WO2018043077A1 - モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 - Google Patents

モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 Download PDF

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    • H02P8/24—Arrangements for stopping

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive control device and a motor drive control method suitable for controlling the rotation stop position of a motor.
  • the rotation speed of the motor is If the inertia is low and the inertia is low, position accuracy can be ensured.However, if the motor rotation speed is high and the inertia is large, the current periodically changes during control, and the motor is rotating with inertia. Observable.
  • Patent Document 1 discloses a stepping motor control method capable of accurately controlling the rotor stop position even when the rotational speed is high.
  • the control method of Patent Document 1 is open control of single-phase excitation, and the rotational speed immediately before stopping is arbitrary but fixed.
  • the open control of the one-phase excitation the optimum rotation speed according to the load is not achieved, and the time during which the motor vibration is suppressed varies depending on the load.
  • the rotational speed immediately before stopping is not stable due to the drive voltage or load, so when the holding time is extended in one step immediately before stopping, the stop position is accurately controlled, including overrun due to inertia. May be difficult to do. That is, depending on the rotational state, it is insufficient to control the desired stop position in a short time. Accordingly, an object of the present invention is to accurately control a rotation stop position of a motor in a short time with respect to a motor drive control device and a motor drive control method.
  • a motor drive control device includes a zero-cross detection unit that detects a zero-cross of a counter electromotive voltage of a motor coil provided in the motor, and drives the motor in a one-phase excitation method and without a position sensor.
  • a zero-cross detection unit detects a zero-cross of a counter electromotive voltage of a motor coil provided in the motor, and drives the motor in a one-phase excitation method and without a position sensor.
  • the motor is controlled to perform commutation based on the zero cross of the back electromotive voltage detected by the zero cross detection means, and the motor is controlled by the rotational speed according to the drive voltage and the load, and the motor is stopped.
  • Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.
  • FIG. 1 is an overall block diagram of a motor control system of the present embodiment and a comparative example.
  • a stepping motor 120 is a bipolar two-phase stepping motor, and is provided with a rotor 126 that has a permanent magnet and is rotatably provided, and is provided at four equal positions around the rotor 126 in the circumferential direction.
  • a stator includes X-phase stators 122XP and 122XN and Y-phase stators 122YP and 122YN. Each of these stators is wound with a winding.
  • stator winding 124Y The windings wound around the stators 122YP and 122YN are connected in series, and the two windings are collectively referred to as “stator winding 124Y”. Similarly, the windings wound around the stators 122XP and 122XN are connected in series, and the two windings are collectively referred to as “stator winding 124X”. Stator windings 124Y and 124X are examples of motor coils.
  • the host device 130 outputs a speed command signal that commands the rotation speed of the stepping motor 120.
  • the motor control device 100 controls driving of the stepping motor 120 in accordance with the speed command signal.
  • the motor control device 100 is provided with H bridge circuits 20X and 20Y in which half bridges connected to the stator windings are combined, and the X phase voltages VMX and Y are applied to the stator windings 124X and 124Y, respectively. A phase voltage VMY is applied.
  • the H-bridge circuit 20X is connected to a winding (an example of a motor coil) of an X-phase stator 122XN via a connection point Mout0, and is further connected to a winding (a motor coil) of an X-phase stator 122XP via a connection point Mout1.
  • the coil current IMout1-0 is a current that flows from the connection point Mout1 to the connection point Mout0.
  • the H-bridge circuit 20Y is connected to a winding (an example of a motor coil) of a Y-phase stator 122YP via a connection point Mout2, and is further connected to a winding (a motor coil) of a Y-phase stator 122YN via a connection point Mout3.
  • the coil current IMout3-2 is a current that flows from the connection point Mout3 to the connection point Mout2.
  • FIG. 1 shows two stator windings 124X, 124Y and two H bridge circuits 20X, 20Y. In FIG. 2, these are combined into one stator winding 124, This is shown as a single H bridge circuit 20.
  • a CPU (Central Processing Unit) 101 (an example of a control unit) provided in the motor control apparatus 100 controls each unit via a bus 106 based on a control program stored in a ROM (Read Only Memory) 103. To do.
  • a RAM (Random Access Memory) 102 is used as a work memory of the CPU 101.
  • a timer 104 measures an elapsed time from the reset timing under the control of the CPU 101.
  • An I / O port (I / O port) 105 inputs and outputs signals to and from the host device 130 and other external devices shown in FIG.
  • the bridge control unit 107 controls each unit of the bridge control circuit 110 based on a command from the CPU 101.
  • the bridge control circuit 110 is configured as an integrated circuit.
  • a PWM (Pulse WidthulationModulation) signal generator 113 generates a PWM signal based on control by the bridge control unit 107 and supplies the PWM signal to the H bridge circuit 20.
  • the H bridge circuit 20 includes FETs (Field-Effect Transistors) 2, 4, 6, and 8 and FETs 15 and 17. In the figure, the lower terminal of these FETs is the source end, and the upper terminal is the drain end.
  • the PWM signal is an ON / OFF signal applied as a gate voltage to these FETs.
  • FETs 2 and 4 are connected in series, a DC power supply 140 and a ground wire 142 are connected to the series circuit, and a predetermined voltage MVdd is applied.
  • the FETs 6 and 8 are connected in series, and the voltage MVdd is applied to the series circuit.
  • the diodes 12, 14, 16, and 18 are parasitic diodes for reflux, and are connected in parallel to the FETs 2, 4, 6, and 8.
  • the FETs 15 and 17 are provided for current detection, and form a current mirror circuit together with the FETs 4 and 8, respectively. As a result, currents proportional to the currents flowing in the FETs 4 and 8 flow in the FETs 15 and 17, respectively.
  • the voltage VMout0 at the connection point Mout0 of the FETs 2 and 4 is applied to one end of the stator winding 124 of the motor.
  • the voltage VMout1 at the connection point Mout1 of the FETs 6 and 8 is applied to the other end of the stator winding 124. Therefore, the motor voltage VM that is the difference between the two is applied to the stator winding 124.
  • the motor voltage VM is actually the X-phase voltage VMX and the Y-phase voltage VMY shown in FIG.
  • the current detection unit 116 detects the motor current flowing in the stator winding. Specifically, the current detection unit 116 outputs a current measurement value Icoil of the current flowing through the stator winding 124 by measuring the current value flowing through the FETs 15 and 17 according to the current direction.
  • the D / A converter 115 receives the digital value of the current reference value Iref from the bridge control unit 107 and converts it into an analog value.
  • the comparator 114 compares the analog current measurement value Icoil with the current reference value Iref, and outputs a “1” signal when the former is greater than or equal to the latter, and outputs a “0” signal otherwise.
  • the voltages VMout0 and VMout1 are also supplied to a BEMF (back electromotive force) detection unit 118 (an example of a zero cross detection unit).
  • the BEMF detector 118 detects a zero cross of the back electromotive voltage of the stator windings 124Y and 124X provided on the stator of the stepping motor 120. That is, when the motor voltage VM is a counter electromotive voltage, the BEMF detection unit 118 outputs the flag ZC according to the switching of the voltage direction (zero cross) during a period in which no voltage is applied from the H bridge circuit 20.
  • the CPU 101 controls the driving of the stepping motor 120 in a one-phase excitation system and without a position sensor, and commutates based on the zero cross of the back electromotive voltage detected by the BEMF detection unit 118, and the stepping motor is driven by the rotation speed according to the driving voltage and the load.
  • every step from the calculated deceleration start step to a predetermined rotational speed that can be stopped at a desired position is reduced.
  • the commutation time is extended.
  • FIGS. 3A to 3D and FIGS. 4E and 4F are explanatory diagrams of the operation mode of the H-bridge circuit. With reference to these explanatory diagrams, the operation mode of the H-bridge circuit 20 will be described.
  • FIG. 3A shows a case where the two FETs diagonally opposed to each other are turned on to increase the absolute value of the motor current flowing through the stator winding 124. In the example shown in FIG. 3A, the FETs 4 and 6 are on, and the FETs 2 and 8 are off.
  • an increase in the absolute value of the motor current is indicated by a black arrow. In this state, the motor current flows in the direction indicated by the broken line via FET6 ⁇ stator winding 124 ⁇ FET4, and the motor current increases. This operation mode is called charge mode.
  • the FET 6 is turned off as shown in FIG. 3B.
  • the FET 4 is kept on, and the FETs 2 and 8 are kept off.
  • a current that loops through the FET 4, the diode 18 (the parasitic diode of the FET 8), and the stator winding 124 flows as shown by the broken line in the figure.
  • This current is attenuated by the impedance of the FET 4, the diode 18 (the parasitic diode of the FET 8), and the stator winding 124, but the attenuation rate is low.
  • This operation mode is called asynchronous low-speed decay mode.
  • the attenuation of the motor current is indicated by a white arrow.
  • the FET 8 may be further turned on as shown in FIG. Then, a motor current that loops through the FETs 4 and 8 and the stator winding 124 flows as indicated by the broken line in the figure. This current is attenuated by the impedances of the FETs 4 and 8 and the stator winding 124, but the attenuation rate is even slower.
  • This operation mode is referred to as a synchronous slow decay mode.
  • the attenuation of the motor current is indicated by a white arrow.
  • the H bridge circuit 20 is set to the penetration prevention mode shown in FIG.
  • FIG. 3D shows a penetration prevention mode in which FETs 2, 4, 6, and 8 are turned off.
  • a counter electromotive force is generated in the stator winding 124. Therefore, a motor current flows in a direction indicated by a broken line through the diode 18 ⁇ the stator winding 124 ⁇ the diode 12 (the parasitic diode of the FET 2).
  • the flyback mode is a mode in which a motor current flows in a direction indicated by a broken line via the diode 18 ⁇ the stator winding 124 ⁇ the FET 2.
  • the motor current decay rate is slightly slower than in the penetration prevention mode.
  • the back electromotive voltage mode is a mode in which the FETs 2, 4, 6, and 8 are in an off state, no current flows through the H bridge circuit 20, and a back electromotive voltage is generated.
  • the free mode is a mode after the FETs 2, 4, 6, and 8 are in an off state, no current flows through the H-bridge circuit 20, and the back electromotive voltage has zero-crossed.
  • the one-phase excitation drive of the two-phase stepping motor is commutated in the order of X + phase ⁇ Y + phase ⁇ X ⁇ phase ⁇ Y ⁇ phase, and sequentially shifts from the first quadrant to the fourth quadrant.
  • the commutation is performed in the order of X + phase ⁇ Y ⁇ phase ⁇ X ⁇ phase ⁇ Y + phase.
  • the H-bridge circuit 20 transitions in the order of charge mode ⁇ penetration prevention mode ⁇ flyback compatible mode ⁇ free mode.
  • the CPU 101 performs control to repeat the charge mode and the slow decay mode as the operation mode when the current of the H bridge circuit 20 is limited.
  • the CPU 101 makes a transition in the order of the penetration prevention mode, the flyback compatible mode, and the free mode after repeating the charge mode and the low-speed decay mode for each PWM cycle. . That is, when the current is limited, the H bridge circuit 20 repeats the charge mode and the low-speed decay mode every PWM cycle, and then transitions in the order of the penetration prevention mode ⁇ the flyback compatible mode ⁇ the free mode.
  • the slow decay mode the current decay is less than in the fast decay mode.
  • the low-speed attenuation mode can be handled only by the asynchronous low-speed attenuation mode, or can be shifted to the synchronous low-speed attenuation mode after the asynchronous low-speed attenuation mode.
  • the kickback voltage is regenerated to the power supply via the parasitic diode (through prevention mode), and the upper side (high side) FET of this path is turned on to regenerate to the power supply (flyback compatible mode). Is possible.
  • FIG. 5 is a waveform diagram for explaining the current / voltage of the X phase and the Y phase of the H bridge circuit 20 of the comparative example.
  • FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the commutation order of the H-bridge circuit 20 of the comparative example.
  • the operation of each quadrant will be described with reference to FIGS. 5 and 6.
  • the H-bridge circuit 20X switches from the charge mode to the low-speed decay mode every PWM cycle, so that the coil current IMout1-0 The absolute value of is kept below the maximum current.
  • the flyback pulse (kickback) generated in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding fourth quadrant is generated in the Y-phase H bridge circuit 20Y.
  • the H bridge circuit 20Y shifts to the free mode when the flyback voltage falls and the coil current IMout3-2 becomes zero.
  • the H bridge circuit 20Y enters the free mode at time t11.
  • a back electromotive force appears in the Y-phase H bridge circuit 20Y in the reverse direction of the kickback.
  • the CPU 101 uses the zero cross of the back electromotive voltage as a trigger to shift to the next second quadrant.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive force vary depending on the motor driving voltage, the motor driving load, and the rotation speed. Note that the penetration prevention mode is inserted when necessary between the respective modes so that the upper and lower FETs of the half bridge are not simultaneously turned on. Thereby, a through current can be prevented.
  • the stepping motor 120 is in the Y + phase
  • the voltage VMout3 is the voltage MVdd.
