WO2018135227A1 - Ｄｃｄｃコンバータ回路のデッドタイム設定方法 - Google Patents

Ｄｃｄｃコンバータ回路のデッドタイム設定方法 Download PDF

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WO2018135227A1
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time
dead time
voltage
period
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崇克 水村
信太朗 田中
裕二 曽部
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present invention relates to a dead time setting method for a DCDC converter circuit, and more particularly to a dead time setting method for a DCDC converter circuit used for a power supply for a vehicle.
  • a DCDC converter circuit used for a vehicle power supply constitutes a full bridge circuit by a plurality of switching elements, and is stepped up or down through a transformer by controlling the full bridge circuit.
  • the full bridge circuit has a series circuit composed of an upper arm and a lower arm (see Patent Document 1).
  • a dead time that is a simultaneous OFF period of the upper arm and the lower arm.
  • the DCDC converter circuit is required to reduce the loss of the switching operation while suppressing an increase in the resonance inductance connected between the full bridge circuit and the transformer.
  • the problem to be solved by the present invention is to reduce the loss of the switching operation while suppressing the increase in the resonance inductance.
  • a dead time setting method for a DC / DC converter circuit is a dead time setting method for a DC / DC converter circuit including a resonance coil connected to a full bridge circuit and a transformer, and the dead time is calculated by using an inductance of the resonance coil and an inductance of the resonance coil. It is calculated based on the leakage inductance of the transformer.
  • FIG. 2 is a block diagram of the internal configuration of an isolated DCDC converter 200.
  • FIG. FIG. 2 is a schematic block diagram showing connection of electrified components in vehicle 100. The switching timing of the switching elements H1 to H4 is shown.
  • movement of the insulation type DCDC converter 200 in the period (1) of Fig.3 (a) is shown.
  • movement of the insulation type DCDC converter 200 in the period (2) of Fig.3 (a) is shown.
  • the primary side circuit operation of the isolated DCDC converter 200 when ZVS fails is shown.
  • the circuit operation in the periods (1), (2), and (3) of FIG. It is a graph which shows the effect in this embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic block diagram showing the connection of electrified components in the vehicle 100.
  • the vehicle 100 is an electric vehicle or a hybrid vehicle, and includes a main motor 101, an inverter 102, a high-voltage main battery 201, a low-voltage auxiliary battery 202, an insulated DCDC converter 200, and an auxiliary 103.
  • the main motor 101 is a travel motor for the vehicle 100 and is driven by AC power output from the inverter 102.
  • the inverter 102 is a power conversion device that converts the DC power of the high-voltage main unit battery 201 into AC power.
  • the auxiliary machine 103 is an electronic device that operates using the DC power of the low-voltage auxiliary machine battery 202, and is a generic term for an ECU, a headlight, etc., although not shown.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the internal configuration of the isolated DCDC converter 200.
  • the insulated DCDC converter 200 is a power converter between the high voltage main battery 201 and the low voltage auxiliary battery 202.
  • the high voltage main battery 201 is a high voltage battery configured by connecting a plurality of lithium ion batteries or the like.
  • the low voltage auxiliary machine battery 202 is a low voltage battery such as a lead battery.
  • the full bridge circuit 203 is a circuit that converts power using four switching elements, and includes switching elements H1 to H4.
  • the switching element H1 and the switching element H2 connected in series constitute an arm, and are similarly connected in series.
  • the switching element H3 and the arm constituted by the switching element H4 connected to each other are connected in parallel.
  • the switching elements H1 to H4 are semiconductor switches, and MOSFETs or the like are used.
  • Capacitance components H1C to H4C are capacitance components that appear to be connected in parallel to the switching elements H1 to H4 in terms of an equivalent circuit, and are composed of parasitic capacitances of the switching elements and capacitors connected in parallel.
  • the resonant inductor 204 is an inductance component for flowing a circulating current through the full bridge circuit 203.
  • the resonant inductor 204 may be the sum of the leakage inductance of the transformer 205 and the inductance component of the resonant coil, or only the leakage inductance of the transformer 205.
  • the resonant inductor 204 is mounted between the connection point between the switching element H ⁇ b> 1 and the switching element H ⁇ b> 2 and the transformer 205.
  • the resonant inductor 204 stores an excitation current when the high voltage main battery 201 excites the transformer 205 as energy.
  • the transformer 205 has a primary winding, a secondary winding, and a core, and performs power conversion according to the turn ratio of the primary winding and the secondary winding.
  • the primary winding is connected to the full bridge circuit 203 and the secondary winding is connected to the secondary side rectifier circuit 206.
  • the secondary side rectifier circuit 206 is connected to the secondary winding of the transformer 205, rectifies the power output from the transformer 205, and outputs the rectified power to the low-voltage auxiliary battery 202. Although not shown, it includes a choke coil, a switching element, a diode, and the like.
  • the control signal generator 207 receives the output voltage of the secondary side rectifier circuit 206, the output current, and the like, calculates the switching timing of the switching elements H1 to H4, and outputs each control signal.
  • a DSP or a microcomputer is used for timing calculation and signal generation.
  • FIG. 3 shows the primary circuit operation of the isolated DCDC converter 200 when ZVS is successful.
  • ZVS is a technique for reducing loss to approximately 0 [W] by switching in a state where the voltage across the switching elements H1 to H4 is approximately 0 [V].
  • the loss of the switching element is obtained by the product of the voltage across the switching element and the current flowing through the switching element, and ZVS is established by setting the voltage across the switching element to approximately 0 [V].
