이하에서는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) TS(Technical Specification)을 기반으로 하는 3GPP LTE(long term evolution)를 기반으로 본 발명이 적용되는 것을 기술한다. 이는 예시에 불과하고 본 발명은 다양한 무선 통신 네트워크에 적용될 수 있다.
도 1은 폴라 코드의 인코딩과 디코딩의 일 예를 보여준다.
B-DMC(binary-input discrete memoryless channel)을 가정하자. 블록 크기를 N이라 하고, 이는 부호어(codeword)의 크기가 N이고, N번의 채널이 사용됨을 가정한다. 한 개의 부호어의 전송을 위하여 N개의 독립적인 채널 W 가 존재한다. 그리고, 채널 합성(combining) 및 채널 분리(splitting)를 통하여 채널의 양극화(polarization) 현상을 얻게 된다.
입력 벡터 u는 길이 N인 이진 벡터이다. K개의 비트가 정보 비트가 되고, 나머지 N-K 비트들은 프로즌(frozen) 비트이다. 입력 벡터내 정보 비트와 프로즌 비트의 위치는 예시에 불과하며 제한이 아니다. 프로즌 비트가 앞서고 이후 정보 비트가 배치되거나, 프로즌 비트와 정보 비트가 임의의 입력 시퀀스에 따라 배치될 수 있다. 예를 들어, 입력 벡터의 길이가 8이고, 정보 비트의 수가 6개라 하자. {1, 1, 1, 1, 0, 1, 1, 0}의 입력 시퀀스에서 '1'은 정보 비트가 배치되는 위치를 나타내고, '0'은 프로즌 비트가 배치되는 위치를 나타낼 수 있다.
프로즌 비트는 더미(dummy) 비트라고도 하며, 전송기와 수신기가 미리 알고 있는 비트이다. 입력 벡터 u에 코딩 행렬 G N을 곱하여 부호어 X를 생성한다. 코딩 행렬 G N은 다음과 같이 G 2의 크로네커 곱(Kronecker product)으로 얻어진다. 다만, 코딩 행렬 G N을 2의 지수승의 조합으로 얻는 것은 하나의 일례일 뿐, 다양한 지수승의 조합으로 얻을 수 있다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000001
Figure PCTKR2017015664-appb-M000002
Figure PCTKR2017015664-appb-M000003
부호어 X는 채널 W를 N번 사용해서 전송된다. 수신기는 수신 벡터 y를 이용하여 복호를 수행하여, 정보 벡터 u의 예측치인 벡터 U를 얻는다. 폴라 코드의 복호를 위해 연속 제거 복호기(successive cancellation decoder)가 사용될 수 있다.. 연속 제거 복호기는 u1부터 순차적으로 복호한다. 이미 복호된 비트는 완전하게 신뢰한다. ui는 수신 벡터 y와 이미 복호가 완료된 비트 U1 부터 Ui -1의 정보를 기반으로 복호한다. ui가 프로즌 비트이면 이미 알고 있는 비트로 복호한다.
도 2는 폴라 코드의 채널 양극화와 극부호화 과정을 나타낸 도면이다.
도 2를 참조하면, 가로축은 각 채널의 인덱스이고, 세로 축은 비트 오율(Bit Error Rate)로부터 유도되는 각 채널의 채널 용량을 나타낸다.
연속 제거 복호기를 이용하여 복호를 수행하면 채널 양극화(channel polarization)라고 하는 독특한 현상을 관찰할 수 있다. 정보 벡터 u에서 추정 벡터 U로의 각각의 채널은 극단적으로 좋거나, 극단적으로 상태가 나빠진다. 일반적으로 먼저 복호가 수행되는 비트들의 채널 용량이 낮은쪽으로 편중되며, 후에 복호되는 비트들은 완전한 채널로 수렴한다. 이러한 경향은 연속 제거 복호기 기법에서 나중 비트로 갈수록 많은 정보를 가지고 복호를 시도한다는 사실로부터 유추될 수 있다.
부호어 X의 크기 N의 길이가 길어질수록 채널의 양극화는 심화되어 종국에는 채널 용량이 1에 근접하는 K개의 채널과 채널 용량이 0인 N-K개의 채널만 남게 된다. 그리고, 주어진 채널 상황에 대해서는 채널의 양극화는 고정적이다.
극부호화는 이렇게 양극화된 채널 중 좋은 채널만을 사용한다는 단순한 아이디어에서 시작된다. 즉, 도 2는 남은 극부호화 과정도 도시한다. 이미 채널 합성 및 복호화 부분이 고정되었으므로, 남은 것은 실제 정보 비트를 어떻게 선택하느냐일 것이다. 충분히 큰 N에 대하여 채널 양극화 현상을 관찰할 때, 전체 채널 수 N에 대한 좋은 채널의 비율은 채널 W의 채널 용량 C에 의해서 결정된다. 즉, 좋은 채널의 수는 N*C에 근접하게 된다. 일반적으로 부호화기는 좋은 채널만을 골라서 정보비트를 할당하고, 나머지에는 고정된 비트(프로즌 비트 또는 더미 비트)를 할당한다. 이때, 더미 비트는 모두 0으로 결정되어도 일반성을 잃지 않는다. 그러면, 좋은 채널을 통하는 비트들은 수신기에서 매우 낮은 오율로 복호가 가능할 것이고, 정보비트의 수는 좋은 채널의 수인 N*C개 정도이므로, 채널 용량에 근접하는 통신이 가능해진다.
이러한 극부호화의 구조 및 채널 용량 통신 특징은 일반적인 이진 입력 채널에 대해서 성립하는 것이고, 부호의 구조 자체가 채널 용량을 달성함을 함축하고 있다.
이제 3GPP의 데이터 채널 또는 제어채널의 전송에 폴라 코드를 적용하는 것을 제안한다. 제어채널은 DL 스케줄링 정보, UL 스케줄링 정보, HARQ(hybrid automatic repeat request) ACK/NACK 정보, CSI(channel state information), 파워 제어 정보 등 두개의 통신 노드 간의 통신에 필요한 정보를 전송하는 물리 채널을 포함할 수 있다. 제어채널은 DL(downlink) 제어채널 및/또는 UL(uplink) 제어채널을 포함한다. 3GPP LTE에서 DL 제어채널은 PDCCH(physical downlink control channel) 등이 있고, UL 제어채널은 PUCCH(phyiscal uplink control channel) 등이 있다.
