JPWO2016207936A1 - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

モータ（４）の磁石温度を検出する磁石温度検出部（２０９）、前記モータの磁石温度に対応したモータの磁石磁束を算出する磁石磁束算出部（３０８１）、前記モータの電源の電圧により出力可能な値により定まる電圧制限楕円内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出するｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補算出部（３０８２）、および自動弱め磁束制御により前記電圧制限楕円上に前記モータのｄ−ｑ軸電流が移動した場合に前記ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補の範囲内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流を探索するｄ−ｑ軸電流探索部（３０８４）を備え、モータ温度が上昇した場合に弱め磁束制御のロバスト性および効率を改善する。

Description

この発明はモータ制御装置に関し、特に、弱め磁束制御を行う際のシステム効率の低下を緩和するモータ制御装置に関する。

近年、省エネルギーや環境に考慮した車両としてハイブリッド車や電気自動車が注目されている。ハイブリッド車は従来のエンジンに加えモータを動力源とし、電気自動車はモータを動力源としている。
ハイブリッド車および電気自動車は、共に、バッテリに蓄電された直流電力をインバータ回路で交流電力に変換してモータに供給し、車両を走行させる。

以下、従来の永久磁石同期電動機の制御装置の構成と動作を図面を用いて説明する。各図において同一または相当する部分においては同一符号を付して説明する。
図９は、永久磁石形同期電動機の従来の制御装置を示したものである。図９において、７は直流電源、６はインバータ、３０１は電流検出器、４はモータ、３０２は磁極位置検出器、３０９はインバータ制御回路である。
ここで、制御回路３０９は、トルク指令値Ｔ＊が入力されて最終的にインバータの各相スイッチング素子に対するゲートパルス信号ＰＵ＊，ＰＶ＊，ＰＷ＊を生成し出力するものであり、以下、その構成を動作と共に説明する。

いま、モータ４の回転子である永久磁石が作り出す磁束と同期して回転する回転座標系で、磁束方向の座標軸をｄ軸とし、これと直交する方向の座標軸をｑ軸とするｄ−ｑ軸座標系を考える。まず、制御回路３０９において、３０７は、電流検出器３０１によるモータ４の相電流検出値ＩU，ＩWを、磁極位置信号θを用いて上記ｄ−ｑ軸座標系の成分である直流電流検出値Ｉd，Ｉqに変換する三相／二相変換器である。

一方、３０３は、トルク指令値Ｔ＊からｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に変換するｄ−ｑ軸電流指令演算部からなる電流指令値生成部であり、この電流指令値生成部３０３の出力であるｄ―ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊は、自動弱め磁束制御演算部３０８に入力される。自動弱め磁束制御演算部３０８の演算結果は、電流制御系３０４に入力される。自動弱め磁束制御部の演算については後述する。

電流制御系３０４は座標変換部３０７によって演算されたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑと上記ｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との偏差が入力される。また、電流制御系３０４は、入力された上記偏差を用いて比例積分制御によりｄ−ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を演算する。
なお、電流制御系３０４では、ｄ−ｑ軸間で生じる干渉を打ち消す非干渉制御が実施される。

電流制御系３０４で演算されたｄ−ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊は二相／三相変換部３０５に入力され、三相電圧指令値ｖＵ＊、ｖＶ＊，ｖＷ＊を演算する。
二相／三相変換部３０５で演算された三相電圧指令値はＰＷＭ変調部３０６に入力され、ゲートパルス信号ＰＵ＊，ＰＶ＊，ＰＷ＊を生成しインバータ６に入力する。

永久磁石形同期電動機を駆動する場合、高速で回転しようとするとインバータの出力し得る最大電圧よりも誘起電圧の方が高くなって発電機動作となってしまうため、運転速度に限界がある。そこで、負のｄ軸電流を流すことにより見かけ上、磁束を弱め、高速運転を可能にする弱め磁束制御が用いられる。

弱め磁束制御を実施するためのｄ軸電流の演算方法として、電源電圧により出力可能な値とｄ−ｑ軸電圧指令値を比較し、その偏差を０にするよう、フィードバック制御によりｄ−ｑ軸電圧指令値を所定の値に制御する手法が行われている。以下では、電源電圧により出力可能な値とｄ−ｑ軸電圧指令値を比較し、フィードバック制御によりｄ−ｑ軸電圧指令値を所定の値に制御する手法を「自動弱め磁束制御」と呼ぶ。

図９において、３０８は自動弱め磁束制御演算部であり、電源電圧により出力可能な値とｄ−ｑ軸電圧指令値とを比較し、フィードバック制御によりｄ−ｑ軸電圧指令値を所定の値に追従させるためのｄ―ｑ軸電流指令値が演算される。演算された電流指令値または入力された電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の一方が所定の指標に基づいて選択され、電流制御系３０４に入力される。

電流指令値選択の指標として、例えば、ｄ−ｑ軸電圧指令値と電源電圧により出力可能な電圧値（インバータの出力し得る最大電圧よりも誘起電圧の方が高くならない範囲の電圧値）とを比較し、ｄ−ｑ軸電圧指令値が出力可能な電圧値以上の場合は自動弱め磁束制御により演算された指令値、それ以外の場合は入力された電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を選択する。