  • FIG. 3A shows the switching timing of the switching elements H1 to H4. However, the entire operation of the isolated DCDC converter 200 is not shown.
  • the control signal H1gate is a control signal for the switching element H1, and is a signal output from the control signal generation unit 207.
  • the switching element H1 is turned on with a slight time difference by turning on the control signal H1gate, and is similarly turned off by turning off the control signal H1gate.
  • the control signal H2gate is a control signal for the switching element H2 like the control signal H1gate.
  • the control signal H3gate is a control signal for the switching element H3 like the control signal H1gate.
  • the control signal H4gate is a control signal for the switching element H4 like the control signal H1gate.
  • the switching element H1 and the switching element H3 are in the on state, and the switching element H2 and the switching element H4 are in the off state.
  • FIG. 3B shows the primary side circuit operation of the isolated DCDC converter 200 in the period (1) of FIG.
  • the circulating current 302b is a current that the resonant inductor 204 flows, and the current path is indicated by a thick arrow in FIG. 3B, and returns to the resonant inductor 204 via the transformer 205, the switching element H3, and the switching element H1. .
  • a period (2) in FIG. 3A is a state in which the switching element H1 is turned off from the state in the period (1) in FIG. 3A, and the switching element H1, the switching element H2, and the switching element H4 are in the off state.
  • the switching element H3 is on.
  • FIG. 3C shows the primary side circuit operation of the isolated DCDC converter 200 in the period (2) of FIG.
  • the circulating current 302c is obtained by changing the current path of the circulating current 302b, and is indicated by a thick line arrow in FIG.
  • the circulating current 302c is the same as the circulating current 302b until it flows through the transformer 205 and the switching element H3. However, since the switching element H1 is in the OFF state, it cannot flow through the switching element H1, and the high voltage main battery 201 Return to the resonant inductor 204 via the body diode of the switching element H2.
  • the capacitance component H1C is charged at both ends and is charged by the circulating current 302c.
  • the switching element H1 Since the switching element H1 is turned off, the voltage component H2C is discharged due to a decrease in voltage at both ends. After the discharge is completed, the body diode of the switching element H2 becomes conductive and the circulating current 302c flows.
  • the circulating current 302c gradually decreases due to charging of the capacitive component H1C, loss of the wiring path, and the like.
  • the period (3) in FIG. 3A is a state in which the switching element H2 is turned on from the state in the period (2) in FIG. 3A, and the switching element H2 and the switching element H3 are in the on state.
  • the switching element H4 is in an off state.
  • the voltage across the switching element H2 is the switching element when the capacitive component H2C is discharged in the period (2) of FIG. 3A, that is, when the body diode of the switching element H2 is conductive and the circulating current 302c flows. This is only the voltage drop of the body diode of H2, and can be regarded as almost 0 [V].
  • ZVS in the switching element H2 is established by turning on when the voltage across the switching element H2 is approximately 0 [V].
  • FIG. 4 shows the primary side circuit operation of the isolated DCDC converter 200 when ZVS fails as a comparative example.
  • the circulating current 302c is a circulating current when ZVS is established in the switching element H2, and is indicated by a dotted arrow in FIG.
  • the circulating current 302c gradually decreases and eventually stops flowing.
  • a circulating current 401 is a current path of the circulating current when a reverse voltage is applied to the resonant inductor 204, and is indicated by a thick arrow in FIG.
  • the capacitive component H1C is discharged to secure a current path of the circulating current 401.
  • the capacitive component H2C is charged by generating a voltage at both ends.
  • ZVS in the switching element H2 becomes unsatisfactory when the capacitance component H2C is charged and turned on when the voltage across the switching element is not 0 [V].
  • the period (2) in FIG. 3 (a) is called dead time.
  • the dead time is a period provided to prevent the P / N short circuit of the high voltage main battery 201, that is, to prevent the switching element H1 and the switching element H2 from being simultaneously turned on.
  • ⁇ Dead time should be set long to avoid P / N short circuit considering the safety of the circuit.
  • the dead time should be set short because ZVS needs to be established in consideration of a low-loss circuit and the switching element H2 needs to be turned on while the circulating current 302c is flowing.
  • FIG. 5 shows circuit operations in the periods (1), (2), and (3) of FIG.
  • the horizontal axis represents time
  • the change points of the switching element H1 and the switching element H2 are shown as times t0, t1, t2, t3, t4, t5, and t6, and the change points of the resonant inductor 204 are ta, tb, and tc. It shows with.
  • FIG. 5 the circuit operation diagram at the upper left shows the operation of the switching element H1.
  • the time t0 is a time when the control signal generation unit 207 outputs an off command of the control signal H1gate of the switching element H1.
  • Switching element H1 receives control signal H1gate at time t0. Strictly speaking, there is a time difference from when the control signal H1gate is output from the control signal generation unit 207 until it is transmitted to the switching element H1, but it is negligible and may be ignored here.
  • the gate signal H1Vgs starts a voltage drop after receiving the control signal H1gate.
  • Time t1 is the time when the gate signal H1Vgs drops to the plateau voltage.
  • the circulating current flows through the path of the circulating current 302b because the switching element H1 is not yet turned off at time t1.
  • the elapsed time from time t0 to time t1 is displayed as period t01, and the elapsed time from time t1 to time t2 is also displayed as period t12 in the same manner.
  • the period t01 can be expressed by (Formula 1).
  • Rg is a parasitic resistance component such as a wiring pattern.
  • Rg_app_off is a resistance value of the gate resistor inserted on the circuit, although not shown. A different constant may be used for the gate resistance when the switch is turned off and when the switch is turned on.