도 3은 본 발명의 실시예가 적용되는 채널의 일 예를 보여준다.
이 채널은 UL 제어채널이고, 다양한 페이로드를 P개 부반송파와 Q개 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심벌을 통해 전송될 수 있도록 한다. P 와 Q 값은 조정될 수 있다.
크기 N의 부호어 X는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조를 통해 N/2개의 변조 심벌로 변환된다. 변조 방식에 제한이 없으며, BPSK(Binary Phase Shift Keying), 8-PSK 등도 사용될 수 있다. 각 변조 심벌에 크기 P의 확산 코드(spreading code) {v(1),...,v(P)}를 먼저 곱한다. 그리고, 크기 Q의 시퀀스 {s(1),...,s(Q)}가 곱해지고, 연속하여 크기 Q의 직교 코드 {w(1),...,w(Q)}가 곱해진다. 확산 코드는 순환 시프트가 적용될 수 있다.
폴라 코드를 제어채널에 적용하기 위해, 편의상 다음과 같은 정의를 사용한다.
K: 폴라 코드에 입력되는 정보 비트의 수
M: 제어 채널을 통해 실제 전송될 비트 수
R: 제어채널의 기준 부호화율(coderate)
N: 폴라코드의 블록 크기 또는 부호어의 크기 또는 마더 코드(mother code)의 비트 수
K 값과 M 값은 각 제어 채널의 전송 마다 바뀔 수 있다. 제어 채널은 특정 단위 자원(예, CCE(control channel element))의 조합을 통해 전송되고, 단위 자원 당 전송할 수 있는 비트 수는 고정될 수 있다. 제어채널이 전송되는 단위 자원의 수를 집합 레벨(aggregation level)이라고 정의하면, M 값은 집합 레벨에 따라 결정될 수 있다.
상기 실시예는 본 발명에 따른 제어 정보를 나르는 제어채널의 예시에 불과하며, 제한이 아니다. 정보 비트들을 변조하여 생성된 복수의 변조 심벌에 대해 확산 코드 또는 스크램블링 코드를 곱한 후, 무선 자원에 맵핑하여 전송될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 제어 정보의 전송 방법을 보여준다. 이 방법은 전송기에 의해 수행될 수 있으며, 전송기는 무선기기 또는 기지국일 수 있다.
단계 S410에서, 폴라 코드의 블록 크기 N을 결정한다. 이에 대해서는 후술한다.
단계 S420에서, 제어 정보를 나타내는 정보 비트 u를 폴라 코드를 이용하여 인코딩하여, 부호어 X를 생성한다.
단계 S430에서, M에 따라 부호어 X내 비트를 천공하거나, 비트를 추가하여 전송 벡터 m을 생성한다. 인터리빙이 수행될 수도 있다.
단계 S440에서, 전송 벡터 m를 변조하여 복수의 변조 심벌을 생성한다.
단계 S450에서, 복수의 변조 심벌을 무선 자원에 맵핑하여 전송한다. 무선 자원에 맵핑하기 전 필요하다면, 확산 코드나 시퀀스를 각 변조 심벌에 곱할 수 있다.
또한, 본 명세서에서는 systematic 폴라 코드와 non-systematic 폴라 코드를 적절히 이용하여 실제 통신 시스템에서의 레이트 매칭 및 HARQ 동작에 적용하는 방식들을 제안한다. 본 명세서에서는 편의상 다음과 같은 정의를 사용한다.
K: 마더 코드 입력 정보 비트 수
N: 마더 코드 부호화 비트 수
m: 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트(coded bit) 수
상기에서 폴라 코드의 마더 코드 부호화 비트 수(혹은 G 행렬의 크기)를 N이라고 하면 폴라 코드 구조상 N은 2의 지수승일 수 있다. 하지만, 폴라 코드를 상술한 구조와 다른 구조로 구성할 수도 있다. 예를 들어, 폴라 코드의 생성 행렬을 2x2 커널(kernel) 행렬과 3x3 커널 행렬의 조합으로 구성한다면 N은 2의 지수승과 3의 지수승의 조합으로 제한될 수 있다. 일반적으로 임의의 폴라 코드 구조에서 가능한 N 값을 N(i)로 표현하면(N(0)<N(1)<...N(i)<N(i+1)...), 2x2 커널 행렬만으로 구성되는 폴라 코드는 N(i)=2^n, N(i+1)=2^(n+1), N(i+2)=2^(n+2)로 표현할 수 있다.
상기 정의에서 (N, K)가 정해지면 폴라 코드 인코더는 K 정보 비트 입력, N-K 프로즌 비트, N 비트 출력 구조로 정해지며, K 정보 비트의 비트 채널 위치는 임의의 방식을 통해서 N 비트 채널 중 신뢰도(reliability)가 큰 위치로 정해지는 것을 가정한다. 이 때에 K 정보 비트가 매핑되는 비트 채널 인덱스를 w(0), w(1), ..., w(K-1)라고 하면(0 ≤ w(i) ≤ N-1) 비트 채널 w(i)의 신뢰도는 대체로 i가 클수록 큰 것을 가정한다. 여기에서 K 정보 비트는 CRC(Cyclical Redundancy Check)와 같은 에러 체크 부호를 포함하거나 추가 에러 정정을 위한 outer 부호로 부호화된 비트일 수 있다.
구체적인 폴라 코드인 마더 코드의 구성 예로서 2x2 행렬의 크로네커 곱 형태로 확장한 G 행렬과 입력 벡터 u, 출력 벡터 x로 나타내면 다음과 같다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000004
이 때에 N=16을 가정하면 w(i)로 구성된 벡터 w의 한 예는 다음과 같다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000005
이때, N-K개의 프로즌 비트열 f(0), f(1), f(2), ...f(N-K-1)와 K개의 정보 비트열 i(0), i(1), i(2), ...i(K-1)를 순서대로 붙여서 얻은 벡터를 a라고 할 수 있다. a의 구성원을 벡터 w를 참조하여 인터리빙(interleaving)하여 G 행렬에 곱하거나 G 행렬의 행을 벡터 w를 참조하여 퍼뮤테이션(permutation)한 뒤 입력 벡터를 곱하는 방식 등으로 정보 비트열과 프로즌 비트열의 입력 위치를 비트 채널의 신뢰도에 따라서 조정할 수 있다.