電流指令値の演算方法として、電源電圧により出力可能な電圧制限楕円（インバータの出力し得る最大電圧よりも誘起電圧の方が高くならない範囲内に制限する電圧の範囲）の中心をモータの磁石磁束およびインダクタンスより算出し、電圧制限楕円の中心方向に電流指令値を補正する方法がある（特許文献１）。
しかし、この方法では、モータ温度が設計値から変化した時、モータの特性が変化するため、電流指令値を補正した場合に、ｄ−ｑ軸電流の組み合わせがトルクおよび回転数に対して最適ではないために、モータ効率が低下し、モータとインバータを合わせたシステム効率が低下するという課題がある。

図１０は、モータの温度が低下した場合での電圧制限楕円の中心方向に電流指令値を補正する弱め磁束制御の課題を示した図である。図１０において、８０１は実際のモータ温度時のモータの磁石磁束より算出される電圧制限楕円、８０２は前記実際のモータ温度時のモータの磁石磁束より算出される電圧制限楕円の中心点、８０３は設計値のモータ温度時のモータの磁石磁束より算出される電圧制限楕円、８０４は前記設計値のモータ温度時のモータの磁石磁束より算出される電圧制限楕円の中心点である。ｄ−ｑ軸上の電圧制限楕円の中心点はモータの磁石磁束が大きくなるとｄ軸上を負の方向に、小さくなるとｄ軸上を正の方向に移動する。また、一般的に磁石の磁束は温度が低くなると大きく、温度が高くなると小さくなる。したがって、モータ温度が低下した場合には電圧制限楕円の中心点はｄ軸上の負の方向に、モータ温度が上昇した場合は電圧制限楕円の中心点はｄ軸上の正の方向に移動する。従来装置では、始めに指令値として電流ベクトル８０５が入力された場合、自動弱め磁束制御により、電流ベクトルは点８０４に向かって補正され、電圧制限楕円８０１との交点８０７で停止し、最終的な電流ベクトルは８０６となる。一方、あるモータのトルクおよび回転数で定まる最大システム効率曲線ＭＸＳＥＣは、一般的にモータ効率よりインバータ効率の方が高いため、最大モータ効率曲線に近い値となる。最大モータ効率曲線ＭＸＳＥＣは電圧制限楕円の移動方向と同じ向きにｄ軸上を移動するため、モータ温度が低下した場合、最大システム効率曲線ＭＸＳＥＣは負のｄ軸方向に移動する。したがって、モータ温度が低下した場合、最終的な電流ベクトル８０６と最大システム効率曲線ＭＸＳＥＣとの偏差が大きくなるため、文献１の自動弱め磁束制御ではシステム効率の低下が生じる。

なお、モータ４としては、例えば、永久磁石形同期電動機、巻線型同期電動機、誘導機などを用いることができる。

特開２００８−５６７１

従来の自動弱め磁束制御では、モータ温度の変化に伴うモータの磁石磁束変化により電圧制限楕円中心が移動した場合には、適切な電流指令値に補正できず、モータとモータ駆動電源となるインバータとからなる駆動システムのシステム効率が悪くなるという課題がある。

この発明に係るモータ制御装置は、複数のスイッチング素子を有する複数相のアームを含むインバータと、前記インバータにより駆動される複数相のモータとを有した車両における前記モータの制御を行うモータ制御装置において、
前記モータの磁石温度を検出する磁石温度検出部、前記モータの磁石温度に対応したモータの磁石磁束を算出する磁石磁束算出部、前記モータの電源の電圧により出力可能な値により定まる電圧制限楕円内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出するｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補算出部、および自動弱め磁束制御により前記電圧制限楕円上に前記モータのｄ−ｑ軸電流が移動した場合に前記ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補の範囲内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流を探索するｄ−ｑ軸電流探索部を備えているものであり、モータ制御のロバスト性の向上及びモータとインバータとからなる駆動システムのシステム効率の低下の緩和が可能となる。

図８はモータ温度が低下した場合におけるこの発明の効果を示す図である。この発明によれば、自動弱め磁束制御実施時に、現在のモータ温度を検出し、前記モータ温度に対応するモータの磁石磁束を前記磁石磁束算出部で算出し、算出されたモータの磁石磁束を用いて電圧制限楕円の中心点を更新することで、適切な電圧制限楕円８０１および適切な電圧制限楕円の中心点８０２を得ることができる。したがって、始めに指令値として電流ベクトル８０５が入力された場合、自動弱め磁束制御により、電流ベクトルは点８０２に向かって補正され、電圧制限楕円８０１との交点９０１に達する。以上によりモータの温度変化に対する自動弱め磁束制御のロバスト性が向上される。さらに、ｄ−ｑ軸電流指令値が点９０１に達した時にインバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補定として前記交点９０１における定トルク曲線を算出し、点９０１のｄ軸座標と点８０２のｄ軸座標を比較し、点９０１のｄ軸座標が大きい場合には負のｄ軸方向に、点９０１のｄ軸座標が小さい場合には正のｄ軸方向に前記ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補内でインバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流を探索し、効率が最大となる点９０３に電流指令値を補正することで自動弱め磁束制御によるモータとインバータからなるシステム効率の低下を緩和することが可能である。
また、モータ温度が上昇した場合においても本発明により同様の効果を得ることができる。

