WO2016158805A1 - ３相／単相マトリクスコンバータ - Google Patents

３相／単相マトリクスコンバータ Download PDF

Info

Publication number
WO2016158805A1
WO2016158805A1 PCT/JP2016/059775 JP2016059775W WO2016158805A1 WO 2016158805 A1 WO2016158805 A1 WO 2016158805A1 JP 2016059775 W JP2016059775 W JP 2016059775W WO 2016158805 A1 WO2016158805 A1 WO 2016158805A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
voltage
line voltage
pattern
power
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/059775
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
敏 一木
Original Assignee
株式会社富士通ゼネラル
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社富士通ゼネラル filed Critical 株式会社富士通ゼネラル
Priority to EP16772686.8A priority Critical patent/EP3276813A4/en
Priority to AU2016240622A priority patent/AU2016240622B2/en
Priority to US15/554,130 priority patent/US10003272B2/en
Priority to CN201680018572.XA priority patent/CN107431439B/zh
Publication of WO2016158805A1 publication Critical patent/WO2016158805A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/297—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal for conversion of frequency

Definitions

  • the present invention relates to a three-phase / single-phase matrix converter that can directly convert three-phase AC power to high-frequency single-phase AC power with high accuracy.
  • a power converter that converts AC power directly into AC power without converting it into DC power is generally known as a matrix converter.
  • the matrix converter has one stage of switching elements to be converted.
  • the efficiency can be increased compared to a power converter that combines a converter and an inverter, and since there is no circuit that handles DC voltage, a smoothing capacitor is not required, and the life of the device can be extended, thereby improving reliability. Can be high.
  • Patent Document 1 describes an AC / DC power converter that converts three-phase AC power into single-phase AC power.
  • This AC / DC power converter converts a three-phase AC voltage into a DC voltage by connecting a three-phase power source to a three-phase reactor and a diode rectifier, and converts the converted DC voltage into a single-phase AC voltage by an inverter. And is supplied to a coil as a load. That is, in Patent Document 1, an AC voltage is generated after converting an AC voltage into a DC voltage at one end without using a matrix converter.
  • a three-phase AC waveform is converted into a DC voltage using a rectifier, so that a large-capacity smoothing capacitor is used to stably generate a DC voltage while suppressing ripples and the like.
  • a smoothing circuit using is required.
  • the input three-phase current waveform is distorted, so that it is necessary to provide a larger reactor on the input side. For this reason, an apparatus will enlarge.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a three-phase / single-phase matrix converter that can directly convert three-phase AC power into high-frequency single-phase AC power with high accuracy. To do.
  • a three-phase / single-phase matrix converter directly converts input three-phase AC power into single-phase AC power and outputs it to a load.
  • a bidirectional switch circuit for turning on / off the supply of the input three-phase AC power to the load, and the input to the input three-phase AC power
  • a first carrier waveform pattern having a different pattern for each mode is generated at a predetermined switching period according to a plurality of modes divided according to the magnitude relationship of the voltages of each phase in the three-phase AC power, and the predetermined switching period
  • a plurality of line voltage generators for selecting two phases of the inputted three-phase AC power from the first carrier waveform pattern and the first control signal corresponding to the input-side phase.
  • a virtual AC / DC conversion process for obtaining a section is performed, and second carrier waveform patterns that differ according to the plurality of modes corresponding to the plurality of line voltage generation sections obtained by the virtual AC / DC conversion process are obtained.
  • the generated second carrier waveform pattern and the second control signal corresponding to the phase on the output side A control unit that generates a switching pattern of the bidirectional switch circuit so as to perform different virtual DC / AC conversion processing according to the plurality of modes, and the predetermined switching period generates the single-phase AC power It is characterized by being an integral number of a half cycle of a single-phase AC signal used for the purpose.
  • the second control signal includes a first square wave signal having the frequency of the single-phase AC signal and the first square wave. It is a second square wave signal obtained by inverting the signal.
  • the control unit recognizes the maximum voltage phase, the minimum voltage phase, and the intermediate voltage phase in the input three-phase AC power,
  • the plurality of line voltage generation intervals are divided into a first interval corresponding to the intermediate voltage phase and the minimum voltage phase, a second interval corresponding to the maximum voltage phase and the minimum voltage phase, and a maximum voltage phase and an intermediate voltage phase. It is characterized in that it is obtained separately in the corresponding third section.
  • the second carrier waveform pattern has a mountain shape extending over two consecutive sections of the plurality of line voltage generation sections. It has a pattern in which the level changes.
  • the second carrier waveform pattern has a larger voltage value of two voltage phases in each of the plurality of line voltage generation sections.
  • the voltage phase is the + side phase and the voltage phase with a small voltage value is the-side phase
  • the line voltage generation section is switched, if there is a phase common to the + side phase or the-side phase, it is switched 2
  • there is a pattern in which the level continues in a mountain shape across the two line voltage generation sections and there is a phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase when the line voltage generation section switches , And having a pattern in which the level changes in a sawtooth shape at the boundary between the two line voltage generation sections to be switched.
  • the control unit has each of the input three-phase AC power according to a plurality of modes classified according to the magnitude relationship of the voltage of each phase in the input three-phase AC power.
  • a first carrier waveform pattern having a different pattern for each mode is generated at a predetermined switching period, and the first carrier waveform pattern and a first control signal corresponding to an input-side phase within the predetermined switching period, Performing a virtual AC / DC conversion process for obtaining a plurality of line voltage generation sections for selecting two phases of the inputted three-phase AC power, and the plurality of line voltages obtained by the virtual AC / DC conversion process
  • a second carrier waveform pattern that differs according to the plurality of modes is generated corresponding to the generation interval, and is generated for the two-phase line voltage selected in the plurality of line voltage generation intervals.
  • the switching pattern of the bidirectional switch circuit is changed so that different virtual DC / AC conversion processing corresponding to the plurality of modes is performed from the second carrier waveform pattern and the second control signal corresponding to the phase on the output side. Generate.
  • the predetermined switching period is set to 1 / integer of a half period of the single-phase AC signal used for generating the single-phase AC power, the waveform of the output single-phase AC signal is hardly disturbed.
  • the inputted three-phase AC power can be directly converted into high-frequency single-phase AC power with high accuracy.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration including a three-phase / single-phase matrix converter 1 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of the bidirectional switch shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing a plurality of modes recognized by the control unit shown in FIG.
  • FIG. 4 is a time chart showing virtual AC / DC conversion processing and virtual DC / AC conversion processing in the mode m1 by the control unit shown in FIG.
  • FIG. 5 is a time chart showing virtual AC / DC conversion processing and virtual DC / AC conversion processing in mode m2 by the control unit shown in FIG.
  • FIG. 6 is a time chart showing virtual AC / DC conversion processing and virtual DC / AC conversion processing in mode m3 by the control unit shown in FIG.
  • FIG. 7 is a time chart showing virtual AC / DC conversion processing and virtual DC / AC conversion processing in mode m4 by the control unit shown in FIG.
  • FIG. 8 is a time chart showing virtual AC / DC conversion processing and virtual DC / AC conversion processing in mode m5 by the control unit shown in FIG.
  • FIG. 9 is a time chart showing virtual AC / DC conversion processing and virtual DC / AC conversion processing in mode m6 by the control unit shown in FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration including a three-phase / single-phase matrix converter 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the three-phase / single-phase matrix converter 1 receives three-phase AC power of R phase, S phase, and T phase from the three-phase AC power source PS via the power lines LR, LS, and LT,
  • the input three-phase AC power is directly converted into single-phase AC power without being converted into DC power, and is output to the load LD via the power lines LU and LV.
  • the single-phase AC power is power in which the line voltage between the U phase of the power line LU and the V phase of the power line LV becomes AC.
  • the three-phase AC power and the single-phase AC power are different from each other in voltage and frequency.
  • the frequency of the three-phase AC power is 50 Hz
  • the frequency of the single-phase AC power is a high frequency in the 85 kHz band, for example.
  • the single-phase AC signal is a square wave.
  • the load LD is, for example, a single-phase coil for non-contact power feeding.
  • the three-phase / single-phase matrix converter 1 includes an input capacitor 40, a bidirectional switch circuit 10, and a control unit 20.
  • the input capacitor 40 has capacitors 41 to 43. Capacitors 41 to 43 have one end connected to the R phase, the S phase, and the T phase, respectively, and the other end connected in common. The input capacitor 40 reduces current / voltage ripple of each phase.
  • the bidirectional switch circuit 10 turns ON / OFF the supply of the input three-phase AC power to the load LD so as to convert the input three-phase AC power into single-phase AC power.
  • the bidirectional switch circuit 10 includes a bidirectional switch group SW.
  • the bidirectional switch group SW includes six bidirectional switches SRU, SSU, STU, SRV, SSV, and STV.
  • the bidirectional switch circuit 10 is controlled by the control unit 20 so that the six bidirectional switches SRU, SSU, STU, SRV, SSV, and STV are turned on / off at predetermined timings to input the three-phase signals. Convert AC power into single-phase AC power.
  • the bidirectional switches SRU, SSU, STU, SRV, SSV, and STV are closed when ON and supply power to the load LD side, and open when OFF and do not supply power to the load LD side.
  • the bi-directional switch SRU turns on / off the connection between the R phase and the U phase.
  • the bidirectional switch SSU turns on / off the connection between the S phase and the U phase.
  • the bidirectional switch STU turns ON / OFF the connection between the T phase and the U phase.
  • the bidirectional switch SRV turns ON / OFF the connection between the R phase and the V phase.
  • the bidirectional switch SSV turns ON / OFF the connection between the S phase and the V phase.
  • the bidirectional switch STV turns on / off the connection between the T phase and the V phase.
  • Each bidirectional switch SRU, SSU, STU, SRV, SSV, STV is equivalent to, for example, the switch S shown in FIG.
  • the switch S shown in FIG. 2A receives a switching signal from the control unit 20 via the control terminal CT, and turns on to connect the terminal T1 and the terminal T2, and turns off to cut off the terminal T1 and the terminal T2. .
  • a current can flow in both directions between the terminal T1 and the terminal T2.
  • the switch S shown in FIG. 2 (a) is an ideal switch. Since the elements that actually constitute the switch have a switching time, they are connected as shown in FIG. 2B or FIG. 2C in consideration of the open mode and the short-circuit mode when commutating. And may be configured.
  • the configuration shown in FIG. 2B is, for example, a configuration realized by connecting elements EL1 and EL2 having a reverse blocking function in parallel.
  • the elements EL1 and EL2 having the reverse blocking function may be, for example, insulated gate bipolar transistors (IGBT).
  • the terminals T1 ′ and T2 ′ correspond to the terminals T1 and T2 shown in FIG. 2A, respectively, and the control terminals CT1 ′ and CT1 ′ correspond to the control terminal CT shown in FIG. Yes.
  • the configuration shown in FIG. 2C is a configuration realized by connecting elements EL11 and EL12 having no reverse blocking function in series, for example.
  • the elements EL11 and EL12 having no reverse blocking function may be, for example, insulated gate bipolar transistors (IGBTs) in which free-wheeling diodes are connected at both ends, or field effect transistors (FETs).
  • IGBTs insulated gate bipolar transistors
  • FETs field effect transistors
  • the terminal T1 ′′ corresponds to the terminal T1 shown in FIG. 2A.
  • the terminal T2 ′′ corresponds to the terminal T2 shown in FIG.
  • the control terminals CT1 ′′ and CT2 ′′ correspond to the control terminal CT shown in FIG.
  • the control unit 20 generates a switching pattern of the bidirectional switch group SW in the bidirectional switch circuit 10.
  • the control unit 20 performs a virtual AC / DC conversion process on the three-phase AC power input to the bidirectional switch circuit 10 and a virtual DC / AC conversion process on the power subjected to the virtual AC / DC conversion process.
  • the switching pattern of the bidirectional switch circuit 10 (that is, the pattern of the switching signal) is generated.
  • “performing virtual AC / DC conversion processing” means performing virtual AC / DC conversion processing virtually
  • “performing virtual DC / AC conversion processing” means virtual DC / AC conversion. It means that the process is virtually performed.
  • the control unit 20 has a plurality of modes (for example, the modes m1 to m shown in FIG. 3) that are divided according to the magnitude relationship of the voltage of each phase in the input three-phase AC power with respect to the input three-phase AC power.
  • the switching pattern of the bidirectional switch circuit 10 is generated so as to perform different virtual AC / DC conversion processes for m6).
  • the mode m1 is a phase interval from 0 ° to 60 ° with the start point (0 °) when the R-phase voltage is the maximum value (or when the S-phase voltage and the T-phase voltage intersect).
  • the modes m2 to m6 are phase sections of 60 ° to 120 °, 120 ° to 180 °, 180 ° to 240 °, 240 ° to 300 °, and 300 ° to 360 °, respectively.
  • the control unit 20 has a synchronization signal detection unit 21.
  • the synchronization signal detection unit 21 detects an intersection where the voltage difference between the S phase and the T phase is 0, and sets the intersection phase as 0 °.
  • the control unit 20 includes a first carrier waveform pattern generation unit 22.
  • the first carrier waveform pattern generator 22 generates different first carrier waveform patterns for the plurality of modes m1 to m6, for example, the first carrier waveform patterns shown in FIGS.
  • Carrier waveform patterns CW11 to CW13 are repeatedly generated every switching period T. That is, the first carrier waveform pattern generation unit 22 switches the first carrier waveform patterns CW11 to CW13 to be used for the virtual AC / DC conversion processing according to the modes m1 to m6 recognized by the synchronization signal detection unit 21. It is determined every period T.
  • the control unit 20 includes a phase information generation unit 23. As shown in FIG. 4A, the phase information generation unit 23 performs first control corresponding to the first carrier waveform patterns CW11 to CW13 determined by the first carrier waveform pattern generation unit 22 and the phase on the input side. A plurality of virtual switching signals (R-phase pulse, S-phase pulse, T-phase pulse) in which each bidirectional switch SRU to STV virtually generates DC power according to the comparison result. Is generated. At the same time, the phase information generation unit 23 generates a plurality of line voltage generation intervals ⁇ TS corresponding to combinations of levels (High, Low) of virtual switching signals (R-phase pulse, S-phase pulse, T-phase pulse).
  • phase information generation unit 23 obtains the selected + side phase and ⁇ side phase in the line voltage generation section ⁇ TS.
  • the phase information generation unit 23 obtains a plurality of line voltage generation intervals ⁇ TS so that the average of the voltages between the selected two phases within the switching period T obtained in each mode m1 to m6 is equal.
  • the phase information generation unit 23 virtually controls each bidirectional switch SRU to STV so that each bidirectional switch SRU to STV performs a virtual switching operation that generates DC power.
  • AC / DC conversion processing virtual AC / DC conversion processing
  • the virtual switching operation is a switching operation different from that actually performed by each of the bidirectional switches SRU to STV, but the virtual direct current in the middle of virtual AC / DC conversion ⁇ virtual DC / AC conversion.
  • This is a switching operation that is considered to be performed virtually by each of the bidirectional switches SRU to STV in order to consider generating electric power.