  • the flyback pulse (kickback) generated in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding first quadrant is generated in the X-phase H bridge circuit 20X.
  • the flyback voltage falls and the coil current IMout1-0 becomes 0, the H-bridge circuit 20X shifts to the free mode.
  • the H bridge circuit 20X shifts to the free mode at time t15.
  • a counter electromotive voltage appears in the reverse direction of kickback.
  • the CPU 101 uses the back electromotive voltage zero crossing as a trigger to shift to the next third quadrant.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive force vary depending on the motor driving voltage, the motor driving load, and the rotation speed. Note that the penetration prevention mode is inserted when necessary between the respective modes so that the upper and lower FETs of the half bridge are not simultaneously turned on. Thereby, a through current can be prevented.
  • the Y-phase H bridge circuit 20Y switches the voltage VMout3 to the voltage MVdd and the voltage VMout2 to the GND.
  • the voltage MVdd is applied to the Y-phase stator winding 124Y, and the Y-phase coil current IMout3-2 gradually increases.
  • the H-bridge circuit 20Y switches from the charge mode to the low-speed decay mode every PWM cycle, so that the coil current IMout3-2 The absolute value of is kept below the maximum current.
  • ⁇ 3rd quadrant: time t18 >> At time t18 in the third quadrant, the X-phase H-bridge circuit 20X shifts to a charge mode in which the coil current IMout1-0 flows in the direction opposite to the first quadrant.
  • the Y-phase H bridge circuit 20Y shifts to a flyback-compatible mode in which the coil current IMout3-2 flows in the direction opposite to the first quadrant.
  • the stepping motor 120 is in the X-phase
  • the voltage VMout0 is the voltage MVdd.
  • the voltage VMout1 is switched to GND and the voltage VMout0 is switched to the voltage MVdd.
  • a voltage is applied to the X-phase stator winding 124X in the direction opposite to the first quadrant, and the X-phase coil current IMout1-0 gradually increases in the direction opposite to the first quadrant.
  • the flyback pulse (kickback) generated in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding second quadrant is generated in the Y-phase H bridge circuit 20Y.
  • the H bridge circuit 20Y shifts to the free mode when the flyback voltage falls and the coil current IMout3-2 becomes zero.
  • the H bridge circuit 20Y shifts to the free mode at time t19.
  • a back electromotive force appears in the Y-phase H bridge circuit 20Y in the reverse direction of the kickback.
  • the CPU 101 commutates using the zero cross of the back electromotive voltage as a trigger, and shifts to the next fourth quadrant.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive force vary depending on the motor driving voltage, the motor driving load, and the rotation speed.
  • the operation in the third quadrant is the same as that in the first quadrant except for the direction of current flow.
  • ⁇ 4th quadrant time t22 >>
  • the X-phase H bridge circuit 20X shifts to the flyback mode.
  • the Y-phase H bridge circuit 20Y shifts to the charge mode.
  • the stepping motor 120 is in the Y-phase
  • the voltage VMout2 is the voltage MVdd.
  • the flyback pulse (kickback) generated in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding third quadrant is generated in the X-phase H bridge circuit 20X.
  • the flyback voltage falls and the coil current IMout1-0 becomes 0, the H-bridge circuit 20X shifts to the free mode.
  • the H bridge circuit 20X shifts to the free mode at time t23.
  • a counter electromotive voltage appears in the reverse direction of kickback in the X-phase H-bridge circuit 20X.
  • the CPU 101 uses the back electromotive voltage zero crossing as a trigger to shift to the next third quadrant.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive force vary depending on the motor driving voltage, the motor driving load, and the rotation speed.
  • the Y-phase H bridge circuit 20Y switches the voltage VMout3 to GND and the voltage VMout2 to the voltage MVdd.
  • the voltage MVdd is applied to the Y-phase stator winding 124Y in the direction opposite to the second quadrant, and the Y-phase coil current IMout3-2 gradually increases in the direction opposite to the second quadrant.
  • the operation in the fourth quadrant is the same as that in the second quadrant except for the direction of current flow. ⁇ Following quadrant ⁇
  • the H bridge circuits 20X and 20Y operate while sequentially switching operations similar to those in the first to fourth quadrants described above.
  • FIG. 7 is a flowchart for explaining processing of the first quadrant of the X phase in the comparative example.
  • the CPU 101 sets the maximum duty for each PWM cycle, sets a value in the delay timer (processing S10), and the X-phase H bridge circuit 20X shifts to the energization period. During this energization period, the X-phase H-bridge circuit 20X shifts to the charge mode.
  • the CPU 101 turns on the FET 2 that is on the high side (HS) side of the connection point Mout1, and further turns on the FET 8 that is on the low side (LS) side of the connection point Mout0 (processing S11). Subsequently, the CPU 101 starts an energization timer (processing S12).
  • CPU 101 determines whether or not the maximum time related to the Y phase has elapsed (processing S13). If the CPU 101 determines that the maximum time related to the Y phase has not elapsed (processing S13 ⁇ No), the CPU 101 determines the zero cross of the back electromotive voltage of the Y phase (processing S14). If the CPU 101 determines that the Y-phase back electromotive force voltage has not zero-crossed (step S14 ⁇ No), the CPU 101 returns to step S13.
  • step S15 the CPU 101 subtracts the delay timer (step S15). If the CPU 101 determines that the delay timer is not 0 (step S16 ⁇ No), the CPU 101 returns to step S13. When the delay timer becomes 0 (processing S16 ⁇ Yes), the CPU 101 turns off the FET 2 on the high side (HS) side of the connection point Mout1 and the FET 8 on the low side (LS) side of the connection point Mout0. Then, the energization period ends (processing S17).
  • processing S13 determines that the maximum time related to the Y phase has elapsed in the processing S13 (processing S13 ⁇ Yes), regardless of the determination of the zero cross of the back electromotive voltage of the Y phase and the count value of the delay timer, Processing S17 is performed and an energization period is ended. After the energization period ends, the CPU 101 ends the energization timer, calculates the speed based on the value of the energization timer (process S18), and ends the process in the first quadrant of the X phase.
  • the processing in the second quadrant of the Y phase is the same as the processing in the first quadrant of the X phase.
  • the process in the third quadrant of the X phase is the same as the process in the first quadrant of the X phase except that the direction of the voltage applied to the stator winding 124X (see FIG. 1) is different.
  • the processing in the fourth quadrant of the Y phase is the same as the processing in the first quadrant of the X phase except that the direction of the voltage applied to the stator winding 124Y (see FIG. 1) is different.
  • FIG. 8 is a flowchart for explaining processing of the second quadrant of the X phase in the comparative example.
  • the CPU 101 sets the maximum time in the timer (processing S30).
  • the X-phase H bridge circuit 20X shifts to the flyback period. In the flyback period, the X-phase H bridge circuit 20X shifts to the flyback mode.
  • the H bridge circuit 20X shifts to the counter electromotive voltage period.
  • the X-phase H bridge circuit 20X shifts to the counter electromotive voltage mode.
  • the end of the flyback compatible mode can be detected by any one of the fall of the flyback voltage, the zero cross of the flyback voltage, and the zero cross of the coil current.
  • the H bridge circuit 20X shifts to the free period.
  • the X-phase H-bridge circuit 20X shifts to the free mode.
  • the end of the back electromotive voltage mode can be detected by a zero cross of the back electromotive voltage. If the back electromotive voltage does not exceed 0V due to overload, the back electromotive voltage mode ends after a delay time from the back electromotive voltage peak (e.g., approximately twice the time from the start of the back electromotive voltage mode to the peak). It can be detected by the voltage increase next to the peak of the back electromotive voltage.
  • step S34 ⁇ Yes the CPU 101 ends the process of the second quadrant of the X phase.
  • the CPU 101 returns to the process S31 and determines that the maximum time has been exceeded. If the timer exceeds the maximum time (step S31 ⁇ Yes), the CPU 101 ends the processing in the second quadrant of the X phase regardless of the operation mode.
  • the processing in the second quadrant of the X phase is the same as the processing in the third quadrant of the Y phase.
  • the processing in the fourth quadrant of the X phase is similar to the processing in the second quadrant of the X phase except that the direction of the zero crossing voltage is different.
  • the process in the third quadrant of the Y phase is the same as the process in the first quadrant of the Y phase except that the direction of the zero crossing voltage is different.
  • FIG. 9 is a waveform diagram illustrating the current / voltage of the X phase and the Y phase of the H bridge circuit 20 in the present embodiment.
  • FIG. 10 is a waveform diagram for explaining the commutation order of the H-bridge circuit 20 in the present embodiment.
  • the operation of each quadrant will be described with reference to FIGS. 9 and 10.
  • time t40 First quadrant: time t40 >> At time t40 in the first quadrant, the X-phase H bridge circuit 20X shifts to the charge mode, and the Y-phase H bridge circuit 20Y shifts to the flyback mode. As shown in FIG. 10, the stepping motor 120 is in the X + phase, and the voltage VMout1 is the voltage MVdd.
  • the voltage VMout1 in the charge mode, the voltage VMout1 is switched to the voltage MVdd, and the voltage VMout0 is switched to GND.
  • the voltage MVdd is applied to the X-phase stator winding 124X, and the X-phase coil current IMout1-0 gradually increases.
  • the H-bridge circuit 20X switches from the charge mode to the low-speed decay mode every PWM cycle, so that the coil current IMout1-0 The absolute value of is kept below the maximum current.
  • the flyback pulse (kickback) generated in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding fourth quadrant is generated in the Y-phase H bridge circuit 20Y.
  • the H bridge circuit 20Y shifts to the free mode when the flyback voltage falls and the coil current IMout3-2 becomes zero.
  • the H bridge circuit 20Y shifts to the free mode at time t41.
  • a back electromotive force appears in the Y-phase H bridge circuit 20Y in the reverse direction of the kickback.
  • the CPU 101 uses the zero cross of the back electromotive voltage as a trigger to shift to the next second quadrant.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive force vary depending on the motor driving voltage, the motor driving load, and the rotation speed. Note that the penetration prevention mode is inserted when necessary between the respective modes so that the upper and lower FETs of the half bridge are not simultaneously turned on. Thereby, a through current can be prevented.
  • time t44 Second quadrant: time t44 >> At time t44 in the second quadrant, the X-phase H-bridge circuit 20X shifts to the flyback mode, and the Y-phase H-bridge circuit 20Y shifts to the charge mode. As shown in FIG. 10, the stepping motor 120 is in the Y + phase, and the voltage VMout3 is the voltage MVdd.
  • a flyback pulse generated in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding first quadrant is generated in the X-phase H-bridge circuit 20X.
  • the flyback voltage falls and the coil current IMout1-0 becomes 0, the H-bridge circuit 20X shifts to the free mode.
  • the H bridge circuit 20X shifts to the free mode at time t45.
  • a counter electromotive voltage appears in the reverse direction of kickback.
  • the CPU 101 uses the back electromotive voltage zero crossing as a trigger to shift to the next third quadrant.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive force vary depending on the motor driving voltage, the motor driving load, and the rotation speed. Note that the penetration prevention mode is inserted when necessary between the respective modes so that the upper and lower FETs of the half bridge are not simultaneously turned on. Thereby, a through current can be prevented.
  • the Y-phase H bridge circuit 20Y switches the voltage VMout3 to the voltage MVdd and the voltage VMout2 to the GND.
  • the voltage MVdd is applied to the Y-phase stator winding 124Y, and the Y-phase coil current IMout3-2 gradually increases.
  • the H-bridge circuit 20Y switches from the charge mode to the low-speed decay mode every PWM cycle, so that the coil current IMout3-2 The absolute value of is kept below the maximum current.
  • deceleration stop control is in progress from the deceleration start step to the deceleration stop step.
  • the number of deceleration steps is four.
  • the stepping motor 120 reaches the final stop speed.
  • the deceleration start step is calculated from the number of drive steps and the number of deceleration steps.
  • ⁇ 3rd quadrant Time t48: Deceleration start step >>
  • the X-phase H bridge circuit 20X shifts to a charge mode in the direction opposite to that in the first quadrant.
  • the Y-phase H bridge circuit 20Y shifts to a flyback-compatible mode in which the coil current IMout3-2 flows in the direction opposite to the first quadrant.
  • the third quadrant is a step for starting the deceleration of the stepping motor 120. As shown in FIG. 10, the stepping motor 120 is in the X-phase, and the voltage VMout0 is the voltage MVdd.
  • the voltage VMout1 is switched to GND and the voltage VMout0 is switched to the voltage MVdd.
  • a voltage is applied to the X-phase stator winding 124X in the direction opposite to the first quadrant, and the X-phase coil current IMout1-0 gradually increases in the direction opposite to the first quadrant.
  • the operation in the third quadrant is the same as that in the first quadrant except for the direction of current flow.
  • the flyback pulse (kickback) generated in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding second quadrant is generated in the Y-phase H bridge circuit 20Y.
  • the H bridge circuit 20Y shifts to the free mode when the flyback voltage falls and the coil current IMout3-2 becomes zero.
