WO2017221321A1 - インダクタ - Google Patents
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Definitions
- the present invention provides an inductor using a substrate as a base material, wherein the core part and the coil part, the insulating part formed between the conductors of the coil part, and the core part and the coil part are provided outside. And a terminal portion to be connected.
- the main direction of the magnetic field generated according to the current flowing through the coil portion is the plane direction of the substrate.
- both the width and thickness of the rectangular cross-sectional area of the coil part are set larger than the width of the insulating part.
- FIG. 7 is a cross-sectional view showing a plating process of a method for manufacturing a power inductor in Example 3.
- FIG. 6 is a cross-sectional view showing a coil part pattern forming process of a method for manufacturing a power inductor in Example 3.
- FIG. 6 is a cross-sectional view showing an etching process of a method for manufacturing a power inductor in Example 3.
- FIG. 7 is a cross-sectional view showing an insulating film forming process in a method for manufacturing a power inductor in Example 3.
- FIG. 6 is a cross-sectional view showing a coil part pattern forming process of a method for manufacturing a power inductor in Example 3.
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- FIG. 6 is a cross-sectional view showing an etching process of a method for manufacturing a power inductor in Example 3.
- the coil part inter-turn gap 5 is formed between the conductors 40 of the coil part 4.
- the coil part turn gap 5 insulates the adjacent conductors 40.
- the inter-turn gap 5 is filled with a silicon oxide film (not shown).
- the oblique element portion 5n is a portion where the adjacent conductors 40 are connected by being offset in the X-axis direction.
- the electrode part 6 (for example, copper) and the electrode part 7 (for example, copper) connect the core part 3 and the coil part 4 to the outside.
- the electrode part 6 connects the core part 3 and the coil part 4 to a battery (not shown) via the winding start part S of the coil part 4.
- the electrode unit 7 connects the core unit 3 and the coil unit 4 to an inverter (not shown) via the winding end E of the coil unit 4.
- Power inductors are used in power converters and are often used for the purpose of storing energy or maintaining current, and are characterized by a large amount of current flowing compared to a circuit for communication. That is, it is important that the power inductor has a large current capacity while having a function as an inductor.
- a conductive wire with an insulating film is wound around a magnetic core.
- the printed coil portion used for communication does not involve a change in shape during manufacturing because the coil portion is formed using photolithography instead of winding a conducting wire. Therefore, it is not necessary to provide a redundant film thickness for the required withstand voltage.
- a silicon oxide film or the like can be easily provided with a uniform film and has high reliability.
- both the width w and the thickness t of the rectangular cross-sectional area S1 of the coil part 4 are set larger than the width d of the gap 5 between the coil part turns. That is, the width d of the inter-turn gap 5 is set smaller than both the width w and the thickness t of the square cross-sectional area S1. For this reason, it becomes possible to make small the space where magnetic flux leaks. As a result, the inductance can be improved without increasing the magnetic flux density.
- the rectangular cross-sectional area S1 of the coil part 4 is wide in the X-axis direction, the resistance value of the coil part 4 can be effectively reduced. For this reason, it becomes possible to improve the current capacity of the power inductor 1A. As a result, both improvement in inductance and improvement in current density can be achieved.
- the width w of the rectangular cross-sectional area S1 of the coil portion 4 is set larger than the thickness t of the rectangular cross-sectional area S1 of the coil portion 4. That is, the rectangular cross-sectional area S1 of the coil portion 4 is long in the X-axis direction and short in the Y-axis direction. Therefore, a wide square cross-sectional area S1 can be secured while securing a wide cross-sectional area of the interlinkage magnetic flux generated by the coil section 4 (cross-sectional area S2 in the Y direction shown in FIG. 1).
- the main direction (X-axis direction) of the magnetic field generated according to the current flowing in the coil part (coil part 4) is the plane direction (X-axis direction) of the substrate (substrate 2), In at least a part of the coil part (coil part 4), both the width (width w) and thickness (thickness t) of the square cross-sectional area (square cross-sectional area S1) of the coil part (coil part 4) It is set larger than the width (width
- FIG. 3 shows the overall configuration of the power inductor in the second embodiment. The overall configuration will be described below with reference to FIG.
- the coil part inter-turn gap 5 has a width d in the Z-axis direction as in the first embodiment.
- the oblique element portions 5 n of the coil portions 4 ⁇ / b> A, 4 ⁇ / b> C, 4 ⁇ / b> E, and 4 ⁇ / b> G have the width d ′ (d> d ′) as in the first embodiment.
- the slanting element portion 5n of the coil portions 4B, 4D, 4F, and 4H also has a width d '(d> d').
- the operation of the power inductor 1B according to the second embodiment will be described by being divided into “adjustment of magnetic permeability of the entire magnetic path”, “BH curve inclination relaxation operation”, and “characteristic operation of the power inductor 1B”.
- the end portions 4e of the coil portion 4A and the coil portion 4H are coupled to each other by the terminal ferrite core 3E without any magnetic flux leakage.
- the magnetic flux generated according to the energized current in each of the coil portions 4A to 4H forms a closed loop.
- the “loop” refers to a series of magnetic fluxes formed by the ferrite cores 3 and the coil portions 4A to 4H.
- a “closed loop” refers to a state in which a series of magnetic flux flows are closed without being released.
- a curve B indicated by a broken line shows BH when the ferrite core 3 is arranged in a portion connecting the end portions 4e of the coil portions 4A to 4H and a portion slightly entering the inside of the coil portion from the end portion 4e. It is a curve.