  • the process for generating virtual DC power in the middle stage is only virtual, and the process itself is not actually performed.
  • control unit 20 switches the switching pattern of the bidirectional switch circuit 10 so as to perform different virtual DC / AC conversion processes for the plurality of modes m1 to m6 with respect to the power on which the virtual AC / DC conversion process has been performed. (Ie, the pattern of the switching signal) is controlled.
  • the control unit 20 includes a second carrier waveform pattern generation unit 24.
  • the second carrier waveform pattern generator 24 generates different second carrier waveform patterns (for example, the second carrier waveforms shown in FIGS. 4 to 9) according to the plurality of modes m1 to m6 recognized by the synchronization signal detector 21. Patterns CW21 to CW26) are generated.
  • the control unit 20 controls the bidirectional switch circuit 10 so as to perform virtual DC / AC conversion processing using the second carrier waveform patterns CW21 to CW26. That is, the control unit 20 generates the second carrier waveform patterns CW21 to CW26 corresponding to the plurality of line voltage generation sections ⁇ TS used for the virtual DC / AC conversion process according to the recognized modes m1 to m6.
  • the second carrier waveform patterns CW21 to CW26 are also repeatedly generated at the switching period T if they are in the same mode.
  • the plurality of line voltage generation intervals ⁇ TS correspond to combinations of virtual switching signal levels. That is, the control unit 20 determines the second carrier waveform pattern according to the recognized mode and the combination of the levels of a plurality of switching signals in which each bidirectional switch SRU to STV virtually generates DC power.
  • CW21 to CW26 are generated.
  • the control unit 20 generates a second control signal that is a U-phase control signal RWa and a V-phase control signal RWb obtained by inverting the U-phase control signal RWa.
  • the square wave signal generation unit 25 generates a single-phase AC signal RW of a high frequency wave, for example, a 85 kHz band square wave in synchronization with the modes m1 to m6 detected by the synchronization signal detection unit 21.
  • the switching period T described above is 1 ⁇ 2 of the period of the single-phase AC signal RW. Further, the switching period T may be set to 1 / integer of a half period of the single-phase AC signal RW when the frequency of the single-phase AC signal RW is low. Furthermore, the switching period T is a period larger than the period of the switching frequency limit of the bidirectional switch group SW.
  • the switching cycle T is preferably a short cycle. This is because by setting the switching period T to be short, the energy accumulation during conversion approaches zero.
  • the voltage setting unit 50 inputs the voltage amplitude value Vh of the square-wave single-phase AC signal to be supplied to the load LD to the voltage regulator 53 as a voltage command.
  • the full-wave rectifier 51 acquires the U-phase voltage and the V-phase voltage of the single-phase AC signal output by being connected to the power lines LU and LV, performs full-wave rectification, and outputs it to the filter circuit 52.
  • the filter circuit 52 performs smoothing and noise removal, and outputs the voltage amplitude value V1 of the full-wave rectified single-phase AC signal to the voltage regulator 53.
  • the voltage regulator 53 is, for example, a PI controller, and outputs a voltage control signal Vref corresponding to the deviation between the fed back voltage amplitude value V1 and the voltage amplitude value Vh to the multiplier 26.
  • the multiplier 26 receives a single-phase AC signal RW from the square wave signal generator 25.
  • the multiplier 26 multiplies the single-phase AC signal RW by the voltage control signal Vref, thereby generating a U-phase control signal RWa that adjusts the voltage amplitude value supplied to the load LD to approach the voltage amplitude value Vh.
  • the U-phase control signal RWa is input to the negative side of the U-phase comparator CU. Further, the inverter 27 inverts the U-phase control signal RWa and inputs the inverted signal to the ⁇ side of the V-phase comparator CV as the V-phase control signal RWb.
  • the second carrier waveform pattern CW2 (CW21 to CW26) generated by the second carrier waveform pattern generation unit 24 is input to each + side of the U-phase comparator CU and the V-phase comparator CV.
  • the U-phase comparator CU compares the U-phase control signal RWa with the second carrier waveform pattern CW2, and outputs the comparison result to the switch control unit 28.
  • the V-phase comparator CV compares the V-phase control signal RWb with the second carrier waveform pattern CW2, and outputs the comparison result to the switch control unit 28.
  • the switch control unit 28 Based on the comparison result of the U-phase comparator CU, the switch control unit 28 performs PWM control on the selected two-phase voltage obtained by the R-phase pulse, the S-phase pulse, and the T-phase pulse in the line voltage generation period ⁇ TS.
  • the switching signals ⁇ SRU, ⁇ SSU, ⁇ STU for switching the bidirectional switches SRU, SSU, STU connected to are generated.
  • the switch control unit 28 performs PWM control on the voltage between the selected two phases in the line voltage generation section ⁇ TS based on the comparison result of the V-phase comparator CV, and bidirectional switches SRV, SSV, and STV connected to the V-phase. Switching signals ⁇ SRV, ⁇ SSV, and ⁇ STV are generated.
  • the UV line voltage is supplied to the load LD as a rectangular-wave single-phase alternating current signal having a desired voltage amplitude value every switching period T.
  • the control unit 20 causes each of the bidirectional switches SRU to STV to virtually perform DC / AC conversion processing (virtual DC / AC conversion processing).
  • the synchronization signal detecting unit 21 recognizes six modes m1 to m6 as shown in FIG. 3 according to the magnitude relation of the detected AC voltage of each phase (R phase, S phase, T phase).
  • the R phase is the maximum voltage phase
  • the T phase is the minimum voltage phase
  • the S phase is the intermediate voltage phase.
  • the current mode is the mode m1. recognize.
  • the S phase is the maximum voltage phase
  • the T phase is the minimum voltage phase
  • the R phase is the intermediate voltage phase.
  • the S phase is the maximum voltage phase
  • the T phase is the minimum voltage phase
  • the R phase is the intermediate voltage phase
  • the current mode is the mode m2. recognize.
  • the S phase is the maximum voltage phase
  • the R phase is the minimum voltage phase
  • the T phase is the intermediate voltage phase.
  • the synchronization signal detection unit 21 recognizes that the S phase is the maximum voltage phase
  • the R phase is the minimum voltage phase
  • the T phase is the intermediate voltage phase
  • the current mode is the mode m3. recognize.
  • the T phase is the maximum voltage phase
  • the R phase is the minimum voltage phase
  • the S phase is the intermediate voltage phase.
  • the synchronization signal detection unit 21 recognizes that the T phase is the maximum voltage phase
  • the R phase is the minimum voltage phase
  • the S phase is the intermediate voltage phase
  • the current mode is the mode m4. recognize.
  • the T phase is the maximum voltage phase
  • the S phase is the minimum voltage phase
  • the R phase is the intermediate voltage phase.
  • the current mode is the mode m5. recognize.
  • the R phase is the maximum voltage phase
  • the S phase is the minimum voltage phase
  • the T phase is the intermediate voltage phase.
  • the current mode is the mode m6. recognize.
  • the synchronization signal detection unit 21 may recognize each of the modes m1 to m6 on the basis of the start point of the mode m1, which is the point at which the R-phase detection voltage is maximized.
  • the single-phase AC voltage supplied to the load LD is a high-frequency square wave signal whose half cycle corresponds to the switching cycle T.
  • the first carrier waveform pattern generation unit 22 uses a falling sawtooth wave W11 as the first carrier waveform pattern CW1 to be used for the virtual AC / DC conversion processing. And a first carrier waveform pattern CW11 having a rising sawtooth wave W12.
  • the “falling sawtooth wave” refers to a sawtooth wave having a negative slope in which the amplitude decreases linearly with the passage of time, and the “rising sawtooth wave” A sawtooth wave having a positive slope whose amplitude increases linearly with the passage of time is assumed.
  • the R-phase voltage a, the S-phase voltage b, and the T-phase voltage c directly detected by the synchronization signal detection unit 21 are input to the phase information generation unit 23.
  • the phase information generation unit 23 estimates the R-phase voltage a, the S-phase voltage b, and the T-phase voltage c with reference to the start point of the mode m1, which is the point at which the R-phase detection voltage is maximized.
  • the R-phase voltage a, the S-phase voltage b, and the T-phase voltage c are obtained for each switching period T and change as the switching period T elapses.
  • FIG. 4 shows a case where the R phase voltage a, the S phase voltage b, and the T phase voltage c are present in adjacent switching periods T.
  • the input or estimated R-phase voltage a, S-phase voltage b, and T-phase voltage c are obtained by standardizing the phase voltage between “ ⁇ 1” and “1”, respectively.
  • the pulse of each phase in mode m1 will be described with reference to FIGS. 4 (a) and 4 (b).
  • the R phase is the maximum voltage phase
  • the T phase is the minimum voltage phase
  • the S phase is the intermediate voltage phase.
  • and the T-phase pulse width z T
  • the timing when the R-phase pulse is turned on is obtained from the intersection of the R-phase voltage
  • the R-phase pulse is turned on when the R-phase voltage
  • the timing at which the T-phase pulse is turned off (the timing at which the section TS12 after the section TS11 ends) is obtained from the intersection of the T-phase voltage
  • the T-phase pulse is turned ON when the T-phase voltage
  • the intermediate phase pulse is turned ON when either the maximum voltage phase pulse or the minimum voltage phase pulse is OFF. Therefore, the S-phase pulse is obtained from the intersection between the R-phase voltage
  • the widths of the line voltage generation sections TS11, TS12, and TS13 are T ⁇ (1 ⁇
  • each of the S-phases in the line voltage generation sections TS11, TS12, TS13 , R phase and R phase are + side phases
  • T phase, T phase and S phase are-side phases.
  • the phase information generation unit 23 outputs the line voltage generation period ⁇ TS (TS11, TS12, TS13) to the second carrier waveform pattern generation unit 24 and the switch control unit 28, and also + phase and ⁇ side.
  • the phase is output to the switch control unit 28.
  • the average of the DC voltage in the switching period T is obtained by integrating the DC voltage for each line voltage generation section TS11, TS12, TS13, adding them, and dividing by the switching period T.
  • the input current in mode m1 will be described.
  • a positive current proportional to the time of the R-phase voltage a flows.
  • flows.
  • the first carrier waveform pattern generator 22 In mode m2, as shown in FIG. 5A, the first carrier waveform pattern generator 22 generates a rising sawtooth wave W12 as the first carrier waveform pattern CW1 to be used for the virtual AC / DC conversion processing. A first carrier waveform pattern CW12 is determined.
  • the pulse of each phase in mode m2 will be described with reference to FIGS. 5 (a) and 5 (b).
  • the S phase is the maximum voltage phase
  • the T phase is the minimum voltage phase
  • the R phase is the intermediate voltage phase.
  • the phase information generator 23 turns on the time proportional to each potential in the maximum voltage phase and the minimum voltage phase without changing the ON / OFF order of the R, S, and T phase pulses.
  • the ON / OFF timing of each phase pulse shown in FIG. 5B is generated.
  • the widths of the line voltage generation sections TS21, TS22, and TS23 are T ⁇ (
  • Inter-voltage ac
  • SR voltage ba
  • the voltage phase having a large level is defined as the + side phase
  • the voltage phase having a small level as the ⁇ side phase is defined as the + side phase
  • each of the S-phases in the line voltage generation sections TS21, TS22, TS23 , R phase and S phase are + side phases
  • T phase, T phase and R phase are-side phases.
  • the phase information generation unit 23 outputs the line voltage generation period ⁇ TS (TS21, TS22, TS23) to the second carrier waveform pattern generation unit 24 and the switch control unit 28, and the + side phase and the ⁇ side.
  • the phase is output to the switch control unit 28.
  • the average of the DC voltage of the switching period T in the mode m2 can be expressed as the following equation (4).
  • the equation (4) can be transformed into the following equation (5).
  • the input current in mode m2 will be described.
  • mode m2 since the S phase is the maximum voltage phase and the T phase is the minimum voltage phase, a positive current proportional to the time of the S phase voltage b flows in the S phase, and the T phase is proportional to the time of the T phase voltage c.
  • Negative current flows.
  • a negative current flows in the line voltage generation section TS22, and a positive current flows in the line voltage generation section TS23.
  • the first carrier waveform pattern generator 22 uses a falling sawtooth wave W11 as a first carrier waveform pattern to be used for the virtual AC / DC conversion processing.
  • a first carrier waveform pattern CW13 is determined.
  • the phase information generation unit 23 acquires or estimates the R phase voltage a, the S phase voltage b, and the T phase voltage c according to the detection result of the synchronization signal detection unit 21.
  • the pulse of each phase in mode m3 will be described with reference to FIGS. 6 (a) and 6 (b).
  • the S phase is the maximum voltage phase
  • the R phase is the minimum voltage phase
  • the T phase is the intermediate voltage phase.
  • Using the (
  • the widths of the line voltage generation sections TS31, TS32, and TS33 are T ⁇ (1 ⁇
  • Inter-voltage ca
  • SR inter-voltage ba
  • the S phase , T phase and S phase are + side phases
  • T phase, R phase and R phase are-side phases.
  • the phase information generation unit 23 outputs the line voltage generation period ⁇ TS (TS31, TS32, TS33) to the second carrier waveform pattern generation unit 24 and the switch control unit 28, and also + phase and ⁇ side.
  • the phase is output to the switch control unit 28.
  • the average of the DC voltage of the switching period T in the mode m3 can be expressed as the following equation (7).
  • the equation (7) can be transformed into the following equation (8).
  • Equation (8) can be transformed into the following Equation (9).
  • Average of DC voltage of switching period T 3/2 (9)
  • the average of the virtual DC voltage in the switching period T can be a constant voltage.
  • a positive current proportional to the time of the S phase voltage b flows through the S phase of the maximum voltage phase.
  • a negative current proportional to the time of the R phase voltage a flows in the R phase of the minimum voltage phase.
  • a negative current flows in the line voltage generation section TS31, and a positive current flows in the line voltage generation section TS32.
  • the virtual AC / DC conversion process in mode m4 is the same as the virtual AC / DC conversion process (see FIG. 4) in mode m1, as shown in FIG.
  • the line voltage generation sections TS41, TS42, TS43 are also obtained in the same manner as in the mode m1.
  • the T phase, T phase, and S phase are the + side phases
  • the S phase, R phase, and R phase are the ⁇ side phases, respectively.
  • the virtual AC / DC conversion process in mode m5 is the same as the virtual AC / DC conversion process in mode m2 (see FIG. 5), as shown in FIG.
  • the line voltage generation sections TS51, TS52, TS53 are also obtained in the same manner as in the mode m2.
  • the T phase, the T phase, and the R phase are the + side phases
  • the S phase, the R phase, and the S phase are the ⁇ side phases, respectively.
  • the virtual AC / DC conversion processing in mode m6 is the same as the virtual AC / DC conversion processing in mode m3 (see FIG. 6), as shown in FIG.
  • the line voltage generation sections TS61, TS62, and TS63 are also obtained in the same manner as in the mode m3.
  • the T phase, the R phase, and the R phase are positive side phases
  • the S phase, the T phase, and the S phase are negative side phases, respectively.
  • the second carrier waveform pattern generation unit 24 corresponds to the modes m1 to m6 and outputs the second carrier waveform pattern.
  • a waveform pattern CW2 (CW21 to CW26) is generated.
  • Second carrier waveform pattern CW2 is determined so as to have a pattern in which the level changes in a mountain shape across two continuous line voltage generation sections among a plurality of line voltage generation sections ⁇ TS.
  • the second carrier waveform pattern CW2 spans two line voltage generation sections to be switched when there are phases common to the + side phase or the ⁇ side phase when a plurality of line voltage generation sections ⁇ TS are switched.
  • the line voltage generation section ⁇ TS is switched and there is a phase that reverses between the + side phase and the ⁇ side phase when the line voltage generation section ⁇ TS switches, two line voltage generations that switch It is determined so as to have a pattern in which the level changes in a sawtooth shape at the boundary of the section ⁇ TS.
  • the second carrier waveform pattern generation unit 24 uses the line voltage as the second carrier waveform pattern CW2 to be used for the virtual DC / AC conversion process.
  • a second carrier waveform pattern CW21 having a rising sawtooth wave, a falling sawtooth wave, and a rising sawtooth wave in the order of the generation sections TS11, TS12, and TS13 is determined.
