WO2016151775A1 - インバータ装置およびインバータ装置の制御方法 - Google Patents

インバータ装置およびインバータ装置の制御方法 Download PDF

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switching element
terminal
end connected
inverter
diode
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宏 久留島
城所　仁志
西川　直樹
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device using pulse density modulation control and a method for controlling the inverter device.
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 have proposed methods for preventing or reducing the magnetization.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain an inverter device that can quickly demagnetize the demagnetization caused by variations in the characteristics of the components of the inverter device without any additional components. .
  • the present invention provides a DC power source including a positive electrode terminal and a negative electrode terminal, a first terminal and a second terminal connected to a load including an inductance component, and one end having a positive electrode
  • a first switching element connected to the terminal and having the other end connected to the first terminal; a first diode having one end connected to the positive terminal and the other end connected to the first terminal; and one end connected to the positive terminal
  • a third switching element having the other end connected to the second terminal, a third diode having one end connected to the positive terminal and the other end connected to the second terminal, and one end connected to the first terminal.
  • a fourth switching element having the other end connected to the negative terminal, a fourth diode having one end connected to the first terminal and the other end connected to the negative terminal, and one end connected to the second terminal and the other end Second switch connected to negative terminal
  • a control unit that executes an inverter operation that alternately repeats the conduction state.
  • the control unit sets one of the first switching element, the third switching element, the second switching element, and the fourth switching element to the non-conducting state during the idle period of the inverter operation, and at least one of the other switching elements
  • the switching element is controlled to be in a conductive state.
  • the inverter device according to the present invention has an effect that it is possible to quickly demagnetize the demagnetization caused by variations in the characteristics of the components of the inverter device without any additional components.
  • the figure which shows the structure of the equivalent circuit of the inverter apparatus concerning embodiment of this invention The figure which showed the relationship between the switching pattern of each gate signal and inverter output current when switching operation
  • the figure which showed the flow of the electric current in the structure of the equivalent circuit of the inverter apparatus concerning embodiment The figure which showed the flow of the electric current in the structure of the equivalent circuit of the inverter apparatus concerning embodiment
  • the figure which showed the flow of the electric current in the structure of the equivalent circuit of the inverter apparatus concerning embodiment The figure which showed the flow of
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an equivalent circuit of an inverter device 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the inverter device 1 is used for applications such as a power source of a gas laser oscillator that generates a discharge between dielectric electrodes.
  • the inverter device 1 includes a battery 10 that is a DC power source including a positive terminal 11 and a negative terminal 12, a first switching element S1 having one end connected to the positive terminal 11 and the other end connected to the first terminal 13, and one end Is connected to the positive terminal 11 and the other end is connected to the first terminal 13, and the third switching element S 3 is connected to the positive terminal 11 and has the other end connected to the second terminal 14.
  • a third diode D3 having one end connected to the positive terminal 11 and the other end connected to the second terminal 14; and a fourth diode having one end connected to the first terminal 13 and the other end connected to the negative terminal 12.
  • the switching element S4 a fourth diode D4 having one end connected to the first terminal 13 and the other end connected to the negative terminal 12, and one end connected to the second terminal 14 and the other end connected to the negative terminal 12.
  • 2nd It comprises a switching element S2, a second diode D2, one end of the other end is connected to the second terminal 14 is connected to the negative terminal 12, a.
  • the inverter device 1 includes a first gate G1 of the first switching element S1, a second gate G2 of the second switching element S2, a third gate G3 of the third switching element S3, and a fourth gate G4 of the fourth switching element S4.
  • the control part 100 which controls is provided.
  • the control unit 100 sends an ON or OFF gate signal to each of the first gate G1, the second gate G2, the third gate G3, and the fourth gate G4, whereby the first switching element S1, the second switching element S2, The conduction of the third switching element S3 and the fourth switching element S4 is controlled.
  • the control unit 100 turns on the first gate G1, the second gate G2, the third gate G3, and the fourth gate G4, the first switching element S1, the second switching element S2, and the third switching element S3. And 4th switching element S4 will be in a conduction state, respectively. If the control unit 100 turns off the first gate G1, the second gate G2, the third gate G3, and the fourth gate G4, respectively, the first switching element S1, the second switching element S2, the third switching element S3, and the Each of the four switching elements S4 becomes non-conductive.
  • the battery 10 indicates the output of a circuit obtained by rectifying a commercial power supply such as a three-phase input as a DC power supply.
  • the first switching element S1, the second switching element S2, the third switching element S3, and the fourth switching element S4 are shown as n-channel MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors) in FIG. If it is a switching element, it will not be limited to this.