  • the H bridge circuit 20Y shifts to the free mode at time t49.
  • a back electromotive force appears in the Y-phase H bridge circuit 20Y in the reverse direction of the kickback.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive force vary depending on the motor driving voltage, the motor driving load, and the rotation speed.
  • the CPU 101 instructs the H bridge circuits 20X and 20Y to Specify the slow decay mode for each PWM cycle.
  • the CPU 101 calculates the time of the first step of the deceleration step from the time of the immediately preceding step measured by the timer, the preset maximum speed, and the number of deceleration steps.
  • the CPU 101 performs commutation using this time as a trigger instead of the zero cross of the back electromotive voltage, and shifts to the next fourth quadrant.
  • the absolute value of the X-phase coil current IMout1-0 may increase sharply.
  • the H bridge circuit 20X prevents overcurrent by shifting to the low-speed decay mode by current control for each PWM period.
  • the absolute value of the coil current IMout1-0 slightly increases, but the H-bridge circuit 20X has not shifted to the low-speed attenuation mode.
  • the penetration prevention mode is inserted when necessary between the respective modes so that the upper and lower FETs of the half bridge are not simultaneously turned on. Thereby, a through current can be prevented.
  • ⁇ 4th quadrant Time t52: Second step of deceleration >>
  • the X-phase H bridge circuit 20X shifts to the flyback compatible mode in the direction opposite to that in the second quadrant.
  • the Y-phase H bridge circuit 20Y shifts to a charge mode in the direction opposite to that of the second quadrant.
  • This fourth quadrant is the second step of deceleration of the stepping motor 120. As shown in FIG. 10, the stepping motor 120 is in the Y-phase, and the voltage VMout2 is the voltage MVdd.
  • the Y-phase H bridge circuit 20Y switches the voltage VMout3 to GND and the voltage VMout2 to the voltage MVdd in the charge mode.
  • the voltage MVdd is applied to the Y-phase stator winding 124Y in the direction opposite to the second quadrant, and the Y-phase coil current IMout3-2 gradually increases in the direction opposite to the second quadrant.
  • the operation in the fourth quadrant is the same as that in the second quadrant except for the direction of current flow.
  • a flyback pulse that occurs in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding third quadrant is generated.
  • the flyback voltage falls and the coil current IMout1-0 becomes 0, the H-bridge circuit 20X shifts to the free mode.
  • the H bridge circuit 20X shifts to the free mode at time t53.
  • a counter electromotive voltage appears in the reverse direction of kickback in the X-phase H-bridge circuit 20X.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive voltage vary depending on the motor drive voltage, the motor drive load, and the rotational speed.
  • the CPU 101 instructs the H bridge circuits 20X and 20Y to Specify the slow decay mode for each PWM cycle.
  • the CPU 101 calculates the time of the first step of the deceleration step from the time of the immediately preceding step measured by the timer, the preset maximum speed, and the number of deceleration steps.
  • the CPU 101 performs commutation using this time as a trigger instead of the zero cross of the back electromotive voltage, and shifts to the next first quadrant.
  • the H bridge circuit 20Y prevents an overcurrent by shifting to the low-speed decay mode by current control every PWM cycle.
  • the absolute value of the coil current IMout3-2 slightly increases, but the H-bridge circuit 20Y has not shifted to the low-speed attenuation mode.
  • the penetration prevention mode is inserted when necessary between the respective modes so that the upper and lower FETs of the half bridge are not simultaneously turned on. Thereby, a through current can be prevented.
  • First quadrant Time t56: Third step of deceleration >> At time t56 in the first quadrant, the X-phase H-bridge circuit 20X shifts to the charge mode. The Y-phase H bridge circuit 20Y shifts to the flyback mode. This first quadrant is the third step of deceleration of the stepping motor 120. As shown in FIG. 10, the stepping motor 120 is in the X + phase, and the voltage VMout1 is the voltage MVdd. As shown in FIG. 9, in the X-phase H bridge circuit 20X, in the charge mode, the voltage VMout0 is switched to the voltage MVdd and the voltage VMout1 is switched to GND. The voltage MVdd is applied to the X-phase stator winding 124X, and the X-phase coil current IMout1-0 gradually increases.
  • the flyback pulse (kickback) generated in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding fourth quadrant is generated in the Y-phase H bridge circuit 20Y.
  • the H bridge circuit 20Y shifts to the free mode when the flyback voltage falls and the coil current IMout3-2 becomes zero.
  • the H bridge circuit 20Y shifts to the free mode at time t57.
  • a back electromotive force appears in the Y-phase H bridge circuit 20Y in the reverse direction of the kickback.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive force vary depending on the motor driving voltage, the motor driving load, and the rotation speed.
  • the operation of the first quadrant so far is the same as that of the third quadrant except for the direction of current flow.
  • the CPU 101 instructs the H bridge circuits 20X and 20Y to Specify the slow decay mode for each PWM cycle.
  • the CPU 101 calculates the time of the first step of the deceleration step from the time of the previous quadrant step measured by the timer, the preset maximum speed, and the number of deceleration steps.
  • the CPU 101 performs commutation using this time as a trigger instead of the zero cross of the back electromotive voltage, and shifts to the next fourth quadrant.
  • the absolute value of the X-phase coil current IMout1-0 may increase sharply.
  • the H bridge circuit 20X prevents overcurrent by shifting to the low-speed decay mode by current control for each PWM period.
  • the absolute value of the coil current IMout1-0 slightly increases, but the H-bridge circuit 20X has not shifted to the low-speed attenuation mode.
  • the penetration prevention mode is inserted when necessary between the respective modes so that the upper and lower FETs of the half bridge are not simultaneously turned on. Thereby, a through current can be prevented.
  • Second quadrant Time t60: Deceleration stop step >> At time t60 in the second quadrant, the X-phase H-bridge circuit 20X shifts to the flyback mode. The Y-phase H bridge circuit 20Y shifts to the charge mode. This second quadrant is a deceleration stop step of the stepping motor 120. As shown in FIG. 10, the stepping motor 120 is in the Y + phase, and the voltage VMout3 is the voltage MVdd.
  • the voltage VMout3 is switched to the voltage MVdd and the voltage VMout2 is switched to GND.
  • the voltage MVdd is applied to the Y-phase stator winding 124Y, and the Y-phase coil current IMout3-2 gradually increases.
  • the operation in the second quadrant is the same as that in the fourth quadrant except for the direction of current flow.
  • a flyback pulse that occurs in the reverse direction of the voltage applied in the immediately preceding third quadrant is generated.
  • the flyback voltage falls and the coil current IMout1-0 becomes 0, the H-bridge circuit 20X shifts to the free mode.
  • the H bridge circuit 20X shifts to the free mode at time t61.
  • a counter electromotive voltage appears in the reverse direction of kickback in the X-phase H-bridge circuit 20X.
  • the kickback occurrence time and the back electromotive voltage vary depending on the motor drive voltage, the motor drive load, and the rotational speed.
  • the CPU 101 instructs the H bridge circuits 20X and 20Y to Specify the slow decay mode for each PWM cycle.
  • the CPU 101 calculates the time of the first step of the deceleration step from the time of the previous quadrant step measured by the timer, the preset maximum speed, and the number of deceleration steps.
  • the CPU 101 performs commutation using this time as a trigger instead of the zero cross of the back electromotive voltage, and shifts to the next third quadrant.
  • the absolute value of the Y-phase coil current IMout3-2 may increase sharply.
  • the H bridge circuit 20Y prevents an overcurrent by shifting to the low-speed decay mode by current control every PWM cycle.
  • the H-bridge circuit 20Y since the absolute value of the coil current IMout3-2 has increased beyond the threshold after time t62, the H-bridge circuit 20Y periodically shifts to the low-speed decay mode. As a result, the stepping motor 120 reaches the final stop speed and can be stopped at a desired rotational position.
  • the on-duty can be gradually reduced from 100% and decelerated within a range where the coil current does not affect the driving of the motor and the final position holding.
  • the on-duty is the FET on-time for each PWM period.
  • the commutation is preferably triggered by the zero cross of the back electromotive force as a trigger.
  • the step-out detection can be determined by the deviation of the kickback time and the back electromotive voltage.
  • FIG. 11 is a flowchart for explaining processing of the first quadrant of the X phase in the present embodiment.
  • the processing after the stop control start position is different from the comparative example shown in FIG.
  • the CPU 101 sets a stop control timer after the stop control start position, and further operates with the stop control timer instead of the Y-phase counter electromotive voltage zero cross after (stop control start position + 1).
  • the CPU 101 sets the maximum duty for each PWM cycle, and sets a value in the delay timer (processing S50).
  • the X-phase H bridge circuit 20X shifts to the energization period. During this energization period, the X-phase H-bridge circuit 20X shifts to the charge mode.
  • the CPU 101 turns on the FET 2 on the high side (HS) side of the connection point Mout1, and further turns on the FET 8 on the low side (LS) side of the connection point Mout0 (processing S51). Subsequently, the CPU 101 starts an energization timer (processing S52).
  • the CPU 101 determines whether the rotational position of the motor is equal to or greater than (stop control start position + 1) (processing S53). If it is equal to or greater than (stop control start position + 1) (process S53 ⁇ Yes), the CPU 101 starts stop control. The CPU 101 subtracts the stop control timer (process S58), repeats the processes S59 and S58 until the timer value becomes 0, and then proceeds to process S60. If the rotational position of the motor is less than (stop control start position + 1) (process S53 ⁇ No), the CPU 101 proceeds to process S54 and performs the normal first quadrant process.
  • process S54 the CPU 101 determines whether or not the maximum time related to the Y phase has elapsed. If the CPU 101 determines that the maximum time related to the Y phase has not elapsed (processing S54 ⁇ No), the CPU 101 determines the zero cross of the back electromotive voltage of the Y phase (processing S55). If the CPU 101 determines that the Y-phase back electromotive force voltage has not zero-crossed (step S55 ⁇ No), the CPU 101 returns to step S54.
  • the CPU 101 determines that the zero-cross of the back electromotive voltage of the Y phase is determined (processing S55 ⁇ Yes)
  • the CPU 101 subtracts the delay timer (processing S56). If the CPU 101 determines that the delay timer is not 0 (step S57 ⁇ No), the CPU 101 returns to step S54.
  • the energization timer becomes 0 (processing S57 ⁇ Yes)
  • the CPU 101 proceeds to processing S60, and FET2 which is the high side (HS) side of the connection point Mout1 and FET8 which is the low side (LS) side of the connection point Mout0. And turn off the power supply period.
  • processing S60 is performed and an energization period is ended.
  • the CPU 101 ends the energization timer and calculates the speed based on the value of this energization timer (processing S61).
  • CPU101 will set a stop control timer (process S63). Then, the CPU 101 ends the process in the first quadrant of the X phase.
  • the processing of the second quadrant of the X phase by the motor drive control device of the present embodiment is the same as the processing of the comparative example shown in FIG.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating the process of the energization side PWM cycle in the present embodiment.
  • “energization” is composed of one or more “energization-side PWM cycles” performed every PWM cycle.
  • the process of the energization side PWM cycle is always necessary to limit the maximum current during stop control, including normal time. In one-phase excitation drive, a method that does not use a PWM cycle is common.
  • step S70 ⁇ Yes the CPU 101 sets the coil current threshold (step S71), and proceeds to step S72. If the CPU 101 is not the first cycle of the PWM cycle in this quadrant (step S70 ⁇ No), the CPU 101 proceeds to step S72. If the coil current exceeds the threshold value (processing S72 ⁇ Yes), the CPU 101 shifts the H bridge circuit 20 to the low-speed attenuation mode (processing S73), and proceeds to processing S74. If the coil current does not exceed the threshold value (processing S72 ⁇ No), the CPU 101 proceeds to processing S74.
  • the CPU 101 shifts to the charge mode (process S75). If the H-bridge circuit 20 is in the low-speed decay mode (process S74 ⁇ Yes), the CPU 101 is energized. The end of the side PWM cycle is determined (process S76). The CPU 101 repeats these processes S72 to S75 until the energization side PWM cycle ends (process S76 ⁇ No).
  • FIG. 13 is a flowchart for explaining processing of a PWM cycle on the counter electromotive (non-energized) side in the present embodiment.
  • the counter electromotive side refers to the non-energized side of the PWM cycle, and the processing of the PWM cycle on this side is performed every PWM cycle.
  • step S80 ⁇ Yes If the counter electromotive side PWM cycle is started and the PWM cycle is the first cycle in this quadrant (processing S80 ⁇ Yes), the CPU 101 shifts the H bridge circuit 20 to the flyback compatible mode (processing S81), and processing Proceed to S82. If it is not the first cycle of the PWM cycle in this quadrant (step S80 ⁇ No), the CPU 101 proceeds to step S82.
  • step S82 ⁇ Yes If the H bridge circuit 20 is not in the flyback compatible mode (step S82 ⁇ Yes), the process proceeds to step S85. If the H-bridge circuit 20 is in the flyback compatible mode (processing S82 ⁇ Yes) and this flyback compatible mode continues (No), the process proceeds to processing S88.