  • the U-phase comparator CU compares the second carrier waveform pattern CW21 with the U-phase control signal RWa.
  • the switch control unit 28 controls switching of the bidirectional switches SRU, SSU, and STU connected to the U phase based on the comparison result of the U phase comparator CU. Switching of the bidirectional switches SRU, SSU, and STU is equivalent to PWM control of the R-phase pulse, S-phase pulse, and T-phase pulse, respectively, with respect to the U-phase voltage.
  • the switch control unit 28 at the time t1 when the comparison result of the U-phase comparator CU is larger than the second carrier waveform pattern CW21 in the line voltage generation section TS11.
  • the + side phase that is, the S phase is selected
  • the switching signal ⁇ SSU is set to the ON level
  • the other switching signals ⁇ SRU and ⁇ STU connected to the U phase are set to the OFF level.
  • the switch control unit 28 determines that the comparison result of the U-phase comparator CU is between the time points t12 and t13 when the U-phase control signal RWa is smaller than the second carrier waveform pattern CW21. That is, the T phase is selected, the switching signal ⁇ STU is turned on, and the other switching signals ⁇ SRU and ⁇ SSU connected to the U phase are turned off.
  • the switch control unit 28 when the comparison result of the U-phase comparator CU is larger than the second carrier waveform pattern CW21 in the line voltage generation section TS12, the switch control unit 28 is the + side phase, that is, the R phase. And the switching signal ⁇ SRU is set to the ON level, and the other switching signals ⁇ SSU and ⁇ STU connected to the U phase are set to the OFF level.
  • the switch control unit 28 selects the negative side phase, that is, the T phase when the comparison result of the U phase comparator CU is smaller than the second carrier waveform pattern CW21. Then, the switching signal ⁇ STU is set to the ON level and the other switching signals ⁇ SRU and ⁇ SSU connected to the U phase are set to the OFF level.
  • the switch control unit 28 selects the + side phase, that is, the R phase, when the comparison result of the U phase comparator CU is larger than the second carrier waveform pattern CW21. Then, the switching signal ⁇ SRU is set to the ON level, and the other switching signals ⁇ SSU and ⁇ STU connected to the U phase are set to the OFF level. On the other hand, in the line voltage generation section TS13, the switch control unit 28 selects the negative side phase, that is, the S phase when the comparison result of the U phase comparator CU is smaller than the second carrier waveform pattern CW21. Then, the switching signal ⁇ SSU is set to the ON level and the other switching signals ⁇ SRU and ⁇ STU connected to the U phase are set to the OFF level.
  • the V-phase comparator CV compares the second carrier waveform pattern CW21 with the V-phase control signal RWb.
  • the switch control unit 28 controls switching of the bidirectional switches SRV, SSV, and STV connected to the V phase based on the comparison result of the V phase comparator CV.
  • the switching of the bidirectional switches SRV, SSV, and STV is equivalent to PWM control of the R-phase pulse, S-phase pulse, and T-phase pulse, respectively, with respect to the V-phase voltage. As shown in FIG.
  • the switch control unit 28 at the time t1 when the comparison result of the V-phase comparator CV is larger than the second carrier waveform pattern CW21 in the line voltage generation section TS11.
  • the + side phase that is, the S phase is selected
  • the switching signal ⁇ SSV is set to the ON level
  • the other switching signals ⁇ SRV and ⁇ STV connected to the V phase are set to the OFF level.
  • the switch control unit 28 determines that the comparison result of the V-phase comparator CV is between the time points t11 and t13 when the V-phase control signal RWb is smaller than the second carrier waveform pattern CW21. That is, the T phase is selected, the switching signal ⁇ STV is turned on, and the other switching signals ⁇ SRV and ⁇ SSV connected to the V phase are turned off.
  • the switch control unit 28 when the comparison result of the V-phase comparator CV is larger than the second carrier waveform pattern CW21, the V-phase control signal RWb, Is selected and the switching signal ⁇ SRV is set to the ON level, and the other switching signals ⁇ SSV and ⁇ STV connected to the V phase are set to the OFF level.
  • the switch control unit 28 selects the negative side phase, that is, the T phase when the comparison result of the V phase comparator CV is smaller than the second carrier waveform pattern CW21. Then, the switching signal ⁇ STV is set to the ON level and the other switching signals ⁇ SRV and ⁇ SSV connected to the V phase are set to the OFF level.
  • the switch control unit 28 selects the + side phase, that is, the R phase when the comparison result of the V phase comparator CV is larger than the second carrier waveform pattern CW21 and the U phase control signal RWb. Then, the switching signal ⁇ SRV is set to the ON level, and the other switching signals ⁇ SSV and ⁇ STV connected to the V phase are set to the OFF level.
  • the switch control unit 28 selects the negative side phase, that is, the S phase when the comparison result of the V phase comparator CV is smaller than the second carrier waveform pattern CW21. Then, the switching signal ⁇ SSV is set to the ON level and the other switching signals ⁇ SRV and ⁇ STV connected to the V phase are set to the OFF level.
  • the pulse width of the switching signal ⁇ SRU is hx obtained by reducing the pulse width x of the R-phase pulse (see FIG. 4B) in proportion to the signal level h of the U-phase control signal RWa.
  • the pulse width of the switching signal ⁇ SSU is hy obtained by reducing the pulse width y of the S-phase pulse (see FIG. 4B) in proportion to the signal level h of the U-phase control signal RWa.
  • the pulse width of the switching signal ⁇ STU is hz obtained by reducing the pulse width z of the T-phase pulse (see FIG. 4B) in proportion to the signal level h of the U-phase control signal RWa.
  • the switching signals ⁇ SRU, ⁇ SSU, ⁇ STU are alternatively turned on, the R-phase voltage a, the S-phase voltage b, T, respectively, during the pulse width period of the switching signals ⁇ SRU, ⁇ SSU, ⁇ STU, respectively.
  • a phase voltage c is generated.
  • the average of the DC voltage in the switching period T can be expressed as the following expression (10) by accumulating the voltages for each period, adding them, and dividing by the switching period T.
  • the pulse width of the switching signal ⁇ SRV is the absolute value of ⁇ hx obtained by reducing the pulse width x of the R-phase pulse (see FIG. 4B) in proportion to the signal level ⁇ h of the V-phase control signal RWb. It becomes.
  • the pulse width of the switching signal ⁇ SSV is an absolute value of ⁇ hy obtained by reducing the pulse width y of the S-phase pulse (see FIG. 4B) in proportion to the signal level ⁇ h of the V-phase control signal RWb.
  • the pulse width of the switching signal ⁇ STV is an absolute value of ⁇ hz obtained by reducing the pulse width z of the T-phase pulse (see FIG. 4B) in proportion to the signal level ⁇ h of the V-phase control signal RWb. .
  • the average of the V-phase output voltage in the switching period T can be expressed by the following equation (13).
  • the R-phase pulse width x T
  • the S-phase pulse width y T
  • and the T-phase pulse width z T
  • the average of the U-phase output voltage and the average of the V-phase output voltage in the switching period T are both proportional to the signal levels h and -h.
  • the UV line voltage in the switching period T (t1 to t2) has a signal pattern obtained by subtracting the switching signals ⁇ SRV, ⁇ SSV, and ⁇ STV from the switching signals ⁇ SRU, ⁇ SSU, and ⁇ STU, as shown in FIG.
  • the average of the UV line voltage between the U phase and the V phase can be expressed by the following equation (16) by subtracting the value of equation (15) from the value of equation (12).
  • the patterns of the switching signals ⁇ SRV, ⁇ SSV, and ⁇ STV in the switching cycle T (t1 to t2) become the patterns of the switching signals ⁇ SRU, ⁇ SSU, and ⁇ STU in the switching cycle T (t2 to t3).
  • the average of the UV line voltage in the next switching cycle T (t2 to t3) can be expressed by the following equation (17) by subtracting the value of equation (12) from the value of equation (15).
  • the UV line voltage in the switching period T (t2 to t3) has a signal pattern obtained by subtracting the switching signals ⁇ SRV, ⁇ SSV, and ⁇ STV from the switching signals ⁇ SRU, ⁇ SSU, and ⁇ STU, as shown in FIG.
  • the single-phase AC signal is output as a square wave signal corresponding to the U-phase control signal RWa.
  • the switching cycle T (t1 to t2) and the next switching cycle T (t2 to t3) appear alternately.
  • the second carrier waveform pattern generation unit 24 uses the line voltage as the second carrier waveform pattern CW2 to be used for the virtual DC / AC conversion processing.
  • a second carrier waveform pattern CW22 having a rising sawtooth wave, a falling sawtooth wave, and a falling sawtooth wave is determined in the order of the generation sections TS21, TS22, and TS23.
  • the U-phase comparator CU compares the second carrier waveform pattern CW22 with the U-phase control signal RWa as shown in FIG. 5 (e). Then, as shown in FIG. 5G, the switch control unit 28 controls switching of the bidirectional switches SRU, SSU, and STU connected to the U phase based on the comparison result of the U phase comparator CU. Further, the V-phase comparator CV compares the second carrier waveform pattern CW22 with the V-phase control signal RWb as shown in FIG. 5 (f). Then, as shown in FIG.
  • the switch control unit 28 controls the switching of the bidirectional switches SRV, SSV, and STV connected to the V phase based on the comparison result of the V phase comparator CV.
  • the UV line voltage in the mode m2 is generated as a voltage pattern in which positive and negative are alternately switched in the switching period T.
  • the average of the UV line voltage in each switching period T is proportional to the signal levels h and -h.
  • the single-phase AC signal is output as a square wave signal corresponding to the U-phase control signal RWa.
  • the second carrier waveform pattern generation unit 24 uses the line voltage as the second carrier waveform pattern CW2 to be used for the virtual DC / AC conversion processing.
  • a second carrier waveform pattern CW23 having a rising sawtooth wave, a rising sawtooth wave, and a falling sawtooth wave is sequentially determined in the generation sections TS31, TS32, and TS33.
  • the U-phase comparator CU compares the second carrier waveform pattern CW23 with the U-phase control signal RWa as shown in FIG. 6 (e). Then, as illustrated in FIG. 6G, the switch control unit 28 controls switching of the bidirectional switches SRU, SSU, and STU connected to the U phase based on the comparison result of the U phase comparator CU. Further, the V-phase comparator CV compares the second carrier waveform pattern CW23 and the V-phase control signal RWb as shown in FIG. 6 (f). Then, as shown in FIG.
  • the switch control unit 28 controls the switching of the bidirectional switches SRV, SSV, and STV connected to the V phase based on the comparison result of the V phase comparator CV.
  • the UV line voltage in the mode m3 is generated as a voltage pattern in which positive and negative are alternately switched in the switching period T.
  • the average of the UV line voltage in each switching period T is proportional to the signal levels h and -h.
  • the single-phase AC signal is output as a square wave signal corresponding to the U-phase control signal RWa.
  • the second carrier waveform pattern generation unit 24 uses the line voltage as the second carrier waveform pattern CW2 to be used for the virtual DC / AC conversion processing.
  • a second carrier waveform pattern CW24 having a falling sawtooth wave, a rising sawtooth wave, and a falling sawtooth wave is sequentially determined in the generation sections TS41, TS42, and TS43.
  • the U-phase comparator CU compares the second carrier waveform pattern CW24 with the U-phase control signal RWa as shown in FIG. 7 (e). Then, as illustrated in FIG. 7G, the switch control unit 28 controls switching of the bidirectional switches SRU, SSU, and STU connected to the U phase based on the comparison result of the U phase comparator CU. Further, the V-phase comparator CV compares the second carrier waveform pattern CW24 with the V-phase control signal RWb as shown in FIG. 7 (f). Then, as shown in FIG.
  • the switch controller 28 controls switching of the bidirectional switches SRV, SSV, and STV connected to the V phase based on the comparison result of the V phase comparator CV.
  • the UV line voltage in the mode m4 is generated as a voltage pattern in which positive and negative are alternately switched in the switching period T.
  • the average of the UV line voltage in each switching period T is proportional to the signal levels h and -h.
  • the single-phase AC signal is output as a square wave signal corresponding to the U-phase control signal RWa.
  • the second carrier waveform pattern generation unit 24 uses the line voltage as the second carrier waveform pattern CW2 to be used for the virtual DC / AC conversion processing.
  • a second carrier waveform pattern CW25 having a falling sawtooth wave, a rising sawtooth wave, and a rising sawtooth wave is sequentially determined in the generation sections TS51, TS52, and TS53.
  • the U-phase comparator CU compares the second carrier waveform pattern CW25 with the U-phase control signal RWa as shown in FIG. 8 (e). Then, as shown in FIG. 8G, the switch control unit 28 controls switching of the bidirectional switches SRU, SSU, and STU connected to the U phase based on the comparison result of the U phase comparator CU. Further, the V-phase comparator CV compares the second carrier waveform pattern CW25 with the V-phase control signal RWb as shown in FIG. 8 (f). Then, as shown in FIG.
  • the switch control unit 28 controls the switching of the bidirectional switches SRV, SSV, and STV connected to the V phase based on the comparison result of the V phase comparator CV.
  • the UV line voltage in the mode m5 is generated as a voltage pattern in which positive and negative are alternately switched in the switching period T.
  • the average of the UV line voltage in each switching period T is proportional to the signal levels h and -h.
  • the single-phase AC signal is output as a square wave signal corresponding to the U-phase control signal RWa.
  • the second carrier waveform pattern generation unit 24 uses the line voltage as the second carrier waveform pattern CW2 to be used for the virtual DC / AC conversion processing.
  • a second carrier waveform pattern CW26 having a falling sawtooth wave, a falling sawtooth wave, and a rising sawtooth wave is sequentially determined in the generation sections TS61, TS62, and TS63.
  • the U-phase comparator CU compares the second carrier waveform pattern CW26 and the U-phase control signal RWa as shown in FIG. 9 (e). Then, the switch control unit 28 controls switching of the bidirectional switches SRU, SSU, and STU connected to the U phase based on the comparison result of the U phase comparator CU, as shown in FIG. Further, the V-phase comparator CV compares the second carrier waveform pattern CW26 with the V-phase control signal RWb as shown in FIG. 9 (f). Then, as shown in FIG. 9G, the switch control unit 28 controls the switching of the bidirectional switches SRV, SSV, and STV connected to the V phase based on the comparison result of the V phase comparator CV.
  • the UV line voltage in the mode m6 is generated as a voltage pattern in which positive and negative are alternately switched in the switching period T.
  • the average of the UV line voltage in each switching period T is proportional to the signal levels h and -h.
  • the single-phase AC signal is output as a square wave signal corresponding to the U-phase control signal RWa.
  • the three-phase / single-phase matrix converter 1 can directly convert the three-phase AC power into the single-phase AC power having the voltage amplitude value Vh (signal level h) set by the voltage setting unit 50.
  • the current direction detection unit 30 shown in FIG. 1 detects the V-phase current direction and outputs it to the switch control unit 28.
  • the switch control unit 28 controls the commutation failure depending on whether or not the V-phase current direction matches the current direction of the output single-phase AC signal.
  • the switching signals ⁇ SRU, ⁇ SSU, and ⁇ STU are modulated by the second carrier waveform pattern CW2.
  • the modulation is performed so as to be connected in an orderly manner without overlapping in a predetermined order, the commutation failure can be suppressed.
  • switching of the switching signals ⁇ SRV, ⁇ SSV, and ⁇ STV is similarly modulated so as to be orderly connected, a commutation failure can be suppressed.
  • the pulse widths of the switching signals ⁇ SRU, ⁇ SSU, ⁇ STU, ⁇ SRV, ⁇ SSV, and ⁇ STV are preferably larger than the cycle of the switching frequency limit of the bidirectional switch group SW.
  • the input 50 Hz three-phase AC signal is output to the load LD as a single-phase AC signal in the 85 kHz band.
  • the switching frequency limit of a semiconductor switch made of GaN, SiC, or the like is 500 kHz.
  • a half period of 85 kHz is about 6 ⁇ s.
  • each switching period T is set to 6 ⁇ s, which is a half period of 85 kHz.
  • the period of 500 kHz which is a switching frequency limit is 2 ⁇ s.
  • only one switching is performed within the switching period T (about 6 ⁇ s), so that switching with a margin can be performed. As a result, the accuracy of the output voltage can be ensured.
  • the switching cycle T is set to a half cycle of 85 kHz, but may be set to 1 / integer of the half cycle as long as switching with a margin can be performed.
  • the levels of the U-phase control signal RWa and the V-phase control signal RWb become constant levels (h, -h) in the switching period T, and the output voltage is kept constant. Can be.
  • the bidirectional switches SRU to STV require three switching times for each switching period T.