  • the first diode D1, the second diode D2, the third diode D3, and the fourth diode D4 are connected in parallel to the first switching element S1, the second switching element S2, the third switching element S3, and the fourth switching element S4, respectively.
  • a parasitic diode of MOSFET may be used as the first diode D1, the second diode D2, the third diode D3, and the fourth diode D4.
  • the voltage applied from the inverter device 1 is boosted by the transformer 20 and applied to the discharge space 30.
  • the discharge space 30 is a gas laser electrode modeled by a resistance component and a capacitance component, and is indicated by a series connection of a capacitor 31 and a resistor 32.
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the switching pattern of each gate signal and the inverter output current when the switching operation is completely stopped during the idle period in the inverter device 1 according to the embodiment.
  • the time change of the gate signal to the first gate G1 the time change of the gate signal to the second gate G2
  • the time change of the gate signal to the third gate G3 the gate to the fourth gate G4
  • the time change of the inverter output current flowing through the load between the first terminal 13 and the second terminal 14 corresponding to the time change of the signal and the gate signal is shown.
  • control unit 100 When the control unit 100 turns on the gate signal to the first gate G1 and the gate signal to the second gate G2, a positive current flows through the load, and the gate signal to the third gate G3 and the fourth signal When the gate signal to the gate G4 is turned on, a negative current flows through the load.
  • the control unit 100 controls the gate signals to turn on the first gate G1 and the second gate G2, and to turn on the third gate G3 and the fourth gate G4. And are repeated alternately. That is, during the inverter operation, the control unit 100 alternately repeats the conduction state of the first switching element S1 and the second switching element S2 and the conduction state of the third switching element S3 and the fourth switching element S4.
  • load power supplied to a load is determined by the number of pulses per unit time.
  • the pause period described above is a period during which the inverter device 1 pauses the inverter operation.
  • the gate signal to the first gate G1, the gate signal to the second gate G2, the gate signal to the third gate G3, and the gate signal to the fourth gate G4 are sandwiched between two off states, respectively.
  • a rest period in which the off state continues after the on state is repeated three times is entered.
  • increase the number of times of turning on and off alternately to increase the number of times of on, and conversely, when reducing the load power, the number of repetitions of alternately turning on and off. Can be reduced to reduce the number of on-times.
  • any of the gate signals alternately repeats an on state and an off state for five consecutive times, there is no pause period.
  • a period corresponding to five repetitions of alternately turning on and off is set as one cycle in which the operation period and the rest period are totaled.
  • this period may be changed to a time corresponding to 10 repetitions of alternately turning on and off.
  • the resolution may be changed by increasing the frequency of pulse modulation to further shorten the shortest period between the on state and the off state.
  • the return diode may be damaged by the recovery current.
  • the inverter output current is in a lagging phase.
  • the recovery current is a current that flows through the diode in a recovery state, which is a transient state immediately after the bias direction of the diode changes from the forward bias to the reverse bias.
  • the inverter device 1 stops the switching operation, the residual current continues to flow through the reflux diode.
  • the inverter output current begins to flow with the current biased as shown in FIG. 2B, so the current in the positive and negative directions In the flow, the energy loss in the switching element and the energy loss of the load are biased.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the switching pattern of each gate signal and the inverter output current when the switching operation is not completely stopped during the idle period in the inverter device 1 according to the embodiment.
  • the time change of the gate signal to the first gate G1 the time change of the gate signal to the second gate G2
  • the time change of the gate signal to the third gate G3 the gate to the fourth gate G4
  • the time change of the inverter output current flowing through the load between the first terminal 13 and the second terminal 14 corresponding to the time change of the signal and the gate signal is shown.
  • the switching pattern shown in FIG. 3 is a switching pattern in which the residual current flows back through the switching element and the return diode in the idle period after the inverter operation. Specifically, even in the idle period of the inverter operation, the first switching element S1 and the third switching element S3 continue the repeated operation of alternately turning on and off. That is, in the idle period of the inverter operation, the control unit 100 can speed up the demagnetization by controlling to alternately repeat the conduction state of the first switching element S1 and the conduction state of the third switching element S3.
  • FIG. 4 is an enlarged view of a portion C in FIG. 3 according to the embodiment.
  • the period proceeds in the order of (1) ⁇ (2) ⁇ (3) ⁇ (4) ⁇ (5) ⁇ (6) ⁇ (7). While the inverter is operating during the period of (1) ⁇ (2) ⁇ (3), the period of (4) ⁇ (5) ⁇ (6) ⁇ (7) is a pause period.
