WO2016190216A1 - 弾性波装置および通信装置 - Google Patents

弾性波装置および通信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2016190216A1
WO2016190216A1 PCT/JP2016/064883 JP2016064883W WO2016190216A1 WO 2016190216 A1 WO2016190216 A1 WO 2016190216A1 JP 2016064883 W JP2016064883 W JP 2016064883W WO 2016190216 A1 WO2016190216 A1 WO 2016190216A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
parallel
series
capacitor
resonators
wave device
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/064883
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
伊藤　幹
Original Assignee
京セラ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 京セラ株式会社 filed Critical 京セラ株式会社
Priority to US15/572,620 priority Critical patent/US10536134B2/en
Priority to JP2017520665A priority patent/JP6573668B2/ja
Priority to CN201680026233.6A priority patent/CN107615661B/zh
Publication of WO2016190216A1 publication Critical patent/WO2016190216A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/50—Structural association of antennas with earthing switches, lead-in devices or lightning protectors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/542—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material including passive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits

Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave device and a communication device.
  • an acoustic wave element is used for an acoustic wave device that filters a signal transmitted / received from an antenna.
  • the acoustic wave element includes a piezoelectric substrate and excitation electrodes formed on the main surface of the piezoelectric substrate.
  • the acoustic wave element utilizes a characteristic capable of mutually converting an electric signal and a surface acoustic wave by the relationship between the excitation electrode and the piezoelectric substrate.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 5-183380 discloses an acoustic wave device in which a plurality of acoustic wave elements are connected in a ladder shape.
  • An elastic wave device includes a plurality of series resonators and a plurality of parallel resonators each including an elastic wave element, a first capacitor unit, and a second capacitor unit.
  • the plurality of series resonators and the plurality of parallel resonators are connected in a ladder shape to form a filter.
  • a first capacitor unit connected in parallel to at least one of the plurality of series resonators is provided.
  • a second capacitor unit connected in series to at least one of the plurality of parallel resonators is provided.
  • a communication device includes an antenna, the above-described elastic wave device electrically connected to the antenna, and an RF-IC electrically connected to the elastic wave device.
  • FIG. 3 is an enlarged view of a main part of a cross section taken along line III-III in the acoustic wave device of FIG. 2.
  • 4A is an explanatory diagram for verifying the effect of the elastic wave device of the present disclosure
  • FIG. 4B is an explanatory diagram for verifying the effect of the elastic wave device of the present disclosure
  • FIG. () Is a figure which verifies the effect of the elastic wave apparatus of this indication.
  • FIG. 8A is a circuit diagram of the acoustic wave device according to the first embodiment.
  • FIG. 8B is a circuit diagram of the acoustic wave device of Comparative Example 1.
  • FIG. 9A is a diagram showing a simulation result of the filter characteristics of the acoustic wave device according to the example and the comparative example, and FIG. 9B is an enlarged view of a main part of FIG. 9A.
  • 6 is a circuit diagram of an acoustic wave device of Comparative Example 2.
  • FIG. It is a diagram which shows the simulation result of the filter characteristic of the elastic wave apparatus which concerns on an Example and a comparative example.
  • any direction may be upward or downward, but for the sake of convenience, an orthogonal coordinate system xyz is defined below, and the upper side and the lower side are defined with the positive side in the z direction as the upper side.
  • the orthogonal coordinate system xyz is defined based on the shape of the elastic wave device, and does not indicate the crystal axis of the piezoelectric substrate.
  • the elastic wave device 1 constituting the ladder filter will be described.
  • the attenuation can be increased outside the band of the transmission frequency of the transmission signal.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an elastic wave device 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the acoustic wave device 1 includes a piezoelectric substrate 2 (not shown), a plurality of series resonators S1 to S4, and a plurality of parallel resonators P1 to P4.
  • the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P4 are connected in a ladder form between the input unit I and the output unit O by a wiring 20.
  • the wiring 20 includes a series arm 20s that connects the series resonators S1 to S4 in series, and a parallel arm 20p that connects the parallel resonators P1 to P4 between the series arm 20s and the reference potential Gnd.
  • a ladder-type filter is configured by connecting a plurality of series resonators S1 to S4 and a plurality of parallel resonators P1 to P4.
  • the acoustic wave device 1 includes a first capacitor C1 connected in parallel to at least one of the series resonators S1 to S4 and a second capacitor connected in parallel to at least one of the parallel resonators P1 to P4. Part C2.
  • the first capacitor C1 may be connected to all series resonators, and the second capacitor C2 may be connected to all parallel resonators.
  • the first capacitor C1 is connected to each of the series resonators S1 to S3.
  • C1 (C1a to C1c) is connected in parallel, and the second capacitor C2 (C2a to C2c) is connected in series to each of the parallel resonators P1 to P3.
  • Each of the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P3 is composed of an acoustic wave (SAW) element.
  • SAW acoustic wave
  • FIG. 2 is a plan view of a schematic SAW element constituting the series resonator S1, for example, and FIG. 3 is an enlarged cross-sectional view of a main part taken along line III-III in FIG.
  • the SAW element includes an IDT (Interdigital Transducer) electrode 3 and a reflector 4 provided on the upper surface 2 ⁇ / b> A of the piezoelectric substrate 2.
  • IDT Interdigital Transducer
  • the piezoelectric substrate 2 is composed of a piezoelectric single crystal substrate made of lithium niobate (LN: LiNbO 3 ) crystal or lithium tantalate (LT: LiTaO 3 ) crystal.
  • the piezoelectric substrate 2 is composed of a 36 ° to 48 ° YX cut LiTaO 3 substrate.
  • the planar shape and various dimensions of the piezoelectric substrate 2 may be set as appropriate.
  • the thickness (z direction) of the piezoelectric substrate 2 is 0.2 mm or more and 0.5 mm or less.
  • the IDT electrode 3 has a first comb electrode 30a and a second comb electrode 30b as shown in FIG.
  • the first comb-teeth electrode 30a and the second comb-teeth electrode 30b are simply referred to as the comb-teeth electrode 30 and may not be distinguished from each other.
  • the comb-teeth electrode 30 includes two bus bars 31 (first bus bar 31 a and second bus bar 31 b) facing each other, and a plurality of electrode fingers 32 extending from each bus bar 31 to the other bus bar 31 side. And have.
  • the electrode finger 32 has a first electrode finger 32a electrically connected to the first bus bar 31a and a second electrode finger 32b electrically connected to the second bus bar 31b.
  • the pair of comb-shaped electrodes 30 are arranged so that the first electrode fingers 32a and the second electrode fingers 32b mesh with each other in the elastic wave propagation direction.
  • the bus bar 31 and the electrode finger 32 are also distinguished when the first bus bar 31a and the second bus bar 31b are not distinguished, or when the first electrode finger 32a and the second electrode finger 32b are not distinguished. May omit “first”, “second”, “a”, and “b”.
  • the comb electrode 30 has dummy electrode fingers 33 facing the respective electrode fingers 32.
  • the first dummy electrode finger 33a extends from the first bus bar 31a toward the second electrode finger 32b.
  • the second dummy electrode finger 33b extends from the second bus bar 31b toward the first electrode finger 32a.
  • the dummy electrode fingers 33 may not be arranged.
  • the bus bar 31 is, for example, formed in a long shape extending linearly with a substantially constant width. Accordingly, the edges of the bus bars 31 facing each other are linear.
  • the plurality of electrode fingers 32 are formed in an elongated shape extending in a straight line with a substantially constant width, and are arranged at substantially constant intervals in the propagation direction of the elastic wave.
  • the plurality of electrode fingers 32 of the pair of comb electrodes 30 constituting the IDT electrode 3 is set to have a pitch Pt1 as shown in FIG.
  • the pitch Pt1 is provided, for example, so as to be equal to a half wavelength of the wavelength ⁇ of the elastic wave at the frequency to be resonated.
  • the wavelength ⁇ (that is, 2 ⁇ Pt1) is, for example, not less than 1.5 ⁇ m and not more than 6 ⁇ m.
  • the IDT electrode 3 is arranged so that most of the plurality of electrode fingers 32 have a pitch Pt1, so that the plurality of electrode fingers 32 have a constant period, and therefore elastic waves can be generated efficiently. Can do.
  • the pitch Pt1 indicates a distance from the center of the first electrode finger 32a to the center of the second electrode finger 32b adjacent to the first electrode finger 32a in the propagation direction.
  • the width w1 in the propagation direction of the elastic wave is appropriately set according to the electrical characteristics required for the SAW element.
  • the width w1 of the electrode finger 32 is not less than 0.3 times and not more than 0.7 times the pitch Pt1.
  • the electrode fingers 32 By arranging the electrode fingers 32 in this way, an elastic wave propagating in a direction orthogonal to the plurality of electrode fingers 32 is generated. Accordingly, in consideration of the crystal orientation of the piezoelectric substrate 2, the two bus bars 31 are disposed so as to face each other in a direction intersecting the direction in which the elastic wave is desired to propagate.
  • the plurality of electrode fingers 32 are formed to extend in a direction orthogonal to the direction in which the elastic wave is desired to propagate.
  • the propagation direction of the elastic wave is defined by the orientation of the plurality of electrode fingers 32, but in the present embodiment, for convenience, the orientation of the plurality of electrode fingers 32 will be described with reference to the propagation direction of the elastic wave. There are things to do.
  • each electrode finger 32 (first electrode finger 32a, second electrode finger 32b) is 20 to 350 per side.
  • the length of the plurality of electrode fingers 32 (the length from the bus bar to the tip) is set to be approximately the same, for example.
  • the length (intersection width) with which the opposing electrode fingers 32 are engaged is 10 to 300 ⁇ m.
  • the lengths and crossing widths of the electrode fingers 32 may be changed. For example, they may be lengthened or shortened in the propagation direction.
  • the apodized IDT electrode 3 may be configured by changing the length of each electrode finger 32 with respect to the propagation direction. In this case, the spurious in the transverse mode can be reduced, Can be improved.
  • the IDT electrode 3 is composed of, for example, a metal conductive layer 15.
  • the metal include Al or an alloy containing Al as a main component (Al alloy).
  • the Al alloy is, for example, an Al—Cu alloy.
  • the IDT electrode 3 may be composed of a plurality of metal layers. Various dimensions of the IDT electrode 3 are appropriately set according to electrical characteristics required for the SAW element.
  • the thickness s (z direction) of the IDT electrode 3 is, for example, not less than 50 nm and not more than 600 nm.
  • the IDT electrode 3 may be directly disposed on the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 or may be disposed on the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 via a base layer made of another member.
  • Another member is made of, for example, Ti, Cr, or an alloy thereof.
  • the thickness of another member has a thickness that does not substantially affect the electrical characteristics of the IDT electrode 3 (for example, in the case of Ti, IDT 1 to 10% of the thickness of the electrode 3).
  • a mass-added film may be laminated on the electrode finger 32 constituting the IDT electrode 3 in order to improve the temperature characteristics of the SAW element.
  • the mass addition film for example, SiO 2 can be used.
  • the IDT electrode 3 excites an elastic wave propagating in the x direction in the vicinity of the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 when a voltage is applied.
  • the excited elastic wave is reflected at the boundary with the non-arranged region of the electrode fingers 32 (the long region between the adjacent electrode fingers 32).
  • the standing wave which makes the pitch Pt1 of the electrode finger 32 a half wavelength is formed.
  • the standing wave is converted into an electric signal having the same frequency as that of the standing wave, and is taken out by the electrode finger 32.
  • the SAW element functions as a 1-port resonator.
  • the reflector 4 is disposed so as to sandwich the IDT electrode 3 in the propagation direction of the elastic wave.
