JP6677050B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源周波数の変動を考慮した大きなフィルタの設置や運転範囲の制限を設ける必要のない電力変換装置に関する。

交流電力を直流電力に変換せず直接に交流電力に変換する電力変換器は、一般的に、マトリックスコンバータとして知られている。マトリックスコンバータは、変換するスイッチング素子が１段である。これにより、コンバータ及びインバータを組み合わせた電力変換器に比べて、効率を高くすることができ、直流電圧を扱う回路が無いことから、平滑用のコンデンサも不要で装置寿命を長くでき、信頼性を高くすることができる。

特開２０１４−１６８３６８号公報

ところで、特許文献１に記載された３相整流器では、スイッチング周期Ｔを可変にすることで、電源同期に収まるスイッチング周期の数を維持しながらスイッチング周期の整数倍の周期と電源周期（例えば、１／５０Ｈｚ）とを同期させている。すなわち、スイッチング周期は電源周期に同期している。したがって、風力発電や水流発電等の電源周波数が大きく変動する電源に適用すると、電源周波数が低い場合、スイッチング周期は長くなり、スイッチング周波数が低くなるため、電源ラインに設けるフィルタを大きくする必要がある。あるいは、この場合、電源周波数の下限を設定することによって運転範囲を制限する必要がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電源周波数の変動を考慮した大きなフィルタの設置や運転範囲の制限を設ける必要のない電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、３相交流電源から入力される３相交流電力を直流電力または交流電力に直接変換して負荷に出力する電力変換装置であって、前記入力された３相交流電力の前記負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記３相交流電源の同期とは独立して設定される所定スイッチング周期を生成するスイッチング周期発生部と、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードを求める同期信号検出部と、前記所定スイッチング周期単位で、前記複数のモードに応じて各モードごとに異なるパターンをもつ第１のキャリア波形パターンを生成する第１のキャリア波形パターン発生部と、前記所定スイッチング周期単位で、前記所定スイッチング周期内で前記第１のキャリア波形パターンと入力側の各相の電圧に対応した第１の制御信号とから、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める位相情報生成部と、前記所定スイッチング周期単位で、前記複数の線間電圧発生区間に対応して前記複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターンを生成する第２のキャリア波形パターン発生部と、前記複数の線間電圧発生区間で選択された２相の線間電圧に対し、前記第２のキャリア波形パターンと出力側に対応した第２の制御信号とから、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成するスイッチ制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明にかかる電力変換装置は、上記の発明において、前記第１のキャリア波形パターン発生部、前記位相情報生成部、及び前記第２のキャリア波形パターン発生部は、前記所定スイッチング周期が前記各モードの切替時点を跨ぐ場合、前記切替時点を跨ぐ前の前記所定スイッチング周期単位で実行する処理を継続することを特徴とする。

また、本発明にかかる電力変換装置は、上記の発明において、前記第１のキャリア波形パターン発生部、前記位相情報生成部、及び前記第２のキャリア波形パターン発生部は、前記モードの切替時点を跨ぐスイッチング周期の次のスイッチング周期から、前記モードの切替時点後のモードに応じた前記所定スイッチング周期単位で実行する処理を開始することを特徴とする。

また、本発明にかかる電力変換装置は、上記の発明において、前記第１のキャリア波形パターン発生部、前記位相情報生成部、及び前記第２のキャリア波形パターン発生部は、前記スイッチング周期の更新点で、該更新点でのモードに応じた、前記所定スイッチング周期単位で実行する処理を行うことを特徴とする。

本発明によれば、３相交流電源の電源周波数の変動に左右されずに、３相交流電源の同期とは予め独立して設定される所定スイッチング周期を生成するスイッチング周期発生部を設けているので、電源周波数の変動を考慮した大きなフィルタの設置や運転範囲の制限を設ける必要がない。

図１は、本発明の実施の形態である電力変換装置としての３相／直流マトリクスコンバータの構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示した双方向スイッチの構成の一例を示す図である。 図３は、ＰＮ相間電圧と仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理による平均直流電圧との大小関係による、Ｐラインを流れる電流方向と電流量との関係を示す図である。 図４は、図１に示した制御部が認識する複数のモードを示す図である。 図５は、図１に示した制御部によるモードｍ１における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図６は、図１に示した制御部によるモードｍ２における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図７は、図１に示した制御部によるモードｍ３における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図８は、図１に示した制御部によるモードｍ４における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図９は、図１に示した制御部によるモードｍ５における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図１０は、図１に示した制御部によるモードｍ６における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図１１は、３相交流電源側から蓄電池側に電力を供給する場合における各部の電流及び電圧の変化を示すタイミングチャートである。 図１２は、蓄電池側から３相交流電源側に電力を供給する場合における各部の電流及び電圧の変化を示すタイミングチャートである。 図１３は、同期信号検出部の従来の具体例を示すブロック図である。 図１４は、モード判定を行うための、モード周期クロック、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び、第３の分周クロックのタイムチャートである。 図１５は、同期信号検出部の具体例を示すブロック図である。 図１６は、電源周波数が変動した場合における電源周波数に同期させた従来のスイッチング周期の変化を示す図である。 図１７は、電源周波数が変動した場合における本実施の形態のスイッチング周期の状態を示す図である。 図１８は、スイッチング周期がモード周期の切替時点を跨ぐ場合の処理を示す図である。 図１９は、本発明の実施の形態である電力変換装置の他の例としての３相／３相マトリクスコンバータの構成を示すブロック図である。

以下、添付図面を参照してこの発明を実施するための形態について説明する。

（３相／直流マトリクスコンバータの全体構成）
図１は、本発明の実施の形態である電力変換装置としての３相／直流マトリクスコンバータ１の構成を示すブロック図である。図１に示すように、３相／直流マトリクスコンバータ１は、３相交流電源ＰＳ（交流装置）から電力線ＬＲ，ＬＳ，ＬＴを介してそれぞれＲ相、Ｓ相、Ｔ相の３相交流電力が入力され、入力された３相交流電力を、一旦直流電力に変換することなく、直流電力に直接変換し、電力線ＬＵ（Ｐライン），ＬＶ（Ｎライン）を介して蓄電池ＬＤ（直流装置）に出力する。また、逆に、蓄電池ＬＤからの直流電力を、直接、３相交流電源ＰＳ側に交流電力として出力する。すなわち、３相／直流マトリクスコンバータ１は、３相交流電力と蓄電池電力との間の電力変換を相互、かつ、直接に行うものである。

３相／直流マトリクスコンバータ１は、入力コンデンサ４０、リアクトル３０、双方向スイッチ回路１０、制御部２０、電流検出部５１、電流調整部５２、及び電流設定部５０を有する。

入力コンデンサ４０は、コンデンサ４１〜４３を有する。コンデンサ４１〜４３は、一端がＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ接続され、他端が共通接続される。入力コンデンサ４０は、各相の電流・電圧のリップルを低減する。

リアクトル３０は、電力線ＬＵ上に配置され、リップルを低減する。

双方向スイッチ回路１０は、入力された３相交流電力を直流電力に変換するように、入力された３相交流電力の蓄電池ＬＤへの供給をＯＮ／ＯＦＦする。また、双方向スイッチ回路１０は、入力された直流電力を３相交流電力に変換するように、入力された直流電力の３相交流電源ＰＳへの供給をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチ回路１０は、双方向スイッチ群ＳＷを有する。双方向スイッチ群ＳＷは、６つの双方向スイッチＳＲＰ，ＳＳＰ，ＳＴＰ，ＳＲＮ，ＳＳＮ,ＳＴＮを有する。双方向スイッチ回路１０は、制御部２０による制御のもと、６つの双方向スイッチＳＲＰ，ＳＳＰ，ＳＴＰ，ＳＲＮ，ＳＳＮ，ＳＴＮがそれぞれ所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦすることで、入力された３相交流電力を単相交流電力に変換する。

双方向スイッチＳＲＰは、Ｒ相とＰラインとの間の接続をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチＳＳＰは、Ｓ相とＰラインとの間の接続をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチＳＴＰは、Ｔ相とＰラインとの間の接続をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチＳＲＮは、Ｒ相とＮラインとの間の接続をＯＮ/ＯＦＦする。双方向スイッチＳＳＮは、Ｓ相とＮラインとの間の接続をＯＮ/ＯＦＦする。双方向スイッチＳＴＮは、Ｔ相とＮラインとの間の接続をＯＮ/ＯＦＦする。

なお、各双方向スイッチＳＲＰ，ＳＳＰ，ＳＴＰ，ＳＲＮ，ＳＳＮ,ＳＴＮは、例えば、図２（ａ）に示すスイッチＳと等価である。図２（ａ）に示すスイッチＳは、制御部２０から制御端子ＣＴ経由でスイッチング信号を受け、ＯＮして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを接続し、ＯＦＦして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを遮断する。スイッチＳは、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間で双方向に電流が流れ得る。

図２（ａ）に示すスイッチＳは、理想的なスイッチである。実際にスイッチを構成する素子は、スイッチング時間が存在するため、転流する時の開放モード、短絡モードを考慮して、例えば、図２（ｂ）、又は図２（ｃ）に示すように接続されて構成されていてもよい。図２（ｂ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２を並列接続して実現された構成である。逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２は、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）でもよい。端子Ｔ１’，Ｔ２’は、それぞれ、図２（ａ）に示す端子Ｔ１，Ｔ２に対応しており、制御端子ＣＴ１’，ＣＴ２’は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。

あるいは、図２（ｃ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能が無い素子ＥＬ１１，ＥＬ１２を直列接続して実現された構成である。逆阻止機能が無い素子ＥＬ１１，ＥＬ１２は、例えば、還流ダイオードが両端に接続された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）でもよいし、又は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）でもよい。端子Ｔ１”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ１に対応している。端子Ｔ２”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ２に対応している。制御端子ＣＴ１”，ＣＴ２”は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。

電流設定部５０は、３相交流電源ＰＳと蓄電池ＬＤとの間を移動する電力量および電力の移動方向として、電力線ＬＵに流れる電流の電流方向Ｆ／Ｂと電流量Ａとを示す電流設定値を電流調整部５２に入力する。電流検出部５１は、電力線ＬＵに流れる電流の電流方向Ｆ／Ｂと電流量Ａ１とを検出し、この検出結果を電流調整部５２に入力する。電流調整部５２は、電流検出部５１が検出した電流方向Ｆ／Ｂと電流量Ａ１とが電流設定部５０から入力された電流設定値となるように第２の制御信号である信号レベルＧ１を制御部２０に出力する。

（制御部の処理概要）
制御部２０は、双方向スイッチ回路１０における双方向スイッチ群ＳＷのスイッチングパターンを生成する。制御部２０は、双方向スイッチ回路１０に入力された３相交流電力に対して仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を生成する。以下において、「仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行う」とは、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を仮想的に行うことを意味し、「仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を行う」とは、仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を仮想的に行うことを意味しているものとする。

制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモード（例えば、図４に示すモードｍ１〜ｍ６）について互いに異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。ここで、モードｍ１は、Ｒ相電圧が最大値のとき（あるいはＳ相電圧とＴ相電圧とが交差するとき）を始点（０°）として、０°〜６０°の位相区間である。同様にして、モードｍ２〜ｍ６は、それぞれ、６０°〜１２０°、１２０°〜１８０°、１８０°〜２４０°、２４０°〜３００°、３００°〜３６０°の位相区間である。

制御部２０は、同期信号検出部２１を有する。同期信号検出部２１は、Ｓ相とＴ相との電圧差が０となる交差点を検出し、この交差点位相を０°として入力側の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧を第１の制御信号ＧＧとして推定するとともに、推定された各相の交流電圧の大小関係に応じてそのときのモードｍが複数のモードｍ１〜ｍ６におけるどのモードであるかを認識する。

制御部２０は、スイッチング周期発生部２９を有する。スイッチング周期発生部２９は、スイッチングパターンを生成する基本処理周期であるスイッチング周期Ｔを発生する。このスイッチング周期Ｔは、３相交流電源ＰＳの電源周波数とは独立して生成されるものである。

制御部２０は、第１のキャリア波形パターン発生部２２を有する。第１のキャリア波形パターン発生部２２は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６に対し異なる第１のキャリア波形パターン、例えば、図５〜図１０に示す第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３をスイッチング周期発生部２９が発生したスイッチング周期Ｔごとに繰り返し生成する。すなわち、第１のキャリア波形パターン発生部２２は、同期信号検出部２１によって認識されたモードｍ１〜ｍ６に応じて、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３をスイッチング周期Ｔごとに決定する。スイッチング周期Ｔは、例えば、１００μｓ程度である。

制御部２０は、位相情報生成部２３を有する。位相情報生成部２３は、図５（ａ）に示すように、第１のキャリア波形パターン発生部２２が決定した第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３と入力側の相に対応した第１の制御信号ＧＧとを比較して、比較結果に応じて仮想的に各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮが直流電力を発生させるような仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を発生させる。それとともに、位相情報生成部２３は、仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）のレベル（Ｈｉｇｈ、Ｌｏｗ）の組み合わせに応じた複数の線間電圧発生区間φＴＳ（例えば、図５（ｄ）に示すモードｍ１における区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３）を求める。また、位相情報生成部２３は、線間電圧発生区間φＴＳにおける選択された＋側相と−側相とを求める。位相情報生成部２３は、各モードｍ１〜ｍ６で得られるスイッチング周期Ｔ内の選択２相間電圧の平均が等しくなるように、複数の線間電圧発生区間φＴＳを求める。言い換えると、後述するように、位相情報生成部２３は、直流電力を発生させるような仮想的なスイッチング動作を各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮが行うように、各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮに仮想的にＡＣ／ＤＣ変換処理（仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）を行う。

なお、仮想的なスイッチング動作とは、実際に各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮが行うものとは異なるスイッチング動作であるが、仮想ＡＣ／ＤＣ変換→仮想ＤＣ／ＤＣ変換の途中段階における仮想的な直流電力を発生させることを考えるために各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮが仮想的に行っているものとみなすスイッチング動作である。途中段階における仮想的な直流電力を発生させる処理は、あくまで仮想的なものであって、実際にその処理自体が行われるわけではない。

また、制御部２０は、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６について互いに異なる仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を制御する。

具体的に、制御部２０は、第２のキャリア波形パターン発生部２４を有する。第２のキャリア波形パターン発生部２４は、同期信号検出部２１が認識した複数のモードｍ１〜ｍ６に応じて異なる第２のキャリア波形パターン（例えば、図５〜図１０に示す第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６）を生成する。制御部２０は、この第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を用いて仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を行うように双方向スイッチ回路１０を制御する。すなわち、制御部２０は、認識されたモードｍ１〜ｍ６に応じて、仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理に用いる複数の線間電圧発生区間φＴＳに対応した第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を生成する。この第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６も、同じモード内であれば、スイッチング周期Ｔで繰り返し生成される。このとき、複数の線間電圧発生区間φＴＳは、仮想的な複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせに応じたものとなっている。つまり、制御部２０は、認識されたモードと、仮想的に各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮが直流電力を発生させるような複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせとに応じて、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を生成する。

ここで、制御部２０は、スイッチ制御部２８を有する。スイッチ制御部２８は、入力されたＰラインの信号レベルＧ１をＰラインコンパレータＣＰの−側に入力する。また、反転器２７は、Ｐラインの信号レベルＧ１を反転し、反転されたＮラインの信号レベルＧ２をＮラインコンパレータＣＮの−側に入力する。ＰラインコンパレータＣＰ及びＮラインコンパレータＣＮの各＋側には、第２のキャリア波形パターン発生部２４が生成した第２のキャリア波形パターンＣＷ２（ＣＷ２１〜ＣＷ２６）が入力される。

ＰラインコンパレータＣＰは、Ｐラインの信号レベルＧ１と第２のキャリア波形パターンＣＷ２とを比較する。一方、ＮラインコンパレータＣＮは、Ｎラインの信号レベルＧ２と第２のキャリア波形パターンＣＷ２とを比較する。スイッチ制御部２８は、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果をもとに、線間電圧発生区間φＴＳのＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスによって得られる選択２相間電圧をＰＷＭ制御し、Ｐラインに接続される双方向スイッチＳＲＰ，ＳＳＰ，ＳＴＰをスイッチングするスイッチング信号φＳＲＰ、φＳＳＰ、φＳＴＰを生成する。また、スイッチ制御部２８は、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果をもとに、線間電圧発生区間φＴＳの選択２相間電圧をＰＷＭ制御し、Ｎラインに接続される双方向スイッチＳＲＮ，ＳＳＮ，ＳＴＮをスイッチングするスイッチング信号φＳＲＮ、φＳＳＮ、φＳＴＮを生成する。ＰＮ線間電圧は、スイッチング周期Ｔごとに、制御部２０内で生成されるＰＮ線間の電圧である。

図３に示すように、電流調整部５２は、３相交流電源ＰＳ側から蓄電池ＬＤ側への電流方向（Ｆ）とする場合、蓄電池ＬＤのＰＮ相間電圧Ｖｂ（図１参照）に比して、制御部２０での仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理によって生成されるスイッチング周期Ｔでの電圧Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の平均直流電圧Ｖave（例えば、図５（ｈ）のＰＮ線間電圧の平均）を大きくするとともに蓄電池ＬＤ側のＰＮ相間電圧ＶｂとＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖaveとの差電圧に比例する量を電流量とする信号レベルＧ１（第２の制御信号）を生成し、蓄電池ＬＤ側から３相交流電源ＰＳ側への電流方向（Ｂ）とする場合、蓄電池ＬＤ側のＰＮ相間電圧Ｖｂに比してＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖaveを小さくするとともに蓄電池ＬＤ側のＰＮ相間電圧ＶｂとＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖaveとの差電圧に比例する量を電流量とする信号レベルＧ１（第２の制御信号）を生成する。

すなわち、電流調整部５２は、３相交流電源ＰＳと蓄電池ＬＤとの間を移動する電力量および電力の移動方向を調整する。具体的には、ＰＮ相間電圧Ｖｂに比して、平均直流電圧Ｖaveを大きくするか小さくするかによって電流方向（Ｆ／Ｂ）を変え、その差電圧の大きさ（絶対値）によって電流量Ａを調整している。

（モードの説明）
ここで、同期信号検出部２１によって認識される複数のモードｍ１〜ｍ６について図４を用いて説明する。

同期信号検出部２１は、検出された各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧の大小関係に応じて、図４に示すような６つのモードｍ１〜ｍ６を認識する。

モードｍ１では、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ１であると認識する。

モードｍ２では、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ２であると認識する。

モードｍ３では、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ３であると認識する。

モードｍ４では、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ４であると認識する。

モードｍ５では、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ５であると認識する。

モードｍ６では、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ６であると認識する。

なお、同期信号検出部２１は、Ｒ相の検出電圧が最大となる点である、モードｍ１の開始時点を基準に各モードｍ１〜ｍ６を認識するようにしてもよい。

（具体的な仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）
次に、複数のモードｍ１〜ｍ６のそれぞれにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理について、図５〜図１０を用いて説明する。なお、図５〜図１０では、各モードｍ１〜ｍ６内で連続する２つのスイッチング周期Ｔについて示している。なお、以下では、説明の簡略化のため、信号レベルＧ１に応じて決定した直流電圧設定ゲインが１である場合について例示的に説明する。

［モードｍ１］
モードｍ１では、第１のキャリア波形パターン発生部２２が、図５（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンＣＷ１として、立ち下がりの鋸歯状波Ｗ１１と立ち上がりの鋸歯状波Ｗ１２とを有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１１を決定する。なお、「立ち下がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に減少していく負の傾きを持った鋸歯状波を指し、「立ち上がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に増加していく正の傾きを持った鋸歯状波を指すものとする。

一方、位相情報生成部２３には、同期信号検出部２１が直接検出したＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが入力される。あるいは、位相情報生成部２３は、Ｒ相の検出電圧が最大となる点である、モードｍ１の開始時点を基準に、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、各スイッチング周期Ｔごとに求められ、スイッチング周期Ｔの経過に伴って変化する。なお、図５では、隣接するスイッチング周期ＴでＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃである場合を示している。ここで、入力あるいは推定されるＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「−１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図５（ｄ）に示す区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。

モードｍ１における各相のパルスについて図５（ａ），（ｂ）を参照して説明する。モードｍ１では、Ｒ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｓ相が中間電圧相となる。最大電圧相と最小電圧相では、パルスはそれぞれの電位に比例する時間分、ＯＮとなる。したがって、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜となる。ここで、Ｒ相パルスがＯＮとなるタイミング（区間ＴＳ１１が終わるタイミング）は、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波Ｗ１１との交点から求められる。Ｒ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜が鋸歯状波Ｗ１１の値以上のときにＯＮとなる。これにより、Ｒ相パルスが得られる。Ｔ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間ＴＳ１１後の区間ＴＳ１２が終わるタイミング）は、Ｔ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波Ｗ１２との交点から求められる。Ｔ相パルスは、Ｔ相電圧｜ｃ｜が鋸歯状波Ｗ１２の値以上のときにＯＮとなる。これにより、Ｔ相パルスが得られる。中間相パルスは、最大電圧相又は最小電圧相のパルスのどちらかがＯＦＦのときにＯＮする。したがって、Ｓ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波Ｗ１１との交点、およびＴ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波Ｗ１２との交点から求められる。

ここで、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１−｜ａ｜）、Ｔ×（｜ａ｜＋｜ｃ｜−１）、Ｔ×（１−｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。

また、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の直流電圧（図５（ｃ）に示した選択２相間電圧）は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。選択２相間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相とし、レベルの小さい電圧相を−側相とすると、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３において、それぞれ、Ｓ相、Ｒ相、Ｒ相が＋側相であり、Ｔ相、Ｔ相、Ｓ相が−側相である。位相情報生成部２３は、時々刻々と、線間電圧発生区間φＴＳ（ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３）を第２のキャリア波形パターン発生部２４及びスイッチ制御部２８に出力するとともに、＋側相及び−側相をスイッチ制御部２８に出力する。

ところで、スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの線間電圧発生区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、次式（１）のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（１−ａ）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（ａ−ｃ−１）＋（ａ−ｂ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
＝ａ^２＋ｃ^２−ｂ（ａ＋ｃ） ・・・（１）
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、式（１）は次式（２）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２ ・・・（２）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、式（２）は次式（３）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２ ・・・（３）
式（３）に示すように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。

モードｍ１における入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相電圧ａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相の電圧の大きさ｜ｃ｜に比例する負の電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、線間電圧発生区間ＴＳ１１で正の電流が流れ、線間電圧発生区間ＴＳ１３で負の電流が流れる。したがって、流れる電流は、Ｔ×（１−ａ）−Ｔ×（１＋ｃ）＝Ｔ（−ａ−ｃ）＝Ｔｂとなり、スイッチング周期Ｔで除すると、Ｓ相電圧ｂとなる。したがって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相には、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに比例する電流が流れることになり、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。

［モードｍ２］
モードｍ２では、第１のキャリア波形パターン発生部２２が、図６（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンＣＷ１として、立ち上がりの鋸歯状波Ｗ１２を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１２を決定する。位相情報生成部２３は、同期信号検出部２１の検出結果に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを取得し、あるいは推定する。このとき、図６（ｄ）に示す線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ｂ−ａとなる。

モードｍ２における各相のパルスについて図６（ａ），（ｂ）を参照して説明する。モードｍ２では、Ｓ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｒ相が中間電圧相となる。位相情報生成部２３は、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ，ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間をＯＮとするため、モードｍ２では、Ｔ相電圧｜ｃ｜と電圧（｜ｂ｜＋｜ｃ｜−１）と鋸歯状波Ｗ１２とを用いて、図６（ｂ）に示す各相パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを生成する。

ここで、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の幅は、それぞれ、Ｔ×（｜ｂ｜＋｜ｃ｜−１）、Ｔ×（１−｜ｂ｜）、Ｔ×（１−｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。

ここで、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の直流電圧（図６（ｃ）に示した選択２相間電圧）は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＳＲ間電圧＝ｂ−ａとなる。選択２相間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相とし、レベルの小さい電圧相を−側相とすると、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３において、それぞれ、Ｓ相、Ｒ相、Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相、Ｔ相、Ｒ相が−側相である。位相情報生成部２３は、時々刻々と、線間電圧発生区間φＴＳ（ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３）を第２のキャリア波形パターン発生部２４及びスイッチ制御部２８に出力するとともに、＋側相及び−側相をスイッチ制御部２８に出力する。

ところで、モードｍ２でのスイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、次式（４）のように表すことができる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（−ｃ＋ｂ−１）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（−ｂ＋１）＋（ｂ−ａ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
＝ｂ^２＋ｃ^２−ａ（ｂ＋ｃ） ・・・（４）
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、式（４）は次式（５）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２ ・・・（５）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、式（５）は次式（６）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２ ・・・（６）
式（６）に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。

モードｍ２における入力電流について説明する。モードｍ２では、Ｓ相が最大電圧相で、Ｔ相が最小電圧相なので、Ｓ相はＳ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れ、Ｔ相は、Ｔ相電圧ｃの時間に比例する負の電流が流れる。Ｒ相は線間電圧発生区間ＴＳ２２で負の電流が流れ、線間電圧発生区間ＴＳ２３で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１−ｂ）−Ｔ×（１＋ｃ）＝Ｔａとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＲ相電圧ａとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。

［モードｍ３］
モードｍ３では、第１のキャリア波形パターン発生部２２が、図７（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち下がりの鋸歯状波Ｗ１１を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１３を決定する。位相情報生成部２３は、同期信号検出部２１の検出結果に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを取得し、あるいは推定する。このとき、図７（ｄ）に示す線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｃ−ｂ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。

モードｍ３における各相のパルスについて図７（ａ），（ｂ）を参照して説明する。モードｍ３では、Ｓ相が最大電圧相、Ｒ相が最小電圧相、Ｔ相が中間電圧相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ、ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間をＯＮとするため、モードｍ３では、Ｒ相電圧｜ａ｜と電圧（｜ａ｜＋｜ｂ｜−１）と鋸歯状波Ｗ１１とを用いて、図７（ｂ）に示す各パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを生成する。

ここで、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１−｜ａ｜）、Ｔ（１−｜ｂ｜）、Ｔ×（｜ａ｜＋｜ｂ｜−１）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。

ここで、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の直流電圧（図７（ｃ）に示した選択２相間電圧）は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＴＲ間電圧＝ｃ−ａ、ＳＲ間電圧＝ｂ−ａとなる。選択２相間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相とし、レベルの小さい電圧相を−側相とすると、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３において、それぞれ、Ｓ相、Ｔ相、Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相、Ｒ相、Ｒ相が−側相である。位相情報生成部２３は、時々刻々と、線間電圧発生区間φＴＳ（ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３）を第２のキャリア波形パターン発生部２４及びスイッチ制御部２８に出力するとともに、＋側相及び−側相をスイッチ制御部２８に出力する。

ところで、モードｍ３でのスイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、次式（７）のように表すことができる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（１＋ａ）＋（−ａ＋ｃ）×Ｔ×（１−ｂ）＋（−ａ＋ｂ）×Ｔ×（−ａ＋ｂ−１）｝／Ｔ
＝ａ^２＋ｂ^２−ｃ（ａ＋ｂ） ・・・（７）
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、式（７）は次式（８）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２ ・・・（８）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、式（８）は次式（９）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２ ・・・（９）
式（９）に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。

モードｍ３における入力電流について説明する。最大電圧相のＳ相には、Ｓ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れる。最小電圧相のＲ相には、Ｒ相電圧ａの時間に比例する負の電流が流れる。Ｔ相は、線間電圧発生区間ＴＳ３１で負の電流が流れ、線間電圧発生区間ＴＳ３２で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１−ｂ）−Ｔ×（１＋ａ）＝Ｔｃとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＴ相電圧ｃとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。

［モードｍ４〜ｍ６］
モードｍ４における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図８に示すように、モードｍ１における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図５参照）と同様である。線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２、ＴＳ４３も、モードｍ１と同様にして求められる。線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２、ＴＳ４３において、それぞれ、Ｔ相、Ｔ相、Ｓ相が＋側相であり、Ｓ相、Ｒ相、Ｒ相が−側相である。

モードｍ５における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図９に示すように、モードｍ２における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図６参照）と同様である。線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２、ＴＳ５３も、モードｍ２と同様にして求められる。線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２、ＴＳ５３において、それぞれ、Ｔ相、Ｔ相、Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相、Ｒ相、Ｓ相が−側相である。

モードｍ６における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図１０に示すように、モードｍ３における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図７参照）と同様である。線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２、ＴＳ６３も、モードｍ３と同様にして求められる。線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２、ＴＳ６３において、それぞれ、Ｔ相、Ｒ相、Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相、Ｔ相、Ｓ相が−側相である。

（具体的な仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理）
次に、複数のモードｍ１〜ｍ６のそれぞれにおける仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理について、図５〜１０を参照して説明する。まず、第２のキャリア波形パターン発生部２４は、図５（ｅ），（ｆ）〜図１０（ｅ），（ｆ）に示すように、モードｍ１〜ｍ６に対応して、第２のキャリア波形パターンＣＷ２（ＣＷ２１〜ＣＷ２６）を生成する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２は、複数の線間電圧発生区間φＴＳのうち連続する２つの線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するように決定される。また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２は、複数の線間電圧発生区間φＴＳが切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、線間電圧発生区間φＴＳが切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間φＴＳの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有するように決定される。

［モードｍ１］
図５（ｅ），（ｆ）に示すように、モードｍ１では、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ１として、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２１を決定する。

［双方向スイッチＳＲＰ、ＳＳＰ、ＳＴＰのスイッチング］
ＰラインコンパレータＣＰは、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１とＰラインの信号レベルＧ１とを比較する。スイッチ制御部２８は、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果をもとに、Ｐラインに接続される双方向スイッチＳＲＰ、ＳＳＰ、ＳＴＰのスイッチングを制御する。この双方向スイッチＳＲＰ、ＳＳＰ、ＳＴＰのスイッチングは、Ｐラインの電圧に関し、それぞれＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスをＰＷＭ制御することに等しい。スイッチ制御部２８は、図５（ｅ）に示すように、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＰラインの信号レベルＧ１が大きい時点ｔ１〜ｔ１２の間、＋側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＰをＯＮレベルにするとともに、Ｐラインに接続される他のスイッチング信号φＳＲＰ、φＳＴＰをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＰラインの信号レベルＧ１が小さい時点ｔ１２〜ｔ１３の間、−側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＰをＯＮレベルにするとともにＰラインに接続される他のスイッチング信号φＳＲＰ、φＳＳＰをＯＦＦレベルにする。

同様にして、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＰラインの信号レベルＧ１が大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＰをＯＮレベルにするとともに、Ｐラインに接続される他のスイッチング信号φＳＳＰ，φＳＴＰをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＰラインの信号レベルＧ１が小さい場合、−側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＰをＯＮレベルにするとともにＰラインに接続される他のスイッチング信号φＳＲＰ，φＳＳＰをＯＦＦレベルにする。

さらに、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＰラインの信号レベルＧ１が大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＰをＯＮレベルにするとともに、Ｐラインに接続される他のスイッチング信号φＳＳＰ，φＳＴＰをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＰラインの信号レベルＧ１が小さい場合、−側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＰをＯＮレベルにするとともにＰラインに接続される他のスイッチング信号φＳＲＰ，φＳＴＰをＯＦＦレベルにする。

［双方向スイッチＳＲＮ、ＳＳＮ、ＳＴＮのスイッチング］
一方、ＮラインコンパレータＣＮは、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１とＮラインの信号レベルＧ２とを比較する。スイッチ制御部２８は、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果をもとに、Ｎラインに接続される双方向スイッチＳＲＮ、ＳＳＮ、ＳＴＮのスイッチングを制御する。この双方向スイッチＳＲＮ、ＳＳＮ、ＳＴＮのスイッチングは、Ｎラインの電圧に関し、それぞれＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスをＰＷＭ制御することに等しい。スイッチ制御部２８は、図５（ｆ）に示すように、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＮラインの信号レベルＧ２が大きい時点ｔ１〜ｔ１１の間、＋側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＮをＯＮレベルにするとともに、Ｎラインに接続される他のスイッチング信号φＳＲＮ、φＳＴＮをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＮラインの信号レベルＧ２が小さい時点ｔ１１〜ｔ１３の間、−側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＮをＯＮレベルにするとともにＮラインに接続される他のスイッチング信号φＳＲＮ，φＳＳＮをＯＦＦレベルにする。

同様にして、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＮラインの信号レベルＧ２が大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＮをＯＮレベルにするとともに、Ｎラインに接続される他のスイッチング信号φＳＳＮ、φＳＴＮをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＮラインの信号レベルＧ２が小さい場合、−側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＮをＯＮレベルにするとともにＮラインに接続される他のスイッチング信号φＳＲＮ、φＳＳＮをＯＦＦレベルにする。

さらに、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＮラインの信号レベルＧ２が大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＮをＯＮレベルにするとともに、Ｎラインに接続される他のスイッチング信号φＳＳＮ、φＳＴＮをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＮラインの信号レベルＧ２が小さい場合、−側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＮをＯＮレベルにするとともにＮラインに接続される他のスイッチング信号φＳＲＮ、φＳＴＮをＯＦＦレベルにする。

なお、上述したスイッチ制御部２８による、双方向スイッチＳＲＰ、ＳＳＰ、ＳＴＰ、ＳＲＮ、ＳＳＮ、ＳＴＮのスイッチングは、実際のスイッチング制御である。

［ＰＮ線間電圧の平均直流電圧］
ここで、スイッチング信号φＳＲＰのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図５（ｂ）参照）を、Ｐラインの信号レベルＧ１（信号レベルｈ）に比例して縮めたｈｘとなる。また、スイッチング信号φＳＳＰのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図５（ｂ）参照）を、Ｐラインの信号レベルＧ１（信号レベルｈ）に比例して縮めたｈｙとなる。また、スイッチング信号φＳＴＰのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図５（ｂ）参照）を、Ｐラインの信号レベルＧ１（信号レベルｈ）に比例して縮めたｈｚとなる。

また、各スイッチング信号φＳＲＰ、φＳＳＰ、φＳＴＰは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＰ、φＳＳＰ、φＳＴＰのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの平均直流電圧Ｖaveは、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、次式（１０）のように表すことができる。
スイッチング周期ＴのＰライン出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ ・・・（１０）
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、式（１０）は次式（１１）に変形できる。
スイッチング周期ＴのＰライン出力電圧の平均＝ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２） ・・・（１１）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、式（１１）は次式（１２）に変形できる。
スイッチング周期ＴのＰライン出力電圧の平均＝ｈ×３／２ ・・・（１２）

同様にして、スイッチング信号φＳＲＮのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図５（ｂ）参照）を、Ｎライン制御信号Ｇ２の信号レベル−ｈに比例して縮めた−ｈｘの絶対値となる。また、スイッチング信号φＳＳＮのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図５（ｂ）参照）を、Ｎライン制御信号Ｇ２の信号レベル−ｈに比例して縮めた−ｈｙの絶対値となる。また、スイッチング信号φＳＴＮのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図５（ｂ）参照）を、Ｎライン制御信号Ｇ２の信号レベル−ｈに比例して縮めた−ｈｚの絶対値となる。

したがって、スイッチング周期ＴのＮライン出力電圧の平均は、次式（１３）で表せる。
スイッチング周期ＴのＮライン出力電圧の平均
＝｛ａ（−ｈｘ）＋ｂ（−ｈｙ）＋ｃ（−ｈｚ）｝／Ｔ
＝−ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ ・・・（１３）
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、式（１３）は式（１４）に変形できる。
スイッチング周期ＴのＮライン出力電圧の平均＝−ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２）・・・（１４）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、式（１４）は次式（１５）に変形できる。
スイッチング周期ＴのＮライン出力電圧の平均＝−ｈ×３／２ ・・・（１５）

この結果、スイッチング周期ＴのＰライン出力電圧の平均と、Ｎライン出力電圧の平均とは、ともに、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。なお、スイッチング周期Ｔ（ｔ１〜ｔ２）におけるＰＮ線間電圧は、図５（ｈ）に示すように、スイッチング信号φＳＲＰ、φＳＳＰ、φＳＴＰからスイッチング信号φＳＲＮ、φＳＳＮ、φＳＴＮを減算した信号パターンとなる。

また、ＰラインとＮラインとの間のＰＮ線間電圧の平均は、式（１２）の値から式（１５）の値を減算して、次式（１６）で表せる。
ＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖave＝ｈ×３／２−（−ｈ×３／２）
＝ｈ×３ ・・・（１６）
したがって、ＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖaveは、信号レベルｈに比例したものとなる。

なお、図５に示すように、上述したスイッチング周期Ｔでは、Ｐラインの信号レベルＧ１が＋ｈで、Ｎラインの信号レベルＧ２が−ｈであったが、Ｎラインの信号レベルＧ２の値を常に０に設定してもよい。

［モードｍ２〜ｍ６］
モードｍ２では、図６（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３の順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２２を決定する。

モードｍ２では、モードｍ１と同様に、ＰラインコンパレータＣＰは、図６（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２とＰラインの信号レベルＧ１とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図６（ｇ）に示すように、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果をもとに、Ｐラインに接続される双方向スイッチＳＲＰ、ＳＳＰ、ＳＴＰのスイッチングを制御する。また、ＮラインコンパレータＣＮは、図６（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２とＮラインの信号レベルＧ２とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図６（ｇ）に示すように、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果をもとに、Ｎラインに接続される双方向スイッチＳＲＮ、ＳＳＮ、ＳＴＮのスイッチングを制御する。その結果、図６（ｈ）に示すように、モードｍ２におけるＰＮ線間電圧が生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖaveは、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。さらに、上述したように、平均直流電圧ＶaveとＰＮ相間電圧Ｖｂとの大小関係をもとに、Ｐラインの電流方向及び電流値が決定される。例えば、信号レベルＧ１が０．５で信号レベルＧ２が−０．５のときの平均直流電圧ＶaveがＰＮ相間電圧Ｖｂと同じ値である場合、信号レベルＧ１を０．５より大きくし、信号レベルＧ２を−０．５よりも小さくすることによって、平均直流電圧ＶaveはＰＮ相間電圧Ｖｂを超える。そして、このときは、３相交流電源ＰＳ側から蓄電池ＬＤ側に電流が流れることになる。

モードｍ３では、図７（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３の順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２３を決定する。

モードｍ３では、モードｍ１と同様に、ＰラインコンパレータＣＰは、図７（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３とＰラインの信号レベルＧ１とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図７（ｇ）に示すように、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果をもとに、Ｐラインに接続される双方向スイッチＳＲＰ、ＳＳＰ、ＳＴＰのスイッチングを制御する。また、ＮラインコンパレータＣＮは、図７（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３とＮラインの信号レベルＧ２とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図７（ｇ）に示すように、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果をもとに、Ｎラインに接続される双方向スイッチＳＲＮ、ＳＳＮ、ＳＴＮのスイッチングを制御する。その結果、図７（ｈ）に示すように、モードｍ３におけるＰＮ線間電圧が生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖaveは、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。さらに、上述したように、平均直流電圧ＶaveとＰＮ相間電圧Ｖｂとの大小関係をもとに、Ｐラインの電流方向及び電流値が決定される。

モードｍ４では、図８（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３の順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２４を決定する。

モードｍ４では、モードｍ１と同様に、ＰラインコンパレータＣＰは、図８（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４とＰラインの信号レベルＧ１とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図８（ｇ）に示すように、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果をもとに、Ｐラインに接続される双方向スイッチＳＲＰ、ＳＳＰ、ＳＴＰのスイッチングを制御する。また、ＮラインコンパレータＣＮは、図８（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４とＮラインの信号レベルＧ２とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図８（ｇ）に示すように、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果をもとに、Ｎラインに接続される双方向スイッチＳＲＮ、ＳＳＮ、ＳＴＮのスイッチングを制御する。その結果、図８（ｈ）に示すように、モードｍ４におけるＰＮ線間電圧が生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖaveは、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。さらに、上述したように、平均直流電圧ＶaveとＰＮ相間電圧Ｖｂとの大小関係をもとに、Ｐラインの電流方向及び電流値が決定される。

モードｍ５では、図９（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３の順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２５を決定する。

モードｍ５では、モードｍ１と同様に、ＰラインコンパレータＣＰは、図９（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５とＰラインの信号レベルＧ１とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図９（ｇ）に示すように、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果をもとに、Ｐラインに接続される双方向スイッチＳＲＰ、ＳＳＰ、ＳＴＰのスイッチングを制御する。また、ＮラインコンパレータＣＮは、図９（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５とＮラインの信号レベルＧ２とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図９（ｇ）に示すように、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果をもとに、Ｎラインに接続される双方向スイッチＳＲＮ、ＳＳＮ、ＳＴＮのスイッチングを制御する。その結果、図９（ｈ）に示すように、モードｍ５におけるＰＮ線間電圧が生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖaveは、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。さらに、上述したように、平均直流電圧ＶaveとＰＮ相間電圧Ｖｂとの大小関係をもとに、Ｐラインの電流方向及び電流値が決定される。

モードｍ６では、図１０（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３の順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２６を決定する。

モードｍ６では、モードｍ１と同様に、ＰラインコンパレータＣＰは、図１０（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６とＰラインの信号レベルＧ１とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図１０（ｇ）に示すように、ＰラインコンパレータＣＰの比較結果をもとに、Ｐラインに接続される双方向スイッチＳＲＰ、ＳＳＰ、ＳＴＰのスイッチングを制御する。また、ＮラインコンパレータＣＮは、図１０（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６とＮラインの信号レベルＧ２とを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図１０（ｇ）に示すように、ＮラインコンパレータＣＮの比較結果をもとに、Ｎラインに接続される双方向スイッチＳＲＮ、ＳＳＮ、ＳＴＮのスイッチングを制御する。その結果、図１０（ｈ）に示すように、モードｍ６におけるＰＮ線間電圧が生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＰＮ線間電圧の平均直流電圧Ｖaveは、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。さらに、上述したように、平均直流電圧ＶaveとＰＮ相間電圧Ｖｂとの大小関係をもとに、Ｐラインの電流方向及び電流値が決定される。

この結果、直流／交流系統連系装置である３相／直流マトリクスコンバータ１は、図３に示すように、電流設定部５０が指示する電流設定値（電流方向Ｆ／Ｂと電流値Ａ）となるように、信号レベルＧ１，Ｇ２の値が調整され、平均直流電圧ＶaveとＰＮ相間電圧Ｖｂとの大小関係をもとに、Ｐラインの電流方向及び電流値が制御される。すなわち、電流方向Ｆとなる場合には、電力量Ａで、３相交流電力が蓄電池ＬＤ側に供給され、電流方向Ｂとなる場合には、電力量Ａで、蓄電池ＬＤの直流電力が３相交流電源ＰＳ側に供給される。

なお、図１に示した電流検出部５１は、電流方向のみをスイッチ制御部２８に入力する。制御部２０は、電流方向に対応したスイッチング順序とする必要があるからである。

また、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、スイッチング信号φＳＲＰ、φＳＳＰ、φＳＴＰは、第２のキャリア波形パターンＣＷ２によって変調されるが、この変調によって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相に対するスイッチングが順次、Ｒ相→Ｓ相→Ｔ相→Ｒ相…のように所定順序で重複せずに、整然とつながるように変調されるため、転流の失敗を抑制できる。また、スイッチング信号φＳＲＮ、φＳＳＮ、φＳＴＮのスイッチングも同様に整然とつながるように変調されるため、転流の失敗を抑制することができる。

また、スイッチング信号φＳＲＰ、φＳＳＰ、φＳＴＰ、φＳＲＮ、φＳＳＮ、φＳＴＮのパルス幅は、双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング周波数限界の周期よりも大きいことが好ましい。これにより、パルス幅が双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング時間限界より長く確保されるため、転流の失敗を抑制できる。

（スイッチング回数の抑制）
ここで、スイッチング周期Ｔ内における双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング回数の抑制について説明する。仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理では、１つのキャリア波形パターンの間（スイッチング周期Ｔ）に入力側の３種類のパルス（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を３種類の線間電圧発生区間φＴＳごとに出力側（Ｐライン、Ｎライン）に変調することになる。

仮に、１つのキャリア波形パターンを３種類の線間電圧発生区間φＴＳごとに同様の三角波で構成する場合、双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮについてスイッチング周期Ｔごとに３回のスイッチング回数が必要となる。

これに対し、本３相／直流マトリクスコンバータ１では、図５〜図１０に示すように、それぞれの入力電圧相の選択（＋側相、−側相）をみるとＲ相、Ｓ相、Ｔ相が、１つのキャリア波形パターンについて重なりを持ちながら現れる。すなわち、図５〜図１０の（ｅ）、（ｆ）に示す複数の第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６のそれぞれは、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有する。なお、各モードｍ１〜ｍ６は、複数のスイッチング周期Ｔを含む。

例えば、図５（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ１３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図６（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ２１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図７（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３２、ＴＳ３３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図８（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４２、ＴＳ４３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図９（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ５１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図１０（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６３、ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ６２、ＴＳ６３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

より具体的には、各第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を−側相とするとき、線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２について−側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ１３について＋側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ１３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ１１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ１１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２について−側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２２、ＴＳ２３について＋側相と−側相との間で反転するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２２、ＴＳ２３の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ２１について＋側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ２１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２について＋側相と−側相との間で反転するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３２、ＴＳ３３について−側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３２、ＴＳ３３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ３１について＋側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２について＋側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４２、ＴＳ４３について−側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４２、ＴＳ４３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ４１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ４１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２について＋側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５２、ＴＳ５３について＋側相と−側相との間で反転するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５２、ＴＳ５３の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ５１について−側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ５１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２について＋側相と−側相との間で反転するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６２、ＴＳ６３について＋側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ６２、ＴＳ６３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６３、ＴＳ６１について−側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ６３、ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

さらに、各第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、モードｍ１からモードｍ２に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ２１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ２１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、モードｍ２からモードｍ３に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ３１について＋側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、モードｍ３からモードｍ４に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ４１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ４１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、モードｍ４からモードｍ５に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ５１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ５１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、モードｍ５からモードｍ６に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ６１について−側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

このように、立ち上がりと立ち下がりの鋸歯状波を組み合わせて１つのキャリア波形パターン（第２のキャリア波形パターンＣＷ２）を構成することで、各スイッチング周期Ｔにおける各相の選択が１回になるようにすることができる。すなわち、最大電圧相は、必ず＋側相であり、最小電圧相は、必ず−側相である。中間電圧相は、最大電圧相に対しては、−側相となり、最小電圧相に対しては、＋側相になる。＋側相は、第２の制御信号（例えば、Ｐライン制御信号Ｇ１）が第２のキャリア波形パターンＣＷ２より大きくなる期間を選択し、−側相は、第２の制御信号（例えば、Ｐライン制御信号Ｇ１）が第２のキャリア波形パターンＣＷ２より小さくなる期間を選択するようにする。この場合、下側に山型になるように立ち下がりの鋸歯状波と立ち上がりの鋸歯状波とを連続させると最大電圧相の選択は１回で済む。また、上側に山型になるように立ち上がりの鋸歯状波と立ち下がりの鋸歯状波とを連続させると最小電圧相の選択は１回で済む。これにより、各モード内において、各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。また、モードが切り換わる際においても、実質的に、各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。言い換えると、各モード内とモード間の切り換わりとで、同様の制御を実現できるので、切り替わりに伴う断続により発生する出力電圧の揺らぎ（デッドタイム等による揺らぎ）を低減でき、切り替わり目のショックも低減できる。

また、複数の線間電圧発生区間に跨って各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＰのスイッチング信号φＳＲＰ〜φＳＴＰをＯＮレベルに維持できるので、図５〜図１０の（ｇ）に示すように、双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＰのスイッチング信号φＳＲＰ〜φＳＴＰのパルス幅を広く確保できる。なお、双方向スイッチＳＲＮ〜ＳＴＮのスイッチング信号φＳＲＮ〜φＳＴＮについても同様である。すなわち、パルス幅を低負荷時でもデッドタイムに比べて大きく確保できるので、低負荷時における波形の歪率を高負荷時と同等程度に抑制できる。

なお、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理では、各スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均は常に一定である。また、直流電流は、入力電圧の比で入力電流に分配される。さらに、出力電力が一定の時、この入力電流は、３相交流波形（例えば、正弦波）となる。

すなわち、
１）仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における入力電流は、仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理による出力電力が一定である時、３相交流波形（例えば、正弦波）とすることができる。通常、短時間（０．１秒程度）では、電力は一定である。
２）仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理による出力電圧は、変調信号（第２の制御信号）と同様な信号で得ることができる。

（実験結果）
図１１は、電流方向Ｆ、すなわち３相交流電源ＰＳ側から蓄電池ＬＤ側に電力を供給する場合における各部の電流及び電圧の変化を示すタイミングチャートである。図１１（ａ）は、Ｒ相の電圧ＶＲを示している。系統相電圧は、実効値で１１５Ｖである。図１１（ｂ）に示した電流ＩＲは、Ｒ相の電流ＩＲを示している。図１１（ｃ）に示した平均直流電圧Ｖaveは、上述したように、例えば図５（ｈ）に示したスイッチング周期Ｔの平均電圧である。この平均直流電圧Ｖaveは実質、８５Ｖの直流電圧に相当しており、図１１（ｅ）に示した蓄電池ＬＤ側のＰＮ相間電圧Ｖｂ（＝８０Ｖ）に比して大きくなっている。そして、図１１（ｄ）に示すように、蓄電池ＬＤ側に流れる電流Ｉｂは、２５Ａである。

一方、図１２は、電流方向Ｂ、すなわち蓄電池ＬＤ側から３相交流電源ＰＳ側に電力を供給する場合における各部の電流及び電圧の変化を示すタイミングチャートである。図１２（ａ）は、Ｒ相の電圧ＶＲを示している。系統相電圧は、１１５Ｖである。図１２（ｂ）に示した電流ＩＲは、Ｒ相の電流ＩＲを示している。図１２（ｃ）に示した平均直流電圧Ｖaveは、上述したように、例えば図５（ｈ）に示したスイッチング周期Ｔの平均電圧である。この平均直流電圧Ｖaveは実質、７５Ｖの直流電圧に相当しており、図１２（ｅ）に示した蓄電池ＬＤ側のＰＮ相間電圧Ｖｂ（＝８０Ｖ）に比して小さくなっている。そして、図１２（ｄ）に示すように、蓄電池ＬＤ側から３相交流電源ＰＳ側に流れる電流Ｉｂは、電流方向を加味して−２５Ａとなっている。なお、電流ＩＲは、電圧ＶＲに対して位相がずれており、負の電力となっている。

この３相／直流マトリクスコンバータ１では、蓄電池ＬＤ側の直流電圧を系統電圧以上に上げなくてもＤＣ／ＤＣ変換が可能となるので、昇圧チョッパが不要となる。また、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、従来、３相交流電源側の各相に３つのリアクトルを設けていたが、入出力３相交流は正弦波となるため、この３つのリアクトルは不要となり、蓄電池ＬＤ側に配置した１つのリアクトル３０を設けるのみでよい。さらに、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、蓄電池ＬＤに対する充放電は、ＰＮ相間電圧Ｖｂと平均直流電圧Ｖaveとの大きさを設定制御するのみで容易に行うことができる。

また、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードｍ１〜ｍ６に応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６に応じて異なる仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。具体的には、制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６に応じて異なる第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３を用いて仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６に応じて異なる第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を用いて仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。これにより、マトリクス演算のような複雑な演算を行うことなく、簡易な処理で３相交流電力と直流電力との間の電力変換を相互、かつ、直接に行うことができる。

また、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、制御部２０は、複数のモードｍ１〜ｍ６のそれぞれにおいて、第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３と入力側の相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）に対応した第１の制御信号ＧＧ（例えば、図５〜図１０の（ａ）に示した電圧｜ａ｜、電圧｜ｃ｜、電圧（｜ｂ｜＋｜ｃ｜−１）、電圧（｜ａ｜＋｜ｂ｜−１））とを比較して、複数の線間電圧発生区間ＴＳ１１〜ＴＳ６３を求める。そして、制御部２０は、複数の線間電圧発生区間ＴＳ１１〜ＴＳ６３に対応した第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を生成し、生成された第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６と出力側（Ｐライン、Ｎライン）に対応した第２の制御信号（例えば、図５〜図１０の（ｅ）、（ｆ）に示したＰラインの信号レベルＧ１、Ｎラインの信号レベルＧ２）とを比較して、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。これにより、複雑なマトリクス演算を行うことなく、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＤＣ変換処理を簡易に行うことができる。

さらに、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、制御部２０は、入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識する。そして、制御部２０は、１スイッチング周期Ｔ中の複数の線間電圧発生区間を、中間電圧相及び最小電圧相に対応した第１の区間と、最大電圧相及び最小電圧相に対応した第２の区間と、最大電圧相及び中間電圧相に対応した第３の区間とに分けて求める。第１の区間は、例えば、図５〜図１０に示す線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ２２、ＴＳ３２、ＴＳ４３、ＴＳ５３、ＴＳ６１を含む。第２の区間は、例えば、図５〜図１０に示す線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ２１、ＴＳ３３、ＴＳ４２、ＴＳ５１、ＴＳ６３を含む。第３の区間は、例えば、図５〜図１０に示す線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ２３、ＴＳ３１、ＴＳ４１、ＴＳ５２、ＴＳ６２を含む。従って、１スイッチング周期Ｔ中に最大−最小、最大−中間、中間−最小の３種類の線間電圧を仮想的に発生でき、電流の引き算等の物理現象を利用してその仮想的な線間電圧により仮想的な直流電圧を略一定にすることができ、略一定の仮想的な直流電圧から、各々の電圧区間で作成する第２のキャリア波形パターンと第２の制御信号Ｇ１，Ｇ２とをコンパレートしてスイッチング信号を生成できる。これにより、第１の制御信号ＧＧを正弦波とし、第２の制御信号Ｇ１，Ｇ２を直流とすることで、３相／直流マトリクスコンバータ１の入力電流を容易に正弦波とし、出力電圧を直流とすることができる。

また、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６（図５〜図１０の（ｅ）、（ｆ）参照）は、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有する。これにより、各スイッチング周期Ｔにおけるスイッチング回数を低減できるので、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮのスイッチング損失を低減できる。

さらに、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６（図５〜図１０の（ｅ）、（ｆ）参照）が複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するので、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮのスイッチング信号φＳＲＰ〜φＳＴＮのパルス幅を容易に広く確保できる。これにより、転流の失敗を低減できる。また、電力の変換効率を向上できる。

また、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、制御部２０は、入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識する。制御部２０により生成される第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。これにより、モードが切り換わる際においても、実質的に、各双方向スイッチＳＲＰ〜ＳＴＮについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。言い換えると、各モード内とモード間の切り換わりとで、同様の制御を実現できるので、切り替わり目のショックも低減できる。

さらに、上述した３相／直流マトリクスコンバータ１では、入力交流電圧の２相の交差点を差電圧のゼロクロス点として求め、このゼロクロス点を同期信号として各相の入力交流電圧を推定することもできる。この場合、各相の入力交流電圧を検出する場合に比べて、簡易に直流／交流系統連系装置を構成できる。

（同期信号検出部２１の具体例）
まず、従来の同期信号検出部について説明する。図１３は、従来の同期信号検出部の具体例を示すブロック図である。図１３に示すように、従来の同期信号検出部は、ＰＬＬ回路１３を有する。ＰＬＬ回路１３は、発振部１３ａ、第１の分周部１３ｂ、第２の分周部１３ｃ、位相比較部１３ｄ、及び生成部１３ｅを有する。発振部１３ａは、基準信号（例えば、ゼロクロス信号）に応じた周波数で発振して、キャリア用クロックを生成する。発振部１３ａは、生成したキャリア用クロックを、第１の分周部１３ｂに出力する。

第１の分周部１３ｂは、Ｍを正の整数とするとき、キャリア用クロックをＭ（例えば、Ｍ＝２^Ｎ、Ｎは正の整数）分周して、６つのモードｍ１〜ｍ６に対応した（例えば、６つのモードｍ１〜ｍ６のそれぞれの周期と均等な周期を有する）モード周期クロックを生成する。第１の分周部１３ｂは、例えば分周器１３ｂ１及び分周器１３ｂ２を有する。

例えば、Ｐ，Ｑを正の整数とし、Ｎ＝Ｐ＋Ｑとするとき、分周器１３ｂ１は、キャリア用クロックを２^Ｐ分周して、キャリア周期クロックを生成する。分周器１３ｂ２は、キャリア周期クロックを２^Ｑ分周して、６つのモードｍ１〜ｍ６に対応した（例えば、６つのモードｍ１〜ｍ６のそれぞれの周期と均等な周期を有する）モード周期クロックを生成する。

第１の分周部１３ｂの分周器１３ｂ２は、生成されたモード周期クロックを第２の分周部１３ｃへ出力する。それとともに、第１の分周部１３ｂの分周器１３ｂ２は、キャリア周期クロック、モード周期クロック、及びキャリア周期クロックからモード周期クロックまでの途中段階における分周クロック（以下、途中分周クロックという）をモード判定部１４へ出力する。途中分周クロックは、キャリア周期クロックを繰り返し２分周してモード周期クロックを生成する際における複数の段階における分周クロックを含んでもよい。

第２の分周部１３ｃは、モード周期クロックを６分周して、３相交流電源ＰＳからの３相交流電力の周期に対応した（例えば、３相交流電力の周期と均等な周期を有する）追従信号を生成する。例えば、第２の分周部１３ｃは、６分周器１３ｃ１を有する。６分周器１３ｃ１は、モード周期クロックを６分周して、追従信号を生成する。例えば、６つのモードの各周期は相電圧の１周期を６等分したものであるので、モード周期クロックを６分周することで、追従信号の周期を、相交流電源ＰＳからの３相交流電力における相電圧の周期に対応したものとすることができる。

例えば、図１４に示すように、６分周器１３ｃ１は、モード周期クロックを２分周した第１の分周クロックと、第１の分周クロックを２分周した第２の分周クロックと、第２の分周クロックを２分周した第３の分周クロック（追従信号）とを生成する。

このため、図１３に示す６分周器１３ｃ１は、モード周期クロックを分周器１３ｂ２から受ける。６分周器１３ｃ１は、モード周期クロックを２分周して、第１の分周クロックを発生させる。６分周器１３ｃ１は、発生させた第１の分周クロックをさらに２分周して、第２の分周クロックを発生させる。６分周器１３ｃ１は、発生させた第２の分周クロックをさらに２分周して、第３の分周クロックを発生させる。このとき、図１４に示すように、６分周器１３ｃ１は、第２の分周クロックの立ち上がりタイミングなどにより、モードｍ６からモードｍ１に戻るタイミングｔｃを認識できる。すなわち、６分周器１３ｃ１は、図１４に示すタイミングｔｃにおいて、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロックの各レベルをリセットする。例えば、タイミングｔｃにおいて、図１４に示す破線のレベルを実線のレベルにリセットする。これにより、第３の分周クロックの周期がモード周期クロックの６クロック分となるので、第３の分周クロックを、モード周期クロックが６分周された追従信号とすることができる。

第２の分周部１３ｃの６分周器１３ｃ１は、生成された第３の分周クロック（追従信号）を位相比較部１３ｄへ出力する。それとともに、第２の分周部１３ｃの６分周器１３ｃ１は、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロック（追従信号）をモード判定部１４へ出力する。

モード判定部１４は、キャリア周期クロック、途中分周クロック、及びモード周期クロックを第１の分周部１３ｂの分周器１３ｂ２から受け、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロック（追従信号）を第２の分周部１３ｃの６分周器１３ｃ１から受ける。モード判定部１４は、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロックの組み合わせに応じて、現在のモードｍが６つのモードｍ１〜ｍ６のいずれであるかを推定する。さらに、モード判定部１４は、キャリア周期クロック、途中分周クロック、及びモード周期クロックの組み合わせに応じて、現在のタイミングが現在のモードにおけるどの時間位置（すなわち、図４の横軸における位置）にあるのかを推定する。そして、モード判定部１４は、推定結果に応じて、各相の電圧を図４に示すように推定する。この各相の電圧が第１の制御信号ＧＧである。

例えば、モード判定部１４は、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロックの各ビット値をまとめて現在の区間を示す第１のデータを生成する。モード判定部１４は、キャリア用クロック、途中分周クロック、及びモード周期クロックの各ビット値をまとめて現在のタイミングを示す第２のデータを生成する。モード判定部１４は、第１のデータ及び第２のデータをまとめて、時間位置データを生成する。そして、モード判定部１４は、予め格納された正弦波データを参照し、生成された時間位置データに対応する各相の規格化振幅を特定し、特定された各相の規格化振幅を各相の電圧の推定結果とする。

位相比較部１３ｄは、基準信号（例えば、ゼロクロス信号）をゼロクロス検出部１２から受け、追従信号を第２の分周部１３ｃから受ける。位相比較部１３ｄは、基準信号の位相と追従信号の位相とを比較し、比較結果に応じた位相誤差信号を生成する。位相比較部１３ｄは、例えば、位相差検出器１３ｄ１を有する。位相差検出器１３ｄ１は、基準信号の位相と追従信号の位相との位相差を検出し、検出された位相差に応じて位相誤差信号を生成する。位相比較部１３ｄは、生成された位相誤差信号を生成部１３ｅへ出力する。

生成部１３ｅは、位相誤差信号を位相比較部１３ｄから受ける。生成部１３ｅは、位相誤差信号に応じて、発振制御信号を生成する。例えば、生成部１３ｅは、追従信号が基準信号に比べて進み位相であることが位相誤差信号により示される場合、キャリア用クロックの周波数が高くなるように発振制御信号を生成する。例えば、生成部１３ｅは、追従信号が基準信号に比べて遅れ位相であることが位相誤差信号により示される場合、キャリア用クロックの周波数が低くなるように発振制御信号を生成する。例えば、生成部１３ｅは、フィルタ１３ｅ１を有する。フィルタ１３ｅ１は、例えば、位相誤差信号にローパスフィルタ処理を施すことで、発振制御信号を生成する。生成部１３ｅは、生成された発振制御信号を発振部１３ａへ出力する。

これにより、発振部１３ａは、発振制御信号に基づいて、基準信号に応じた周波数で発振する。例えば、発振部１３ａは、発振器１３ａ１及び分周器１３ａ２を有する。発振器１３ａ１は、発振制御信号に応じた周波数で発振して、内部クロックを生成する。発振器１３ａ１は、生成された内部クロックを分周器１３ａ２へ出力する。分周器１３ａ２は、内部クロックを分周して（例えば、２分周して）キャリア用クロックを生成する。

ＰＬＬ回路１３では、位相差検出器１３ｄ１、フィルタ１３ｅ１、発振器１３ａ１、分周器１３ａ２、分周器１３ｂ１、分周器１３ｂ２、及び６分周器１３ｃ１を含む位相同期ループが形成されており、基準信号の位相と追従信号の位相とが一致した際に両者の位相関係がロック状態になる。すなわち、３相交流電源ＰＳからの３相交流電力に対応した基準信号（ゼロクロス信号）の位相と、キャリア用クロックに対応して内部的に生成した追従信号とを同期させる。これにより、３相交流電源ＰＳからの３相交流電力の周波数が変動したときに、その変動に追従することができる。すなわち、入力波形の変動に対して対応でき、入力波形の周期に応じて追従できる。

上述したように、従来は、図１３に示したキャリア用クロックの周波数を変化させて追従信号を電源周波数（基準信号）に同期させていた。また、キャリア用クロックを受けた分周器１３ｂ１が生成したキャリア周期クロックを、スイッチング周期Ｔとして用いていた。したがって、スイッチング周期Ｔは、電源周波数（基準信号）に同期したものとなる。これに対し、本実施の形態では、図１５に示すように、スイッチング周期ＴをＰＬＬ回路１３から引き出さず、独立したスイッチング周期発生部２９を設け、電源周波数の変動に影響を受けないスイッチング周期Ｔを発生している。なお、本実施の形態の同期信号検出部２１は、図１５に示したＰＬＬ回路１３及びモード判定部１４を有している。

（独立したスイッチング周期の作用）
図１６は、電源周波数が変動した場合における電源周波数ｆに同期させた従来のスイッチング周期Ｔの変化を示す図である。図１６に示すように、従来はキャリア用クロックの周波数を変化させてスイッチング周期Ｔを電源周期に同期させると共に、モードの切替周期（モード周期）に収まるスイッチング周期Ｔの数（Ｑ個）を固定していた。従って、電源周波数が電源周波数ｆ１から低い電源周波数ｆ２（＝ｆ１／２：電源周波数ｆ１の１／２）に変化した場合、モード周期は２倍となり、このモード周期に伴って、スイッチング周期Ｔ１は、２倍のスイッチング周期Ｔ２に変化する。

これに対し、図１５、図１７に示すように、本実施の形態では、スイッチング周期発生部２９によって電源周波数とは独立した非同期のスイッチング周期を発生しているため、電源周波数が電源周波数ｆ１から低い電源周波数ｆ２（＝ｆ１／２：電源周波数ｆ１の１／２）に変化した場合、モード周期は２倍となるが、スイッチング周期Ｔ１は変化しない。また、図１７の場合、電源周波数ｆ１のときの各モードにおけるスイッチング周期Ｔの数をＱ個とすると、電源周波数ｆ１より低い電源周波数ｆ２に変化した場合、各モード周期は長くなり、各モードにおけるスイッチング周期Ｔの数は、Ｑ´（＞Ｑ）個となる。