이하에서는 systematic 폴라 코드와 non-systematic 폴라 코드를 이용한 인코딩 방식에 대해 기술한다. non-systematic 폴라 코드를 이용한 인코딩 방식은 입력 정보 비트가 출력 비트에 그대로 나타나지 않는다. systematic 폴라 코드를 이용한 인코딩 방식은 입력 정보 비트가 출력 비트에 그대로 나타난다.
일반적인 systematic 인코딩 기법은 다음과 같다. 먼저, 다음과 같이 필드 F를 통해 선형 변환으로 정의된 코딩 기법을 고려한다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000006
폴라 코딩에 대해, 우리는 F가 이진 필드이고, F=F2 인 경우에 관심이 있다. 그러나, 이 섹션의 결과는 유한 또는 무한한 임의 필드에 적용된다.
non-systematic 폴라 코딩에서, u는 소스 워드로 간주되고, x는 코드 워드로 간주된다. 실제로, 상기 수학식 6을 사용하여 소스 워드를 와 u= (uA, uAc) (A ⊂ {1, ..., N})같이 두 부분으로 분할하여 비율이 조정되는 코드 집합을 정의한다. 첫 번째 부분 uA = (ui : i ∈ A)는 각 전송 라운드에서 자유롭게 변화할 수 있는 사용자 데이터로 구성되는 반면, 두 번째 부분 uAc = (ui : i ∈ Ac)는 세션의 초기에 고정되어 디코더에 알려진 숫자로 구성된다. 상기 수학식 6은 다음과 같이 쓸 수 있다.
여기서, GA와 GA c는 각각 A와 Ac 인덱스가 있는 행으로 구성된 G의 부분 행렬이다. 이러한 매핑은 non-systematic 인코더를 정의한다. 코드율은 집합 A의 크기를 선택하여 조정될 수 있다.
상기 수학식 7과 같이, non-systematic 인코더에 의해 구체화된 코드를 지정하고 이 코드에 대해 다양하고 가능한 systematic 인코더를 고려해본다. 이를 위해, 코드워드를 x = (xB, XB c) (이때, B는 {1, ..., N}의 임의의 부집합이다.)와 같이 나눌 수 있다. 또한, 코드워드 x는 다음과 같이 쓸 수 있다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000008
여기서, GAB는 Gi,j (i ∈ A, j ∈ B)의 요소 배열과 다른 부분 행렬로 구성된 G의 부분 행렬을 나타낸다. 이제 xB가 uA 역할을 하는 systematic 인코더를 찾을 수 있다. uA는 non-systematic 인코딩에서 데이터 캐리어의 역할을 한다. 반면, uA c는 이전처럼 고정되어 있다. 더 정확하게는, 상기 수학식 8이 uA와 xB의 가능한 값의 집합 간 일대일 대응을 이루는 경우, 파라미터 (A, uA c)를 갖는 소정의 non-systematic 인코더에 대해, 파라미터 (B, uA c)를 갖는 systematic 인코더가 존재한다고 말할 수 있다.
명제 1: 파라미터 (A, uA c)를 갖는 일부 non-systematic 인코더에 의해 정의된 모든 폴라 코드에 대해, A와 B가 같은 수의 요소를 갖고 GAB가 가역 행렬이라면, 파라미터 (B, uA c)를 갖는 systematic 인코더가 존재한다. 만약 명제 1의 충분 조건이 만족된다면, 파라미터 (B, uA c)를 갖는 systematic 인코더는 다음과 같은 계산에 의해 xB가 x = (xB, xB c)의 매핑을 이행할 수 있다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000009
상기 uA를 상기 수학식 8의 하단 식에 대입하면 xB c를 획득할 수 있다.
이번엔, 폴라 코드에 대한 systematic 인코딩 기법을 기술한다.
이제는 상술한 내용의 결과를 폴라 코드로 구체화할 수 있다. 먼저, 이진 필드로 F=F2로 필드를 고정한다. 또한, 임의의 n ≥ 1에 대해 수학식 6과 같은 인코더를 갖도록 블록 크기 N=2n의 폴라 코드를 정의할 수 있다. 이때, GN을 다음과 같이 구할 수 있다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000010
이때,
Figure PCTKR2017015664-appb-I000001
는 F의 n번째 크로네커 전력을 나타낸다. 폴라 코드에 대한 생성 행렬의 몇 가지 중요한 특성은 다음과 같다.
1) 생성 행렬은 재귀(recursion)에 의해 다음과 같이 관련된다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000011
이때, 0N/2는 (N/2)*(N/2) 크기의 0 행렬이다.
2) GN은 대각선에 있는 것들과 함께 낮은 삼각형(lower-triangular)이며, 따라서 가역적이다(실제로, GN의 역은 그 GN이다).
3) GN의 임의의 부분 행렬 (GN)A.A (A ⊂ {1, ..., N})는 또한 낮은 삼각형이고 대각선에 있는 것들을 가지고 있기 때문에 또한 가역적이다.
세 번째 성질은 A=B이면, 명제 1의 충분 조건이 폴라 코드에 대해 유지된다는 것을 의미한다. 이에 따라, A는 선택의 여지를 남겨두고, 나머지는 B=A로 설정한다.
명제 2: 폴라 코드에 대한 systematic 인코딩은 O(Nlog(N)) 시간에 수행될 수 있다. 이에 대한 증명은 생략한다.
systematic 인코딩을 위한 또 다른 방법은 인코더로서 SC(successive cancellation) 디코더를 사용하는 것이다. 이를 위해, BEC(binary erasure channel)를 통해 x가 전송된 것으로 간주고 나머지 부분 xA c를 완전히 제거하는 동안 사용자 데이터 부분 xA를 그대로 수신했다고 가정한다. (uA c, XA)에 대한 완전한 지식과 (uA, xA c)에 대한 완전한 불확실성을 반영하도록 디코더를 적절하게 초기화한다. 디코더가 항상 uA를 정확하게 찾을 것이라는 것은 재귀적 논증(recursive arguments)에 의해 나타날 수 있다.