  • the reflector 4 is generally formed in a slit shape. That is, the reflector 4 includes reflector bus bars 41 facing each other in a direction intersecting the propagation direction of the elastic wave, and a plurality of reflective electrode fingers 42 extending between the bus bars 41 in a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave.
  • the reflector bus bar 41 is formed in an elongated shape extending in a straight line with a substantially constant width, and is disposed in parallel with the propagation direction of the elastic wave.
  • the plurality of reflective electrode fingers 42 are arranged at a pitch Pt2 that reflects the elastic wave excited by the IDT electrode 3.
  • the pitch Pt2 may be set to the same level as the pitch Pt1 when the pitch Pt1 of the IDT electrode 3 is set to a half wavelength of the wavelength ⁇ of the elastic wave.
  • the wavelength ⁇ (that is, 2 ⁇ Pt2) is, for example, not less than 1.5 ⁇ m and not more than 6 ⁇ m.
  • the pitch Pt2 indicates the distance from the center of the reflective electrode finger 42 to the center of the adjacent reflective electrode finger 42 in the propagation direction.
  • the plurality of reflective electrode fingers 42 are formed in a long shape extending in a straight line with a substantially constant width.
  • the width w2 of the reflective electrode finger 42 can be set substantially equal to the width w1 of the electrode finger 32, for example.
  • the reflector 4 is made of the same material as the IDT electrode 3 and has a thickness equivalent to that of the IDT electrode 3.
  • the reflector 4 is arranged with a gap G with respect to the IDT electrode 3.
  • the gap G is the distance from the center of the electrode finger 32 positioned at the end of the IDT electrode 32 on the reflector 4 side to the center of the reflective electrode finger 42 positioned at the end of the reflector 4 on the IDT electrode 32 side. It is what you point to.
  • the interval G is normally set to be the same as the pitch Pt1 (or Pt2) of the electrode fingers 32 of the IDT electrode 3.
  • the protective layer 5 is provided on the piezoelectric substrate 2 so as to cover the IDT electrode 3 and the reflector 4. Specifically, the protective layer 5 covers the surfaces of the IDT electrode 3 and the reflector 4, and covers the portion of the upper surface 2 ⁇ / b> A of the piezoelectric substrate 2 that is exposed from the IDT electrode 3 and the reflector 4.
  • the thickness of the protective layer 5 is 1 nm or more and 800 nm or less, for example.
  • the protective layer 5 is made of an insulating material and contributes to protection from corrosion and the like.
  • the protective layer 5 is formed of a material such as SiO 2 that increases the propagation speed of the elastic wave when the temperature rises, thereby suppressing a change in electrical characteristics due to a change in temperature of the SAW element. it can.
  • FIGS. 2 and 3 have been described by taking the series resonator S1 as an example.
  • the other series resonators S2 to S4 and the parallel resonators P1 to P4 are also appropriately designed for the number of electrode fingers 32, the pitch, and the like. A similar configuration can be obtained after adjustment.
  • the series resonators S1 to S4 are divided into a first series resonator Sx to which the first capacitor C1 is connected in parallel and a second series resonator Sy that is not connected.
  • the parallel resonators P1 to P4 are divided into a first parallel resonator Px to which the second capacitor unit C2 is connected in series and a second parallel resonator Py that is not connected.
  • the shape of the first capacitor unit C1 and the second capacitor unit C2 is not particularly limited as long as a desired capacitor can be formed.
  • FIG. 4A the impedance characteristic when a capacitor is added in parallel to the series resonator is indicated by a solid line, and the resonator characteristic when a capacitor is not added is indicated by a broken line.
  • the anti-resonance frequency shifts to the low frequency side, but the resonance frequency and the resistance at the resonance frequency (resonance resistance Z0) do not change.
  • the shift amount of the antiresonance frequency is determined by the size of the capacitance.
  • FIG. 4B the impedance characteristics when a capacitor is added in series to the parallel resonator are shown by a solid line, the characteristics when no capacitor is added are shown by a broken line, and the resonator characteristics when a capacitor is added in parallel are shown. Shown with dotted lines.
  • the resonance frequency is shifted to the high frequency side by adding a capacitor. It was also confirmed that the resistance at the antiresonance frequency (antiresonance resistance Za) deteriorates when capacitors are added in parallel, but does not deteriorate when added in series. Note that the shift amount of the resonance frequency is determined by the capacitance.
  • FIG. 4C shows filter characteristics when the series resonator and the parallel resonator are connected in a ladder type.
  • the characteristics when a capacitor is added in parallel to the series resonator and the capacitor is added in series to the parallel resonator are solid lines, and no capacitor is added to either the series resonator or the parallel resonator.
  • the characteristic in this case is indicated by a broken line, and the characteristic when a capacitor is added in parallel to both the series resonator and the parallel resonator is indicated by a dotted line.
  • a filter characteristic with high steepness on the high side of the passband can be obtained by adding a capacitor in parallel to the series resonator of the filter.
  • a filter characteristic with high steepness on the low pass band side can be obtained.
  • the loss characteristic of the passband is determined by Z0 of the series resonator and Za of the parallel resonator, a loss is added by adding a capacitance in parallel to the series resonator of the filter and adding a capacitance in series to the parallel resonator.
  • the filter characteristics of the acoustic wave device 1 can be improved by providing the first capacitor unit C1 and the second capacitor unit C2 as in the present embodiment.
  • the second series resonator Sy to which the first capacitor C1 is not connected is provided.
  • the second series resonator Sy does not include the first capacitor C1 that deteriorates Za, and therefore, the Za characteristic is superior to that of the first series resonator Sx.
  • the anti-resonance frequency moves to a higher frequency side than when the first capacitor C1 is connected. For this reason, it is possible to obtain a filter characteristic in which the attenuation amount on the higher frequency side than the pass band is also improved.
  • the amount of attenuation at a frequency position away from the passband is determined by the difference between ⁇ f of the first series resonator Sx (difference between the resonance frequency and the antiresonance frequency) and ⁇ f of the second parallel resonator Sy.
  • Dependent That is, although it depends on the size of the first capacitor C1, etc., it is about several tens of MHz.
  • a second parallel resonator Py that is not connected to the second capacitor C2 is provided.
  • the second parallel resonator Py does not include the second capacitor C2 that deteriorates Z0, so that the Z0 characteristic is superior to that of the first parallel resonator Py.
  • the resonance frequency moves to the lower frequency side than when the second capacitor C2 is connected. Therefore, it is possible to obtain a filter characteristic in which the attenuation amount on the lower side of the pass band is also improved.
  • the extent to which the attenuation at the frequency position away from the pass band is improved is the same as in the case of the first capacitor unit and the series resonator S, and is approximately several tens of MHz.
  • both such 2nd series resonator Sy and 2nd parallel resonator Py both the attenuation
  • a filter having excellent characteristics that can be improved can be provided.
  • the series resonator closest to the output terminal O among the plurality of series resonators S1 to S4 is defined as the second series resonator Sy, and the output terminal is the most among the plurality of parallel resonators P1 to P4.
  • a parallel resonator close to the O side is a second parallel resonator Py.
  • the second capacitor C2 is connected between the series arm 20s and the parallel resonator in the parallel arm 20p, but the parallel resonator and the reference potential unit in the parallel arm 20p. You may connect between Gnd. Since the second capacitor C2 is often smaller in size than the parallel resonator, from the viewpoint of miniaturization, the second capacitor C2 is preferably arranged on the series arm 20p side as in the present embodiment.
  • each of the capacitors C1a to C1c may have the same capacity or may be different from each other. The same applies to the capacitors C2a to C2c.
  • the individual resonance frequencies of the parallel resonators P1 to P4 are not particularly limited, and may be the same or different from each other.
  • the resonance frequency of the parallel resonator Px may be higher than the resonance frequency of the second parallel resonator Py.
  • the second capacitor C2 may be connected to a resonator having a high resonance frequency among the plurality of parallel resonators P1 to P4.
  • the attenuation characteristics in the vicinity of the low frequency side of the pass band can be improved by the first parallel resonator Px and the second capacitor C2.
  • the second parallel resonator Py can reduce the deterioration of the anti-resonance resistance Za, and can improve the attenuation characteristic of a frequency band slightly separated from the low frequency side of the pass band.
  • the elastic wave device 1 having excellent attenuation characteristics in a wide range on the low frequency side of the pass band.
  • the resonance frequency difference between the first parallel resonator Px and the second parallel resonator Py varies depending on the design and target characteristics
  • the upper limit is ⁇ f (difference between the resonance frequency and the antiresonance frequency), and 36 to 50 When using a Y-cut LT wafer, it is 20 to 40 MHz.
  • the comparison of the capacitances of the first capacitor unit C1 and the second capacitor unit C2 is not particularly mentioned and may be the same or different from each other, but may be different from each other.
  • the capacity of the second capacitor unit C2 may be larger than that of the first capacitor unit C1.
  • the attenuation amount is the series resonance. Since it is also determined by the capacitance ratio of the child S and the parallel resonator P, the combined capacitance of the first capacitor C1 and the first series resonator Sx needs to be substantially equal to that before the first capacitor C1 is connected. Since the first capacitor C1 and the first series resonator Sx are connected in parallel, it is better to design the first capacitor C1 to have a small capacity in order to make the capacities substantially equal.
  • the attenuation amount is Since the capacitance ratio of the series resonator and the parallel resonator is also determined, the combined capacitance of the second capacitor portion C2 and the first parallel resonator Px needs to be substantially equal to that before the connection of the second capacitor portion C2. Since the second capacitor unit C2 and the first parallel resonator Px are connected in series, it is better to design C2 to be substantially the same in capacity. For this reason, it is possible to improve the attenuation characteristics on both the high frequency side and the low frequency side outside the passband by increasing the capacity of the second capacitor unit C2 compared to the first capacitor unit C1.
  • the capacity of the first capacitor C1 may be about 0.1 to 5 pF, and the capacity of the second capacitor C2 may be about 1 to 10 pF.
  • the configuration of the first capacitor unit C1 and the second capacitor unit C2 is not limited, and even in a stacked type in which a dielectric film is sandwiched between a pair of electrodes, it faces on the main surface of the piezoelectric substrate 2.
  • a pair of comb-shaped electrodes 60 (first combs) having a plurality of electrode fingers 62 (first electrode fingers 62a, second electrode fingers 62b) as shown in FIG. You may comprise the tooth electrode 60a and the 2nd comb-tooth electrode 60b).
  • the first electrode finger 62a is commonly connected to the bus bar 61 (first bus bar 61a)
  • the second electrode finger 62b is commonly connected to the bus bar 61 and the second bus bar 61b.
  • the pitch (electrode cycle) of the electrode fingers 62 is made smaller than the pitch of the electrode fingers 32 of the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P4, or the width of the electrode fingers 62 is reduced to increase the duty. You may do it.
  • capacitance can be made small, As a result, the acoustic wave apparatus 1 can be reduced in size.
  • the direction in which the plurality of electrode fingers 62 (first electrode finger 62a and second electrode finger 62b) are repeatedly arranged may be substantially the same (substantially parallel) to the SAW propagation direction (X axis of the piezoelectric substrate 2). In that case, the resonance characteristics of the first and second capacitor portions C1 and C2 can be used to adjust the filter characteristics.
  • the direction (D1) in which the plurality of electrode fingers 62 are repeatedly arranged is “substantially the same” as the SAW propagation direction (X axis of the piezoelectric substrate 2) means that the angle formed by D1 and the X axis is 0 °. It is not limited to the case, and includes a case where it is slightly inclined. Specifically, it shall include 15 ° or less.