  • Vgs_app indicates a voltage applied to the gate terminal of the switching element.
  • Vgp is a plateau voltage and depends on the switching element.
  • the time t2 is a time when the discharge of the mirror capacitance is completed, and the switching element H1 starts to be turned off from here.
  • the period t12 can be expressed by (Formula 2).
  • the gate signal H1Vgs keeps the plateau voltage during the period t12 and starts to decrease from the time t2.
  • the drain current H1Ids is a current that flows between the drain and the source of the switching element H1, and starts decreasing from time t2.
  • the time t3 is a time when the switching element H1 is substantially turned off.
  • the period t23 can be expressed by (Formula 3).
  • Vtk indicates the threshold voltage of the switching element.
  • the gate signal H1Vgs continues to decrease during the period t23, reaches the threshold voltage at time t3, and continues to decrease thereafter.
  • the drain current H1Ids starts decreasing at time t2, and becomes almost 0 [A] at time t3.
  • the switching element H1 is turned off at time t3 when the drain current H1Ids becomes 0 [A].
  • the time t4 is the time when the ON signal of the control signal H2gate of the switching element H2 is output from the control signal generator 207.
  • Switching element H2 receives control signal H2gate at time t4. Strictly speaking, there is a time difference from when the control signal H2gate is output from the control signal generation unit 207 until it is transmitted to the switching element H2, but it is negligible and may be ignored here.
  • the gate signal H2Vgs starts increasing after receiving the control signal H2gate.
  • Time t5 is the time when the gate signal H2Vgs rises to the threshold voltage.
  • Switching element H2 starts to turn on at time t5.
  • the drain current H2Ids starts to rise at time t5.
  • the period t45 can be expressed by (Formula 4).
  • Rg_app_on indicates a resistance value of the gate resistor inserted on the circuit, although not shown.
  • Time t6 is the time when the gate signal H2Vgs rises to the plateau voltage. Switching element H2 is substantially turned on at time t6.
  • the period t56 can be expressed by (Formula 5).
  • the lower circuit operation diagram shows the operation of the resonant inductor 204 and the capacitive component H2_C.
  • the voltage VH2C indicates the voltage across the capacitive component H2C.
  • the circulating current ILr indicates a current flowing through the resonant inductor 204, that is, a circulating current, and gradually starts decreasing at time t3 in order to charge the capacitive component H1C.
  • the time ta indicates the time when the charging of the capacitive component H1C and the discharging of the capacitive component H2C are completed.
  • the voltage VH2C is almost 0 [V] because the discharge of the capacitive component H2C is completed.
  • the period t3a is an elapsed time from the start of the discharge of the capacitive component H2C and the charge of the capacitive component H1C at the time t3 to the completion of the discharge of the capacitive component H2C and the charge of the capacitive component H1C at the time ta. (Expression 6).
  • C is the capacity of the capacitive component H2C and the capacitive component H1C.
  • the capacitance components H2C and H1C are treated as the same capacitance, but may be different.
  • Vin is a voltage value of the high-voltage main unit battery 201 and is an input voltage of the isolated DCDC converter 200.
  • ILr (0) is an initial value of the circulating current and depends on the output current of the isolated DCDC converter 200.
  • the time tb indicates the time when the reversal of the circulating current ILr is completed.
  • the circulating current ILr decreases as a function of the input voltage Vin and the inductance of the resonant inductor 204 from time ta, and starts inversion at the center of the period tab, and the inversion is completed at time tb.
  • the voltage VH2C can be regarded as almost 0 [V] from the time ta until the time tb when the discharge is completed.
  • the period tab is the elapsed time from the completion of the charging of the capacitive component H1C and the discharging of the capacitive component H2C at the time ta until the inversion of the circulating current ILr is completed at the time tb, and is expressed by (Equation 7). I can do it.
  • Lr is the inductance of the resonant inductor 204.
  • the time tc indicates the time for discharging the capacitive component H1C and charging the capacitive component H2C.
  • the capacity component H1C starts discharging after the reversal of the circulating current ILr is completed at time tb, and is completed at time tc.
  • Capacitance component H2C starts charging after reversal of circulating current ILr is completed at time tb, and charging is completed at time tc.
  • the period tbc indicates an elapsed time from when the reversal of the circulating current ILr is completed at the time tb to when the discharging of the capacitive component H1C and the charging of the capacitive component H2C are completed at the time tc.
  • ZVS in the switching element H2 is established when the voltage across the switching element H2 is approximately 0 [V], that is, when the voltage across the capacitive component H2C is 0 [V].
  • the voltage across the capacitance component H2C becomes approximately 0 [V] at time ta, and starts increasing again from time tb. That is, it is substantially 0 [V] in the period tab.
  • ZVS in the switching element H2 may be satisfied if the switching element H2 is substantially in the on state within the period tab, so that it is satisfied if the time t6 is within the period tab, that is, (Formula 8) may be satisfied.
  • the period t0a is the sum of the period t01, the period t12, the period t23, and the period t3a, and can be expressed by (Equation 9).
  • the period t06 is the sum of the period t04, the period t45, and the period t56, and can be expressed by (Expression 10).
  • the period t0b is the total of the period t0a and the period tab, and can be expressed by (Expression 11).
  • the optimal dead time t04 can be obtained by setting a time t4 that satisfies (Expression 8) using (Expression 9), (Expression 10), and (Expression 11).
  • FIG. 6 is a graph showing effects in the present embodiment.
  • the vertical axis indicates the loss [W] when the switching element is turned on, and the horizontal axis indicates the load current [A] of the isolated DCDC converter 200.
  • the loss curve 601 shows the loss when the dead time is set to 200 [ns] as a comparative example.
  • a loss curve 602 indicates a loss when the dead time is set to 150 [ns] according to the present embodiment.
  • the loss curve 602 indicates that there is less loss than the loss curve 601 over the entire load region shown.
  • the loss curve 602 is expected to have a large loss in a light load region (not shown), but as an output specification of the isolated DCDC converter 200, a medium load (approximately 100 [A]) to a heavy load (200 [A] or more). )),
  • the light load region can be optimized for low loss.
  • SYMBOLS 100 Vehicle, 101 ... Main machine motor, 102 ... Inverter, 103 ... Auxiliary machine, 200 ... Insulation type DCDC converter, 201 ... High voltage main machine battery, 202 ... Low voltage auxiliary machine battery, 203 ... Full bridge circuit, 204 ... Resonant inductor, 205 DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Transformer, 206 ... Secondary side rectifier circuit, 207 ... Control signal generator, 302b ... Circulating current, 302c ... Circulating current, 401 ... Circulating current, 601 ... Loss curve, 602 ... Loss curve, H1 ... Switching element, H2 ... switching element, H3 ...
  • H4 switching element, H4 ... switching element, H1C ... capacitive component, H2C ... capacitive component, H3C ... capacitive component, H4C ... capacitive component, H1gate ... control signal, H2gate ... control signal, H1Ids ... drain current, H2Ids ... Drain current, H3gate ... Control signal, H4ga e ... control signal, H1Vgs ... gate signal, H2Vgs ... gate signal, ILr ... circulating current

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Abstract

本発明の課題は、共振インダクタンスの大型化を抑制しつつスイッチング動作の損失を低減することである。　本発明に係るＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法は、フルブリッジ回路に接続された共振コイルとトランスを備えるＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法であって、前記デッドタイムは、前記共振コイルのインダクタンスと前記トランスのリーケージインダクタンスに基いて算出される。

Description

ＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法
本発明は、ＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法に関し、特に車両用電源に用いられるＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法に関するものである。
　車両用電源に用いられるＤＣＤＣコンバータ回路は、複数のスイッチング素子によりフルブリッジ回路を構成し、フルブリッジ回路を制御することによりトランスを介して昇圧又は降圧される。
　フルブリッジ回路は、上アームと下アームにより構成される直列回路を有する（特許文献１参照）。上アームと下アームの間で短絡電流が流れることを防止するために、上アームと下アームの同時オフ期間であるデッドタイムを設定する必要がある。
　このデッドタイムの期間中にスイッチング素子のスイッチング動作の損失が生じる場合がある。ＤＣＤＣコンバータ回路は、フルブリッジ回路とトランスとの間に接続される共振インダクタンスの大型化を抑制しつつスイッチング動作の損失を低減することが求められている。
特開２０１６－１１６４４０号公報
　そこで本発明が解決しようとする課題は、共振インダクタンスの大型化を抑制しつつスイッチング動作の損失を低減することである。