폴라 코드는 다음과 같은 포스트 순열 연산(post permutation operation)에 따른 상기 수학식 10과 다른 생성 행렬에 의해 정의된다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000012
여기서,
Figure PCTKR2017015664-appb-I000002
은 N*N 순열 행렬이다. 사실, 수학식 6에서 설명한 바와 같은 폴라 코딩의 표준 형식은 비트 반전 연산(bit-reversal operation)에 대응하는 순열을 적용한다. 그러한 경우, systematic 인코더는 B가
Figure PCTKR2017015664-appb-I000003
로 표현된 순열 하에서 A의 이미지가 되도록 집합 A와 B를 선택하여 구성될 수 있다.
도 5 및 도 6은 systematic 폴라 코드와 non-systematic 폴라 코드의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다. 도 5는 BER(bit error rate) 성능을 비교하였고, 도 6은 FER(frame error rate) 성능을 비교하였다.
도 5 및 도 6은 systematic 폴라 코드의 성능 이점을 보여주기 위한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 상기 시뮬레이션은 길이 N=256이고 AWGN(additive white Gaussian noise) 채널에 1/2의 레이트 값을 갖는 폴라 코드를 사용하여 수행되었다. 변조는 BPSK(binary phase shift keying)가 적용되었다. 특히, 폴라 인코더에 의해 생성된 코드워드 x는 BPSK 신호 s ∈ {-1, +1}N에 매핑된다. BPSK 신호 s는 다음과 같다.
Figure PCTKR2017015664-appb-M000013
동등한 AWGN 채널은 y = s + z 로 나타낼 수 있다. 이때, z = (z1, ..., zN) 이고 평균은 0이고 변수는 No/2인 가우시안 랜덤 변수의 집합의 i.i.d.가 된다.
시뮬레이션에 사용된 디코더는 상기 수학식 6에서 설명한 SC 디코더이다.
도 5 및 도 6은 각각 BER과 FER 대 Eb/No의 결과를 나타낸다. 파라미터 Eb는 소스 비트 당 전송된 신호 에너지를 나타내며 여기서는 2이다. 폴라 코딩을 위한 집합 A는 Eb/No=1 (0 dB) 에서의 연산에 최적화되었다. (여기서, Eb/No = 0.188 dB은 쉐논의 한계이다) 다른 Eb/No 값에서 연산되도록 최적화된 폴라 코드를 사용한 시뮬레이션은 도 5 및 도 6에 보고된 시뮬레이션 결과와 큰 차이를 보이지 않는다.
결과적으로, systematic 폴라 코드는 non-systematic 폴라 코드에 비해 FER 성능은 유사하나 BER 성능이 더 우수함을 알 수 있다. 성능 향상은 BER 곡선이 비교적 평평한 낮은 Eb/No 값에서 특히 두드러지게 나타난다.
본 명세서에서는 편의상 systematic 폴라 코드의 출력 비트 집합 X={x(0), x(1), x(2), ..., x(N-1)}이 systematic 비트 집합(즉, 입력 정보 비트 집합) S={a(0), a(1), a(2), ...a(K-1)}과 parity 비트 집합(즉, non-systematic 비트 집합) P={p(0), p(1), p(2), ..., p(N-K-1)}의 합으로 구성됨을 가정한다.
non-systematic 폴라 코드와 systematic 폴라 코드를 적절히 이용한 HARQ 전송 방식은 다음과 같다.
제1 실시예에서, 동일한 K 비트 정보에 non-systematic 폴라 인코딩을 적용하여 얻은 제1 부호화 비트와 동일한 K 비트 정보에 systematic 폴라 인코딩을 적용하여 얻은 제2 부호화 비트를 결합하여 얻은 제3 부호화 비트로 전송한다.
non-systematic 폴라 코드는 마더 코드의 크기 N이 큰 경우 인코더 입력 정보와 각 부호화 비트 사이의 연관 관계가 복잡해서 m<N인 경우 어떤 부호화 비트를 보내지 않을지 알기 어렵다. 즉, 어떤 부호하 비트를 펑쳐링(puncturing)할 때 최적의 부호하 이득을 얻을지 알기 어렵다. 반면, systematic 폴라 코드는 부호화 비트가 systematic 비트와 parity 비트로 나뉘므로, 펑쳐링된 비트 선택에 따른 복호 가능성과 부호 이득 사이의 조절이 상대적으로 용이하다. 따라서, non-systematic 폴라 코드와 systematic 폴라 코드를 결합한 전송 방식을 도입할 수 있다.
구체적으로, 동일한 정보 비트열 i=[i(0), i(1), i(2), ...i(K-1)]에 non-systematic 폴라 인코딩을 적용하여 얻은 부호화 비트 집합을 X_ns라 하고, systematic 폴라 인코딩을 적용하여 얻은 부호화 비트 집합을 X_s라 가정한다. 이때, X_ns의 부분집합 X_ns'과 X_s의 부분집합 X_s'으로 구성한 부호화 비트 집합 X'을 구성하여 X'을 기반으로 정보 전송을 수행할 수 있다.
제2 실시예에서, 제1 실시예의 X_s'는 P의 구성원만으로 구성되거나 P의 구성원을 우선적으로 포함된다. X'을 구성할 때에 부호화 이득을 극대화하기 위하여 X'을 구성하는 X_s'는 P의 구성원 전체 또는 일부만으로 구성되거나 P의 구성원 전체와 S의 구성원 일부의 합집합으로 구성될 수 있다. (여기서, S는 systematic 비트 집합 (S={a(0), a(1), a(2), ...a(K-1)}), P는 parity 비트 집합 (P={p(0), p(1), p(2), ..., p(N-K-1)})이다. 하기 실시예에서도 동일하게 적용된다.)