- a curve C indicated by a dotted line is a BH curve when the ferrite core 3 is disposed at a portion connecting the end portions 4e of the coil portions 4A to 4H.
- a straight line D indicated by a one-dot chain line is a straight line when the ferrite core 3 is not disposed in any of the coil portions 4A to 4H. The slope m of this straight line is the vacuum permeability ⁇ 0 .
- the curve B is aimed at a point X (H X , B X ) on the curve where the magnetic field H follows the route from plus to minus.
- This magnetic flux density B X does not reach the saturation magnetic flux density Bs (B X ⁇ Bs).
- I X alpha magnetic field H X
- magnetic fluxes generated according to currents flowing through the coil portions 4A to 4H having different main directions of magnetic fields generated according to currents are coupled in series between the coil portions 4A to 4H. That is, the number of turns (N) of the series-connected coil portions 4A to 4H that are magnetically coupled increases. Therefore, the inductance can be improved without increasing the magnetic flux density.
- the inside of each of the coil portions 4A to 4H other than the end portion including a part of each ferrite core 3 is filled with a nonmagnetic material (for example, air). For this reason, the magnetic permeability inside each of the coil portions 4A to 4H, in which the magnetic flux is structurally difficult to leak compared to the end portion, can be reduced. Thereby, the magnetic permeability of the whole magnetic path can be lowered and magnetic saturation can be avoided.
- Example 3 is an example in which an outer layer coil part is disposed on an outer layer of the coil part via an insulating part.
- Each ferrite core 3 links the magnetic fluxes generated by the coil portions 4A to 4F and the outer layer coil portions 8A to 8F while meandering.
- Each ferrite core 3 is disposed between the coil portions 4A to 4F and serves as a magnetic path connecting the coil portions 4A to 4F.
- the ferrite core 3 that connects the winding end portion E of the coil portion 4H and the winding start portion S of the coil portion 4A is referred to as a termination ferrite core 3E.
- a photoresist 11 is applied to the upper surface 10U of the conductor 10 in which the through hole H is filled in the plating step.
- a coil pattern (not shown) is formed in portions corresponding to the upper surface portion 40 ⁇ / b> U of the conductor 40 and the thickness direction portion 80 ⁇ / b> T of the conductor 80.
- a coil pattern (not shown) is formed on the upper surface 13U of the conductor 13 by etching using the coil pattern (not shown) formed in the third upper surface pattern forming step. Transcript.
- the upper surface 2U of the substrate 2 is exposed as in FIG. 7C.
- an upper surface portion 80U of the conductor 80 as shown in FIG. 7I is completed.
- the number (4) of conductors 80 in the outer layer coil portions 8A to 8F is smaller than the number (11) of conductors 40 in each of the coil portions 4A to 4F. That is, the number of coil part turn gaps 9 is smaller than that of the coil part turn gaps 5. For this reason, the number of the turns between the outer layer coil portions 8A to 8F decreases while the leakage flux from the coil portion turn gap 5 is reduced by the conductor 80 of the outer layer coil portions 8A to 8F. Thereby, the leakage magnetic flux as the whole power inductor 1C reduces. Therefore, a high inductance can be obtained in the power inductor 1C.
- the gap 9 between the coil turns is formed between the conductors 80 of the outer layer coil portions 8A to 8F.
- the number (4) of conductors 80 in each of the outer layer coil portions 8A to 8F is smaller than the number (11) of conductors 40 in each of the coil portions 4A to 4F.
- the coil portions 4A to 4F are connected in series via the winding start portion S.
- the outer layer coil portions are also connected in series via the same winding start portion S.
- the coil portions 4A to 4F connected in series and the outer layer coil portions 8A to 8F connected in series are connected in parallel.
- the current that has finished flowing through the coil portion 4A and the current that has finished flowing through the outer layer coil portion 8A once merge at the winding start portion S of the coil portion 4B and the outer layer coil portion 8B, and then branch again.
- the current flowing into the coil part 4B side flows through the coil part 4B clockwise with respect to the X-axis direction.
- the current flowing into the outer layer coil portion 8B also flows through the outer layer coil portion 8B in the clockwise direction with respect to the X-axis direction. For this reason, the main direction (+ X direction) of the magnetic field generated by the coil unit 4B is the same as the main direction (+ X direction) of the magnetic field generated by the outer layer coil unit 8B.
- the operation of the power inductor 1D according to the fourth embodiment will be described by dividing it into “a heat generating amount dispersion operation” and “a characteristic operation in the power inductor 1D”.
- the coil portions 4A to 4F connected in series and the outer layer coil portions 8A to 8F connected in series are connected in parallel. That is, current flows uniformly in each of the coil portions 4A to 4F and the outer layer coil portions 8A to 8F. Therefore, in the power inductor 1D, the current density that can be energized can be improved.
- the coil cross-sectional areas of the outer layer coil portions 8A to 8F are smaller than the coil cross-sectional areas of the coil portions 4A to 4F. Therefore, the current of the switching frequency component flows uniformly in the coil portions 4A to 4F and the outer layer coil portions 8A to 8F. As a result, the heating values of the coil portions 4A to 4F and the outer layer coil portions 8A to 8F are dispersed. Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
- the inductor in the fifth embodiment is applied to a power inductor (an example of an inductor) connected to an inverter of a motor generator.
- a power inductor an example of an inductor
- the configuration of the power inductor according to the fifth embodiment will be described by being divided into “overall configuration” and “dimension configuration”.