  • the electrode fingers may be designed so that the resonance frequency generated by the arrangement of the first electrode fingers 62a and the second electrode fingers 62b is outside the pass band of the filter of the acoustic wave device 1.
  • the pass characteristics of the filter can be made as designed.
  • an attenuation pole can be formed by the resonance characteristics of the capacitance parts C1 and C2.
  • the first series resonator Sx and the second series resonator Sy and / or the first parallel resonator Px and the second parallel resonator Py are provided, attenuation in the vicinity of the passband with these resonators.
  • the characteristics can be enhanced, and the attenuation characteristics in the frequency band away from the pass band can be enhanced by the capacitors C1 and C2.
  • the resonance frequency of the capacitors C1 and C2 is set to about twice the resonance frequency of the series resonator S or the parallel resonator P, the attenuation characteristic of the 2f band can be improved.
  • the pitch (electrode period) of the electrode fingers 62 is made smaller than the pitch of the electrode fingers 32 of the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P4, so that the first and second capacitor portions C1 and C2
  • the resonance frequency may be located on the high frequency side outside the passband. In this case, it is possible to improve the attenuation characteristic on the high frequency side outside the pass band of the filter while suppressing the influence on the pass characteristic of the filter.
  • the pitch of the electrode fingers 62 of the first capacitor portion C1 is made smaller than the pitch of the electrode fingers 62 of the second capacitor portion C2, and the resonance frequency by the first capacitor portion C1 and the anti-resonance frequency by the second capacitor portion C2.
  • a band rejection filter can be configured with resonance and anti-resonance characteristics generated in the capacitance parts C1 and C2. As a result, signal passing is blocked by the band rejection filter, so that the attenuation characteristic of the stop band of the pass band can be improved.
  • the pitch of the electrode fingers 62 is smaller or larger than the pitch of the electrode fingers 32 of the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P4 in both the capacitance parts C1 and C2.
  • the resonance frequency and the antiresonance frequency may be located on the same side outside the passband of the filter.
  • the first and second It is possible to suppress vibrations caused by the capacitance parts C1 and C2.
  • the electrode fingers 62 are arranged at a narrow pitch, a short circuit between the first electrode fingers 62a and the second electrode fingers 62b due to migration or the like can be suppressed, and the highly reliable acoustic wave device 1 is provided. be able to.
  • Some of the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P4 may be split resonators. In that case, it is preferable to attach the first capacitor portion C1 in parallel to each of the divided resonators because an optimal capacitance value can be assigned to each resonator.
  • the piezoelectric substrate 2 may be thinned and a composite substrate in which a material having a small linear expansion coefficient such as a Si substrate, a sapphire substrate, or quartz is bonded to the other main surface. In that case, characteristic changes due to temperature changes can be suppressed.
  • the IDT electrode 3 may be embedded with a thick film of SiO 2 or the like. In this case as well, characteristic changes due to temperature changes can be suppressed.
  • the input unit I and the output unit O indicate ports through which signals are input / output, and a signal may be input to the output unit O or a signal may be output from the input unit I. .
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a main part of the communication apparatus 101 according to the embodiment of the present disclosure.
  • the communication device 101 performs wireless communication using radio waves.
  • the duplexer 7 has a function of demultiplexing a signal having a transmission frequency and a signal having a reception frequency in the communication apparatus 101.
  • a transmission information signal including information to be transmitted is modulated and increased in frequency by RF-IC (Radio Frequency-Integrated Circuit) 103 (conversion of the carrier frequency to a high frequency signal). Is made into a transmission signal (TS: Transmitting Signal).
  • TS Transmitting Signal
  • unnecessary components other than the transmission pass band are removed by the band pass filter 105, amplified by the amplifier 107, and input to the duplexer 7.
  • the duplexer 7 removes unnecessary components other than the transmission passband from the input TS and outputs the result to the antenna 109.
  • the antenna 109 converts the input electrical signal (TS) into a radio signal and transmits it.
  • a radio signal received by the antenna 109 is converted into an electric signal (reception signal, RS: Receiving Signal) by the antenna 109 and input to the duplexer 7.
  • the duplexer 7 removes unnecessary components other than the reception passband from the input RS and outputs the result to the amplifier 111.
  • the output RS is amplified by the amplifier 111, and unnecessary components other than the reception pass band are removed by the band-pass filter 113. Then, the frequency of the RS is reduced and demodulated by the RF-IC 103 to be a received information signal (RIS: Receiving Information Signal).
  • TIS and RIS may be low frequency signals (baseband signals) including appropriate information, for example, analog audio signals or digitized audio signals.
  • the passband of the radio signal may be in accordance with various standards such as UMTS (Universal Mobile Telecommunications System).
  • the modulation method may be any of phase modulation, amplitude modulation, frequency modulation, or a combination of any two or more thereof.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a configuration of the duplexer 7 using the acoustic wave device 1 according to an embodiment of the present disclosure.
  • the duplexer 7 is a duplexer used in the communication apparatus 101 in FIG.
  • the duplexer 7 includes an elastic wave device that constitutes the transmission filter 11 and / or the reception filter 12.
  • the elastic wave device that constitutes the transmission filter 11 and / or the reception filter 12 includes a resonator disposed on the piezoelectric substrate 2.
  • the acoustic wave device 1 is, for example, the transmission filter 11 in the duplexer 7 shown in FIG.
  • the transmission filter 11 forms a ladder type filter circuit with a plurality of SAW resonators.
  • the transmission filter 11 includes a piezoelectric substrate 2 (not shown), and series resonators S1 to S3 and parallel resonators P1 to P3 formed on the piezoelectric substrate 2.
  • capacitance part C2 is abbreviate
  • the duplexer 7 includes an antenna terminal 8, a transmission terminal 9, a reception terminal 10, a transmission filter 11 disposed between the antenna terminal 8 and the transmission terminal 9, and between the antenna terminal 8 and the reception terminal 10.
  • the reception filter 12 is mainly configured.
  • the input part I of the acoustic wave element 1 is electrically connected to the transmission terminal 9 and the output part O is electrically connected to the antenna terminal 8.
  • the TS from the amplifier 107 is input to the transmission terminal 9, and the TS input to the transmission terminal 9 is output to the antenna terminal 8 after removing unnecessary components other than the transmission passband in the transmission filter 11. Further, RS is input from the antenna 109 to the antenna terminal 8, and unnecessary components other than the reception passband are removed by the reception filter 12 and output to the reception terminal 10.
  • the transmission filter 11 is a ladder-type SAW filter.
  • the transmission filter 11 includes three series resonators S1, S2, and S3 connected in series between the input side and the output side, and a series arm that is a wiring for connecting the series resonators to each other. And three parallel resonators P1, P2, and P3 provided between the reference potential portion Gnd and the reference potential portion Gnd. That is, the transmission filter 11 is a ladder filter having a three-stage configuration. However, the number of stages of the ladder filter in the transmission filter 11 is arbitrary.
  • An inductor L is provided between the parallel resonators P1, P2, and P3 and the reference potential portion Gnd. By setting the inductance of the inductor L to a predetermined magnitude, an attenuation pole is formed outside the band of the transmission frequency of the transmission signal to increase the out-of-band attenuation.
  • the plurality of series resonators S1, S2, S3 and the plurality of parallel resonators P1, P2, P3 are each composed of SAW resonators.
  • the reception filter 12 includes, for example, a multimode SAW filter 17 and an auxiliary resonator 18 connected in series on the input side thereof.
  • the multiplex mode includes a double mode.
  • the multimode SAW filter 17 has a balanced-unbalanced conversion function, and the receiving filter 12 is connected to two receiving terminals 10 from which balanced signals are output.
  • the reception filter 12 is not limited to the multimode SAW filter 17 but may be a ladder filter or a filter that does not have a balanced-unbalanced conversion function.
  • an impedance matching circuit made of an inductor or the like may be inserted.
  • the attenuation characteristic outside the passband is excellent and the loss of the passband is small. It is excellent in quality and has little loss, and high call quality can be realized.
  • the use of the acoustic wave device 1 having excellent attenuation characteristics outside the pass band enables a communication device having excellent isolation characteristics. 101 can be provided.
  • the pass band of the transmission filter 11 may be located on the higher frequency side than the pass band of the reception filter 12.
  • the elastic wave device 1 improves the attenuation characteristic on the low frequency side of the pass band by connecting the second capacitor C2 in series with the parallel resonator P. For this reason, the isolation characteristic with the receiving filter 12 located in the low frequency side can be improved by using the elastic wave apparatus 1 for the transmitting filter 11.
  • the elastic wave device 1 is preferably used.
  • a model of the elastic wave device 1 was set and a simulation was performed for evaluation.
  • the basic configuration of the model SAW element is as follows.
  • piezoelectric substrate 2 Material: 46 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 substrate
  • IDT electrode 3 Material: Al—Cu alloy (however, there is an underlayer made of 6 nm Ti between the piezoelectric substrate 2 and the conductive layer 15).
  • Example 1 an elastic wave in which four series resonators S1 to S4 and four parallel resonators P1 to P4 are connected in a ladder form as shown in FIG. A device was formed.
  • the series resonator S1 was a series-divided resonator divided into two.
  • the capacities and configurations of the first capacitor part C1 and the second capacitor part C2 were as follows.
  • Comparative Example 1 a parallel resonator P1, P2 having a capacitance connected in parallel as shown in FIG. 8B was also prepared.
  • the size of the capacitance was set so as to optimize each filter characteristic.
  • FIG. 9 is an enlarged view of a main part of FIG.
  • the amount of attenuation can be increased in the low frequency side region outside the passband by adding a capacitance in parallel to the series resonator and adding a capacitance in series to the parallel resonator. It could be confirmed. In particular, it was confirmed that the steepness was improved as indicated by the arrow A, and the attenuation characteristics were excellent even in the region away from the passband as indicated by the arrow B.
  • Example 2 and Comparative Example 2 a model of an elastic wave device having a narrower band than that of Example 1 and Comparative Example 1 was set, and a simulation was performed for evaluation.
  • the basic configuration of the model SAW element and the basic configuration of the capacitors C1 and C2 are the same as in the first embodiment.
  • FIG. 10 shows a circuit diagram of the acoustic wave device of Comparative Example 2. As shown in FIG. 10, both Example 2 and Comparative Example 2 are provided with series resonators S1 to S4 and parallel resonators P1 to P4, and no capacitance is connected to the series resonator S4. In Comparative Example 2, a capacitor is connected in parallel to the parallel resonators P1 to P4.
  • the number of parallel resonators P that connect capacitors differs between Example 2 and Comparative Example 2. This is because each filter characteristic is set to be optimized in a state where a desired bandwidth is obtained. It is.
  • FIG. 11 shows the filter characteristics of the elastic wave device of Example 2 and the elastic wave device of Comparative Example 2.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the attenuation
  • the broken line indicates the characteristic of the elastic wave device according to Comparative Example 2
  • the solid line indicates the characteristic of the elastic wave device according to Example 2.
  • SAW device 1 elastic wave device
  • 101 communication device 101 communication device
  • 103 RF-IC 109 antenna
  • S1 to S4 series resonator Sx first series resonator
  • Sy second series resonator P1 to P4 parallel resonator
  • Px 1st parallel resonator Py 2nd parallel resonator
  • C1 1st capacity part C2 2nd capacity part