제3 실시예에서, 제1 실시예의 X_s'는 S의 구성원만으로 구성되거나 S의 구성원을 우선적으로 포함된다. X'을 구성할 때에 최소한의 복호화 성능을 보장하기 위하여 X'을 구성하는 X_s'는 S의 구성원 전체 또는 일부 만으로 구성되거나 S의 구성원 전체와 P의 구성원 일부의 합집합으로 구성될 수 있다.
제4 실시예에서, 제2 실시예의 X'에 대한 펑쳐링이 필요한 경우 X_s'을 우선적으로 펑쳐링할 수 있다. 제2 실시예와 같이, X_s'가 parity 비트 위주로 구성될 때에 전체 부호화 비트 X'에 대한 펑쳐링이 필요한 경우 X_s'에 속한 부호화 비트들을 우선적으로 펑쳐링할 수 있다.
제5 실시예에서, 제3 실시예의 X'에 대한 펑쳐링이 필요한 경우 X_ns'을 우선적으로 펑쳐링할 수 있다. 제3 실시예와 같이, X_s'가 systematic 비트 위주로 구성될 때에 전체 부호화 비트 X'에 대한 펑쳐링이 필요한 경우 X_ns'에 속한 부호화 비트들을 우선적으로 펑쳐링할 수 있다.
제6 실시예에서, 제2 실시예의 HARQ 전송의 경우 X_ns'을 우선적으로 전송할 수 있다. 제2 실시예와 같이, X_s'가 parity 비트 위주로 구성될 때에 전체 부호화 비트 X' 중 일부를 전송/재전송하는 HARQ 전송을 수행할 때에 X_ns'에 속한 부호화 비트들을 X_s'에 속한 비트들에 비하여 먼저 전송할 수 있다.
제7 실시예에서, 제3 실시예의 HARQ 전송의 경우 X_s'을 우선적으로 전송할 수 있다. 제3 실시예와 같이, X_s'이 systematic 비트 위주로 구성될 때에 전체 부호화 비트 X' 중 일부를 전송/재전송하는 HARQ 전송을 수행할 때에 X_s'에 속한 부호화 비트들을 X_ns'에 속한 비트들에 비하여 먼저 전송할 수 있다.
또한, self-decodable 전송도 고려할 수 있다.
제 8 실시예에서, 동일한 정보에 systematic 폴라 코딩을 적용하여 복수의 패킷을 통해 반복 전송할 때에 각 전송 패킷에 systematic 비트를 포함하여 전송할 수 있다.
상기 실시예와 같이, K 비트 입력 정보에 systematic 폴라 코딩을 적용하여 얻은 부호화 비트 집합을 X_s라 하고, X_s가 systematic 비트 집합 S와 parity 비트 집합 P로 구성될 수 있다. 이때, 동일한 입력 정보에 대한 i번째 전송 패킷을 구성하는 부호화 비트 집합을 X'(i)라고 하면, X'(i)는 S와 P'(i)로 구성될 수 있다. 이때, P'(i)는 P의 부분집합으로서 매 i번째 패킷마다 바뀔 수 있다. 즉, X'(i)는 systematic 비트 전체 및 매 전송 패킷마다 선택되는 일부 parity 비트들로 구성된다. (S+P'(i))
특징적인 예로써, 3GPP LTE 시스템이나 3GPP에서 5세대 통신 시스템으로서 개발 중인 NR(New RAT) 시스템에서 eNB가 K 비트 시스템 정보를 n개의 서브프레임에서 걸쳐서 PBCH(physical broadcast channel) 또는 NPBCH(New PBCH)라는 물리 채널을 통해서 반복 전송할 수 있다. 이때, 각 서브프레임에서 전송되는 PBCH를 통해서 systematic 폴라 인코딩된 부호화 비트들 중 동일한 K개의 systematic 비트와 서브프레임 별로 바뀌는 parity 비트들을 전송할 수 있다.
또한, 본 발명이 적용되는 시스템의 다른 실시예로, 가변 크기의 정보 비트 전송에 폴라 코드를 적용하는 코드 구성 방식에 대해 기술한다. 본 명세서에서는 편의상 다음과 같은 정의를 사용한다.
K: 마더 코드 입력 정보 비트 수
N: 마더 코드 부호화 비트 수
a: 임의의 시점에서 실제 전송이 필요한 정보 비트 수 (a≤K)
m: 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트(coded bit) 수
eNB가 UE에게 전송한 데이터 패킷들에 대해 HARQ 응답 정보(이하, AN(ACK/NACK) 정보)를 UE가 전송할 수 있다. 이때, 임의의 시점에서 UE가 전송할 AN 정보 비트 수는 UE가 수신한 데이터 패킷 수에 따라서 변할 수 있다. 즉, 상기 정의한 a 값은 매 시점 변할 수 있다. 본 명세서에서는 a 값이 변화하는 경우의 폴라 코드 인코딩을 위한 N, K 값의 설정 방법 및 정보 비트 배치 방법을 제안한다. 하지만, 본 명세서가 eNB 등 UE 외의 무선 노드의 정보 전송이나 제어 정보 이외의 가변 크기의 정보 전송에 적용될 수 있음은 자명하다.
1. m 값이 고정된 경우
LTE 시스템의 PUCCH(physical uplink control channel)과 같이 고정된 양의 자원으로 구성된 특정 물리 채널을 정보 전송에 사용할 경우 해당 물리 채널을 통해 전송할 수 있는 부호화 비트 수는 입력 정보 비트 수와 무관하게 고정될 수 있다. 따라서, m 값은 물리 채널에 따라서 고정되게 된다. 이 경우에 다음과 같은 폴라 코드 인코딩 방식을 적용할 수 있다.
제1 실시예에서, (N, K) 값을 고정하고 실제 유효한 정보인 a 비트를 K 입력 비트 위치 중 신뢰도가 큰 위치를 통해 전송하고, 나머지 K-a 비트 위치를 통해서는 미리 정해진 값을 전송할 수 있다.