  • each of the plurality of second carrier waveform patterns CW21 to CW26 shown in (e) and (f) of FIG. 4 to FIG. 9 is a mountain over two consecutive sections among the plurality of line voltage generation sections.
  • the pattern has a pattern whose level changes.
  • Each mode m1 to m6 includes a plurality of switching periods T.
  • the second carrier waveform pattern CW21 has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS11 and TS12. It has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the lower side across the line voltage generation sections TS12 and TS13.
  • the second carrier waveform pattern CW22 has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS21 and TS22. It has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the lower side across the line voltage generation sections TS23 and TS21.
  • the second carrier waveform pattern CW23 has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS32 and TS33, It has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the lower side across the line voltage generation sections TS33 and TS31.
  • the second carrier waveform pattern CW24 has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS42 and TS43, It has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the lower side across the line voltage generation sections TS41 and TS42.
  • the second carrier waveform pattern CW25 has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS53 and TS51. It has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the lower side across the line voltage generation sections TS51 and TS52.
  • the second carrier waveform pattern CW26 has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS63 and TS61. It has a pattern in which the level changes in a mountain shape on the lower side across the line voltage generation sections TS62 and TS63.
  • each of the second carrier waveform patterns CW21 to CW26 is a voltage having a small voltage value with a voltage phase having a large voltage value as a + side phase of two voltage phases in each of a plurality of line voltage generation sections.
  • the phase is set to the-side phase, if there is a phase common to the + side phase or the-side phase when the line voltage generation interval is switched, the level is mountain-shaped across the two line voltage generation intervals to be switched Has a continuous pattern, and when there is a phase that reverses between the + side phase and the ⁇ side phase when the line voltage generation section switches, it is serrated at the boundary between the two line voltage generation sections that switch Have a pattern whose level changes.
  • the second carrier waveform pattern CW21 since the second carrier waveform pattern CW21 has a T phase common to the ⁇ side phase for the line voltage generation sections TS11 and TS12, the level is mountain-shaped on the upper side across the line voltage generation sections TS11 and TS12. It has a changing pattern. Since the second carrier waveform pattern CW21 has an R phase common to the + side phase for the line voltage generation sections TS12 and TS13, the level changes in a mountain shape on the lower side across the line voltage generation sections TS12 and TS13. Pattern.
  • the second carrier waveform pattern CW21 Since the second carrier waveform pattern CW21 has an S phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase for the line voltage generation sections TS13 and TS11, the second carrier waveform pattern CW21 has a sawtooth shape at the boundary between the line voltage generation sections TS13 and TS11. Have a pattern whose level changes.
  • the second carrier waveform pattern CW22 since the second carrier waveform pattern CW22 has a T phase common to the negative side phase for the line voltage generation sections TS21 and TS22, the level is mountain-shaped on the upper side across the line voltage generation sections TS21 and TS22. It has a changing pattern. Since the second carrier waveform pattern CW22 has an R phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase with respect to the line voltage generation sections TS22 and TS23, the second carrier waveform pattern CW22 has a sawtooth shape at the boundary between the line voltage generation sections TS22 and TS23. Have a pattern whose level changes. Since the second carrier waveform pattern CW22 has an S phase common to the + side phase for the line voltage generation sections TS23 and TS21, the level changes in a mountain shape on the lower side across the line voltage generation sections TS23 and TS21. Pattern.
  • the second carrier waveform pattern CW23 has a T phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase for the line voltage generation sections TS31 and TS32, at the boundary between the line voltage generation sections TS31 and TS32. It has a pattern whose level changes like a sawtooth.
  • the second carrier waveform pattern CW23 has an R phase common to the negative side phase for the line voltage generation sections TS32 and TS33. Therefore, the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS32 and TS33.
  • the second carrier waveform pattern CW24 since the second carrier waveform pattern CW24 has a T phase common to the + side phase for the line voltage generation sections TS41 and TS42, the second carrier waveform pattern CW24 has a mountain-shaped level on the lower side across the line voltage generation sections TS41 and TS42. Has a changing pattern.
  • the second carrier waveform pattern CW24 has an R phase common to the negative side phase for the line voltage generation sections TS42 and TS43. Therefore, the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS42 and TS43. Has a pattern.
  • the second carrier waveform pattern CW24 Since the second carrier waveform pattern CW24 has an S phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase for the line voltage generation sections TS43 and TS41, the second carrier waveform pattern CW24 has a sawtooth shape at the boundary between the line voltage generation sections TS43 and TS41. Have a pattern whose level changes.
  • the second carrier waveform pattern CW25 since the second carrier waveform pattern CW25 has a T phase common to the + side phase for the line voltage generation sections TS51 and TS52, the second carrier waveform pattern CW25 has a mountain-shaped level on the lower side across the line voltage generation sections TS51 and TS52. Has a changing pattern. Since the second carrier waveform pattern CW25 has an R phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase for the line voltage generation sections TS52 and TS53, the second carrier waveform pattern CW25 is serrated at the boundary between the line voltage generation sections TS52 and TS53. Have a pattern whose level changes. The second carrier waveform pattern CW25 has an S phase common to the negative side phase for the line voltage generation sections TS53 and TS51. Therefore, the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS53 and TS51. Has a pattern.
  • the second carrier waveform pattern CW26 has a T phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase for the line voltage generation sections TS61 and TS62, at the boundary between the line voltage generation sections TS61 and TS62. It has a pattern whose level changes like a sawtooth. Since the second carrier waveform pattern CW26 has an R phase common to the + side phase for the line voltage generation sections TS62 and TS63, the level changes in a mountain shape on the lower side across the line voltage generation sections TS62 and TS63. Pattern.
  • the second carrier waveform pattern CW26 has the S phase common to the negative side phase for the line voltage generation sections TS63 and TS61, the level changes in a mountain shape on the upper side across the line voltage generation sections TS63 and TS61. Has a pattern.
  • each of the second carrier waveform patterns CW21 to CW26 includes a voltage phase having a high level as a + side phase and a voltage phase having a low level as a ⁇ side phase among two voltage phases in each of a plurality of line voltage generation sections.
  • a phase that is common to the + side phase or the ⁇ side phase when the mode is switched it has a pattern in which the levels are continuous in a mountain shape across the two modes that are switched, and when the mode is switched
  • the mode is switched
  • there is a phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase it has a pattern in which the level changes in a sawtooth shape at the boundary between the two modes to be switched.
  • the mode m1 when the mode m1 is switched to the mode m2, there is an S phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase for the line voltage generation sections TS13 and TS21. It has a pattern whose level changes in a sawtooth shape at the boundary.
  • the line voltage generation sections TS43 and TS51 have an S phase that is inverted between the + side phase and the ⁇ side phase, so that the line voltage generation sections TS43 and TS51 It has a pattern whose level changes in a sawtooth shape at the boundary.
  • line voltage generation sections TS53 and TS61 have an S phase that is common to the ⁇ side phase, so that they are mountain-shaped on the upper side across the line voltage generation sections TS53 and TS61. It has a pattern whose level changes.
  • each phase is selected once in each switching period T.
  • the maximum voltage phase is always the + side phase
  • the minimum voltage phase is always the-side phase.
  • the intermediate voltage phase is a negative side phase for the maximum voltage phase and a positive side phase for the minimum voltage phase.
  • the + side phase selects a period during which the second control signal (for example, the U-phase control signal RWa) is larger than the second carrier waveform pattern CW2, and the ⁇ side phase is the second control signal (for example, the U-phase).
  • a period in which the control signal RWa) is smaller than the second carrier waveform pattern CW2 is selected.
  • the maximum voltage phase can be selected only once.
  • the rising sawtooth wave and the falling sawtooth wave are made continuous so as to form a mountain shape on the upper side, the minimum voltage phase can be selected only once.
  • the switching signals ⁇ SRU to ⁇ STU of the bidirectional switches SRU to STU can be maintained at the ON level across a plurality of line voltage generation sections, as shown in FIG. 4 to FIG.
  • a wide pulse width of the switching signals ⁇ SRU to ⁇ STU of SRU to STU can be secured.
  • the average of the output voltage in each switching period T is always constant. Further, the direct current is distributed to the input current in a ratio of the input voltage. Further, when the output power is constant, this input current becomes a three-phase AC waveform (for example, a sine wave).
  • the input current in the virtual AC / DC conversion process can be a three-phase AC waveform (for example, a sine wave) when the output power by the virtual DC / AC conversion process is constant. Usually, the power is constant for a short time (about 0.1 second). 2)
  • the output voltage by the virtual DC / AC conversion process can be obtained by a signal similar to the modulation signal (second control signal).
  • the control unit 20 has a plurality of sections that are classified according to the magnitude relationship of the voltage of each phase in the input three-phase AC power with respect to the input three-phase AC power. Different virtual AC / DC conversion processes are performed according to the modes I to VI, and different virtual DC / AC conversion processes are performed according to the plurality of modes m1 to m6 for the power subjected to the virtual AC / DC conversion process. As is done, the switching pattern of the bidirectional switch circuit 10 is generated. Specifically, the control unit 20 performs a virtual AC / DC conversion process on the input three-phase AC power using the first carrier waveform patterns CW11 to CW13 that are different depending on the plurality of modes m1 to m6.
  • the virtual DC / AC conversion processing is performed on the power subjected to the virtual AC / DC conversion processing using the second carrier waveform patterns CW21 to CW26 that differ depending on the plurality of modes m1 to m6.
  • a switching pattern of the bidirectional switch circuit 10 is generated. Thereby, it is possible to directly convert the three-phase AC power into the single-phase AC power by a simple process without performing a complicated calculation such as a matrix calculation.
  • the control unit 20 corresponds to the first carrier waveform patterns CW11 to CW13 and the input-side phases (R phase, S phase, T phase) in each of the plurality of modes m1 to m6.
  • First control signals for example, voltage
  • the control unit 20 generates the second carrier waveform patterns CW21 to CW26 corresponding to the plurality of line voltage generation sections TS11 to TS63, and the generated second carrier waveform patterns CW21 to CW26 and the output-side phase
  • the second control signals corresponding to (U-phase, V-phase) (for example, U-phase control signal RWa and V-phase control signal RWb shown in FIGS. 4 to 9 (e) and (f)) are compared.
  • the switching pattern of the bidirectional switch circuit 10 is generated.
  • the virtual AC / DC conversion process and the virtual DC / AC conversion process can be easily performed without performing a complicated matrix operation.
  • the control unit 20 recognizes the maximum voltage phase, the minimum voltage phase, and the intermediate voltage phase in the input three-phase AC power.
  • the control unit 20 includes a plurality of line voltage generation sections in one switching cycle T, a first section corresponding to the intermediate voltage phase and the minimum voltage phase, and a second section corresponding to the maximum voltage phase and the minimum voltage phase. And the third section corresponding to the maximum voltage phase and the intermediate voltage phase.
  • the first section includes, for example, line voltage generation sections TS11, TS22, TS32, TS43, TS53, and TS61 shown in FIGS.
  • the second section includes, for example, line voltage generation sections TS12, TS21, TS33, TS42, TS51, and TS63 shown in FIGS.
  • the third section includes, for example, line voltage generation sections TS13, TS23, TS31, TS41, TS52, and TS62 shown in FIGS. Therefore, three kinds of line voltages of maximum-minimum, maximum-intermediate, and intermediate-minimum can be virtually generated during one switching period T, and the virtual line-to-line voltage can be generated using physical phenomena such as current subtraction.
  • the virtual DC voltage can be made substantially constant by the voltage, and the second carrier waveform pattern created in each voltage section and the second control signal are compared from the substantially constant virtual DC voltage. Switching signal can be generated.
  • the first control signal is a sine wave and the second control signal is a square wave, so that the input current of the three-phase / single-phase matrix converter 1 can be easily a sine wave, and the output voltage is a square wave. can do.
  • the second carrier waveform patterns CW21 to CW26 are two continuous intervals among a plurality of line voltage generation intervals. It has a pattern in which the level changes in a mountain shape across. Thereby, since the number of times of switching in each switching period T can be reduced, the switching loss of each bidirectional switch SRU to STV in the bidirectional switch circuit 10 can be reduced.
  • the second carrier waveform patterns CW21 to CW26 are in two consecutive sections among the plurality of line voltage generation sections. Since it has a pattern in which the level changes in a mountain shape, the pulse widths of the switching signals ⁇ SRU to ⁇ STV of the bidirectional switches SRU to STV in the bidirectional switch circuit 10 can be easily secured. Thereby, since the failure of commutation can be reduced, the failure of the load LD can be suppressed. In addition, the power conversion efficiency can be improved.
  • a single-phase coil is used as a coil used for non-contact power feeding to a vehicle or the like in order to avoid an increase in size. Therefore, by using the load LD as a single-phase coil for non-contact power feeding and using the three-phase / single-phase matrix converter 1 of the present embodiment, both the power supply side and the power supply side devices Miniaturization can be realized.
  • the control unit 20 recognizes the maximum voltage phase, the minimum voltage phase, and the intermediate voltage phase in the input three-phase AC power.
  • the second carrier waveform patterns CW21 to CW26 generated by the control unit 20 have a voltage phase having a high level as a + side phase of two voltage phases in each of a plurality of line voltage generation sections, and a voltage phase having a low level. -When the mode is switched, if there is a phase common to the + side phase or the-side phase when the mode is switched, it has a pattern in which the level is continuous in a mountain shape across the two modes to be switched.
  • the zero-cross point of the differential voltage can be obtained from the two-phase intersection of the input AC voltage, and the input AC voltage of each phase can be estimated using this zero-cross point as a synchronization signal.
  • a matrix converter can be easily configured as compared with the case where the input AC voltage of each phase is detected.
  • the second control signal can be input without calculating with other physical quantities.
  • the second control signal can be the same as the AC power to be supplied to the load.
  • the output voltage can be easily a square wave.
  • the three-phase / single-phase matrix converter 1 is a square wave having a voltage amplitude value Vh (signal level h) set by the voltage setting unit 50 for the power of a three-phase AC signal, and has a frequency in the 85 kHz band. It can be directly converted into single-phase AC signal power.
  • the single-phase AC signal is not limited to the 85 kHz band.
  • both the U-phase control signal RWa and the V-phase control signal RWb are square waves. Therefore, if at least one of the U-phase control signal RWa and the V-phase control signal RWb is a square wave, the other may be a direct current whose signal level does not vary between the switching periods T.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