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

弾性波素子からなる複数の直列共振子Ｓ１～Ｓ４および複数の並列共振子Ｐ１～Ｐ４であって、それぞれがラダー型に接続されたフィルタを構成している複数の直列共振子Ｓ１～Ｓ４および複数の並列共振子Ｐ１～Ｐ４と、複数の直列共振子Ｓ１～Ｓ４の少なくとも１つに並列接続された第１容量部Ｃ１と、複数の並列共振子Ｐ１～Ｐ４の少なくとも１つに直列接続された第２容量部Ｃ２と、を備える弾性波装置１である。通過帯域におけるロスを抑制しつつ、通過帯域外の減衰特性を良好にすることができる。

Description

弾性波装置および通信装置
　本発明は、弾性波装置および通信装置に関するものである。
　近年、移動体端末等の通信装置において、アンテナから送信・受信される信号をフィルタリングする弾性波装置に弾性波素子が用いられている。弾性波素子は、圧電基板と、圧電基板の主面に形成された励振電極によって構成されている。弾性波素子は、励振電極と圧電基板との関係で電気信号と弾性表面波とを相互に変換することができる特性を利用するものである。
　特開平５－１８３３８０号公報には、複数の弾性波素子をラダー型に接続してなる弾性波装置が開示されている。
　本開示の一実施形態に係る弾性波装置は、弾性波素子からなる複数の直列共振子および複数の並列共振子と、第１容量部と、第２容量部と、を含む。前記複数の直列共振子および前記複数の並列共振子は、それぞれがラダー型に接続されてフィルタを構成している。そして、前記複数の直列共振子の少なくとも１つに並列接続された第１容量部を備える。また、前記複数の並列共振子の少なくとも１つに直列接続された第２容量部を備えるものである。
　本開示の一実施形態に係る通信装置は、アンテナと、該アンテナに電気的に接続された上述の弾性波装置と、該弾性波装置に電気的に接続されたＲＦ－ＩＣとを備える。
本開示の一実施形態に係る弾性波装置の回路図である。 弾性波装置を構成する弾性波素子の平面図である。 図２の弾性波素子において、ＩＩＩ－ＩＩＩ線で切断した断面の要部拡大図である。 図４（ａ）は、本開示の弾性波装置の効果を検証する説明図であり、図４（ｂ）は、本開示の弾性波装置の効果を検証する説明図であり、図４（ｃ）は、本開示の弾性波装置の効果を検証する図である。 第１容量部Ｃ１の平面図である。 本開示の一実施形態に係る通信装置を説明する概略図である。 本開示の一実施形態に係る弾性波装置を用いた分波器を説明する回路図である。 図８（ａ）は、実施例１の弾性波装置の回路図である。図８（ｂ）は、比較例１の弾性波装置の回路図である。 図９（ａ）は実施例および比較例に係る弾性波装置のフィルタ特性のシミュレーション結果を示す線図であり、図９（ｂ）は図９（ａ）の要部拡大図である。 比較例２の弾性波装置の回路図である。 実施例および比較例に係る弾性波装置のフィルタ特性のシミュレーション結果を示す線図である。
　以下、本開示の一実施形態に係る弾性波装置および通信装置について、図面を参照して説明する。　弾性波装置は、いずれの方向が上方または下方とされてもよいものであるが、以下では、便宜的に、直交座標系ｘｙｚを定義するとともに、ｚ方向の正側を上方として、上面、下面等の用語を用いるものとする。なお、直交座標系ｘｙｚは、弾性波装置の形状に基づいて定義されているものであり、圧電基板の結晶軸を指すものではない。
　＜弾性波装置＞
　ラダー型フィルタを構成する弾性波装置１について説明する。弾性波装置１を用いることにより、送信信号の通過周波数の帯域外において減衰を大きくすることができる。
　図１は、本発明の一実施形態に係る弾性波装置１の構成を示す回路図である。図１に示す通り、弾性波装置１は、圧電基板２（不図示）と、複数の直列共振子Ｓ１～Ｓ４と、複数の並列共振子Ｐ１～Ｐ４とを備える。直列共振子Ｓ１～Ｓ４，並列共振子Ｐ１～Ｐ４は、入力部Ｉと出力部Ｏとの間に配線２０によりラダー型に接続されている。具体的には、配線２０は、直列共振子Ｓ１～Ｓ４を直列に接続する直列腕２０ｓと、並列共振子Ｐ１～Ｐ４を直列腕２０ｓと基準電位Ｇｎｄとの間に接続する並列腕２０ｐとを有する。このように複数の直列共振子Ｓ１～Ｓ４と、複数の並列共振子Ｐ１～Ｐ４とを接続することでラダー型のフィルタを構成している。
　また、弾性波装置１は、直列共振子Ｓ１～Ｓ４の少なくとも１つに並列に接続された第１容量部Ｃ１と、並列共振子Ｐ１～Ｐ４の少なくとも１つに並列に接続された第２容量部Ｃ２とを備える。第１容量部Ｃ１は全ての直列共振子に，第２容量部Ｃ２は全ての並列共振子にそれぞれ接続されていてもよいが、この例では、直列共振子Ｓ１～Ｓ３それぞれに第１容量部Ｃ１（Ｃ１ａ～Ｃ１ｃ）が並列接続されおり、並列共振子Ｐ１～Ｐ３のそれぞれに第２容量部Ｃ２（Ｃ２ａ～Ｃ２ｃ）が直列に接続されている。
　直列共振子Ｓ１～Ｓ４，並列共振子Ｐ１～Ｐ３のそれぞれは弾性波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）素子で構成される。
　図２は、例えば、直列共振子Ｓ１を構成する模式的なＳＡＷ素子の平面図であり、図３は図２のＩＩＩ－ＩＩＩ線における要部拡大断面図である。ＳＡＷ素子は、図２に示すように、圧電基板２の上面２Ａに設けられたＩＤＴ（Interdigital Transducer）電極３および反射器４を有している。
　圧電基板２は、ニオブ酸リチウム（ＬＮ：ＬｉＮｂＯ３）結晶またはタンタル酸リチウム（ＬＴ：ＬｉＴａＯ３）結晶からなる圧電性を有する単結晶の基板によって構成されている。具体的には、例えば、圧電基板２は、３６°～４８°Ｙ－ＸカットのＬｉＴａＯ３基板によって構成されている。圧電基板２の平面形状および各種寸法は適宜に設定されてよい。一例として、圧電基板２の厚み（ｚ方向）は、０．２ｍｍ以上０．５ｍｍ以下である。
　ＩＤＴ電極３は、図２に示すように、第１櫛歯電極３０ａおよび第２櫛歯電極３０ｂを有している。なお、以下の説明では、第１櫛歯電極３０ａおよび第２櫛歯電極３０ｂを単に櫛歯電極３０といい、これらを区別しないことがある。
　櫛歯電極３０は、図２に示すように、互いに対向する２本のバスバー３１（第１バスバー３１ａ，第２バスバー３１ｂ）と、各バスバー３１から他のバスバー３１側へ延びる複数の電極指３２とを有している。電極指３２は、第１バスバー３１ａに電気的に接続される第１電極指３２ａと、第２バスバー３１ｂに電気的に接続される第２電極指３２ｂとを有する。そして、１対の櫛歯電極３０は、第１電極指３２ａと第２電極指３２ｂとが、弾性波の伝搬方向に互いに噛み合うように（交差するように）配置されている。
　なお、櫛歯電極３０と同様に、バスバー３１，電極指３２についても、第１バスバー３１ａ，第２バスバー３１ｂを区別しない場合や、第１電極指３２ａ，第２電極指３２ｂを区別しない場合には、「第１」，「第２」，「ａ」，「ｂ」を省略することがある。
　また、櫛歯電極３０は、それぞれの電極指３２と対向するダミー電極指３３を有している。第１ダミー電極指３３ａは、第１バスバー３１ａから第２電極指３２ｂに向かって延びている。第２ダミー電極指３３ｂは、第２バスバー３１ｂから第１電極指３２ａに向かって延びている。なお、ダミー電極指３３を配置しなくてもよい。
　バスバー３１は、例えば、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されている。従って、バスバー３１の互いに対向する側の縁部は直線状である。複数の電極指３２は、例えば、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されており、弾性波の伝搬方向に概ね一定の間隔で配列されている。
　ＩＤＴ電極３を構成する一対の櫛歯電極３０の複数の電極指３２は、図３に示すように、ピッチＰｔ１となるように設定されている。ピッチＰｔ１は、例えば、共振させたい周波数での弾性波の波長λの半波長と同等となるように設けられている。波長λ（すなわち、２×Ｐｔ１）は、例えば、１．５μｍ以上６μｍ以下である。ＩＤＴ電極３は、ほとんどの複数の電極指３２がピッチＰｔ１となるように配置することにより、複数の電極指３２が一定の周期となるような配置となるため、弾性波を効率よく発生させることができる。
　ここでピッチＰｔ１は、伝搬方向において、第１電極指３２ａの中心から、当該第１電極指３２ａに隣接する第２電極指３２ｂの中心までの間隔を指すものである。各電極指３２は、弾性波の伝搬方向における幅ｗ１が、ＳＡＷ素子に要求される電気特性等に応じて適宜に設定される。電極指３２の幅ｗ１は、例えば、ピッチＰｔ１に対して０．３倍以上０．７倍以下である。
　このように電極指３２を配置することで、複数の電極指３２に直交する方向に伝搬する弾性波が発生する。従って、圧電基板２の結晶方位を考慮したうえで、２本のバスバー３１は、弾性波を伝搬させたい方向に交差する方向において互いに対向するように配置される。複数の電極指３２は、弾性波を伝搬させたい方向に対して直交する方向に延びるように形成される。なお、弾性波の伝搬方向は複数の電極指３２の向き等によって規定されるが、本実施形態では、便宜的に、弾性波の伝搬方向を基準として、複数の電極指３２の向き等を説明することがある。
　各電極指３２（第１電極指３２ａ，第２電極指３２ｂ）の本数は片側あたり２０～３５０本である。
　複数の電極指３２の長さ（バスバーから先端までの長さ）は、例えば、概ね同じに設定される。対向する電極指３２同士の噛み合う長さ（交差幅）は１０～３００μｍである。なお、各電極指３２の長さや交差幅を変えてもよく、例えば伝搬方向に進むにつれて長くしたり、短くなるようにしたりしてもよい。具体的には、各電極指３２の長さを伝搬方向に対して変化させることにより、アポダイズ型のＩＤＴ電極３を構成してもよく、この場合、横モードのスプリアスを低減させたり、耐電力性を向上させたりすることができる。
　ＩＤＴ電極３は、例えば、金属の導電層１５によって構成されている。この金属としては、例えば、ＡｌまたはＡｌを主成分とする合金（Ａｌ合金）が挙げられる。Ａｌ合金は、例えば、Ａｌ－Ｃｕ合金である。なお、ＩＤＴ電極３は、複数の金属層から構成されてもよい。ＩＤＴ電極３の各種寸法は、ＳＡＷ素子に要求される電気特性等に応じて適宜に設定される。ＩＤＴ電極３の厚みｓ（ｚ方向）は、例えば、５０ｎｍ以上６００ｎｍ以下である。
　ＩＤＴ電極３は、圧電基板２の上面２Ａに直接配置されていてもよいし、別の部材からなる下地層を介して圧電基板２の上面２Ａに配置されていてもよい。別の部材は、例えば、Ｔｉ、Ｃｒ、あるいはこれらの合金等からなる。下地層を介してＩＤＴ電極３を圧電基板２の上面２Ａに配置する場合は、別の部材の厚みはＩＤＴ電極３の電気特性に殆ど影響を与えない程度の厚み（例えば、Ｔｉの場合はＩＤＴ電極３の厚みの１～１０％の厚み）に設定される。
　また、ＩＤＴ電極３を構成する電極指３２上には、ＳＡＷ素子の温度特性を向上させるために、質量付加膜を積層してもよい。質量付加膜としては、例えばＳｉＯ２等を用いることができる。
　ＩＤＴ電極３は、電圧が印加されると、圧電基板２の上面２Ａ付近においてｘ方向に伝搬する弾性波を励起する。励起された弾性波は、電極指３２の非配置領域（隣接する電極指３２間の長尺状の領域）との境界において反射する。そして、電極指３２のピッチＰｔ１を半波長とする定在波が形成される。定在波は、当該定在波と同一周波数の電気信号に変換され、電極指３２によって取り出される。このようにして、ＳＡＷ素子は、１ポート共振子として機能する。
　反射器４は、弾性波の伝搬方向においてＩＤＴ電極３を挟むように配置されている。反射器４は、概ねスリット状に形成されている。すなわち、反射器４は、弾性波の伝搬方向に交差する方向において互いに対向する反射器バスバー４１と、これらバスバー４１間において弾性波の伝搬方向に直交する方向に延びる複数の反射電極指４２とを有している。反射器バスバー４１は、例えば、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されており、弾性波の伝搬方向に平行に配置されている。
　複数の反射電極指４２は、ＩＤＴ電極３で励起される弾性波を反射させるピッチＰｔ２に配置されている。ピッチＰｔ２は、ＩＤＴ電極３のピッチＰｔ１を弾性波の波長λの半波長に設定した場合、ピッチＰｔ１と同じ程度に設定すればよい。波長λ（すなわち、２×Ｐｔ２）は、例えば、１．５μｍ以上６μｍ以下である。ここでピッチＰｔ２は、伝搬方向において、反射電極指４２の中心から、隣接する反射電極指４２の中心までの間隔を指すものである。
　また、複数の反射電極指４２は、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されている。反射電極指４２の幅ｗ２は、例えば、電極指３２の幅ｗ１と概ね同等に設定することができる。反射器４は、例えば、ＩＤＴ電極３と同一の材料によって形成されるとともに、ＩＤＴ電極３と同等の厚みに形成されている。
　反射器４は、ＩＤＴ電極３に対して間隔Ｇを空けて配置されている。ここで間隔Ｇは、ＩＤＴ電極３２の反射器４側の端部に位置する電極指３２の中心から反射器４のＩＤＴ電極３２側の端部に位置する反射電極指４２の中心までの間隔を指すものである。間隔Ｇは、通常、ＩＤＴ電極３の電極指３２のピッチＰｔ１（またはＰｔ２）と同じとなるように設定されている。
　保護層５は、図３に示すように、ＩＤＴ電極３および反射器４上を覆うように、圧電基板２上に設けられている。具体的には、保護層５は、ＩＤＴ電極３および反射器４の表面を覆うとともに、圧電基板２の上面２ＡのうちＩＤＴ電極３および反射器４から露出する部分を覆っている。保護層５の厚みは、例えば、１ｎｍ以上８００ｎｍ以下である。
　保護層５は、絶縁性を有する材料からなり、腐食等から保護することに寄与する。好適には、保護層５は、温度が上昇すると弾性波の伝搬速度が速くなるＳｉＯ２などの材料によって形成されており、これによってＳＡＷ素子の温度の変化による電気特性の変化を小さく抑えることもできる。
　図２，図３に示す例は、直列共振子Ｓ１を例に説明したが、他の直列共振子Ｓ２～Ｓ４，並列共振子Ｐ１～Ｐ４も、電極指３２の本数、ピッチ等の設計を適宜調整の上、同様の構成とすることができる。
　このような直列共振子Ｓ１～Ｓ４は、この例では第１容量部Ｃ１が並列に接続された第１直列共振子Ｓｘと、接続されない第２直列共振子Ｓｙとに分かれる。同様に、並列共振子Ｐ１～Ｐ４は、この例では第２容量部Ｃ２が直列に接続される第１並列共振子Ｐｘと、接続されない第２並列共振子Ｐｙとに分かれる。第１容量部Ｃ１，第２容量部Ｃ２は、所望の容量を形成できれば特にその形状は制限されない。
　このような第１容量部Ｃ１および第２容量部Ｃ２を備えることによる効果を図４を用いて説明する。まず、図４（ａ）に直列共振子に並列に容量を付加した場合のインピーダンス特性を実線で、容量を付加しない場合の共振子特性を破線で示す。図４（ａ）からも明らかなように、反共振周波数が低周波側にシフトするが、共振周波数および共振周波数における抵抗（共振抵抗Ｚ０）は変化しないことが確認できる。なお反共振周波数のシフト量は容量の大きさで決まる。
　次に、図４（ｂ）に並列共振子に直列に容量を付加した場合のインピーダンス特性を実線で、容量を付加しない場合の特性を破線で、並列に容量を付加した場合の共振子特性を点線で示す。図４（ｂ）からも明らかなように、容量を付加することで共振周波数が高周波側にシフトする。さらに、容量を並列に付加した場合には反共振周波数における抵抗（反共振抵抗Ｚａ）が悪化するが、直列に付加する場合には悪化しないことも確認できた。なお共振周波数のシフト量は容量の大きさで決まる。
　さらに、直列共振子および並列共振子をラダー型に接続した場合のフィルタ特性を図４（ｃ）に示す。図４（ｃ）において、直列共振子に並列に容量を付加し、並列共振子に直列に容量を付加した場合の特性を実線で、直列共振子および並列共振子のいずれにも容量を付加しない場合の特性を破線で、直列共振子および並列共振子の双方に並列で容量を付加した場合の特性を点線で示している。
　この図からも明らかなように、フィルタの直列共振子に並列に容量を付加することで、通過帯高域側の急峻度の高いフィルタ特性が得られる。フィルタの並列共振子に直列で容量を付加することで、通過帯低域側の急峻度の高いフィルタ特性が得られる。さらに、通過帯域のロス特性は直列共振子のＺ０と並列共振子のＺａで決まるので、フィルタの直列共振子に並列に容量を付加し、並列共振子に直列で容量を付加することで、ロスの低いフィルタ特性が得られる。すなわち、本実施形態のように、容量を付加することにより、フィルタの急峻度を高めることができ、さらに、直列共振子と並列共振子とで容量の接続方法を変えることで、フィルタのロスを低減することができる。
　なお、直列共振子に直列に容量を付加した場合には、図４（ｂ）から推測されるように、通過帯高域側の急峻度の高いフィルタ特性えることができる一方で、本開示の弾性波装置に比べてフィルタの通過帯域内のロスが増加する。
　以上より、本実施形態のように、第１容量部Ｃ１，第２容量部Ｃ２を設けることで、弾性波装置１のフィルタ特性を向上させることができる。
　また、本実施形態では、第１容量部Ｃ１が接続されない第２直列共振子Ｓｙを備える。これにより、第２直列共振子Ｓｙは、Ｚａを悪化させる第１容量部Ｃ１を備えないので、Ｚａ特性が第１直列共振子Ｓｘよりも優れたものとなる。また反共振周波数が、第１容量部Ｃ１を接続したときより高周波側に移動する。そのため、通過帯域より高域側の減衰量も改善したフィルタ特性を得ることができる。通過帯域からどの程度離れた周波数位置の減衰量を改善するかは、第１直列共振子ＳｘのΔｆ（共振周波数と反共振周波数との差）と、第２並列共振子ＳｙのΔｆと差分に依存する。すなわち、第１容量部Ｃ１の大きさ等にも依存するが、概ね数１０ＭＨｚ程度である。
　さらに、第２容量部Ｃ２が接続されない第２並列共振子Ｐｙを備える。これにより、第２並列共振子Ｐｙは、Ｚ０を悪化させる第２容量部Ｃ２を備えないので、Ｚ０特性が第１並列共振子Ｐｙよりも優れたものとなる。また共振周波数が第２容量部Ｃ２を接続したときより低周波側に移動する。そのため、通過帯域より低域側の減衰量も改善したフィルタ特性を得ることができる。通過帯域からどの程度離れた周波数位置の減衰量を改善するかは、第１容量部および直列共振子Ｓの場合と同様であり、概ね数１０ＭＨｚ程度である。
　そして、このような第２直列共振子Ｓｙ，第２並列共振子Ｐｙをともに備えることにより、通過帯域直近の高域、定低域側の減衰と、通過帯域より数１０ＭＨｚ離れた帯域の両方を改善できる、特性の優れたフィルタを提供することができる。
　さらに、本実施形態では、複数の直列共振子Ｓ１～Ｓ４のうち最も出力端子Ｏ側に近い直列共振子を、第２直列共振子Ｓｙとし、複数の並列共振子Ｐ１～Ｐ４のうち最も出力端子Ｏ側に近い並列共振子を第２並列共振子Ｐｙとしている。このような構成により、出力端子Ｏをアンテナに接続する場合には、アンテナとのインピーダンス整合をとりつつフィルタ特性を高めることができるものとなる。
　なお、本実施形態では、第２容量部Ｃ２は、並列腕２０ｐのうち、直列腕２０ｓと並列共振子との間に接続されているが、並列腕２０ｐのうち、並列共振子と基準電位部Ｇｎｄとの間に接続しても構わない。第２容量部Ｃ２は並列共振子よりもサイズが小さくなることが多いため、小型化の観点からは本実施形態のように直列腕２０ｐ側に配置するとよい。
　また、各容量部Ｃ１ａ～Ｃ１ｃは同じ容量でもよいし、互いに異ならせてもよい。容量部Ｃ２ａ～Ｃ２ｃも同様である。
　（他の実施形態１）
　図１に示す例では、並列共振子Ｐ１～Ｐ４の個々の共振周波数については特に限定しておらず、同一であっても、互いに異ならせてもよいが、互いに異ならせた上で、第１並列共振子Ｐｘの共振周波数は、第２並列共振子Ｐｙの共振周波数に比べて高くさせてもよい。言い換えると、複数の並列共振子Ｐ１～Ｐ４のうち、共振周波数の高い共振子に第２容量部Ｃ２を接続してもよい。
　この場合には、第１並列共振子Ｐｘと第２容量部Ｃ２とにより、通過帯域の低周波数側近傍の減衰特性を向上させることができる。また、第２並列共振子Ｐｙにより、反共振抵抗Ｚａの悪化を低減し、通過帯域の低周波数側のうち少し離れた周波数帯の減衰特性を向上させることができる。また、このような第１並列共振子Ｐｘと第２並列共振子Ｐｙとを備えることにより、通過帯域の低周波数側の広範囲において減衰特性の優れた弾性波装置１を提供することができる。
　なお、第１並列共振子Ｐｘと第２並列共振子Ｐｙとの共振周波数差は設計と目標特性とにより変わるが、上限は△ｆ（共振周波数と反共振周波数の差）であり、３６～５０°ＹカットＬＴウェハを使用している場合には、２０～４０ＭＨｚである。
　（他の実施形態２）
　図１に示す例では、第１容量部Ｃ１と第２容量部Ｃ２との容量の大きさの比較は特に言及しておらず、同一であっても互いに異ならせてもよいが、互いに異ならせた上で、第２容量部Ｃ２の方が第１容量部Ｃ１よりも容量を大きくしてもよい。
　通過帯域外の高周波数側の急峻性を向上させるためには、直列共振子ＳのΔｆを小さくさせる必要があり、第１容量部Ｃ１の容量を大きくする必要があるが、減衰量は直列共振子Ｓと並列共振子Ｐの容量比でも決定されるため、第１容量部Ｃ１と第１直列共振子Ｓｘの合成容量は第１容量部Ｃ１を接続前とほぼ同等にする必要がある。第１容量部Ｃ１と第１直列共振子Ｓｘは並列接続のため、容量をほぼ同等にするには第１容量部Ｃ１の容量は小さく設計した方がよい。
　同様に、通過帯域外の低周波数側の急峻性を向上させるためには、並列共振子のΔｆを小さくさせる必要があり、第２容量部Ｃ２の容量を小さくする必要があるが、減衰量は直列共振子と並列共振子の容量比でも決定されるため、第２容量部Ｃ２と第１並列共振子Ｐｘの合成容量は第２容量部Ｃ２の接続前とほぼ同等にする必要がある。第２容量部Ｃ２と第１並列共振子Ｐｘは直列接続のため、容量をほぼ同等にするにはＣ２は大きく設計した方がよい。このため、第２容量部Ｃ２を第１容量部Ｃ１に比べ容量を大きくすることで、通過帯域外の高周波数側および低周波数側共に減衰特性を向上させることができる。
　具体的には、第１容量部Ｃ１の容量を０．１～５ｐＦ程度に、第２容量部Ｃ２の容量を１～１０ｐＦ程度にすればよい。
　（他の実施形態３）
　図１に示す例では、第１容量部Ｃ１と第２容量部Ｃ２との構成に限定はなく、誘電体膜を１対の電極で挟む積層型でも、圧電基板２の主面上にて対向する１対の電極を形成してもよいが、図５に示すように、複数の電極指６２（第１電極指６２ａ、第２電極指６２ｂ）を備える一対の櫛歯電極６０（第１櫛歯電極６０ａ、第２櫛歯電極６０ｂ）で構成してもよい。第１電極指６２ａはバスバー６１（第１バスバー６１ａ）に共通に接続され、第２電極指６２ｂはバスバー６１第２バスバー６１ｂに共通に接続されている。
　このように構成することで、小さい面積で大きな容量を形成することができるので、弾性波装置１を小型化することができる。特に、電極指６２のピッチ（電極周期）を直列共振子Ｓ１～Ｓ４，並列共振子Ｐ１～Ｐ４の電極指３２のピッチに比べて小さくしたり、電極指６２の幅を小さくしてＤｕｔyを大きくしたりしてもよい。このような構成とするこ
とで、第１および第２容量部Ｃ１，Ｃ２が所望の容量を得るために要する領域の面積を小さくでき、その結果、弾性波装置１を小型にすることができる。
　なお、複数の電極指６２（第１電極指６２ａ、第２電極指６２ｂ）が繰り返し配列される方向はＳＡＷの伝搬方向（圧電基板２のＸ軸）と略同一（略平行）としてもよい。その場合には、第１および第２容量部Ｃ１，Ｃ２の共振特性をフィルタ特性の調整に用いることができる。ここで、複数の電極指６２が繰り返し配列される方向（Ｄ１）がＳＡＷの伝搬方向（圧電基板２のＸ軸）と「略同一」とは、Ｄ１とＸ軸との為す角が０°の場合に限定されず、多少傾いている場合も含むものとする。具体的には１５°以下も含むものとする。
　例えば、第１電極指６２ａ、第２電極指６２ｂとの配列により生じる共振周波数が弾性波装置１のフィルタの通過帯域外となるように電極指の設計を行なってもよい。このように第１容量部Ｃ１および第２容量部Ｃ２の共振周波数を通過帯域外とすることで、フィルタの通過特性を設計通りのものとすることができる。また、通過帯域外において減衰させたい周波数帯がある場合には、容量部Ｃ１，Ｃ２の共振特性で減衰極を作ることもできる。
　特に、第１直列共振子Ｓｘおよび第２直列共振子Ｓｙ、および／または、第１並列共振子Ｐｘおよび第２並列共振子Ｐｙを備える場合には、これらの共振子で通過帯域の近傍の減衰特性を高め、容量部Ｃ１，Ｃ２により通過帯域から離れた周波数帯の減衰特性を高めることができる。例えば、容量部Ｃ１，Ｃ２の共振周波数を直列共振子Ｓまたは並列共振子Ｐの共振周波数の２倍程度となるようにすれば、２ｆ帯の減衰特性を高めることができる。
　さらに、電極指６２のピッチ（電極周期）を直列共振子Ｓ１～Ｓ４，並列共振子Ｐ１～Ｐ４の電極指３２のピッチに比べて小さくすることで、第１および第２容量部Ｃ１，Ｃ２の共振周波数が通過帯域外の高周波側に位置するようにしてもよい。この場合には、フィルタの通過特性に影響を与えることを抑制しつつ、フィルタの通過帯域外の高周波数側における減衰特性を向上させることができる。
　また、第１容量部Ｃ１の電極指６２のピッチを第２容量部Ｃ２の電極指６２のピッチに比べて小さくして、第１容量部Ｃ１による共振周波数と第２容量部Ｃ２による反共振周波数とを略一致させるようにする場合には、容量部Ｃ１、Ｃ２で発生する共振および反共振特性で帯域阻止フィルタを構成することができる。その結果、この帯域阻止フィルタにより信号通過が阻止されるため、通過帯域の阻止帯域の減衰特性を向上させることができる。
　なお、この場合には、容量部Ｃ１，Ｃ２共に、その電極指６２のピッチは、直列共振子Ｓ１～Ｓ４，並列共振子Ｐ１～Ｐ４の電極指３２のピッチに比べて小さいか、大きいものとし、フィルタの通過帯域外のうち同じ側に共振周波数および反共振周波数を位置させてもよい。
　なお、複数の電極指６２（第１電極指６２ａ、第２電極指６２ｂ）が繰り返し配列される方向がＳＡＷの伝搬方向（圧電基板２のＸ軸）と異なる場合には、第１および第２容量部Ｃ１，Ｃ２による振動を抑制することができる。その結果、電極指６２を狭いピッチで配列しても、マイグレーション等による第１電極指６２ａ、第２電極指６２ｂ間の短絡を抑制することができ、信頼性の高い弾性波装置１を提供することができる。
　（その他の実施形態）
　本開示は上述の実施形態に限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上述の例では弾性波装置１として弾性表面波（ＳＡＷ）を用いた場合を例に説明したが、弾性境界波を用いてもよいし、圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ）を用いてもよい。
　直列共振子Ｓ１～Ｓ４，並列共振子Ｐ１～Ｐ４の一部は分割共振子としてもよい。その場合には、分割した共振子にそれぞれについて第１容量部Ｃ１を並列につけると、個々の共振子に最適な容量値を付けることができるため好ましい。
　さらに、上述の例では、第１容量素子Ｃ１，第２容量素子Ｃ２がそれぞれ複数ある場合を例に説明したが、それぞれ１つでもよい。また、複数ある場合には、個々に容量を異ならせてもよい。
　また、圧電基板２を薄層化して、他方主面にＳｉ基板やサファイア基板，水晶等の線膨脹係数が小さい材料を貼り合わせた複合基板としてもよい。その場合には、温度変化による特性変化を抑制することができる。同様に、ＩＤＴ電極３をＳｉＯ２の厚膜等により埋め込む形状としてもよい。この場合にも温度変化による特性変化を抑制することができる。
　また、上述の各実施形態は互いに組み合わせることができる。
　また、入力部Ｉと出力部Ｏとはあくまでも信号の入出力が行われるポートを示すものであり、出力部Ｏにから信号が入力されたり、入力部Ｉから信号が出力されたりしてもよい。
　＜通信装置＞
　図６は、本開示の実施形態に係る通信装置１０１の要部を示すブロック図である。通信装置１０１は、電波を利用した無線通信を行うものである。分波器７は、通信装置１０１において送信周波数の信号と受信周波数の信号とを分波する機能を有している。
　通信装置１０１において、送信すべき情報を含む送信情報信号（ＴＩＳ：Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｓｉｇｎａｌ）は、ＲＦ－ＩＣ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）１０３によって変調および周波数の引き上げ（搬送波周波数の高周波信号への変換）がなされて送信信号（ＴＳ：Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ　Ｓｉｇｎａｌ）とされる。ＴＳは、バンドパスフィルタ１０５によって送信用の通過帯域以外の不要成分が除去され、増幅器１０７によって増幅されて分波器７に入力される。分波器７は、入力されたＴＳから送信用の通過帯域以外の不要成分を除去してアンテナ１０９に出力する。アンテナ１０９は、入力された電気信号（ＴＳ）を無線信号に変換して送信する。
　通信装置１０１において、アンテナ１０９によって受信された無線信号は、アンテナ１０９によって電気信号（受信信号、ＲＳ：Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ　Ｓｉｇｎａｌ）に変換されて分波器７に入力される。分波器７は、入力されたＲＳから受信用の通過帯域以外の不要成分を除去して増幅器１１１に出力する。出力されたＲＳは、増幅器１１１によって増幅され、バンドパスフィルタ１１３によって受信用の通過帯域以外の不要成分が除去される。そして、ＲＳは、ＲＦ－ＩＣ１０３によって周波数の引き下げおよび復調がなされて受信情報信号（ＲＩＳ：Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｓｉｇｎａｌ）とされる。
　ＴＩＳおよびＲＩＳは、適宜な情報を含む低周波信号（ベースバンド信号）でよく、例えば、アナログの音声信号もしくはデジタル化された音声信号である。無線信号の通過帯域は、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）等の各種の規格に従ったものでよい。変調方式は、位相変調、振幅変調、周波数変調もしくはこれらのいずれか２つ以上の組み合わせのいずれであってもよい。
　＜分波器＞
　図７は、本開示の一実施形態に係る弾性波装置１を用いた分波器７の構成を示す回路図である。分波器７は、図６において通信装置１０１に使用されている分波器である。分波器７は、送信フィルタ１１および／または受信フィルタ１２を構成する弾性波装置を有している。送信フィルタ１１および／または受信フィルタ１２を構成する弾性波装置は、圧電基板２上に配置された共振子で構成されている。
　弾性波装置１は、例えば、図７に示した分波器７における送信フィルタ１１である。送信フィルタ１１は複数のＳＡＷ共振子でラダー型フィルタ回路を構成している。送信フィルタ１１は、図７に示すように、圧電基板２（不図示）と、圧電基板２上に形成された直列共振子Ｓ１～Ｓ３および並列共振子Ｐ１～Ｐ３を有する。なお、第１容量部Ｃ１および第２容量部Ｃ２の記載は省略しているが、例えば送信端子９に近い側の直列共振子Ｓ１や並列共振子Ｐ１に容量素子Ｃ１，Ｃ２を設けた。
　分波器７は、アンテナ端子８と、送信端子９と、受信端子１０と、アンテナ端子８と送信端子９との間に配置された送信フィルタ１１と、アンテナ端子８と受信端子１０との間に配置された受信フィルタ１２とから主に構成されている。
　送信フィルタ１１に弾性波素子１を用いる場合には、弾性波素子１の入力部Ｉが送信端子９に電気的に接続され、出力部Ｏがアンテナ端子８に電気的に接続される。
　送信端子９には増幅器１０７からのＴＳが入力され、送信端子９に入力されたＴＳは、送信フィルタ１１において送信用の通過帯域以外の不要成分が除去されてアンテナ端子８に出力される。また、アンテナ端子８にはアンテナ１０９からＲＳが入力され、受信フィルタ１２において受信用の通過帯域以外の不要成分が除去されて受信端子１０に出力される。
　送信フィルタ１１は、この例では、ラダー型ＳＡＷフィルタによって構成されている。具体的に送信フィルタ１１は、その入力側と出力側との間において直列に接続された３個の直列共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と、直列共振子同士を接続するための配線である直列腕と基準電位部Ｇｎｄとの間に設けられた３個の並列共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３とを有する。すなわち、送信フィルタ１１は３段構成のラダー型フィルタである。ただし、送信フィルタ１１においてラダー型フィルタの段数は任意である。
　並列共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３と基準電位部Ｇｎｄとの間には、インダクタＬが設けられている。このインダクタＬのインダクタンスを所定の大きさに設定することによって、送信信号の通過周波数の帯域外に減衰極を形成して帯域外減衰を大きくしている。複数の直列共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３および複数の並列共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３は、それぞれＳＡＷ共振子からなる。
　受信フィルタ１２は、例えば、多重モード型ＳＡＷフィルタ１７と、その入力側に直列に接続された補助共振子１８とを有している。なお、本実施形態において、多重モードは、２重モードを含むものとする。多重モード型ＳＡＷフィルタ１７は、平衡－不平衡変換機能を有しており、受信フィルタ１２は平衡信号が出力される２つの受信端子１０に接続されている。受信フィルタ１２は多重モード型ＳＡＷフィルタ１７によって構成されるものに限られず、ラダー型フィルタによって構成してもよいし、平衡－不平衡変換機能を有していないフィルタであってもよい。
　送信フィルタ１１、受信フィルタ１２およびアンテナ端子８の接続点とグランド電位部Ｇとの間には、インダクタなどからなるインピーダンスマッチング用の回路を挿入してもよい。
　このように、弾性波装置１を分波器７に用いた通信装置１０１によれば、通過帯域外の減衰特性に優れ、かつ、通過帯域のロスが小さいため、ＴＳとＲＳとのアイソレーション特性に優れ、かつロスの少ないものとなり、高い通話品質を実現することができる。また受信フィルタ１２と送信フィルタ１１との通過帯域が互いに近接している場合であっても、通過帯域外の減衰特性に優れた弾性波装置１を用いることで、アイソレーション特性の優れた通信装置１０１を提供することができる。
　送信フィルタ１１の通過帯域が受信フィルタ１２の通過帯域に比べ高周波側に位置する場合がある。ここで、弾性波装置１は並列共振子Ｐに直列に第２容量部Ｃ２を接続することで、通過帯域の低周波数側の減衰特性を良好にするものである。このため、弾性波装置１を送信フィルタ１１に用いることで、低周波数側に位置する受信フィルタ１２とのアイソレーション特性を改善することができる。
　また、送信フィルタ１１の低周波数側に他の通信帯域がある場合も、本弾性波装置１を用いることが好ましい。
　本実施形態の弾性波装置１の効果を確認するために、弾性波装置１のモデルを設定しシミュレーションを実施して評価を行なった。モデルのＳＡＷ素子の基本構成は以下の通りである。
　［圧電基板２］
　　材料：４６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３基板
　［ＩＤＴ電極３］
　　材料：Ａｌ－Ｃｕ合金
　　（ただし、圧電基板２と導電層１５との間には６ｎｍのＴｉからなる下地層がある。）
　　厚さ（Ａｌ－Ｃｕ合金層）：４６０ｎｍ
　　ＩＤＴ電極３の電極指３２：
　　　（デューティー：ｗ１／Ｐｔ１）０．５
　　　（交差幅Ｗ）１０～３０λ　（λ＝２×Ｐｔ１）
　　　（電極本数）１２０～２００本
　　　（電極ピッチ）２．４～２．６μｍ
　［反射器４］
　　材料：Ａｌ－Ｃｕ合金
　　（ただし、圧電基板２と導電層１５との間には６ｎｍのＴｉからなる下地層がある）
　　厚さ（Ａｌ－Ｃｕ合金層）：４６０ｎｍ
　　反射電極指４２の本数：２０本
　　反射電極指４２のピッチＰｔ２：２．４～２．６μｍ
　［保護層５］
　　材料：ＳｉＯ２
　　厚さ：１５ｎｍ
　このような基本構成のＳＡＷ素子を用いて、実施例１として、図８（ａ）に示すに４つの直列共振子Ｓ１～Ｓ４と４つの並列共振子Ｐ１～Ｐ４をラダー型に接続した弾性波装置を形成した。なお、直列共振子Ｓ１は２つに分割した直列分割共振子とした。第１容量部Ｃ１，第２容量部Ｃ２の容量及び構成は下記の通りとした。
　[Ｃ１，Ｃ２の基本構成]
　　材料：Ａｌ－Ｃｕ合金
　　（ただし、圧電基板２と導電層１５との間には６ｎｍのＴｉからなる下地層がある。）
　　厚さ（Ａｌ－Ｃｕ合金層）：４６０ｎｍ
　　電極指６２：
　　　（デューティー：ｗ１／Ｐｔ１）０．６
　　　（交差幅Ｗ）１０～３０λ
　　　（電極本数）５０～２００本
　　　（電極ピッチ）１．４～１．６μｍ
　　設計容量：Ｃ１　１～２ｐＦ程度
　　　　　　　Ｃ２　２～４ｐＦ程度
　これに対して、比較例１として、図８（ｂ）に示すような、並列共振子Ｐ１，Ｐ２をすべてに並列に容量を接続したものについても準備した。容量の大きさはそれぞれのフィルタ特性を最適化するように設定した。
　このような実施例１の弾性波装置と比較例１の弾性波装置のフィルタ特性を図９に示した。図９において、横軸は周波数、縦軸は減衰量を示し、破線で比較例１に係る弾性波装置の特性を、実線で実施例１に係る弾性波装置の特性を示している。図９（ｂ）は、図９（ａ）の要部拡大図である。
　この図からも明らかなように、直列共振子に並列に容量を、並列共振子に直列に容量を付加することで、通過帯域の外側の低周波数側領域において減衰量を多くすることができることが確認できた。特に矢印Ａで示すように急峻性を高めるとともに、矢印Ｂで示すように通過帯域から離れた領域においても減衰特性が優れていることを確認できた。
　さらに、実施例１の比較例に比べ、通過帯域のロスが少なくなっていることが確認できた。
　次に実施例２、比較例２として、実施例１，比較例１に比べて狭帯域の弾性波装置のモデルを設定しシミュレーションを実施して評価を行なった。モデルのＳＡＷ素子の基本構成、容量部Ｃ１，Ｃ２の基本構成は実施例１と同様である。
　実施例２の弾性波装置の回路図は図８（ａ）に示す構成と同じであり、実施例１とが容量の大きさを異ならせた。図１０に比較例２の弾性波装置の回路図を示した。図１０に示すように、実施例２、比較例２ともに、直列共振子Ｓ１～Ｓ４と並列共振子Ｐ１～Ｐ４とを備え、直列共振子Ｓ４には容量を接続していない。比較例２は並列共振子Ｐ１～Ｐ４に並列に容量を接続している。
　なお、実施例２と比較例２とで、容量を接続する並列共振子Ｐの数が異なるが、これは、所望の帯域幅を得た状態でそれぞれのフィルタ特性を最適化するように設定したためである。
　図１１に、実施例２の弾性波装置と比較例２の弾性波装置のフィルタ特性を示した。図１１において、横軸は周波数、縦軸は減衰量を示し、破線で比較例２に係る弾性波装置の特性を、実線で実施例２に係る弾性波装置の特性を示している。
　図１１からも明らかなように、実施例２の通過帯域内のロスが比較例２に比べて少なくなっていることが分かった。このことから、特に狭い通過帯域幅のフィルタを実現するときには、本開示の構成によりロスを改善できることが確認できた。
１　弾性波装置（ＳＡＷ装置）、１０１　通信装置、１０３　ＲＦ－ＩＣ、１０９　アンテナ、Ｓ１～Ｓ４　直列共振子、Ｓｘ　第１直列共振子、Ｓｙ　第２直列共振子、Ｐ１～Ｐ４　並列共振子、Ｐｘ　第１並列共振子、Ｐｙ　第２並列共振子、Ｃ１　第１容量部、Ｃ２　第２容量部

Claims (11)

  1. 　弾性波素子からなる複数の直列共振子および複数の並列共振子であって、それぞれがラダー型に接続されたフィルタを構成している複数の直列共振子および複数の並列共振子と、
    前記複数の直列共振子の少なくとも１つに並列接続された第１容量部と、
    前記複数の並列共振子の少なくとも１つに直列接続された第２容量部と、を備える、弾性波装置。
  2. 　前記複数の直列共振子は、前記第１容量部が並列に接続された第１直列共振子と、前記第１容量部が接続されない第２直列共振子とを含み、
    前記複数の並列共振子は、前記第２容量部が直列に接続された第１並列共振子と、前記第２容量部が接続されない第２並列共振子とを含む、請求項１に記載の弾性波装置。
  3. 　前記第１並列共振子は、前記第２並列共振子に比べ、共振周波数が高い、請求項２に記載の弾性波装置。
  4. 　前記複数の直列共振子および前記複数の並列共振子は、アンテナ端子と送信端子との間にラダー型に接続されており、
    前記第２直列共振子は、前記複数の直列共振子のうち最もアンテナ端子側に配置され、
    前記第２並列共振子は、前記複数の並列共振子のうち最もアンテナ端子側に配置されている、請求項２または３に記載の弾性波装置。
  5. 　前記第１容量部の容量は、前記第２容量部の容量に比べて小さい、請求項１乃至４のいずれかに記載の弾性波装置。
  6. 　前記第１容量部および前記第２容量部は、複数の電極指からなる１対の櫛歯状電極である、請求項１乃至５のいずれかに記載の弾性波装置。
  7. 　前記第１容量部および前記第２容量部は、前記複数の電極指の配列方向が、前記複数の直列共振子および前記複数の並列共振子の弾性波の伝搬方向と略平行であり、
    　前記第１容量部および前記第２容量部の共振周波数は前記フィルタの通過帯域外である、請求項６に記載の弾性波装置。
  8. 　前記第１容量部および前記第２容量部の共振周波数は、前記フィルタの通過帯域よりも高い、請求項７に記載の弾性波装置。
  9. 　前記第１容量部の共振周波数と前記第２容量部の反共振周波数とを略一致させた請求項７に記載の弾性波装置。
  10. 　前記第１容量部および前記第２容量部は、前記複数の電極指の配列方向が、前記複数の直列共振子および前記複数の並列共振子の弾性波の伝搬方向と異なる、請求項６に記載の弾性波装置。
  11. 　アンテナと、
    該アンテナに電気的に接続された請求項１乃至１０のいずれかに記載の弾性波装置と、
    該弾性波装置に電気的に接続されたＲＦ－ＩＣとを備える通信装置。
PCT/JP2016/064883 2015-05-22 2016-05-19 弾性波装置および通信装置 WO2016190216A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/572,620 US10536134B2 (en) 2015-05-22 2016-05-19 Acoustic wave device and communication apparatus
JP2017520665A JP6573668B2 (ja) 2015-05-22 2016-05-19 弾性波装置および通信装置
CN201680026233.6A CN107615661B (zh) 2015-05-22 2016-05-19 弹性波装置以及通信装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015104823 2015-05-22
JP2015-104823 2015-05-22

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016190216A1 true WO2016190216A1 (ja) 2016-12-01

Family

ID=57393334

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/064883 WO2016190216A1 (ja) 2015-05-22 2016-05-19 弾性波装置および通信装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10536134B2 (ja)
JP (1) JP6573668B2 (ja)
CN (1) CN107615661B (ja)
WO (1) WO2016190216A1 (ja)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019003855A1 (ja) * 2017-06-28 2019-01-03 株式会社村田製作所 高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
JP2019033422A (ja) * 2017-08-09 2019-02-28 京セラ株式会社 フィルタデバイス、フィルタモジュールおよび通信装置
WO2019065274A1 (ja) * 2017-09-28 2019-04-04 株式会社村田製作所 フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
WO2019228751A1 (en) * 2018-05-29 2019-12-05 RF360 Europe GmbH Radio frequency filter
CN111448758A (zh) * 2017-12-06 2020-07-24 株式会社村田制作所 多工器、高频前端电路以及通信装置
JP2020150363A (ja) * 2019-03-12 2020-09-17 太陽誘電株式会社 フィルタおよびマルチプレクサ
US11558033B2 (en) 2019-07-29 2023-01-17 Murata Manufacturing Co., Ltd. Filter circuit and composite filter device
WO2023248815A1 (ja) * 2022-06-22 2023-12-28 京セラ株式会社 弾性波フィルタおよび通信装置

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018193830A1 (ja) * 2017-04-17 2018-10-25 株式会社村田製作所 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
JP6889423B2 (ja) * 2018-02-05 2021-06-18 株式会社村田製作所 フィルタ装置、高周波フロントエンド回路、および通信装置
KR102702956B1 (ko) * 2018-07-01 2024-09-04 프리드리히-알렉산더-우니베르지테트 에를랑겐-뉘른베르크 전자기 간섭 억제 컴포넌트
JP2021068953A (ja) * 2019-10-18 2021-04-30 株式会社村田製作所 フィルタ装置およびマルチプレクサ
CN111600571A (zh) * 2020-01-03 2020-08-28 诺思(天津)微系统有限责任公司 一种滤波器、信号处理设备及制造所述滤波器的方法
US11824522B2 (en) 2020-11-11 2023-11-21 Rf360 Singapore Pte. Ltd. Electroacoustic filter with modified phase characteristics

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07154200A (ja) * 1993-11-26 1995-06-16 Oki Electric Ind Co Ltd 共振器型弾性表面波フィルタ
JPH07273597A (ja) * 1994-03-29 1995-10-20 Oki Electric Ind Co Ltd 共振器型弾性表面波フィルタ
JPH09167937A (ja) * 1995-12-18 1997-06-24 Oki Electric Ind Co Ltd 弾性表面波フィルタ
WO2013125360A1 (ja) * 2012-02-20 2013-08-29 株式会社村田製作所 チューナブルフィルタ装置
WO2014034492A1 (ja) * 2012-08-29 2014-03-06 株式会社村田製作所 弾性波装置及びフィルタ装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2800905B2 (ja) 1991-10-28 1998-09-21 富士通株式会社 弾性表面波フィルタ
JPH0818392A (ja) * 1994-06-28 1996-01-19 Sumitomo Metal Ind Ltd 圧電フィルタ
JP3390537B2 (ja) * 1994-08-22 2003-03-24 富士通株式会社 弾性表面波フィルタ
JPH0865085A (ja) * 1994-08-23 1996-03-08 Murata Mfg Co Ltd 容量内蔵型圧電部品
EP0732805B1 (en) * 1995-03-15 2003-01-15 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Surface acoustic wave filter
US6593678B1 (en) * 2000-10-24 2003-07-15 Clarisay, Inc. Surface acoustic wave filter having diminished bandwidth and method of operating the same
DE10342991A1 (de) * 2002-09-18 2004-04-22 Nrs Technologies Inc. SAW-Filter
DE102005032058B4 (de) * 2005-07-08 2016-12-29 Epcos Ag HF-Filter mit verbesserter Gegenbandunterdrückung
DE102006057340B4 (de) * 2006-12-05 2014-05-22 Epcos Ag DMS-Filter mit verbesserter Anpassung
JP5356194B2 (ja) * 2009-11-30 2013-12-04 太陽誘電株式会社 フィルタ、分波器、通信モジュール
EP2680285A4 (en) * 2011-02-25 2017-09-13 Murata Manufacturing Co., Ltd. Variable capacitance element and tunable filter
US8923794B2 (en) * 2011-11-02 2014-12-30 Triquint Semiconductor, Inc. Temperature compensation of acoustic resonators in the electrical domain
DE102013100286B3 (de) * 2013-01-11 2014-06-05 Epcos Ag Breitbandiges Filter in Abzweigtechnik

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07154200A (ja) * 1993-11-26 1995-06-16 Oki Electric Ind Co Ltd 共振器型弾性表面波フィルタ
JPH07273597A (ja) * 1994-03-29 1995-10-20 Oki Electric Ind Co Ltd 共振器型弾性表面波フィルタ
JPH09167937A (ja) * 1995-12-18 1997-06-24 Oki Electric Ind Co Ltd 弾性表面波フィルタ
WO2013125360A1 (ja) * 2012-02-20 2013-08-29 株式会社村田製作所 チューナブルフィルタ装置
WO2014034492A1 (ja) * 2012-08-29 2014-03-06 株式会社村田製作所 弾性波装置及びフィルタ装置

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019003855A1 (ja) * 2017-06-28 2019-01-03 株式会社村田製作所 高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
US11139798B2 (en) 2017-06-28 2021-10-05 Murata Manufacturing Co., Ltd. Radio-frequency filter, multiplexer, radio-frequency front-end circuit, and communication device
JP2019033422A (ja) * 2017-08-09 2019-02-28 京セラ株式会社 フィルタデバイス、フィルタモジュールおよび通信装置
WO2019065274A1 (ja) * 2017-09-28 2019-04-04 株式会社村田製作所 フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
US11082031B2 (en) 2017-09-28 2021-08-03 Murata Manufacturing Co., Ltd. Filter device, multiplexer, radio frequency front-end circuit, and communication device
US11699991B2 (en) * 2017-12-06 2023-07-11 Murata Manufacturing Co., Ltd. Multiplexer, high frequency front-end circuit, and communication apparatus
CN111448758A (zh) * 2017-12-06 2020-07-24 株式会社村田制作所 多工器、高频前端电路以及通信装置
US20200280303A1 (en) * 2017-12-06 2020-09-03 Murata Manufacturing Co., Ltd. Multiplexer, high frequency front-end circuit, and communication apparatus
CN111448758B (zh) * 2017-12-06 2023-09-08 株式会社村田制作所 多工器、高频前端电路以及通信装置
WO2019228751A1 (en) * 2018-05-29 2019-12-05 RF360 Europe GmbH Radio frequency filter
JP2020150363A (ja) * 2019-03-12 2020-09-17 太陽誘電株式会社 フィルタおよびマルチプレクサ
US11558033B2 (en) 2019-07-29 2023-01-17 Murata Manufacturing Co., Ltd. Filter circuit and composite filter device
WO2023248815A1 (ja) * 2022-06-22 2023-12-28 京セラ株式会社 弾性波フィルタおよび通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN107615661B (zh) 2021-01-26
CN107615661A (zh) 2018-01-19
US20180159506A1 (en) 2018-06-07
JP6573668B2 (ja) 2019-09-11
JPWO2016190216A1 (ja) 2018-04-12
US10536134B2 (en) 2020-01-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6573668B2 (ja) 弾性波装置および通信装置
JP6408592B2 (ja) フィルタ，分波器および通信装置
JP6595659B2 (ja) 弾性波素子、分波器および通信装置
US11496116B2 (en) Acoustic wave filter device, multiplexer and composite filter device
JP6247377B2 (ja) 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
CN117914282A (zh) 弹性波滤波器、弹性波器件、分波器以及通信装置
JP6487458B2 (ja) 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
JP7132944B2 (ja) 弾性波フィルタ、分波器および通信装置
WO2016129662A1 (ja) 弾性波装置、分波器および通信装置
JP7278305B2 (ja) 弾性波装置、分波器および通信装置
KR102278128B1 (ko) 엑스트랙터
JP2018014715A (ja) 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
CN109217837B (zh) 多工器
CN108886351B (zh) 弹性波元件以及通信装置
JP7386741B2 (ja) フィルタ、分波器及び通信装置
WO2018117060A1 (ja) 弾性波共振器、フィルタ装置およびマルチプレクサ
WO2018117059A1 (ja) 弾性波共振器、フィルタ装置およびマルチプレクサ
WO2019009271A1 (ja) マルチプレクサ
JP7132841B2 (ja) 弾性表面波素子、分波器および通信装置
JP7213747B2 (ja) 弾性波フィルタ、分波器および通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16799922

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 15572620

Country of ref document: US

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2017520665

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 16799922

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1