- the power inductor 1E according to the fifth embodiment is obtained by forming a coil portion serving as a basic component on a base material as in the first embodiment.
- the power inductor 1E is an inductor using the substrate 2 for silicon (base material).
- the power inductor 1E includes a plurality of ferrite cores 3 (core portions), a plurality of coil portions 4A to 4F (for example, copper), a coil portion turn gap 5 (insulating portion), and an electrode portion 6 (terminal portion). And electrode part 7 (terminal part).
- a winding start portion S in FIG. 9 indicates the winding start portion S of each of the coil portions 4A to 4F.
- the winding end portion E indicates the winding end portion E of each of the coil portions 4A to 4F.
- the substrate 2 serves as a support for supporting each ferrite core 3, each coil part 4A to 4H, electrode part 6 and electrode part 7.
- the substrate 2 has a rectangular outer shape.
- Each coil unit 4A to 4F generates a magnetic flux in accordance with an energized current.
- the coil portions 4A to 4F are formed on the plane of the substrate 2 so as to be aligned in the Y-axis direction.
- the coil portions 4A to 4F are connected in series.
- Input / output of current to / from each of the coil units 4A to 4F is performed from the electrode unit 6 and the electrode unit 7. That is, the current input from the electrode unit 6 through the winding start portion S of the coil unit 4A flows through the coil units 4A to 4F, and then externally from the electrode unit 7 through the winding end portion E of the coil unit 4F. Is output.
- the coil units 4B, 4D, and 4F and the coil units 4A, 4C, 4E, and 4G have different main directions of the magnetic field generated according to the current. That is, the main direction of the magnetic field generated in the coil portions 4B, 4D, and 4F is the + X direction. The main direction of the magnetic field generated in the coil portions 4A, 4C, and 4E is the ⁇ X direction.
- the coil portions 4A to 4F have the width w of the square cross-sectional area S1 as in the first embodiment.
- Each of the coil portions 4A to 4F has the thickness t of the square cross-sectional area S1 as in the first embodiment.
- the width w of the square cross-sectional area S1 is set larger than the thickness t of the square cross-sectional area S1, as in the first embodiment.
- the coil part inter-turn gap 5 has a width d in the Z-axis direction as in the first embodiment.
- the diagonal element portion 5 n connected by offsetting the conductors 40 of the coil portions 4 ⁇ / b> A, 4 ⁇ / b> C, 4 ⁇ / b> E in the X-axis direction has a width d ′ as in the first embodiment (d> d ').
- the slanted element portion 5n in which the conductors 40 of the coil portions 4B, 4D, and 4F are offset in the X-axis direction also has a width d ′ (d> d ′).
- both the width w and the thickness t of the rectangular cross-sectional area S1 of each coil portion 4A to 4F are the width d of the gap 5 between the coil portion turns, as in the first embodiment. Is set larger than. That is, the upper limit value of the width w is set to a value that can suppress the resistance value of each of the coil portions 4A to 4F to a desired value or less. The lower limit value of the width w is set to a value larger than the width d of the gap 5 between the coil part turns. The upper limit value of the thickness t is set to a value that can suppress the amount of leakage magnetic flux below a desired value. The lower limit value of the thickness t is set to a value larger than the width d of the gap 5 between the coil part turns.
- the cross-sectional area of the coil portion at the center portion of the power inductor substrate is made larger than the outer peripheral portion of the inductor substrate. Specifically, the coil section cross-sectional area is increased toward the center of the substrate, and the area where the magnetic flux links is not changed. That is, as shown in FIG. 9, the relationship is w3>w2> w1, and the turn number density (N / l) decreases toward the center. With this structure, it is possible to reduce the amount of heat generated in the central portion of the inductor substrate, where the temperature is relatively high, as compared with the outer peripheral portion.
- the width w of the rectangular cross-sectional area S1 of the coil portion 4D is set to be larger as it approaches the center of the substrate 2 in the + X direction (w3>w2> w1). That is, the turn number density (N / l) decreases toward the center of the substrate 2 due to the magnitude relationship of w3>w2> w1. For this reason, it becomes possible to reduce the calorific value in the center part of the board
- the inductor according to the present invention has been described based on the first to fifth embodiments.
- the specific configuration is not limited to these embodiments, and the invention according to each claim of the claims. Design changes and additions are permitted without departing from the gist of the present invention.
- Examples 1 to 5 show examples in which the coil portion is copper. Moreover, in Example 3 and Example 4, the example which uses an outer layer coil part as copper was shown. However, it is not limited to this.
- the coil portion and the outer layer coil portion may be made of a metal such as silver, gold, or aluminum. In short, any metal having a relatively high conductivity may be used.
- Examples 1 to 5 show examples in which the base material is silicon.
- the base material may be made of ferrite and glass epoxy.
- ferrite is used as the base material, the portion that is filled with the magnetic material is increased, so that the leakage flux is reduced and high inductance is obtained.
- the base material is made of glass epoxy, the inductor can be manufactured at low cost because it can be manufactured using the same apparatus as the printed board.
- Examples 1 to 5 an example in which a gap between turns of a coil part is filled with a silicon oxide film for insulation is shown.
- the gap between the coil part turns may be insulated by filling with silicon as a base material and a silicon oxide film.
- the coil part turn gap may be filled with an insulating material.