  • 5 to 10 are diagrams showing a current flow in the configuration of the equivalent circuit of the inverter device 1 of FIG. 1 according to the embodiment. 5 to 10, the control unit 100 and some reference numerals shown in FIG. 1 are omitted for simplicity.
  • 5 shows the current flow corresponding to the period (1) in FIG. 4
  • FIG. 6 shows the current flow corresponding to the periods (2) and (6) in FIG. 4
  • FIG. 7 shows the current flow in FIG. 8 shows the flow of current corresponding to the period (3)
  • FIG. 8 shows the flow of current corresponding to the period (4) in FIG. 4
  • FIG. 9 shows the current flow corresponding to the period (5) in FIG.
  • FIG. 10 shows a flow of current corresponding to the period (7) in FIG.
  • the first switching element S1 and the second switching element S2 are in a conductive state, and a positive current flows in the load as shown in FIG.
  • the first switching element S1 serves as a route through which the residual current flows.
  • a route is formed through the third diode D3 after passing through, and a positive current flows through the load to promote demagnetization.
  • the third switching element S3 is in a conductive state in the rest period, and the current is still flowing in the positive direction through the load as shown in FIG.
  • the third switching element S3 serves as a route through which the residual current flows.
  • a route is formed through the first diode D1 after passing through, and a negative current flows through the load to promote demagnetization.
  • the idle period is always provided, and the current path of the residual current is ensured by the switching pattern generated by the control unit 100 during the idle period. It becomes possible to promote the consumption of the residual current regardless of the circuit constant. As a result, it is possible to shorten the time required to demagnetize the demagnetization generated as shown in FIG. 2A when the switching operation is completely stopped during the idle period, and the next inverter generated in B of FIG. It is possible to prevent biasing during operation.
  • the example of the RLC circuit as shown in FIG. 1 has been described as the load including the inductance component.
  • the RL circuit or the LC circuit is the same as the present embodiment. An effect is obtained.
  • the second switching element S2 and the fourth switching element S4 are turned off during the idle period, and the conduction state of the first switching element S1 and the conduction state of the third switching element S3 are alternately repeated.
  • the first switching element S1 and the third switching element S3 are made non-conductive during the idle period, and the conductive state of the second switching element S2 and the conductive state of the fourth switching element S4 are alternately repeated. Even if it controls in this way, the effect similar to the above is acquired.
  • the switching of either the upper arm or the lower arm is performed. All the elements are made non-conductive in the rest period, and the switching is continued in the switching element of the other arm. As a result, the energy stored in the inductance component of the load can be regenerated and current bias can be suppressed, so that the time until demagnetization can be shortened. Further, it is possible to expect a shortening of the time until demagnetization even if at least one switching element of the other arm is made conductive and all the two switching elements of the other arm are made conductive.
  • the current route of the residual current is secured by controlling the switching pattern performed during the inverter operation pause period.
  • the loss of the load having the switching element and the inductance component can be reduced.
  • the apparatus can be miniaturized because no additional parts for suppressing the demagnetization are required.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.
  • 1 inverter device 10 battery, 11 positive terminal, 12 negative terminal, 13 first terminal, 14 second terminal, 20 transformer, 30 discharge space, 31 capacitor, 32 resistance, 100 control unit, S1 first switching element, S2 second 2 switching element, S3 3rd switching element, S4 4th switching element, G1 1st gate, G2 2nd gate, G3 3rd gate, G4 4th gate, D1 1st diode, D2 2nd diode, D3 3rd diode , D4 fourth diode.

Abstract

　インバータ装置は、正極と負極を備える直流電源と、インダクタンス成分を含む負荷が接続された第１および第２端子と、正極および第１端子に接続された第１スイッチング素子と、正極および第１端子に接続されたダイオードと、正極および第２端子に接続された第３スイッチング素子と、正極および第２端子に接続されたダイオードと、第１端子および負極に接続された第４スイッチング素子と、第１端子および負極に接続されたダイオードと、第２端子および負極に接続された第２スイッチング素子と、第２端子および負極に接続されたダイオードと、第１，第２スイッチング素子の導通と第３，第４スイッチング素子の導通を交互に繰り返すインバータ動作を実行する制御部を備える。休止期間に、第１および第３スイッチング素子と、第２および第４スイッチング素子と、のいずれか一方を非導通状態にし、他方の内の少なくとも１つのスイッチング素子を導通状態にする。

Description

インバータ装置およびインバータ装置の制御方法
　本発明は、パルス密度変調制御を用いたインバータ装置およびインバータ装置の制御方法に関する。
　パルス密度変調制御を用いたインバータの負荷としてインダクタンス成分を含む負荷を駆動する場合、インバータを構成するスイッチング素子の特性のばらつきまたは制御信号のばらつきに起因してインダクタに残留磁束が生じる偏磁が発生する。偏磁が発生すると、インバータ電流の正側の電流と負側の電流に偏りが生じ、インバータを構成するスイッチング素子のエネルギー損失にばらつきが生じて発熱に偏りが生じてしまう。このため、偏磁を防ぐまたは低減する方法が特許文献１および特許文献２に提案されている。
特開２００９－１９４９５４号公報 特開２００８－２２８４９１号公報
　特許文献１に記載されている方法の場合は、最初のパルス幅を小さくするように制御することにより偏磁を低減するように試みているが、インバータ装置の構成部品の特性のばらつきに起因した偏磁を防ぐことはできない。
　特許文献２に記載されている方法の場合は、インバータ出力に特別に電流を検出するセンサが必要になり、装置の構成が大きくなってしまう。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ装置の構成部品の特性のばらつきに起因する偏磁を、追加部品無しに速く消磁することができるインバータ装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、正極端子および負極端子を備える直流電源と、インダクタンス成分を含む負荷が接続された第１端子および第２端子と、一端が正極端子に接続されて他端が第１端子に接続された第１スイッチング素子と、一端が正極端子に接続されて他端が第１端子に接続された第１ダイオードと、一端が正極端子に接続されて他端が第２端子に接続された第３スイッチング素子と、一端が正極端子に接続されて他端が第２端子に接続された第３ダイオードと、一端が第１端子に接続されて他端が負極端子に接続された第４スイッチング素子と、一端が第１端子に接続されて他端が負極端子に接続された第４ダイオードと、一端が第２端子に接続されて他端が負極端子に接続された第２スイッチング素子と、一端が第２端子に接続されて他端が負極端子に接続された第２ダイオードと、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子の導通状態と第３スイッチング素子および第４スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返すインバータ動作を実行する制御部と、を備えることを特徴とする。制御部は、インバータ動作の休止期間に、第１スイッチング素子および第３スイッチング素子と、第２スイッチング素子および第４スイッチング素子と、のいずれか一方を非導通状態にし、他方の内の少なくとも１つのスイッチング素子を導通状態に制御することを特徴とする。
　本発明にかかるインバータ装置は、インバータ装置の構成部品の特性のばらつきに起因する偏磁を、追加部品無しに速く消磁することができるという効果を奏する。
本発明の実施の形態にかかるインバータ装置の等価回路の構成を示す図 実施の形態にかかるインバータ装置において休止期間にスイッチング動作を完全に停止する場合の各ゲート信号のスイッチングパターンとインバータ出力電流との関係を示した図 実施の形態にかかるインバータ装置において休止期間にスイッチング動作を完全には停止させない場合の各ゲート信号のスイッチングパターンとインバータ出力電流との関係を示した図 実施の形態にかかる図３のＣの部分を拡大した図 実施の形態にかかるインバータ装置の等価回路の構成において電流の流れを示した図 実施の形態にかかるインバータ装置の等価回路の構成において電流の流れを示した図 実施の形態にかかるインバータ装置の等価回路の構成において電流の流れを示した図 実施の形態にかかるインバータ装置の等価回路の構成において電流の流れを示した図 実施の形態にかかるインバータ装置の等価回路の構成において電流の流れを示した図 実施の形態にかかるインバータ装置の等価回路の構成において電流の流れを示した図
　以下に、本発明の実施の形態にかかるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は、本発明の実施の形態にかかるインバータ装置１の等価回路の構成を示す図である。インバータ装置１は、誘電体電極間で放電を発生するガスレーザ発振器の電源といった用途に用いられる。
　インバータ装置１は、正極端子１１および負極端子１２を備える直流電源であるバッテリ１０と、一端が正極端子１１に接続されて他端が第１端子１３に接続された第１スイッチング素子Ｓ１と、一端が正極端子１１に接続されて他端が第１端子１３に接続された第１ダイオードＤ１と、一端が正極端子１１に接続されて他端が第２端子１４に接続された第３スイッチング素子Ｓ３と、一端が正極端子１１に接続されて他端が第２端子１４に接続された第３ダイオードＤ３と、一端が第１端子１３に接続されて他端が負極端子１２に接続された第４スイッチング素子Ｓ４と、一端が第１端子１３に接続されて他端が負極端子１２に接続された第４ダイオードＤ４と、一端が第２端子１４に接続されて他端が負極端子１２に接続された第２スイッチング素子Ｓ２と、一端が第２端子１４に接続されて他端が負極端子１２に接続された第２ダイオードＤ２と、を備える。
　また、インバータ装置１は、第１スイッチング素子Ｓ１の第１ゲートＧ１、第２スイッチング素子Ｓ２の第２ゲートＧ２、第３スイッチング素子Ｓ３の第３ゲートＧ３および第４スイッチング素子Ｓ４の第４ゲートＧ４を制御する制御部１００を備える。制御部１００は、第１ゲートＧ１、第２ゲートＧ２、第３ゲートＧ３および第４ゲートＧ４のそれぞれにオンまたはオフのゲート信号を送ることにより、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３および第４スイッチング素子Ｓ４の導通を制御する。
　即ち、制御部１００が、第１ゲートＧ１、第２ゲートＧ２、第３ゲートＧ３および第４ゲートＧ４をそれぞれオンにすれば、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３および第４スイッチング素子Ｓ４はそれぞれ導通状態になる。制御部１００が、第１ゲートＧ１、第２ゲートＧ２、第３ゲートＧ３および第４ゲートＧ４をそれぞれオフにすれば、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３および第４スイッチング素子Ｓ４はそれぞれ非導通状態になる。
　バッテリ１０は、三相入力といった商用電源を整流した回路の出力を直流電源として示したものである。第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３および第４スイッチング素子Ｓ４は、図１ではｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）として示してあるが、スイッチング素子であればこれに限定されない。第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３および第４ダイオードＤ４は、それぞれ第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３および第４スイッチング素子Ｓ４に並列接続された還流ダイオードであるが、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３および第４ダイオードＤ４として用いてもかまわない。
　インバータ装置１の第１端子１３および第２端子１４にはインダクタンス成分を含む負荷である電圧変換器であるトランス２０が接続されている。インバータ装置１から与えられた電圧がトランス２０によって昇圧されて放電空間３０に与えられる。放電空間３０は、ガスレーザの電極を抵抗成分とキャパシタンス成分とでモデル化したもので、キャパシタ３１および抵抗３２の直列接続で示される。
　図２は、実施の形態にかかるインバータ装置１において休止期間にスイッチング動作を完全に停止する場合の各ゲート信号のスイッチングパターンとインバータ出力電流との関係を示した図である。図２の上から順に、第１ゲートＧ１へのゲート信号の時間変化、第２ゲートＧ２へのゲート信号の時間変化、第３ゲートＧ３へのゲート信号の時間変化、第４ゲートＧ４へのゲート信号の時間変化および上記ゲート信号に対応して第１端子１３と第２端子１４との間の負荷に流れるインバータ出力電流の時間変化が示されている。
　制御部１００が、第１ゲートＧ１へのゲート信号および第２ゲートＧ２へのゲート信号をオンとした場合には、負荷に正方向の電流が流れ、第３ゲートＧ３へのゲート信号および第４ゲートＧ４へのゲート信号をオンとした場合には、負荷に負方向の電流が流れる。インバータ装置１のインバータ動作時には、制御部１００は、各ゲート信号を制御することにより第１ゲートＧ１および第２ゲートＧ２をオンにした状態と第３ゲートＧ３および第４ゲートＧ４をオンにした状態とを交互に繰り返す。即ち、インバータ動作時に、制御部１００は、第１スイッチング素子Ｓ１および第２スイッチング素子Ｓ２の導通状態と第３スイッチング素子Ｓ３および第４スイッチング素子Ｓ４の導通状態とを交互に繰り返す。
　第１スイッチング素子Ｓ１および第２スイッチング素子Ｓ２の導通状態で負荷に正のパルス電流が流れ、第３スイッチング素子Ｓ３および第４スイッチング素子Ｓ４の導通状態で負荷に負のパルス電流が流れる。パルス密度変調によるインバータ制御においては、負荷に供給される負荷電力は単位時間当たりのパルスの数で決定される。上述した休止期間とは、インバータ装置１がインバータ動作を休止している期間である。
　図２では、第１ゲートＧ１へのゲート信号および第２ゲートＧ２へのゲート信号と第３ゲートＧ３へのゲート信号および第４ゲートＧ４へのゲート信号とがそれぞれ２回のオフ状態を挟んでオン状態が３回繰り返された後にオフ状態が続く休止期間に入る。負荷電力を大きくする場合は、交互にオン状態とオフ状態となる繰り返し回数を増やしてオンの回数を増やし、逆に、負荷電力を小さくする場合は、交互にオン状態とオフ状態となる繰り返し回数を減らしてオンの回数を減らせばよい。図２の例では、いずれのゲート信号も交互にオン状態とオフ状態となる繰り返しが連続して５回続くと休止期間が存在しない状態になる。即ち、交互にオン状態とオフ状態となる繰り返しの５回分に相当する時間を動作期間と休止期間とを合計した１つの周期としている。しかし、スイッチング素子におけるエネルギー損失及び負荷の放電維持状況によっては、交互にオン状態とオフ状態となる繰り返しの１０回分に相当する時間にこの周期を変更してもよい。さらには、パルス変調の周波数を上げて、オン状態およびオフ状態の最短期間をさらに短くして分解能を変更してもよい。
　図１に示すような回路で、電圧に対して電流が進み位相になってしまうと、還流ダイオードがリカバリ電流によって故障してしまう可能性があるが、負荷のインダクタンス成分が大きいので、電圧に対してインバータ出力電流は遅れ位相になっている。リカバリ電流とはダイオードのバイアス方向が順バイアスから逆バイアスに変化した直後の過渡的な状態であるリカバリ状態でダイオードに流れる電流のことである。インダクタンス成分を含む負荷の場合、図２のＡに示すように、インバータ装置１がスイッチング動作を停止しても還流ダイオードを通って残留電流が流れ続ける。残留電流が流れている状態でインバータ装置１が動作を再開すると、図２のＢに示すように、電流が偏った状態でインバータ出力電流が流れ始めるため、正方向と負方向とでの電流の流れにおいて、スイッチング素子におけるエネルギー損失および負荷のエネルギー損失に偏りが生じてしまう。
　また、図２のＡに示すように、休止期間でスイッチングを完全に停止してしまうと、負荷の回路定数で決まる振幅および周波数の振動電流が流れるため、インバータ装置１が動作を再開した時に還流ダイオードがリカバリ状態に入って還流ダイオードが故障する危険性がある。還流ダイオードが故障に至らない場合、残留電流は負荷回路の定数によって消費されるため、図２のＡに示すスイッチングの休止期間を十分長く設定すれば、十分に消磁されて残留電流が消滅し、電流の偏りは抑制される。但し、十分に消磁されるまでにかかる時間は、負荷の回路定数に依存するので、長くなる場合がある。
　図３は、実施の形態にかかるインバータ装置１において休止期間にスイッチング動作を完全には停止させない場合の各ゲート信号のスイッチングパターンとインバータ出力電流との関係を示した図である。図３の上から順に、第１ゲートＧ１へのゲート信号の時間変化、第２ゲートＧ２へのゲート信号の時間変化、第３ゲートＧ３へのゲート信号の時間変化、第４ゲートＧ４へのゲート信号の時間変化および上記ゲート信号に対応して第１端子１３と第２端子１４との間の負荷に流れるインバータ出力電流の時間変化が示されている。
　図３に示すスイッチングパターンは、インバータ動作した後の休止期間で、残留電流がスイッチング素子と還流ダイオードを通って還流するようなスイッチングパターンになっている。具体的には、インバータ動作の休止期間においても第１スイッチング素子Ｓ１および第３スイッチング素子Ｓ３において、交互にオン状態とオフ状態となる繰り返し動作を継続する。すなわち、インバータ動作の休止期間において、制御部１００は、第１スイッチング素子Ｓ１の導通状態と第３スイッチング素子Ｓ３の導通状態とを交互に繰り返すように制御することで、消磁を速めることができる。第１スイッチング素子Ｓ１の導通状態と第３スイッチング素子Ｓ３の導通状態とを交互に繰り返す周期は、インバータ動作の周期と同一とすることで、より効果的に消磁が進むことが期待できる。このスイッチングパターンおよびその消磁促進効果については、以下で詳細に説明する。
　図４は、実施の形態にかかる図３のＣの部分を拡大した図である。図４では、（１）→（２）→（３）→（４）→（５）→（６）→（７）の順に期間が進行する。（１）→（２）→（３）の期間はインバータ動作中であるが、（４）→（５）→（６）→（７）の期間は休止期間である。
　図５から図１０は、実施の形態にかかる図１のインバータ装置１の等価回路の構成において電流の流れを示した図である。図５から図１０においては、図１で示した制御部１００および一部の符号は簡単のため省略して示してある。図５は図４の（１）の期間に対応する電流の流れを示し、図６は図４の（２）および（６）の期間に対応する電流の流れを示し、図７は図４の（３）の期間に対応する電流の流れを示し、図８は図４の（４）の期間に対応する電流の流れを示し、図９は図４の（５）の期間に対応する電流の流れを示し、図１０は図４の（７）の期間に対応する電流の流れを示す。
　図４の（１）の期間においては、第１スイッチング素子Ｓ１および第２スイッチング素子Ｓ２が導通状態になり、図５のように負荷に正方向の電流の流れが生じる。
　引き続く、図４の（２）の期間においては、第３スイッチング素子Ｓ３および第４スイッチング素子Ｓ４が導通状態になるが、図６のように、負荷にまだ正方向に電流が流れている。
　引き続く、図４の（３）の期間においては、第３スイッチング素子Ｓ３および第４スイッチング素子Ｓ４は導通状態のままであり、図７のように負荷に負方向の電流の流れが生じる。
　引き続く、図４の（４）の期間においては、休止期間に入るが、第１スイッチング素子Ｓ１が導通状態になり、図８のように、負荷にまだ負方向の電流が流れている。
　引き続く、図４の（５）の期間においては、休止期間において第１スイッチング素子Ｓ１が導通状態となっていることにより、図９に示すように、残留電流の流れるルートとして、第１スイッチング素子Ｓ１を通った後に第３ダイオードＤ３を流れるルートが形成され、負荷に正方向の電流が流れて消磁を促進する。
　引き続く、図４の（６）の期間においては、休止期間のまま第３スイッチング素子Ｓ３が導通状態になり、図６のように、負荷にまだ正方向に電流が流れている。
　引き続く、図４の（７）の期間においては、休止期間において第３スイッチング素子Ｓ３が導通状態となっていることにより、図１０に示すように、残留電流の流れるルートとして、第３スイッチング素子Ｓ３を通った後に第１ダイオードＤ１を流れるルートが形成され、負荷に負方向の電流が流れて消磁を促進する。
　このように、インバータ動作により発生する負荷電力を最大にした場合であっても必ず休止期間を設け、休止期間において制御部１００が生成するスイッチングパターンにより残留電流の電流ルートを確保することで、負荷の回路定数によらずに残留電流の消費を促進することが可能になる。この結果、休止期間にスイッチング動作を完全に停止した場合の図２のＡに示すように生じる偏磁を消磁するために要する時間の短縮が可能となり、図２のＢで生じていた次のインバータ動作時における偏磁を防止することが可能となる。
　インダクタンス成分を含む負荷として、ここでは、図１のようなＲＬＣ回路の例で説明したが、インダクタンス成分を含む負荷であれば、ＲＬ回路またはＬＣ回路であっても、本実施の形態と同様の効果が得られる。
　また、上記では、休止期間に第２スイッチング素子Ｓ２および第４スイッチング素子Ｓ４を非導通状態にして、第１スイッチング素子Ｓ１の導通状態と第３スイッチング素子Ｓ３の導通状態とを交互に繰り返すように制御したが、逆に、休止期間に第１スイッチング素子Ｓ１および第３スイッチング素子Ｓ３を非導通状態にして、第２スイッチング素子Ｓ２の導通状態と第４スイッチング素子Ｓ４の導通状態とを交互に繰り返すように制御しても、上記と同様な効果が得られる。
　即ち、第１スイッチング素子Ｓ１および第３スイッチング素子Ｓ３を上段アームとし、第２スイッチング素子Ｓ２および第４スイッチング素子Ｓ４を下段アームとしたときに、上段アームと下段アームとのいずれかのアームのスイッチング素子を休止期間に全て非導通状態にして、他方のアームのスイッチング素子ではスイッチングを継続する。これにより、負荷のインダクタンス成分に蓄えられたエネルギーを回生し、電流偏りを抑制することができるので、消磁までの時間を短縮することができる。また、他方のアームの内の少なくとも一方のスイッチング素子を導通状態にする、他方のアームの２つのスイッチング素子の全てを導通状態にしても、消磁までの時間の短縮が期待できる。
　以上説明したように、実施の形態にかかるインバータ装置１およびその制御方法によれば、インバータ動作の休止期間に行われるスイッチングパターンの制御によって残留電流の電流ルートを確保することにより、インバータ装置１の構成部品の特性のばらつきに起因する偏磁を、追加部品無しに速く消磁することができるという効果を奏する。
　これにより、スイッチング素子およびインダクタンス成分を有する負荷の損失を低減することができる。また、偏磁抑制のための追加部品を必要としないので、装置を小型化できるという利点がある。また、休止期間にスイッチングを完全に停止してしまう場合に生じる還流ダイオードが故障する危険性を低減する効果も得られる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　インバータ装置、１０　バッテリ、１１　正極端子、１２　負極端子、１３　第１端子、１４　第２端子、２０　トランス、３０　放電空間、３１　キャパシタ、３２　抵抗、１００　制御部、Ｓ１　第１スイッチング素子、Ｓ２　第２スイッチング素子、Ｓ３　第３スイッチング素子、Ｓ４　第４スイッチング素子、Ｇ１　第１ゲート、Ｇ２　第２ゲート、Ｇ３　第３ゲート、Ｇ４　第４ゲート、Ｄ１　第１ダイオード、Ｄ２　第２ダイオード、Ｄ３　第３ダイオード、Ｄ４　第４ダイオード。

Claims (10)

  1. 　正極端子および負極端子を備える直流電源と、
    　インダクタンス成分を含む負荷が接続された第１端子および第２端子と、
    　一端が前記正極端子に接続されて他端が前記第１端子に接続された第１スイッチング素子と、
    　一端が前記正極端子に接続されて他端が前記第１端子に接続された第１ダイオードと、
    　一端が前記正極端子に接続されて他端が前記第２端子に接続された第３スイッチング素子と、
    　一端が前記正極端子に接続されて他端が前記第２端子に接続された第３ダイオードと、
    　一端が前記第１端子に接続されて他端が前記負極端子に接続された第４スイッチング素子と、
    　一端が前記第１端子に接続されて他端が前記負極端子に接続された第４ダイオードと、
    　一端が前記第２端子に接続されて他端が前記負極端子に接続された第２スイッチング素子と、
    　一端が前記第２端子に接続されて他端が前記負極端子に接続された第２ダイオードと、
    　前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の導通状態と前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返すインバータ動作を実行する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記インバータ動作の休止期間に、前記第１スイッチング素子および前記第３スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と、のいずれか一方を非導通状態にし、他方の内の少なくとも１つのスイッチング素子を導通状態に制御する
    　ことを特徴とするインバータ装置。
  2. 　前記制御部は、前記インバータ動作の休止期間に、前記第２スイッチング素子および前記第４スイッチング素子を非導通状態にし、前記第１スイッチング素子の導通状態と前記第３スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返すように制御する
    　ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　前記制御部は、前記インバータ動作の休止期間に、前記第１スイッチング素子および前記第３スイッチング素子を非導通状態にし、前記第２スイッチング素子の導通状態と前記第４スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返すように制御する
    　ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  4. 　前記第１スイッチング素子の導通状態と前記第３スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返す周期は、前記インバータ動作の周期と同一である
    　ことを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
  5. 　前記第２スイッチング素子の導通状態と前記第４スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返す周期は、前記インバータ動作の周期と同一である
    　ことを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
  6. 　正極端子および負極端子を備える直流電源と、インダクタンス成分を含む負荷が接続された第１端子および第２端子と、一端が前記正極端子に接続されて他端が前記第１端子に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記正極端子に接続されて他端が前記第１端子に接続された第１ダイオードと、一端が前記正極端子に接続されて他端が前記第２端子に接続された第３スイッチング素子と、一端が前記正極端子に接続されて他端が前記第２端子に接続された第３ダイオードと、一端が前記第１端子に接続されて他端が前記負極端子に接続された第４スイッチング素子と、一端が前記第１端子に接続されて他端が前記負極端子に接続された第４ダイオードと、一端が前記第２端子に接続されて他端が前記負極端子に接続された第２スイッチング素子と、一端が前記第２端子に接続されて他端が前記負極端子に接続された第２ダイオードと、を備え、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の導通状態と前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返すインバータ動作を実行するインバータ装置の制御方法であって、
    　前記インバータ動作の休止期間に、前記第１スイッチング素子および前記第３スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と、のいずれか一方を非導通状態にし、他方の内の少なくとも１つのスイッチング素子を導通状態に制御する
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
  7. 　前記インバータ動作の休止期間に、前記第２スイッチング素子および前記第４スイッチング素子を非導通状態にし、前記第１スイッチング素子の導通状態と前記第３スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返すように制御する
    　ことを特徴とする請求項６に記載のインバータ装置の制御方法。
  8. 　前記インバータ動作の休止期間に、前記第１スイッチング素子および前記第３スイッチング素子を非導通状態にし、前記第２スイッチング素子の導通状態と前記第４スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返すように制御する
    　ことを特徴とする請求項６に記載のインバータ装置の制御方法。
  9. 　前記第１スイッチング素子の導通状態と前記第３スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返す周期は、前記インバータ動作の周期と同一である
    　ことを特徴とする請求項７に記載のインバータ装置の制御方法。
  10. 　前記第２スイッチング素子の導通状態と前記第４スイッチング素子の導通状態とを交互に繰り返す周期は、前記インバータ動作の周期と同一である
    　ことを特徴とする請求項８に記載のインバータ装置の制御方法。
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