  • process S85 if the H-bridge circuit 20 is not in the back electromotive voltage mode (process S85 ⁇ No), or if the back electromotive voltage mode is completed (process S86 ⁇ Yes), the H bridge circuit 20 shifts to the free mode (process S87). Proceed to step S88. If the H-bridge circuit 20 is in the counter electromotive voltage mode (process S85 ⁇ Yes) and the counter electromotive voltage mode is continued (process S86 ⁇ No), the process proceeds to process S88. The CPU 101 and the H bridge circuit 20 repeat these processes S82 to S87 until the energization side PWM cycle is completed (process S88 ⁇ No).
  • the CPU 101 when stopping the driving of the stepping motor 120, the CPU 101 performs step-by-step processing until the speed decreases from the calculated deceleration start step to a predetermined rotational speed that can be stopped at a desired position. Perform extended control of commutation time. More specifically, when the CPU 101 stops the driving of the stepping motor 120, the speed reduction control that increases the phase switching (commutation) time according to the following deceleration step to a speed at which the stop position accuracy of the stepping motor 120 can be ensured. To ensure position accuracy with a small number of steps.
  • the CPU 101 performs control to stop commutation based on the zero cross of the back electromotive force voltage from the deceleration start step until the stepping motor 120 becomes equal to or lower than the predetermined rotation speed, and lengthen the commutation time for each step. Specifically, the CPU 101 measures the time of one-phase excitation immediately before the deceleration, and gradually increases the phase switching (commutation) time to control the time, thereby reducing the motor rotation speed.
  • the time increase may be, for example, increasing the commutation time for each step at a constant rate (eg, extending the time by 25% at each step). This is shown in the following formula (1).
  • FIG. 14 shows the relationship between speed and time by this deceleration control method.
  • This deceleration control method is characterized in that the average speed decrease immediately after the start of deceleration is large and the average speed decrease immediately before the end of deceleration is small.
  • the motor rotation speed may be further reduced by using in combination with duty control that intentionally gradually decreases the duty for each PWM cycle of single-phase excitation. For example, by reducing the duty by 10%, 90% ⁇ 80% ⁇ 70% ⁇ 60%. In this case, if commutation is performed using the zero cross of the back electromotive force as a trigger, for example, when the load increases due to the rotation of the motor, the current required for lifting the load may be insufficient. Flow) It is better to use time control that gradually extends the time. The effect on speed reduction by this duty control varies depending on the motor, voltage and load.
  • the CPU 101 controls to repeat the charge mode and the low-speed decay mode. This reduces the current ripple.
  • the present invention is not limited to the above embodiment, and can be modified without departing from the spirit of the present invention.
  • the type of motor is not limited to a stepping motor, and includes a brushless DC motor.
  • B It is also possible to gradually reduce the on-duty from 100% within a range where the coil current does not affect the driving of the motor and the final position holding.
  • the on-duty means the on-time of the FET for each PWM cycle.
  • C The CPU 101 may perform the extension control of the commutation time for each step by setting a stop control value in the energization timer without using the stop control timer.
  • Motor control device 101 CPU (an example of control means) 107 bridge control unit 110 bridge control circuit 113 PWM signal generator 114 comparator 115 D / A converter 116 current detection unit (an example of current detection means) 118 BEMF detector (an example of zero-cross detection means) 120 Stepping motors 122XN, 122XP, 122YN, 122YP Stator 124, 124X, 124Y Stator winding (an example of a motor coil) 126 Rotor 130 Host device 140 DC power supply 142 Ground wire 20, 20X, 20Y H bridge circuit 2, 4, 6, 8, 15, 17 FET 12, 14, 16, 18 Diode Icoil Current measurement value Iref Current reference value VM Motor voltage Mout0, Mout1, Mout2, Mout3 Connection point VMout0, VMout1, VMout2, VMout3 Voltage MVdd Voltage IMout1-0, IMout3-2 Coil current

Landscapes

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Abstract

モータの回転停止位置を正確に制御する。　モータ制御装置（１００）は、モータに設けられたモータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するＢＥＭＦ検出部（１１８）と、モータを１相励磁方式かつ位置センサレスで駆動制御し、ＢＥＭＦ検出部（１１８）によって検知された逆起電圧のゼロクロスに基づいて転流し、駆動電圧と負荷に応じた回転速度によってモータの駆動制御を行うと共に、モータの駆動を停止する際には、算出された減速開始ステップから所望の位置で停止可能な所定回転速度以下に低下するまで、ステップ毎の転流時間の延長制御を行うＣＰＵ（１０１）とを備える。

Description

モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法
　本発明は、モータの回転停止位置を制御するのに好適なモータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法に関する。
　従来、ステッピングモータを１相励磁で、逆起電圧のゼロクロスをトリガに転流する位置センサレス駆動を行うと、駆動電圧と負荷に応じた負荷電流と回転速度でモータが回転する。このモータの駆動を停止すると、モータの慣性により、オーバーランが発生し、位置精度が悪化する。
　モータを停止するため、駆動回路（Ｈブリッジ回路）の全てのスイッチング素子（ＦＥＴ）をオフすると、逆起電圧が周期的に変化し、モータが慣性で回転していることが観測される。
　モータの停止と同時に、２相励磁でホールド電流を高く設定して、徐々に電流を減少させ、２相励磁の安定点で停止するように制御するホールド電流減衰制御方法では、モータの回転速度が低速で慣性が小さい場合は位置精度の確保が可能であるが、モータの回転速度が高速で慣性が大きい場合、制御中に電流が周期的に変化し、モータが慣性で回転していることが観測できる。
　このため、上記のホールド電流減衰制御中に、過大な電流が発生した場合、逆方向に電圧を印加する高速減衰（Fast Decay）制御を用いて、電流を消費するようにすると、ホールド電流減衰制御よりも位置精度の確保が可能であるが、電気角の１象限を超えるモータの慣性の場合、位置精度を確保できない。
　例えば、特許文献１には、回転速度が速い場合でも、ロータの停止位置を正確に制御することができるステッピングモータの制御方法が開示されている。
特開２００５－２２９７４３号公報
　特許文献１の制御方法は、１相励磁のオープン制御であり、停止直前の回転速度は任意であるが固定されている。１相励磁のオープン制御は、負荷に応じた最適な回転速度にはならず、また、負荷によってモータの振動がおさまる時間がばらつく。位置センサレス駆動は、駆動電圧あるいは負荷により停止直前の回転速度が安定しないため、停止直前の１ステップで保持時間を延長する場合、慣性によるオーバーランが発生することも含め、停止位置を正確に制御することが困難となるおそれがある。つまり、回転状態によっては、所望の停止位置に短時間で制御するには不十分である。
　そこで、本発明は、モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法について、モータの回転停止位置を短時間で正確に制御することを課題とする。
　前記した課題を解決するため、本発明のモータ駆動制御装置は、モータに設けられたモータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段と、このモータを１相励磁方式かつ位置センサレスで駆動制御し、前記ゼロクロス検知手段によって検知された前記逆起電圧のゼロクロスに基づいて転流し、駆動電圧と負荷に応じた回転速度によって前記モータの駆動制御を行うと共に、前記モータの駆動を停止する際には、算出された減速開始ステップから所望の位置で停止可能な所定回転速度以下に低下するまで、ステップ毎の転流時間の延長制御を行う制御手段とを備える。
　その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
　本発明によれば、モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法について、モータの回転停止位置を短時間で正確に制御することが可能となる。
本実施形態および比較例のモータ制御システムの全体ブロック図である。 本実施形態および比較例のモータ駆動制御装置の詳細ブロック図である。 Ｈブリッジ回路の動作モードの第１説明図である。 Ｈブリッジ回路の動作モードの第２説明図である。 比較例のＨブリッジ回路のＸ相とＹ相の電流／電圧を説明する波形図である。 比較例のＨブリッジ回路の転流順序を説明する波形図である。 比較例におけるＸ相の第１象限の処理を説明するフローチャートである。 比較例におけるＸ相の第２象限の処理を説明するフローチャートである。 本実施形態におけるＨブリッジ回路のＸ相とＹ相の電流／電圧を説明する波形図である。 本実施形態におけるＨブリッジ回路の転流順序を説明する波形図である。 本実施形態におけるＸ相の第１象限の処理を説明するフローチャートである。 本実施形態における通電側ＰＷＭサイクルの処理を説明するフローチャートである。 本実施形態における逆起（非通電）側のＰＷＭサイクルの処理を説明するフローチャートである。 本実施形態における第１減速例を説明するグラフである。 本実施形態における第２減速例を説明するグラフである。
　以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
　図１は、本実施形態および比較例のモータ制御システムの全体ブロック図である。
　図１において、ステッピングモータ１２０は、バイポーラ型２相ステッピングモータであり、永久磁石を有し回動自在に設けられた回転子１２６と、回転子１２６の周囲の周回方向４等分位置に設けられた固定子とを有している。これらの固定子は、Ｘ相の固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮと、Ｙ相の固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮとからなる。これらの固定子には各々巻線が巻回されている。固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「固定子巻線１２４Ｙ」という。同様に、固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「固定子巻線１２４Ｘ」という。固定子巻線１２４Ｙ，１２４Ｘは、モータコイルの一例である。