- Examples 1 to 5 show examples in which the width w of the rectangular cross-sectional area S1 of the coil portion is set larger than the thickness t of the rectangular cross-sectional area S1 (w> t). However, it is not limited to this.
- the width w of the rectangular cross-sectional area S1 of the coil part may be set to be twice or more the thickness t of the rectangular cross-sectional area S1 of the coil part (w ⁇ 2t).
- the turn number density (N / l) is sacrificed by increasing w, if the turn number density (N / l) is increased too much, magnetic saturation occurs, and the magnetic flux density of the core reaches the saturation magnetic flux density. That is, even if the turn number density (N / l) is sacrificed, an effect that the magnetic flux density of the core can be suppressed to a desired value equal to or lower than the saturation magnetic flux density can be obtained.
- Example 2 shows an example in which the gap G is filled with a nonmagnetic material such as air.
- the gap G may be filled with a member having a relative permeability of 10 or less.
- the gap G only needs to be filled with a member having a relatively low magnetic permeability.
- the magnetic permeability of the entire magnetic path is adjusted by reducing the magnetic permeability in the back part of the coil part 4A to 4H rather than the end part 4e.
- a ferrite core in which particles of a magnetic material are sintered via an insulating layer is placed in a part of the inside of the coil portions 4A to 4H other than the end portion 4e within a range where magnetic saturation does not occur, and the entire magnetic path
- the magnetic permeability may be adjusted.
- it is only necessary that a core having a relative permeability of 100 or more is placed in a part inside the coil portions 4A to 4H other than the end portion 4e.
- the base material at this time may be a printed circuit board material such as a Si substrate or FR4. Moreover, you may use a ferrite-type magnetic substrate etc. by using the processing method which leaves a core part.
- FR (Flame Retardant Type) 4 refers to a material obtained by impregnating a glass fiber cloth with an epoxy resin and applying a thermosetting treatment to form a plate.
- Example 2 shows an example in which the conductor 13 is formed on the upper surface 80 Tu and the upper surface 2U of the substrate 2 by the CVD method (see FIG. 7G).
- Example 2 an example in which the conductor 14 is formed on the lower surface 80Td and the lower surface 2D of the substrate 2 by the CVD method is shown (see FIG. 7P).
- a known means such as a sputtering method or a vacuum evaporation method may be used as a film forming method.
- Embodiments 1 to 5 show examples in which the inductor of the present invention is applied to an inverter used as an AC / DC converter of a motor generator.
- the inductor of the present invention can be applied to various power conversion devices other than the inverter.
Landscapes
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Abstract
Description