상기 방식에서, K 값은 가능한 모든 a 값보다 크거나 같은 한 값으로 고정하고, N 값은 K 값 기준으로 적절하게 최소 부호화율을 지원할 수 있는 값으로 정한다. 이때, 임의의 시점에서 전송해야할 실제 정보 비트 수가 a라고 하면, K개의 비트 채널 입력 위치 중 신뢰도가 높은 a개의 위치에 정보 비트를 입력하고 남은 K-a개의 위치에는 미리 정해진 값(0 또는 1, 특징적으로는 프로즌 비트와 동일한 값)을 전송한다. 즉, DCI(downlink control information)를 받지 않은 AN 정보 비트의 위치에는 미리 정해진 값을 전송한다.
제2 실시예에서, a 값을 기준으로 (N, K) 값을 정할 수 있다. 이때, UE가 적용 가능한 (N, K) 값 조합에 제한을 두고 eNB는 가능한 (N, K) 조합들에 대하여 디코딩을 수행한 결과를 바탕으로 특정 조합의 디코딩 결과를 선택할 수 있다.
UE는 K=a로, 또는 가능한 K 값에 제한이 있을 경우 가능한 K 값 중 K≥a를 만족하는 가장 작은 값으로 K 값을 정한다. 이렇게 정한 K 값과 이 때의 목표 부호화율에 의해 N 값이 정해진다. UE는 a 비트 정보에 K-a 개의 값이 미리 정해진 비트를 추가하여 (N, K) 구조의 폴라 인코딩한 정보를 전송한다. 이때, a 비트와 K-a 비트의 배치는 상기 실시예 1을 따를 수 있다(즉, K개의 비트 채널 입력 위치 중 신뢰도가 높은 a개의 위치에 정보 비트를 입력하고 남은 K-a개의 위치에는 미리 정해진 값을 전송한다).
eNB는 UE가 전송한 정보 비트 크기 a, 또는 이에 따른 (N, K) 조합을 모를 경우 가능한 복수의 (N, K) 조합을 가정한 디코딩을 수행하고 그 중 특정 조합의 디코딩 결과를 선택할 수 있다. (N, K) 조합을 선택하는 기준은 각 (N, K) 조합의 디코딩에서 최종적으로 얻은 LLR 값이나 혹은 CRC와 같은 에러 체크 부호가 정보 비트에 포함된 경우 CRC 체크 결과를 따를 수 있다.
2. m 값이 가변인 경우
LTE 시스템에서 데이터가 전송되는 물리 채널인 PUSCH(physical uplink scheduled channel)와 같이 가변 양의 자원으로 구성된 물리 채널을 정보 전송에 사용할 경우, 또는 서로 다른 자원 양을 지원하는 복수의 PUCCH 포맷 중에서 하나를 선택하는 경우, 임의의 시점에 해당 물리 채널을 통해 전송할 수 있는 부호화 비트 수는 변할 수 있다. 예를 들어, PUCCH를 통해 보낼 수 있는 최대 ACK 정보 비트 수가 K라면, 실제 DCI 또는 PUSCH는 K보다 작은 a 비트 수를 할당 받는다.
이 경우에 다음과 같은 폴라 코드 인코딩 방식을 적용할 수 있다.
제3 실시예에서, 상기 제1 실시예의 a 값을 기준으로 m 값을 정할 수 있다.
상기 제1 실시예에서 m 값이 가변인 경우 m 값은 a 값을 기준으로 부호화율 r을 고려하여 정할 수 있다. 즉, 마더 코드의 크기 N은 가능한 최대 정보 비트 수에 해당하는 K 및 부호화율 R에 의해 K/R 또는 이에 근접한 수로 정해진다. 그러나, N 비트 중 실제 전송할 부호화 비트 수는 a/r 또는 이에 근접한 숫자로 정함으로써, 필요 없이 많은 부호화 비트를 전송하는 것을 피할 수 있다.
상기 실시예 1 내지 3을 UE의 AN 정보 전송에 적용하고 UE가 임의의 시점에서 실제 수신한 DL 패킷에 맞춰서 전송해야할 AN 정보 비트 수를 a라고 가정할 수 있다. 그러면, 수신한 DL 패킷에 해당하는 AN 정보(a 비트)를 신뢰도가 높은 a개의 위치에 입력하고 나머지 K-a 비트 입력 위치에는 NACK 정보를 입력하여 폴라 인코딩하여 전송할 수 있다. 예를 들어, N=16, K=8, a=6이고 비트 채널 신뢰도가 상기 수학식 5를 따르는 경우, UE는 15, 14, 13, 11, 7, 12번 위치에 실제 수신한 6개의 DL 패킷에 대한 AN 정보를 전송하고 10, 9번 위치에는 NACK을 전송하고, 나머지 위치에는 프로즌 비트를 전송하게 된다 (W= [0 1 2 4 8 3 5 6 / 9 10 / 12 7 11 13 14 15]). 특징적으로 NACK 정보 값은 프로즌 비트와 동일한 값을 적용할 수 있다.
이때, UE와 eNB 사이의 AN 정보 배치 순서에 대한 불일치를 피하기 위하여 eNB는 각 DL 패킷이 대하여 순서 값(LTE 시스템에서의 DL DAI(downlink assignment index)에 해당)을 함께 전송하고, UE는 해당 순서 값에 따라서 AN 정보를 a개의 입력 위치에 배치할 수 있다. 이때, UE는 중간에 빠진 순서 값이 있더라도 해당 순서 값에 대응하는 패킷을 eNB가 전송한 것으로 보고 해당 AN 정보 입력 위치에는 NACK을 전송할 수 있다.
제4 실시예에서, AN 정보 전송단(UE)에서 a 값을 따로 전송할 수 있다.
상기 eNB가 데이터 패킷을 전송하고 UE가 이에 대한 AN 피드백을 전송하는 경우를 가정할 수 있다. 이때, eNB가 실제 전송한 데이터 패킷의 수와 UE가 수신한 데이터 패킷의 수 사이에 불일치가 있을 경우에 대비하여 UE가 eNB에게 자신이 전송하는 AN 피드백의 수 a를 별도의 시그널링 통하여 알려줄 수 있다. 이렇게 하면, eNB는 폴라 코딩 인코딩된 AN 피드백을 디코딩할 때에 N 입력 비트 중 N-K가 아닌 N-a 비트를 프로즌 비트로 가정하고 디코딩하여 디코딩 성능을 높일 수 있다. 이때, UE의 a 값 시그널링 오버헤드를 줄이기 위해 UE는 정확한 a 값이 아니라 a 값의 범위에 따라 양자화된 a'을 보낼 수 있으며, 이 경우 eNB는 N-a'개의 프로즌 비트를 가정하고 디코딩을 수행할 수 있다.