　上位装置１３０は、ステッピングモータ１２０の回転速度を指令する速度指令信号を出力する。モータ制御装置１００は、この速度指令信号に応じてステッピングモータ１２０を駆動制御するものである。モータ制御装置１００には、固定子巻線に接続されたハーフブリッジを組み合わせたＨブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙが設けられており、それぞれ固定子巻線１２４Ｘ，１２４Ｙに対して、Ｘ相電圧ＶＭＸ，Ｙ相電圧ＶＭＹを印加する。
　Ｈブリッジ回路２０Ｘは、接続点Ｍｏｕｔ０を介してＸ相の固定子１２２ＸＮの巻線（モータコイルの一例）と接続され、更に接続点Ｍｏｕｔ１を介してＸ相の固定子１２２ＸＰの巻線（モータコイルの一例）と接続される。コイル電流ＩＭｏｕｔ１－０は、接続点Ｍｏｕｔ１から接続点Ｍｏｕｔ０へ流れる電流である。
　Ｈブリッジ回路２０Ｙは、接続点Ｍｏｕｔ２を介してＹ相の固定子１２２ＹＰの巻線（モータコイルの一例）と接続され、更に接続点Ｍｏｕｔ３を介してＹ相の固定子１２２ＹＮの巻線（モータコイルの一例）と接続される。コイル電流ＩＭｏｕｔ３－２は、接続点Ｍｏｕｔ３から接続点Ｍｏｕｔ２へ流れる電流である。
（モータ制御装置１００）
　次に、図２を参照し、モータ制御装置１００の詳細を説明する。なお、図１には２系統の固定子巻線１２４Ｘ，１２４Ｙと、２系統のＨブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙを示したが、図２では、これらをまとめて１系統の固定子巻線１２４と、１系統のＨブリッジ回路２０として示している。
　モータ制御装置１００の内部に設けられたＣＰＵ（Central Processing Unit）１０１（制御手段の一例）は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１０３に記憶された制御プログラムに基づいて、バス１０６を介して各部を制御する。ＲＡＭ（Random Access Memory）１０２は、ＣＰＵ１０１のワークメモリとして使用される。タイマ（timer）１０４は、ＣＰＵ１０１の制御の下、リセットされたタイミングからの経過時間を測定する。Ｉ／Ｏポート（I/O Port）１０５は、図１に示した上位装置１３０、その他外部装置との間で信号を入出力する。ブリッジ制御部１０７は、ＣＰＵ１０１からの指令に基づいて、ブリッジ制御回路１１０の各部を制御する。
　ここで、ブリッジ制御回路１１０は、一体の集積回路として構成されている。その内部においてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号発生器１１３は、ブリッジ制御部１０７による制御に基づいて、ＰＷＭ信号を生成しＨブリッジ回路２０に供給する。Ｈブリッジ回路２０には、ＦＥＴ（Field-Effect Transistor）２，４，６，８と、ＦＥＴ１５，１７とが含まれている。なお、図中においてこれらＦＥＴの下側の端子がソース端、上側の端子がドレイン端になる。ＰＷＭ信号とは、これらＦＥＴにゲート電圧として印加されるオン（ＯＮ）／オフ（ＯＦＦ）信号である。
　ＦＥＴ２，４は直列に接続され、その直列回路に対して、直流電源１４０およびアース線１４２が接続され、所定の電圧ＭＶｄｄが印加される。同様に、ＦＥＴ６，８も直列に接続され、その直列回路に対して電圧ＭＶｄｄが印加される。ダイオード１２，１４，１６，１８は、還流用の寄生ダイオードであり、ＦＥＴ２，４，６，８に対して並列に接続されている。ＦＥＴ１５，１７は、電流検出用に設けられているものであり、それぞれＦＥＴ４，８と共にカレントミラー回路を形成している。これにより、ＦＥＴ４，８に流れる電流に比例する電流が、それぞれＦＥＴ１５，１７に流れる。
　ＦＥＴ２，４の接続点Ｍｏｕｔ０における電圧ＶＭｏｕｔ０は、モータの固定子巻線１２４の一端に印加される。また、ＦＥＴ６，８の接続点Ｍｏｕｔ１における電圧ＶＭｏｕｔ１は、固定子巻線１２４の他端に印加される。従って、固定子巻線１２４には、両者の差であるモータ電圧ＶＭが印加される。このモータ電圧ＶＭとは、実際には図１に示したＸ相電圧ＶＭＸおよびＹ相電圧ＶＭＹである。
　電流検出部１１６（電流検知手段の一例）は、固定子巻線に流れるモータ電流を検知する。具体的には、電流検出部１１６は、ＦＥＴ１５，１７に流れる電流値を電流方向に応じて測定することにより、固定子巻線１２４に流れる電流の電流測定値Ｉｃｏｉｌを出力する。Ｄ／Ａコンバータ１１５は、ブリッジ制御部１０７から、電流基準値Ｉｒｅｆのデジタル値を受信し、これをアナログ値に変換する。比較器１１４は、アナログ値の電流測定値Ｉｃｏｉｌと電流基準値Ｉｒｅｆとを比較し、前者が後者以上になると“１”信号を出力すると共に、それ以外の場合は“０”信号を出力する。
　また、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１は、ＢＥＭＦ（逆起電力）検出部１１８（ゼロクロス検知手段の一例）にも供給される。ＢＥＭＦ検出部１１８は、ステッピングモータ１２０の固定子に設けられた固定子巻線１２４Ｙ，１２４Ｘの逆起電圧のゼロクロスを検知する。すなわち、ＢＥＭＦ検出部１１８は、モータ電圧ＶＭが逆起電圧である場合、Ｈブリッジ回路２０から電圧が印加されていない期間に電圧方向の切り替わり（ゼロクロス）に応じてフラグＺＣを出力する。
　ＣＰＵ１０１は、ステッピングモータ１２０を１相励磁方式かつ位置センサレスで駆動制御し、ＢＥＭＦ検出部１１８によって検知された逆起電圧のゼロクロスに基づいて転流し、駆動電圧と負荷に応じた回転速度によってステッピングモータ１２０の駆動制御を行うとともに、後述するように、ステッピングモータ１２０の駆動を停止する際には、算出された減速開始ステップから所望の位置で停止可能な所定回転速度以下に低下するまで、ステップ毎の転流時間の延長制御を行う。
（Ｈブリッジ回路２０の動作モード）
　図３（ａ）～（ｄ）と図４（ｅ），（ｆ）とは、Ｈブリッジ回路の動作モードの説明図である。これら説明図を参照し、Ｈブリッジ回路２０の動作モードを説明する。
　図３（ａ）は、斜めに対向する２つのＦＥＴがオン（ＯＮ）状態にされて、固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を増加させてゆく場合を示している。図３（ａ）に示した例では、ＦＥＴ４，６がオン状態であり、ＦＥＴ２，８がオフ（ＯＦＦ）状態である。この図３（ａ）では、モータ電流の絶対値の増加を、黒色の矢印で示している。この状態では、ＦＥＴ６→固定子巻線１２４→ＦＥＴ４を介して破線で示す方向にモータ電流が流れると共に、当該モータ電流が増加してゆく。この動作モードのことを、チャージモードという。
　また、図３（ａ）の状態から、電流を低速に減衰させる場合には、図３（ｂ）に示すように、ＦＥＴ６をターンオフする。ＦＥＴ４はオン状態を維持し、ＦＥＴ２，８はオフ状態を維持する。すると、図示の破線のように、ＦＥＴ４、ダイオード１８（ＦＥＴ８の寄生ダイオード）および固定子巻線１２４をループする電流が流れる。この電流は、ＦＥＴ４、ダイオード１８（ＦＥＴ８の寄生ダイオード）および固定子巻線１２４のインピーダンスによって減衰してゆくが、その減衰速度は低速である。この動作モードのことを、非同期の低速減衰モードという。この図３（ｂ）では、モータ電流の減衰を、白抜きの矢印で示している。
　また、低速減衰モードのバリエーションとして、図３（ｃ）に示すように、更にＦＥＴ８をターンオンしてもよい。すると、図示の破線のように、ＦＥＴ４，８および固定子巻線１２４をループするモータ電流が流れる。この電流は、ＦＥＴ４，８および固定子巻線１２４のインピーダンスによって減衰してゆくが、減衰速度は更に低速である。この動作モードのことを、同期の低速減衰モードいう。この図３（ｃ）では、モータ電流の減衰を、白抜きの矢印で示している。
　ところで、いずれかのＦＥＴのゲート電圧をオフにしたとしても、当該ＦＥＴの寄生容量によって、そのＦＥＴはしばらくの間はオン状態に留まる。このため、例えばＦＥＴ４のオンかつＦＥＴ２のオフ状態から、ＦＥＴ４のオフかつＦＥＴ２のオン状態に瞬時に切り替えようとすると、瞬間的に直列接続されたＦＥＴ２，４がオン状態になり、電圧ＭＶｄｄとアース電位との間が短絡し、ＦＥＴ２，４が破壊される。このような事態を防止するため、Ｈブリッジ回路２０は、図３（ｄ）に示す貫通防止モードに設定される。
　図３（ｄ）は、ＦＥＴ２，４，６，８をオフ状態にした貫通防止モードである。図３（ａ）のチャージモードから図３（ｄ）の貫通防止モードに切り替えられると、固定子巻線１２４には逆起電力が発生する。そのため、ダイオード１８→固定子巻線１２４→ダイオード１２（ＦＥＴ２の寄生ダイオード）を介して破線で示す方向にモータ電流が流れる。
　図３（ｄ）の貫通防止モードでは、ダイオード１２，１８の順方向電圧降下に応じた電力損失が生じるため、モータ電流の減衰速度は最も大きくなる。
　ここで、ＦＥＴ２をターンオンすると、図４（ｅ）に示すフライバック対応モードに遷移する。フライバック対応モードとは、ダイオード１８→固定子巻線１２４→ＦＥＴ２を介して破線で示す方向にモータ電流が流れるモードである。フライバック対応モードにおいて、モータ電流の減衰速度は貫通防止モードよりも、やや緩やかになる。
　フライバック対応モードで固定子巻線１２４にチャージされたエネルギが全て放出されたのち、ＦＥＴ２がターンオフされると、図４（ｆ）に示す逆起電圧／フリーモードに遷移する。
　逆起電圧モードとは、ＦＥＴ２，４，６，８がオフ状態であり、Ｈブリッジ回路２０に電流が流れなくなり、かつ逆起電圧が発生しているモードである。フリーモードとは、ＦＥＴ２，４，６，８がオフ状態であり、Ｈブリッジ回路２０に電流が流れなくなり、かつ逆起電圧がゼロクロスした後のモードである。
　２相ステッピングモータの１相励磁駆動は、後記する図６のように、Ｘ＋相→Ｙ＋相→Ｘ－相→Ｙ－相の順で転流して第１象限から第４象限まで順に移行し、１相毎にコイルを通電する。なお、ステッピングモータ１２０を逆方向に回す場合は、Ｘ＋相→Ｙ－相→Ｘ－相→Ｙ＋相の順に転流する。
　コイル電流が最大電流以内の通常の場合、Ｈブリッジ回路２０は、チャージモード→貫通防止モード→フライバック対応モード→フリーモードの順で遷移する。
　ＣＰＵ１０１は、Ｈブリッジ回路２０の電流制限時の動作モードとして、チャージモードと低速減衰モードとを繰り返させる制御を行う。また、ＣＰＵ１０１は、Ｈブリッジ回路２０の電流制限時の動作モードとして、ＰＷＭ周期毎のチャージモードと低速減衰モードとの繰り返しの後、貫通防止モード、フライバック対応モード、フリーモードの順で遷移させる。
　すなわち、電流制限時において、Ｈブリッジ回路２０は、ＰＷＭ周期毎にチャージモードと低速減衰モードとを繰り返したのち、貫通防止モード→フライバック対応モード→フリーモードの順で遷移する。低速減衰モードを使用することで電流の減衰は、高速減衰モードより小さくなる。よって、モータの回転駆動力および保持力が維持され、チャージモードと低速減衰モードの繰り返しによる電流リップルが小さくなる。
　低速減衰モードは、非同期の低速減衰モードだけで対応する場合と、非同期の低速減衰モードの後に同期の低速減衰モードに移行する場合が可能である。
　フライバック対応モードは、キックバック電圧を寄生ダイオード経由で電源に回生する場合（貫通防止モード）と、この経路の上側（ハイサイド側）ＦＥＴをオンして電源に回生する場合（フライバック対応モード）が可能である。
　図５は、比較例のＨブリッジ回路２０のＸ相とＹ相の電流／電圧を説明する波形図である。図６は、比較例のＨブリッジ回路２０の転流順序を説明する波形図である。以下、これら図５と図６とを参照しつつ、各象限の動作について説明する。
《第１象限：時刻ｔ１０》
　第１象限の時刻ｔ１０において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘはチャージモードに移行し、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙはフライバック対応モードに移行する。図６に示すように、ステッピングモータ１２０はＸ＋相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ１である。
　図５に示すように、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードにおいて、電圧ＶＭｏｕｔ１が電圧ＭＶｄｄ、電圧ＶＭｏｕｔ０がＧＮＤ（グランド）に切り替わる。Ｘ相の固定子巻線１２４Ｘに電圧ＭＶｄｄが印加され、Ｘ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が次第に増加する。
　なお、Ｘ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０の絶対値が予め設定した最大電流を超過した場合、Ｈブリッジ回路２０Ｘは、ＰＷＭ周期毎にチャージモードから低速減衰モードに切り替わることで、コイル電流ＩＭｏｕｔ１－０の絶対値を最大電流未満に維持する。
　Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、直前の第４象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｙがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ１１である。
　フリーモードにおいて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。ＣＰＵ１０１は、この逆起電圧のゼロクロスをトリガに転流させて、次の第２象限に移行する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷、および回転速度で変化する。
　なお、貫通防止モードは、ハーフブリッジの上下のＦＥＴが同時にオンしないように各モード間で必要な場合に挿入されている。これにより、貫通電流を防止できる。
《第２象限：時刻ｔ１４》
　第２象限の時刻ｔ１４において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘはフライバック対応モードに移行し、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙはチャージモードに移行する。図６に示すように、ステッピングモータ１２０はＹ＋相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ３である。
　図５に示すように、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘには、直前の第１象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｘがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ１５である。
　フリーモードにおいて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。ＣＰＵ１０１は、この逆起電圧のゼロクロスをトリガに転流させて、次の第３象限に移行する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷、および回転速度で変化する。
　なお、貫通防止モードは、ハーフブリッジの上下のＦＥＴが同時にオンしないように各モード間で必要な場合に挿入されている。これにより、貫通電流を防止できる。
　Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードにおいて、電圧ＶＭｏｕｔ３が電圧ＭＶｄｄ、電圧ＶＭｏｕｔ２がＧＮＤに切り替わる。Ｙ相の固定子巻線１２４Ｙに電圧ＭＶｄｄが印加され、Ｙ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が次第に増加する。
　なお、Ｙ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２の絶対値が予め設定した最大電流を超過した場合、Ｈブリッジ回路２０Ｙは、ＰＷＭ周期毎にチャージモードから低速減衰モードに切り替わることで、コイル電流ＩＭｏｕｔ３－２の絶対値を最大電流未満に維持する。