ここで、「ギャップ」とは、隣り合う導体間の距離をいう。「コイル密度」とは、コイルの断面積に対して導体の断面積が占める割合をいう。「電流容量」とは、単位面積当たりの電流をいい、例えば、電流をコイルの断面積で除した値を示す。「磁束」とは、コイル1巻を貫く磁力線の本数をいう。「鎖交」とは、磁束とコイルとが、鎖と鎖が繋がるような関係にあることをいう。「鎖交磁束」とは、コイルの巻き数がN(1以上の整数)巻きであるとすると、N巻きのコイル部全体を貫く磁力線の本数をいう。「電流密度」とは、単位面積に垂直な方向に単位時間に流れる電気量(電荷)のことをいう。
実施例1におけるインダクタは、車両の走行用駆動源となるモータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例1におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」に分けて説明する。
図1は実施例1におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図1に基づいて、全体構成を説明する。
ここで、「磁路」とは、コイル部4に流れる電流に応じて生成される磁束の通り道である。
ここで、「磁界」とは、磁気がはたらく空間の状態をいう。「磁気」とは、鉄片を引き付けたり方位を指したりする、磁石に特有な物理的性質をいう。「平面方向」とは、XY軸方向を意味する。「漏れ磁束」とは、基板2の内部2iからコイル部ターン間ギャップ5を介してパワーインダクタ1Aの外部に漏れ出る磁束を意味する。
図2は実施例1におけるパワーインダクタの寸法構成を示す断面図である。以下、図2に基づいて、寸法構成を説明する。
ここで、「オフセット」とは、導体40をコイル部4の軸線に沿う方向に移行させながら螺旋状に巻くときの導体40間のギャップを意味する。
実施例1のパワーインダクタ1Aにおける作用を、「磁気飽和の発生メカニズム」、「パワーインダクタ1Aにおける特徴作用」に分けて説明する。
例えば、パワーインダクタにおいては、一般的な通信用プリントコイル部と比較して大きな電流が流れるため、発生する磁界も大きい。磁性体コアを用いる場合には、磁気飽和の発生により、コアの飽和磁束密度に到達しやすい、という課題がある。以下、磁気飽和の発生メカニズムを説明する。
ここで、「磁気飽和」とは、磁性体に外部から磁界を加え、それ以上外部から磁界を加えても磁化の強さが増加しない状態をいう。「飽和磁束密度」とは、磁気飽和が発生した状態における磁束密度である。「磁束密度」とは、磁束の単位面積当たりの面密度である。
電力変換器に用いられる半導体デバイスが高速応答するようになると、電力変換器のスイッチング周波数が高くなり、インダクタに流れる電流の基本波周波数も高くなる。このため、表皮効果による導線内の電流密度分布が顕著になり、コイル部の抵抗損失が増大する、という課題が生じる。この課題に対しては、絶縁皮膜を施した極細導線を束ねたリッツ線を用いることで、電流密度分布を抑制する方法が取られている。
ここで、「表皮効果」とは、交流電流が導体を流れるとき、電流密度が導体の表面で高く、表面から離れると低くなる現象のことである。
ここで、「N」とは、直列に接続されるコイル部のターン数である。「μ」とは、磁路の透磁率である。「S」とは、コイル部によりコアが囲まれる断面積である。「N/l」とは、単位長さ当たりの巻き数、即ち、ターン数密度である。また、この式(1)を導出する過程で用いる磁束密度Bは以下の式(2)で表すことができる。
ここで、「I」とは、コイル部に通電される電流である。「H」は、Iによってソレノイドコイル部内に生じる磁界である。一般的に、磁性体を用いた場合、その材料に応じた飽和磁束密度が存在し、電流を増やしても、磁束密度は増加しなくなる領域がある。
上記の式(2)からわかるように、パワーインダクタにおいてはIが大きいため、従来と同じN/lではすぐに磁気飽和してしまう。磁束密度を増やさずにインダクタンスを増やすためには、磁路の透磁率とターン数密度を必要な電流を通電した際にも、飽和磁束密度以下になるよう調整するのが有効である。即ち、ターン数と、コイル部によりコアが囲まれる面積と、を増やすのが有効である。
即ち、コイル部ターン間ギャップ5の幅dが、方形状断面積S1の幅wと厚みtの両方よりも小さく設定される。このため、磁束が漏れるスペースを小さくすることが可能となる。これにより、磁束密度を増やさずにインダクタンスを向上できる。また、コイル部4の方形状断面積S1がX軸方向に広い構造なので、コイル部4の抵抗値を効果的に下げることが可能となる。このため、パワーインダクタ1Aの電流容量を向上させることが可能となる。
その結果、インダクタンスの向上と、電流密度の向上と、を両立できる。
即ち、コイル部4の全ての領域において、磁束が漏れるスペースを小さく、且つ、コイル部4の方形状断面積S1をX軸方向に広い構造とすることが可能となる。このため、インダクタンスと電流密度とを向上できる領域が、コイル部4の全ての領域に及ぶことになる。
従って、コイル部4のより広い範囲で、インダクタンスの向上と、電流密度の向上と、を両立できる。
即ち、コイル部4の方形状断面積S1がX軸方向に長く、Y軸方向に短い形状となる。
従って、コイル部4が生成する鎖交磁束の断面積(図1に示すY方向の断面積S2)を広く確保しながら、方形状断面積S1を広く確保することができる。
即ち、母材は、半導体材料として一般的なシリコンで構成される。このため、パワーインダクタ1Aを、既存の半導体製造装置を用いて製造できる。
従って、パワーインダクタ1Aを安価に製造できる。
実施例1におけるパワーインダクタ1Aにあっては、下記に列挙する効果が得られる。
コア部(コア部3)及びコイル部(コイル部4)と、コイル部(コイル部4)の導体(導体40)間に形成される絶縁部(コイル部ターン間ギャップ5)と、コア部(コア部3)及びコイル部(コイル部4)を外部に接続する端子部(電極部6及び電極部7)と、を備え、
コイル部(コイル部4)に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向(X軸方向)は、基板(基板2)の平面方向(X軸方向)であり、
コイル部(コイル部4)の少なくとも一部では、コイル部(コイル部4)の方形状断面積(方形状断面積S1)の幅(幅w)と厚み(厚みt)の両方を、絶縁部(コイル部ターン間ギャップ5)の幅(幅d)よりも大きく設定する(図2)。
このため、インダクタンスの向上と、電流密度の向上と、を両立できる半導体装置(パワーインダクタ1A)を提供することができる。
このため、(1)の効果に加え、コイル部(コイル部4)のより広い範囲で、インダクタンスの向上と、電流密度の向上と、を両立できる。
このため、(1)及び(2)の効果に加え、コイル部(コイル部4)が生成する鎖交磁束の断面積(Y方向の断面積S2)を広く確保しながら、方形状断面積(方形状断面積S1)を広く確保することができる。
このため、(1)~(3)の効果に加え、パワーインダクタ1Aを安価に製造できる。
実施例2におけるインダクタは、実施例1と同様に、モータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例2におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」に分けて説明する。