제5 실시예에서, a 비트 AN 정보의 입력하는 배치 순서를 제한된 비트 위치 내에서만 조정할 수 있다.
폴라 코드의 특성상 동일 N 값에 대해서도 m 값이 변함에 따라서 전체 입력 비트 위치 내의 신뢰도 순서가 바뀔 수 있다. 이때, m 값에 따라서 a 비트 AN 정보를 입력하는 배치 순서를 임의의 입력 비트 위치로 전환하면 인코딩/디코딩 복잡도가 필요 이상으로 증가할 수 있다. 따라서, m 값에 따라서 a 비트 AN 정보의 입력 위치를 조정할 때에 특정 비트 위치 내에서만 조정하도록 제한을 둘 수 있다. 이러한 제한은 시퀀스로 지시해줄 수 있다. 예를 들어, 가능한 최대 a 값을 K'라 하면, K' 입력 비트 위치는 m=N 또는 특정 기준 m 값을 가정하여 고정하고, 실제 m 값이 기준 값과 다른 경우에는 이렇게 정한 K' 입력 비트 위치 내에서만 a 비트의 입력 순서를 다르게 배치할 수 있다.
또는, K' 값을 K'(0) < K'(1), ... <K'(X)와 같이 복수 개 설정하고 각 K'(i) 값 별로 입력 비트 위치를 정의한 뒤, 실제 입력 비트 수가 a인 경우 a≤K'(i)인 가장 작은 K'(i) 값 기준으로 정의한 입력 비트 위치 내에서만 a 비트 입력 순서를 조정할 수 있다.
예를 들어, 상기 수학식 5와 같은 예에서 N=16, K'=8로 가정하면, 8개의 정보 비트에 대한 입력 위치는 [9,10,12,7,11,13,14,15]로 정의되어 a개의 정보 비트는 15->14->13->11->7->12->10->9번 인덱스 순서로 우선적으로 배치되며, m<16일 경우에는 동일 인덱스 집합 내에서 다른 우선 순위로 배치될 수 있다.
도 7은 본 실시예에 따른 폴라 코드에 기반한 HARQ 전송 방식을 도시한 절차 흐름도이다.
먼저 용어를 정리하면, 송신기는 UE일 수 있고, 수신기는 eNB일 수 있다.
단계 S710에서, 송신기는 수신기로부터 수신된 전송 블록(transport block)에 대한 응답 비트를 생성한다.
즉, 수신기는 적어도 하나의 전송 블록을 포함하는 데이터 패킷을 송신기로 먼저 전송할 수 있다. 여기서는, 전송 블록 각각에 대해 ACK/NACK을 지시하는 응답 비트가 있는 것으로 가정하고 기술한다. 예를 들어, 2개의 전송 블록이 수신되었다면, 송신기는 각각의 전송 블록에 대해 2비트로 ACK/NACK 여부를 지시하는 응답 비트를 생성할 수 있다. 다만, 하나의 예시일 뿐 항상 상기 실시예에 국한 되는 것은 아니다.
단계 S720에서, 송신기는 기정의된 정보 비트 를 상기 폴라 코드로 인코딩하여 부호어를 생성한다. 상기 응답 비트는 상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도(reliability)가 높은 비트에 위치한다.
상기 기정의된 정보 비트는 상기 폴라 코드로 인코딩을 수행하는 인코더의 입력 비트에 대응할 수 있다. 상기 기정의된 정보 비트의 수는 K일 수 있다. 상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도가 높은 비트의 수 또는 상기 응답 비트의 수는 a일 수 있다. 상기 a는 K보다 작거나 같은 수일 수 있다. 만약, a가 K보다 작다면 상기 응답 비트를 반복하여 폴라 코딩 인코더에 입력되는 정보 비트를 구성할 수 있다.
다만, K개의 비트는 기정의된 정보 비트로만 국한되는 것은 아니며, K개의 기정의된 정보 비트 위치에 대응할 수도 있다. a개의 비트는 K개의 기정의된 정보 비트 위치에서 신뢰도가 높은 순서 또는 위치일 수 있다. 또는, a개의 비트는 K개의 기정의된 정보 비트 위치에서 미리 지정된 순서 또는 위치일 수 있다.
만약, a를 정보 비트의 수로 정하면, N 값이 a 값에 따라 달라지거나 또는 신뢰도가 높은 인코더의 입력 비트의 위치가 a 값에 따라 달라질 수 있다. 다만, 이렇게 동작하면 단말과 기지국 사이에 다이나믹(dynamic)하게 변하는 a 값을 매번 알아야 하기 때문에 동작이 복잡해질 수 있다. 따라서, 미리 정의된 K 값을 기준으로 N을 구하고, 신뢰도가 높은 인코더의 입력 비트의 위치도 K 값 내에서 구함으로써 동작의 복잡도를 감소시킬 수 있다.
부호어는 정보 비트와 프로즌 비트를 포함하는 입력 비트에 코딩 행렬 G N을 곱하여 얻은 값으로, 부호어의 크기는 N으로 나타낼 수 있다. 부호어의 크기는 폴라 코드의 블록 크기 또는 마더 코드의 비트 수에 대응할 수 있다. 즉, 상기 부호어는 상기 폴라 코드로 인코딩을 수행하는 인코더의 출력 비트에 대응할 수 있다.
상기 부호어의 크기는 상기 기정의된 정보 비트의 수를 기준으로 최소 부호화율을 지원하는 값으로 결정된다.
단계 S730에서, 송신기는 상기 부호어의 전부 또는 일부 비트를 물리 채널을 통해 상기 수신기로 전송한다.