本実施の形態では、電源周波数が変化する場合であっても、所定のスイッチング周期を維持できる。従って、電源周波数が低くなる場合であっても、スイッチング周期が長くならないため、入力側に大きなフィルタを設けてスイッチング周期の変動に対応する措置を講じる必要がなくなる。

また、スイッチング周期発生部２９の動作が電源周波数に依存しないため、スイッチング周期Ｔを容易かつ任意に設定することができる。

一方、本実施の形態では、モード周期に収まるスイッチング周期の数を固定しておらず、また、スイッチング周期Ｔが電源周波数、すなわちモード周期に同期していないため、図１８に示すように、スイッチング周期Ｔがモードの切替時点ｔ１を跨ぐ場合がある。本実施の形態では、このモードの切替時点ｔ１を跨ぐ場合、切替時点ｔ１を跨いだスイッチング周期Ｔ単位で実行する各処理、すなわち、第１のキャリア波形パターン発生部２２、位相情報生成部２３、及び、第２のキャリア波形パターン発生部２４のスイッチング周期Ｔ単位で実行する各処理を、切替前のモードｍ１で１周期分、継続させる。そして、この継続したスイッチング周期Ｔ単位で実行する処理の終了時点ｔ２で次のモードｍ２におけるスイッチング周期Ｔ単位で実行する各処理を行うようにする。

なお、スイッチング周期Ｔがモードの切替時点ｔ１を跨ぐ場合にスイッチング周期Ｔ単位で実行する各処理（本実施の形態では、モードｍ１におけるスイッチング周期Ｔ単位で実行する各処理）を継続させ、次のスイッチング周期Ｔ単位で切替時点ｔ１後のモード（本実施の形態では、モードｍ２）に応じた処理を行わせるためには、第１のキャリア波形パターン発生部２２、位相情報生成部２３、及び、第２のキャリア波形パターン発生部２４は、スイッチング周期Ｔ単位の各更新点ｔｓで、該各更新点ｔｓのモードに対応した、スイッチング周期Ｔ単位で実行する処理を行えばよい。例えば、図１８に示すように、終了時点ｔ２より前の更新点群ｔｓｍ１の各更新点ｔｓはモードｍ１であるため、更新点群ｔｓｍ１の更新点ｔｓでは、モードｍ１に対応した、スイッチング周期Ｔ単位で実行する処理を行う。また、終了時点ｔ２以降の更新点群ｔｓｍ２の各更新点ｔｓはモードｍ２であるため、更新点群ｔｓｍ２の更新点ｔｓでは、モードｍ２に対応した、スイッチング周期Ｔ単位で実行する処理を行う。

ところで、この切替時点ｔ１を跨いだスイッチング周期Ｔにおける選択２相間電圧には、切替時点ｔ１後に誤差が生じる。この誤差は、スイッチング周期Ｔの始めの時点での入力電圧の差によって生じる。例えば、モードｍ１からモードｍ２に跨るスイッチング周期Ｔでの処理では、モードｍ２の最初の入力電圧として本来の選択されるべきピーク値が選択されないため、入力電圧が減る。この入力電圧の減少が出力電圧の誤差となる。しかし、電源周期あるいはモード周期に比してスイッチング周期Ｔを十分短くすることによって、この誤差は無視することができる。

例えば、電源周波数ｆの電圧のピーク値を１に規格化して、ＣＯＳ（２πｆｔ）とすると、処理の切り替えが最大でスイッチング周期Ｔだけ遅れた（ずれた）場合、スイッチング周期Ｔの間に生ずる出力電圧の変化量δは、一つのモードに収容されるスイッチング周期Ｔの個数Ｑを例えば３２とすると、ピークからの電圧位相の遅れ（ずれ）は２π／（３２×６）となる。従って、出力電圧の変化は、
δ＝１−ＣＯＳ（２π／（３２×６））
＝０．０００５３５４・・・
となる。したがって、モードの切替時点ｔ１をスイッチング周期Ｔが跨いだ場合の出力電圧の誤差は、最大でも電源周波数ｆの電圧のピーク値１に対して０．０５％程度であり、出力電圧の変動に大きな影響を与えるものではないと言える。

（３相／３相マトリクスコンバータ）
上述した実施の形態では、電力変換装置として３相／直流マトリクスコンバータを例にあげて説明したが、３相／３相マトリクスコンバータも同様に適用することができる。すなわち、本実施の形態の電力変換装置は、３相／３相マトリクスコンバータによって３相交流電源から入力される３相交流電力を交流電力に直接変換することができる。

図１９は、本発明の実施の形態である電力変換装置の他の例としての３相／３相マトリクスコンバータの構成を示すブロック図である。図１９に示すように、３相／３相マトリクスコンバータ２は、図１に示した３相／直流マトリクスコンバータ１の双方向スイッチ回路１０に替えて、３×３のマトリクスで９個の双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶ，ＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷをもつ双方向スイッチ群ＳＷ２を有した双方向スイッチ回路１１を有する。そして、スイッチ制御部２８は、位相情報生成部２３から入力される線間電圧発生区間φＴＳ、＋側相、−側相、第２のキャリア波形パターン生成部２４から入力される第２のキャリア波形パターンＣＷ２、出力側の相に対応した第２の制御信号をもとに双方向スイッチ回路１１のスイッチングパターンを生成し、双方向スイッチ群ＳＷ２をスイッチングする。そして、３相／３相マトリクスコンバータ２は、３相交流電源ＰＳから入力される３相交流電力を負荷ＬＤ２に対する３相電力に直接変換して出力する。本実施の形態では、図１９に示すように、制御信号発生部６０が、負荷ＬＤ２側に出力する任意の３相交流電力に応じた制御信号（第２の制御信号）ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを発生させてスイッチ制御部２８へ供給する。出力側の相に対応した第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗは、負荷ＬＤ２に供給すべき交流電力に応じた３相交流波形である。これにより、双方向スイッチ回路１１から負荷ＬＤ２に、各第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗに応じた３相交流の交流電力が出力されるように制御できる。言い換えると、制御部２０は、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷに仮想的にＤＣ／ＡＣ変換処理（仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）を行わせる。これにより、複雑なマトリクス演算を行うことなく、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を簡易に行うことができる。

この３相／３相マトリクスコンバータ２でも、３相／直流マトリクスコンバータ１と同様に、３相交流電源ＰＳの電源周波数の変動に左右されずに、３相交流電源ＰＳの同期とは予め独立して設定される所定スイッチング周期Ｔを生成するスイッチング周期発生部２９を設けているので、電源周波数の変動を考慮した大きなフィルタの設置や運転範囲の制限を設ける必要がない。

１ ３相／直流マトリクスコンバータ
２ ３相／３相マトリクスコンバータ
１０，１１ 双方向スイッチ回路
２０ 制御部
２１ 同期信号検出部
２２ 第１のキャリア波形パターン発生部
２３ 位相情報生成部
２４ 第２のキャリア波形パターン発生部
２７ 反転器
２８ スイッチ制御部
２９ スイッチング周期発生部
３０，１０４ リアクトル
４０ 入力コンデンサ
４１〜４３ コンデンサ
５０ 電流設定部
５１ 電流検出部
５２ 電流調整部
６０ 制御信号発生部
ＣＰ Ｐラインコンパレータ
ＣＮ Ｎラインコンパレータ
ＬＤ 蓄電池
ＬＤ２ 負荷
ｍ モード
ＰＳ ３相交流電源
Ｔ スイッチング周期
Ｇ１，Ｇ２ 信号レベル（第２の制御信号）
ＧＧ 第１の制御信号
ＳＷ，ＳＷ２ 双方向スイッチ群
ＳＲＰ，ＳＳＰ，ＳＴＰ，ＳＲＮ，ＳＳＮ，ＳＴＮ，ＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶ，ＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷ 双方向スイッチ

Claims (4)

1. ３相交流電源から入力される３相交流電力を直流電力または交流電力に直接変換して負荷に出力する電力変換装置であって、
   前記入力された３相交流電力の前記負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
   前記３相交流電源の同期とは独立して設定される所定スイッチング周期を生成するスイッチング周期発生部と、
   前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードを求める同期信号検出部と、
   前記所定スイッチング周期単位で、前記複数のモードに応じて各モードごとに異なるパターンをもつ第１のキャリア波形パターンを生成する第１のキャリア波形パターン発生部と、
   前記所定スイッチング周期単位で、前記所定スイッチング周期内で前記第１のキャリア波形パターンと入力側の各相の電圧に対応した第１の制御信号とから、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める位相情報生成部と、
   前記所定スイッチング周期単位で、前記複数の線間電圧発生区間に対応して前記複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターンを生成する第２のキャリア波形パターン発生部と、
   前記複数の線間電圧発生区間で選択された２相の線間電圧に対し、前記第２のキャリア波形パターンと出力側に対応した第２の制御信号とから、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成するスイッチ制御部と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記第１のキャリア波形パターン発生部、前記位相情報生成部、及び前記第２のキャリア波形パターン発生部は、前記所定スイッチング周期が前記各モードの切替時点を跨ぐ場合、前記切替時点を跨ぐ前の前記所定スイッチング周期単位で実行する処理を継続することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１のキャリア波形パターン発生部、前記位相情報生成部、及び前記第２のキャリア波形パターン発生部は、前記モードの切替時点を跨ぐスイッチング周期の次のスイッチング周期から、前記モードの切替時点後のモードに応じた前記所定スイッチング周期単位で実行する処理を開始することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１のキャリア波形パターン発生部、前記位相情報生成部、及び前記第２のキャリア波形パターン発生部は、前記スイッチング周期の更新点で、該更新点でのモードに応じた、前記所定スイッチング周期単位で実行する処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。