JPWO2017221321A1 - インダクタ - Google Patents
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Abstract
Description
ここで、「ギャップ」とは、隣り合う導体間の距離をいう。「コイル密度」とは、コイルの断面積に対して導体の断面積が占める割合をいう。「電流容量」とは、単位面積当たりの電流をいい、例えば、電流をコイルの断面積で除した値を示す。「磁束」とは、コイル1巻を貫く磁力線の本数をいう。「鎖交」とは、磁束とコイルとが、鎖と鎖が繋がるような関係にあることをいう。「鎖交磁束」とは、コイルの巻き数がN(1以上の整数)巻きであるとすると、N巻きのコイル部全体を貫く磁力線の本数をいう。「電流密度」とは、単位面積に垂直な方向に単位時間に流れる電気量(電荷)のことをいう。
実施例1におけるインダクタは、車両の走行用駆動源となるモータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例1におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」に分けて説明する。
図1は実施例1におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図1に基づいて、全体構成を説明する。
ここで、「磁路」とは、コイル部4に流れる電流に応じて生成される磁束の通り道である。
ここで、「磁界」とは、磁気がはたらく空間の状態をいう。「磁気」とは、鉄片を引き付けたり方位を指したりする、磁石に特有な物理的性質をいう。「平面方向」とは、XY軸方向を意味する。「漏れ磁束」とは、基板2の内部2iからコイル部ターン間ギャップ5を介してパワーインダクタ1Aの外部に漏れ出る磁束を意味する。
図2は実施例1におけるパワーインダクタの寸法構成を示す断面図である。以下、図2に基づいて、寸法構成を説明する。
ここで、「オフセット」とは、導体40をコイル部4の軸線に沿う方向に移行させながら螺旋状に巻くときの導体40間のギャップを意味する。
実施例1のパワーインダクタ1Aにおける作用を、「磁気飽和の発生メカニズム」、「パワーインダクタ1Aにおける特徴作用」に分けて説明する。
例えば、パワーインダクタにおいては、一般的な通信用プリントコイル部と比較して大きな電流が流れるため、発生する磁界も大きい。磁性体コアを用いる場合には、磁気飽和の発生により、コアの飽和磁束密度に到達しやすい、という課題がある。以下、磁気飽和の発生メカニズムを説明する。
ここで、「磁気飽和」とは、磁性体に外部から磁界を加え、それ以上外部から磁界を加えても磁化の強さが増加しない状態をいう。「飽和磁束密度」とは、磁気飽和が発生した状態における磁束密度である。「磁束密度」とは、磁束の単位面積当たりの面密度である。
電力変換器に用いられる半導体デバイスが高速応答するようになると、電力変換器のスイッチング周波数が高くなり、インダクタに流れる電流の基本波周波数も高くなる。このため、表皮効果による導線内の電流密度分布が顕著になり、コイル部の抵抗損失が増大する、という課題が生じる。この課題に対しては、絶縁皮膜を施した極細導線を束ねたリッツ線を用いることで、電流密度分布を抑制する方法が取られている。
ここで、「表皮効果」とは、交流電流が導体を流れるとき、電流密度が導体の表面で高く、表面から離れると低くなる現象のことである。
ここで、「N」とは、直列に接続されるコイル部のターン数である。「μ」とは、磁路の透磁率である。「S」とは、コイル部によりコアが囲まれる断面積である。「N/l」とは、単位長さ当たりの巻き数、即ち、ターン数密度である。また、この式(1)を導出する過程で用いる磁束密度Bは以下の式(2)で表すことができる。
ここで、「I」とは、コイル部に通電される電流である。「H」は、Iによってソレノイドコイル部内に生じる磁界である。一般的に、磁性体を用いた場合、その材料に応じた飽和磁束密度が存在し、電流を増やしても、磁束密度は増加しなくなる領域がある。
上記の式(2)からわかるように、パワーインダクタにおいてはIが大きいため、従来と同じN/lではすぐに磁気飽和してしまう。磁束密度を増やさずにインダクタンスを増やすためには、磁路の透磁率とターン数密度を必要な電流を通電した際にも、飽和磁束密度以下になるよう調整するのが有効である。即ち、ターン数と、コイル部によりコアが囲まれる面積と、を増やすのが有効である。
即ち、コイル部ターン間ギャップ5の幅dが、方形状断面積S1の幅wと厚みtの両方よりも小さく設定される。このため、磁束が漏れるスペースを小さくすることが可能となる。これにより、磁束密度を増やさずにインダクタンスを向上できる。また、コイル部4の方形状断面積S1がX軸方向に広い構造なので、コイル部4の抵抗値を効果的に下げることが可能となる。このため、パワーインダクタ1Aの電流容量を向上させることが可能となる。
その結果、インダクタンスの向上と、電流密度の向上と、を両立できる。
即ち、コイル部4の全ての領域において、磁束が漏れるスペースを小さく、且つ、コイル部4の方形状断面積S1をX軸方向に広い構造とすることが可能となる。このため、インダクタンスと電流密度とを向上できる領域が、コイル部4の全ての領域に及ぶことになる。
従って、コイル部4のより広い範囲で、インダクタンスの向上と、電流密度の向上と、を両立できる。
即ち、コイル部4の方形状断面積S1がX軸方向に長く、Y軸方向に短い形状となる。
従って、コイル部4が生成する鎖交磁束の断面積(図1に示すY方向の断面積S2)を広く確保しながら、方形状断面積S1を広く確保することができる。
即ち、母材は、半導体材料として一般的なシリコンで構成される。このため、パワーインダクタ1Aを、既存の半導体製造装置を用いて製造できる。
従って、パワーインダクタ1Aを安価に製造できる。
実施例1におけるパワーインダクタ1Aにあっては、下記に列挙する効果が得られる。
コア部(コア部3)及びコイル部(コイル部4)と、コイル部(コイル部4)の導体(導体40)間に形成される絶縁部(コイル部ターン間ギャップ5)と、コア部(コア部3)及びコイル部(コイル部4)を外部に接続する端子部(電極部6及び電極部7)と、を備え、
コイル部(コイル部4)に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向(X軸方向)は、基板(基板2)の平面方向(X軸方向)であり、
コイル部(コイル部4)の少なくとも一部では、コイル部(コイル部4)の方形状断面積(方形状断面積S1)の幅(幅w)と厚み(厚みt)の両方を、絶縁部(コイル部ターン間ギャップ5)の幅(幅d)よりも大きく設定する(図2)。
このため、インダクタンスの向上と、電流密度の向上と、を両立できる半導体装置(パワーインダクタ1A)を提供することができる。
このため、(1)の効果に加え、コイル部(コイル部4)のより広い範囲で、インダクタンスの向上と、電流密度の向上と、を両立できる。
このため、(1)及び(2)の効果に加え、コイル部(コイル部4)が生成する鎖交磁束の断面積(Y方向の断面積S2)を広く確保しながら、方形状断面積(方形状断面積S1)を広く確保することができる。
このため、(1)〜(3)の効果に加え、パワーインダクタ1Aを安価に製造できる。
実施例2におけるインダクタは、実施例1と同様に、モータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例2におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」に分けて説明する。
図3は実施例2におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図3に基づいて、全体構成を説明する。
ここで、「ギャップG」とは、フェライトコア3よりも透磁率の小さい部材(例えば空気などの非磁性体)で埋められたエリアを意味する。「非磁性体」とは、強磁性体でない物質のことをいう。「強磁性体」とは、鉄、コバルト、ニッケル又はこれらの合金、フェライトなど、外部の磁場により磁石になりやすい物質をいい、比較的透磁率が高い物質のことをいう。
以下、図3に基づいて、寸法構成を説明する。
実施例2のパワーインダクタ1Bにおける作用を、「磁路全体の透磁率の調整作用」、「B−Hカーブの傾き緩和作用」、「パワーインダクタ1Bにおける特徴作用」に分けて説明する。
コイル部4Aとコイル部4Hの端部4e同士は、終端フェライトコア3Eにより磁束漏れの無い状態で結合される。この結合により、各コイル部4A〜4Hにおいて、通電される電流に応じて生成される磁束は、閉じたループを形成する。
ここで、「ループ」とは、各フェライトコア3及び各コイル部4A〜4Hにより形成された磁束の一連の流れをいう。「閉じたループ」とは、磁束の一連の流れが開放されずに閉じた状態をいう。
図4は、B−Hカーブを示す説明図である。以下、図4に基づいて、B−Hカーブの傾き緩和作用を説明する。図4において、横軸は磁界Hであり、縦軸は磁束密度Bである。
図中の実線で示すカーブAは、各コイル部4A〜4Hの端部4e同士を繋ぐ部分と、各コイル部4A〜4Hの内部の全体と、にフェライトコアを配置したときのB−Hカーブである。破線で示すカーブBは、各コイル部4A〜4Hの端部4e同士を繋ぐ部分と、端部4eよりもコイル部内部に少し入り込んだ部分と、にフェライトコア3を配置したときのB−Hカーブである。点線で示すカーブCは、各コイル部4A〜4Hの端部4e同士を繋ぐ部分にフェライトコア3を配置したときのB−Hカーブである。一点鎖線で示す直線Dは、各コイル部4A〜4Hの何れにもフェライトコア3を配置していないときの直線である。この直線の傾きmは、真空の透磁率μ0である。
実施例2では、基板2のY軸方向に並んで形成された各コイル部4A〜4Hに流れる電流に応じて発生する磁束は、各コイル部4A〜4Hの内部で直列に結合している。
即ち、コイル部4Aで発生する磁束は、各フェライトコア3により蛇行しながら他のコイル部4B〜4Hの内部を鎖交する。このため、各コイル部4A〜4H同士が磁気的にも直列に結合される。これにより、限られた基板2の寸法の中でも、直列に接続される各コイル部4A〜4Hのターン数(N)を多く確保できる。つまり、限られた面積でターン数密度(N/l)の低いコイル部セグメント(コイル部を設ける領域)を用いる場合においても、各コイル部4A〜4Hのターン数を増やすことができる。
従って、磁束密度の低下と、インダクタンスの向上と、を両立することができる。
即ち、磁気的に結合している直列に接続されたコイル部4A〜4Hのターン数(N)が増える。
従って、磁束密度を増やさずに、インダクタンスを向上できる。
加えて、各フェライトコア3の一部を内包する端部以外の各コイル部4A〜4Hの内部は、非磁性体(例えば、空気)で満たされている。このため、端部に比べ、構造的に磁束が漏れにくい各コイル部4A〜4Hの内部の透磁率を下げることができる。これにより、磁路全体の透磁率を下げ、磁気飽和を回避することができる。
即ち、各コイル部4A〜4H同士が離れていても、各フェライトコア3によって磁気的に直列結合される。このため、直列結合された各コイル部4A〜4Hのターン数が増加する。
従って、パワーインダクタ1Bにおいて高いインダクタンスを得ることができる。
なお、他の作用は、実施例1と同様であるので、説明を省略する。
実施例2におけるパワーインダクタ1Bにあっては、下記の効果が得られる。
複数のコイル部(コイル部4A〜4H)は、基板(基板2)の平面方向に並んで形成され、
複数のコイル部(コイル部4A〜4H)に流れる電流に応じて発生する磁束は、複数のコイル部(コイル部4A〜4H)の内部で直列に結合している(図3)。
このため、上記(1)〜(4)の効果に加え、磁束密度の低下と、インダクタンスの向上と、を両立することができる。
複数のコイル部(コイル部4A〜4H)に流れる電流に応じて発生する磁束は、複数のコイル部(コイル部4A〜4H)間で直列に結合している(図3)。
このため、上記(1)〜(5)の効果に加え、磁束密度を増やさずに、インダクタンスを向上できる。
このため、上記(1)〜(6)の効果に加え、インダクタ(パワーインダクタ1B)において高いインダクタンスを得ることができる。
実施例3におけるインダクタは、実施例1と同様に、モータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例3におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」、「接続構成」、「製造方法」に分けて説明する。
図5は実施例3におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図5に基づいて、全体構成を説明する。
以下、図5に基づいて、寸法構成を説明する。
図6は実施例3におけるコイル部及び外層コイル部の接続構成を示す。以下、図6に基づいて、接続構成を説明する。図6のコイル部断面内部に示す記号は、コイル部によって発生する磁束の向きである。この向きは、隣接するコイル部毎に逆向きになっている。
図7A〜図7Sは実施例3におけるパワーインダクタの製造方法を示す。以下、図7A〜図7Sに基づいて、実施例3におけるパワーインダクタ1Cの製造方法を構成する工程を説明する。上面コイル部形成処理で基板上面側の導体40及び導体80が形成され、続いて、下面コイル部形成処理で基板下面側の導体40及び導体80が形成される。これらの処理では、母材に、コイル部の基板厚み方向となる貫通穴が形成され、貫通穴を導電体メッキで埋め、基板の上下両面をフォトリソグラフィを用いて加工し、インダクタを形成する。この形成によれば、基板厚み方向にも多くの導体を埋め込むことができるため、漏れ磁束低減と電流密度向上を両立できる。
上面コイル部形成処理では、まず、図7Aに示すように、導体40及び導体80の基板2の厚み方向部位が形成される貫通穴Hを開ける。続いて、メッキ工程では、その表面が不図示のシリコン酸化膜で覆われた基板2に、メッキ法により貫通穴Hを導電体10で埋める。
続いて、第1下面パターン形成工程では、図7Kに示すように、第2上面絶縁膜形成工程にて絶縁膜14が成膜された基板2下面側の導電体10の下面10Dに、フォトレジスト11を塗布する。そして、フォトレジスト11において、導体40の下面部位40Dと、導体80の厚み方向部位80Tと、に対応する部分に不図示のコイルパターンを形成する。
実施例3では、外層コイル部8A〜8Fに流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向は、コイル部に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向と同じである。
即ち、コイル部を2層にすることで、ターン数密度(N/l)が増加する。
従って、コイル部が1層の場合と比べて、高いインダクタンスを得ることができる。
即ち、コイル部4A〜4Fにより発生する磁束が漏れる経路(漏れ磁束経路)となるコイル部ターン間ギャップ5は、外層コイル部8A〜8Fの導体80により塞がれる形状となっている。
従って、コイル部ターン間ギャップ5からの漏れ磁束を低減することができるので、高いインダクタンスを得ることができる。
即ち、コイル部ターン間ギャップ9の数は、コイル部ターン間ギャップ5と比べて減少する。このため、外層コイル部8A〜8Fの導体80によりコイル部ターン間ギャップ5からの漏れ磁束を低減しつつ、外層コイル部8A〜8Fのターン間の数が減少する。これにより、パワーインダクタ1C全体としての漏れ磁束が低減する。
従って、パワーインダクタ1Cにおいて高いインダクタンスを得ることができる。
即ち、各外層コイル部8A〜8Fで発生する磁束と、各コイル部4A〜4Fとを、各外層コイル部8A〜8F及び各コイル部4A〜4Fを介して鎖交させることが可能となる。これにより、コイル部内に磁性体が無い場合でも、磁束の漏れを抑制できる。
従って、コイル部内の透磁率が低く、コイル部ターン間ギャップ5から磁束が漏れやすい構造の場合でも、磁束の漏れを抑制できる。
加えて、コイル部と外層コイル部が直列接続され、接続部が一端にあることから、複数のコイル部との接続も容易になるため、インダクタンス密度を向上できる。
なお、他の作用は、実施例1と同様であるので、説明を省略する。
実施例3におけるパワーインダクタ1Cにあっては、下記の効果が得られる。
外層コイル部(外層コイル部8A〜8F)に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向は、コイル部(コイル部4A〜4F)に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向と同じである(図6)。
このため、上記(1)〜(7)の効果に加え、コイル部が1層の場合と比べて、高いインダクタンスを得ることができる。
このため、上記(1)〜(8)の効果に加え、絶縁部(コイル部ターン間ギャップ5)からの漏れ磁束を低減することができるので、高いインダクタンスを得ることができる。
このため、上記(1)〜(9)の効果に加え、インダクタ(パワーインダクタ1C)において高いインダクタンスを得ることができる。
このため、上記(1)〜(10)の効果に加え、コイル部(コイル部4A〜4F)内の透磁率が低く、絶縁部(コイル部ターン間ギャップ5)から磁束が漏れやすい構造の場合でも、磁束の漏れを抑制できる。
実施例4におけるインダクタは、実施例1と同様に、モータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例4におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」、「接続構成」に分けて説明する。
図8は実施例4におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図8に基づいて、全体構成を説明する。
以下、図8に基づいて、寸法構成を説明する。
以下、図8に基づいて、接続構成を説明する。
実施例4のパワーインダクタ1Dにおける作用を、「発熱量の分散作用」、「パワーインダクタ1Dにおける特徴作用」に分けて説明する。
各外層コイル部8A〜8Fの直列接続数をNOとし、各コイル部4A〜4Fの直列接続数をNIとしたとき、NO>NIの関係が成り立つものとする。このとき、実施例4のパワーインダクタ1Dが適用される電力変換器のスイッチング周波数において、直列接続された複数のコイル部4A〜4Fのインピーダンスと、直列接続された外層コイル部8A〜8Fのインピーダンスと、が略同一となる構造とする。インダクタンスの値Lは磁束密度Bが同一である場合、ターン数Nに比例する。コイル断面の厚みはスイッチング周波数に対する表皮厚みよりも薄く、表皮効果を無視できると仮定した場合、概算として以下の関係式(3)が成立すると、インピーダンスは略同一となる。関係式(3)中のインダクタンスLOは、コイル1ターンあたりのインダクタンスである。
ここで、「スイッチング周波数」とは、スイッチング・レギュレータの回路仕様の一つをいう。
なお、コイル部4A〜4F及び外層コイル部8A〜8Fに流れる電流の向きは図6と同様の向きである。複数の直列接続されたコイル部4A〜4F及び外層コイル部8A〜8F間の接続部は、コイル部4A〜4F及び外層コイル部8A〜8Fの両端に配置される。
実施例4では、直列に接続された各コイル部4A〜4Fと、直列に接続された各外層コイル部8A〜8Fとは、並列に接続される。
即ち、各コイル部4A〜4Fと、外層コイル部8A〜8Fとは、均一に電流が流れる。
従って、パワーインダクタ1Dにおいて、通電可能な電流密度を向上することができる。
加えて、外層コイル部8A〜8Fのコイル部断面積は、コイル部4A〜4Fのコイル断面積よりも小さい。このため、スイッチング周波数成分の電流は、コイル部4A〜4Fと、外層コイル部8A〜8Fと、均一に流れる。これにより、コイル部4A〜4F及び外層コイル部8A〜8Fの発熱量は分散される。
なお、他の作用は、実施例1と同様であるので、説明を省略する。
実施例4におけるパワーインダクタ1Dにあっては、下記の効果が得られる。
複数の外層コイル部(外層コイル部8A〜8F)同士は、直列に接続され、
直列に接続された複数のコイル部(コイル部4A〜4F)と、直列に接続された複数の外層コイル部(外層コイル部8A〜8F)と、は、並列に接続される(図8)。
このため、上記(1)〜(10)の効果に加え、インダクタ(パワーインダクタ1D)において、通電可能な電流密度を向上することができる。
実施例5におけるインダクタは、実施例1と同様に、モータジェネレータのインバータに接続されたパワーインダクタ(インダクタの一例)に適用したものである。以下、実施例5におけるパワーインダクタの構成を、「全体構成」、「寸法構成」に分けて説明する。
図9は実施例5におけるパワーインダクタの全体構成を示す。以下、図9に基づいて、全体構成を説明する。
以下、図9に基づいて、寸法構成を説明する。
実施例5のパワーインダクタ1Eにおける作用を、「温度低下基本作用」、「パワーインダクタ1Eにおける特徴作用」に分けて説明する。
パワーインダクタ1Eでは、コイル部を複数配置する際に、パワーインダクタ基板の中心部分のコイル部断面積をインダクタ基板外周部よりも大きくする。具体的には、基板の中心に近づくほどコイル部断面積を広くして、磁束が鎖交する面積を変えない。つまり、図9に示すような、w3>w2>w1の関係となり、ターン数密度(N/l)が中心ほど下がる構造とする。この構造により、比較的に温度が高くなるインダクタ基板の中心部での発熱量を、外周部よりも減少させることが可能となる。このため、発熱量が均一になり、インダクタが局部的に発熱することを抑制できる。これにより、インダクタの最高温度を低下させることができる。加えて、インダクタを冷却する際にも、熱拡散を効果的に使うことができる。これにより、インダクタにおいて巨視的な熱抵抗を下げることができる。
ここで、「熱拡散」とは、温度勾配によって物質が移動する現象のことをいう。「熱抵抗」とは、温度の伝えにくさを表す値で、例えば、単位時間当たりの発熱量あたりの温度上昇量を意味する。
実施例5では、コイル部4Dの方形状断面積S1の幅wは、+X方向に基板2の中央に近づくほど大きく設定される(w3>w2>w1)。
即ち、w3>w2>w1の大小関係により、ターン数密度(N/l)が基板2の中心ほど下がる構造となる。このため、比較的に温度が高くなる基板2の中心部での発熱量を、外周部よりも減少させることが可能となる。これにより、パワーインダクタ1Eにおける発熱量が均一となる。つまり、パワーインダクタ1Eが局部的に発熱することを抑制できる。
従って、パワーインダクタ1Eの最高温度を低下させることができる。
なお、他の作用は、実施例1と同様であるので、説明を省略する。
実施例5におけるパワーインダクタ1Eにあっては、下記の効果が得られる。
このため、上記(1)〜(12)の効果に加え、インダクタ(パワーインダクタ1E)の最高温度を低下させることができる。
ここで、「FR(Flame Retardant Type)4」(図3参照)とは、ガラス繊維の布にエポキシ樹脂をしみ込ませ熱硬化処理を施し板状にした素材をいう。
H 磁界
S1 方形状断面積
w 幅
1A,1B,1C,1D,1E パワーインダクタ(インダクタ)
2 基板
3 フェライトコア(コア部)
4,4A,4B,4C,4D,4E,4F,4G,4H コイル部
8A,8B,8C,8D,8E,8F 外層コイル部
5 コイル部ターン間ギャップ(絶縁部)
6 電極部(端子部)
7 電極部(端子部)
40 導体
80 導体
Claims (13)
- 基板を母材に用いたインダクタであって、
コア部及びコイル部と、前記コイル部の導体間に形成される絶縁部と、前記コア部及び前記コイル部を外部に接続する端子部と、を備え、
前記コイル部に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向は、前記基板の平面方向であり、
前記コイル部の少なくとも一部では、前記コイル部の方形状断面積の幅と厚みの両方を、前記絶縁部の幅よりも大きく設定する
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1に記載されたインダクタにおいて、
前記コイル部の全ての領域において、前記コイル部の方形状断面積の幅と厚みの両方を、前記絶縁部の幅よりも大きく設定する
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1又は請求項2に記載されたインダクタにおいて、
前記コイル部の方形状断面積の幅は、前記コイル部の方形状断面積の厚みよりも大きく設定される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項3までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
複数のコイル部を備え、
前記複数のコイル部は、前記基板の平面方向に並んで形成され、
前記複数のコイル部に流れる電流に応じて発生する磁束は、前記複数のコイル部の内部で直列に結合している
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項4までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記主たる方向が異なる複数のコイル部を備え、
前記複数のコイル部に流れる電流に応じて発生する磁束は、前記複数のコイル部間で直列に結合している
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項5までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記コイル部の外層に前記絶縁部を介して配置された少なくとも一つ以上の外層コイル部を備え、
前記外層コイル部に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向は、前記コイル部に流れる電流に応じて生成される磁界の主たる方向と同じである
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項6に記載されたインダクタにおいて、
前記外層コイル部の導体は、前記コイル部の導体間に形成される絶縁部の外層に配置される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項6又は請求項7に記載されたインダクタにおいて、
前記外層コイル部の導体の数は、前記コイル部の導体の数よりも少ない
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項6から請求項8までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記外層コイル部と、前記コイル部とは、直列に接続される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項6から請求項8までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
複数のコイル部同士は、直列に接続され、
複数の外層コイル部同士は、直列に接続され、
前記直列に接続された複数のコイル部と、前記直列に接続された複数の外層コイル部と、は、並列に接続される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項5から請求項10までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記コア部は、少なくとも一つ以上のコイル部間に配置される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項11までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記コイル部の方形状断面積の幅は、前記基板の中央に近づくほど大きく設定される
ことを特徴とするインダクタ。 - 請求項1から請求項12までの何れか一項に記載されたインダクタにおいて、
前記母材は、シリコン、フェライト及びガラスエポキシのうちいずれか一つである
ことを特徴とするインダクタ。
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