JP2016187279A - ３相／単相マトリクスコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】３相交流電力を直接、精度の高い高周波単相交流電力に変換することができること。
【解決手段】入力された３相交流電力の負荷ＬＤへの供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路１０と、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて所定スイッチング周期で前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、前記複数のモードに応じた第２のキャリア波形パターンＣＷ２と出力側の相に対応したＵ相制御信号ＲＷａ及びＶ相制御信号ＲＷｂとから、複数の線間電圧発生区間に対応して仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する制御部２０と、を備え、前記所定スイッチング周期は、前記単相交流電力を生成する単相交流信号の半周期の整数分の１である。
【選択図】図１

Description

本発明は、３相交流電力を直接、精度の高い高周波単相交流電力に変換することができる３相／単相マトリクスコンバータに関する。

従来から、交流電力を直流電力に変換せず直接に交流電力に変換する電力変換器は、一般的に、マトリクスコンバータとして知られている。マトリクスコンバータは、変換するスイッチング素子が１段である。これにより、コンバータ及びインバータを組み合わせた電力変換器に比べて、効率を高くすることができ、直流電圧を扱う回路が無いことから、平滑用のコンデンサも不要で装置寿命を長くでき、信頼性を高くすることができる。

一方、特許文献１には、３相交流電力を単相交流電力に変換する交流直流電力変換器が記載されている。この交流直流電力変換器は、３相電源に、３相リアクトルとダイオード整流器とを接続して３相交流電圧を直流電圧に変換し、この変換した直流電圧を、インバータによって単相交流電圧に変換し、負荷であるコイルに供給している。すなわち、特許文献１では、マトリクスコンバータを用いず、交流電圧を一端、直流電圧に変換した後に交流電圧を生成している。

特開２０１３−１５８０６４号公報

上述した特許文献１に記載されたものは、３相交流波形を、整流器を用いて直流電圧に変換するため、リップルの発生などを抑えて直流電圧を安定に生成するために大容量の平滑コンデンサを用いた平滑回路が必要となる。また、平滑コンデンサを用いる場合、入力される３相電流波形が歪むため、さらに入力側に大きなリアクトルを設ける必要がある。このため、装置が大型化してしまう。

ここで、マトリクスコンバータを用いて、３相交流電力を直接単相交流電力に変換することが考えられる。しかし、マトリクスコンバータは、複数の双方向スイッチを用いたスイッチングを行うため、例えば、近年、電気自動車への非接触給電コイルに使用される８５ｋＨｚ帯の高周波単相交流信号への変換を精度高く行うことは簡単ではない。特に、単相交流信号が高周波になると、転流や波形の乱れが生じやすい。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、３相交流電力を直接、精度の高い高周波単相交流電力に変換することができる３相／単相マトリクスコンバータを提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、入力された３相交流電力を単相交流電力に直接変換して負荷に出力する３相／単相マトリクスコンバータであって、前記入力された３相交流電力の前記負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて各モードごとに異なるパターンをもつ第１のキャリア波形パターンを所定スイッチング周期で生成し、前記所定スイッチング周期内で前記第１のキャリア波形パターンと入力側の相に対応した第１の制御信号とから、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、該仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理によって求められた前記複数の線間電圧発生区間に対応して前記複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターンを生成し、前記複数の線間電圧発生区間で選択された２相の線間電圧に対し、生成された前記第２のキャリア波形パターンと出力側の相に対応した第２の制御信号とから、前記複数のモードに応じた異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する制御部と、を備え、前記所定スイッチング周期は、前記単相交流電力を生成するために用いる単相交流信号の半周期の整数分の１であることを特徴とする。

また、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、上記の発明において、前記第２の制御信号は、前記単相交流信号の周波数をもつ第１の方形波信号と該第１の方形波信号を反転した第２の方形波信号とであることを特徴とする。

また、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、上記の発明において、前記制御部は、前記入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識し、前記複数の線間電圧発生区間を、中間電圧相及び最小電圧相に対応した第１の区間と、最大電圧相及び最小電圧相に対応した第２の区間と、最大電圧相及び中間電圧相に対応した第３の区間とに分けて求めることを特徴とする。

また、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、上記の発明において、前記第２のキャリア波形パターンは、前記複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有することを特徴とする。

また、本発明にかかる３相／単相マトリクスコンバータは、上記の発明において、前記第２のキャリア波形パターンは、前記複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を−側相とするとき、前記線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの前記線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、前記線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの前記線間電圧発生区間の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有することを特徴とする。

本発明によれば、制御部が、入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて各モードごとに異なるパターンをもつ第１のキャリア波形パターンを所定スイッチング周期で生成し、前記所定スイッチング周期内で前記第１のキャリア波形パターンと入力側の相に対応した第１の制御信号とから、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、該仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理によって求められた前記複数の線間電圧発生区間に対応して前記複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターンを生成し、前記複数の線間電圧発生区間で選択された２相の線間電圧に対し、生成された前記第２のキャリア波形パターンと出力側の相に対応した第２の制御信号とから、前記複数のモードに応じた異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する。ここで、前記所定スイッチング周期は、前記単相交流電力を生成するために用いる単相交流信号の半周期の整数分の１としているので、出力される単相交流信号の波形の乱れが生じにくく、入力された３相交流電力を直接、精度の高い高周波単相交流電力に変換することができる。

図１は、本発明の実施の形態である３相／単相マトリクスコンバータ１を含む構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示した双方向スイッチの構成の一例を示す図である。 図３は、図１に示した制御部が認識する複数のモードを示す図である。 図４は、図１に示した制御部によるモードｍ１における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図５は、図１に示した制御部によるモードｍ２における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図６は、図１に示した制御部によるモードｍ３における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図７は、図１に示した制御部によるモードｍ４における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図８は、図１に示した制御部によるモードｍ５における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。 図９は、図１に示した制御部によるモードｍ６における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示すタイムチャートである。

以下、添付図面を参照してこの発明を実施するための形態について説明する。

（全体構成）
図１は、本発明の実施の形態である３相／単相マトリクスコンバータ１を含む構成を示すブロック図である。図１に示すように、３相／単相マトリクスコンバータ１は、３相交流電源ＰＳから電力線ＬＲ，ＬＳ，ＬＴを介してそれぞれＲ相、Ｓ相、Ｔ相の３相交流電力が入力され、入力された３相交流電力を、一旦直流電力に変換することなく、単相交流電力に直接変換し、電力線ＬＵ，ＬＶを介して負荷ＬＤに出力する。ここでいう、単相交流電力は、電力線ＬＵのＵ相と電力線ＬＶのＶ相との間の線間電圧が交流となる電力である。また、３相交流電力と単相交流電力とは、電圧及び周波数が互いに異なる。例えば、３相交流電力の周波数は、５０Ｈｚであり、単相交流電力の周波数は、例えば８５ｋＨｚ帯の高周波である。また、単相交流信号は、方形波である。負荷ＬＤは、例えば、非接触給電用の単相コイルである。

３相／単相マトリクスコンバータ１は、入力コンデンサ４０、双方向スイッチ回路１０、及び制御部２０を有する。

入力コンデンサ４０は、コンデンサ４１〜４３を有する。コンデンサ４１〜４３は、一端がＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ接続され、他端が共通接続される。入力コンデンサ４０は、各相の電流・電圧のリップルを低減する。

双方向スイッチ回路１０は、入力された３相交流電力を単相交流電力に変換するように、入力された３相交流電力の負荷ＬＤへの供給をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチ回路１０は、双方向スイッチ群ＳＷを有する。双方向スイッチ群ＳＷは、６つの双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ,ＳＴＶを有する。双方向スイッチ回路１０は、制御部２０による制御のもと、６つの双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ,ＳＴＶがそれぞれ所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦすることで、入力された３相交流電力を単相交流電力に変換する。双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶは、ＯＮのときに閉じて負荷ＬＤ側に電力を供給し、ＯＦＦのときに開いて負荷ＬＤ側に電力を供給しない。

双方向スイッチＳＲＵは、Ｒ相とＵ相との間の接続をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチＳＳＵは、Ｓ相とＵ相との間の接続をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチＳＴＵは、Ｔ相とＵ相との間の接続をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチＳＲＶは、Ｒ相とＶ相との間の接続をＯＮ/ＯＦＦする。双方向スイッチＳＳＶは、Ｓ相とＶ相との間の接続をＯＮ/ＯＦＦする。双方向スイッチＳＴＶは、Ｔ相とＶ相との間の接続をＯＮ/ＯＦＦする。

なお、各双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ,ＳＴＶは、例えば、図２（ａ）に示すスイッチＳと等価である。図２（ａ）に示すスイッチＳは、制御部２０から制御端子ＣＴ経由でスイッチング信号を受け、ＯＮして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを接続し、ＯＦＦして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを遮断する。スイッチＳは、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間で双方向に電流が流れ得る。

図２（ａ）に示すスイッチＳは、理想的なスイッチである。実際にスイッチを構成する素子は、スイッチング時間が存在するため、転流する時の開放モード、短絡モードを考慮して、例えば、図２（ｂ）、又は図２（ｃ）に示すように接続されて構成されていてもよい。図２（ｂ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２を並列接続して実現された構成である。逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２は、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）でもよい。端子Ｔ１’，Ｔ２’は、それぞれ、図２（ａ）に示す端子Ｔ１，Ｔ２に対応しており、制御端子ＣＴ１’，ＣＴ１’は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。

あるいは、図２（ｃ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能が無い素子ＥＬ１１，ＥＬ１２を直列接続して実現された構成である。逆阻止機能が無い素子ＥＬ１１，ＥＬ１２は、例えば、還流ダイオードが両端に接続された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）でもよいし、又は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）でもよい。端子Ｔ１”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ１に対応している。端子Ｔ２”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ２に対応している。制御端子ＣＴ１”，ＣＴ２”は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。

（制御部の処理概要）
制御部２０は、双方向スイッチ回路１０における双方向スイッチ群ＳＷのスイッチングパターンを生成する。制御部２０は、双方向スイッチ回路１０に入力された３相交流電力に対して仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を生成する。以下において、「仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行う」とは、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を仮想的に行うことを意味し、「仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行う」とは、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を仮想的に行うことを意味しているものとする。

制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモード（例えば、図３に示すモードｍ１〜ｍ６）について互いに異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。ここで、モードｍ１は、Ｒ相電圧が最大値のとき（あるいはＳ相電圧とＴ相電圧とが交差するとき）を始点（０°）して、０°〜６０°の位相区間である。同様にして、モードｍ２〜ｍ６は、それぞれ、６０°〜１２０°、１２０°〜１８０°、１８０°〜２４０°、２４０°〜３００°、３００°〜３６０°の位相区間である。

制御部２０は、同期信号検出部２１を有する。同期信号検出部２１は、Ｓ相とＴ相との電圧差が０となる交差点を検出し、この交差点位相を０°として入力側の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧を第１の制御信号として推定するとともに、推定された各相の交流電圧の大小関係に応じてそのときのモードが複数のモードｍ１〜ｍ６におけるどのモードであるかを認識する。

制御部２０は、第１のキャリア波形パターン発生部２２を有する。第１のキャリア波形パターン発生部２２は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６に対し異なる第１のキャリア波形パターン、例えば、図４〜図９に示す第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３をスイッチング周期Ｔごとに繰り返し生成する。すなわち、第１のキャリア波形パターン発生部２２は、同期信号検出部２１によって認識されたモードｍ１〜ｍ６に応じて、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３をスイッチング周期Ｔごとに決定する。

制御部２０は、位相情報生成部２３を有する。位相情報生成部２３は、図４（ａ）に示すように、第１のキャリア波形パターン発生部２２が決定した第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３と入力側の相に対応した第１の制御信号とを比較して、比較結果に応じて仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶが直流電力を発生させるような仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を発生させる。それとともに、位相情報生成部２３は、仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）のレベル（Ｈｉｇｈ、Ｌｏｗ）の組み合わせに応じた複数の線間電圧発生区間φＴＳ（例えば、図４（ｄ）に示すモードｍ１における区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３）を求める。また、位相情報生成部２３は、線間電圧発生区間φＴＳにおける選択された＋側相と−側相とを求める。位相情報生成部２３は、各モードｍ１〜ｍ６で得られるスイッチング周期Ｔ内の選択２相間電圧の平均が等しくなるように、複数の線間電圧発生区間φＴＳを求める。言い換えると、後述するように、位相情報生成部２３は、直流電力を発生させるような仮想的なスイッチング動作を各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶが行うように、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶに仮想的にＡＣ／ＤＣ変換処理（仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）を行う。

なお、仮想的なスイッチング動作とは、実際に各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶが行うものとは異なるスイッチング動作であるが、仮想ＡＣ／ＤＣ変換→仮想ＤＣ／ＡＣ変換の途中段階における仮想的な直流電力を発生させることを考えるために各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶが仮想的に行っているものとみなすスイッチング動作である。途中段階における仮想的な直流電力を発生させる処理は、あくまで仮想的なものであって、実際にその処理自体が行われるわけではない。

また、制御部２０は、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６について互いに異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を制御する。

具体的に、制御部２０は、第２のキャリア波形パターン発生部２４を有する。第２のキャリア波形パターン発生部２４は、同期信号検出部２１が認識した複数のモードｍ１〜ｍ６に応じて異なる第２のキャリア波形パターン（例えば、図４〜図９に示す第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６）を生成する。制御部２０は、この第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を用いて仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように双方向スイッチ回路１０を制御する。すなわち、制御部２０は、認識されたモードｍ１〜ｍ６に応じて、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いる複数の線間電圧発生区間φＴＳに対応した第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を生成する。この第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６も、同じモード内であれば、スイッチング周期Ｔで繰り返し生成される。このとき、複数の線間電圧発生区間φＴＳは、仮想的な複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせに応じたものとなっている。つまり、制御部２０は、認識されたモードと、仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶが直流電力を発生させるような複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせとに応じて、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を生成する。

ここで、制御部２０は、Ｕ相制御信号ＲＷａ、及び、Ｕ相制御信号ＲＷａを反転したＶ相制御信号ＲＷｂである第２の制御信号を生成する。このため、方形波信号発生部２５は、同期信号検出部２１が検出したモードｍ１〜ｍ６に同期し、高周波、例えば８５ｋＨｚ帯の方形波の単相交流信号ＲＷを生成する。なお、上述したスイッチング周期Ｔは、単相交流信号ＲＷの周期の１／２である。また、スイッチング周期Ｔは、単相交流信号ＲＷの周波数が低い場合、単相交流信号ＲＷの半周期の整数分の１とすればよい。さらに、スイッチング周期Ｔは、双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング周波数限界の周期よりも大きい周期である。なお、スイッチング周期Ｔは、短い周期であることが好ましい。短いスイッチング周期Ｔとすることによって、変換時のエネルギー蓄積が０に近づくからである。

一方、電圧設定部５０は、負荷ＬＤに供給すべき方形波の単相交流信号の電圧振幅値Ｖｈを電圧指令として電圧調整器５３に入力する。全波整流器５１は、電力線ＬＵ，ＬＶに接続されて出力された単相交流信号のＵ相電圧とＶ相電圧とを取得し、全波整流し、フィルタ回路５２に出力する。フィルタ回路５２は、平滑化及びノイズ除去を行って、全波整流された単相交流信号の電圧振幅値Ｖ１を電圧調整器５３に出力する。電圧調整器５３は、例えばＰＩ制御器であって、フィードバックされた電圧振幅値Ｖ１と電圧振幅値Ｖｈとの偏差に対応した電圧制御信号Ｖrefを乗算器２６に出力する。乗算器２６には、方形波信号発生部２５から単相交流信号ＲＷが入力される。乗算器２６は、単相交流信号ＲＷに電圧制御信号Ｖrefを乗算することによって、負荷ＬＤに供給される電圧振幅値が電圧振幅値Ｖｈに近づくように調整するＵ相制御信号ＲＷａを生成する。

Ｕ相制御信号ＲＷａは、Ｕ相コンパレータＣＵの−側に入力される。また、反転器２７は、Ｕ相制御信号ＲＷａを反転し、反転された信号をＶ相制御信号ＲＷｂとしてＶ相コンパレータＣＶの−側に入力する。Ｕ相コンパレータＣＵ及びＶ相コンパレータＣＶの各＋側には、第２のキャリア波形パターン発生部２４が生成した第２のキャリア波形パターンＣＷ２（ＣＷ２１〜ＣＷ２６）が入力される。

Ｕ相コンパレータＣＵは、Ｕ相制御信号ＲＷａと第２のキャリア波形パターンＣＷ２とを比較し、比較結果をスイッチ制御部２８に出力する。一方、Ｖ相コンパレータＣＶは、Ｖ相制御信号ＲＷｂと第２のキャリア波形パターンＣＷ２とを比較し、比較結果をスイッチ制御部２８に出力する。スイッチ制御部２８は、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、線間電圧発生区間φＴＳのＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスによって得られる選択２相間電圧をＰＷＭ制御し、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵをスイッチングするスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵを生成する。また、スイッチ制御部２８は、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、線間電圧発生区間φＴＳの選択２相間電圧をＰＷＭ制御し、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶをスイッチングするスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶを生成する。ＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔごとに、所望の電圧振幅値を有して交番する矩形波の単相交流信号として負荷ＬＤに供給される。言い換えると、制御部２０は、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶに仮想的にＤＣ／ＡＣ変換処理（仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）を行わせる。

（モードの説明）
ここで、同期信号検出部２１によって認識される複数のモードｍ１〜ｍ６について図３を用いて説明する。

同期信号検出部２１は、検出された各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧の大小関係に応じて、図３に示すような６つのモードｍ１〜ｍ６を認識する。

モードｍ１では、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ１であると認識する。

モードｍ２では、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ２であると認識する。

モードｍ３では、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ３であると認識する。

モードｍ４では、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ４であると認識する。

モードｍ５では、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ５であると認識する。

モードｍ６では、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、同期信号検出部２１は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードｍ６であると認識する。

なお、同期信号検出部２１は、Ｒ相の検出電圧が最大となる点である、モードｍ１の開始時点を基準に各モードｍ１〜ｍ６を認識するようにしてもよい。

また、図３の下部に示すように、負荷ＬＤに供給される単相交流電圧は、半周期がスイッチング周期Ｔに対応する高周波の方形波信号となる。

（具体的な仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）
次に、複数のモードｍ１〜ｍ６のそれぞれにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理について、図４〜図９を用いて説明する。なお、図４〜図９では、各モードｍ１〜ｍ６内で連続する２つのスイッチング周期Ｔについて示している。なお、以下では、説明の簡略化のため、直流電圧設定値（変換目標となる仮想的な直流電圧）に応じて決定した直流電圧設定ゲインが１である場合について例示的に説明する。

［モードｍ１］
モードｍ１では、第１のキャリア波形パターン発生部２２が、図４（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンＣＷ１として、立ち下がりの鋸歯状波Ｗ１１と立ち上がりの鋸歯状波Ｗ１２とを有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１１を決定する。なお、「立ち下がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に減少していく負の傾きを持った鋸歯状波を指し、「立ち上がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に増加していく正の傾きを持った鋸歯状波を指すものとする。

一方、位相情報生成部２３には、同期信号検出部２１が直接検出したＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが入力される。あるいは、位相情報生成部２３は、Ｒ相の検出電圧が最大となる点である、モードｍ１の開始時点を基準に、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、各スイッチング周期Ｔごとに求められ、スイッチング周期Ｔの経過に伴って変化する。なお、図４では、隣接するスイッチング周期ＴでＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃである場合を示している。ここで、入力あるいは推定されるＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「−１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図４（ｄ）に示す区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。

モードｍ１における各相のパルスについて図４（ａ），（ｂ）を参照して説明する。モードｍ１では、Ｒ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｓ相が中間電圧相となる。最大電圧相と最小電圧相では、パルスはそれぞれの電位に比例する時間分、ＯＮとなる。したがって、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜となる。ここで、Ｒ相パルスがＯＮとなるタイミング（区間ＴＳ１１が終わるタイミング）は、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波Ｗ１１との交点から求められる。Ｒ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜が鋸歯状波Ｗ１１の値以上のときにＯＮとなる。これにより、Ｒ相パルスが得られる。Ｔ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間ＴＳ１１後の区間ＴＳ１２が終わるタイミング）は、Ｔ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波Ｗ１２との交点から求められる。Ｔ相パルスは、Ｔ相電圧｜ｃ｜が鋸歯状波Ｗ１２の値以上のときにＯＮとなる。これにより、Ｔ相パルスが得られる。中間相パルスは、最大電圧相又は最小電圧相のパルスのどちらかがＯＦＦのときにＯＮする。したがって、Ｓ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波Ｗ１１との交点、およびＴ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波Ｗ１２との交点から求められる。

ここで、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１−｜ａ｜）、Ｔ×（｜ａ｜＋｜ｃ｜−１）、Ｔ×（１−｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。

また、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の直流電圧（図４（ｃ）に示した選択２相間電圧）は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。選択２相間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相とし、レベルの小さい電圧相を−側相とすると、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３において、それぞれ、Ｓ相、Ｒ相、Ｒ相が＋側相であり、Ｔ相、Ｔ相、Ｓ相が−側相である。位相情報生成部２３は、時々刻々と、線間電圧発生区間φＴＳ（ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３）を第２のキャリア波形パターン発生部２４及びスイッチ制御部２８に出力するとともに、＋側相及び−側相をスイッチ制御部２８に出力する。

ところで、スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの線間電圧発生区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、次式（１）のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（１−ａ）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（ａ−ｃ−１）＋（ａ−ｂ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
＝ａ^２＋ｃ^２−ｂ（ａ＋ｃ） ・・・（１）
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、式（１）は次式（２）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２ ・・・（２）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、式（２）は次式（３）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２ ・・・（３）
式（３）に示すように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。

モードｍ１における入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相電圧ａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相の電圧の大きさ｜ｃ｜に比例する負の電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、線間電圧発生区間ＴＳ１１で正の電流が流れ、線間電圧発生区間ＴＳ１３で負の電流が流れる。したがって、流れる電流は、Ｔ×（１−ａ）−Ｔ×（１＋ｃ）−Ｔ（−ａ−ｃ）＝Ｔｂとなり、スイッチング周期Ｔで除すると、Ｓ相電圧ｂとなる。したがって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相には、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに比例する電流が流れることになり、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。

［モードｍ２］
モードｍ２では、第１のキャリア波形パターン発生部２２が、図５（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンＣＷ１として、立ち上がりの鋸歯状波Ｗ１２を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１２を決定する。位相情報生成部２３は、同期信号検出部２１の検出結果に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを取得し、あるいは推定する。このとき、図５（ｄ）に示す線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ｂ−ａとなる。

モードｍ２における各相のパルスについて図５（ａ），（ｂ）を参照して説明する。モードｍ２では、Ｓ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｒ相が中間電圧相となる。位相情報生成部２３は、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ，ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間をＯＮとするため、モードｍ２では、Ｔ相電圧｜ｃ｜と電圧（｜ｂ｜＋｜ｃ｜−１）と鋸歯状波Ｗ１２とを用いて、図５（ｂ）に示す各相パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを生成する。

ここで、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の幅は、それぞれ、Ｔ×（｜ｂ｜＋｜ｃ｜−１）、Ｔ×（１−｜ｂ｜）、Ｔ×（１−｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。

ここで、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の直流電圧（図５（ｃ）に示した選択２相間電圧）は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＳＲ間電圧＝ｂ−ａとなる。選択２相間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相とし、レベルの小さい電圧相を−側相とすると、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３において、それぞれ、Ｓ相、Ｒ相、Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相、Ｔ相、Ｒ相が−側相である。位相情報生成部２３は、時々刻々と、線間電圧発生区間φＴＳ（ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３）を第２のキャリア波形パターン発生部２４及びスイッチ制御部２８に出力するとともに、＋側相及び−側相をスイッチ制御部２８に出力する。

ところで、モードｍ２でのスイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、次式（４）のように表すことができる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（−ｃ＋ｂ−１）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（−ｂ＋１）＋（ｂ−ａ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
＝ｂ^２＋ｃ^２−ａ（ｂ＋ｃ） ・・・（４）
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、式（４）は次式（５）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２ ・・・（５）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、式（５）は次式（６）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２ ・・・（６）
式（６）に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。

モードｍ２における入力電流について説明する。モードｍ２では、Ｓ相が最大電圧相で、Ｔ相が最小電圧相なので、Ｓ相はＳ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れ、Ｔ相は、Ｔ相電圧ｃの時間に比例する負の電流が流れる。Ｒ相は線間電圧発生区間ＴＳ２２で負の電流が流れ、線間電圧発生区間ＴＳ２３で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１−ｂ）−Ｔ×（１＋ｃ）＝Ｔａとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＲ相電圧ａとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。

［モードｍ３］
モードｍ３では、第１のキャリア波形パターン発生部２２が、図６（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち下がりの鋸歯状波Ｗ１１を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１３を決定する。位相情報生成部２３は、同期信号検出部２１の検出結果に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを取得し、あるいは推定する。このとき、図６（ｄ）に示す線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｃ−ｂ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。

モードｍ３における各相のパルスについて図６（ａ），（ｂ）を参照して説明する。モードｍ３では、Ｓ相が最大電圧相、Ｒ相が最小電圧相、Ｔ相が中間電圧相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ、ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとするため、モードｍ３では、Ｒ相電圧｜ａ｜と電圧（｜ａ｜＋｜ｂ｜−１）と鋸波状波Ｗ１１とを用いて、図６（ｂ）に示す各パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを生成する。

ここで、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１−｜ａ｜）、Ｔ（１−｜ｂ｜）、Ｔ×（｜ａ｜＋｜ｂ｜−１）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。

ここで、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の直流電圧（図６（ｃ）に示した選択２相間電圧）は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＴＲ間電圧＝ｃ−ａ、ＳＲ間電圧＝ｂ−ａとなる。選択２相間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相とし、レベルの小さい電圧相を−側相とすると、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３において、それぞれ、Ｓ相、Ｔ相、Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相、Ｒ相、Ｒ相が−側相である。位相情報生成部２３は、時々刻々と、線間電圧発生区間φＴＳ（ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３）を第２のキャリア波形パターン発生部２４及びスイッチ制御部２８に出力するとともに、＋側相及び−側相をスイッチ制御部２８に出力する。

ところで、モードｍ３でのスイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、次式（７）のように表すことができる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｃ−ｂ）×Ｔ×（１−ａ）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（ｂ＋１）＋（ａ−ｂ）×Ｔ×（ａ−ｂ−１）｝／Ｔ
＝ａ^２＋ｂ^２−ｃ（ａ＋ｂ） ・・・（７）
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、式（７）は次式（８）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２ ・・・（８）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式（８）は次式（９）に変形できる。
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２ ・・・（９）
式（９）に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。

モードｍ３における入力電流について説明する。最大電圧相のＳ相には、Ｓ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れる。最小電圧相のＲ相には、Ｒ相電圧ａの時間に比例する負の電流が流れる。Ｔ相は、線間電圧発生区間ＴＳ３１で負の電流が流れ、線間電圧発生区間ＴＳ３２で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１−ａ）−Ｔ×（１＋ｂ）＝Ｔｃとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＴ相電圧ｃとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。

［モードｍ４〜ｍ６］
モードｍ４における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図７に示すように、モードｍ１における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図４参照）と同様である。線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２、ＴＳ４３も、モードｍ１と同様にして求められる。線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２、ＴＳ４３において、それぞれ、Ｔ相、Ｔ相、Ｓ相が＋側相であり、Ｓ相、Ｒ相、Ｒ相が−側相である。

モードｍ５における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図８に示すように、モードｍ２における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図５参照）と同様である。線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２、ＴＳ５３も、モードｍ２と同様にして求められる。線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２、ＴＳ５３において、それぞれ、Ｔ相、Ｔ相、Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相、Ｒ相、Ｓ相が−側相である。

モードｍ６における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図９に示すように、モードｍ３における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図６参照）と同様である。線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２、ＴＳ６３も、モードｍ３と同様にして求められる。線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２、ＴＳ６３において、それぞれ、Ｔ相、Ｒ相、Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相、Ｔ相、Ｓ相が−側相である。

（具体的な仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
次に、複数のモードｍ１〜ｍ６のそれぞれにおける仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理について、図４〜９を参照して説明する。まず、第２のキャリア波形パターン発生部２４は、図４（ｅ），（ｆ）〜図９（ｅ），（ｆ）に示すように、モードｍ１〜ｍ６に対応して、第２のキャリア波形パターンＣＷ２（ＣＷ２１〜ＣＷ２６）を生成する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２は、複数の線間電圧発生区間φＴＳのうち連続する２つの線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するように決定される。また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２は、複数の線間電圧発生区間φＴＳが切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、線間電圧発生区間φＴＳが切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間φＴＳの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有するように決定される。

［モードｍ１］
図４（ｅ），（ｆ）に示すように、モードｍ１では、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２１を決定する。

［双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチング］
Ｕ相コンパレータＣＵは、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。スイッチ制御部２８は、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。この双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングは、Ｕ相電圧に関し、それぞれＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスをＰＷＭ制御することに等しい。スイッチ制御部２８は、図４（ｅ）に示すように、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが大きい時点ｔ１〜ｔ１２の間、＋側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに、Ｕ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが小さい時点ｔ１２〜ｔ１３の間、−側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともにＵ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

同様にして、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに、Ｕ相に接続される他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが小さい場合、−側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともにＵ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

さらに、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに、Ｕ相に接続される他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷａが小さい場合、−側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともにＵ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

［双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチング］
一方、Ｖ相コンパレータＣＶは、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。スイッチ制御部２８は、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。この双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングは、Ｖ相電圧に関し、それぞれＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスをＰＷＭ制御することに等しい。スイッチ制御部２８は、図４（ｆ）に示すように、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが大きい時点ｔ１〜ｔ１１の間、＋側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＶをＯＮレベルにするとともに、Ｖ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＴＶをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１１において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが小さい時点ｔ１１〜ｔ１３の間、−側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＶをＯＮレベルにするとともにＶ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＶ，φＳＳＶをＯＦＦレベルにする。

同様にして、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＶをＯＮレベルにするとともに、Ｖ相に接続される他のスイッチング信号φＳＳＶ、φＳＴＶをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１２において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが小さい場合、−側相すなわちＴ相を選択し、スイッチング信号φＳＴＶをＯＮレベルにするとともにＶ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶをＯＦＦレベルにする。

さらに、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＵ相制御信号ＲＷｂが大きい場合、＋側相すなわちＲ相を選択し、スイッチング信号φＳＲＶをＯＮレベルにするとともに、Ｖ相に接続される他のスイッチング信号φＳＳＶ、φＳＴＶをＯＦＦレベルにする。一方、スイッチ制御部２８は、線間電圧発生区間ＴＳ１３において、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果が、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１よりＶ相制御信号ＲＷｂが小さい場合、−側相すなわちＳ相を選択し、スイッチング信号φＳＳＶをＯＮレベルにするとともにＶ相に接続される他のスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＴＶをＯＦＦレベルにする。

なお、上述したスイッチ制御部２８による、双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵ、ＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングは、実際のスイッチング制御である。

［ＵＶ線間電圧の平均］
ここで、スイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相制御信号ＲＷａの信号レベルｈに比例して縮めたｈｘとなる。また、スイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相制御信号ＲＷａの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。また、スイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相制御信号ＲＷａの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。

また、各スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、次式（１０）のように表すことができる。
スイッチング周期ＴのＵ相出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ ・・・（１０）
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、式（１０）は次式（１１）に変形できる。
スイッチング周期ＴのＵ相出力電圧の平均＝ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２） ・・・（１１）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、式（１１）は次式（１２）に変形できる。
スイッチング周期ＴのＵ相出力電圧の平均＝ｈ×３／２ ・・・（１２）

同様にして、スイッチング信号φＳＲＶのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｂ）参照）を、Ｖ相制御信号ＲＷｂの信号レベル−ｈに比例して縮めた−ｈｘの絶対値となる。また、スイッチング信号φＳＳＶのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｂ）参照）を、Ｖ相制御信号ＲＷｂの信号レベル−ｈに比例して縮めた−ｈｙの絶対値となる。また、スイッチング信号φＳＴＶのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｂ）参照）を、Ｖ相制御信号ＲＷｂの信号レベル−ｈに比例して縮めた−ｈｚの絶対値となる。

したがって、スイッチング周期ＴのＶ相出力電圧の平均は、次式（１３）で表せる。
スイッチング周期ＴのＶ相出力電圧の平均
＝｛ａ（−ｈｘ）＋ｂ（−ｈｙ）＋ｃ（−ｈｚ）｝／Ｔ
＝−ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ ・・・（１３）
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、式（１３）は式（１４）に変形できる。
スイッチング周期ＴのＶ相出力電圧の平均＝−ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２）・・・（１４）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、式（１４）は次式（１５）に変形できる。
スイッチング周期ＴのＶ相出力電圧の平均＝−ｈ×３／２ ・・・（１５）

この結果、スイッチング周期ＴのＵ相出力電圧の平均と、Ｖ相出力電圧の平均とは、ともに、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。なお、スイッチング周期Ｔ（ｔ１〜ｔ２）におけるＵＶ線間電圧は、図４（ｈ）に示すように、スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵからスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶを減算した信号パターンとなる。

また、Ｕ相とＶ相との間のＵＶ線間電圧の平均は、式（１２）の値から式（１５）の値を減算して、次式（１６）で表せる。
ＵＶ線間電圧の平均＝ｈ×３／２−（−ｈ×３／２）
＝ｈ×３ ・・・（１６）
したがって、ＵＶ線間間電圧の平均は、信号レベルｈに比例したものとなる。

［次のスイッチング周期Ｔのスイッチング］
図４に示すように、上述したスイッチング周期Ｔ（ｔ１〜ｔ２）では、Ｕ相制御信号ＲＷａが＋ｈで、Ｖ相制御信号ＲＷｂが−ｈであったが、次のスイッチング周期Ｔ（ｔ２〜ｔ３）では、Ｕ相制御信号ＲＷａが−ｈで、Ｖ相制御信号ＲＷｂが＋ｈとなる。この場合、図４（ｇ）に示すように、スイッチング周期Ｔ（ｔ１〜ｔ２）におけるスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵのパターンが、スイッチング周期Ｔ（ｔ２〜ｔ３）におけるスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶのパターンとなる。また、スイッチング周期Ｔ（ｔ１〜ｔ２）におけるスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶのパターンが、スイッチング周期Ｔ（ｔ２〜ｔ３）におけるスイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵのパターンとなる。

この次のスイッチング周期Ｔ（ｔ２〜ｔ３）におけるＵＶ線間電圧の平均は、式（１５）の値から式（１２）の値を減算して、次式（１７）で表せる。
ＵＶ線間電圧の平均＝（−ｈ×３／２）−（ｈ×３／２）
＝−ｈ×３ ・・・（１７）
したがって、ＵＶ線間間電圧の平均は、信号レベル−ｈに比例したものとなるとともに、負の電圧となる。なお、スイッチング周期Ｔ（ｔ２〜ｔ３）におけるＵＶ線間電圧は、図４（ｈ）に示すように、スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵからスイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶを減算した信号パターンとなる。これにより、スイッチング周期Ｔ（ｔ１〜ｔ２）と次のスイッチング周期Ｔ（ｔ２〜ｔ３）とで、出力信号である単相交流信号の１周期分が生成されることになる。すなわち、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。

また、モードｍ１内では、スイッチング周期Ｔ（ｔ１〜ｔ２）と次のスイッチング周期Ｔ（ｔ２〜ｔ３）とが交互に出現することになる。

［モードｍ２〜ｍ６］
モードｍ２では、図５（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３の順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２２を決定する。

モードｍ２では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図５（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図５（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図５（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図５（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図５（ｈ）に示すように、モードｍ２におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。

モードｍ３では、図６（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２３を決定する。

モードｍ３では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図６（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図６（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図６（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図６（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図６（ｈ）に示すように、モードｍ３におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。

モードｍ４では、図７（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２４を決定する。

モードｍ４では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図７（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図７（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図７（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図７（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図７（ｈ）に示すように、モードｍ４におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。

モードｍ５では、図８（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２５を決定する。

モードｍ５では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図８（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図８（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図８（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図８（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図８（ｈ）に示すように、モードｍ５におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。

モードｍ６では、図９（ｅ），（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターン発生部２４が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンＣＷ２として、線間電圧発生区間ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２６を決定する。

モードｍ６では、モードｍ１と同様に、Ｕ相コンパレータＣＵは、図９（ｅ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６とＵ相制御信号ＲＷａとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図９（ｇ）に示すように、Ｕ相コンパレータＣＵの比較結果をもとに、Ｕ相に接続される双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵのスイッチングを制御する。また、Ｖ相コンパレータＣＶは、図９（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６とＶ相制御信号ＲＷｂとを比較する。そして、スイッチ制御部２８は、図９（ｇ）に示すように、Ｖ相コンパレータＣＶの比較結果をもとに、Ｖ相に接続される双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶのスイッチングを制御する。その結果、図９（ｈ）に示すように、モードｍ６におけるＵＶ線間電圧は、スイッチング周期Ｔで正負が交互に入れ替わる電圧パターンとして生成される。また、各スイッチング周期ＴでのＵＶ線間電圧の平均は、信号レベルｈ、−ｈに比例したものとなる。そして、単相交流信号は、Ｕ相制御信号ＲＷａに対応した方形波信号として出力される。

この結果、３相／単相マトリクスコンバータ１は、３相交流電力を、電圧設定部５０が設定する電圧振幅値Ｖｈ（信号レベルｈ）を有した単相交流電力に直接変換することができる。

なお、図１に示した電流方向検出部３０は、Ｖ相の電流方向を検出し、スイッチ制御部２８に出力する。スイッチ制御部２８は、Ｖ相の電流方向が、出力される単相交流信号の電流方向に一致しているか否かによって転流の失敗を制御する。

また、上述した実施の形態では、スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵは、第２のキャリア波形パターンＣＷ２によって変調されるが、この変調によって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相に対するスイッチングが順次、Ｒ相→Ｓ相→Ｔ相→Ｒ相…のように所定順序で重複せずに、整然とつながるように変調されるため、転流の失敗を抑制できる。また、スイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶのスイッチングも同様に整然とつながるように変調されるため、転流の失敗を抑制することができる。

また、スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵ、φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶのパルス幅は、双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング周波数限界の周期よりも大きいことが好ましい。これにより、パルス幅が双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング時間限界より長く確保されるため、転流の失敗を抑制できる。

なお、上述した実施の形態では、入力される５０Ｈｚの３相交流信号を、８５ｋＨｚ帯の単相交流信号として負荷ＬＤに出力している。一般に、ＧａＮやＳｉＣなどによる半導体スイッチのスイッチング周波数限界は、５００ｋＨｚである。８５ｋＨｚの半周期は、約６μｓである。そして、上述したように、各スイッチング周期Ｔは、８５ｋＨｚの半周期である６μｓに設定される。スイッチング周波数限界である５００ｋＨｚの周期は、２μｓである。本実施の形態では、スイッチング周期Ｔ（約６μｓ）内では、１回のスイッチング（最小２μｓ）が行われるのみであるため、余裕をもったスイッチングを行うことができる。その結果、出力される電圧の精度を担保できる。つまり、３相交流電力を直接、要求される電圧に対して電圧精度の高い高周波単相交流電力に変換することができる。なお、本実施の形態では、スイッチング周期Ｔを８５ｋＨｚの半周期としているが、余裕を持ったスイッチングができれば、半周期の整数分の１としてもよい。

また、出力される単相交流信号を方形波信号とすることで、Ｕ相制御信号ＲＷａとＶ相制御信号ＲＷｂのレベルがスイッチング周期Ｔにおいて一定レベル（ｈ，−ｈ）となり、出力電圧を一定にすることができる。

（スイッチング回数の抑制）
ここで、スイッチング周期Ｔ内における双方向スイッチ群ＳＷのスイッチング回数の抑制について説明する。仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理では、１つのキャリア波形パターンの間（スイッチング周期Ｔ）に入力側の３種類のパルス（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を３種類の線間電圧発生区間φＴＳごとに出力側の各相（Ｕ相、Ｖ相）に変調することになる。

仮に、１つのキャリア波形パターンを３種類の線間電圧発生区間φＴＳごとに同様の三角波で構成する場合、双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶについてスイッチング周期Ｔごとに３回のスイッチング回数が必要となる。

これに対し、本実施の形態では、図４〜図９に示すように、それぞれの入力電圧相の選択（＋側相、−側相）をみるとＲ相、Ｓ相、Ｔ相が、１つのキャリア波形パターンについて重なりを持ちながら現れる。すなわち、図４〜図９の（ｅ）、（ｆ）に示す複数の第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６のそれぞれは、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有する。なお、各モードｍ１〜ｍ６は、複数のスイッチング周期Ｔを含む。

例えば、図４（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ１３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図５（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ２１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図６（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３２、ＴＳ３３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図７（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４２、ＴＳ４３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ４１、区間ＴＳ４２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図８（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ５１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、図９（ｅ）、（ｆ）に示すように、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６３、ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、線間電圧発生区間ＴＳ６２、ＴＳ６３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

より具体的には、各第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を−側相とするとき、線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの線間電圧発生区間の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２について−側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ１２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ１３について＋側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ１３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ１１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ１１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２について−側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２１、ＴＳ２２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２２、ＴＳ２３について＋側相と−側相との間で反転するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２２、ＴＳ２３の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ２１について＋側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ２１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２について＋側相と−側相との間で反転するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３１、ＴＳ３２の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３２、ＴＳ３３について−側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３２、ＴＳ３３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ３１について＋側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２について＋側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４１、ＴＳ４２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４２、ＴＳ４３について−側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４２、ＴＳ４３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ４１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ４１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２について＋側相に共通するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５１、ＴＳ５２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５２、ＴＳ５３について＋側相と−側相との間で反転するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５２、ＴＳ５３の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ５１について−側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ５１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２について＋側相と−側相との間で反転するＴ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ６１、ＴＳ６２の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６２、ＴＳ６３について＋側相に共通するＲ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ６２、ＴＳ６３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、線間電圧発生区間ＴＳ６３、ＴＳ６１について−側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ６３、ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

さらに、各第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、モードｍ１からモードｍ２に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ２１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ２１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、モードｍ２からモードｍ３に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ３１について＋側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ２３、ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、モードｍ３からモードｍ４に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ４１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ３３、ＴＳ４１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、モードｍ４からモードｍ５に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ５１について＋側相と−側相との間で反転するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ４３、ＴＳ５１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

また、モードｍ５からモードｍ６に切り換わる際に、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ６１について−側相に共通するＳ相があるので、線間電圧発生区間ＴＳ５３、ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

このように、立ち上がりと立ち下がりの鋸歯状波を組み合わせて１つのキャリア波形パターン（第２のキャリア波形パターンＣＷ２）を構成することで、各スイッチング周期Ｔにおける各相の選択が１回になるようにすることができる。すなわち、最大電圧相は、必ず＋側相であり、最小電圧相は、必ず−側相である。中間電圧相は、最大電圧相に対しては、−側相となり、最小電圧相に対しては、＋側相になる。＋側相は、第２の制御信号（例えば、Ｕ相制御信号ＲＷａ）が第２のキャリア波形パターンＣＷ２より大きくなる期間を選択し、−側相は、第２の制御信号（例えば、Ｕ相制御信号ＲＷａ）が第２のキャリア波形パターンＣＷ２より小さくなる期間を選択するようにする。この場合、下側に山型になるように立ち下がりの鋸歯状波と立ち上がりの鋸歯状波とを連続させると最大電圧相の選択は１回で済む。また、上側に山型になるように立ち上がりの鋸歯状波と立ち下がりの鋸歯状波とを連続させると最小電圧相の選択は１回で済む。これにより、各モード内において、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。また、モードが切り換わる際においても、実質的に、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。言い換えると、各モード内とモード間の切り換わりとで、同様の制御を実現できるので、切り替わりに伴う断続により発生する出力電圧の揺らぎ（デッドタイム等による揺らぎ）を低減でき、切り替わり目のショックも低減できる。

また、複数の線間電圧発生区間に跨って各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＵのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵをＯＮレベルに維持できるので、図４〜図９の（ｇ）に示すように、双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＵのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵのパルス幅を広く確保できる。なお、双方向スイッチＳＲＶ〜ＳＴＶのスイッチング信号φＳＲＶ〜φＳＴＶについても同様である。すなわち、パルス幅を低負荷時でもデッドタイムに比べて大きく確保できるので、低負荷時における波形の歪率を高負荷時と同等程度に抑制できる。

なお、上述した実施の形態における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理では、各スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均は常に一定である。また、直流電流は、入力電圧の比で入力電流に分配される。さらに、出力電力が一定の時、この入力電流は、３相交流波形（例えば、正弦波）となる。

すなわち、
１）仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における入力電流は、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理による出力電力が一定である時、３相交流波形（例えば、正弦波）とすることができる。通常、短時間（０．１秒程度）では、電力は一定である。
２）仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理による出力電圧は、変調信号（第２の制御信号）と同様な信号で得ることができる。

以上のように、上述した実施の形態では、制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードＩ〜ＶＩに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６に応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。具体的には、制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６に応じて異なる第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３を用いて仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードｍ１〜ｍ６に応じて異なる第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を用いて仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。これにより、マトリクス演算のような複雑な演算を行うことなく、簡易な処理で３相交流電力を単相交流電力に直接変換できる。

また、上述した実施の形態では、制御部２０は、複数のモードｍ１〜ｍ６のそれぞれにおいて、第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３と入力側の相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）に対応した第１の制御信号（例えば、図４〜図９の（ａ）に示した電圧｜ａ｜、電圧｜ｃ｜、電圧（｜ｃ｜＋｜ａ｜−１）、電圧（｜ａ｜＋｜ｂ｜−１））とを比較して、複数の線間電圧発生区間ＴＳ１１〜ＴＳ６３を求める。そして、制御部２０は、複数の線間電圧発生区間ＴＳ１１〜ＴＳ６３に対応した第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を生成し、生成された第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６と出力側の相（Ｕ相、Ｖ相）に対応した第２の制御信号（例えば、図４〜図９の（ｅ）、（ｆ）に示したＵ相制御信号ＲＷａ、Ｖ相制御信号ＲＷｂ）とを比較して、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。これにより、複雑なマトリクス演算を行うことなく、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を簡易に行うことができる。

さらに、上述した実施の形態では、制御部２０は、入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識する。そして、制御部２０は、１スイッチング周期Ｔ中の複数の線間電圧発生区間を、中間電圧相及び最小電圧相に対応した第１の区間と、最大電圧相及び最小電圧相に対応した第２の区間と、最大電圧相及び中間電圧相に対応した第３の区間とに分けて求める。第１の区間は、例えば、図４〜図９に示す線間電圧発生区間ＴＳ１１、ＴＳ２２、ＴＳ３２、ＴＳ４３、ＴＳ５３、ＴＳ６１を含む。第２の区間は、例えば、図４〜図９に示す線間電圧発生区間ＴＳ１２、ＴＳ２１、ＴＳ３３、ＴＳ４２、ＴＳ５１、ＴＳ６３を含む。第３の区間は、例えば、図４〜図９に示す線間電圧発生区間ＴＳ１３、ＴＳ２３、ＴＳ３１、ＴＳ４１、ＴＳ５２、ＴＳ６２を含む。従って、１スイッチング周期Ｔ中に最大−最小、最大−中間、中間−最小の３種類の線間電圧を仮想的に発生でき、電流の引き算等の物理現象を利用してその仮想的な線間電圧により仮想的な直流電圧を略一定にすることができ、略一定の仮想的な直流電圧から、各々の電圧区間で作成する第２のキャリア波形パターンと第２の制御信号とをコンパレートしてスイッチング信号を生成できる。これにより、第１の制御信号を正弦波とし、第２の制御信号を方形波とすることで、３相／単相マトリクスコンバータ１の入力電流を容易に正弦波とし、出力電圧を方形波とすることができる。

また、上述した実施の形態では、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６（図４〜図９の（ｅ）、（ｆ）参照）は、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有する。これにより、各スイッチング周期Ｔにおけるスイッチング回数を低減できるので、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶのスイッチング損失を低減できる。

さらに、上述した実施の形態では、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６（図４〜図９の（ｅ）、（ｆ）参照）が複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するので、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＶのパルス幅を容易に広く確保できる。これにより、転流の失敗を低減できるので、負荷ＬＤの故障を抑制できる。また、電力の変換効率を向上できる。特に、車両等に対する非接触給電に用いるコイルは、大型化を避けるため、単相コイルを用いる。従って、負荷ＬＤを非接触給電用の単相コイルとし、本実施の形態の３相／単相マトリクスコンバータ１を用いることによって、電源供給を受ける側と電源供給を行う側との双方の装置の小型化を実現できる。

また、上述した実施の形態では、制御部２０は、入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識する。制御部２０により生成される第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。これにより、モードが切り換わる際においても、実質的に、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＶについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。言い換えると、各モード内とモード間の切り換わりとで、同様の制御を実現できるので、切り替わり目のショックも低減できる。

さらに、上述した実施の形態では、入力交流電圧の２相の交差点を差電圧のゼロクロス点を求め、このゼロクロス点を同期信号として各相の入力交流電圧を推定することもできる。この場合、各相の入力交流電圧を検出する場合に比べて、簡易にマトリクスコンバータを構成できる。

また、上述した実施の形態では、第２の制御信号は、他の物理量と演算することなく入力できる。これにより、第２の制御信号を、負荷に供給すべき交流電力と同様のものとすることができ、例えば出力電圧を方形波とすることが容易である。特に、３相／単相マトリクスコンバータ１は、３相交流信号の電力を、電圧設定部５０が設定する電圧振幅値Ｖｈ（信号レベルｈ）を有した方形波であって、８５ｋＨｚ帯の周波数をもつ、単相交流信号の電力に直接変換することができる。なお、単相交流信号は、８５ｋＨｚ帯に限らない。また、Ｕ相制御信号ＲＷａ及びＶ相制御信号ＲＷｂが共に方形波である必要はない。従って、Ｕ相制御信号ＲＷａ及びＶ相制御信号ＲＷｂの少なくともいずれか一方が方形波であれば、他方はスイッチング周期Ｔ間で信号レベルが変動しない直流であってもよい。

１ ３相／単相マトリクスコンバータ
１０ 双方向スイッチ回路
２０ 制御部
２１ 同期信号検出部
２２ 第１のキャリア波形パターン発生部
２３ 位相情報生成部
２４ 第２のキャリア波形パターン発生部
２５ 方形波信号発生部
２６ 乗算器
２７ 反転器
２８ スイッチ制御部
３０ 電流方向検出部
４０ 入力コンデンサ
４１〜４３ コンデンサ
５０ 電圧設定部
５１ 全波整流器
５２ フィルタ回路
５３ 電圧調整器
ＣＵ Ｕ相コンパレータ
ＣＶ Ｖ相コンパレータ
ＬＤ 負荷
ＰＳ ３相交流電源
ＲＷａ Ｕ相制御信号
ＲＷｂ Ｖ相制御信号
ＳＷ 双方向スイッチ群
ＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶ 双方向スイッチ

Claims (5)

1. 入力された３相交流電力を単相交流電力に直接変換して負荷に出力する３相／単相マトリクスコンバータであって、
   前記入力された３相交流電力の前記負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
   前記入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて各モードごとに異なるパターンをもつ第１のキャリア波形パターンを所定スイッチング周期で生成し、前記所定スイッチング周期内で前記第１のキャリア波形パターンと入力側の相に対応した第１の制御信号とから、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択する複数の線間電圧発生区間を求める仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、該仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理によって求められた前記複数の線間電圧発生区間に対応して前記複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターンを生成し、前記複数の線間電圧発生区間で選択された２相の線間電圧に対し、生成された前記第２のキャリア波形パターンと出力側の相に対応した第２の制御信号とから、前記複数のモードに応じた異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する制御部と、
   を備え、
   前記所定スイッチング周期は、前記単相交流電力を生成するために用いる単相交流信号の半周期の整数分の１であることを特徴とする３相／単相マトリクスコンバータ。
2. 前記第２の制御信号は、前記単相交流信号の周波数をもつ第１の方形波信号と該第１の方形波信号を反転した第２の方形波信号とであることを特徴とする請求項１に記載の３相／単相マトリクスコンバータ。
3. 前記制御部は、前記入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識し、前記複数の線間電圧発生区間を、中間電圧相及び最小電圧相に対応した第１の区間と、最大電圧相及び最小電圧相に対応した第２の区間と、最大電圧相及び中間電圧相に対応した第３の区間とに分けて求めることを特徴とする請求項１または２に記載の３相／単相マトリクスコンバータ。
4. 前記第２のキャリア波形パターンは、前記複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の３相／単相マトリクスコンバータ。
5. 前記第２のキャリア波形パターンは、前記複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を−側相とするとき、前記線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相または−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの前記線間電圧発生区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、前記線間電圧発生区間が切り換わる際に＋側相と−側相との間で反転する相がある場合、切り換わる２つの前記線間電圧発生区間の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の３相／単相マトリクスコンバータ。

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