この発明の実施の形態１に係る車両の概略構成図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の代表的な事例を示す概略構成図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の要部の機能構成の一例を示した図である。 図３のモータ制御装置における自動弱め磁束制御演算部３０８の内部の機能構成を例示する図である。 図２における磁束テーブル２１０ＭＴの構成の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の最適点探索機能付き自動弱め磁束制御の処理内容および処理手順の一例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の図５における最適点探索制御の処理の一例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１におけるモータ温度が低下した場合の図５における最適点探索制御のタイムチャートである。 モータ温度が低下した場合におけるこの発明の実施の形態１の効果を示す図である。 従来のモータ制御装置の要部の機能構成を示すブロック図である。 従来装置の課題を示す図である。

実施の形態１．
以下、この発明に係るモータ制御装置の好適な実施の形態１につき図１から図８を用いて説明する。各図において同一または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

図１は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置が搭載された車両の概略構成図である。図１においては、エンジン１とモータ４とを備えたハイブリッド車を例として記載しているが、本実施の形態は電気自動車にも適用可能である。図１において、エンジン１により発電機２が駆動され、それにより発電機２が発電し、その発電された電力はインバータ６を経由して、バッテリ７に充電される。
そして、発電機２が発電した電力、もしくは、バッテリ７に蓄電された電力を、モータ４に供給することで、モータ４を駆動する。モータ４はタイヤ５を駆動し、車両を走行させる。なお、バッテリ７に蓄電された電力をモータ４に供給する場合には、バッテリ７に蓄電された直流電力をインバータ６によって交流電力に変換して、モータ４に供給する。

また、車両の減速時などはタイヤ５によりモータ４が回され、モータ４が回生発電を行い、そこで発電された電力はインバータ６を介してバッテリ７に充電される。
また、インバータ６が、バッテリ７に蓄電された直流電力を交流電力に変換して、発電機２を駆動し、エンジン１を始動することも行う。

また、クラッチ３を結合することにより、エンジン１の駆動力を、モータ４を介してタイヤ５に伝えることで、車両を走行させることもできる。

後述する実施の形態１では、上記のようなシリーズ式ハイブリッド車を例に説明するが、パラレル式ハイブリッド車であってもよい。
また、上記のように、発電機２およびモータ４は、駆動と発電を兼ね備えるモータ・ジェネレータであってもよい。
また、車両が一つのバッテリと一つのインバータを有するもので説明するが、複数の異なる電圧のバッテリを備え、発電機とインバータとの間、および、バッテリとインバータとの間に、電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ等を有するものであってもよい。

図２は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の代表的な概略構成図である。 図２に示すように、モータ制御装置は、モータ４と、バッテリ７と、インバータ２０１とから構成される。インバータ２０１は、バッテリ７に蓄電された直流電力を交流電力に変換してモータ４を駆動制御する。

インバータ２０１は、Ｕ相スイッチング回路２０５、Ｖ相スイッチング回路２０６、および、Ｗ相スイッチング回路２０７とから構成されている。

Ｕ相スイッチング回路２０５は、上アーム２０３側（高電圧側）に設けられた上アーム側スイッチング素子２０５Ｈと、下アーム２０４側（低電圧側）に設けられた下アーム側スイッチング素子２０５Ｌとから構成される。上アーム側スイッチング素子２０５Ｈと下アーム側スイッチング素子２０５Ｌとは互いに直列に接続されている。また、上アーム側スイッチング素子２０５Ｈ、および、下アーム側スイッチング素子２０５Ｌには、それぞれ、１つの還流ダイオードが逆並列に接続されている。

また、Ｖ相スイッチング回路２０６は、上アーム２０３側に設けられた上アーム側スイッチング素子２０６Ｈと、下アーム２０４側に設けられた下アーム側スイッチング素子２０６Ｌとから構成される。上アーム側スイッチング素子２０６Ｈと下アーム側スイッチング素子２０６Ｌとは互いに直列に接続されている。また、上アーム側スイッチング素子２０６Ｈ、および、下アーム側スイッチング素子２０６Ｌには、それぞれ、１つの還流ダイオードが逆並列に接続されている。

また、Ｗ相スイッチング回路２０７は、上アーム２０３側に設けられた上アーム側スイッチング素子２０７Ｈと、下アーム２０４側に設けられた下アーム側スイッチング素子２０７Ｌとから構成される。上アーム側スイッチング素子２０７Ｈと下アーム側スイッチング素子２０７Ｌとは互いに直列に接続されている。また、上アーム側スイッチング素子２０７Ｈ、および、下アーム側スイッチング素子２０７Ｌには、それぞれ、１つの還流ダイオードが逆並列に接続されている。

スイッチング回路２０５〜２０７の各スイッチング素子２０５Ｈ〜２０７Ｈ，２０５Ｌ〜２０７Ｌとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）およびＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いることができる。

さらに、モータ４において、モータ４の温度を計測するための温度センサ２０９が設けられている。

なお、図２および図３においては、モータ４にモータ温度センサ２０９が設けられている事例を示してあるが、モータ温度の推定値を、モータ温度センサ２０９が計測したモータ温度の代わりに使用する場合は、モータ温度センサ２０９を設けなくともよい。

また、制御部２１０が、Ｕ相スイッチング回路２０５、Ｖ相スイッチング回路２０６、および、Ｗ相スイッチング回路２０７に対して設けられている。制御部２１０は、演算装置、記憶装置、入出力装置などから構成されており、各スイッチング素子２０５Ｈ〜２０７Ｈ，２０５Ｌ〜２０７Ｌを駆動制御する。
また、制御部２１０は、温度センサ２０９からのセンサ信号に基づいて、温度センサが設けられているモータのモータ温度（温度情報）を取得する。

なお、図２においては、制御部２１０はインバータ２０１の内部に配置しているが、インバータ２０１の外部に配置してもよい。

図３は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の要部の機能構成の一例を示した図である。また、図４Ａは、図３のモータ制御装置における自動弱め磁束制御演算部３０８の内部の機能構成を例示する図である。

図３の図９との相違点は、モータ温度センサ２０９、電流センサ３１０を追加した点である。図３における電流指令値生成部３０３、電流制御系３０４、二相／三相変換部３０５、ＰＷＭ変調部３０６、座標変換部３０７は、図９における電流指令値生成部３０３、電流制御系３０４、二相／三相変換部３０５、ＰＷＭ変調部３０６、座標変換部３０７と同じ機能であるので、電流指令値生成部３０３、電流制御系３０４、二相／三相変換部３０５、ＰＷＭ変調部３０６、座標変換部３０７についての説明は割愛する。
モータ温度センサ２０９はモータのコイル温度を測定しモータの磁石温度推定値とし、電流センサ３１０はインバータ６の入力電流を計測する。モータ温度センサ２０９および電流センサ３１０で取得したセンサ情報を自動弱め磁束制御演算部３０８で使用する。

モータの磁石温度推定は、モータ４のコイル温度、モータ電流、モータ電圧のうちいずれか一つ以上を用いて行う。また、モータ電流は、モータの相電流または線間電流またはｄ−ｑ軸電流のいずれかであり、モータ電圧は、モータの相電圧または線間電圧またはｄ−ｑ軸電圧である。

図４Ａは、図３における自動弱め磁束制御演算部３０８の内部の機能構成の一例を示す図である。図４Ａにおいて、従来自動弱め磁束演算部３０８３は、図９の従来装置における自動弱め磁束制御演算部３０８の処理と同等である。図４Ａは、検出したモータ温度から対応するモータの磁石磁束を算出する磁石磁束算出部３０８１、自動弱め磁束制御の実施後にインバータ入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流指令値の組み合わせ候補を算出する組み合わせ候補算出部３０８２、および前記組み合わせ候補よりインバータ入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流指令値を探索するｄ−ｑ軸電流探索部３０８４を、従来の自動弱め磁束制御演算部３０８３（図９の従来装置における自動弱め磁束制御演算部３０８）に加えたものである。

図４Ｂは，図２における磁束テーブル２１０ＭＴの構成の一例を示す図である。なお，図４Ｂではモータ温度とそれに対応するモータ磁束の組がｌ個である場合を図示した。ここで，ｌは正の整数である。

図５は、本実施の形態における、最適点探索機能付き自動弱め磁束制御の処理内容および処理手順の一例を示すフローチャートである。図５は計算ステップがｎ回目の時の演算処理を表したものである。ここでは、ｎを整数とする。以下、図５のフローチャートにより、自動弱め磁束制御演算部３０８の処理内容および処理手順の一例を詳細に説明する。
図５に例示の処理フローにおける処理ステップＳ６０１からＳ６１６の各処理は、図５の各ステップ間の矢印、判定処理ステップにおけるＹ（イエス（ｙｅｓ）），Ｎ（ノー（ｎｏ））に従って行われる。以下、図５の矢印、Ｙ、Ｎに従って、処理ステップＳ６０１からＳ６１６の各々での処理内容を説明する。

ステップＳ６０１において、モータ温度センサ２０９から取得したモータ温度により磁束テーブル２１０ＭＴを参照し、磁束値を更新する。
磁束テーブル２１０ＭＴは、図２に例示のように制御部２１０の記憶装置２１０Ｍに格納されている。磁束テーブル２１０ＭＴは、図４Ｂに例示のように、モータ温度τとモータ温度に対応するモータ磁束Ψとで構成されており、モータ温度を入力すると、入力したモータ温度に対応するモータ磁束を出力するものである。出力されたモータ温度対応のモータ磁束はモータ磁束の値を適切に更新することにより、温度変化によりモータ磁束が変化した場合でも自動弱め磁束制御でのｄ−ｑ軸電流指令値の補正を適切に行うことができる。そのため、モータ制御のロバスト性向上およびシステム効率低下の緩和が可能となる。

ステップＳ６０２では、更新したモータ磁束値をもとに電圧制限楕円の中心点ＩｄＭを演算する。演算は、式１により行う。
ＩｄＭ＝−Ψ／Ｌｄ・・・・・（式１）
ここで、ΨはステップＳ６０１で取得したモータ磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンスである。

ステップＳ６０３では、弱め磁束電流の最大値・位相を算出する。演算は、式２−１，式２−２により行う。
θ＝ａｒｃｔａｎ（Ｉｑ＊／（Ｉｄ＊−ＩｄＭ））
・・・・・（式２−１）
ＩＦＷｍａｘ＝√（Ｉｑ＊＾２＋（Ｉｄ＊−ＩｄＭ）＾２）
・・・・・（式２−２）
ここで、θは弱め磁束電流の位相、ＩＦＷｍａｘは弱め磁束電流の最大値である。

ステップＳ６０４では、電圧偏差Ｅｖを演算する。演算は、式３−１，式３−２により行う。
Ｅｖ＝Ｖｐｎ×√（１／２）×ｋ−Ｖｒｍｓ・・・・・（式３−１）
Ｖｒｍｓ＝√（ｖｄ＊＾２＋ｖｑ＊＾２）・・・・・（式３−２）
ここで、Ｅｖは、電源電圧が出力可能な電圧の上限値（Ｖｐｎ×√（１／２）×ｋ）とモータの線間電圧実効値Ｖｒｍｓとの差（電圧偏差）、ｋは、電圧余裕のマージンであり、ｋの値は実験などから調整して定める。また、Ｖｐｎは電源電圧、ｖｄ＊、ｖｑ＊はｄ−ｑ軸電圧指令値である。

ステップＳ６０５では、ステップＳ６０４の演算結果をＰＩ制御器に入力し、ＰＩ制御器の出力を算出する。このＰＩ制御器には、出力が負にならないよう、下限を０としたリミッタを設ける。また、積分器にはアンチワインドアップ機能を追加してもよい。

ステップＳ６０６では、ＰＩ制御器の出力を用いて、ｄ−ｑ軸電流指令値ＩｄＦＷ＊，ＩｑＦＷ＊を演算する。演算は、式４−１，式４−２により行う。
ＩｄＦＷ＊＝ＩＦＷ×ｃｏｓθ＋ＩｄＭ・・・・・（式４−１）
ＩｑＦＷ＊＝ＩＦＷ×ｓｉｎθ・・・・・（式４−２）
ここで、ＩＦＷはＰＩ制御器の出力値である。

ステップＳ６０７では、現在の動作点が、マージンを考慮した電圧制限楕円の外側であるか判定する。判定は、式５により行う。
Ｅｖ−Ｖｒｍｓ＜Ｅｖｔｈ・・・・・（式５）
ここで、Ｅｖｔｈは現在の動作点が電圧制限楕円の外側であるか判定する閾値であり、実験等により調整し定める。

ステップＳ６０８では、自動弱めフラグを有効化する。自動弱めフラグは、自動弱め磁束制御が有効であるかを示す変数であり、１ならば有効、０ならば有効でないことを表す。起動後の自動弱めフラグの初期値は０とする。

ステップＳ６０９では、最適点探索フラグを無効化する。また、最適点探索処理Ｓ６１６にて用いるカウンタおよびＮを初期化する。Ｎについては後述する。最適点探索フラグは、最適点探索が有効であるかを示す変数であり、１ならば有効、０ならば有効でないことを表す。

ステップＳ６１０では、電流制御系への出力電流として、ステップＳ６０６で算出されたｄ−ｑ軸電流指令値ＩｄＦＷ＊、ＩｑＦＷ＊を選択する。

ステップＳ６１１では、電流指令値生成部３０３に入力されたトルク指令値Ｔ＊が変化したことなどにより自動弱め磁束制御演算部３０８に入力されたｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊が変化したかを判定する。判定は、式６により行う。
｜Ｉｄ＊（ｎ）−Ｉｄ＊（ｎ−１）｜ ＞ Ａｄ
ｏｒ
｜Ｉｑ＊（ｎ）−Ｉｑ＊（ｎ−１）｜ ＞ Ａｑ・・・・・（式６）
ここで、（ｎ）は演算ｎステップ目の値であることを示す。また、Ａｄ、Ａｑは電流指令値が変化したと判定する閾値であり、実験などを行い調整して定める。

ステップＳ６１２では、自動弱めフラグを無効化する。

ステップＳ６１３では、最適点探索フラグを無効化する。また、最適点探索処理にて用いるカウンタおよびＮを初期化する。

ステップＳ６１４では、電流制御系への出力電流として、自動弱め磁束制御部３０８に入力されたｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を選択する。

ステップＳ６１５では、自動弱めフラグが成立しているか判定する。成立している場合は最適点探索処理Ｓ６１６に続く。成立していない場合は，最適点探索処理を行う必要がないため，ステップＳ６１３に続く。

ステップＳ６１６では与えられた条件下でシステム効率を最大とするｄ−ｑ軸電流の組み合わせを探索により求める。具体的な処理は後述する。

なお、実施の形態１．では、モータのコイル温度を取得しているが、モータのロータ温度を温度センサにより取得しても同様の効果を得ることができる。

また、上記モータの磁石温度を推定により算出しても同様の効果を得ることができる。推定は、例えば、モータの運転条件に対して、モータの磁石温度をあらかじめ測定してマップに格納し、前記マップを現在のモータの運転条件に応じて読みだすことで行う。

図６は、図５における最適点探索制御の処理の一例を示すフローチャートである。図６は計算ステップがｎ回目の時の演算処理を表したものである。
以下、図６のフローチャートにより、最適点探索制御の処理内容および処理手順の一例を詳細に説明する。
図６に例示の処理フローにおける処理ステップＳ７０１からＳ７１３の各処理は、図６の各ステップ間の矢印、判定処理ステップにおけるＹ（イエス（ｙｅｓ）），Ｎ（ノー（ｎｏ））に従って行われる。以下、図６の矢印、Ｙ、Ｎに従って、処理ステップＳ７０１からＳ７１３の各々での処理内容を説明する。

ステップＳ７０１では、最適点探索制御の探索完了フラグが成立しているか判定を行う。成立している場合は、探索処理は行わず、ステップＳ７１２に続く。

ステップＳ７０２では、電流センサ３１０の検出値よりインバータ入力電流Ｉｄｃ（ｎ）を取得しメモリへの格納を行う。

ステップＳ７０３では、カウンタの加算を行う。

ステップＳ７０４では、カウンタ値が閾値１より大きいか判定する。ここで、閾値１は測定ノイズなどの影響を十分に取り除くことができる値に設定する。

ステップＳ７０５では、カウンタの初期化を行う。また、インバータ入力電流値算出カウントＮを１加算する。Ｎは整数で、初期値は０である。

ステップＳ７０６では、インバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）の算出と格納を行う。インバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）の算出は、ステップＳ７０２で格納したインバータ入力電流Ｉｄｃを用いて行う。例えば、カウンタが初期値から閾値１より大きくなるまでのステップで格納したＩｄｃ全ての算術平均値をインバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）とする。算出したインバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）は、メモリに格納する。

ステップＳ７０７では、算出されたインバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）が、1つ前の値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ−１）よりも大きいか判定する。ただし、Ｎ＝１の場合、ステップＳ７０８に進む。

ステップＳ７０８では、インバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出する。ここでは一例として、ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補としてトルクが探索前と等しくなるものを算出する。現在のｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊およびＩｑ＊よりトルク推定値Ｔｅｓｔを式７により算出する。
Ｔｅｓｔ＝Ｐｎ×（Ψ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ＊）×Ｉｑ＊
・・・・・（式７）
ここで、Ｐｎはモータの極対数、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。

ステップＳ７０９では、ｄ−ｑ軸上で微小変化させた電流指令値Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊、Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊を式８−１、式８−２により演算する。ｄ軸電流をΔＩｄ変化させた時のｑ軸の変化量ΔＩｑを式８−３により算出する。式８−３は，ｄ−ｑ座標系での定トルク曲線の傾きを意味する。変化方向は、電圧制限楕円の中心のｄ軸座標の値ＩｄＭと、最適点探索処理Ｓ６１６が行われる直前のステップのＩｄＦＷ＊とを比較して判定する。直前のＩｄＦＷ＊がＩｄＭより小さい場合、最適点は正のｄ軸方向にあるのでΔＩｄを正、直前のＩｄＦＷ＊がＩｄＭより大きい場合、最適点は負のｄ軸方向にあるのでΔＩｄを負にする。また、初期値Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（１）、Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（１）はそれぞれ電流制御系３０４に入力されるｄ−ｑ軸電流指令値の直前の値とする。
Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ＋１）＝Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ）＋ΔＩｄ
・・・・・（式８−１）
Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ＋１）＝Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ）＋ΔＩｑ
・・・・・（式８−２）
ΔＩｑ＝Ｔｅｓｔ×（Ｌｄ−Ｌｑ）／（Ｐｎ×（Ψ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ））＾２）×ΔＩｄ・・・・・（式８−３）

ステップＳ７１０では、電流制御系への出力電流として、更新されたｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ＋１）、Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ＋１）を選択する。

ステップＳ７１１では、探索完了と判定し、最適点探索の完了フラグの有効化を行う。
また，ｄ−ｑ軸電流指令値の最適値Ｉｄｏｐｔ＊，Ｉｑｏｐｔ＊を式８−４、８−５により定め保存する。Ｎ回目で探索が完了した場合、Ｎ−１回目の結果が最適であるため、式８−４，８−５に示す通りＮ−１回目の探索値が採用される。
Ｉｄｏｐｔ＊＝Ｉｄｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ−１）・・・（式８−４）
Ｉｑｏｐｔ＊＝Ｉｑｓｅａｒｃｈ＊（Ｎ−１）・・・（式８−５）

ステップＳ７１２では、電流制御系への出力電流として、最適なｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄｏｐｔ＊、Ｉｑｏｐｔ＊を選択する。

ステップＳ７１３では、ｄ−ｑ軸電流指令値を変更しないと判定し、電流制御系への出力電流として、ｎ−１ステップ目に演算されたｄ−ｑ軸電流指令値を選択する。ｎ＝１の場合は、直前のｄ−ｑ軸電流指令値を出力する。

なお、ステップＳ７０２において、インバータ入力電流を電流センサにより取得しているが、モータの相電流検出値ＩＵ，ＩＷと３相電圧指令値ｖＵ＊，ｖＶ＊，ｖＷ＊と電源電圧Ｖｐｎを用いてインバータ入力電流推定値としても同様の効果を得ることができる。インバータ入力電流Ｉｄｃｅｓｔの推定は、例えば、式９−１により行う。
Ｉｄｃｅｓｔ＝（ＩＵ×ｖＵ＊＋ＩＶ×ｖＶ＊＋ＩＷ×ｖＷ＊）／Ｖｐｎ
・・・・・（式９−１）
ＩＶ＝−ＩＵ−ＩＷ・・・・・（式９−２）
ここで、ＩＶはｖ相相電流、ＩＵはｕ相相電流、ＩＷはｗ相相電流である。

また、インバータ入力電流推定値を用いる場合、図３における電流センサ３１０を省略することができる。

図７は、本発明の実施の形態１におけるモータ温度が低下した場合の図５における最適点探索制御のタイムチャートである。ただし、図７では、Ｎ＝５のステップで探索が完了した例を示す。なお、図７は、従来装置の制御の場合と比較して図示してあり、本発明装置の制御の場合は実線で、従来装置の制御の場合は点線で図示してある。図７において、ｄ軸電流指令値は、電流制御系３０４に入力されるｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値は、電流制御系３０４に入力されるｑ軸電流指令値を示す。図７におけるｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値、モータトルクＴ，電圧偏差Ｅｖ，インバータ入力電流Ｉｄｃの推移は、図８と同様の場合を示す。ただし，図７ではインバータ入力電流Ｉｄｃに含まれる測定ノイズなどは図示していない。

図７において、電圧制限楕円の外側の電流指令値が入力された場合、従来装置では、最適点探索制御がないため、自動弱め磁束制御により電圧偏差Ｅｖが０に追従する（図８においてｄ−ｑ軸電流指令値が点８０７に近づく）ようなｄ−ｑ軸電流指令値が出力される。

一方で、本発明装置では、自動弱め磁束制御中に式（５）が成立しなくなった時に最適点探索制御が開始される。初期条件では、探索完了フラグは０のため図７における入力電流取得点格納Ｓ７０２およびカウンタ加算Ｓ７０３を行う。カウンタ値が閾値１以下の場合はｄ−ｑ軸電流指令値出力としてｎ−１ステップのｄ−ｑ軸電流指令値が選択される。

カウンタ値が閾値１より大きくなった時、カウンタが初期化され、インバータ入力電流値Ｉｄｃａｖｅ（Ｎ）が算出される。ステップＳ７０７にて条件が不成立の場合はステップＳ７０９にて式８−１、式８−２、式８−３によりｄ−ｑ軸電流指令値が更新され，その値が出力される。

以降、上記処理がステップＳ７０７にて判定が成立するまで繰り返され、ステップＳ７０７の判定が成立した場合、探索完了フラグを有効化し、最適値であるｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄｏｐｔ＊、Ｉｑｏｐｔ＊を選択する。

本実施の形態１によれば、図７において、自動弱め磁束制御後にｄ−ｑ軸電流指令値を、インバータ入力電流Ｉｄｃが最小となるよう補正することで、課題である効率低下の緩和を行うことが可能となる。

図８はモータ温度が低下した場合におけるこの発明の実施の形態１の効果を示す図である。この発明の実施の形態１によれば、自動弱め磁束制御実施時に、現在のモータ温度を検出し、前記モータ温度に対応するモータの磁石磁束を前記磁石磁束算出部で算出し、算出されたモータの磁石磁束を用いて電圧制限楕円の中心点を更新することで、適切な電圧制限楕円８０１および適切な電圧制限楕円の中心点８０２を得ることができる。したがって、始めに指令値として電流ベクトル８０５が入力された場合、自動弱め磁束制御により、電流ベクトルは、モータ温度の変化に対応した適切な電圧制限楕円８０１の中心点８０２に向かって補正され、当該適切な電圧制限楕円８０１との交点９０１に達する。以上によりモータの温度変化に対する自動弱め磁束制御のロバスト性が向上される。

さらに、ｄ−ｑ軸電流指令値が点９０１に達した時にインバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補として点９０１でのトルクにおける定トルク曲線を算出し、点９０１のｄ軸座標と点８０２のｄ軸座標を比較し、点９０１のｄ軸座標が大きい場合には負のｄ軸方向に、点９０１のｄ軸座標が小さい場合には正のｄ軸方向に前記ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補内でインバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流を探索し、システム効率が最大となる点９０３に電流指令値を補正することで自動弱め磁束制御によるモータとインバータとからなる駆動システムのシステム効率の低下を緩和することが可能である。

また、前述の本発明の実施の形態１では、モータ温度が低下した場合について例示したが、モータ温度が上昇した場合においても同様の効果を得ることができる。

なお、各図中、同一符合は同一または相当部分を示す。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形することができる。

１ エンジン、２ 発電機、３ クラッチ、４ モータ、５ タイヤ、６ インバータ、７ バッテリ、２０１ インバータ装置、２０３ 上アーム、２０４ 下アーム、２０５ Ｕ相スイッチング回路、２０６ Ｖ相スイッチング回路、２０７ Ｗ相スイッチング回路、２０５Ｈ，２０６Ｈ，２０７Ｈ 上アーム側スイッチング素子、２０５Ｌ，２０６Ｌ，２０７Ｌ 下アーム側スイッチング素子、２０９ モータ温度センサ、２１０ 制御部、２１０Ｍ 記憶装置、２１０ＭＴ 磁束テーブル、３０１ 電流検出器、３０２ 磁極位置検出器、３０３ 電流指令値生成部、３０４ 電流制御系、３０５ 二相／三相変換部、３０６ ＰＷＭ変調部、３０７ 座標変換部（三相／二相変換部）、３０８ 自動弱め制御演算部、３０８１ 磁石磁束算出部、３０８２ 組み合わせ候補算出部、３０８３ 従来の自動弱め磁束制御演算部、３０８４ ｄ−ｑ軸電流探索部、３０９ インバータ制御回路。

この発明に係るモータ制御装置は、複数のスイッチング素子を有する複数相のアームを含むインバータと、前記インバータにより駆動される複数相のモータとを有した車両における前記モータの制御を行うモータ制御装置において、
前記モータの磁石温度を検出する磁石温度検出部、前記モータの磁石温度に対応したモータの磁石磁束を算出する磁石磁束算出部、前記モータの電源の電圧により出力可能な値により定まる電圧制限楕円の楕円内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出するｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補算出部、および自動弱め磁束制御により前記電圧制限楕円の楕円上に前記モータのｄ−ｑ軸電流が移動した場合に前記ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補の範囲内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流を探索するｄ−ｑ軸電流探索部を備えているものであり、モータ制御のロバスト性の向上及びモータとインバータとからなる駆動システムのシステム効率の低下の緩和が可能となる。

Claims (6)

1. 複数のスイッチング素子を有する複数相のアームを含むインバータと、前記インバータにより駆動される複数相のモータとを有した車両における前記モータの制御を行うモータ制御装置において、
   前記モータの磁石温度を検出する磁石温度検出部、前記モータの磁石温度に対応したモータの磁石磁束を算出する磁石磁束算出部、前記モータの電源の電圧により出力可能な値により定まる電圧制限楕円内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出するｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補算出部、および自動弱め磁束制御により前記電圧制限楕円上に前記モータのｄ−ｑ軸電流が移動した場合に前記ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補の範囲内で前記インバータの入力電流を最小とするｄ−ｑ軸電流を探索するｄ−ｑ軸電流探索部を備えていること特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、前記ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補算出部は、前記磁石温度検出部の出力と前記磁石磁束算出部の出力とから前記モータの磁石磁束を取得し、前記モータのｄ−ｑ軸電流と前記モータの磁石磁束とから前記モータのトルクを推定し、前記モータのトルクが前記推定されたトルクとなるような前記ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補を算出することを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置において、前記ｄ−ｑ軸電流探索部は、前記電圧制限楕円の中心と、前記ｄ−ｑ軸電流が前記電圧制限楕円上にある時のｄ軸電流指令値とを比較し、前記電圧制限楕円の中心が大きい場合は、前記ｄ−ｑ軸電流の組み合わせ候補において、前記ｄ軸電流指令値を正方向に、前記電圧制限楕円の中心が小さい場合は、前記ｄ軸電流を負方向に変化させることを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、前記モータの磁石磁束算出部は、前記モータの磁石温度を入力としたモータの磁束テーブルを備え、前記モータの磁石温度と前記モータの磁石磁束マップから前記モータの磁石磁束を求めることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、前記インバータの入力電流は、前記モータの相電流、３相電圧指令値、電源電圧のうちいずれか１つ以上を用いて推定した値であることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項1に記載のモータ制御装置において、前記モータの磁石温度は、前記モータのコイル温度、モータ電流、モータ電圧のうちいずれか１つ以上を用いて推定した値であることを特徴とするモータ制御装置。

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