《第３象限：時刻ｔ１８》
　第３象限の時刻ｔ１８において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、コイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が第１象限とは逆方向に流れるチャージモードに移行する。Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、コイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が第１象限とは逆方向に流れるフライバック対応モードに移行する。図６に示すように、ステッピングモータ１２０はＸ－相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ０である。
　図５に示すように、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、電圧ＶＭｏｕｔ１がＧＮＤ、電圧ＶＭｏｕｔ０が電圧ＭＶｄｄに切り替わる。Ｘ相の固定子巻線１２４Ｘに、第１象限とは逆方向に電圧が印加され、Ｘ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が第１象限とは逆方向に次第に増加する。
　Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、直前の第２象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｙがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ１９である。
　フリーモードにおいて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。ＣＰＵ１０１は、この逆起電圧のゼロクロスをトリガに転流させて、次の第４象限に移行する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷、および回転速度で変化する。
　この第３象限の動作は、電流の流れる方向以外は、第１象限と同様である。
《第４象限：時刻ｔ２２》
　第４象限の時刻ｔ２２において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘはフライバック対応モードに移行する。Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙはチャージモードに移行する。図６に示すように、ステッピングモータ１２０はＹ－相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ２である。
　図５に示すように、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘには、直前の第３象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｘがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ２３である。
　フリーモードにおいて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。ＣＰＵ１０１は、この逆起電圧のゼロクロスをトリガに転流させて、次の第３象限に移行する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷、および回転速度で変化する。
　Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードにおいて、電圧ＶＭｏｕｔ３がＧＮＤ、電圧ＶＭｏｕｔ２が電圧ＭＶｄｄに切り替わる。Ｙ相の固定子巻線１２４Ｙに、第２象限とは逆方向に電圧ＭＶｄｄが印加され、Ｙ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が第２象限とは逆方向に次第に増加する。
　第４象限の動作は、電流の流れる方向以外は、第２象限と同様である。
《以降の象限》
　Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙは、上記した第１～第４象限と同様な動作を、順々に切り替えながら動作する。
　図７は、比較例におけるＸ相の第１象限の処理を説明するフローチャートである。
　第１象限において、ＣＰＵ１０１は、ＰＷＭ周期毎の最大デューティを設定し、遅延タイマに値を設定（処理Ｓ１０）し、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、通電期間に移行する。この通電期間において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードに移行する。
　ＣＰＵ１０１は、接続点Ｍｏｕｔ１のハイサイド（ＨＳ）側であるＦＥＴ２をターンオンし、更に接続点Ｍｏｕｔ０のロウサイド（ＬＳ）側であるＦＥＴ８をターンオンする（処理Ｓ１１）。続いて、ＣＰＵ１０１は、通電タイマを開始する（処理Ｓ１２）。
　ＣＰＵ１０１は、Ｙ相に係る最大時間が経過したか否かを判定する（処理Ｓ１３）。ＣＰＵ１０１は、Ｙ相に係る最大時間が経過していないと判定したならば（処理Ｓ１３→Ｎｏ）、Ｙ相の逆起電圧のゼロクロスを判定する（処理Ｓ１４）。ＣＰＵ１０１は、Ｙ相の逆起電圧がゼロクロスしていないと判定したならば（処理Ｓ１４→Ｎｏ）、処理Ｓ１３に戻る。
　ＣＰＵ１０１は、Ｙ相の逆起電圧のゼロクロスを判定した場合（処理Ｓ１４→Ｙｅｓ）、遅延タイマを減算する（処理Ｓ１５）。ＣＰＵ１０１は、この遅延タイマが０になっていないと判定したならば（処理Ｓ１６→Ｎｏ）、処理Ｓ１３に戻る。
　ＣＰＵ１０１は、この遅延タイマが０になると共に（処理Ｓ１６→Ｙｅｓ）、接続点Ｍｏｕｔ１のハイサイド（ＨＳ）側であるＦＥＴ２と、接続点Ｍｏｕｔ０のロウサイド（ＬＳ）側であるＦＥＴ８とをターンオフして、通電期間を終了する（処理Ｓ１７）。
　また、ＣＰＵ１０１は、処理Ｓ１３において、Ｙ相に係る最大時間が経過したと判定したならば（処理Ｓ１３→Ｙｅｓ）、Ｙ相の逆起電圧のゼロクロスの判定や遅延タイマのカウント値に係わらず、処理Ｓ１７を実行して通電期間を終了する。
　通電期間の終了後、ＣＰＵ１０１は、通電タイマを終了して、この通電タイマの値をもとに速度計算し（処理Ｓ１８）、Ｘ相の第１象限における処理を終了する。
　Ｙ相の第２象限の処理は、Ｘ相の第１象限における処理と同様である。Ｘ相の第３象限における処理は、固定子巻線１２４Ｘ（図１参照）に印加する電圧の方向が異なる他は、Ｘ相の第１象限における処理と同様である。
　Ｙ相の第４象限における処理は、固定子巻線１２４Ｙ（図１参照）に印加する電圧の方向が異なる他は、Ｘ相の第１象限における処理と同様である。
　図８は、比較例におけるＸ相の第２象限の処理を説明するフローチャートである。
　第２象限にて最初、ＣＰＵ１０１は、タイマに最大時間を設定する（処理Ｓ３０）。Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、フライバック期間に移行する。フライバック期間において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、フライバックモードに移行する。
　Ｈブリッジ回路２０Ｘは、フライバック期間において、フライバック対応モードが終了したならば（処理Ｓ３２→Ｎｏ）、逆起電圧期間に移行する。逆起電圧期間において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、逆起電圧モードに移行する。フライバック対応モードの終了は、フライバック電圧の立ち下がり、フライバック電圧のゼロクロス、コイル電流のゼロクロスのうちいずれかで検出可能である。
　続いて、Ｈブリッジ回路２０Ｘは、逆起電圧期間において、逆起電圧モードが終了したならば（処理Ｓ３３→Ｎｏ）、フリー期間に移行する。フリー期間において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、フリーモードに移行する。逆起電圧モードの終了は、逆起電圧のゼロクロスで検出可能である。過負荷により逆起電圧が０Ｖを超えない場合、逆起電圧モードの終了は、逆起電圧のピークからの遅延時間（逆起電圧モードの開始からピークまでの時間のほぼ２倍等）の経過、逆起電圧のピークの次の電圧上昇で検出可能である。
　ＣＰＵ１０１は、フリー期間において、Ｘ相による第２象限の終了を判定したならば（処理Ｓ３４→Ｙｅｓ）、Ｘ相の第２象限の処理を終了する。
　処理Ｓ３２，Ｓ３３の条件が成立した場合と、処理Ｓ３４の条件が不成立の場合、ＣＰＵ１０１は、処理Ｓ３１に戻り、最大時間の超過を判定する。ＣＰＵ１０１は、タイマが最大時間を超過したならば（処理Ｓ３１→Ｙｅｓ）、動作モードに係わらず、Ｘ相の第２象限の処理を終了する。
　Ｘ相の第２象限の処理は、Ｙ相の第３象限の処理と同様である。Ｘ相の第４象限の処理は、Ｘ相の第２象限の処理とはゼロクロスする電圧の方向が異なる他は、同様な処理である。
　Ｙ相の第３象限の処理は、Ｙ相の第１象限の処理とはゼロクロスする電圧の方向が異なる他は、同様な処理である。
　図９は、本実施形態におけるＨブリッジ回路２０のＸ相とＹ相の電流／電圧を説明する波形図である。図１０は、本実施形態におけるＨブリッジ回路２０の転流順序を説明する波形図である。以下、これら図９と図１０とを参照しつつ、各象限の動作について説明する。
《第１象限：時刻ｔ４０》
　第１象限の時刻ｔ４０において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘはチャージモードに移行し、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙはフライバック対応モードに移行する。図１０に示すように、ステッピングモータ１２０はＸ＋相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ１である。
　図９に示すように、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードにおいて、電圧ＶＭｏｕｔ１が電圧ＭＶｄｄ、電圧ＶＭｏｕｔ０がＧＮＤに切り替わる。Ｘ相の固定子巻線１２４Ｘに電圧ＭＶｄｄが印加され、Ｘ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が次第に増加する。
　なお、Ｘ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０の絶対値が予め設定した最大電流を超過した場合、Ｈブリッジ回路２０Ｘは、ＰＷＭ周期毎にチャージモードから低速減衰モードに切り替わることで、コイル電流ＩＭｏｕｔ１－０の絶対値を最大電流未満に維持する。
　Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、直前の第４象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｙがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ４１である。
　フリーモードにおいて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。ＣＰＵ１０１は、この逆起電圧のゼロクロスをトリガに転流させて、次の第２象限に移行する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷、および回転速度で変化する。
　なお、貫通防止モードは、ハーフブリッジの上下のＦＥＴが同時にオンしないように各モード間で必要な場合に挿入されている。これにより、貫通電流を防止できる。
《第２象限：時刻ｔ４４》
　第２象限の時刻ｔ４４において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘはフライバック対応モードに移行し、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙはチャージモードに移行する。図１０に示すように、ステッピングモータ１２０はＹ＋相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ３である。
　図９に示すように、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘには、直前の第１象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｘがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ４５である。
　フリーモードにおいて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。ＣＰＵ１０１は、この逆起電圧のゼロクロスをトリガに転流させて、次の第３象限に移行する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷、および回転速度で変化する。
　なお、貫通防止モードは、ハーフブリッジの上下のＦＥＴが同時にオンしないように各モード間で必要な場合に挿入されている。これにより、貫通電流を防止できる。
　Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードにおいて、電圧ＶＭｏｕｔ３が電圧ＭＶｄｄ、電圧ＶＭｏｕｔ２がＧＮＤに切り替わる。Ｙ相の固定子巻線１２４Ｙに電圧ＭＶｄｄが印加され、Ｙ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が次第に増加する。
　なお、Ｙ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２の絶対値が予め設定した最大電流を超過した場合、Ｈブリッジ回路２０Ｙは、ＰＷＭ周期毎にチャージモードから低速減衰モードに切り替わることで、コイル電流ＩＭｏｕｔ３－２の絶対値を最大電流未満に維持する。
　以下、減速開始ステップから減速停止ステップまでは、減速停止制御中である。ここで、減速ステップ数は４である。減速停止ステップにおいて、ステッピングモータ１２０は最終停止速度となる。なお、減速開始ステップは、駆動ステップ数と減速ステップ数により算出される。
《第３象限：時刻ｔ４８：減速開始ステップ》
　第３象限の時刻ｔ４８において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは第１象限とは逆方向のチャージモードに移行する。Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、コイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が第１象限とは逆方向に流れるフライバック対応モードに移行する。この第３象限は、ステッピングモータ１２０の減速を開始するステップである。図１０に示すように、ステッピングモータ１２０はＸ－相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ０である。
　図９に示すように、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードにおいて、電圧ＶＭｏｕｔ１がＧＮＤ、電圧ＶＭｏｕｔ０が電圧ＭＶｄｄに切り替わる。Ｘ相の固定子巻線１２４Ｘに、第１象限とは逆方向に電圧が印加され、Ｘ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が第１象限とは逆方向に次第に増加する。第３象限の動作は、電流の流れる方向以外は、第１象限と同様である。
　Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、直前の第２象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｙがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ４９である。
　フリーモードにおいて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷、および回転速度で変化する。
　ＣＰＵ１０１は、以下に述べるように、減速開始ステップから停止するまでの間に、電流検出部１１６によって検知されたモータ電流が所定の電流値を超過した場合、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙに対して、ＰＷＭ周期毎に低速減衰モードを指定する。