　３相交流電力を直接、精度の高い高周波単相交流電力に変換することができることを目的とする。このための構成は、入力された３相交流電力の負荷ＬＤへの供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路１０と、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて所定スイッチング周期で前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、前記複数のモードに応じた第２のキャリア波形パターンＣＷ２と出力側の相に対応したＵ相制御信号ＲＷａ及びＶ相制御信号ＲＷｂとから、複数の線間電圧発生区間に対応して仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する制御部２０と、を備え、前記所定スイッチング周期は、前記単相交流電力を生成する単相交流信号の半周期の整数分の１である。

Description

３相／単相マトリクスコンバータ
　本発明は、３相交流電力を直接、精度の高い高周波単相交流電力に変換することができる３相／単相マトリクスコンバータに関する。
　従来から、交流電力を直流電力に変換せず直接に交流電力に変換する電力変換器は、一般的に、マトリクスコンバータとして知られている。マトリクスコンバータは、変換するスイッチング素子が１段である。これにより、コンバータ及びインバータを組み合わせた電力変換器に比べて、効率を高くすることができ、直流電圧を扱う回路が無いことから、平滑用のコンデンサも不要で装置寿命を長くでき、信頼性を高くすることができる。
　一方、特許文献１には、３相交流電力を単相交流電力に変換する交流直流電力変換器が記載されている。この交流直流電力変換器は、３相電源に、３相リアクトルとダイオード整流器とを接続して３相交流電圧を直流電圧に変換し、この変換した直流電圧を、インバータによって単相交流電圧に変換し、負荷であるコイルに供給している。すなわち、特許文献１では、マトリクスコンバータを用いず、交流電圧を一端、直流電圧に変換した後に交流電圧を生成している。
特開２０１３－１５８０６４号公報
　上述した特許文献１に記載されたものは、３相交流波形を、整流器を用いて直流電圧に変換するため、リップルの発生などを抑えて直流電圧を安定に生成するために大容量の平滑コンデンサを用いた平滑回路が必要となる。また、平滑コンデンサを用いる場合、入力される３相電流波形が歪むため、さらに入力側に大きなリアクトルを設ける必要がある。このため、装置が大型化してしまう。
　ここで、マトリクスコンバータを用いて、３相交流電力を直接単相交流電力に変換することが考えられる。しかし、マトリクスコンバータは、複数の双方向スイッチを用いたスイッチングを行うため、例えば、近年、電気自動車への非接触給電コイルに使用される８５ｋＨｚ帯の高周波単相交流信号への変換を精度高く行うことは簡単ではない。特に、単相交流信号が高周波になると、転流や波形の乱れが生じやすい。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、３相交流電力を直接、精度の高い高周波単相交流電力に変換することができる３相／単相マトリクスコンバータを提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、入力された３相交流電力を単相交流電力に直接変換して負荷に出力する３相／単相マトリクスコンバータであって、前記入力された３相交流電力の前記負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて各モードごとに異なるパターンをもつ第１のキャリア波形パターンを所定スイッチング周期で生成し、前記所定スイッチング周期内で前記第１のキャリア波形パターンと入力側の相に対応した第１の制御信号とから、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、該仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理によって求められた前記複数の線間電圧発生区間に対応して前記複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターンを生成し、前記複数の線間電圧発生区間で選択された２相の線間電圧に対し、生成された前記第２のキャリア波形パターンと出力側の相に対応した第２の制御信号とから、前記複数のモードに応じた異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する制御部と、を備え、前記所定スイッチング周期は、前記単相交流電力を生成するために用いる単相交流信号の半周期の整数分の１であることを特徴とする。
　また、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、上記の発明において、前記第２の制御信号は、前記単相交流信号の周波数をもつ第１の方形波信号と該第１の方形波信号を反転した第２の方形波信号とであることを特徴とする。
　また、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、上記の発明において、前記制御部は、前記入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識し、前記複数の線間電圧発生区間を、中間電圧相及び最小電圧相に対応した第１の区間と、最大電圧相及び最小電圧相に対応した第２の区間と、最大電圧相及び中間電圧相に対応した第３の区間とに分けて求めることを特徴とする。
　また、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、上記の発明において、前記第２のキャリア波形パターンは、前記複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有することを特徴とする。
　また、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、上記の発明において、前記第２のキャリア波形パターンは、前記複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を－側相とするとき、前記線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相または－側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの前記線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、前記線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相と－側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの前記線間電圧発生区間の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有することを特徴とする。
　本発明によれば、制御部が、入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて各モードごとに異なるパターンをもつ第１のキャリア波形パターンを所定スイッチング周期で生成し、前記所定スイッチング周期内で前記第１のキャリア波形パターンと入力側の相に対応した第１の制御信号とから、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、該仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理によって求められた前記複数の線間電圧発生区間に対応して前記複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターンを生成し、前記複数の線間電圧発生区間で選択された２相の線間電圧に対し、生成された前記第２のキャリア波形パターンと出力側の相に対応した第２の制御信号とから、前記複数のモードに応じた異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する。ここで、前記所定スイッチング周期は、前記単相交流電力を生成するために用いる単相交流信号の半周期の整数分の１としているので、出力される単相交流信号の波形の乱れが生じにくく、入力された３相交流電力を直接、精度の高い高周波単相交流電力に変換することができる。
図１は、本発明の実施の形態である３相／単相マトリクスコンバータ１を含む構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示した双方向スイッチの構成の一例を示す図である。 図３は、図１に示した制御部が認識する複数のモードを示す図である。 図４は、図１に示した制御部によるモードｍ１における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図５は、図１に示した制御部によるモードｍ２における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図６は、図１に示した制御部によるモードｍ３における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図７は、図１に示した制御部によるモードｍ４における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図８は、図１に示した制御部によるモードｍ５における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図９は、図１に示した制御部によるモードｍ６における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。
　以下、添付図面を参照してこの発明を実施するための形態について説明する。
（全体構成）
　図１は、本発明の実施の形態である３相／単相マトリクスコンバータ１を含む構成を示すブロック図である。図１に示すように、３相／単相マトリクスコンバータ１は、３相交流電源ＰＳから電力線ＬＲ，ＬＳ，ＬＴを介してそれぞれＲ相、Ｓ相、Ｔ相の３相交流電力が入力され、入力された３相交流電力を、一旦直流電力に変換することなく、単相交流電力に直接変換し、電力線ＬＵ，ＬＶを介して負荷ＬＤに出力する。ここでいう、単相交流電力は、電力線ＬＵのＵ相と電力線ＬＶのＶ相との間の線間電圧が交流となる電力である。また、３相交流電力と単相交流電力とは、電圧及び周波数が互いに異なる。例えば、３相交流電力の周波数は、５０Ｈｚであり、単相交流電力の周波数は、例えば８５ｋＨｚ帯の高周波である。また、単相交流信号は、方形波である。負荷ＬＤは、例えば、非接触給電用の単相コイルである。
　３相／単相マトリクスコンバータ１は、入力コンデンサ４０、双方向スイッチ回路１０、及び制御部２０を有する。
　入力コンデンサ４０は、コンデンサ４１～４３を有する。コンデンサ４１～４３は、一端がＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ接続され、他端が共通接続される。入力コンデンサ４０は、各相の電流・電圧のリップルを低減する。
　双方向スイッチ回路１０は、入力された３相交流電力を単相交流電力に変換するように、入力された３相交流電力の負荷ＬＤへの供給をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチ回路１０は、双方向スイッチ群ＳＷを有する。双方向スイッチ群ＳＷは、６つの双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ,ＳＴＶを有する。双方向スイッチ回路１０は、制御部２０による制御のもと、６つの双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ,ＳＴＶがそれぞれ所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦすることで、入力された３相交流電力を単相交流電力に変換する。双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶは、ＯＮのときに閉じて負荷ＬＤ側に電力を供給し、ＯＦＦのときに開いて負荷ＬＤ側に電力を供給しない。
　双方向スイッチＳＲＵは、Ｒ相とＵ相との間の接続をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチＳＳＵは、Ｓ相とＵ相との間の接続をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチＳＴＵは、Ｔ相とＵ相との間の接続をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチＳＲＶは、Ｒ相とＶ相との間の接続をＯＮ/ＯＦＦする。双方向スイッチＳＳＶは、Ｓ相とＶ相との間の接続をＯＮ/ＯＦＦする。双方向スイッチＳＴＶは、Ｔ相とＶ相との間の接続をＯＮ/ＯＦＦする。
　なお、各双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ,ＳＴＶは、例えば、図２（ａ）に示すスイッチＳと等価である。図２（ａ）に示すスイッチＳは、制御部２０から制御端子ＣＴ経由でスイッチング信号を受け、ＯＮして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを接続し、ＯＦＦして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを遮断する。スイッチＳは、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間で双方向に電流が流れ得る。
　図２（ａ）に示すスイッチＳは、理想的なスイッチである。実際にスイッチを構成する素子は、スイッチング時間が存在するため、転流する時の開放モード、短絡モードを考慮して、例えば、図２（ｂ）、又は図２（ｃ）に示すように接続されて構成されていてもよい。図２（ｂ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２を並列接続して実現された構成である。逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２は、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）でもよい。端子Ｔ１’，Ｔ２’は、それぞれ、図２（ａ）に示す端子Ｔ１，Ｔ２に対応しており、制御端子ＣＴ１’，ＣＴ１’は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。
　あるいは、図２（ｃ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能が無い素子ＥＬ１１，ＥＬ１２を直列接続して実現された構成である。逆阻止機能が無い素子ＥＬ１１，ＥＬ１２は、例えば、還流ダイオードが両端に接続された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）でもよいし、又は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）でもよい。端子Ｔ１”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ１に対応している。端子Ｔ２”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ２に対応している。制御端子ＣＴ１”，ＣＴ２”は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。
（制御部の処理概要）
　制御部２０は、双方向スイッチ回路１０における双方向スイッチ群ＳＷのスイッチングパターンを生成する。制御部２０は、双方向スイッチ回路１０に入力された３相交流電力に対して仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を生成する。以下において、「仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行う」とは、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を仮想的に行うことを意味し、「仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行う」とは、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を仮想的に行うことを意味しているものとする。
　制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモード（例えば、図３に示すモードｍ１～ｍ６）について互いに異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。ここで、モードｍ１は、Ｒ相電圧が最大値のとき（あるいはＳ相電圧とＴ相電圧とが交差するとき）を始点（０°）して、０°～６０°の位相区間である。同様にして、モードｍ２～ｍ６は、それぞれ、６０°～１２０°、１２０°～１８０°、１８０°～２４０°、２４０°～３００°、３００°～３６０°の位相区間である。
　制御部２０は、同期信号検出部２１を有する。同期信号検出部２１は、Ｓ相とＴ相との電圧差が０となる交差点を検出し、この交差点位相を０°として入力側の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧を第１の制御信号として推定するとともに、推定された各相の交流電圧の大小関係に応じてそのときのモードが複数のモードｍ１～ｍ６におけるどのモードであるかを認識する。
　制御部２０は、第１のキャリア波形パターン発生部２２を有する。第１のキャリア波形パターン発生部２２は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードｍ１～ｍ６に対し異なる第１のキャリア波形パターン、例えば、図４～図９に示す第１のキャリア波形パターンＣＷ１１～ＣＷ１３をスイッチング周期Ｔごとに繰り返し生成する。すなわち、第１のキャリア波形パターン発生部２２は、同期信号検出部２１によって認識されたモードｍ１～ｍ６に応じて、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンＣＷ１１～ＣＷ１３をスイッチング周期Ｔごとに決定する。
　制御部２０は、位相情報生成部２３を有する。位相情報生成部２３は、図４（ａ）に示すように、第１のキャリア波形パターン発生部２２が決定した第１のキャリア波形パターンＣＷ１１～ＣＷ１３と入力側の相に対応した第１の制御信号とを比較して、比較結果に応じて仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶが直流電力を発生させるような仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を発生させる。それとともに、位相情報生成部２３は、仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）のレベル（Ｈｉｇｈ、Ｌｏｗ）の組み合わせに応じた複数の線間電圧発生区間φＴＳ（例えば、図４（ｄ）に示すモードｍ１における区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３）を求める。また、位相情報生成部２３は、線間電圧発生区間φＴＳにおける選択された＋側相と－側相とを求める。位相情報生成部２３は、各モードｍ１～ｍ６で得られるスイッチング周期Ｔ内の選択２相間電圧の平均が等しくなるように、複数の線間電圧発生区間φＴＳを求める。言い換えると、後述するように、位相情報生成部２３は、直流電力を発生させるような仮想的なスイッチング動作を各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶが行うように、各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶに仮想的にＡＣ／ＤＣ変換処理（仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）を行う。
　なお、仮想的なスイッチング動作とは、実際に各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶが行うものとは異なるスイッチング動作であるが、仮想ＡＣ／ＤＣ変換→仮想ＤＣ／ＡＣ変換の途中段階における仮想的な直流電力を発生させることを考えるために各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶが仮想的に行っているものとみなすスイッチング動作である。途中段階における仮想的な直流電力を発生させる処理は、あくまで仮想的なものであって、実際にその処理自体が行われるわけではない。
　また、制御部２０は、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードｍ１～ｍ６について互いに異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を制御する。
　具体的に、制御部２０は、第２のキャリア波形パターン発生部２４を有する。第２のキャリア波形パターン発生部２４は、同期信号検出部２１が認識した複数のモードｍ１～ｍ６に応じて異なる第２のキャリア波形パターン（例えば、図４～図９に示す第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６）を生成する。制御部２０は、この第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６を用いて仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように双方向スイッチ回路１０を制御する。すなわち、制御部２０は、認識されたモードｍ１～ｍ６に応じて、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いる複数の線間電圧発生区間φＴＳに対応した第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６を生成する。この第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６も、同じモード内であれば、スイッチング周期Ｔで繰り返し生成される。このとき、複数の線間電圧発生区間φＴＳは、仮想的な複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせに応じたものとなっている。つまり、制御部２０は、認識されたモードと、仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶが直流電力を発生させるような複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせとに応じて、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６を生成する。
　ここで、制御部２０は、Ｕ相制御信号ＲＷａ、及び、Ｕ相制御信号ＲＷａを反転したＶ相制御信号ＲＷｂである第２の制御信号を生成する。このため、方形波信号発生部２５は、同期信号検出部２１が検出したモードｍ１～ｍ６に同期し、高周波、例えば８５ｋＨｚ帯の方形波の単相交流信号ＲＷを生成する。なお、上述したスイッチング周期Ｔは、単相交流信号ＲＷの周期の１／２である。また、スイッチング周期Ｔは、単相交流信号ＲＷの周波数が低い場合、単相交流信号ＲＷの半周期の整数分の１とすればよい。さらに、スイッチング周期Ｔは、双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング周波数限界の周期よりも大きい周期である。なお、スイッチング周期Ｔは、短い周期であることが好ましい。短いスイッチング周期Ｔとすることによって、変換時のエネルギー蓄積が０に近づくからである。
　一方、電圧設定部５０は、負荷ＬＤに供給すべき方形波の単相交流信号の電圧振幅値Ｖｈを電圧指令として電圧調整器５３に入力する。全波整流器５１は、電力線ＬＵ，ＬＶに接続されて出力された単相交流信号のＵ相電圧とＶ相電圧とを取得し、全波整流し、フィルタ回路５２に出力する。フィルタ回路５２は、平滑化及びノイズ除去を行って、全波整流された単相交流信号の電圧振幅値Ｖ１を電圧調整器５３に出力する。電圧調整器５３は、例えばＰＩ制御器であって、フィードバックされた電圧振幅値Ｖ１と電圧振幅値Ｖｈとの偏差に対応した電圧制御信号Ｖrefを乗算器２６に出力する。乗算器２６には、方形波信号発生部２５から単相交流信号ＲＷが入力される。乗算器２６は、単相交流信号ＲＷに電圧制御信号Ｖrefを乗算することによって、負荷ＬＤに供給される電圧振幅値が電圧振幅値Ｖｈに近づくように調整するＵ相制御信号ＲＷａを生成する。
　Ｕ相制御信号ＲＷａは、Ｕ相コンパレータＣＵの－側に入力される。また、反転器２７は、Ｕ相制御信号ＲＷａを反転し、反転された信号をＶ相制御信号ＲＷｂとしてＶ相コンパレータＣＶの－側に入力する。Ｕ相コンパレータＣＵ及びＶ相コンパレータＣＶの各＋側には、第２のキャリア波形パターン発生部２４が生成した第２のキャリア波形パターンＣＷ２（ＣＷ２１～ＣＷ２６）が入力される。
　Ｕ相コンパレータＣＵは、Ｕ相制御信号ＲＷａと第２のキャリア波形パターンＣＷ２とを比較し、比較結果をスイッチ制御部２８に出力する。一方、Ｖ相コンパレータＣＶは、Ｖ相制御信号ＲＷｂと第２のキャリア波形パターンＣＷ２とを比較し、比較結果をスイッチ制御部２８に出力する。スイッチ制御部２８は、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、線間電圧発生区間φＴＳのＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスによって得られる選択２相間電圧をＰＷＭ制御し、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵをスイッチングするスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵを生成する。また、スイッチ制御部２８は、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、線間電圧発生区間φＴＳの選択２相間電圧をＰＷＭ制御し、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶをスイッチングするスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶを生成する。ＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔごとに、所望の電圧振幅値を有して交番する矩形波の単相交流信号として負荷ＬＤに供給される。言い換えると、制御部２０は、各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶに仮想的にＤＣ／ＡＣ変換処理（仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）を行わせる。
（モードの説明）
　ここで、同期信号検出部２１によって認識される複数のモードｍ１～ｍ６について図３を用いて説明する。
　同期信号検出部２１は、検出された各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧の大小関係に応じて、図３に示すような６つのモードｍ１～ｍ６を認識する。
　モードｍ１では、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ１であると認識する。
　モードｍ２では、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ２であると認識する。
　モードｍ３では、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ３であると認識する。
　モードｍ４では、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ４であると認識する。
　モードｍ５では、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ５であると認識する。
　モードｍ６では、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ６であると認識する。
　なお、同期信号検出部２１は、Ｒ相の検出電圧が最大となる点である、モードｍ１の開始時点を基準に各モードｍ１～ｍ６を認識するようにしてもよい。
　また、図３の下部に示すように、負荷ＬＤに供給される単相交流電圧は、半周期がスイッチング周期Ｔに対応する高周波の方形波信号となる。
（具体的な仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）
　次に、複数のモードｍ１～ｍ６のそれぞれにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理について、図４～図９を用いて説明する。なお、図４～図９では、各モードｍ１～ｍ６内で連続する２つのスイッチング周期Ｔについて示している。なお、以下では、説明の簡略化のため、直流電圧設定値（変換目標となる仮想的な直流電圧）に応じて決定した直流電圧設定ゲインが１である場合について例示的に説明する。
［モードｍ１］
　モードｍ１では、第１のキャリア波形パターン発生部２２が、図４（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンＣＷ１として、立ち下がりの鋸歯状波Ｗ１１と立ち上がりの鋸歯状波Ｗ１２とを有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１１を決定する。なお、「立ち下がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に減少していく負の傾きを持った鋸歯状波を指し、「立ち上がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に増加していく正の傾きを持った鋸歯状波を指すものとする。
　一方、位相情報生成部２３には、同期信号検出部２１が直接検出したＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが入力される。あるいは、位相情報生成部２３は、Ｒ相の検出電圧が最大となる点である、モードｍ１の開始時点を基準に、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、各スイッチング周期Ｔごとに求められ、スイッチング周期Ｔの経過に伴って変化する。なお、図４では、隣接するスイッチング周期ＴでＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃである場合を示している。ここで、入力あるいは推定されるＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「－１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図４（ｄ）に示す区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ－ｂとなる。