　本発明に係るＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法は、フルブリッジ回路に接続された共振コイルとトランスを備えるＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法であって、前記デッドタイムは、前記共振コイルのインダクタンスと前記トランスのリーケージインダクタンスに基いて算出される。
　本発明により、共振インダクタンスの大型化を抑制しつつスイッチング動作の損失を低減することができる。
絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の内部構成ブロック図である。 車両１００における電動化部品の接続を示す概略ブロック図である。 スイッチング素子Ｈ１ないしＨ４のスイッチングタイミングを示す。 図３（ａ）の期間(1)における絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の１次側回路動作を示す。 図３（ａ）の期間(2)における絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の１次側回路動作を示す。 比較例としてＺＶＳ失敗時の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の１次側回路動作を示す。 図３（ａ）の期間(1)、(2)、及び(3)における回路動作を示す。 本実施形態における効果を示すグラフである。
　本発明に係る実施形態を図１から図６を用いて説明する。
　図２は、車両１００における電動化部品の接続を示す概略ブロック図である。
　車両１００は、電気自動車、或いはハイブリッド自動車であり、主機モータ１０１、インバータ１０２、高圧主機バッテリ２０１、低圧補機バッテリ２０２、絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００、補機１０３を有する。
　主機モータ１０１は、車両１００の走行用モータであり、インバータ１０２が出力する交流電力により駆動される。
　インバータ１０２は、高圧主機バッテリ２０１の直流電力を交流電力に変換する電力変換装置である。
　補機１０３は、低圧補機バッテリ２０２の直流電力を使用して動作する電子機器であり、図示しないが、ＥＣＵ、ヘッドライト等の総称である。
　図１は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の内部構成ブロック図である。
　絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、高圧主機バッテリ２０１と低圧補機バッテリ２０２間の電力変換装置である。
　高圧主機バッテリ２０１は、リチウムイオンバッテリ等を複数接続して構成される高電圧バッテリである。低圧補機バッテリ２０２は、鉛電池等の低電圧バッテリである。
　フルブリッジ回路２０３は、４つのスイッチング素子を用いて電力変換する回路であり、スイッチング素子Ｈ１ないしＨ４を有し、直列に接続されたスイッチング素子Ｈ１とスイッチング素子Ｈ２でアームを構成し、同様に直列に接続されたスイッチング素子Ｈ３とスイッチング素子Ｈ４で構成したアームが並列接続された構成とする。スイッチング素子Ｈ１ないしＨ４は、半導体スイッチであり、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。
　容量成分Ｈ１ＣないしＨ４Ｃは、等価回路的には、スイッチング素子Ｈ１ないしＨ４に並列接続されて見える容量成分であり、スイッチング素子の寄生容量、及び並列接続されたキャパシタから構成される。
　共振インダクタ２０４は、フルブリッジ回路２０３に循環電流を流す為のインダクタンス成分である。共振インダクタ２０４は、変圧器２０５の漏れインダクタンス、及び共振コイルのインダクタンス成分を加えたもの、或いは、変圧器２０５の漏れインダクタンスのみでも良い。共振インダクタ２０４は、スイッチング素子Ｈ１とスイッチング素子Ｈ２の接続点と、変圧器２０５の間に実装される。
　共振インダクタ２０４は、高圧主機バッテリ２０１が変圧器２０５を励磁する際の励磁電流をエネルギーとして蓄える。
　図３で後述する循環電流は、共振インダクタ２０４が流す電流であり、フルブリッジ回路２０３内のスイッチング素子Ｈ１ないしＨ４が切り替わる際、即ち高圧主機バッテリ２０１が変圧器２０５を励磁していない時に流れる。
　変圧器２０５は、１次巻線、２次巻線、コアを有し、１次巻線と２次巻線の巻数比に応じて電力変換する。１次巻線はフルブリッジ回路２０３と接続され、２次巻線は２次側整流回路２０６と接続される。
　２次側整流回路２０６は、変圧器２０５の２次巻線と接続され、変圧器２０５が出力した電力を整流し、低圧補機バッテリ２０２へ出力する。図示しないが、チョークコイル、スイッチング素子、ダイオード等を有する。
　制御信号生成部２０７は、２次側整流回路２０６の出力部電圧、同出力電流等を入力とし、スイッチング素子Ｈ１ないしＨ４のスイッチングタイミングを演算、夫々の制御信号を出力する。タイミング演算、信号生成は、ＤＳＰ或いはマイコン等が用いられる。
　図３は、ＺＶＳ成功時の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の１次側回路動作を示す。ＺＶＳとは、スイッチング素子Ｈ１ないしＨ４の両端電圧がほぼ０［Ｖ］の状態でスイッチングすることで損失をほぼ０［Ｗ］にする技術である。スイッチング素子の損失は、スイッチング素子の両端電圧とスイッチング素子を流れる電流の積によって求められ、スイッチング素子の両端電圧をほぼ０［Ｖ］にすることでＺＶＳが成立する。
　図３（ａ）は、スイッチング素子Ｈ１ないしＨ４のスイッチングタイミングを示す。但し、絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の全動作を示しているわけではない。
　制御信号Ｈ１ｇａｔｅは、スイッチング素子Ｈ１の制御信号であり、制御信号生成部２０７が出力する信号である。スイッチング素子Ｈ１は、制御信号Ｈ１ｇａｔｅをオンすることで、多少の時差を伴ってオン状態へ移行し、制御信号Ｈ１ｇａｔｅをオフすることで、同様にオフ状態へ移行する。
　制御信号Ｈ２ｇａｔｅは、制御信号Ｈ１ｇａｔｅ同様にスイッチング素子Ｈ２の制御信号である。制御信号Ｈ３ｇａｔｅは、制御信号Ｈ１ｇａｔｅ同様にスイッチング素子Ｈ３の制御信号である。制御信号Ｈ４ｇａｔｅは、制御信号Ｈ１ｇａｔｅ同様にスイッチング素子Ｈ４の制御信号である。
　図３（ａ）の期間(1)は、スイッチング素子Ｈ１とスイッチング素子Ｈ３がオン状態であり、スイッチング素子Ｈ２とスイッチング素子Ｈ４がオフ状態である。
　図３（ｂ）は、図３（ａ）の期間(1)における絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の１次側回路動作を示す。
　循環電流３０２ｂは、共振インダクタ２０４が流す電流であり、電流パスは図３（ｂ）内の太線矢印で示され、変圧器２０５、スイッチング素子Ｈ３、スイッチング素子Ｈ１を経由して共振インダクタ２０４へ戻る。
　図３（ａ）の期間(2)は、図３（ａ）の期間(1)の状態からスイッチング素子Ｈ１がオフした状態であり、スイッチング素子Ｈ１、スイッチング素子Ｈ２、スイッチング素子Ｈ４がオフ状態、スイッチング素子Ｈ３がオン状態である。
　図３（ｃ）は、図３（ａ）の期間(2)における絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の１次側回路動作を示す。
　循環電流３０２ｃは、循環電流３０２ｂの電流パスが変わったものであり、図３（ｃ）内の太線矢印で示す。
　循環電流３０２ｃは、変圧器２０５、スイッチング素子Ｈ３を流れるところまでは循環電流３０２ｂと同様であるが、スイッチング素子Ｈ１がオフ状態である為、スイッチング素子Ｈ１を流れることができず、高圧主機バッテリ２０１、スイッチング素子Ｈ２のボディダイオードを経由して共振インダクタ２０４へ戻る。
　容量成分Ｈ１Ｃは、スイッチング素子Ｈ１がオフ状態になる為、両端に電圧が生じ、循環電流３０２ｃにより充電される。
　容量成分Ｈ２Ｃは、スイッチング素子Ｈ１がオフ状態になる為、両端電圧が減少し、放電される。放電完了後、スイッチング素子Ｈ２のボディダイオードが導通し、循環電流３０２ｃが流れる。
　循環電流３０２ｃは、容量成分Ｈ１Ｃの充電、及び配線経路の損失等により徐々に減少する。
　図３（ａ）の期間(3)は、図３（ａ）の期間(2)の状態からスイッチング素子Ｈ２がオンした状態であり、スイッチング素子Ｈ２、スイッチング素子Ｈ３がオン状態、スイッチング素子Ｈ１、スイッチング素子Ｈ４がオフ状態である。
　スイッチング素子Ｈ２の両端電圧は、図３（ａ）の期間(2)において容量成分Ｈ２Ｃが放電された状態、すなわちスイッチング素子Ｈ２のボディダイオードが導通し、循環電流３０２ｃが流れている状態ではスイッチング素子Ｈ２のボディダイオードの電圧降下分だけであり、ほぼ０［Ｖ］とみなすことが出来る。
　スイッチング素子Ｈ２におけるＺＶＳは、スイッチング素子Ｈ２の両端電圧がほぼ０［Ｖ］の時にオンすることで成立する。
　図４は、比較例としてＺＶＳ失敗時の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の１次側回路動作を示す。
　循環電流３０２ｃは、前述の通り、スイッチング素子Ｈ２におけるＺＶＳ成立時の循環電流であり、図４内の点線矢印で示す。循環電流３０２ｃは、徐々に減少し、いずれ流れなくなる。
　共振インダクタ２０４は、循環電流３０２ｃが流れなくなることで、逆電圧がかかる。循環電流４０１は、共振インダクタ２０４に逆電圧がかかった際の循環電流の電流パスであり、図４内の太線矢印で示す。
　容量成分Ｈ１Ｃは、循環電流４０１の電流パスを確保する為に放電される。容量成分Ｈ２Ｃは、両端に電圧が生じ、充電される。
　スイッチング素子Ｈ２におけるＺＶＳは、容量成分Ｈ２Ｃが充電された状態、スイッチング素子の両端電圧が０［Ｖ］でない状態でオンすることで不成立となる。
　ＺＶＳを成立させる為には、循環電流３０２ｃが流れている状態でスイッチング素子Ｈ２をオンさせる必要があり、図３（ａ）の期間(2)、すなわちスイッチング素子Ｈ１がオフしてからスイッチング素子Ｈ２がオンするまでの時間を調節すればよい。
　図３（ａ）の期間(2)は、デッドタイムと呼ばれる。デッドタイムは、高圧主機バッテリ２０１のＰ／Ｎ短絡を防ぐ為、すなわちスイッチング素子Ｈ１とスイッチング素子Ｈ２の同時オンを防ぐ為に設ける期間である。
　デッドタイムは、回路の安全を考慮すると、Ｐ／Ｎ短絡を避ける為に、長く設定するべきである。一方、デッドタイムは、低損失な回路を考慮すると、ＺＶＳを成立させる必要があり、循環電流３０２ｃが流れている状態でスイッチング素子Ｈ２をオンする必要がある為、短く設定するべきである。
　本実施形態は、
　ＺＶＳが成立するデッドタイムの範囲を考慮し、その範囲内で可能な限り長いデッドタイムを設定する手段を提案するものである。
　図５は、図３（ａ）の期間(1)、(2)、及び(3)における回路動作を示す。図５は、横軸を時間とし、スイッチング素子Ｈ１、スイッチング素子Ｈ２の変化点を時間ｔ０、ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６で示し、共振インダクタ２０４の変化点をｔａ、ｔｂ、ｔｃで示す。
　図５の中で、左上の回路動作図はスイッチング素子Ｈ１の動作を示す。
　時間ｔ０は、スイッチング素子Ｈ１の制御信号Ｈ１ｇａｔｅのオフ指令が制御信号生成部２０７から出力された時間である。
　スイッチング素子Ｈ１は、時間ｔ０において制御信号Ｈ１ｇａｔｅを受信する。厳密には制御信号Ｈ１ｇａｔｅが制御信号生成部２０７から出力されてからスイッチング素子Ｈ１に伝わるまでの時差があるが、極わずかである為、ここでは無視してよい。
　ゲート信号Ｈ１Ｖｇｓは、制御信号Ｈ１ｇａｔｅを受信後、電圧降下を開始する。
　時間ｔ１は、ゲート信号Ｈ１Ｖｇｓがプラトー電圧まで降下した時間である。
　循環電流は、時間ｔ１においてはスイッチング素子Ｈ１がまだオフしていない為、循環電流３０２ｂの経路で流れている。
　時間ｔ０から時間ｔ１までの経過時間を期間ｔ０１と表示し、同様の方式で時間ｔ１から時間ｔ２までの経過時間も期間ｔ１２と表示する。
　期間ｔ０１は、（式１）で表すことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　Ｒｇは、配線パターン等の寄生抵抗成分である。Ｒｇ＿ａｐｐ＿offは、図示していないが、回路上に挿入したゲート抵抗の抵抗値である。ゲート抵抗は、スイッチオフ時とオン時で異なる定数を用いても良い。
　Ｃｉｓｓ＠Ｖｄｓ＝０は、印加電圧０Ｖ時のスイッチング素子の入力容量であり、スイッチング素子に依存する容量である。
　Ｖｇｓ＿ａｐｐは、スイッチング素子のゲート端子に印加する電圧を示す。Ｖｇｐは、プラトー電圧であり、スイッチング素子に依存する。
　時間ｔ２は、ミラー容量の放電が終了した時間であり、ここからスイッチング素子Ｈ１のオフが開始される。
　期間ｔ１２は、（式２）で表すことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ゲート信号Ｈ１Ｖｇｓは、期間ｔ１２中はプラトー電圧を保ち続け、時間ｔ２から減少を開始する。
　ドレイン電流Ｈ１Ｉｄｓは、スイッチング素子Ｈ１のドレインとソースとの間を流れる電流であり、時間ｔ２から減少を開始する。
　時間ｔ３は、スイッチング素子Ｈ１が実質的にオフ状態になる時間である。
　期間ｔ２３は、（式３）であらわすことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　Ｖｔｋは、スイッチング素子のスレッショルド電圧を示す。
　ゲート信号Ｈ１Ｖｇｓは、期間ｔ２３中は減少を続け、時間ｔ３においてスレッショルド電圧となり、その後も減少を続ける。
　ドレイン電流Ｈ１Ｉｄｓは、時間ｔ２から減少を開始し、時間ｔ３においてほぼ０［Ａ］となる。スイッチング素子Ｈ１は、ドレイン電流Ｈ１Ｉｄｓが０［Ａ］となる時間ｔ３においてオフ状態となる。
　図５の中で、右上の回路動作図はスイッチング素子Ｈ２の動作を示す。
　時間ｔ４は、スイッチング素子Ｈ２の制御信号Ｈ２ｇａｔｅのオン指令が制御信号生成部２０７から出力された時間である。
　スイッチング素子Ｈ２は、時間ｔ４において制御信号Ｈ２ｇａｔｅを受信する。厳密には制御信号Ｈ２ｇａｔｅが制御信号生成部２０７から出力されてからスイッチング素子Ｈ２に伝わるまでの時差があるが、極わずかである為、ここでは無視してよい。ゲート信号Ｈ２Ｖｇｓは、制御信号Ｈ２ｇａｔｅを受信後、電圧上昇を開始する。
　時間ｔ５は、ゲート信号Ｈ２Ｖｇｓがスレッショルド電圧まで上昇した時間である。
　スイッチング素子Ｈ２は、時間ｔ５においてオンを開始する。ドレイン電流Ｈ２Ｉｄｓは、時間ｔ５において上昇を開始する。
　期間ｔ４５は、（式４）で表すことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　Ｒｇ＿ａｐｐ＿ｏｎは、図示していないが、回路上に挿入したゲート抵抗の抵抗値を示す。
　時間ｔ６は、ゲート信号Ｈ２Ｖｇｓがプラトー電圧まで上昇した時間である。スイッチング素子Ｈ２は、時間ｔ６において実質的にオン状態となる。
　期間ｔ５６は、（式５）で表すことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　図５の中で、下の回路動作図は共振インダクタ２０４と容量成分Ｈ２＿Ｃの動作を示す。
　電圧ＶＨ２Ｃは、容量成分Ｈ２Ｃの両端電圧を示す。
　図１に示される容量成分Ｈ２Ｃは、時間ｔ３においてスイッチング素子Ｈ１がオフ状態となる為、放電が開始され、両端電圧は減少する。
　図１に示される容量成分Ｈ１Ｃは、時間ｔ３においてスイッチング素子Ｈ１がオフ状態となる為、両端電圧が生じ、循環電流により充電が開始される。
　循環電流ＩＬｒは、共振インダクタ２０４を流れる電流、すなわち循環電流を示し、時間ｔ３において、容量成分Ｈ１Ｃを充電する為に、緩やかに減少を開始する。
　時間ｔａは、容量成分Ｈ１Ｃの充電、及び容量成分Ｈ２Ｃの放電が完了する時間を示す。
　電圧ＶＨ２Ｃは、容量成分Ｈ２Ｃの放電が完了する為、ほぼ０［Ｖ］となる。
　期間ｔ３ａは、時間ｔ３において容量成分Ｈ２Ｃの放電、及び容量成分Ｈ１Ｃの充電が開始されてから、時間ｔａにおいて容量成分Ｈ２Ｃの放電、及び容量成分Ｈ１Ｃの充電が完了されるまでの経過時間であり、（式６）で表すことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　Ｃは、容量成分Ｈ２Ｃ及び容量成分Ｈ１Ｃの容量である。ここでは容量成分Ｈ２Ｃと容量成分Ｈ１Ｃの容量は同容量として扱うが、異なっても良い。
　Ｖｉｎは、高圧主機バッテリ２０１の電圧値であり、絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の入力電圧である。
　ＩＬｒ（０）は、循環電流の初期値であり、絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の出力電流に依存する。
　時間ｔｂは、循環電流ＩＬｒの反転が完了する時間を示す。循環電流ＩＬｒは、時間ｔａから入力電圧Ｖｉｎと共振インダクタ２０４のインダクタンスの関数で減少し、期間ｔａｂの中心で反転を開始し、時間ｔｂにおいて反転が完了する。
　電圧ＶＨ２Ｃは、放電が完了した時間ｔａから時間ｔｂまでほぼ０［Ｖ］とみなすことが出来る。
　期間ｔａｂは、時間ｔａにおいて容量成分Ｈ１Ｃの充電、容量成分Ｈ２Ｃの放電が完了してから、時間ｔｂにおいて循環電流ＩＬｒの反転が完了するまでの経過時間であり、（式７）で表すことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　Ｌｒは、共振インダクタ２０４のインダクタンスである。時間ｔｃは、容量成分Ｈ１Ｃの放電、容量成分Ｈ２Ｃの充電が完了する時間を示す。
　容量成分Ｈ１Ｃは、時間ｔｂにおいて循環電流ＩＬｒの反転が完了した後、放電を開始し、時間ｔｃにおいて放電が完了する。
　容量成分Ｈ２Ｃは、時間ｔｂにおいて循環電流ＩＬｒの反転が完了した後、充電を開始し、時間ｔｃにおいて充電が完了する。
　期間ｔｂｃは、時間ｔｂにおいて循環電流ＩＬｒの反転が完了してから、時間ｔｃにおいて容量成分Ｈ１Ｃの放電、及び容量成分Ｈ２Ｃの充電が完了するまでの経過時間を示す。
　スイッチング素子Ｈ２におけるＺＶＳは、スイッチング素子Ｈ２の両端電圧がほぼ０［Ｖ］、即ち、容量成分Ｈ２Ｃの両端電圧が０［Ｖ］であれば成立する。
　容量成分Ｈ２Ｃの両端電圧は、時間ｔａでほぼ０［Ｖ］となり、時間ｔｂから再度上昇を開始する。即ち、期間ｔａｂにおいてほぼ０［Ｖ］である。
　スイッチング素子Ｈ２におけるＺＶＳは、期間ｔａｂ内にスイッチング素子Ｈ２が実質的にオン状態となればよい為、時間ｔ６が期間ｔａｂ内にあれば成立し、即ち、（式８）を満たせばよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　期間ｔ０ａは、期間ｔ０１、期間ｔ１２、期間ｔ２３、期間ｔ３ａの合計であり、（式９）で表すことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　期間ｔ０６は、期間ｔ０４、期間ｔ４５、期間ｔ５６の合計であり、（式１０）で表すことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　期間ｔ０ｂは、期間ｔ０ａ、期間ｔａｂの合計であり、（式１１）で表すことが出来る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　期間ｔ０４は、スイッチング素子Ｈ１の制御信号Ｈ１ｇａｔｅのオフ指令が制御信号生成部２０７から出力されてから、スイッチング素子Ｈ２の制御信号Ｈ２ｇａｔｅのオン指令が制御信号生成部２０７から出力されるまでの経過時間であり、図３（ａ）の期間(2)で示され、デッドタイムと呼ばれる。
　最適なデッドタイムｔ０４は、（式９）、（式１０）、（式１１）を用いて、（式８）を満足する時間ｔ４を設定することで求めることが出来る。
　図６は、本実施形態における効果を示すグラフである。図６は、縦軸にスイッチング素子のターンオン時の損失［Ｗ］を示し、横軸に絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の負荷電流［Ａ］を示す。
　損失カーブ６０１は、比較例としてデッドタイムを２００［ｎｓ］に設定した時の損失を示す。損失カーブ６０２は、本実施形態に従ってデッドタイムを１５０［ｎｓ］に設定した時の損失を示す。
　損失カーブ６０２は、図示する全負荷領域に渡って、損失カーブ６０１よりも損失が少ないことを示す。損失カーブ６０２は、図示しない軽負荷領域では損失が大きくなることが予想されるが、絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００の出力仕様として、中負荷（およそ１００［Ａ］）から重負荷（２００［Ａ］以上）で最も損失が少なくなる様に最適化した結果であり、軽負荷領域を低損失に最適化することも可能である。
１００…車両、１０１…主機モータ、１０２…インバータ、１０３…補機、２００…絶縁型ＤＣＤＣコンバータ、２０１…高圧主機バッテリ、２０２…低圧補機バッテリ、２０３…フルブリッジ回路、２０４…共振インダクタ、２０５…変圧器、２０６…２次側整流回路、２０７…制御信号生成部、３０２ｂ…循環電流、３０２ｃ…循環電流、４０１…循環電流、６０１…損失カーブ、６０２…損失カーブ、Ｈ１…スイッチング素子、Ｈ２…スイッチング素子、Ｈ３…スイッチング素子、Ｈ４…スイッチング素子、Ｈ１Ｃ…容量成分、Ｈ２Ｃ…容量成分、Ｈ３Ｃ…容量成分、Ｈ４Ｃ…容量成分、Ｈ１ｇａｔｅ…制御信号、Ｈ２ｇａｔｅ…制御信号、Ｈ１Ｉｄｓ…ドレイン電流、Ｈ２Ｉｄｓ…ドレイン電流、Ｈ３ｇａｔｅ…制御信号、Ｈ４ｇａｔｅ…制御信号、Ｈ１Ｖｇｓ…ゲート信号、Ｈ２Ｖｇｓ…ゲート信号、ＩＬｒ…循環電流

Claims (2)

  1. 　フルブリッジ回路に接続された共振コイルとトランスを備えるＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法であって、
    　前記デッドタイムは、前記共振コイルのインダクタンスと前記トランスのリーケージインダクタンスに基いて算出されるＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法。
  2. 　請求項１に記載されたＤＣＤＣコンバータ回路のデッドタイム設定方法であって、
    　前記フルブリッジ回路は、
    　第１スイッチング素子と当該第１スイッチング素子と並列に接続される第１容量成分とにより構成される第１上アームと、
    　第２スイッチング素子と当該第２スイッチング素子と並列に接続される第２容量成分により構成されかつ前記第１上アームと直列に接続される第１下アームと、
    　第３スイッチング素子と当該第３スイッチング素子と並列に接続される第３容量成分とにより構成される第２上アームと、
    　第４スイッチング素子と当該第４スイッチング素子と並列に接続される第４容量成分により構成されかつ前記第２上アームと直列に接続される第２下アームと、を有し、
    　前記共振コイルは、前記第１上アームと前記第１下アームの接続点と前記トランスを繋ぐ配線に設けられ、
    　前記デッドタイムの始期は、前記第１容量成分の充電及び前記第２容量成分の放電が完了するタイミングより遅くかつ前記第１上アームと前記第１下アームと前記共振コイルと前記トランスを流れる循環電流の反転が完了するタイミングより早いデッドタイム設定方法。
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