　ＣＰＵ１０１は、タイマで測定された直前のステップの時間と、予め設定した最大速度と、減速ステップ数から、この減速ステップ番目のステップの時間を計算する。ＣＰＵ１０１は、逆起電圧のゼロクロスの代りに、この時間をトリガにして転流させて、次の第４象限に移行する。
　減速に伴い、Ｘ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０の絶対値が急峻に増加する場合がある。この場合、Ｈブリッジ回路２０Ｘは、ＰＷＭ周期毎に電流制御で低速減衰モードに移行することで、過電流を防止する。ここでは、時刻ｔ５０以降、コイル電流ＩＭｏｕｔ１－０の絶対値が、やや増加しているが、Ｈブリッジ回路２０Ｘは、低速減衰モードに移行していない。
　なお、貫通防止モードは、ハーフブリッジの上下のＦＥＴが同時にオンしないように各モード間で必要な場合に挿入されている。これにより、貫通電流を防止できる。
《第４象限：時刻ｔ５２：減速の第２ステップ》
　第４象限の時刻ｔ５２において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、第２象限とは逆方向のフライバック対応モードに移行する。Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、第２象限とは逆方向のチャージモードに移行する。この第４象限は、ステッピングモータ１２０の減速の第２ステップである。図１０に示すように、ステッピングモータ１２０はＹ－相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ２である。
　図９に示すように、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードにおいて、電圧ＶＭｏｕｔ３がＧＮＤ、電圧ＶＭｏｕｔ２が電圧ＭＶｄｄに切り替わる。Ｙ相の固定子巻線１２４Ｙに、第２象限とは逆方向に電圧ＭＶｄｄが印加され、Ｙ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が第２象限とは逆方向に次第に増加する。第４象限の動作は、電流の流れる方向以外は、第２象限と同様である。
　Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘには、直前の第３象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｘがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ５３である。
　フリーモードにおいて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷および回転速度で変化する。
　ＣＰＵ１０１は、以下に述べるように、減速開始ステップから停止するまでの間に、電流検出部１１６によって検知されたモータ電流が所定の電流値を超過した場合、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙに対して、ＰＷＭ周期毎に低速減衰モードを指定する。
　ＣＰＵ１０１は、タイマで測定された直前のステップの時間と、予め設定した最大速度と、減速ステップ数から、この減速ステップ番目のステップの時間を計算する。ＣＰＵ１０１は、逆起電圧のゼロクロスの代りに、この時間をトリガにして転流させて、次の第１象限に移行する。
　減速に伴い、Ｙ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２の絶対値が急峻に増加する場合がある。この場合、Ｈブリッジ回路２０Ｙは、ＰＷＭ周期毎に電流制御で低速減衰モードに移行することで、過電流を防止する。ここでは、時刻ｔ５４以降、コイル電流ＩＭｏｕｔ３－２の絶対値が、やや増加しているが、Ｈブリッジ回路２０Ｙは、低速減衰モードに移行していない。
　なお、貫通防止モードは、ハーフブリッジの上下のＦＥＴが同時にオンしないように各モード間で必要な場合に挿入されている。これにより、貫通電流を防止できる。
《第１象限：時刻ｔ５６：減速の第３ステップ》
　第１象限の時刻ｔ５６において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘはチャージモードに移行する。Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、フライバック対応モードに移行する。この第１象限は、ステッピングモータ１２０の減速の第３ステップである。図１０に示すように、ステッピングモータ１２０はＸ＋相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ１である。
　図９に示すように、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードにおいて、電圧ＶＭｏｕｔ０が電圧ＭＶｄｄ、電圧ＶＭｏｕｔ１がＧＮＤに切り替わる。Ｘ相の固定子巻線１２４Ｘに電圧ＭＶｄｄが印加され、Ｘ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が次第に増加する。
　Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、直前の第４象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｙがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ５７である。
　フリーモードにおいて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙには、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷、および回転速度で変化する。
　ここまでの第１象限の動作は、電流の流れる方向以外は、第３象限と同様である。
　ＣＰＵ１０１は、以下に述べるように、減速開始ステップから停止するまでの間に、電流検出部１１６によって検知されたモータ電流が所定の電流値を超過した場合、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙに対して、ＰＷＭ周期毎に低速減衰モードを指定する。
　ＣＰＵ１０１は、タイマで測定された直前の象限ステップの時間と、予め設定した最大速度と、減速ステップ数とから、この減速ステップ番目のステップの時間を計算する。ＣＰＵ１０１は、逆起電圧のゼロクロスの代りに、この時間をトリガにして転流させて、次の第４象限に移行する。
　減速に伴い、Ｘ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０の絶対値が急峻に増加する場合がある。この場合、Ｈブリッジ回路２０Ｘは、ＰＷＭ周期毎に電流制御で低速減衰モードに移行することで、過電流を防止する。ここでは、時刻ｔ５８以降、コイル電流ＩＭｏｕｔ１－０の絶対値が、やや増加しているが、Ｈブリッジ回路２０Ｘは、低速減衰モードに移行していない。
　なお、貫通防止モードは、ハーフブリッジの上下のＦＥＴが同時にオンしないように各モード間で必要な場合に挿入されている。これにより、貫通電流を防止できる。
《第２象限：時刻ｔ６０：減速停止ステップ》
　第２象限の時刻ｔ６０において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、フライバック対応モードに移行する。Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードに移行する。この第２象限は、ステッピングモータ１２０の減速停止ステップである。図１０に示すように、ステッピングモータ１２０はＹ＋相であり、電圧ＭＶｄｄとなるのは電圧ＶＭｏｕｔ３である。
　図９に示すように、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードにおいて、電圧ＶＭｏｕｔ３が電圧ＭＶｄｄ、電圧ＶＭｏｕｔ２がＧＮＤに切り替わる。Ｙ相の固定子巻線１２４Ｙに、電圧ＭＶｄｄが印加され、Ｙ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２が次第に増加する。第２象限の動作は、電流の流れる方向以外は、第４象限と同様である。
　Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘには、直前の第３象限で印加された電圧の逆方向に発生するフライバックパルス（キックバック）が発生する。Ｈブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧が立ち下がり、更にコイル電流ＩＭｏｕｔ１－０が０になると、フリーモードに移行する。Ｈブリッジ回路２０Ｘがフリーモードに移行するのは、時刻ｔ６１である。
　フリーモードにおいて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、キックバックの逆方向に逆起電圧が出現する。キックバックの発生時間および逆起電圧は、モータの駆動電圧、モータの駆動負荷および回転速度で変化する。
　ＣＰＵ１０１は、以下に述べるように、減速開始ステップから停止するまでの間に、電流検出部１１６によって検知されたモータ電流が所定の電流値を超過した場合、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙに対して、ＰＷＭ周期毎に低速減衰モードを指定する。
　ＣＰＵ１０１は、タイマで測定された直前の象限ステップの時間と、予め設定した最大速度と、減速ステップ数とから、この減速ステップ番目のステップの時間を計算する。ＣＰＵ１０１は、逆起電圧のゼロクロスの代りに、この時間をトリガにして転流させて、次の第３象限に移行する。
　減速に伴い、Ｙ相のコイル電流ＩＭｏｕｔ３－２の絶対値が急峻に増加する場合がある。この場合、Ｈブリッジ回路２０Ｙは、ＰＷＭ周期毎に電流制御で低速減衰モードに移行することで、過電流を防止する。ここでは、時刻ｔ６２以降、コイル電流ＩＭｏｕｔ３－２の絶対値が、閾値を超えて増加したので、Ｈブリッジ回路２０Ｙは、周期的に低速減衰モードに移行する。
　これにより、ステッピングモータ１２０は最終停止速度となり、所望の回転位置に停止させることができる。
　なお、コイル電流がモータの駆動と最終的な位置保持に影響のない範囲で、オン・デューティを１００％から徐々に減らして減速することも可能である。オン・デューティとは、ＰＷＭ周期毎のＦＥＴのオン時間である。この場合、停止制御で減速中は、逆起電圧のゼロクロスをトリガにして転流するとよい。脱調検出は、キックバック時間の偏差や逆起電圧で判別可能である。
　図１１は、本実施形態におけるＸ相の第１象限の処理を説明するフローチャートである。本実施形態は、停止制御開始位置以降の処理が図７に示した比較例とは異なる。ＣＰＵ１０１は、停止制御開始位置以降で停止制御タイマを設定し、更に（停止制御開始位置＋１）以降では、Ｙ相の逆起電圧ゼロクロスの代りに、停止制御タイマで動作する。
　第１象限において、ＣＰＵ１０１は、ＰＷＭ周期毎の最大デューティを設定し、遅延タイマに値を設定（処理Ｓ５０）し。Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、通電期間に移行する。この通電期間において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードに移行する。
　ＣＰＵ１０１は、接続点Ｍｏｕｔ１のハイサイド（ＨＳ）側であるＦＥＴ２をターンオンし、更に接続点Ｍｏｕｔ０のロウサイド（ＬＳ）側であるＦＥＴ８をターンオンする（処理Ｓ５１）。続いて、ＣＰＵ１０１は、通電タイマを開始する（処理Ｓ５２）。
　ＣＰＵ１０１は、モータの回転位置が（停止制御開始位置＋１）以上であるか判定する（処理Ｓ５３）。（停止制御開始位置＋１）以上ならば（処理Ｓ５３→Ｙｅｓ）、ＣＰＵ１０１は、停止制御を開始する。ＣＰＵ１０１は、停止制御タイマを減算して（処理Ｓ５８）、このタイマ値が０になるまで処理Ｓ５９と処理Ｓ５８を繰り返したのち、処理Ｓ６０に進む。
　モータの回転位置が（停止制御開始位置＋１）未満ならば（処理Ｓ５３→Ｎｏ）、ＣＰＵ１０１は、処理Ｓ５４に進み、通常の第１象限の処理を行う。
　処理Ｓ５４にて、ＣＰＵ１０１は、Ｙ相に係る最大時間が経過したか否かを判定する。ＣＰＵ１０１は、Ｙ相に係る最大時間が経過していないと判定したならば（処理Ｓ５４→Ｎｏ）、Ｙ相の逆起電圧のゼロクロスを判定する（処理Ｓ５５）。ＣＰＵ１０１は、Ｙ相の逆起電圧がゼロクロスしていないと判定したならば（処理Ｓ５５→Ｎｏ）、処理Ｓ５４に戻る。
　ＣＰＵ１０１は、Ｙ相の逆起電圧のゼロクロスを判定した場合（処理Ｓ５５→Ｙｅｓ）、遅延タイマを減算する（処理Ｓ５６）。ＣＰＵ１０１は、この遅延タイマが０になっていないと判定したならば（処理Ｓ５７→Ｎｏ）、処理Ｓ５４に戻る。
　ＣＰＵ１０１は、この通電タイマが０になると共に（処理Ｓ５７→Ｙｅｓ）、処理Ｓ６０に進み、接続点Ｍｏｕｔ１のハイサイド（ＨＳ）側であるＦＥＴ２と、接続点Ｍｏｕｔ０のロウサイド（ＬＳ）側であるＦＥＴ８とをターンオフして、通電期間を終了する。
　また、ＣＰＵ１０１は、処理Ｓ５４において、Ｙ相に係る最大時間が経過したと判定したならば（処理Ｓ５４→Ｙｅｓ）、Ｙ相の逆起電圧のゼロクロスの判定や遅延タイマのカウント値に係わらず、処理Ｓ６０を実行して通電期間を終了する。
　通電期間の終了後、ＣＰＵ１０１は、通電タイマを終了して、この通電タイマの値をもとに速度計算する（処理Ｓ６１）。更にＣＰＵ１０１は、停止制御開始位置以上ならば（処理Ｓ６２→Ｙｅｓ）、停止制御タイマを設定する（処理Ｓ６３）。そしてＣＰＵ１０１は、Ｘ相の第１象限における処理を終了する。
　本実施形態のモータ駆動制御装置によるＸ相の第２象限の処理は、図８に示した比較例の処理と同様である。
　図１２は、本実施形態における通電側ＰＷＭサイクルの処理を説明するフローチャートである。
　ここで「通電」は、ＰＷＭ周期毎に実施される、１回以上の「通電側ＰＷＭサイクル」で構成される。通電側ＰＷＭサイクルの処理は、通常時を含む、停止制御時の最大電流制限を行うために常に必要となる。なお、１相励磁駆動では、ＰＷＭサイクルを使用しない方法が一般的である。
　ＣＰＵ１０１は、通電側ＰＷＭサイクルが開始し、かつ、この象限におけるＰＷＭサイクルの初回のサイクルならば（処理Ｓ７０→Ｙｅｓ）、コイル電流の閾値を設定し（処理Ｓ７１）、処理Ｓ７２に進む。ＣＰＵ１０１は、この象限におけるＰＷＭサイクルの初回のサイクルではないならば（処理Ｓ７０→Ｎｏ）、処理Ｓ７２に進む。
　ＣＰＵ１０１は、コイル電流が閾値を超過したならば（処理Ｓ７２→Ｙｅｓ）、Ｈブリッジ回路２０を低速減衰モードに移行し（処理Ｓ７３）、処理Ｓ７４に進む。
　ＣＰＵ１０１は、コイル電流が閾値を超過していないならば（処理Ｓ７２→Ｎｏ）、処理Ｓ７４に進む。ＣＰＵ１０１は、Ｈブリッジ回路２０が低速減衰モードでないならば（処理Ｓ７４→Ｎｏ）、チャージモードに移行し（処理Ｓ７５）、Ｈブリッジ回路２０が低速減衰モードであれば（処理Ｓ７４→Ｙｅｓ）、通電側ＰＷＭサイクルの終了判定を行う（処理Ｓ７６）。
　ＣＰＵ１０１は、これら処理Ｓ７２～Ｓ７５を、通電側ＰＷＭサイクルが終了するまで繰り返す（処理Ｓ７６→Ｎｏ）。
　図１３は、本実施形態における逆起（非通電）側のＰＷＭサイクルの処理を説明するフローチャートである。逆起側とは、ＰＷＭサイクルのうち非通電側のことをいい、この側でのＰＷＭサイクルの処理は、ＰＷＭ周期毎に実施される。
　ＣＰＵ１０１は、逆起側ＰＷＭサイクルが開始し、かつ、この象限におけるＰＷＭサイクルの初回のサイクルならば（処理Ｓ８０→Ｙｅｓ）、Ｈブリッジ回路２０をフライバック対応モードに移行し（処理Ｓ８１）、処理Ｓ８２に進む。ＣＰＵ１０１は、この象限におけるＰＷＭサイクルの初回のサイクルでないならば（処理Ｓ８０→Ｎｏ）、処理Ｓ８２に進む。
　その後、Ｈブリッジ回路２０は、フライバック対応モードであって（処理Ｓ８２→Ｙｅｓ）、かつ、このフライバック対応モードが終了したならば（処理Ｓ８３→Ｙｅｓ）、逆起電圧モードに移行し（処理Ｓ８４）、その後、処理Ｓ８５に進む。Ｈブリッジ回路２０は、フライバック対応モードでないならば（処理Ｓ８２→Ｙｅｓ）、処理Ｓ８５に進む。Ｈブリッジ回路２０は、フライバック対応モードであり（処理Ｓ８２→Ｙｅｓ）、かつ、このフライバック対応モードが継続しているならば（Ｎｏ）、処理Ｓ８８に進む。