　モードｍ１における各相のパルスについて図４（ａ），（ｂ）を参照して説明する。モードｍ１では、Ｒ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｓ相が中間電圧相となる。最大電圧相と最小電圧相では、パルスはそれぞれの電位に比例する時間分、ＯＮとなる。したがって、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜となる。ここで、Ｒ相パルスがＯＮとなるタイミング（区間ＴＳ１１が終わるタイミング）は、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波Ｗ１１との交点から求められる。Ｒ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜が鋸歯状波Ｗ１１の値以上のときにＯＮとなる。これにより、Ｒ相パルスが得られる。Ｔ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間ＴＳ１１後の区間ＴＳ１２が終わるタイミング）は、Ｔ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波Ｗ１２との交点から求められる。Ｔ相パルスは、Ｔ相電圧｜ｃ｜が鋸歯状波Ｗ１２の値以上のときにＯＮとなる。これにより、Ｔ相パルスが得られる。中間相パルスは、最大電圧相又は最小電圧相のパルスのどちらかがＯＦＦのときにＯＮする。したがって、Ｓ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波Ｗ１１との交点、およびＴ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波Ｗ１２との交点から求められる。
　ここで、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１－｜ａ｜）、Ｔ×（｜ａ｜＋｜ｃ｜－１）、Ｔ×（１－｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。
　また、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の直流電圧（図４（ｃ）に示した選択２相間電圧）は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ－ｂとなる。選択２相間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相とし、レベルの小さい電圧相を－側相とすると、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３において、それぞれ、Ｓ相、Ｒ相、Ｒ相が＋側相であり、Ｔ相、Ｔ相、Ｓ相が－側相である。位相情報生成部２３は、時々刻々と、線間電圧発生区間φＴＳ（ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３）を第２のキャリア波形パターン発生部２４及びスイッチ制御部２８に出力するとともに、＋側相及び－側相をスイッチ制御部２８に出力する。
　ところで、スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの線間電圧発生区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、次式（１）のように表すことができる。
　スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ－ｃ）×Ｔ×（１－ａ）＋（ａ－ｃ）×Ｔ×（ａ－ｃ－１）＋（ａ－ｂ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
　＝ａ２＋ｃ２－ｂ（ａ＋ｃ）　　　　　　　　　　　　　　・・・（１）
　ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、式（１）は次式（２）に変形できる。
　スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ２＋ｂ２＋ｃ２　　・・・（２）
　さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、式（２）は次式（３）に変形できる。
　スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２　　　　　　・・・（３）
　式（３）に示すように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。
　モードｍ１における入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相電圧ａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相の電圧の大きさ｜ｃ｜に比例する負の電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、線間電圧発生区間ＴＳ１１で正の電流が流れ、線間電圧発生区間ＴＳ１３で負の電流が流れる。したがって、流れる電流は、Ｔ×（１－ａ）－Ｔ×（１＋ｃ）－Ｔ（－ａ－ｃ）＝Ｔｂとなり、スイッチング周期Ｔで除すると、Ｓ相電圧ｂとなる。したがって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相には、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに比例する電流が流れることになり、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。
［モードｍ２］
　モードｍ２では、第１のキャリア波形パターン発生部２２が、図５（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンＣＷ１として、立ち上がりの鋸歯状波Ｗ１２を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１２を決定する。位相情報生成部２３は、同期信号検出部２１の検出結果に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを取得し、あるいは推定する。このとき、図５（ｄ）に示す線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＲＳ間電圧＝ｂ－ａとなる。
　モードｍ２における各相のパルスについて図５（ａ），（ｂ）を参照して説明する。モードｍ２では、Ｓ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｒ相が中間電圧相となる。位相情報生成部２３は、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ，ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間をＯＮとするため、モードｍ２では、Ｔ相電圧｜ｃ｜と電圧（｜ｂ｜＋｜ｃ｜－１）と鋸歯状波Ｗ１２とを用いて、図５（ｂ）に示す各相パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを生成する。
　ここで、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の幅は、それぞれ、Ｔ×（｜ｂ｜＋｜ｃ｜－１）、Ｔ×（１－｜ｂ｜）、Ｔ×（１－｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。
　ここで、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の直流電圧（図５（ｃ）に示した選択２相間電圧）は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＳＲ間電圧＝ｂ－ａとなる。選択２相間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相とし、レベルの小さい電圧相を－側相とすると、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３において、それぞれ、Ｓ相、Ｒ相、Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相、Ｔ相、Ｒ相が－側相である。位相情報生成部２３は、時々刻々と、線間電圧発生区間φＴＳ（ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３）を第２のキャリア波形パターン発生部２４及びスイッチ制御部２８に出力するとともに、＋側相及び－側相をスイッチ制御部２８に出力する。
　ところで、モードｍ２でのスイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、次式（４）のように表すことができる。
　スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ－ｃ）×Ｔ×（－ｃ＋ｂ－１）＋（ａ－ｃ）×Ｔ×（－ｂ＋１）＋（ｂ－ａ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
　＝ｂ２＋ｃ２－ａ（ｂ＋ｃ）　　　　　　　　　　　　　　・・・（４）
　ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、式（４）は次式（５）に変形できる。
　スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ２＋ｂ２＋ｃ２　・・・（５）
　さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、式（５）は次式（６）に変形できる。
　スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２　　　　　・・・（６）
　式（６）に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。
　モードｍ２における入力電流について説明する。モードｍ２では、Ｓ相が最大電圧相で、Ｔ相が最小電圧相なので、Ｓ相はＳ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れ、Ｔ相は、Ｔ相電圧ｃの時間に比例する負の電流が流れる。Ｒ相は線間電圧発生区間ＴＳ２２で負の電流が流れ、線間電圧発生区間ＴＳ２３で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１－ｂ）－Ｔ×（１＋ｃ）＝Ｔａとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＲ相電圧ａとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。
［モードｍ３］
　モードｍ３では、第１のキャリア波形パターン発生部２２が、図６（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち下がりの鋸歯状波Ｗ１１を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１３を決定する。位相情報生成部２３は、同期信号検出部２１の検出結果に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを取得し、あるいは推定する。このとき、図６（ｄ）に示す線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｃ－ｂ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ－ｂとなる。
　モードｍ３における各相のパルスについて図６（ａ），（ｂ）を参照して説明する。モードｍ３では、Ｓ相が最大電圧相、Ｒ相が最小電圧相、Ｔ相が中間電圧相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ、ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとするため、モードｍ３では、Ｒ相電圧｜ａ｜と電圧（｜ａ｜＋｜ｂ｜－１）と鋸歯状波Ｗ１１とを用いて、図６（ｂ）に示す各パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを生成する。
　ここで、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１－｜ａ｜）、Ｔ（１－｜ｂ｜）、Ｔ×（｜ａ｜＋｜ｂ｜－１）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。
　ここで、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の直流電圧（図６（ｃ）に示した選択２相間電圧）は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＴＲ間電圧＝ｃ－ａ、ＳＲ間電圧＝ｂ－ａとなる。選択２相間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相とし、レベルの小さい電圧相を－側相とすると、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３において、それぞれ、Ｓ相、Ｔ相、Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相、Ｒ相、Ｒ相が－側相である。位相情報生成部２３は、時々刻々と、線間電圧発生区間φＴＳ（ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３）を第２のキャリア波形パターン発生部２４及びスイッチ制御部２８に出力するとともに、＋側相及び－側相をスイッチ制御部２８に出力する。
　ところで、モードｍ３でのスイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、次式（７）のように表すことができる。
　スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｃ－ｂ）×Ｔ×（１－ａ）＋（ａ－ｃ）×Ｔ×（ｂ＋１）＋（ａ－ｂ）×Ｔ×（ａ－ｂ－１）｝／Ｔ
　＝ａ２＋ｂ２－ｃ（ａ＋ｂ）　　　　　　　　　　　　　　・・・（７）
　ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、式（７）は次式（８）に変形できる。
　スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ２＋ｂ２＋ｃ２　・・・（８）
　さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式（８）は次式（９）に変形できる。
　スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２　　　　　・・・（９）
　式（９）に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。
　モードｍ３における入力電流について説明する。最大電圧相のＳ相には、Ｓ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れる。最小電圧相のＲ相には、Ｒ相電圧ａの時間に比例する負の電流が流れる。Ｔ相は、線間電圧発生区間ＴＳ３１で負の電流が流れ、線間電圧発生区間ＴＳ３２で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１－ａ）－Ｔ×（１＋ｂ）＝Ｔｃとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＴ相電圧ｃとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。
［モードｍ４～ｍ６］
　モードｍ４における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図７に示すように、モードｍ１における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図４参照）と同様である。線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２、ＴＳ４３も、モードｍ１と同様にして求められる。線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２、ＴＳ４３において、それぞれ、Ｔ相、Ｔ相、Ｓ相が＋側相であり、Ｓ相、Ｒ相、Ｒ相が－側相である。
　モードｍ５における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図８に示すように、モードｍ２における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図５参照）と同様である。線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２、ＴＳ５３も、モードｍ２と同様にして求められる。線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２、ＴＳ５３において、それぞれ、Ｔ相、Ｔ相、Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相、Ｒ相、Ｓ相が－側相である。
　モードｍ６における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図９に示すように、モードｍ３における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図６参照）と同様である。線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２、ＴＳ６３も、モードｍ３と同様にして求められる。線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２、ＴＳ６３において、それぞれ、Ｔ相、Ｒ相、Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相、Ｔ相、Ｓ相が－側相である。
（具体的な仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
　次に、複数のモードｍ１～ｍ６のそれぞれにおける仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理について、図４～９を参照して説明する。まず、第２のキャリア波形パターン発生部２４は、図４（ｅ），（ｆ）～図９（ｅ），（ｆ）に示すように、モードｍ１～ｍ６に対応して、第２のキャリア波形パターンＣＷ２（ＣＷ２１～ＣＷ２６）を生成する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２は、複数の線間電圧発生区間φＴＳのうち連続する２つの線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するように決定される。また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２は、複数の線間電圧発生区間φＴＳが切り換わる際に＋側相または－側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、線間電圧発生区間φＴＳが切り換わる際に＋側相と－側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間φＴＳの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有するように決定される。
［モードｍ１］
　図４（ｅ），（ｆ）に示すように、モードｍ１では、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２１を決定する。
［双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチング］
　Ｕ相コンパレータＣＵは、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。スイッチ制御部２８は、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。この双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングは、Ｕ相電圧に関し、それぞれＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスをＰＷＭ制御することに等しい。スイッチ制御部２８は、図４（ｅ）に示すように、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが大きい時点ｔ１～ｔ１２の間、＋側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに、Ｕ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが小さい時点ｔ１２～ｔ１３の間、－側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともにＵ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。
　同様にして、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに、Ｕ相に接続される他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが小さい場合、－側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともにＵ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。
　さらに、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに、Ｕ相に接続される他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが小さい場合、－側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともにＵ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
［双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチング］
　一方、Ｖ相コンパレータＣＶは、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。スイッチ制御部２８は、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。この双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングは、Ｖ相電圧に関し、それぞれＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスをＰＷＭ制御することに等しい。スイッチ制御部２８は、図４（ｆ）に示すように、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが大きい時点ｔ１～ｔ１１の間、＋側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＶをＯＮレベルにするとともに、Ｖ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＴＶをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが小さい時点ｔ１１～ｔ１３の間、－側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＶをＯＮレベルにするとともにＶ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＶ，φＳＳＶをＯＦＦレベルにする。
　同様にして、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＶをＯＮレベルにするとともに、Ｖ相に接続される他のスイッチング信号φＳＳＶ、φＳＴＶをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが小さい場合、－側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＶをＯＮレベルにするとともにＶ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶをＯＦＦレベルにする。
　さらに、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷｂが大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＶをＯＮレベルにするとともに、Ｖ相に接続される他のスイッチング信号φＳＳＶ、φＳＴＶをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが小さい場合、－側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＶをＯＮレベルにするとともにＶ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＴＶをＯＦＦレベルにする。
　なお、上述したスイッチ制御部２８による、双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵ、ＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングは、実際のスイッチング制御である。
［ＵＶ線間電圧の平均］
　ここで、スイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相制御信号ＲＷａの信号レベルｈに比例して縮めたｈｘとなる。また、スイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相制御信号ＲＷａの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。また、スイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相制御信号ＲＷａの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。
　また、各スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、次式（１０）のように表すことができる。
　スイッチング周期ＴのＵ相出力電圧の平均
　＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
　＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ　　　　　　　　　　　　・・・（１０）
　上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、式（１０）は次式（１１）に変形できる。
　スイッチング周期ＴのＵ相出力電圧の平均＝ｈ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）　・・・（１１）
　さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、式（１１）は次式（１２）に変形できる。
　スイッチング周期ＴのＵ相出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・（１２）
　同様にして、スイッチング信号φＳＲＶのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｂ）参照）を、Ｖ相制御信号ＲＷｂの信号レベル－ｈに比例して縮めた－ｈｘの絶対値となる。また、スイッチング信号φＳＳＶのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｂ）参照）を、Ｖ相制御信号ＲＷｂの信号レベル－ｈに比例して縮めた－ｈｙの絶対値となる。また、スイッチング信号φＳＴＶのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｂ）参照）を、Ｖ相制御信号ＲＷｂの信号レベル－ｈに比例して縮めた－ｈｚの絶対値となる。
　したがって、スイッチング周期ＴのＶ相出力電圧の平均は、次式（１３）で表せる。
　スイッチング周期ＴのＶ相出力電圧の平均
　＝｛ａ（－ｈｘ）＋ｂ（－ｈｙ）＋ｃ（－ｈｚ）｝／Ｔ
　＝－ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ　　　　　　　　　　・・・（１３）
　上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、式（１３）は式（１４）に変形できる。
　スイッチング周期ＴのＶ相出力電圧の平均＝－ｈ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）・・・（１４）
　さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、式（１４）は次式（１５）に変形できる。
　スイッチング周期ＴのＶ相出力電圧の平均＝－ｈ×３／２・・・（１５）
　この結果、スイッチング周期ＴのＵ相出力電圧の平均と、Ｖ相出力電圧の平均とは、ともに、信号レベルｈ、－ｈに比例したものとなる。なお、スイッチング周期Ｔ（ｔ１～ｔ２）におけるＵＶ線間電圧は、図４（ｈ）に示すように、スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵからスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶを減算した信号パターンとなる。
　また、Ｕ相とＶ相との間のＵＶ線間電圧の平均は、式（１２）の値から式（１５）の値を減算して、次式（１６）で表せる。
　ＵＶ線間電圧の平均＝ｈ×３／２－（－ｈ×３／２）
　　　　　　　　　　＝ｈ×３　　　　　　　　　　　　・・・（１６）
　したがって、ＵＶ線間間電圧の平均は、信号レベルｈに比例したものとなる。
［次のスイッチング周期Ｔのスイッチング］
　図４に示すように、上述したスイッチング周期Ｔ（ｔ１～ｔ２）では、Ｕ相制御信号ＲＷａが＋ｈで、Ｖ相制御信号ＲＷｂが－ｈであったが、次のスイッチング周期Ｔ（ｔ２～ｔ３）では、Ｕ相制御信号ＲＷａが－ｈで、Ｖ相制御信号ＲＷｂが＋ｈとなる。この場合、図４（ｇ）に示すように、スイッチング周期Ｔ（ｔ１～ｔ２）におけるスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵのパターンが、スイッチング周期Ｔ（ｔ２～ｔ３）におけるスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶのパターンとなる。また、スイッチング周期Ｔ（ｔ１～ｔ２）におけるスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶのパターンが、スイッチング周期Ｔ（ｔ２～ｔ３）におけるスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵのパターンとなる。
　この次のスイッチング周期Ｔ（ｔ２～ｔ３）におけるＵＶ線間電圧の平均は、式（１５）の値から式（１２）の値を減算して、次式（１７）で表せる。
　ＵＶ線間電圧の平均＝（－ｈ×３／２）－（ｈ×３／２）
　　　　　　　　　　＝－ｈ×３　　　　　　　　　　　・・・（１７）
　したがって、ＵＶ線間間電圧の平均は、信号レベル－ｈに比例したものとなるとともに、負の電圧となる。なお、スイッチング周期Ｔ（ｔ２～ｔ３）におけるＵＶ線間電圧は、図４（ｈ）に示すように、スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵからスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶを減算した信号パターンとなる。これにより、スイッチング周期Ｔ（ｔ１～ｔ２）と次のスイッチング周期Ｔ（ｔ２～ｔ３）とで、出力信号である単相交流信号の１周期分が生成されることになる。すなわち、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。