상기 부호어의 전부 또는 일부 비트는 전송 벡터 m 또는 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트에 대응할 수 있다. 여기서는, 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트에 대응된다고 가정한다. 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트의 수는 m으로 나타낼 수 있다. 즉, 부호어 내 비트를 천공하거나, 비트를 추가하여 m개의 비트를 생성할 수 있다.
부호어는 물리 채널을 통해 전송되는데, 상기 물리 채널의 전송에 사용되는 무선 자원의 양은 고정될 수 있다. 그렇다면, 실제 전송될 부호화 비트의 수(m)는 정보 비트의 수와 무관하게 고정될 수 있다.
또한, 상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도가 높은 비트를 제외한 K-a개의 비트에서는 기정의된 값이 전송될 수 있다. 상기 기정의된 값은 0, 1, NACK 정보 값 또는 프로즌 비트(frozen bit)와 동일한 값일 수 있다. 특징적으로, NACK 정보 값은 프로즌 비트(frozen bit)와 동일한 값을 적용할 수 있다.
또한, 상기 부호어는 상기 폴라 코드로 인코딩을 수행하는 인코더의 출력 비트에 대응할 수 있다. 상기 부호어의 크기의 값은 N일 수 있다. 상기 N은 2의 지수승 또는 2의 지수승과 3의 지수승의 조합일 수 있다. 상기 부호어의 크기의 값 N은 상기 정보 비트의 수 K보다 크고, N-K 개의 프로즌 비트는 상기 기정의된 정보 비트와 함께 상기 폴라 코드로 인코딩될 수 있다.
상기 물리 채널의 전송에 사용되는 무선 자원의 양은 가변적일 수도 있다. 이때, 상기 부호어의 전부 또는 일부 비트의 수는, 상기 응답 비트의 수를 기준으로 상기 물리 채널의 부호화율을 지원하는 값으로 결정될 수 있다. 따라서, 임의의 시점에서 실제 전송될 부호화 비트의 수는 (응답 비트의 수)/(물리 채널의 부호화율) 의 값을 갖거나 이에 근접한 값을 가짐으로써 불필요한 부호화 비트를 전송하는 것을 피할 수 있다.
도 8은 본 발명의 실시예가 구현되는 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다.
송신기(800)는 프로세서(processor, 810), 메모리(memory, 820) 및 송수신부(또는 RF(radio frequency)부, 830)을 포함한다. 메모리(820)는 프로세서(810)와 연결되어, 프로세서(810)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(또는 RF부)( 830)는 프로세서(810)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 프로세서(810)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 전술한 실시 예에서 송신자의 동작은 프로세서(810)에 의해 구현될 수 있다.
수신기(850)는 프로세서(860), 메모리(870) 및 송수신부(또는 RF부)(880)를 포함한다. 메모리(870)는 프로세서(860)와 연결되어, 프로세서(860)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(또는 RF부)(880)는 프로세서(860)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 프로세서(860)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다.
프로세서는 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. RF부는 무선 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리에 저장되고, 프로세서에 의해 실행될 수 있다. 메모리는 프로세서 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서와 연결될 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로써 순서도를 기초로 설명되고 있지만, 본 발명은 단계들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 상술한 바와 다른 단계와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (10)

  1. 폴라 코드(polar code)에 기반한 HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest)를 수행하는 방법에 있어서,
    송신기가, 수신기로부터 수신된 전송 블록(transport block)에 대한 응답 비트를 생성하는 단계;
    상기 송신기가, 기정의된 정보 비트를 상기 폴라 코드로 인코딩하여 부호어를 생성하는 단계; 및
    상기 송신기가, 상기 부호어의 전부 또는 일부 비트를 물리 채널을 통해 상기 수신기로 전송하는 단계를 포함하되,
    상기 응답 비트는 상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도(reliability)가 높은 비트에 위치하고, 및
    상기 부호어의 크기는 상기 기정의된 정보 비트의 수를 기준으로 최소 부호화율을 지원하는 값으로 결정되는
    방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 물리 채널의 전송에 사용되는 무선 자원의 양은 고정된
    방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 기정의된 정보 비트는 상기 폴라 코드로 인코딩을 수행하는 인코더의 입력 비트이고,
    상기 기정의된 정보 비트의 수는 K이고,
    상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도가 높은 비트의 수 또는 상기 응답 비트의 수는 a이고, 및
    상기 a는 K보다 작거나 같은 수인
    방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도가 높은 비트를 제외한 K-a개의 비트에서는 기정의된 값이 전송되는
    방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 기정의된 값은 0, 1, NACK 정보 값 또는 프로즌 비트(frozen bit)와 동일한 값인
    방법.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 부호어는 상기 폴라 코드로 인코딩을 수행하는 인코더의 출력 비트이고,
    상기 부호어의 크기의 값은 N이고, 및
    상기 N은 2의 지수승 또는 2의 지수승과 3의 지수승의 조합인
    방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 N은 상기 K보다 크고, 프로즌 비트는 상기 기정의된 정보 비트와 함께 상기 폴라 코드로 인코딩되고, 및
    상기 프로즌 비트의 수는 N-K개인
    방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 물리 채널의 전송에 사용되는 무선 자원의 양은 가변적인
    방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 부호어의 전부 또는 일부 비트의 수는, 상기 응답 비트의 수를 기준으로 상기 물리 채널의 부호화율을 지원하는 값으로 결정되는
    방법.
  10. 폴라 코드(polar code)에 기반한 HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest)를 수행하는 송신기에 있어서,
    무선 신호를 송수신하는 RF(Radio Frequency) 부; 및
    상기 RF부를 제어하는 프로세서(processor)를 포함하되, 상기 프로세서는
    수신기로부터 수신된 전송 블록(transport block)에 대한 응답 비트를 생성하고,
    기정의된 정보 비트를 상기 폴라 코드로 인코딩하여 부호어를 생성하고, 및
    상기 부호어의 전부 또는 일부 비트를 물리 채널을 통해 상기 수신기로 전송하되,
    상기 응답 비트는 상기 기정의된 정보 비트 중 신뢰도(reliability)가 높은 비트에 위치하고, 및
    상기 부호어의 크기는 상기 기정의된 정보 비트의 수를 기준으로 최소 부호화율을 지원하는 값으로 결정되는
    송신기.
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