　処理Ｓ８５において、Ｈブリッジ回路２０は、逆起電圧モードでないか（処理Ｓ８５→Ｎｏ）、または逆起電圧モードが終了したならば（処理Ｓ８６→Ｙｅｓ）、フリーモードに移行し（処理Ｓ８７）、処理Ｓ８８に進む。Ｈブリッジ回路２０は、逆起電圧モードであり（処理Ｓ８５→Ｙｅｓ）、かつ逆起電圧モードが継続しているならば（処理Ｓ８６→Ｎｏ）、処理Ｓ８８に進む。
　ＣＰＵ１０１とＨブリッジ回路２０とは、これら処理Ｓ８２～Ｓ８７を、通電側ＰＷＭサイクルが終了するまで繰り返す（処理Ｓ８８→Ｎｏ）。
《各種減速制御方法》
　本実施形態のモータ制御装置１００において、ＣＰＵ１０１は、ステッピングモータ１２０の駆動を停止する際に、算出された減速開始ステップから所望の位置で停止可能な所定回転速度以下に低下するまで、ステップ毎の転流時間の延長制御を行う。具体的にいうと、ＣＰＵ１０１は、ステッピングモータ１２０の駆動を停止する際に、ステッピングモータ１２０の停止位置精度が確保できる速度まで、下記の減速ステップに従って相切替（転流）時間が長くなる減速制御を行い、少ないステップ数で位置精度を確保する。
《時間増加による減速制御方法》
　ＣＰＵ１０１は、減速開始ステップからステッピングモータ１２０が所定回転速度以下になるまで、逆起電圧のゼロクロスに基づいた転流を中止して、ステップ毎の転流時間を長くする制御を行う。具体的にいうと、ＣＰＵ１０１は、減速直前時間の１相励磁の時間を測定し、相切替（転流）時間を徐々に延ばして時間制御することで、モータ回転速度を減速する。この減速方式は、減速ステップ数と時間増加率の調整で位置精度の確保が可能である。時間増加とは、例えば、ステップ毎の転流時間を一定の割合で増加する（例：各ステップで２５％ずつ時間を延ばす）ことが考えられる。これを、以下の式（１）に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　これにより、各ステップの時間は１．２５→１．５６→１．９５→２．４４倍になり、平均速度は８０％→６４％→５１．２％→４１．０％になる。この減速方式によれば、少ないステップ数で、減速開始直後に急峻に速度を低下させ、減速終了直前に緩やかに速度を低下させることができる。
《最終速度指定＋速度減少一定による減速制御方法》
　減速開始ステップ直前における１相励磁の時間を測定して、速度を式（２）で算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　更に、減速ステップ数と最終ステップ時間を指定して、ステップ間の平均速度の減少が一定になるように式（３）で算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　この速度減少を式（４）に代入すると、各ステップにおける速度が算出可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　この減速方式によれば、運動エネルギの主になる速度の指定により、効率的にオーバーランしない設定が可能である。
《最終速度指定＋時間増加一定による減速制御方法》
　各ステップの時間増加比率が一定になるように、減速ステップ数と最終ステップの時間を指定する方法である。この減速制御方法による速度と時間との関係を、図１４に示す。
　この減速制御方法では、減速開始直後の平均速度低下が大きく、減速終了直前の平均速度低下が小さいという特徴がある。
《最終速度指定＋減速度一定による減速制御方法》
　減速度が一定になるように、減速ステップ数と最終ステップの速度を指定する方法である。このとき、速度は時間の一次関数になる。この減速制御方法による速度と時間との関係を、図１５に示す。
《最終速度指定＋速度テーブルによる減速制御方法》
　減速開始ステップ直前の１相励磁の時間を測定し、減速ステップ数と最終ステップ時間を指定して、速度テーブル(台形・Ｓ字、直線部あり・なし)で比率計算した減速度で計算した速度から、転流時間を指定して減速する。この減速方法によれば、減速開始時直後と減速終了直前の速度が緩やかになり、負荷への影響が最も小さくなる。
　上記の減速制御方法に加えて更に、１相励磁のＰＷＭ周期毎のデューティを意図的に徐々に下げるデューティ制御を併用することにより、モータ回転速度を減速してもよい。例えば、デューティを１０％ずつ減らすことで、９０％→８０％→７０％→６０％になる。この場合、逆起電圧のゼロクロスをトリガに転流を行うと、例えば、モータの回転により負荷が増加する場合に、負荷の持ち上げ時に必要な電流が不足する可能性があるため、相切替（転流）時間を徐々に延ばす時間制御を併用するとよい。このデューティ制御による速度の減速への影響は、モータと電圧・負荷により異なる。
（本実施形態の効果）
（１）　ステップ毎の転流時間の延長制御またはステップ間のゼロクロス間隔の延長制御を行うことにより、変動する電圧あるいはモータの回転により変動する負荷に対して、1相励磁かつ位置センサレスで駆動しているモータを停止させた際の停止位置精度を高めることができる。
（２）　本実施形態による減速制御方法によれば、モータの停止位置をオーバーランさせずに、所望の位置で停止させることができる。
（３）　本実施形態による減速制御方法によれば、駆動電圧あるいは負荷によらず、少ないステップ数かつ短時間で、モータの回転停止位置を正確に制御することができる。
（４）　コイル電流が閾値を超過した場合、ＣＰＵ１０１は、ＰＷＭ周期で低速減衰モードを指定する。これにより、コイル電流の減衰を抑制でき、駆動力と保持力は維持できる。また、電磁ノイズの発生を抑制できる。
（５）　コイル電流が閾値を超過した場合に、ＣＰＵ１０１は、チャージモードと低速減衰モードとを繰り返すように制御する。これにより、電流リップルが小さくなる。
（変形例）
　本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）～（ｃ）のようなものがある。
（ａ）　モータの種類は、ステッピングモータに限定されず、ブラシレスＤＣモータも含む。
（ｂ）　コイル電流がモータの駆動と最終的な位置保持に影響のない範囲で、オン・デューティを１００％から徐々に減らして減速することも可能である。なお、オン・デューティとは、ＰＷＭ周期毎のＦＥＴのオン時間のことをいう。
（ｃ）　ＣＰＵ１０１は、停止制御タイマによらず、通電タイマに停止制御値を設定してステップ毎の転流時間の延長制御を行ってもよい。
１００　モータ制御装置
１０１　ＣＰＵ　（制御手段の一例）
１０７　ブリッジ制御部
１１０　ブリッジ制御回路
１１３　ＰＷＭ信号発生器
１１４　比較器
１１５　Ｄ／Ａコンバータ
１１６　電流検出部　（電流検知手段の一例）
１１８　ＢＥＭＦ検出部　（ゼロクロス検知手段の一例）
１２０　ステッピングモータ
１２２ＸＮ，１２２ＸＰ，１２２ＹＮ，１２２ＹＰ　固定子
１２４，１２４Ｘ，１２４Ｙ　固定子巻線　（モータコイルの一例）
１２６　回転子
１３０　上位装置
１４０　直流電源
１４２　アース線
２０，２０Ｘ，２０Ｙ　Ｈブリッジ回路
２，４，６，８，１５，１７　ＦＥＴ
１２，１４，１６，１８　ダイオード
Ｉｃｏｉｌ　電流測定値
Ｉｒｅｆ　電流基準値
ＶＭ　モータ電圧
Ｍｏｕｔ０，Ｍｏｕｔ１，Ｍｏｕｔ２，Ｍｏｕｔ３　接続点
ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１，ＶＭｏｕｔ２，ＶＭｏｕｔ３　電圧
ＭＶｄｄ　電圧
ＩＭｏｕｔ１－０，ＩＭｏｕｔ３－２　コイル電流

Claims (8)

  1. 　モータに設けられたモータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段と、
    　前記モータを１相励磁方式かつ位置センサレスで駆動制御し、前記ゼロクロス検知手段によって検知された前記逆起電圧のゼロクロスに基づいて転流し、駆動電圧と負荷に応じた回転速度によって前記モータの駆動制御を行うと共に、前記モータの駆動を停止する際には、算出された減速開始ステップから所望の位置で停止可能な所定回転速度以下に低下するまで、ステップ毎の転流時間の延長制御を行う制御手段と、
    　を備えるモータ駆動制御装置。
  2. 　前記制御手段は、前記減速開始ステップから前記モータが前記所定回転速度以下になるまで、前記逆起電圧のゼロクロスに基づいた転流を中止して、前記ステップ毎の転流時間を長くする制御を行う、
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  3. 　前記制御手段は、前記ステップ毎の転流時間を一定の割合で増加させる、
    　ことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
  4. 　前記減速開始ステップは、駆動ステップ数と減速ステップ数により算出される、
    　ことを特徴とする請求項１ないし３のうちいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
  5. 　前記モータコイルに接続されたハーフブリッジを組み合わせたＨブリッジ回路と、
    　前記モータコイルに流れるモータ電流を検知する電流検知手段と、を備え、
    　前記制御手段は、前記減速開始ステップから停止するまでの間に、前記電流検知手段によって検知された前記モータ電流が所定の電流値を超過した場合、前記Ｈブリッジ回路に対して、ＰＷＭ周期毎に低速減衰モードを指定する、
    　ことを特徴とする請求項１ないし４のうちいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
  6. 　前記制御手段は、電流制限時の動作モードとして、チャージモードと低速減衰モードとを繰り返させる制御を行う、
    　ことを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動制御装置。
  7. 　前記制御手段は、電流制限時の動作モードとして、ＰＷＭ周期毎のチャージモードと低速減衰モードとの繰り返しの後、貫通防止モード、フライバック対応モード、フリーモードの順で遷移させる、
    　ことを特徴とする請求項６に記載のモータ駆動制御装置。
  8. 　モータに設けられたモータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知し、
    　前記モータを１相励磁方式かつ位置センサレスで駆動制御し、検知された前記逆起電圧のゼロクロスに基づいて転流し、駆動電圧と負荷に応じた回転速度によって前記モータの駆動制御を行うと共に、前記モータの駆動を停止する際には、算出された減速開始ステップから所望の位置で停止可能な所定回転速度以下に低下するまで、ステップ毎の転流時間の延長制御を行う、
    　ことを特徴とするモータ駆動制御方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113763996A (zh) * 2020-06-05 2021-12-07 株式会社东芝 磁盘装置

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7158910B2 (ja) 2018-06-20 2022-10-24 ミネベアミツミ株式会社 ステッピングモータの制御装置及びステッピングモータの制御方法
DE102018126954A1 (de) 2018-10-29 2020-04-30 Trinamic Motion Control Gmbh & Co. Kg Verfahren und Schaltungsanordnung zur sensorlosen Lasterfassung bei Schrittmotoren
US10824130B2 (en) 2019-01-31 2020-11-03 Texas Instruments Incorporated Stepper motor
GB2582612B (en) 2019-03-28 2021-10-13 Dyson Technology Ltd A method of determining a position of a rotor of a brushless permanent magnet motor
JP7269824B2 (ja) * 2019-08-07 2023-05-09 ミネベアミツミ株式会社 モータ駆動制御装置、モータユニット、およびモータ駆動制御方法
CN112087171B (zh) * 2020-08-26 2022-02-11 湖南英迈智能科技有限公司 电流平滑方法及装置
JP7724702B2 (ja) * 2021-12-03 2025-08-18 ミネベアミツミ株式会社 モータ駆動制御装置、モータユニット、およびモータ駆動制御方法
DE102022107474A1 (de) 2022-03-30 2023-10-05 Audi Aktiengesellschaft Endpositionserkennung von Aktuatoren
JP2023173629A (ja) * 2022-05-26 2023-12-07 ミネベアミツミ株式会社 モータ駆動制御装置、モータユニット、およびモータ駆動制御方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5793168A (en) * 1996-08-23 1998-08-11 Micro Linear Corporation Active deceleration circuit for a brushless DC motor
JP2011139582A (ja) * 2009-12-28 2011-07-14 Sanyo Electric Co Ltd モータ駆動回路
US20120098473A1 (en) * 2007-07-26 2012-04-26 Radek Georgiev Nachev Method for control of synchronous electrical motors
JP2013102656A (ja) * 2011-11-10 2013-05-23 Panasonic Corp インバータ制御装置と電動圧縮機および電気機器
US20140217939A1 (en) * 2011-10-05 2014-08-07 Sang-hyun Lee Apparatus and method of decreasing speed of sensorless brush less direct current (bldc) motor

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005229743A (ja) 2004-02-13 2005-08-25 Mitsubishi Material Cmi Kk ステッピングモータの制御方法
CN106452224B (zh) * 2016-10-31 2019-04-23 合肥杰发科技有限公司 用于电机的控制芯片、控制系统及控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5793168A (en) * 1996-08-23 1998-08-11 Micro Linear Corporation Active deceleration circuit for a brushless DC motor
US20120098473A1 (en) * 2007-07-26 2012-04-26 Radek Georgiev Nachev Method for control of synchronous electrical motors
JP2011139582A (ja) * 2009-12-28 2011-07-14 Sanyo Electric Co Ltd モータ駆動回路
US20140217939A1 (en) * 2011-10-05 2014-08-07 Sang-hyun Lee Apparatus and method of decreasing speed of sensorless brush less direct current (bldc) motor
JP2013102656A (ja) * 2011-11-10 2013-05-23 Panasonic Corp インバータ制御装置と電動圧縮機および電気機器

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113763996A (zh) * 2020-06-05 2021-12-07 株式会社东芝 磁盘装置
CN113763996B (zh) * 2020-06-05 2023-03-31 株式会社东芝 磁盘装置

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