　また、モードｍ１内では、スイッチング周期Ｔ（ｔ１～ｔ２）と次のスイッチング周期Ｔ（ｔ２～ｔ３）とが交互に出現することになる。
［モードｍ２～ｍ６］
　モードｍ２では、図５（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３の順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２２を決定する。
　モードｍ２では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図５（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図５（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図５（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図５（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図５（ｈ）に示すように、モードｍ２におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、－ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。
　モードｍ３では、図６（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２３を決定する。
　モードｍ３では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図６（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図６（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図６（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図６（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図６（ｈ）に示すように、モードｍ３におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、－ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。
　モードｍ４では、図７（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２４を決定する。
　モードｍ４では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図７（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図７（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図７（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図７（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図７（ｈ）に示すように、モードｍ４におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、－ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。
　モードｍ５では、図８（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２５を決定する。
　モードｍ５では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図８（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図８（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図８（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図８（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図８（ｈ）に示すように、モードｍ５におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、－ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。
　モードｍ６では、図９（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２６を決定する。
　モードｍ６では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図９（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図９（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図９（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図９（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図９（ｈ）に示すように、モードｍ６におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、－ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。
　この結果、３相／単相マトリクスコンバータ１は、３相交流電力を、電圧設定部５０が設定する電圧振幅値Ｖｈ（信号レベルｈ）を有した単相交流電力に直接変換することができる。
　なお、図１に示した電流方向検出部３０は、Ｖ相の電流方向を検出し、スイッチ制御部２８に出力する。スイッチ制御部２８は、Ｖ相の電流方向が、出力される単相交流信号の電流方向に一致しているか否かによって転流の失敗を制御する。
　また、上述した実施の形態では、スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵは、第２のキャリア波形パターンＣＷ２によって変調されるが、この変調によって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相に対するスイッチングが順次、Ｒ相→Ｓ相→Ｔ相→Ｒ相…のように所定順序で重複せずに、整然とつながるように変調されるため、転流の失敗を抑制できる。また、スイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶのスイッチングも同様に整然とつながるように変調されるため、転流の失敗を抑制することができる。
　また、スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵ、φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶのパルス幅は、双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング周波数限界の周期よりも大きいことが好ましい。これにより、パルス幅が双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング時間限界より長く確保されるため、転流の失敗を抑制できる。
　なお、上述した実施の形態では、入力される５０Ｈｚの３相交流信号を、８５ｋＨｚ帯の単相交流信号として負荷ＬＤに出力している。一般に、ＧａＮやＳｉＣなどによる半導体スイッチのスイッチング周波数限界は、５００ｋＨｚである。８５ｋＨｚの半周期は、約６μｓである。そして、上述したように、各スイッチング周期Ｔは、８５ｋＨｚの半周期である６μｓに設定される。スイッチング周波数限界である５００ｋＨｚの周期は、２μｓである。本実施の形態では、スイッチング周期Ｔ（約６μｓ）内では、１回のスイッチング（最小２μｓ）が行われるのみであるため、余裕をもったスイッチングを行うことができる。その結果、出力される電圧の精度を担保できる。つまり、３相交流電力を直接、要求される電圧に対して電圧精度の高い高周波単相交流電力に変換することができる。なお、本実施の形態では、スイッチング周期Ｔを８５ｋＨｚの半周期としているが、余裕を持ったスイッチングができれば、半周期の整数分の１としてもよい。
　また、出力される単相交流信号を方形波信号とすることで、Ｕ相制御信号ＲＷａとＶ相制御信号ＲＷｂのレベルがスイッチング周期Ｔにおいて一定レベル（ｈ，－ｈ）となり、出力電圧を一定にすることができる。
（スイッチング回数の抑制）
　ここで、スイッチング周期Ｔ内における双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング回数の抑制について説明する。仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理では、１つのキャリア波形パターンの間（スイッチング周期Ｔ）に入力側の３種類のパルス（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を３種類の線間電圧発生区間φＴＳごとに出力側の各相（Ｕ相、Ｖ相）に変調することになる。
　仮に、１つのキャリア波形パターンを３種類の線間電圧発生区間φＴＳごとに同様の三角波で構成する場合、双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶについてスイッチング周期Ｔごとに３回のスイッチング回数が必要となる。
　これに対し、本実施の形態では、図４～図９に示すように、それぞれの入力電圧相の選択（＋側相、－側相）をみるとＲ相、Ｓ相、Ｔ相が、１つのキャリア波形パターンについて重なりを持ちながら現れる。すなわち、図４～図９の（ｅ）、（ｆ）に示す複数の第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６のそれぞれは、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有する。なお、各モードｍ１～ｍ６は、複数のスイッチング周期Ｔを含む。
　例えば、図４（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ１３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　また、図５（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ２１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　また、図６（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３２、ＴＳ３３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　また、図７（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４２、ＴＳ４３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　また、図８（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ５１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　また、図９（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６３、ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ６２、ＴＳ６３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　より具体的には、各第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を－側相とするとき、線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相または－側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相と－側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。
　例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２について－側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ１３について＋側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ１３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ１１について＋側相と－側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ１１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。
　また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２について－側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２２、ＴＳ２３について＋側相と－側相との間で反転するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２２、ＴＳ２３の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ２１について＋側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ２１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２について＋側相と－側相との間で反転するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３２、ＴＳ３３について－側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３２、ＴＳ３３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ３１について＋側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２について＋側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４２、ＴＳ４３について－側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４２、ＴＳ４３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ４１について＋側相と－側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ４１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。
　また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２について＋側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５２、ＴＳ５３について＋側相と－側相との間で反転するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５２、ＴＳ５３の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ５１について－側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ５１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２について＋側相と－側相との間で反転するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６２、ＴＳ６３について＋側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ６２、ＴＳ６３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６３、ＴＳ６１について－側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ６３、ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　さらに、各第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を－側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相または－側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相と－側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。
　例えば、モードｍ１からモードｍ２に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ２１について＋側相と－側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ２１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。
　また、モードｍ２からモードｍ３に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ３１について＋側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　また、モードｍ３からモードｍ４に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ４１について＋側相と－側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ４１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。
　また、モードｍ４からモードｍ５に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ５１について＋側相と－側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ５１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。
　また、モードｍ５からモードｍ６に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ６１について－側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。
　このように、立ち上がりと立ち下がりの鋸歯状波を組み合わせて１つのキャリア波形パターン（第２のキャリア波形パターンＣＷ２）を構成することで、各スイッチング周期Ｔにおける各相の選択が１回になるようにすることができる。すなわち、最大電圧相は、必ず＋側相であり、最小電圧相は、必ず－側相である。中間電圧相は、最大電圧相に対しては、－側相となり、最小電圧相に対しては、＋側相になる。＋側相は、第２の制御信号（例えば、Ｕ相制御信号ＲＷａ）が第２のキャリア波形パターンＣＷ２より大きくなる期間を選択し、－側相は、第２の制御信号（例えば、Ｕ相制御信号ＲＷａ）が第２のキャリア波形パターンＣＷ２より小さくなる期間を選択するようにする。この場合、下側に山型になるように立ち下がりの鋸歯状波と立ち上がりの鋸歯状波とを連続させると最大電圧相の選択は１回で済む。また、上側に山型になるように立ち上がりの鋸歯状波と立ち下がりの鋸歯状波とを連続させると最小電圧相の選択は１回で済む。これにより、各モード内において、各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。また、モードが切り換わる際においても、実質的に、各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。言い換えると、各モード内とモード間の切り換わりとで、同様の制御を実現できるので、切り替わりに伴う断続により発生する出力電圧の揺らぎ（デッドタイム等による揺らぎ）を低減でき、切り替わり目のショックも低減できる。
　また、複数の線間電圧発生区間に跨って各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＵのスイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＵをＯＮレベルに維持できるので、図４～図９の（ｇ）に示すように、双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＵのスイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＵのパルス幅を広く確保できる。なお、双方向スイッチＳＲＶ～ＳＴＶのスイッチング信号φＳＲＶ～φＳＴＶについても同様である。すなわち、パルス幅を低負荷時でもデッドタイムに比べて大きく確保できるので、低負荷時における波形の歪率を高負荷時と同等程度に抑制できる。
　なお、上述した実施の形態における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理では、各スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均は常に一定である。また、直流電流は、入力電圧の比で入力電流に分配される。さらに、出力電力が一定の時、この入力電流は、３相交流波形（例えば、正弦波）となる。
　すなわち、
　１）仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における入力電流は、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理による出力電力が一定である時、３相交流波形（例えば、正弦波）とすることができる。通常、短時間（０．１秒程度）では、電力は一定である。
　２）仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理による出力電圧は、変調信号（第２の制御信号）と同様な信号で得ることができる。
　以上のように、上述した実施の形態では、制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードＩ～ＶＩに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードｍ１～ｍ６に応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。具体的には、制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードｍ１～ｍ６に応じて異なる第１のキャリア波形パターンＣＷ１１～ＣＷ１３を用いて仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードｍ１～ｍ６に応じて異なる第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６を用いて仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。これにより、マトリクス演算のような複雑な演算を行うことなく、簡易な処理で３相交流電力を単相交流電力に直接変換できる。
　また、上述した実施の形態では、制御部２０は、複数のモードｍ１～ｍ６のそれぞれにおいて、第１のキャリア波形パターンＣＷ１１～ＣＷ１３と入力側の相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）に対応した第１の制御信号（例えば、図４～図９の（ａ）に示した電圧｜ａ｜、電圧｜ｃ｜、電圧（｜ｃ｜＋｜ａ｜－１）、電圧（｜ａ｜＋｜ｂ｜－１））とを比較して、複数の線間電圧発生区間ＴＳ１１～ＴＳ６３を求める。そして、制御部２０は、複数の線間電圧発生区間ＴＳ１１～ＴＳ６３に対応した第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６を生成し、生成された第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６と出力側の相（Ｕ相、Ｖ相）に対応した第２の制御信号（例えば、図４～図９の（ｅ）、（ｆ）に示したＵ相制御信号ＲＷａ、Ｖ相制御信号ＲＷｂ）とを比較して、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。これにより、複雑なマトリクス演算を行うことなく、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を簡易に行うことができる。
　さらに、上述した実施の形態では、制御部２０は、入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識する。そして、制御部２０は、１スイッチング周期Ｔ中の複数の線間電圧発生区間を、中間電圧相及び最小電圧相に対応した第１の区間と、最大電圧相及び最小電圧相に対応した第２の区間と、最大電圧相及び中間電圧相に対応した第３の区間とに分けて求める。第１の区間は、例えば、図４～図９に示す線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ２２、ＴＳ３２、ＴＳ４３、ＴＳ５３、ＴＳ６１を含む。第２の区間は、例えば、図４～図９に示す線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ２１、ＴＳ３３、ＴＳ４２、ＴＳ５１、ＴＳ６３を含む。第３の区間は、例えば、図４～図９に示す線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ２３、ＴＳ３１、ＴＳ４１、ＴＳ５２、ＴＳ６２を含む。従って、１スイッチング周期Ｔ中に最大－最小、最大－中間、中間－最小の３種類の線間電圧を仮想的に発生でき、電流の引き算等の物理現象を利用してその仮想的な線間電圧により仮想的な直流電圧を略一定にすることができ、略一定の仮想的な直流電圧から、各々の電圧区間で作成する第２のキャリア波形パターンと第２の制御信号とをコンパレートしてスイッチング信号を生成できる。これにより、第１の制御信号を正弦波とし、第２の制御信号を方形波とすることで、３相／単相マトリクスコンバータ１の入力電流を容易に正弦波とし、出力電圧を方形波とすることができる。
　また、上述した実施の形態では、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６（図４～図９の（ｅ）、（ｆ）参照）は、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有する。これにより、各スイッチング周期Ｔにおけるスイッチング回数を低減できるので、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶのスイッチング損失を低減できる。
　さらに、上述した実施の形態では、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６（図４～図９の（ｅ）、（ｆ）参照）が複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するので、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶのスイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＶのパルス幅を容易に広く確保できる。これにより、転流の失敗を低減できるので、負荷ＬＤの故障を抑制できる。また、電力の変換効率を向上できる。特に、車両等に対する非接触給電に用いるコイルは、大型化を避けるため、単相コイルを用いる。従って、負荷ＬＤを非接触給電用の単相コイルとし、本実施の形態の３相／単相マトリクスコンバータ１を用いることによって、電源供給を受ける側と電源供給を行う側との双方の装置の小型化を実現できる。
　また、上述した実施の形態では、制御部２０は、入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識する。制御部２０により生成される第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を－側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相または－側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相と－側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。これにより、モードが切り換わる際においても、実質的に、各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＶについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。言い換えると、各モード内とモード間の切り換わりとで、同様の制御を実現できるので、切り替わり目のショックも低減できる。
　さらに、上述した実施の形態では、入力交流電圧の２相の交差点を差電圧のゼロクロス点を求め、このゼロクロス点を同期信号として各相の入力交流電圧を推定することもできる。この場合、各相の入力交流電圧を検出する場合に比べて、簡易にマトリクスコンバータを構成できる。
　また、上述した実施の形態では、第２の制御信号は、他の物理量と演算することなく入力できる。これにより、第２の制御信号を、負荷に供給すべき交流電力と同様のものとすることができ、例えば出力電圧を方形波とすることが容易である。特に、３相／単相マトリクスコンバータ１は、３相交流信号の電力を、電圧設定部５０が設定する電圧振幅値Ｖｈ（信号レベルｈ）を有した方形波であって、８５ｋＨｚ帯の周波数をもつ、単相交流信号の電力に直接変換することができる。なお、単相交流信号は、８５ｋＨｚ帯に限らない。また、Ｕ相制御信号ＲＷａ及びＶ相制御信号ＲＷｂが共に方形波である必要はない。従って、Ｕ相制御信号ＲＷａ及びＶ相制御信号ＲＷｂの少なくともいずれか一方が方形波であれば、他方はスイッチング周期Ｔ間で信号レベルが変動しない直流であってもよい。
　　１　３相／単相マトリクスコンバータ
　　１０　双方向スイッチ回路
　　２０　制御部
　　２１　同期信号検出部
　　２２　第１のキャリア波形パターン発生部
　　２３　位相情報生成部
　　２４　第２のキャリア波形パターン発生部
　　２５　方形波信号発生部
　　２６　乗算器
　　２７　反転器
　　２８　スイッチ制御部
　　３０　電流方向検出部
　　４０　入力コンデンサ
　　４１～４３　コンデンサ
　　５０　電圧設定部
　　５１　全波整流器
　　５２　フィルタ回路
　　５３　電圧調整器
　　ＣＵ　Ｕ相コンパレータ
　　ＣＶ　Ｖ相コンパレータ
　　ＬＤ　負荷
　　ＰＳ　３相交流電源
　　ＲＷａ　Ｕ相制御信号
　　ＲＷｂ　Ｖ相制御信号
　　ＳＷ　双方向スイッチ群
　　ＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶ　双方向スイッチ

