WO2016207936A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2016207936A1
WO2016207936A1 PCT/JP2015/067825 JP2015067825W WO2016207936A1 WO 2016207936 A1 WO2016207936 A1 WO 2016207936A1 JP 2015067825 W JP2015067825 W JP 2015067825W WO 2016207936 A1 WO2016207936 A1 WO 2016207936A1
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current
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magnetic flux
axis
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信吾 原田
圭一 榎木
泰一 村田
益崇 渡邉
良雅 西島
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三菱電機株式会社
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device, and more particularly, to a motor control device that alleviates a decrease in system efficiency when performing flux-weakening control.
  • hybrid vehicles and electric vehicles have attracted attention as vehicles that take into consideration energy saving and the environment.
  • a hybrid vehicle uses a motor as a power source in addition to a conventional engine, and an electric vehicle uses a motor as a power source.
  • DC power stored in the battery is converted into AC power by an inverter circuit and supplied to a motor to drive the vehicle.
  • FIG. 9 shows a conventional control device for a permanent magnet type synchronous motor.
  • 7 is a DC power source
  • 6 is an inverter
  • 301 is a current detector
  • 4 is a motor
  • 302 is a magnetic pole position detector
  • 309 is an inverter control circuit.
  • the control circuit 309 receives the torque command value T * and finally generates and outputs the gate pulse signals PU *, PV *, and PW * for each phase switching element of the inverter.
  • the configuration will be described together with the operation.
  • the reference numeral 307 indicates the phase current detection values IU and IW of the motor 4 by the current detector 301 and the DC current detection value Id that is a component of the dq axis coordinate system using the magnetic pole position signal ⁇ .
  • Iq is a three-phase / two-phase converter.
  • reference numeral 303 denotes a current command value generation unit including a dq axis current command calculation unit that converts the torque command value T * into dq axis current command values Id * and Iq *.
  • the dq-axis current command values Id * and Iq * which are the outputs of 303, are input to the automatic flux-weakening control calculation unit 308.
  • the calculation result of the automatic flux-weakening control calculation unit 308 is input to the current control system 304. The calculation of the automatic flux-weakening control unit will be described later.
  • the current control system 304 receives a deviation between the dq axis currents Id and Iq calculated by the coordinate conversion unit 307 and the dq axis current command values Id * and Iq *.
  • the current control system 304 calculates the dq axis voltage command values vd * and vq * by proportional-integral control using the input deviation. In the current control system 304, non-interference control is performed to cancel interference generated between the dq axes.
  • the dq-axis voltage command values vd * and vq * calculated by the current control system 304 are input to the two-phase / three-phase converter 305 to calculate the three-phase voltage command values vU *, vV * and vW *.
  • the three-phase voltage command value calculated by the two-phase / three-phase conversion unit 305 is input to the PWM modulation unit 306, and the gate pulse signals PU *, PV *, PW * are generated and input to the inverter 6.
  • the dq-axis is controlled by feedback control so that the value that can be output by the power supply voltage is compared with the dq-axis voltage command value and the deviation is zero.
  • a technique for controlling the voltage command value to a predetermined value is performed.
  • a method of comparing a value that can be output by the power supply voltage with the dq axis voltage command value and controlling the dq axis voltage command value to a predetermined value by feedback control is referred to as “automatic weakening magnetic flux control”.
  • 308 is an automatic flux-weakening control calculation unit that compares a value that can be output by the power supply voltage with the dq-axis voltage command value, and sets the dq-axis voltage command value to a predetermined value by feedback control.
  • a dq-axis current command value for tracking is calculated.
  • One of the calculated current command value or the input current command values Id * and Iq * is selected based on a predetermined index and input to the current control system 304.
  • a dq axis voltage command value and a voltage value that can be output by the power supply voltage a voltage value in a range where the induced voltage is not higher than the maximum voltage that can be output by the inverter
  • the command value calculated by the automatic flux-weakening control is selected. Otherwise, the input current command values Id * and Iq * are selected.
  • the center of the voltage limit ellipse that can be output by the power supply voltage (the range of the voltage that limits the induced voltage within the range in which the induced voltage is not higher than the maximum voltage that can be output by the inverter) is centered on the motor magnetic flux.
  • the current command value is corrected in the center direction of the voltage limiting ellipse by calculating from the inductance (Patent Document 1).
  • Patent Document 1 when the motor temperature changes from the design value, the motor characteristics change. Therefore, when the current command value is corrected, the combination of dq axis currents is not optimal for torque and rotation speed. Therefore, there is a problem that the motor efficiency is lowered and the system efficiency of the motor and the inverter is lowered.
  • FIG. 10 is a diagram showing a problem of flux-weakening control for correcting the current command value in the center direction of the voltage limit ellipse when the temperature of the motor is lowered.
  • 801 is a voltage limit ellipse calculated from the motor magnetic flux at the actual motor temperature
  • 802 is the center point of the voltage limit ellipse calculated from the motor magnetic flux at the actual motor temperature
  • 803 is A voltage limit ellipse calculated from the magnet magnetic flux of the motor at the design value motor temperature
  • 804 is a center point of the voltage limit ellipse calculated from the magnet magnetic flux of the motor at the design value motor temperature.
  • the center point of the voltage limit ellipse on the dq axis moves in the negative direction on the d axis when the magnet magnetic flux of the motor increases, and moves in the positive direction on the d axis when it decreases.
  • the magnetic flux of the magnet increases as the temperature decreases and decreases as the temperature increases. Therefore, the center point of the voltage limit ellipse moves in the negative direction on the d axis when the motor temperature decreases, and the center point of the voltage limit ellipse moves in the positive direction on the d axis when the motor temperature increases. .
  • the current vector 805 when the current vector 805 is first input as a command value, the current vector is corrected toward the point 804 by automatic flux-weakening control, and stops at the intersection 807 with the voltage limit ellipse 801.
  • the current vector is 806.
  • the maximum system efficiency curve MXSEC determined by the torque and the rotational speed of a certain motor is close to the maximum motor efficiency curve because the inverter efficiency is generally higher than the motor efficiency. Since the maximum motor efficiency curve MXSEC moves on the d-axis in the same direction as the moving direction of the voltage limiting ellipse, the maximum system efficiency curve MXSEC moves in the negative d-axis direction when the motor temperature decreases. Therefore, when the motor temperature decreases, the deviation between the final current vector 806 and the maximum system efficiency curve MXSEC increases, so that the automatic flux-weakening control in Document 1 causes a decrease in system efficiency.
  • the motor 4 for example, a permanent magnet type synchronous motor, a winding type synchronous motor, an induction machine, or the like can be used.
  • the motor control device is a motor control device for controlling the motor in a vehicle having an inverter including a plurality of phase arms having a plurality of switching elements and a plurality of phase motors driven by the inverter.
  • a magnet temperature detector for detecting the magnet temperature of the motor
  • a magnet magnetic flux calculator for calculating a magnet magnetic flux of the motor corresponding to the magnet temperature of the motor, and a voltage limit ellipse determined by a value that can be output by the voltage of the power supply of the motor
  • a dq-axis current combination candidate calculation unit for calculating a dq-axis current combination candidate that minimizes the input current of the inverter, and dq of the motor on the voltage-limiting ellipse by automatic weakening magnetic flux control.
  • a dq-axis current search unit that searches for a dq-axis current that minimizes the input current of the inverter within a range of the dq-axis current combination candidates when the axis current moves;
  • the robustness of the motor control can be improved, and the reduction in the system efficiency of the drive system including the motor and the inverter can be mitigated.
  • FIG. 8 is a diagram showing the effect of the present invention when the motor temperature is lowered.
  • the current motor temperature is detected, the magnet magnetic flux of the motor corresponding to the motor temperature is calculated by the magnet magnetic flux calculation unit, and the calculated magnet magnetic flux of the motor is used.
  • an appropriate voltage limit ellipse 801 and an appropriate voltage limit ellipse center point 802 can be obtained. Therefore, when the current vector 805 is first input as a command value, the current vector is corrected toward the point 802 and reaches the intersection 901 with the voltage limit ellipse 801 by automatic weakening magnetic flux control.
  • a constant torque curve at the intersection 901 is calculated as a dq-axis current combination candidate that minimizes the input current of the inverter.
  • the coordinates are compared with the d-axis coordinate of the point 802.
  • the d-axis coordinate of the point 901 When the d-axis coordinate of the point 901 is large, the d-axis direction is negative, and when the d-axis coordinate of the point 901 is small, the d ⁇ Search for the dq axis current that minimizes the input current of the inverter within the q axis current combination candidates, and correct the current command value at the point 903 where the efficiency is maximized. It is possible to mitigate the decrease in system efficiency. The same effect can be obtained by the present invention even when the motor temperature rises.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a vehicle according to a first embodiment of the present invention. It is a schematic block diagram which shows the typical example of the motor control apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. It is the figure which showed an example of the function structure of the principal part of the motor control apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. It is a figure which illustrates the function structure inside the automatic weakening magnetic flux control calculating part 308 in the motor control apparatus of FIG. It is a figure which shows an example of a structure of the magnetic flux table 210MT in FIG.
  • Embodiment 1 FIG.
  • a preferred embodiment 1 of a motor control device according to the present invention will be described with reference to FIGS.
  • the same or corresponding parts will be described with the same reference numerals.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a vehicle equipped with a motor control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a hybrid vehicle including the engine 1 and the motor 4 is described as an example, but this embodiment can also be applied to an electric vehicle.
  • a generator 2 is driven by an engine 1, whereby the generator 2 generates power, and the generated power is charged to a battery 7 via an inverter 6.
  • the motor 4 is driven by supplying the electric power generated by the generator 2 or the electric power stored in the battery 7 to the motor 4.
  • the motor 4 drives the tire 5 to drive the vehicle.
  • the electric power stored in the battery 7 is supplied to the motor 4
  • the DC power stored in the battery 7 is converted into AC power by the inverter 6 and supplied to the motor 4.
  • the motor 4 when the vehicle is decelerated, the motor 4 is rotated by the tire 5, and the motor 4 performs regenerative power generation, and the generated electric power is charged into the battery 7 via the inverter 6.
  • the inverter 6 also converts the DC power stored in the battery 7 into AC power, drives the generator 2, and starts the engine 1.
  • the vehicle can be driven by transmitting the driving force of the engine 1 to the tire 5 via the motor 4 by coupling the clutch 3.
  • a series hybrid vehicle as described above will be described as an example, but a parallel hybrid vehicle may be used.
  • the generator 2 and the motor 4 may be a motor / generator having both driving and power generation.
  • the vehicle has one battery and one inverter, the vehicle is provided with a plurality of batteries having different voltages, and voltage conversion is performed between the generator and the inverter and between the battery and the inverter. It may have a DC / DC converter or the like.
  • FIG. 2 is a typical schematic configuration diagram of the motor control device according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor control device includes a motor 4, a battery 7, and an inverter 201.
  • the inverter 201 converts the DC power stored in the battery 7 into AC power and controls the driving of the motor 4.
  • the inverter 201 includes a U-phase switching circuit 205, a V-phase switching circuit 206, and a W-phase switching circuit 207.
  • the U-phase switching circuit 205 includes an upper arm side switching element 205H provided on the upper arm 203 side (high voltage side) and a lower arm side switching element 205L provided on the lower arm 204 side (low voltage side). Is done.
  • the upper arm side switching element 205H and the lower arm side switching element 205L are connected in series with each other. In addition, one free-wheeling diode is connected in antiparallel to each of the upper arm side switching element 205H and the lower arm side switching element 205L.
  • the V-phase switching circuit 206 includes an upper arm side switching element 206H provided on the upper arm 203 side and a lower arm side switching element 206L provided on the lower arm 204 side.
  • the upper arm side switching element 206H and the lower arm side switching element 206L are connected in series with each other. Further, each of the upper arm side switching element 206H and the lower arm side switching element 206L is connected in reverse parallel with one free-wheeling diode.
  • the W-phase switching circuit 207 includes an upper arm side switching element 207H provided on the upper arm 203 side and a lower arm side switching element 207L provided on the lower arm 204 side.
  • the upper arm side switching element 207H and the lower arm side switching element 207L are connected in series with each other.
  • one free-wheeling diode is connected in antiparallel to each of the upper arm side switching element 207H and the lower arm side switching element 207L.
  • each of the switching elements 205H to 207H and 205L to 207L of the switching circuits 205 to 207 for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and an FET (Field Effect Transistor) can be used.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • FET Field Effect Transistor
  • the motor 4 is provided with a temperature sensor 209 for measuring the temperature of the motor 4.
  • FIGS 2 and 3 show an example in which the motor 4 is provided with the motor temperature sensor 209, but the estimated value of the motor temperature is used instead of the motor temperature measured by the motor temperature sensor 209. In this case, the motor temperature sensor 209 may not be provided.
  • Control unit 210 is provided for U-phase switching circuit 205, V-phase switching circuit 206, and W-phase switching circuit 207.
  • the control unit 210 includes an arithmetic device, a storage device, an input / output device, and the like, and drives and controls the switching elements 205H to 207H and 205L to 207L.
  • the control part 210 acquires the motor temperature (temperature information) of the motor with which the temperature sensor is provided based on the sensor signal from the temperature sensor 209.
  • control unit 210 is disposed inside the inverter 201, but may be disposed outside the inverter 201.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a functional configuration of a main part of the motor control device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating a functional configuration inside the automatic flux-weakening control unit 308 in the motor control device of FIG.
  • FIG. 3 is different from FIG. 9 in that a motor temperature sensor 209 and a current sensor 310 are added.
  • the motor temperature sensor 209 measures the coil temperature of the motor to obtain an estimated magnet temperature value of the motor, and the current sensor 310 measures the input current of the inverter 6.
  • the sensor information acquired by the motor temperature sensor 209 and the current sensor 310 is used by the automatic weakening magnetic flux control calculation unit 308.
  • the estimation of the magnet temperature of the motor is performed using one or more of the coil temperature, motor current, and motor voltage of the motor 4.
  • the motor current is either a motor phase current, a line current, or a dq axis current
  • the motor voltage is a motor phase voltage, a line voltage, or a dq axis voltage.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating an example of an internal functional configuration of the automatic flux-weakening control unit 308 in FIG. 4A
  • the conventional automatic flux-weakening calculation unit 3083 is equivalent to the processing of the automatic flux-weakening control calculation unit 308 in the conventional apparatus of FIG.
  • FIG. 4A shows a magnet magnetic flux calculation unit 3081 that calculates the magnet magnetic flux of the corresponding motor from the detected motor temperature, and calculates dq axis current command value combination candidates that minimize the inverter input current after the automatic weakening magnetic flux control is performed.
  • FIG. 4B is a diagram illustrating an example of the configuration of the magnetic flux table 210MT in FIG. FIG. 4B illustrates the case where there are 1 set of motor temperature and motor flux corresponding thereto.
  • l is a positive integer.
  • FIG. 5 is a flowchart showing an example of the processing contents and processing procedure of automatic weakening magnetic flux control with an optimum point search function in the present embodiment.
  • FIG. 5 shows a calculation process when the calculation step is the nth time.
  • n is an integer.
  • an example of the processing contents and processing procedure of the automatic flux-weakening control unit 308 will be described in detail with reference to the flowchart of FIG.
  • Each process of process steps S601 to S616 in the process flow illustrated in FIG. 5 is performed according to arrows between the steps in FIG. 5 and Y (yes) and N (no) in the determination process step.
  • the processing contents in each of the processing steps S601 to S616 will be described according to the arrows, Y, and N in FIG.
  • the magnetic flux table 210MT is referred to based on the motor temperature acquired from the motor temperature sensor 209, and the magnetic flux value is updated.
  • the magnetic flux table 210MT is stored in the storage device 210M of the control unit 210 as illustrated in FIG.
  • the magnetic flux table 210MT includes a motor temperature ⁇ and a motor magnetic flux ⁇ corresponding to the motor temperature.
  • the motor magnetic flux corresponding to the input motor temperature is output. Is.
  • the motor flux corresponding to the motor temperature that is output is appropriately updated to correct the dq-axis current command value in the automatic flux-weakening control even when the motor flux changes due to temperature changes. It can be carried out. Therefore, it is possible to improve the robustness of the motor control and mitigate the reduction in system efficiency.
  • step S602 the center point IdM of the voltage limit ellipse is calculated based on the updated motor magnetic flux value.
  • the calculation is performed according to Equation 1.
  • IdM ⁇ / Ld (Formula 1)
  • ⁇ is the motor magnetic flux acquired in step S601
  • Ld is the d-axis inductance.
  • step S603 the maximum value / phase of the flux-weakening current is calculated.
  • the calculation is performed using Equation 2-1 and Equation 2-2.
  • ⁇ arctan (Iq * / (Id * ⁇ IdM)) (Formula 2-1)
  • IFWmax ⁇ (Iq * ⁇ 2 + (Id * ⁇ IdM) ⁇ 2) (Formula 2-2)
  • ⁇ is the phase of the weak flux current
  • IFWmax is the maximum value of the weak flux current.
  • a voltage deviation Ev is calculated.
  • the calculation is performed using Equation 3-1 and Equation 3-2.
  • Ev Vpn ⁇ ⁇ (1/2) ⁇ k ⁇ Vrms (Equation 3-1)
  • Vrms ⁇ (vd * ⁇ 2 + vq * ⁇ 2)
  • Ev is the difference (voltage deviation) between the upper limit value (Vpn ⁇ ⁇ (1/2) ⁇ k) of the output voltage of the power supply voltage and the motor line voltage effective value Vrms
  • k is the voltage margin.
  • the value of k is determined by adjustment from experiments.
  • Vpn is a power supply voltage
  • vd * and vq * are dq axis voltage command values.
  • step S605 the calculation result of step S604 is input to the PI controller, and the output of the PI controller is calculated.
  • This PI controller is provided with a limiter whose lower limit is 0 so that the output does not become negative. Further, an anti-windup function may be added to the integrator.
  • step S606 dq axis current command values IdFW * and IqFW * are calculated using the output of the PI controller. The calculation is performed using Equation 4-1 and Equation 4-2.
  • IdFW * IFW ⁇ cos ⁇ + IdM (Formula 4-1)
  • IqFW * IFW ⁇ sin ⁇ (Formula 4-2)
  • IFW is an output value of the PI controller.
  • step S607 it is determined whether the current operating point is outside the voltage limit ellipse considering the margin.
  • the determination is made according to Equation 5.
  • Ev ⁇ Vrms ⁇ Evth (Formula 5)
  • Evth is a threshold value for determining whether the current operating point is outside the voltage limit ellipse, and is adjusted and determined by experiments or the like.
  • step S608 the automatic weakening flag is enabled.
  • the automatic weakening flag is a variable indicating whether automatic weakening magnetic flux control is effective. If it is 1, it indicates that it is effective, and if it is 0, it indicates that it is not effective.
  • the initial value of the automatic weakening flag after startup is set to zero.
  • step S609 the optimum point search flag is invalidated. Further, the counter and N used in the optimum point search process S616 are initialized. N will be described later.
  • the optimum point search flag is a variable indicating whether or not the optimum point search is valid. If the optimum point search flag is 1, it is valid, and if it is 0, it is not valid.
  • step S610 the dq axis current command values IdFW * and IqFW * calculated in step S606 are selected as output currents to the current control system.
  • step S611 the dq-axis current command values Id * and Iq * input to the automatic flux-weakening control calculation unit 308 change due to changes in the torque command value T * input to the current command value generation unit 303. Determine if you did. The determination is made according to Equation 6.
  • (n) indicates the value at the nth step of the calculation.
  • Ad and Aq are threshold values for determining that the current command value has changed, and are determined by adjustment through experiments.
  • step S612 the automatic weakening flag is invalidated.
  • step S613 the optimum point search flag is invalidated. Also, the counter and N used in the optimum point search process are initialized.
  • step S614 the dq axis current command values Id * and Iq * input to the automatic flux-weakening control unit 308 are selected as the output current to the current control system.
  • step S615 it is determined whether the automatic weakening flag is established. If established, the optimum point search process S616 is continued. If not, the optimum point search process does not need to be performed, and the process continues to step S613.
  • step S616 a combination of dq axis currents that maximizes the system efficiency under the given conditions is obtained by searching. Specific processing will be described later.
  • the first embodiment Although the coil temperature of a motor is acquired, even if it acquires the rotor temperature of a motor with a temperature sensor, the same effect can be acquired.
  • the same effect can be obtained by calculating the magnet temperature of the motor by estimation.
  • the estimation is performed, for example, by measuring the magnet temperature of the motor in advance and storing it in a map with respect to the motor operating conditions, and reading the map according to the current motor operating conditions.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an example of the optimum point search control process in FIG.
  • FIG. 6 shows a calculation process when the calculation step is n-th.
  • an example of the processing content and processing procedure of the optimum point search control will be described in detail with reference to the flowchart of FIG.
  • Each process of process steps S701 to S713 in the process flow illustrated in FIG. 6 is performed according to arrows between the steps in FIG. 6 and Y (yes) and N (no) in the determination process step.
  • the processing content in each of the processing steps S701 to S713 will be described according to the arrows, Y, and N in FIG.
  • step S701 it is determined whether a search completion flag for optimal point search control is established. If established, the search process is not performed and the process continues to step S712.
  • step S702 the inverter input current Idc (n) is acquired from the detection value of the current sensor 310 and stored in the memory.
  • step S703 a counter is added.
  • step S704 it is determined whether the counter value is larger than the threshold value 1.
  • the threshold value 1 is set to a value that can sufficiently eliminate the influence of measurement noise and the like.
  • step S705 the counter is initialized. Also, 1 is added to the inverter input current value calculation count N. N is an integer and the initial value is 0.
  • step S706 the inverter input current value Idcave (N) is calculated and stored.
  • the calculation of the inverter input current value Idcave (N) is performed using the inverter input current Idc stored in step S702. For example, the arithmetic average value of all the Idc stored in steps from the initial value to the threshold value 1 being greater than the threshold value 1 is set as the inverter input current value Idcave (N).
  • the calculated inverter input current value Idcave (N) is stored in the memory.
  • a dq axis current combination candidate that minimizes the input current of the inverter is calculated.
  • a dq-axis current combination candidate that has a torque equal to that before the search is calculated.
  • the estimated torque value Test is calculated by Equation 7 from the current dq-axis current command values Id * and Iq *.
  • Test Pn ⁇ ( ⁇ + (Ld ⁇ Lq) ⁇ Id *) ⁇ Iq * ... (Formula 7)
  • Pn is the number of pole pairs of the motor
  • Lq is the q-axis inductance.
  • step S709 the current command values Idsearch * and Iqsearch * that are slightly changed on the dq axes are calculated by Expression 8-1 and Expression 8-2.
  • Equation 8-3 means the slope of the constant torque curve in the dq coordinate system.
  • the change direction is determined by comparing the value IdM of the d-axis coordinate at the center of the voltage limit ellipse with the IdFW * of the step immediately before the optimum point search process S616 is performed. If the immediately preceding IdFW * is smaller than IdM, the optimal point is in the positive d-axis direction, so ⁇ Id is positive.
  • Idsearch * (1) and Iqsearch * (1) are values immediately before the dq-axis current command value input to the current control system 304, respectively.
  • Idsearch * (N + 1) Idsearch * (N) + ⁇ Id (Formula 8-1)
  • Iqsearch * (N + 1) Iqsearch * (N) + ⁇ Iq (Formula 8-2)
  • ⁇ Iq Test ⁇ (Ld ⁇ Lq) / (Pn ⁇ ( ⁇ + (Ld ⁇ Lq) ⁇ Idsearch * (N)) ⁇ 2) ⁇ ⁇ Id (Equation 8-3)
  • step S710 the updated dq axis current command values Idsearch * (N + 1) and Iqsearch * (N + 1) are selected as output currents to the current control system.
  • step S711 it is determined that the search is completed, and the optimum point search completion flag is validated. Also, the optimum values Idopt * and Iqopt * of the dq-axis current command values are determined and stored according to equations 8-4 and 8-5.
  • the search is completed at the Nth time, the result of the (N-1) th time is optimal, and therefore the search value at the (N-1) th time is adopted as shown in equations 8-4 and 8-5.
  • Idot * Idsearch * (N ⁇ 1) (Equation 8-4)
  • Iopt * Iqsearch * (N ⁇ 1) (Formula 8-5)
  • step S712 optimum dq axis current command values Idopt * and Iqopt * are selected as output currents to the current control system.
  • step S713 it is determined that the dq axis current command value is not changed, and the dq axis current command value calculated in the (n-1) th step is selected as the output current to the current control system.
  • step S702 the inverter input current is acquired by the current sensor.
  • the inverter current is detected by using the motor phase current detection values IU and IW, the three-phase voltage command values vU *, vV *, vW *, and the power supply voltage Vpn.
  • the same effect can be obtained as the input current estimated value.
  • the inverter input current Idest is estimated by, for example, Equation 9-1.
  • Idestst (IU ⁇ vU * + IV ⁇ vV * + IW ⁇ vW *) / Vpn (Formula 9-1)
  • IV ⁇ IU ⁇ IW (Formula 9-2)
  • IV is a v-phase current
  • IU is a u-phase current
  • IW is a w-phase current.
  • the current sensor 310 in FIG. 3 can be omitted.
  • FIG. 7 is a time chart of the optimum point search control in FIG. 5 when the motor temperature in Embodiment 1 of the present invention is lowered.
  • FIG. 7 is shown in comparison with the case of the control of the conventional apparatus, and is shown by a solid line in the case of the control of the present invention apparatus and by a dotted line in the case of the control of the conventional apparatus.
  • a d-axis current command value indicates a d-axis current command value input to the current control system 304
  • a q-axis current command value indicates a q-axis current command value input to the current control system 304.
  • FIG. 7 shows the same case as in FIG. However, FIG. 7 does not illustrate measurement noise included in the inverter input current Idc.
  • the optimum point search control is started when the formula (5) is not satisfied during the automatic flux-weakening control. Since the search completion flag is 0 under the initial conditions, the input current acquisition point storage S702 and the counter addition S703 in FIG. 7 are performed. When the counter value is equal to or less than the threshold value 1, the dq axis current command value of n-1 steps is selected as the dq axis current command value output.
  • the counter When the counter value becomes larger than the threshold value 1, the counter is initialized and the inverter input current value Idcave (N) is calculated. If the condition is not satisfied in step S707, the dq-axis current command value is updated by equation 8-1, equation 8-2, and equation 8-3 in step S709, and the value is output.
  • step S707 the search completion flag is validated, and the dq-axis current command values Idopt * and Iqopt * which are optimum values are set. select.
  • the dq-axis current command value is corrected after the automatic flux-weakening control so that the inverter input current Idc is minimized, thereby mitigating the problem of efficiency reduction. It becomes possible.
  • FIG. 8 is a diagram showing the effect of the first embodiment of the present invention when the motor temperature is lowered.
  • Embodiment 1 of the present invention when automatic flux-weakening control is performed, the current motor temperature is detected, the magnet magnetic flux of the motor corresponding to the motor temperature is calculated by the magnet magnetic flux calculation unit, and the calculated motor An appropriate voltage limit ellipse 801 and an appropriate voltage limit ellipse center point 802 can be obtained by updating the center point of the voltage limit ellipse using the magnet magnetic flux. Therefore, when the current vector 805 is first input as a command value, the current vector is corrected toward the center point 802 of the appropriate voltage limiting ellipse 801 corresponding to the change in the motor temperature by automatic flux-weakening control. The intersection point 901 with the appropriate voltage limit ellipse 801 is reached. As described above, the robustness of the automatic flux-weakening control with respect to the temperature change of the motor is improved.
  • a constant torque curve at the torque at the point 901 is calculated as a dq-axis current combination candidate that minimizes the input current of the inverter.
  • the axis coordinate is compared with the d-axis coordinate of the point 802. When the d-axis coordinate of the point 901 is large, the d-axis direction is negative. When the d-axis coordinate of the point 901 is small, the d-axis coordinate is -Search for dq axis current that minimizes inverter input current in q axis current combination candidates, and correct current command value at point 903 where system efficiency is maximized. It is possible to mitigate a decrease in system efficiency of a drive system including an inverter.

Abstract

モータ（４）の磁石温度を検出する磁石温度検出部（２０９）、前記モータの磁石温度に対応したモータの磁石磁束を算出する磁石磁束算出部（３０８１）、前記モータの電源の電圧により出力可能な値により定まる電圧制限楕円内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出するｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補算出部（３０８２）、および自動弱め磁束制御により前記電圧制限楕円上に前記モータのｄ－ｑ軸電流が移動した場合に前記ｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補の範囲内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流を探索するｄ－ｑ軸電流探索部（３０８４）を備え、モータ温度が上昇した場合に弱め磁束制御のロバスト性および効率を改善する。

Description

モータ制御装置
　この発明はモータ制御装置に関し、特に、弱め磁束制御を行う際のシステム効率の低下を緩和するモータ制御装置に関する。
　近年、省エネルギーや環境に考慮した車両としてハイブリッド車や電気自動車が注目されている。ハイブリッド車は従来のエンジンに加えモータを動力源とし、電気自動車はモータを動力源としている。
　ハイブリッド車および電気自動車は、共に、バッテリに蓄電された直流電力をインバータ回路で交流電力に変換してモータに供給し、車両を走行させる。
　以下、従来の永久磁石同期電動機の制御装置の構成と動作を図面を用いて説明する。各図において同一または相当する部分においては同一符号を付して説明する。
　図９は、永久磁石形同期電動機の従来の制御装置を示したものである。図９において、７は直流電源、６はインバータ、３０１は電流検出器、４はモータ、３０２は磁極位置検出器、３０９はインバータ制御回路である。
　ここで、制御回路３０９は、トルク指令値Ｔ＊が入力されて最終的にインバータの各相スイッチング素子に対するゲートパルス信号ＰＵ＊，ＰＶ＊，ＰＷ＊を生成し出力するものであり、以下、その構成を動作と共に説明する。
　いま、モータ４の回転子である永久磁石が作り出す磁束と同期して回転する回転座標系で、磁束方向の座標軸をｄ軸とし、これと直交する方向の座標軸をｑ軸とするｄ－ｑ軸座標系を考える。まず、制御回路３０９において、３０７は、電流検出器３０１によるモータ４の相電流検出値ＩU，ＩWを、磁極位置信号θを用いて上記ｄ－ｑ軸座標系の成分である直流電流検出値Ｉd，Ｉqに変換する三相／二相変換器である。
　一方、３０３は、トルク指令値Ｔ＊からｄ－ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に変換するｄ－ｑ軸電流指令演算部からなる電流指令値生成部であり、この電流指令値生成部３０３の出力であるｄ―ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊は、自動弱め磁束制御演算部３０８に入力される。自動弱め磁束制御演算部３０８の演算結果は、電流制御系３０４に入力される。自動弱め磁束制御部の演算については後述する。
　電流制御系３０４は座標変換部３０７によって演算されたｄ－ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑと上記ｄ－ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との偏差が入力される。また、電流制御系３０４は、入力された上記偏差を用いて比例積分制御によりｄ－ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を演算する。
　なお、電流制御系３０４では、ｄ－ｑ軸間で生じる干渉を打ち消す非干渉制御が実施される。
　電流制御系３０４で演算されたｄ－ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊は二相／三相変換部３０５に入力され、三相電圧指令値ｖＵ＊、ｖＶ＊，ｖＷ＊を演算する。
　二相／三相変換部３０５で演算された三相電圧指令値はＰＷＭ変調部３０６に入力され、ゲートパルス信号ＰＵ＊，ＰＶ＊，ＰＷ＊を生成しインバータ６に入力する。
　永久磁石形同期電動機を駆動する場合、高速で回転しようとするとインバータの出力し得る最大電圧よりも誘起電圧の方が高くなって発電機動作となってしまうため、運転速度に限界がある。そこで、負のｄ軸電流を流すことにより見かけ上、磁束を弱め、高速運転を可能にする弱め磁束制御が用いられる。
　弱め磁束制御を実施するためのｄ軸電流の演算方法として、電源電圧により出力可能な値とｄ－ｑ軸電圧指令値を比較し、その偏差を０にするよう、フィードバック制御によりｄ－ｑ軸電圧指令値を所定の値に制御する手法が行われている。以下では、電源電圧により出力可能な値とｄ－ｑ軸電圧指令値を比較し、フィードバック制御によりｄ－ｑ軸電圧指令値を所定の値に制御する手法を「自動弱め磁束制御」と呼ぶ。
　図９において、３０８は自動弱め磁束制御演算部であり、電源電圧により出力可能な値とｄ－ｑ軸電圧指令値とを比較し、フィードバック制御によりｄ－ｑ軸電圧指令値を所定の値に追従させるためのｄ―ｑ軸電流指令値が演算される。演算された電流指令値または入力された電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の一方が所定の指標に基づいて選択され、電流制御系３０４に入力される。
　電流指令値選択の指標として、例えば、ｄ－ｑ軸電圧指令値と電源電圧により出力可能な電圧値（インバータの出力し得る最大電圧よりも誘起電圧の方が高くならない範囲の電圧値）とを比較し、ｄ－ｑ軸電圧指令値が出力可能な電圧値以上の場合は自動弱め磁束制御により演算された指令値、それ以外の場合は入力された電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を選択する。
　電流指令値の演算方法として、電源電圧により出力可能な電圧制限楕円（インバータの出力し得る最大電圧よりも誘起電圧の方が高くならない範囲内に制限する電圧の範囲）の中心をモータの磁石磁束およびインダクタンスより算出し、電圧制限楕円の中心方向に電流指令値を補正する方法がある（特許文献１）。
　しかし、この方法では、モータ温度が設計値から変化した時、モータの特性が変化するため、電流指令値を補正した場合に、ｄ－ｑ軸電流の組み合わせがトルクおよび回転数に対して最適ではないために、モータ効率が低下し、モータとインバータを合わせたシステム効率が低下するという課題がある。
　図１０は、モータの温度が低下した場合での電圧制限楕円の中心方向に電流指令値を補正する弱め磁束制御の課題を示した図である。図１０において、８０１は実際のモータ温度時のモータの磁石磁束より算出される電圧制限楕円、８０２は前記実際のモータ温度時のモータの磁石磁束より算出される電圧制限楕円の中心点、８０３は設計値のモータ温度時のモータの磁石磁束より算出される電圧制限楕円、８０４は前記設計値のモータ温度時のモータの磁石磁束より算出される電圧制限楕円の中心点である。ｄ－ｑ軸上の電圧制限楕円の中心点はモータの磁石磁束が大きくなるとｄ軸上を負の方向に、小さくなるとｄ軸上を正の方向に移動する。また、一般的に磁石の磁束は温度が低くなると大きく、温度が高くなると小さくなる。したがって、モータ温度が低下した場合には電圧制限楕円の中心点はｄ軸上の負の方向に、モータ温度が上昇した場合は電圧制限楕円の中心点はｄ軸上の正の方向に移動する。従来装置では、始めに指令値として電流ベクトル８０５が入力された場合、自動弱め磁束制御により、電流ベクトルは点８０４に向かって補正され、電圧制限楕円８０１との交点８０７で停止し、最終的な電流ベクトルは８０６となる。一方、あるモータのトルクおよび回転数で定まる最大システム効率曲線ＭＸＳＥＣは、一般的にモータ効率よりインバータ効率の方が高いため、最大モータ効率曲線に近い値となる。最大モータ効率曲線ＭＸＳＥＣは電圧制限楕円の移動方向と同じ向きにｄ軸上を移動するため、モータ温度が低下した場合、最大システム効率曲線ＭＸＳＥＣは負のｄ軸方向に移動する。したがって、モータ温度が低下した場合、最終的な電流ベクトル８０６と最大システム効率曲線ＭＸＳＥＣとの偏差が大きくなるため、文献１の自動弱め磁束制御ではシステム効率の低下が生じる。
　なお、モータ４としては、例えば、永久磁石形同期電動機、巻線型同期電動機、誘導機などを用いることができる。
特開２００８－５６７１
　従来の自動弱め磁束制御では、モータ温度の変化に伴うモータの磁石磁束変化により電圧制限楕円中心が移動した場合には、適切な電流指令値に補正できず、モータとモータ駆動電源となるインバータとからなる駆動システムのシステム効率が悪くなるという課題がある。
　この発明に係るモータ制御装置は、複数のスイッチング素子を有する複数相のアームを含むインバータと、前記インバータにより駆動される複数相のモータとを有した車両における前記モータの制御を行うモータ制御装置において、
　前記モータの磁石温度を検出する磁石温度検出部、前記モータの磁石温度に対応したモータの磁石磁束を算出する磁石磁束算出部、前記モータの電源の電圧により出力可能な値により定まる電圧制限楕円内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出するｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補算出部、および自動弱め磁束制御により前記電圧制限楕円上に前記モータのｄ－ｑ軸電流が移動した場合に前記ｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補の範囲内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流を探索するｄ－ｑ軸電流探索部を備えているものであり、モータ制御のロバスト性の向上及びモータとインバータとからなる駆動システムのシステム効率の低下の緩和が可能となる。
　図８はモータ温度が低下した場合におけるこの発明の効果を示す図である。この発明によれば、自動弱め磁束制御実施時に、現在のモータ温度を検出し、前記モータ温度に対応するモータの磁石磁束を前記磁石磁束算出部で算出し、算出されたモータの磁石磁束を用いて電圧制限楕円の中心点を更新することで、適切な電圧制限楕円８０１および適切な電圧制限楕円の中心点８０２を得ることができる。したがって、始めに指令値として電流ベクトル８０５が入力された場合、自動弱め磁束制御により、電流ベクトルは点８０２に向かって補正され、電圧制限楕円８０１との交点９０１に達する。以上によりモータの温度変化に対する自動弱め磁束制御のロバスト性が向上される。さらに、ｄ－ｑ軸電流指令値が点９０１に達した時にインバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補定として前記交点９０１における定トルク曲線を算出し、点９０１のｄ軸座標と点８０２のｄ軸座標を比較し、点９０１のｄ軸座標が大きい場合には負のｄ軸方向に、点９０１のｄ軸座標が小さい場合には正のｄ軸方向に前記ｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補内でインバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流を探索し、効率が最大となる点９０３に電流指令値を補正することで自動弱め磁束制御によるモータとインバータからなるシステム効率の低下を緩和することが可能である。
また、モータ温度が上昇した場合においても本発明により同様の効果を得ることができる。
この発明の実施の形態１に係る車両の概略構成図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の代表的な事例を示す概略構成図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の要部の機能構成の一例を示した図である。 図３のモータ制御装置における自動弱め磁束制御演算部３０８の内部の機能構成を例示する図である。 図２における磁束テーブル２１０ＭＴの構成の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の最適点探索機能付き自動弱め磁束制御の処理内容および処理手順の一例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の図５における最適点探索制御の処理の一例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１におけるモータ温度が低下した場合の図５における最適点探索制御のタイムチャートである。 モータ温度が低下した場合におけるこの発明の実施の形態１の効果を示す図である。 従来のモータ制御装置の要部の機能構成を示すブロック図である。 従来装置の課題を示す図である。
実施の形態１．
　以下、この発明に係るモータ制御装置の好適な実施の形態１につき図１から図８を用いて説明する。各図において同一または相当する部分については、同一符号を付して説明する。
　図１は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置が搭載された車両の概略構成図である。図１においては、エンジン１とモータ４とを備えたハイブリッド車を例として記載しているが、本実施の形態は電気自動車にも適用可能である。図１において、エンジン１により発電機２が駆動され、それにより発電機２が発電し、その発電された電力はインバータ６を経由して、バッテリ７に充電される。
　そして、発電機２が発電した電力、もしくは、バッテリ７に蓄電された電力を、モータ４に供給することで、モータ４を駆動する。モータ４はタイヤ５を駆動し、車両を走行させる。なお、バッテリ７に蓄電された電力をモータ４に供給する場合には、バッテリ７に蓄電された直流電力をインバータ６によって交流電力に変換して、モータ４に供給する。
　また、車両の減速時などはタイヤ５によりモータ４が回され、モータ４が回生発電を行い、そこで発電された電力はインバータ６を介してバッテリ７に充電される。
　また、インバータ６が、バッテリ７に蓄電された直流電力を交流電力に変換して、発電機２を駆動し、エンジン１を始動することも行う。
　また、クラッチ３を結合することにより、エンジン１の駆動力を、モータ４を介してタイヤ５に伝えることで、車両を走行させることもできる。
　後述する実施の形態１では、上記のようなシリーズ式ハイブリッド車を例に説明するが、パラレル式ハイブリッド車であってもよい。
　また、上記のように、発電機２およびモータ４は、駆動と発電を兼ね備えるモータ・ジェネレータであってもよい。
　また、車両が一つのバッテリと一つのインバータを有するもので説明するが、複数の異なる電圧のバッテリを備え、発電機とインバータとの間、および、バッテリとインバータとの間に、電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ等を有するものであってもよい。
　図２は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の代表的な概略構成図である。　図２に示すように、モータ制御装置は、モータ４と、バッテリ７と、インバータ２０１とから構成される。インバータ２０１は、バッテリ７に蓄電された直流電力を交流電力に変換してモータ４を駆動制御する。
　インバータ２０１は、Ｕ相スイッチング回路２０５、Ｖ相スイッチング回路２０６、および、Ｗ相スイッチング回路２０７とから構成されている。
　Ｕ相スイッチング回路２０５は、上アーム２０３側（高電圧側）に設けられた上アーム側スイッチング素子２０５Ｈと、下アーム２０４側（低電圧側）に設けられた下アーム側スイッチング素子２０５Ｌとから構成される。上アーム側スイッチング素子２０５Ｈと下アーム側スイッチング素子２０５Ｌとは互いに直列に接続されている。また、上アーム側スイッチング素子２０５Ｈ、および、下アーム側スイッチング素子２０５Ｌには、それぞれ、１つの還流ダイオードが逆並列に接続されている。
　また、Ｖ相スイッチング回路２０６は、上アーム２０３側に設けられた上アーム側スイッチング素子２０６Ｈと、下アーム２０４側に設けられた下アーム側スイッチング素子２０６Ｌとから構成される。上アーム側スイッチング素子２０６Ｈと下アーム側スイッチング素子２０６Ｌとは互いに直列に接続されている。また、上アーム側スイッチング素子２０６Ｈ、および、下アーム側スイッチング素子２０６Ｌには、それぞれ、１つの還流ダイオードが逆並列に接続されている。
　また、Ｗ相スイッチング回路２０７は、上アーム２０３側に設けられた上アーム側スイッチング素子２０７Ｈと、下アーム２０４側に設けられた下アーム側スイッチング素子２０７Ｌとから構成される。上アーム側スイッチング素子２０７Ｈと下アーム側スイッチング素子２０７Ｌとは互いに直列に接続されている。また、上アーム側スイッチング素子２０７Ｈ、および、下アーム側スイッチング素子２０７Ｌには、それぞれ、１つの還流ダイオードが逆並列に接続されている。
　スイッチング回路２０５～２０７の各スイッチング素子２０５Ｈ～２０７Ｈ，２０５Ｌ～２０７Ｌとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）およびＦＥＴ（Field　Effect　Transistor）を用いることができる。
　さらに、モータ４において、モータ４の温度を計測するための温度センサ２０９が設けられている。
　なお、図２および図３においては、モータ４にモータ温度センサ２０９が設けられている事例を示してあるが、モータ温度の推定値を、モータ温度センサ２０９が計測したモータ温度の代わりに使用する場合は、モータ温度センサ２０９を設けなくともよい。
　また、制御部２１０が、Ｕ相スイッチング回路２０５、Ｖ相スイッチング回路２０６、および、Ｗ相スイッチング回路２０７に対して設けられている。制御部２１０は、演算装置、記憶装置、入出力装置などから構成されており、各スイッチング素子２０５Ｈ～２０７Ｈ，２０５Ｌ～２０７Ｌを駆動制御する。
　また、制御部２１０は、温度センサ２０９からのセンサ信号に基づいて、温度センサが設けられているモータのモータ温度（温度情報）を取得する。
　なお、図２においては、制御部２１０はインバータ２０１の内部に配置しているが、インバータ２０１の外部に配置してもよい。
　図３は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の要部の機能構成の一例を示した図である。また、図４Ａは、図３のモータ制御装置における自動弱め磁束制御演算部３０８の内部の機能構成を例示する図である。
　図３の図９との相違点は、モータ温度センサ２０９、電流センサ３１０を追加した点である。図３における電流指令値生成部３０３、電流制御系３０４、二相／三相変換部３０５、ＰＷＭ変調部３０６、座標変換部３０７は、図９における電流指令値生成部３０３、電流制御系３０４、二相／三相変換部３０５、ＰＷＭ変調部３０６、座標変換部３０７と同じ機能であるので、電流指令値生成部３０３、電流制御系３０４、二相／三相変換部３０５、ＰＷＭ変調部３０６、座標変換部３０７についての説明は割愛する。
　モータ温度センサ２０９はモータのコイル温度を測定しモータの磁石温度推定値とし、電流センサ３１０はインバータ６の入力電流を計測する。モータ温度センサ２０９および電流センサ３１０で取得したセンサ情報を自動弱め磁束制御演算部３０８で使用する。
　モータの磁石温度推定は、モータ４のコイル温度、モータ電流、モータ電圧のうちいずれか一つ以上を用いて行う。また、モータ電流は、モータの相電流または線間電流またはｄ－ｑ軸電流のいずれかであり、モータ電圧は、モータの相電圧または線間電圧またはｄ－ｑ軸電圧である。
　図４Ａは、図３における自動弱め磁束制御演算部３０８の内部の機能構成の一例を示す図である。図４Ａにおいて、従来自動弱め磁束演算部３０８３は、図９の従来装置における自動弱め磁束制御演算部３０８の処理と同等である。図４Ａは、検出したモータ温度から対応するモータの磁石磁束を算出する磁石磁束算出部３０８１、自動弱め磁束制御の実施後にインバータ入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流指令値の組み合わせ候補を算出する組み合わせ候補算出部３０８２、および前記組み合わせ候補よりインバータ入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流指令値を探索するｄ－ｑ軸電流探索部３０８４を、従来の自動弱め磁束制御演算部３０８３（図９の従来装置における自動弱め磁束制御演算部３０８）に加えたものである。
　図４Ｂは，図２における磁束テーブル２１０ＭＴの構成の一例を示す図である。なお，図４Ｂではモータ温度とそれに対応するモータ磁束の組がｌ個である場合を図示した。ここで，ｌは正の整数である。
　図５は、本実施の形態における、最適点探索機能付き自動弱め磁束制御の処理内容および処理手順の一例を示すフローチャートである。図５は計算ステップがｎ回目の時の演算処理を表したものである。ここでは、ｎを整数とする。以下、図５のフローチャートにより、自動弱め磁束制御演算部３０８の処理内容および処理手順の一例を詳細に説明する。
　図５に例示の処理フローにおける処理ステップＳ６０１からＳ６１６の各処理は、図５の各ステップ間の矢印、判定処理ステップにおけるＹ（イエス（ｙｅｓ）），Ｎ（ノー（ｎｏ））に従って行われる。以下、図５の矢印、Ｙ、Ｎに従って、処理ステップＳ６０１からＳ６１６の各々での処理内容を説明する。
　ステップＳ６０１において、モータ温度センサ２０９から取得したモータ温度により磁束テーブル２１０ＭＴを参照し、磁束値を更新する。
　磁束テーブル２１０ＭＴは、図２に例示のように制御部２１０の記憶装置２１０Ｍに格納されている。磁束テーブル２１０ＭＴは、図４Ｂに例示のように、モータ温度τとモータ温度に対応するモータ磁束Ψとで構成されており、モータ温度を入力すると、入力したモータ温度に対応するモータ磁束を出力するものである。出力されたモータ温度対応のモータ磁束はモータ磁束の値を適切に更新することにより、温度変化によりモータ磁束が変化した場合でも自動弱め磁束制御でのｄ－ｑ軸電流指令値の補正を適切に行うことができる。そのため、モータ制御のロバスト性向上およびシステム効率低下の緩和が可能となる。
　ステップＳ６０２では、更新したモータ磁束値をもとに電圧制限楕円の中心点ＩｄＭを演算する。演算は、式１により行う。
　ＩｄＭ＝－Ψ／Ｌｄ・・・・・（式１）
ここで、ΨはステップＳ６０１で取得したモータ磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンスである。
　ステップＳ６０３では、弱め磁束電流の最大値・位相を算出する。演算は、式２－１，式２－２により行う。
　θ＝ａｒｃｔａｎ（Ｉｑ＊／（Ｉｄ＊－ＩｄＭ））
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・・・（式２－１）
　ＩＦＷｍａｘ＝√（Ｉｑ＊＾２＋（Ｉｄ＊－ＩｄＭ）＾２）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・・・（式２－２）
ここで、θは弱め磁束電流の位相、ＩＦＷｍａｘは弱め磁束電流の最大値である。
　ステップＳ６０４では、電圧偏差Ｅｖを演算する。演算は、式３－１，式３－２により行う。
　Ｅｖ＝Ｖｐｎ×√（１／２）×ｋ－Ｖｒｍｓ・・・・・（式３－１）
　Ｖｒｍｓ＝√（ｖｄ＊＾２＋ｖｑ＊＾２）・・・・・（式３－２）
　ここで、Ｅｖは、電源電圧が出力可能な電圧の上限値（Ｖｐｎ×√（１／２）×ｋ）とモータの線間電圧実効値Ｖｒｍｓとの差（電圧偏差）、ｋは、電圧余裕のマージンであり、ｋの値は実験などから調整して定める。また、Ｖｐｎは電源電圧、ｖｄ＊、ｖｑ＊はｄ－ｑ軸電圧指令値である。
　ステップＳ６０５では、ステップＳ６０４の演算結果をＰＩ制御器に入力し、ＰＩ制御器の出力を算出する。このＰＩ制御器には、出力が負にならないよう、下限を０としたリミッタを設ける。また、積分器にはアンチワインドアップ機能を追加してもよい。
　ステップＳ６０６では、ＰＩ制御器の出力を用いて、ｄ－ｑ軸電流指令値ＩｄＦＷ＊，ＩｑＦＷ＊を演算する。演算は、式４－１，式４－２により行う。
　ＩｄＦＷ＊＝ＩＦＷ×ｃｏｓθ＋ＩｄＭ・・・・・（式４－１）
　ＩｑＦＷ＊＝ＩＦＷ×ｓｉｎθ・・・・・（式４－２）
ここで、ＩＦＷはＰＩ制御器の出力値である。
　ステップＳ６０７では、現在の動作点が、マージンを考慮した電圧制限楕円の外側であるか判定する。判定は、式５により行う。
　Ｅｖ－Ｖｒｍｓ＜Ｅｖｔｈ・・・・・（式５）
ここで、Ｅｖｔｈは現在の動作点が電圧制限楕円の外側であるか判定する閾値であり、実験等により調整し定める。
　ステップＳ６０８では、自動弱めフラグを有効化する。自動弱めフラグは、自動弱め磁束制御が有効であるかを示す変数であり、１ならば有効、０ならば有効でないことを表す。起動後の自動弱めフラグの初期値は０とする。
　ステップＳ６０９では、最適点探索フラグを無効化する。また、最適点探索処理Ｓ６１６にて用いるカウンタおよびＮを初期化する。Ｎについては後述する。最適点探索フラグは、最適点探索が有効であるかを示す変数であり、１ならば有効、０ならば有効でないことを表す。
　ステップＳ６１０では、電流制御系への出力電流として、ステップＳ６０６で算出されたｄ－ｑ軸電流指令値ＩｄＦＷ＊、ＩｑＦＷ＊を選択する。
　ステップＳ６１１では、電流指令値生成部３０３に入力されたトルク指令値Ｔ＊が変化したことなどにより自動弱め磁束制御演算部３０８に入力されたｄ－ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊が変化したかを判定する。判定は、式６により行う。
　｜Ｉｄ＊（ｎ）－Ｉｄ＊（ｎ－１）｜　＞　Ａｄ
　ｏｒ
　｜Ｉｑ＊（ｎ）－Ｉｑ＊（ｎ－１）｜　＞　Ａｑ・・・・・（式６）
ここで、（ｎ）は演算ｎステップ目の値であることを示す。また、Ａｄ、Ａｑは電流指令値が変化したと判定する閾値であり、実験などを行い調整して定める。
　ステップＳ６１２では、自動弱めフラグを無効化する。
　ステップＳ６１３では、最適点探索フラグを無効化する。また、最適点探索処理にて用いるカウンタおよびＮを初期化する。
　ステップＳ６１４では、電流制御系への出力電流として、自動弱め磁束制御部３０８に入力されたｄ－ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を選択する。
　ステップＳ６１５では、自動弱めフラグが成立しているか判定する。成立している場合は最適点探索処理Ｓ６１６に続く。成立していない場合は，最適点探索処理を行う必要がないため，ステップＳ６１３に続く。
　ステップＳ６１６では与えられた条件下でシステム効率を最大とするｄ－ｑ軸電流の組み合わせを探索により求める。具体的な処理は後述する。
　なお、実施の形態１．では、モータのコイル温度を取得しているが、モータのロータ温度を温度センサにより取得しても同様の効果を得ることができる。
　また、上記モータの磁石温度を推定により算出しても同様の効果を得ることができる。推定は、例えば、モータの運転条件に対して、モータの磁石温度をあらかじめ測定してマップに格納し、前記マップを現在のモータの運転条件に応じて読みだすことで行う。
　図６は、図５における最適点探索制御の処理の一例を示すフローチャートである。図６は計算ステップがｎ回目の時の演算処理を表したものである。
　以下、図６のフローチャートにより、最適点探索制御の処理内容および処理手順の一例を詳細に説明する。
　図６に例示の処理フローにおける処理ステップＳ７０１からＳ７１３の各処理は、図６の各ステップ間の矢印、判定処理ステップにおけるＹ（イエス（ｙｅｓ）），Ｎ（ノー（ｎｏ））に従って行われる。以下、図６の矢印、Ｙ、Ｎに従って、処理ステップＳ７０１からＳ７１３の各々での処理内容を説明する。
　ステップＳ７０１では、最適点探索制御の探索完了フラグが成立しているか判定を行う。成立している場合は、探索処理は行わず、ステップＳ７１２に続く。
　ステップＳ７０２では、電流センサ３１０の検出値よりインバータ入力電流Ｉｄｃ（ｎ）を取得しメモリへの格納を行う。
　ステップＳ７０３では、カウンタの加算を行う。
　ステップＳ７０４では、カウンタ値が閾値１より大きいか判定する。ここで、閾値１は測定ノイズなどの影響を十分に取り除くことができる値に設定する。
　ステップＳ７０５では、カウンタの初期化を行う。また、インバータ入力電流値算出カウントＮを１加算する。Ｎは整数で、初期値は０である。
　ステップＳ７０６では、インバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）の算出と格納を行う。インバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）の算出は、ステップＳ７０２で格納したインバータ入力電流Ｉｄｃを用いて行う。例えば、カウンタが初期値から閾値１より大きくなるまでのステップで格納したＩｄｃ全ての算術平均値をインバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）とする。算出したインバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）は、メモリに格納する。
　ステップＳ７０７では、算出されたインバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）が、1つ前の値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ－１）よりも大きいか判定する。ただし、Ｎ＝１の場合、ステップＳ７０８に進む。
　ステップＳ７０８では、インバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出する。ここでは一例として、ｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補としてトルクが探索前と等しくなるものを算出する。現在のｄ－ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊およびＩｑ＊よりトルク推定値Ｔｅｓｔを式７により算出する。
　Ｔｅｓｔ＝Ｐｎ×（Ψ＋（Ｌｄ－Ｌｑ）×Ｉｄ＊）×Ｉｑ＊
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・・・（式７）
ここで、Ｐｎはモータの極対数、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。
　ステップＳ７０９では、ｄ－ｑ軸上で微小変化させた電流指令値Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊、Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊を式８－１、式８－２により演算する。ｄ軸電流をΔＩｄ変化させた時のｑ軸の変化量ΔＩｑを式８－３により算出する。式８－３は，ｄ－ｑ座標系での定トルク曲線の傾きを意味する。変化方向は、電圧制限楕円の中心のｄ軸座標の値ＩｄＭと、最適点探索処理Ｓ６１６が行われる直前のステップのＩｄＦＷ＊とを比較して判定する。直前のＩｄＦＷ＊がＩｄＭより小さい場合、最適点は正のｄ軸方向にあるのでΔＩｄを正、直前のＩｄＦＷ＊がＩｄＭより大きい場合、最適点は負のｄ軸方向にあるのでΔＩｄを負にする。また、初期値Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（１）、Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（１）はそれぞれ電流制御系３０４に入力されるｄ－ｑ軸電流指令値の直前の値とする。
　Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ＋１）＝Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ）＋ΔＩｄ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・・・（式８－１）
　Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ＋１）＝Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ）＋ΔＩｑ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・・・（式８－２）
　ΔＩｑ＝Ｔｅｓｔ×（Ｌｄ－Ｌｑ）／（Ｐｎ×（Ψ＋（Ｌｄ－Ｌｑ）×Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ））＾２）×ΔＩｄ・・・・・（式８－３）
　ステップＳ７１０では、電流制御系への出力電流として、更新されたｄ－ｑ軸電流指令値Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ＋１）、Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ＋１）を選択する。
　ステップＳ７１１では、探索完了と判定し、最適点探索の完了フラグの有効化を行う。
また，ｄ－ｑ軸電流指令値の最適値Ｉｄｏｐｔ＊，Ｉｑｏｐｔ＊を式８－４、８－５により定め保存する。Ｎ回目で探索が完了した場合、Ｎ－１回目の結果が最適であるため、式８－４，８－５に示す通りＮ－１回目の探索値が採用される。
　Ｉｄｏｐｔ＊＝Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ－１）・・・（式８－４）
　Ｉｑｏｐｔ＊＝Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ－１）・・・（式８－５）
　ステップＳ７１２では、電流制御系への出力電流として、最適なｄ－ｑ軸電流指令値Ｉｄｏｐｔ＊、Ｉｑｏｐｔ＊を選択する。
　ステップＳ７１３では、ｄ－ｑ軸電流指令値を変更しないと判定し、電流制御系への出力電流として、ｎ－１ステップ目に演算されたｄ－ｑ軸電流指令値を選択する。ｎ＝１の場合は、直前のｄ－ｑ軸電流指令値を出力する。
　なお、ステップＳ７０２において、インバータ入力電流を電流センサにより取得しているが、モータの相電流検出値ＩＵ，ＩＷと３相電圧指令値ｖＵ＊，ｖＶ＊，ｖＷ＊と電源電圧Ｖｐｎを用いてインバータ入力電流推定値としても同様の効果を得ることができる。インバータ入力電流Ｉｄｃｅｓｔの推定は、例えば、式９－１により行う。
　Ｉｄｃｅｓｔ＝（ＩＵ×ｖＵ＊＋ＩＶ×ｖＶ＊＋ＩＷ×ｖＷ＊）／Ｖｐｎ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・・・（式９－１）
　ＩＶ＝－ＩＵ－ＩＷ・・・・・（式９－２）
　ここで、ＩＶはｖ相相電流、ＩＵはｕ相相電流、ＩＷはｗ相相電流である。
　また、インバータ入力電流推定値を用いる場合、図３における電流センサ３１０を省略することができる。
　図７は、本発明の実施の形態１におけるモータ温度が低下した場合の図５における最適点探索制御のタイムチャートである。ただし、図７では、Ｎ＝５のステップで探索が完了した例を示す。なお、図７は、従来装置の制御の場合と比較して図示してあり、本発明装置の制御の場合は実線で、従来装置の制御の場合は点線で図示してある。図７において、ｄ軸電流指令値は、電流制御系３０４に入力されるｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値は、電流制御系３０４に入力されるｑ軸電流指令値を示す。図７におけるｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値、モータトルクＴ，電圧偏差Ｅｖ，インバータ入力電流Ｉｄｃの推移は、図８と同様の場合を示す。ただし，図７ではインバータ入力電流Ｉｄｃに含まれる測定ノイズなどは図示していない。
　図７において、電圧制限楕円の外側の電流指令値が入力された場合、従来装置では、最適点探索制御がないため、自動弱め磁束制御により電圧偏差Ｅｖが０に追従する（図８においてｄ－ｑ軸電流指令値が点８０７に近づく）ようなｄ－ｑ軸電流指令値が出力される。
　一方で、本発明装置では、自動弱め磁束制御中に式（５）が成立しなくなった時に最適点探索制御が開始される。初期条件では、探索完了フラグは０のため図７における入力電流取得点格納Ｓ７０２およびカウンタ加算Ｓ７０３を行う。カウンタ値が閾値１以下の場合はｄ－ｑ軸電流指令値出力としてｎ－１ステップのｄ－ｑ軸電流指令値が選択される。
　カウンタ値が閾値１より大きくなった時、カウンタが初期化され、インバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）が算出される。ステップＳ７０７にて条件が不成立の場合はステップＳ７０９にて式８－１、式８－２、式８－３によりｄ－ｑ軸電流指令値が更新され，その値が出力される。
　以降、上記処理がステップＳ７０７にて判定が成立するまで繰り返され、ステップＳ７０７の判定が成立した場合、探索完了フラグを有効化し、最適値であるｄ－ｑ軸電流指令値Ｉｄｏｐｔ＊、Ｉｑｏｐｔ＊を選択する。
　本実施の形態１によれば、図７において、自動弱め磁束制御後にｄ－ｑ軸電流指令値を、インバータ入力電流Ｉｄｃが最小となるよう補正することで、課題である効率低下の緩和を行うことが可能となる。
　図８はモータ温度が低下した場合におけるこの発明の実施の形態１の効果を示す図である。この発明の実施の形態１によれば、自動弱め磁束制御実施時に、現在のモータ温度を検出し、前記モータ温度に対応するモータの磁石磁束を前記磁石磁束算出部で算出し、算出されたモータの磁石磁束を用いて電圧制限楕円の中心点を更新することで、適切な電圧制限楕円８０１および適切な電圧制限楕円の中心点８０２を得ることができる。したがって、始めに指令値として電流ベクトル８０５が入力された場合、自動弱め磁束制御により、電流ベクトルは、モータ温度の変化に対応した適切な電圧制限楕円８０１の中心点８０２に向かって補正され、当該適切な電圧制限楕円８０１との交点９０１に達する。以上によりモータの温度変化に対する自動弱め磁束制御のロバスト性が向上される。
　さらに、ｄ－ｑ軸電流指令値が点９０１に達した時にインバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補として点９０１でのトルクにおける定トルク曲線を算出し、点９０１のｄ軸座標と点８０２のｄ軸座標を比較し、点９０１のｄ軸座標が大きい場合には負のｄ軸方向に、点９０１のｄ軸座標が小さい場合には正のｄ軸方向に前記ｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補内でインバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流を探索し、システム効率が最大となる点９０３に電流指令値を補正することで自動弱め磁束制御によるモータとインバータとからなる駆動システムのシステム効率の低下を緩和することが可能である。
　また、前述の本発明の実施の形態１では、モータ温度が低下した場合について例示したが、モータ温度が上昇した場合においても同様の効果を得ることができる。
　なお、各図中、同一符合は同一または相当部分を示す。
　なお、本発明は、その発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形することができる。
１　エンジン、２　発電機、３　クラッチ、４　モータ、５　タイヤ、６　インバータ、７　バッテリ、２０１　インバータ装置、２０３　上アーム、２０４　下アーム、２０５　Ｕ相スイッチング回路、２０６　Ｖ相スイッチング回路、２０７　Ｗ相スイッチング回路、２０５Ｈ，２０６Ｈ，２０７Ｈ　上アーム側スイッチング素子、２０５Ｌ，２０６Ｌ，２０７Ｌ　下アーム側スイッチング素子、２０９　モータ温度センサ、２１０　制御部、２１０Ｍ　記憶装置、２１０ＭＴ　磁束テーブル、３０１　電流検出器、３０２　磁極位置検出器、３０３　電流指令値生成部、３０４　電流制御系、３０５　二相／三相変換部、３０６　ＰＷＭ変調部、３０７　座標変換部（三相／二相変換部）、３０８　自動弱め制御演算部、３０８１　磁石磁束算出部、３０８２　組み合わせ候補算出部、３０８３　従来の自動弱め磁束制御演算部、３０８４　ｄ－ｑ軸電流探索部、３０９　インバータ制御回路。

Claims (6)

  1. 　複数のスイッチング素子を有する複数相のアームを含むインバータと、前記インバータにより駆動される複数相のモータとを有した車両における前記モータの制御を行うモータ制御装置において、
    　前記モータの磁石温度を検出する磁石温度検出部、前記モータの磁石温度に対応したモータの磁石磁束を算出する磁石磁束算出部、前記モータの電源の電圧により出力可能な値により定まる電圧制限楕円内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出するｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補算出部、および自動弱め磁束制御により前記電圧制限楕円上に前記モータのｄ－ｑ軸電流が移動した場合に前記ｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補の範囲内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ－ｑ軸電流を探索するｄ－ｑ軸電流探索部を備えていること特徴とするモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、前記ｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補算出部は、前記磁石温度検出部の出力と前記磁石磁束算出部の出力とから前記モータの磁石磁束を取得し、前記モータのｄ－ｑ軸電流と前記モータの磁石磁束とから前記モータのトルクを推定し、前記モータのトルクが前記推定されたトルクとなるような前記ｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出することを特徴とするモータ制御装置。
  3. 　請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置において、前記ｄ－ｑ軸電流探索部は、前記電圧制限楕円の中心と、前記ｄ－ｑ軸電流が前記電圧制限楕円上にある時のｄ軸電流指令値とを比較し、前記電圧制限楕円の中心が大きい場合は、前記ｄ－ｑ軸電流の組み合わせ候補において、前記ｄ軸電流指令値を正方向に、前記電圧制限楕円の中心が小さい場合は、前記ｄ軸電流を負方向に変化させることを特徴とするモータ制御装置。
  4. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、前記モータの磁石磁束算出部は、前記モータの磁石温度を入力としたモータの磁束テーブルを備え、前記モータの磁石温度と前記モータの磁石磁束マップから前記モータの磁石磁束を求めることを特徴とするモータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、前記インバータの入力電流は、前記モータの相電流、３相電圧指令値、電源電圧のうちいずれか１つ以上を用いて推定した値であることを特徴とするモータ制御装置。
  6. 　請求項1に記載のモータ制御装置において、前記モータの磁石温度は、前記モータのコイル温度、モータ電流、モータ電圧のうちいずれか１つ以上を用いて推定した値であることを特徴とするモータ制御装置。
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