図3は実施例2におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図3に基づいて、全体構成を説明する。
ここで、「ギャップG」とは、フェライトコア3よりも透磁率の小さい部材(例えば空気などの非磁性体)で埋められたエリアを意味する。「非磁性体」とは、強磁性体でない物質のことをいう。「強磁性体」とは、鉄、コバルト、ニッケル又はこれらの合金、フェライトなど、外部の磁場により磁石になりやすい物質をいい、比較的透磁率が高い物質のことをいう。
以下、図3に基づいて、寸法構成を説明する。
実施例2のパワーインダクタ1Bにおける作用を、「磁路全体の透磁率の調整作用」、「B-Hカーブの傾き緩和作用」、「パワーインダクタ1Bにおける特徴作用」に分けて説明する。
コイル部4Aとコイル部4Hの端部4e同士は、終端フェライトコア3Eにより磁束漏れの無い状態で結合される。この結合により、各コイル部4A~4Hにおいて、通電される電流に応じて生成される磁束は、閉じたループを形成する。
ここで、「ループ」とは、各フェライトコア3及び各コイル部4A~4Hにより形成された磁束の一連の流れをいう。「閉じたループ」とは、磁束の一連の流れが開放されずに閉じた状態をいう。
図4は、B-Hカーブを示す説明図である。以下、図4に基づいて、B-Hカーブの傾き緩和作用を説明する。図4において、横軸は磁界Hであり、縦軸は磁束密度Bである。
図中の実線で示すカーブAは、各コイル部4A~4Hの端部4e同士を繋ぐ部分と、各コイル部4A~4Hの内部の全体と、にフェライトコアを配置したときのB-Hカーブである。破線で示すカーブBは、各コイル部4A~4Hの端部4e同士を繋ぐ部分と、端部4eよりもコイル部内部に少し入り込んだ部分と、にフェライトコア3を配置したときのB-Hカーブである。点線で示すカーブCは、各コイル部4A~4Hの端部4e同士を繋ぐ部分にフェライトコア3を配置したときのB-Hカーブである。一点鎖線で示す直線Dは、各コイル部4A~4Hの何れにもフェライトコア3を配置していないときの直線である。この直線の傾きmは、真空の透磁率μ0である。
実施例2では、基板2のY軸方向に並んで形成された各コイル部4A~4Hに流れる電流に応じて発生する磁束は、各コイル部4A~4Hの内部で直列に結合している。
即ち、コイル部4Aで発生する磁束は、各フェライトコア3により蛇行しながら他のコイル部4B~4Hの内部を鎖交する。このため、各コイル部4A~4H同士が磁気的にも直列に結合される。これにより、限られた基板2の寸法の中でも、直列に接続される各コイル部4A~4Hのターン数(N)を多く確保できる。つまり、限られた面積でターン数密度(N/l)の低いコイル部セグメント(コイル部を設ける領域)を用いる場合においても、各コイル部4A~4Hのターン数を増やすことができる。
従って、磁束密度の低下と、インダクタンスの向上と、を両立することができる。
即ち、磁気的に結合している直列に接続されたコイル部4A~4Hのターン数(N)が増える。
従って、磁束密度を増やさずに、インダクタンスを向上できる。
加えて、各フェライトコア3の一部を内包する端部以外の各コイル部4A~4Hの内部は、非磁性体(例えば、空気)で満たされている。このため、端部に比べ、構造的に磁束が漏れにくい各コイル部4A~4Hの内部の透磁率を下げることができる。これにより、磁路全体の透磁率を下げ、磁気飽和を回避することができる。
即ち、各コイル部4A~4H同士が離れていても、各フェライトコア3によって磁気的に直列結合される。このため、直列結合された各コイル部4A~4Hのターン数が増加する。
従って、パワーインダクタ1Bにおいて高いインダクタンスを得ることができる。
なお、他の作用は、実施例1と同様であるので、説明を省略する。
実施例2におけるパワーインダクタ1Bにあっては、下記の効果が得られる。
複数のコイル部(コイル部4A~4H)は、基板(基板2)の平面方向に並んで形成され、
複数のコイル部(コイル部4A~4H)に流れる電流に応じて発生する磁束は、複数のコイル部(コイル部4A~4H)の内部で直列に結合している(図3)。
このため、上記(1)~(4)の効果に加え、磁束密度の低下と、インダクタンスの向上と、を両立することができる。
複数のコイル部(コイル部4A~4H)に流れる電流に応じて発生する磁束は、複数のコイル部(コイル部4A~4H)間で直列に結合している(図3)。
このため、上記(1)~(5)の効果に加え、磁束密度を増やさずに、インダクタンスを向上できる。
このため、上記(1)~(6)の効果に加え、インダクタ(パワーインダクタ1B)において高いインダクタンスを得ることができる。
実施例3におけるインダクタは、実施例1と同様に、モータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例3におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」、「接続構成」、「製造方法」に分けて説明する。
図5は実施例3におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図5に基づいて、全体構成を説明する。
以下、図5に基づいて、寸法構成を説明する。
図6は実施例3におけるコイル部及び外層コイル部の接続構成を示す。以下、図6に基づいて、接続構成を説明する。図6のコイル部断面内部に示す記号は、コイル部によって発生する磁束の向きである。この向きは、隣接するコイル部毎に逆向きになっている。
図7A~図7Sは実施例3におけるパワーインダクタの製造方法を示す。以下、図7A~図7Sに基づいて、実施例3におけるパワーインダクタ1Cの製造方法を構成する工程を説明する。上面コイル部形成処理で基板上面側の導体40及び導体80が形成され、続いて、下面コイル部形成処理で基板下面側の導体40及び導体80が形成される。これらの処理では、母材に、コイル部の基板厚み方向となる貫通穴が形成され、貫通穴を導電体メッキで埋め、基板の上下両面をフォトリソグラフィを用いて加工し、インダクタを形成する。この形成によれば、基板厚み方向にも多くの導体を埋め込むことができるため、漏れ磁束低減と電流密度向上を両立できる。
上面コイル部形成処理では、まず、図7Aに示すように、導体40及び導体80の基板2の厚み方向部位が形成される貫通穴Hを開ける。続いて、メッキ工程では、その表面が不図示のシリコン酸化膜で覆われた基板2に、メッキ法により貫通穴Hを導電体10で埋める。
続いて、第1下面パターン形成工程では、図7Kに示すように、第2上面絶縁膜形成工程にて絶縁膜14が成膜された基板2下面側の導電体10の下面10Dに、フォトレジスト11を塗布する。そして、フォトレジスト11において、導体40の下面部位40Dと、導体80の厚み方向部位80Tと、に対応する部分に不図示のコイルパターンを形成する。
実施例3では、外層コイル部8A~8Fに流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向は、コイル部に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向と同じである。
即ち、コイル部を2層にすることで、ターン数密度(N/l)が増加する。
従って、コイル部が1層の場合と比べて、高いインダクタンスを得ることができる。
即ち、コイル部4A~4Fにより発生する磁束が漏れる経路(漏れ磁束経路)となるコイル部ターン間ギャップ5は、外層コイル部8A~8Fの導体80により塞がれる形状となっている。
従って、コイル部ターン間ギャップ5からの漏れ磁束を低減することができるので、高いインダクタンスを得ることができる。
即ち、コイル部ターン間ギャップ9の数は、コイル部ターン間ギャップ5と比べて減少する。このため、外層コイル部8A~8Fの導体80によりコイル部ターン間ギャップ5からの漏れ磁束を低減しつつ、外層コイル部8A~8Fのターン間の数が減少する。これにより、パワーインダクタ1C全体としての漏れ磁束が低減する。
従って、パワーインダクタ1Cにおいて高いインダクタンスを得ることができる。
即ち、各外層コイル部8A~8Fで発生する磁束と、各コイル部4A~4Fとを、各外層コイル部8A~8F及び各コイル部4A~4Fを介して鎖交させることが可能となる。これにより、コイル部内に磁性体が無い場合でも、磁束の漏れを抑制できる。
従って、コイル部内の透磁率が低く、コイル部ターン間ギャップ5から磁束が漏れやすい構造の場合でも、磁束の漏れを抑制できる。
加えて、コイル部と外層コイル部が直列接続され、接続部が一端にあることから、複数のコイル部との接続も容易になるため、インダクタンス密度を向上できる。
なお、他の作用は、実施例1と同様であるので、説明を省略する。
実施例3におけるパワーインダクタ1Cにあっては、下記の効果が得られる。
外層コイル部(外層コイル部8A~8F)に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向は、コイル部(コイル部4A~4F)に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向と同じである(図6)。
このため、上記(1)~(7)の効果に加え、コイル部が1層の場合と比べて、高いインダクタンスを得ることができる。
このため、上記(1)~(8)の効果に加え、絶縁部(コイル部ターン間ギャップ5)からの漏れ磁束を低減することができるので、高いインダクタンスを得ることができる。
このため、上記(1)~(9)の効果に加え、インダクタ(パワーインダクタ1C)において高いインダクタンスを得ることができる。
このため、上記(1)~(10)の効果に加え、コイル部(コイル部4A~4F)内の透磁率が低く、絶縁部(コイル部ターン間ギャップ5)から磁束が漏れやすい構造の場合でも、磁束の漏れを抑制できる。
実施例4におけるインダクタは、実施例1と同様に、モータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例4におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」、「接続構成」に分けて説明する。
図8は実施例4におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図8に基づいて、全体構成を説明する。
以下、図8に基づいて、寸法構成を説明する。
以下、図8に基づいて、接続構成を説明する。
実施例4のパワーインダクタ1Dにおける作用を、「発熱量の分散作用」、「パワーインダクタ1Dにおける特徴作用」に分けて説明する。
各外層コイル部8A~8Fの直列接続数をNOとし、各コイル部4A~4Fの直列接続数をNIとしたとき、NO>NIの関係が成り立つものとする。このとき、実施例4のパワーインダクタ1Dが適用される電力変換器のスイッチング周波数において、直列接続された複数のコイル部4A~4Fのインピーダンスと、直列接続された外層コイル部8A~8Fのインピーダンスと、が略同一となる構造とする。インダクタンスの値Lは磁束密度Bが同一である場合、ターン数Nに比例する。コイル断面の厚みはスイッチング周波数に対する表皮厚みよりも薄く、表皮効果を無視できると仮定した場合、概算として以下の関係式(3)が成立すると、インピーダンスは略同一となる。関係式(3)中のインダクタンスLOは、コイル1ターンあたりのインダクタンスである。
ここで、「スイッチング周波数」とは、スイッチング・レギュレータの回路仕様の一つをいう。
なお、コイル部4A~4F及び外層コイル部8A~8Fに流れる電流の向きは図6と同様の向きである。複数の直列接続されたコイル部4A~4F及び外層コイル部8A~8F間の接続部は、コイル部4A~4F及び外層コイル部8A~8Fの両端に配置される。
実施例4では、直列に接続された各コイル部4A~4Fと、直列に接続された各外層コイル部8A~8Fとは、並列に接続される。
即ち、各コイル部4A~4Fと、外層コイル部8A~8Fとは、均一に電流が流れる。
従って、パワーインダクタ1Dにおいて、通電可能な電流密度を向上することができる。
加えて、外層コイル部8A~8Fのコイル部断面積は、コイル部4A~4Fのコイル断面積よりも小さい。このため、スイッチング周波数成分の電流は、コイル部4A~4Fと、外層コイル部8A~8Fと、均一に流れる。これにより、コイル部4A~4F及び外層コイル部8A~8Fの発熱量は分散される。
なお、他の作用は、実施例1と同様であるので、説明を省略する。
実施例4におけるパワーインダクタ1Dにあっては、下記の効果が得られる。
複数の外層コイル部(外層コイル部8A~8F)同士は、直列に接続され、
直列に接続された複数のコイル部(コイル部4A~4F)と、直列に接続された複数の外層コイル部(外層コイル部8A~8F)と、は、並列に接続される(図8)。
このため、上記(1)~(10)の効果に加え、インダクタ(パワーインダクタ1D)において、通電可能な電流密度を向上することができる。
実施例5におけるインダクタは、実施例1と同様に、モータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例5におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」に分けて説明する。
図9は実施例5におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図9に基づいて、全体構成を説明する。
以下、図9に基づいて、寸法構成を説明する。
実施例5のパワーインダクタ1Eにおける作用を、「温度低下基本作用」、「パワーインダクタ1Eにおける特徴作用」に分けて説明する。
パワーインダクタ1Eでは、コイル部を複数配置する際に、パワーインダクタ基板の中心部分のコイル部断面積をインダクタ基板外周部よりも大きくする。具体的には、基板の中心に近づくほどコイル部断面積を広くして、磁束が鎖交する面積を変えない。つまり、図9に示すような、w3>w2>w1の関係となり、ターン数密度(N/l)が中心ほど下がる構造とする。この構造により、比較的に温度が高くなるインダクタ基板の中心部での発熱量を、外周部よりも減少させることが可能となる。このため、発熱量が均一になり、インダクタが局部的に発熱することを抑制できる。これにより、インダクタの最高温度を低下させることができる。加えて、インダクタを冷却する際にも、熱拡散を効果的に使うことができる。これにより、インダクタにおいて巨視的な熱抵抗を下げることができる。
ここで、「熱拡散」とは、温度勾配によって物質が移動する現象のことをいう。「熱抵抗」とは、温度の伝えにくさを表す値で、例えば、単位時間当たりの発熱量あたりの温度上昇量を意味する。
実施例5では、コイル部4Dの方形状断面積S1の幅wは、+X方向に基板2の中央に近づくほど大きく設定される(w3>w2>w1)。
即ち、w3>w2>w1の大小関係により、ターン数密度(N/l)が基板2の中心ほど下がる構造となる。このため、比較的に温度が高くなる基板2の中心部での発熱量を、外周部よりも減少させることが可能となる。これにより、パワーインダクタ1Eにおける発熱量が均一となる。つまり、パワーインダクタ1Eが局部的に発熱することを抑制できる。
従って、パワーインダクタ1Eの最高温度を低下させることができる。
なお、他の作用は、実施例1と同様であるので、説明を省略する。
実施例5におけるパワーインダクタ1Eにあっては、下記の効果が得られる。
このため、上記(1)~(12)の効果に加え、インダクタ(パワーインダクタ1E)の最高温度を低下させることができる。
ここで、「FR(Flame Retardant Type)4」(図3参照)とは、ガラス繊維の布にエポキシ樹脂をしみ込ませ熱硬化処理を施し板状にした素材をいう。
H 磁界
S1 方形状断面積
w 幅
1A,1B,1C,1D,1E パワーインダクタ(インダクタ)
2 基板
3 フェライトコア(コア部)
4,4A,4B,4C,4D,4E,4F,4G,4H コイル部
8A,8B,8C,8D,8E,8F 外層コイル部
5 コイル部ターン間ギャップ(絶縁部)
6 電極部(端子部)
7 電極部(端子部)
40 導体
80 導体
Claims (13)
- 基板を母材に用いたインダクタであって、
コア部及びコイル部と、前記コイル部の導体間に形成される絶縁部と、前記コア部及び前記コイル部を外部に接続する端子部と、を備え、
前記コイル部に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向は、前記基板の平面方向であり、
前記コイル部の少なくとも一部では、前記コイル部の方形状断面積の幅と厚みの両方を、前記絶縁部の幅よりも大きく設定する
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1に記載されたインダクタにおいて、
前記コイル部の全ての領域において、前記コイル部の方形状断面積の幅と厚みの両方を、前記絶縁部の幅よりも大きく設定する
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1又は請求項2に記載されたインダクタにおいて、
前記コイル部の方形状断面積の幅は、前記コイル部の方形状断面積の厚みよりも大きく設定される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項3までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
複数のコイル部を備え、
前記複数のコイル部は、前記基板の平面方向に並んで形成され、
前記複数のコイル部に流れる電流に応じて発生する磁束は、前記複数のコイル部の内部で直列に結合している
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項4までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記主たる方向が異なる複数のコイル部を備え、
前記複数のコイル部に流れる電流に応じて発生する磁束は、前記複数のコイル部間で直列に結合している
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項5までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記コイル部の外層に前記絶縁部を介して配置された少なくとも一つ以上の外層コイル部を備え、
前記外層コイル部に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向は、前記コイル部に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向と同じである
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項6に記載されたインダクタにおいて、
前記外層コイル部の導体は、前記コイル部の導体間に形成される絶縁部の外層に配置される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項6又は請求項7に記載されたインダクタにおいて、
前記外層コイル部の導体の数は、前記コイル部の導体の数よりも少ない
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項6から請求項8までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記外層コイル部と、前記コイル部とは、直列に接続される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項6から請求項8までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
複数のコイル部同士は、直列に接続され、
複数の外層コイル部同士は、直列に接続され、
前記直列に接続された複数のコイル部と、前記直列に接続された複数の外層コイル部と、は、並列に接続される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項5から請求項10までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記コア部は、少なくとも一つ以上のコイル部間に配置される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項11までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記コイル部の方形状断面積の幅は、前記基板の中央に近づくほど大きく設定される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項12までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記母材は、シリコン、フェライト及びガラスエポキシのうちいずれか一つである
ことを特徴とするインダクタ。
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