Claims (5)

  1. 　入力された３相交流電力を単相交流電力に直接変換して負荷に出力する３相／単相マトリクスコンバータであって、
    　前記入力された３相交流電力の前記負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
    　前記入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて各モードごとに異なるパターンをもつ第１のキャリア波形パターンを所定スイッチング周期で生成し、前記所定スイッチング周期内で前記第１のキャリア波形パターンと入力側の相に対応した第１の制御信号とから、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、該仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理によって求められた前記複数の線間電圧発生区間に対応して前記複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターンを生成し、前記複数の線間電圧発生区間で選択された２相の線間電圧に対し、生成された前記第２のキャリア波形パターンと出力側の相に対応した第２の制御信号とから、前記複数のモードに応じた異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する制御部と、
    　を備え、
    　前記所定スイッチング周期は、前記単相交流電力を生成するために用いる単相交流信号の半周期の整数分の１であることを特徴とする３相／単相マトリクスコンバータ。
  2. 　前記第２の制御信号は、前記単相交流信号の周波数をもつ第１の方形波信号と該第１の方形波信号を反転した第２の方形波信号とであることを特徴とする請求項１に記載の３相／単相マトリクスコンバータ。
  3. 　前記制御部は、前記入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識し、前記複数の線間電圧発生区間を、中間電圧相及び最小電圧相に対応した第１の区間と、最大電圧相及び最小電圧相に対応した第２の区間と、最大電圧相及び中間電圧相に対応した第３の区間とに分けて求めることを特徴とする請求項１または２に記載の３相／単相マトリクスコンバータ。
  4. 　前記第２のキャリア波形パターンは、前記複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有することを特徴とする請求項１～３のいずれか一つに記載の３相／単相マトリクスコンバータ。
  5. 　前記第２のキャリア波形パターンは、前記複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を－側相とするとき、前記線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相または－側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの前記線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、前記線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相と－側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの前記線間電圧発生区間の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有することを特徴とする請求項１～４のいずれか一つに記載の３相／単相マトリクスコンバータ。
PCT/JP2016/059775 2015-03-27 2016-03-25 ３相／単相マトリクスコンバータ WO2016158805A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP16772686.8A EP3276813A4 (en) 2015-03-27 2016-03-25 Three-phase/single-phase matrix converter
AU2016240622A AU2016240622B2 (en) 2015-03-27 2016-03-25 Three-phase/single-phase matrix converter
US15/554,130 US10003272B2 (en) 2015-03-27 2016-03-25 Three-phase/single-phase matrix converter
CN201680018572.XA CN107431439B (zh) 2015-03-27 2016-03-25 三相/单相矩阵变换器

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-067241 2015-03-27
JP2015067241A JP6079808B2 (ja) 2015-03-27 2015-03-27 ３相／単相マトリクスコンバータ

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016158805A1 true WO2016158805A1 (ja) 2016-10-06

Family

ID=57006060

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/059775 WO2016158805A1 (ja) 2015-03-27 2016-03-25 ３相／単相マトリクスコンバータ

Country Status (6)

Country Link
US (1) US10003272B2 (ja)
EP (1) EP3276813A4 (ja)
JP (1) JP6079808B2 (ja)
CN (1) CN107431439B (ja)
AU (1) AU2016240622B2 (ja)
WO (1) WO2016158805A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108988653A (zh) * 2017-05-31 2018-12-11 南京航空航天大学 基于虚拟直流电流的buck型3－1mc闭环控制方法

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2016240621B2 (en) * 2015-03-31 2018-07-26 Fujitsu General Limited DC/AC system interconnection device and AC/AC system interconnection device
EP3276775B1 (en) * 2016-07-27 2018-11-28 Samsung SDI Co., Ltd. A battery system for a hybrid vehicle
JP6622181B2 (ja) * 2016-12-27 2019-12-18 昭和飛行機工業株式会社 非接触給電装置
JP6907041B2 (ja) * 2017-06-15 2021-07-21 矢崎総業株式会社 非接触充電システム
RU2710361C1 (ru) * 2018-11-26 2019-12-26 Федеральное государственное унитарное предприятие "Крыловский государственный научный центр" Однофазный преобразователь частоты
JP7115287B2 (ja) * 2018-12-18 2022-08-09 Tdk株式会社 マトリクスコンバータおよび電力変換装置
US10587214B1 (en) * 2019-03-22 2020-03-10 Hamilton Sundstrand Corporation Matrix converter operation in current control mode with regulation of output voltage vector
JP7249236B2 (ja) * 2019-08-02 2023-03-30 株式会社東芝 電子回路および無線電力伝送装置
CN111951121B (zh) * 2020-07-20 2021-05-11 广东电力交易中心有限责任公司 电力现货市场报价模式分类方法及存储介质
CN112332678B (zh) * 2020-11-11 2022-05-10 安徽科技学院 一种矩阵变换器及控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010001739A1 (ja) * 2008-07-01 2010-01-07 ダイキン工業株式会社 直接形変換装置及びその制御方法
JP2010148334A (ja) * 2008-12-22 2010-07-01 Sinfonia Technology Co Ltd 電力変換装置および電源システム
JP2010263702A (ja) * 2009-05-07 2010-11-18 Denki Kogyo Co Ltd 三相単相直接電力変換器回路
JP2014143825A (ja) * 2013-01-23 2014-08-07 Fujitsu General Ltd マトリックスコンバータ

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4029904B2 (ja) * 2006-04-28 2008-01-09 ダイキン工業株式会社 マトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法
JP4957304B2 (ja) * 2007-03-14 2012-06-20 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
JP5434957B2 (ja) * 2011-05-10 2014-03-05 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ
JP5377604B2 (ja) * 2011-09-06 2013-12-25 日産自動車株式会社 電力変換装置
JP2013158064A (ja) 2012-01-26 2013-08-15 Utsunomiya Univ 交流直流電力変換器
CN103138613A (zh) * 2013-02-06 2013-06-05 西安理工大学 矩阵式变换器的控制方法
CN104113218B (zh) * 2014-06-05 2016-08-17 南京航空航天大学 一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器及其控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010001739A1 (ja) * 2008-07-01 2010-01-07 ダイキン工業株式会社 直接形変換装置及びその制御方法
JP2010148334A (ja) * 2008-12-22 2010-07-01 Sinfonia Technology Co Ltd 電力変換装置および電源システム
JP2010263702A (ja) * 2009-05-07 2010-11-18 Denki Kogyo Co Ltd 三相単相直接電力変換器回路
JP2014143825A (ja) * 2013-01-23 2014-08-07 Fujitsu General Ltd マトリックスコンバータ

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3276813A4 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108988653A (zh) * 2017-05-31 2018-12-11 南京航空航天大学 基于虚拟直流电流的buck型3－1mc闭环控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20180048242A1 (en) 2018-02-15
CN107431439B (zh) 2019-10-01
EP3276813A4 (en) 2018-11-07
AU2016240622B2 (en) 2018-09-13
US10003272B2 (en) 2018-06-19
AU2016240622A1 (en) 2017-09-28
EP3276813A1 (en) 2018-01-31
JP2016187279A (ja) 2016-10-27
CN107431439A (zh) 2017-12-01
JP6079808B2 (ja) 2017-02-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6079808B2 (ja) ３相／単相マトリクスコンバータ
EP3093973B1 (en) Power conversion device and three-phase alternating current power supply device
JP6062058B2 (ja) 電力変換装置
JP6289618B2 (ja) 電力変換装置
JP5880628B2 (ja) マトリックスコンバータ
TWI667874B (zh) Power conversion device and three-phase AC power supply device
JP3324645B2 (ja) 交流−直流変換装置
JP2014197945A (ja) 電力変換装置およびそれを備えたモータ駆動装置
JP6361539B2 (ja) 変換装置
WO2016158804A1 (ja) 直流／交流系統連系装置及び交流／交流系統連系装置
JP2010075022A (ja) 電力変換装置
JP5950970B2 (ja) 電力変換装置
JP6358508B2 (ja) 不平衡補正装置、不平衡補正方法及びプログラム
JP5769555B2 (ja) 交流−直流電力変換器の制御装置
JP6677050B2 (ja) 電力変換装置
KR101310465B1 (ko) 교류/직류 변환 장치
JP6015800B1 (ja) 直流／交流系統連系装置
JP6115590B2 (ja) マトリックスコンバータ
JP6015873B1 (ja) 交流／交流系統連系装置
JP2018038191A (ja) 整流回路装置
WO2019163068A1 (ja) 整流回路装置
JP2024017498A (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16772686

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 15554130

Country of ref document: US

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2016772686

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2016240622

Country of ref document: AU

Date of ref document: 20160325

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE