WO2015177919A1 - 電磁石駆動装置 - Google Patents

電磁石駆動装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2015177919A1
WO2015177919A1 PCT/JP2014/063664 JP2014063664W WO2015177919A1 WO 2015177919 A1 WO2015177919 A1 WO 2015177919A1 JP 2014063664 W JP2014063664 W JP 2014063664W WO 2015177919 A1 WO2015177919 A1 WO 2015177919A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
electromagnet
voltage
excitation current
power supply
switching element
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/063664
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
和久 松田
明宏 林
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2016520887A priority Critical patent/JP6246347B2/ja
Priority to EP14892603.3A priority patent/EP3147923B1/en
Priority to KR1020167023488A priority patent/KR101852285B1/ko
Priority to PCT/JP2014/063664 priority patent/WO2015177919A1/ja
Priority to CN201510054896.6A priority patent/CN105097182B/zh
Priority to CN201520075810.3U priority patent/CN204537794U/zh
Publication of WO2015177919A1 publication Critical patent/WO2015177919A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H33/00—High-tension or heavy-current switches with arc-extinguishing or arc-preventing means
    • H01H33/02—Details
    • H01H33/59—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the switch and not otherwise provided for, e.g. for ensuring operation of the switch at a predetermined point in the ac cycle
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/02—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay
    • H01H47/04—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay for holding armature in attracted position, e.g. when initial energising circuit is interrupted; for maintaining armature in attracted position, e.g. with reduced energising current

Definitions

  • the present invention relates to an electromagnet driving device for driving an electromagnet built in a circuit breaker or the like.
  • An electromagnet drive device that attracts the iron core of an electromagnet built in a circuit breaker or the like applies a large excitation current to the winding in relation to the gap of the magnetic circuit in the initial stage of suction, and after the iron core is attracted, the gap of the magnetic circuit is Therefore, the excitation current is reduced and energized to maintain the attracted state.
  • a pulsed voltage is applied to the electromagnet, and during the period when the voltage is not applied to the electromagnet, the excitation current generated by the back electromotive force of the electromagnet is flywheel.
  • the exciting current always flows through the winding so as to flow through the diode.
  • a method for detecting the excitation current after the iron core is attracted a method is known in which a current detection sensor is provided in a loop formed by an electromagnet and a flywheel diode (see, for example, Patent Document 1).
  • the current detection sensor is provided outside the loop formed by the electromagnet and the flywheel diode, and the current detection sensor is provided in series with the switching element for applying a pulsed voltage to the electromagnet.
  • a method of detecting the excitation current with the current detection sensor only when the switching element becomes conductive can be considered.
  • this method is used, if the pulse width of the applied voltage pulse of the electromagnet is narrow or the pulse cycle is fast, a high-performance and expensive microcomputer with a high sampling frequency must be used when detected using a microcomputer. There was a problem.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and suppresses power loss due to the excitation current detection resistor that generates a voltage drop proportional to the magnitude of the excitation current of the electromagnet, and further reduces the sampling frequency.
  • An object of the present invention is to obtain an electromagnet drive device that can be controlled even by a low microcomputer.
  • An electromagnet drive device includes a winding power supply circuit that outputs a DC power supply voltage to be applied to an electromagnet, a power supply voltage measurement circuit that measures the DC power supply voltage, and an electromagnet exciting current that is connected in series to the electromagnet.
  • An excitation current detection resistor that generates a voltage drop proportional to the magnitude of the current, and a control microcomputer that controls the excitation current of the electromagnet through the intervention of a switching element,
  • the control microcomputer calculates the winding resistance value of the electromagnet from the voltage drop of the excitation current detection resistor and the measurement result of the DC power supply voltage at the initial core retraction of the electromagnet and at the time of re-attraction of the iron core. Except at the time of initial suction and re-attraction of the iron core, pulse control is performed in which the DC power supply voltage is converted into a pulse voltage by the switching element based on the winding resistance value and applied to the electromagnet.
  • This invention can suppress the power loss due to the excitation current detection resistor that generates a voltage drop proportional to the magnitude of the excitation current of the electromagnet, and also applies a pulse voltage to the electromagnet to reduce the excitation current after the core of the electromagnet is attracted.
  • a pulse voltage to the electromagnet to reduce the excitation current after the core of the electromagnet is attracted.
  • it is possible to detect an electromagnet excitation current when a pulse voltage is applied that cannot be detected by a microcomputer having a low sampling frequency, and an inexpensive microcomputer having a low sampling frequency can be used.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an electromagnet drive device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an electromagnet 1 is connected to a switching element 2.
  • a DC power supply voltage is applied to the electromagnet 1 from the winding power supply circuit 3.
  • an exciting current flows through the exciting current detection resistor 4, and a voltage drop proportional to the magnitude of the exciting current is generated in the exciting current detecting resistor 4.
  • the flywheel diode 5 is connected in parallel to the electromagnet 1 so that an exciting current flows through the electromagnet 1 using an electromotive force generated in the electromagnet 1 when the switching element 2 is non-conductive. That is, the electromagnet 1 and the flywheel diode 5 form a loop.
  • the excitation current control unit 6a measures the voltage drop of the excitation current detection resistor 4 and the power supply voltage measurement circuit 10 that measures the DC power supply voltage of the winding power supply circuit 3, and detects the excitation current of the electromagnet 1.
  • the pulse drive circuit 12a that controls the switching element 2 in pulses, the power supply voltage measuring circuit 10 and the exciting current measuring circuit 11.
  • a control microcomputer 13a that controls the pulse width of the pulse drive circuit 12a by calculating a pulse width that allows a necessary excitation current to flow, and a control power supply circuit 14 that supplies power to the control microcomputer 13a are provided.
  • the alarm output circuit 7 is used when the winding resistance value is abnormal due to a rare short of the winding of the electromagnet 1, or when the ambient temperature of the electromagnet 1 is increased due to abnormal heat generation in the circuit breaker energizing part, and the winding resistance value is increased. An alarm is output to.
  • the time delay operation capacitor 8 is a power backup capacitor. When this electromagnet driving device is used as an undervoltage tripping device for an internal accessory of a circuit breaker, a predetermined time (for example, about 3 seconds) after the input power is cut off. ) In order to perform the time-delayed operation for maintaining the iron core suction of the electromagnet 1, the exciting current of the electromagnet 1 is supplied during the time-delayed operation.
  • the electromagnet drive device is configured as described above, and the operation thereof will be described next.
  • the control microcomputer 13a is activated by the power supply voltage measuring circuit 10 so that the DC power supply voltage of the winding power supply circuit 3 is It is confirmed that the voltage rises to a voltage at which the iron core can be sucked and is stable at a constant value Va. If it can be confirmed that the DC power supply voltage of the winding power supply circuit 3 is stable at the constant value Va, the pulse driving circuit 12a is operated to perform iron core suction.
  • the control microcomputer 13a sets the horizontal axis to time and the vertical axis to the DC power supply voltage of the winding power supply circuit 3.
  • the pulse drive circuit 12a is operated at a pulse width of 100% for a period of several hundred ms indicated by Ta in FIG.
  • the switching element 2 is turned on for several hundred ms, and the DC power supply voltage of the winding power supply circuit 3 is applied to the electromagnet 1.
  • the excitation current energized to the electromagnet 1 is as shown in FIG. 3 with the horizontal axis representing time and the vertical axis representing excitation current.
  • the exciting current starts to flow from the voltage application start time indicated by T1. Then, as the gap between the movable iron core and the fixed iron core decreases, the magnetic resistance decreases and the magnetic flux increases, and when the iron core is attracted, the magnetic flux increases rapidly and a back electromotive force is generated.
  • the coil current decreases once. After the iron core is attracted, the magnetic resistance becomes constant and the magnetic flux does not change.
  • the excitation current of the electromagnet 1 divides the applied voltage by the winding resistance as shown by the period T3. It becomes a constant value.
  • the on-resistance of the switching element 2 is several hundred m ⁇ and is sufficiently small with respect to the winding resistance value of the electromagnet 1, the voltage drop at the switching element 2 is omitted in the calculation.
  • the gap in the magnetic circuit becomes smaller, so that the attracted state of the iron core can be maintained even if the exciting current is reduced and energized. .
  • the excitation current is reduced by the control microcomputer 13a driving the switching element 2 through the pulse drive circuit 12a and applying the DC power supply voltage Va of the winding power supply circuit 3 to the electromagnet 1 as a pulse voltage.
  • the winding resistance value Ra of the electromagnet 1 increases in proportion to the ambient temperature. Therefore, if the pulse width is constant, the exciting current decreases as the ambient temperature rises, and the winding current value is increased due to an instantaneous power failure or the like.
  • the DC power supply voltage Va of the line power supply circuit 3 is reduced, the exciting current is reduced.
  • the control microcomputer 13a uses the winding resistance value Ra obtained by the above calculation and the measured value of the DC power supply voltage Va of the winding power supply circuit 3 to obtain the on-duty correction coefficient K for pulse control, Pulse control is performed with an on-duty of D1 ⁇ K obtained by multiplying the reference on-duty D1 by a correction coefficient K.
  • the reference on-duty D1 is an on-duty capable of attracting and holding the iron core during stable operation of the winding power supply circuit 3 at an ambient temperature of 20 ° C., and is stored in the control microcomputer 13a in advance.
  • the correction coefficient K is obtained by multiplying the correction coefficient K1 in consideration of the increase / decrease in the winding resistance value due to the ambient temperature by the correction coefficient K2 in consideration of the reduction of the DC power supply voltage Va of the winding power supply circuit 3
  • K K1 ⁇ K2 Is calculated by the control microcomputer 13a.
  • K1 winding resistance value Ra / reference winding resistance value R1
  • K2 DC power supply voltage Va / reference power supply voltage V1
  • the reference winding resistance value R1 is a resistance value and a reference power supply voltage V1 at an ambient temperature of 20 ° C. Is a voltage during stable operation of the winding power supply circuit 3.
  • the correction coefficient K1 is corrected so that the on-duty increases in proportion to the winding resistance value.
  • the correction coefficient K2 is corrected so as to increase the on-duty when the applied voltage of the winding decreases.
  • the pulse drive circuit 12a operates at a pulse width of 100% for a period of several hundred ms indicated by Tb every several tens of seconds, and the switching element 2 is turned on for several hundred ms.
  • the resistance value Ra of the winding of the electromagnet 1 is recalculated, and the on-duty until the iron core re-suction after the next several tens of seconds is determined. Is controlled to be constant.
  • internal attachment devices using breaker electromagnets are subjected to external impacts such as body opening and closing impacts on the electromagnet, but the function of returning the iron core displaced by this external impact to its original position every tens of seconds. It also serves as an iron core re-suction.
  • the winding resistance value of the electromagnet 1 increases due to the influence of heat radiation from the current-carrying part and the increase in ambient temperature. Is stored, and the ambient temperature of the electromagnet 1 rises when the winding resistance Ra obtained by the above calculation deviates from the lower limit due to rare shorting of the winding, or due to abnormal heat generation in the energizing section. When the winding resistance value exceeds the upper limit, the control microcomputer 13a outputs an alarm of winding resistance value abnormality via the alarm output circuit 7.
  • the undervoltage tripping device of the circuit breaker internal accessory device has a time-delay operation type that maintains the iron core suction of the electromagnet for about 3 seconds after the input power is cut off.
  • the exciting current continues to flow through the electromagnet 1 with the electric charge stored before the cutting off.
  • the voltage Va applied to the electromagnet 1 decreases with the consumption of the charge of the time delay operation capacitor 8, so that when the switching pulse width of the switching element 2 is made constant, the excitation current is reduced.
  • the on-duty increases as the applied voltage Va of the electromagnet 1 decreases, and the excitation current can be kept constant.
  • the exciting current detection resistor 4 is attached outside the loop formed by the electromagnet 1 and the flywheel diode 5, the switching element 2 is in a conductive state. Power consumption is generated in the exciting current detection resistor 4 only at the time of, and power consumption is not generated when the switching element 2 is in a non-conducting state, so that power loss can be suppressed.
  • the exciting current measuring circuit 11 measures the excitation current at a relatively large portion at the time of initial iron core suction and at the time of iron core re-suction.
  • the excitation current detecting resistor 4 having a resistance value of 1/5 can be used as compared with the method of detecting the attraction holding maintenance current when trying to obtain the same detection voltage.
  • a resistor having a small resistance value power consumption by the resistor can be suppressed, and a resistor having a small rated power can be used.
  • a voltage drop proportional to the exciting current generated in the exciting current detection resistor 4 occurs only when the switching element 2 is in a conducting state. If the frequency is set to 15 kHz or more in order to avoid the audible range, the pulse width is narrowed to several ⁇ s to several tens ⁇ s. If a control microcomputer capable of sampling this pulse several times is selected, a high-performance and expensive microcomputer must be selected. If a 10 ⁇ s pulse can be sampled 10 times, a high-performance control microcomputer with a sampling period of 1 MHz or more is required, but if the excitation current detection period of T3 and T4 in FIG. In order to sample a 10 ms pulse 10 times, a control microcomputer having a sampling period of 1 kHz or more can be used, and an inexpensive general-purpose microcomputer having a low sampling frequency can be used.
  • control microcomputer 13a stores the maximum change range of the winding resistance value.
  • the alarm output circuit 7 outputs an alarm of abnormal winding resistance value, thereby causing a short circuit. Abnormal winding resistance due to abnormalities, etc.
  • an abnormal alarm is generated when the ambient temperature of the electromagnet 1 increases and the winding resistance increases due to abnormal heating of the current-carrying part. Can be informed.
  • the iron core can be kept attracted even if the exciting current is reduced and energized. And a measured value of the DC power supply voltage Va of the winding power supply circuit 3, an on-duty correction coefficient is obtained, and pulse control is performed at an on-duty obtained by multiplying the reference on-duty by the correction coefficient, whereby winding at ambient temperature is performed.
  • the exciting current can be kept constant even when the line resistance value is increased or decreased or when the DC power supply voltage Va of the winding power supply circuit 3 is reduced.
  • the exciting current that is flowing is necessary for maintaining the attraction of the iron core.
  • the problem is that the electromagnet 1 generates heat or the current consumption increases because the excitation current is lower than the excitation current or more than necessary, but the resistance value of the winding of the electromagnet 1 is recalculated every tens of seconds.
  • the excitation current can be kept constant by calculating the on-duty correction coefficient until the iron core re-suction after the next several tens of seconds, and determining the on-duty and performing pulse control.
  • the electromagnet driving device when used as an internal accessory device of a circuit breaker, external shocks such as a body opening / closing impact are applied to the electromagnet 1, but the iron core is re-attracted every several tens of seconds. Thus, the iron core displaced by an external impact can be returned to the original position.
  • the electromagnet driving device when used for the time-delay operation type for maintaining the core suction of the electromagnet 1 for about 3 seconds after the input power source such as the undervoltage tripping device of the circuit breaker internal accessory device is cut off, During the delay period after the input power supply is cut off, the excitation current continues to flow through the electromagnet 1 with the electric charge stored in the delay operation capacitor 8, but the DC power supply voltage Va applied to the electromagnet 1 is applied to the delay operation capacitor 8. Since the voltage decreases as the electric charge is consumed, the excitation current can be kept constant even when the applied voltage of the electromagnet 1 is reduced by performing pulse control with an on-duty obtained by multiplying the basic on-duty by a correction coefficient.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of the electromagnet driving device according to the second embodiment.
  • the second embodiment shows another embodiment of the exciting current control unit 6a in the first embodiment, and has various effects similar to those of the first embodiment.
  • an excitation current control unit 6b includes a control microcomputer 13b that performs energization of an excitation current necessary for holding the iron core of the electromagnet 1 by pulse control of the switching element 2, a control power supply 14 of the control microcomputer 13b, and a winding A power supply voltage measuring circuit 10 that measures the DC power supply voltage of the power supply circuit 3, a pulse drive circuit 12b that controls the pulse of the switching element 2, a transistor 20 that pulses the switching element 2 using a pulse output of the pulse drive circuit 12b, and a resistor 21 And a zener diode 22.
  • the exciting current control unit 6b further includes a capacitor 23 that holds a detection voltage proportional to the exciting current generated in the exciting current detection resistor 4 when the switching element 2 is turned on, during the non-conducting period of the switching element 2, and the switching element 2
  • a resistor 24 for preventing a current from flowing from the capacitor 23 to the exciting current detection resistor 4 in the non-conducting period
  • a semiconductor switch 25 for connecting the capacitor 23 and the exciting current detecting resistor 4 only when the switching element 2 is conductive
  • switching A Zener diode 26 and a resistor 27 that operate the semiconductor switch 25 only when the element 2 is conductive are provided. Since other configurations are the same as those in the first embodiment, the same reference numerals are used and description thereof is omitted.
  • the electromagnet drive device is configured as described above, and the operation thereof will be described next.
  • the winding resistance of the electromagnet 1 is generated by a voltage drop generated in the exciting current detection resistor 4 when the pulse width of the pulse control is operated at 100% for several hundreds of milliseconds every tens of seconds from the initial stage of core suction.
  • the pulse width of the pulse control is determined by calculating the value.
  • the horizontal axis is time
  • the vertical axis is the DC power supply voltage of the winding power supply circuit 3 in the pulse control period Tc of FIG.
  • the pulse width of the pulse control is determined by the voltage drop generated in the exciting current detection resistor 4.
  • the control microcomputer 13b calculates the winding resistance value of the electromagnet 1 by the method described in the first embodiment at the initial stage of iron core suction, determines the pulse width, and starts pulse control. Since the winding resistance value of the electromagnet 1 increases or decreases depending on the ambient temperature, when the pulse control is performed for a long time based on the winding resistance value calculated at the initial stage of core suction, the excitation current that is flowing is the excitation current necessary to maintain the suction of the core. Or an excessive excitation current is applied to cause the electromagnet 1 to generate heat or increase current consumption.
  • the detection voltage proportional to the exciting current generated in the exciting current detecting resistor 4 when the switching element 2 is conductive is held by the capacitor 23 even during the non-conductive period of the switching element 2. Sampling becomes possible.
  • the switching element 2 is an element that becomes conductive when the gate terminal voltage exceeds a threshold value
  • the semiconductor switch 25 is an element that becomes conductive when the control terminal voltage exceeds a threshold value.
  • Pulse control is performed by turning on and off the transistor 20 by the pulse drive circuit 12b. However, when the transistor 20 is on, the Zener diode 22 is short-circuited, and no voltage is applied to the gate terminal of the switching element 2. When turned off, a current flows from the resistor 21 to the Zener diode 22, and a voltage equal to the Zener voltage of the Zener diode 22 is applied to the gate terminal of the switching element 2.
  • a Zener diode 26 having a Zener voltage characteristic lower than the Zener voltage of the Zener diode 22 and a resistor 27 are connected in parallel with the Zener diode 22 and connected to the control terminal of the semiconductor switch 25.
  • the control terminal voltage of the semiconductor switch 25 rises later than the gate terminal voltage of the switching element 2, and at the falling time, the control terminal voltage of the semiconductor switch 25 falls earlier than the gate terminal voltage of the switching element 2. Therefore, the semiconductor switch 25 becomes conductive after the switching element 2 becomes conductive during pulse control, and the semiconductor switch 25 becomes nonconductive before the switching element 2 becomes nonconductive.
  • the switching element 2 is turned on and the semiconductor switch 25 is turned on only when a detection voltage proportional to the excitation current is generated in the excitation current detection resistor 4, and the capacitor 23 is charged to hold the detection voltage.
  • a voltage having a value within a range that can be regarded as being equal to the detection voltage of the excitation current detection resistor 4 is held at both ends of the capacitor 23.
  • the holding voltage of the capacitor 23 is such that the non-conduction period of the switching element 2 is reduced by self-discharge due to the leakage current of the semiconductor switch 25 and the leakage current of the capacitor 23 itself, but does not affect the excitation current detection.
  • the excitation current can be detected by selecting parts with the leakage current characteristics.
  • the resistor 24 holds the capacitor 23 when a current flows from the capacitor 23 to the exciting current detection resistor 4 side when the switching element 2 and the semiconductor switch 25 are turned on or off at a timing that can be regarded as simultaneous. It works to prevent the voltage from dropping rapidly and affecting detection.
  • the control microcomputer 13b reads a voltage signal proportional to the excitation current of the electromagnet 1 charged in the capacitor 23, and controls the switching element 2 via the pulse drive circuit 12b with a pulse width in which the excitation current necessary for holding the iron core of the electromagnet 1 flows. Pulse control.
  • the exciting current detection resistor 4 is attached outside the loop formed by the electromagnet 1 and the flywheel diode 5, and thus the conduction state of the switching element 2. Power consumption is generated only in the exciting current detection resistor 4 and power consumption is not generated when the switching element 2 is in a non-conductive state, so that power loss can be suppressed.
  • the excitation current detection signal of the electromagnet 1 is maintained even during the non-conduction period of the switching element 2, the excitation current can be detected even by an inexpensive general-purpose microcomputer having a low sampling frequency.
  • an alarm is generated.
  • An alarm of winding resistance value abnormality is output from the output circuit 7.
  • an alarm is output when the winding resistance value increases due to an abnormal heating of the electromagnet 1 due to abnormal heating of the electromagnet when used in an internal accessory device such as a circuit breaker due to rare shorts, etc. By doing so, you can notify the abnormality.
  • the electromagnet driving device when used as an internal accessory device of a circuit breaker, external shocks such as a body opening / closing impact are applied to the electromagnet 1, but the iron core is re-attracted every several tens of seconds. Thus, the iron core displaced by an external impact can be returned to the original position.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of an electromagnet driving device according to Embodiment 3.
  • the third embodiment shows still another embodiment of the exciting current control unit 6a in the first embodiment, and has various effects similar to those of the first embodiment.
  • an excitation current control unit 6c includes a control microcomputer 13b that performs energization of an excitation current necessary for holding the iron core of the electromagnet 1 by pulse control of the switching element 2, a control power supply 14 of the control microcomputer 13b, and a winding A power supply voltage measuring circuit 10 that measures the DC power supply voltage of the power supply circuit 3, a pulse drive circuit 12a that controls the pulse of the switching element 2, and a detection that is proportional to the excitation current generated in the excitation current detection resistor 4 when the switching element 2 is conductive.
  • the electromagnet drive device is configured as described above, and the operation thereof will be described next.
  • the winding resistance of the electromagnet 1 is generated by a voltage drop generated in the exciting current detection resistor 4 when the pulse width of the pulse control is operated at 100% for several hundreds of milliseconds every tens of seconds from the initial stage of core suction. By calculating the value, the pulse width of the pulse control is determined.
  • the voltage drop generated in the excitation current detection resistor 4 during the pulse control period Tc shown in FIG. Determine the pulse width of the pulse control.
  • the control microcomputer 13b calculates the winding resistance value of the electromagnet 1 by the method described in the first embodiment at the initial stage of core suction, determines the pulse width, and starts pulse control. Since the winding resistance value of the electromagnet 1 increases or decreases depending on the ambient temperature, when the pulse control is performed for a long time based on the winding resistance value calculated at the initial stage of core suction, the excitation current that is flowing is the excitation current necessary to maintain the suction of the core. Or an excessive excitation current flows, causing problems such as heat generation of the electromagnet 1 and an increase in current consumption.
  • the detection voltage proportional to the excitation current generated by the excitation current detection resistor 4 when the switching element 2 is conductive is held by the capacitor 23 even during the non-conduction period of the switching element 2. Sampling becomes possible.
  • the photoMOS relay 30 is turned on at the output side when the current divided by the exciting current detection resistor 4 and the resistor 31 is energized to the input side. At this time, the current flowing through the resistor 31 is set to 1/10 or less of the current flowing through the exciting current detecting resistor 4 so that the exciting current detection of the electromagnet 1 is not affected.
  • the holding voltage of the capacitor 23 decreases the non-conduction period of the switching element 2 due to the self-discharge due to the leakage current of the photo MOS relay 30 or the leakage current of the capacitor 23 itself, but it affects the detection of the excitation current.
  • the excitation current can be detected by selecting a part having a leakage current characteristic that does not reach.
  • the resistor 24 is a capacitor when the current flows from the capacitor 23 to the exciting current detection resistor 4 side when the switching element 2 and the photo MOS relay 30 are turned on or off at a timing that can be regarded as simultaneous.
  • the holding voltage of 23 is abruptly lowered to avoid affecting the detection.
  • the control microcomputer 13b reads a voltage signal proportional to the excitation current of the electromagnet 1 charged in the capacitor 23, and pulses the switching element 2 through the pulse drive circuit with a pulse width in which the excitation current necessary for holding the iron core of the electromagnet 1 flows. Control.
  • the exciting current detection resistor 4 is attached outside the loop formed by the electromagnet 1 and the flywheel diode 5, so that the switching element 2 is in a conductive state. Only when the power consumption occurs in the exciting current detection resistor 4 and no power consumption occurs when the switching element 2 is in a non-conductive state, power loss can be suppressed.
  • the excitation current detection signal of the electromagnet 1 is maintained even during the non-conduction period of the switching element 2, the excitation current can be detected even by an inexpensive general-purpose microcomputer having a low sampling frequency.
  • an alarm is generated.
  • An alarm of winding resistance value abnormality is output from the output circuit 7.
  • an alarm is output when the winding resistance value increases due to an abnormal heating of the electromagnet 1 due to abnormal heating of the electromagnet when used in an internal accessory device such as a circuit breaker due to rare shorts, etc. By doing so, you can notify the abnormality.
  • the electromagnet driving device when used for an internal accessory device of a circuit breaker, external shocks such as a body opening / closing impact are applied to the electromagnet 1, but the iron core is re-attracted every several tens of seconds. Thus, the iron core displaced by an external impact can be returned to the original position.

Abstract

　スイッチング素子（２）の介在により電磁石（１）の励磁電流を制御する制御マイコン（１３ａ、１３ｂ）を備える。制御マイコン（１３ａ、１３ｂ）は、電磁石（１）の鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時には、電磁石（１）の励磁電流の大きさに比例した電圧降下と電磁石（１）に印加されるＤＣ電源電圧から電磁石（１）の巻線抵抗値を算出し、算出された巻線抵抗値に基づいて上記ＤＣ電源電圧のパルス制御を行い、鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時以外は、上記ＤＣ電源電圧をパルス電圧にして電磁石（１）へ印加する。

Description

電磁石駆動装置
　この発明は、遮断器等に内蔵される電磁石を駆動する電磁石駆動装置に関するものである。
　遮断器等に内蔵される電磁石の鉄心を吸引する電磁石駆動装置は、吸引初期には磁気回路の空隙の関係で大きい励磁電流を巻線へ通電し、鉄心を吸引した後は磁気回路の空隙が小さくなるので励磁電流を低減して通電し、吸引状態を維持する制御が行われている。
　このような電磁石駆動装置では、鉄心吸引後の励磁電流の低減手段として、電磁石にパルス状の電圧を印加し、電磁石に電圧が印加されない期間は電磁石の逆起電力で発生する励磁電流がフライホイルダイオードを介して流れるようにして、常に巻線に励磁電流が流れるようにしている。また、鉄心吸引後の励磁電流を検出する方法として、電磁石とフライホイルダイオードで形成されるループの中に電流検出センサを設けて検出する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平６－３１１６３７号公報
　上記特許文献１に開示された技術のように、電磁石とフライホイルダイオードで形成されるループの中に電流検出センサを設けて検出する方法では、電流検出センサに抵抗を用いて抵抗での電圧降下を検出する方法が用いられているが、常に抵抗に励磁電流が流れるために電力損失が増えてしまう課題があった。
　また、電力損失を抑えるために、電流検出センサを電磁石とフライホイルダイオードで形成されるループの外に出して、電磁石にパルス状の電圧を印加するためのスイッチング素子と直列に電流検出センサを設けて、スイッチング素子が導通となる時のみ電流検出センサで励磁電流を検出する方法が考えられる。しかし、この方法にすると、電磁石の印加電圧パルスのパルス幅が狭い場合やパルス周期が早い場合は、マイコンを用いて検出した場合にサンプリング周波数の高い高性能で高価なマイコンを使用しなければならないという課題があった。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、電磁石の励磁電流の大きさに比例した電圧降下を発生する励磁電流検出抵抗による電力損失を抑え、その上でサンプリング周波数の低いマイコンでも制御可能とする電磁石駆動装置を得ることを目的とするものである。
　この発明の電磁石駆動装置は、電磁石に印加するＤＣ電源電圧を出力する巻線用電源回路と、上記ＤＣ電源電圧を計測する電源電圧計測回路と、上記電磁石に直列接続され、上記電磁石の励磁電流の大きさに比例した電圧降下を発生する励磁電流検出抵抗と、上記電磁石の励磁電流をスイッチング素子の介在により制御する制御マイコンと、を備え、
　上記制御マイコンは、上記電磁石の鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時に、上記励磁電流検出抵抗の電圧降下と上記ＤＣ電源電圧の計測結果から上記電磁石の巻線抵抗値を算出し、上記電磁石の鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時以外は、上記巻線抵抗値に基づいて上記ＤＣ電源電圧を上記スイッチング素子によりパルス電圧に変換して上記電磁石へ印加するパルス制御を行うものである。
　この発明は、電磁石の励磁電流の大きさに比例した電圧降下を発生する励磁電流検出抵抗による電力損失を抑えることができると共に、電磁石の鉄心吸引後に励磁電流を低減するためにパルス電圧を電磁石に印加した時に、サンプリング周波数の低いマイコンでは検出できないパルス電圧印加時の電磁石励磁電流を検出可能とし、サンプリング周波数の低い安価なマイコンが使用可能となる。
　この発明の上記以外の目的、特徴、観点及び効果は、図面を参照する以下のこの発明の詳細な説明から、さらに明らかになると考えられる。
この発明の実施の形態１に係る電磁石駆動装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１に係る電磁石駆動装置の印加電圧を説明するための説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電磁石駆動装置の通電電流を説明するための説明図である。 電磁石の巻線抵抗値と温度の関係を説明するための説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電磁石駆動装置の補正係数と巻線抵抗値の関係を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電磁石駆動装置の補正係数と印加電圧の関係を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る電磁石駆動装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態２に係る電磁石駆動装置の印加電圧を説明するための説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電磁石駆動装置のスイッチング素子と半導体スイッチの動作を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態２に係る電磁石駆動装置の励磁電流検出抵抗の電圧とコンデンサの電圧の関係を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態３に係る電磁石駆動装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３に係る電磁石駆動装置の励磁電流検出抵抗の通電電流とフォトモスリレーの入力側通電電流の関係を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態３に係る電磁石駆動装置の励磁電流検出抵抗の通電電流とコンデンサの充電電流の関係を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態３に係る電磁石駆動装置の励磁電流検出抵抗電圧とコンデンサの電圧の関係を示すタイミングチャートである。
　以下、この発明に係る電磁石駆動装置の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係る電磁石駆動装置の構成を示す回路図である。
　図１において、電磁石１はスイッチング素子２に接続されている。スイッチング素子２が導通状態のときは、巻線用電源回路３よりＤＣ電源電圧が電磁石１に印加される。スイッチング素子２が導通状態のときは、励磁電流検出抵抗４に励磁電流が流れ、励磁電流の大きさに比例した電圧降下が励磁電流検出抵抗４に発生する。フライホイルダイオード５は、スイッチング素子２が非導通のときに、電磁石１に発生する起電力を用いて電磁石１に励磁電流を流すために電磁石１に並列接続されている。即ち、電磁石１とフライホイルダイオード５によりループが形成されている。
　励磁電流制御部６ａは、巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧を計測する電源電圧計測回路１０と、励磁電流検出抵抗４の電圧降下を計測し、電磁石１の励磁電流を検出する励磁電流検出手段である励磁電流計測回路１１と、スイッチング素子２をパルス制御するパルス駆動回路１２ａと、電源電圧計測回路１０と励磁電流計測回路１１の計測値を元に、電磁石１の鉄心を保持するために必要な励磁電流を流し得るパルス幅を算出してパルス駆動回路１２ａのパルス幅を制御する制御マイコン１３ａと、制御マイコン１３ａへ電源供給する制御電源回路１４を備えている。
　アラーム出力回路７は、電磁石１の巻線のレアショート等による巻線抵抗値異常時や、遮断器通電部の異常発熱で電磁石１の周囲温度が上昇し、巻線抵抗値が増大したとき等にアラームを出力する。時延動作用コンデンサ８は電源バックアップのコンデンサで、この電磁石駆動装置を遮断器の内部付属装置の不足電圧引きはずし装置等に用いた場合、入力電源の切断後に、所定の時間（例えば３秒程度）電磁石１の鉄心吸引を維持する時延動作を行わせるために、時延動作中に電磁石１の励磁電流を供給するものである。
　実施の形態１に係る電磁石駆動装置は上記のように構成されており、次にその動作について説明する。
　制御マイコン１３ａは、巻線用電源回路３及び制御電源回路１４が起動して電源供給を受けて起動した後、電源電圧計測回路１０により、巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧が電磁石１の鉄心を吸引できる電圧まで上昇して一定値Ｖａで安定していることを確認する。巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧が一定値Ｖａで安定していることが確認できれば、パルス駆動回路１２ａを動作させて鉄心吸引を行う。
　鉄心吸引初期時には磁気回路の空隙の関係で大きい励磁電流を巻線へ通電する必要があるため、制御マイコン１３ａは、横軸を時間、縦軸を巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧とする図２のＴａで示す数百ｍｓの期間、パルス駆動回路１２ａのパルス幅を１００％で動作させる。そして、スイッチング素子２を数百ｍｓ間導通状態とし、電磁石１に巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧を印加する。このとき、電磁石１へ通電される励磁電流は、横軸を時間、縦軸を励磁電流とする図３に示すようになる。即ち、Ｔ１で示す電圧印加開始時点より励磁電流が流れ始める。そして、可動鉄心と固定鉄心の空隙が小さくなるに従い、磁気抵抗が減少して磁束が増加し、鉄心が吸着されると磁束が急激に増加して逆起電力が発生し、Ｔ２で示す時点でコイル電流は一旦減少する。鉄心の吸着後は磁気抵抗が一定になって磁束の変化が無くなり、逆起電力が減少して無くなると、Ｔ３で示す期間のように電磁石１の励磁電流は印加電圧を巻線抵抗値で割った一定値となる。
　このとき、励磁電流検出抵抗４には励磁電流に比例した電圧降下Ｖｂが発生する。制御マイコン１３ａは、励磁電流計測回路１１で電圧降下Ｖｂの計測データ、及び電源電圧計測回路１０で巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧Ｖａの計測データを取得する。励磁電流検出抵抗４の抵抗値をＲｂとすると、制御マイコン１３ａは電磁石１の巻線抵抗値ＲａをＲａ＝（Ｖａ－Ｖｂ）／（Ｖｂ／Ｒｂ）の算式により算出する。ここで、スイッチング素子２のオン抵抗は数百ｍΩであり、電磁石１の巻線抵抗値に対して十分小さいため、スイッチング素子２での電圧降下は省略して計算している。
　図２の鉄心吸引初期時Ｔａの期間が過ぎ、鉄心が吸引された後は、磁気回路の空隙が小さくなるので励磁電流を低減して通電しても、鉄心の吸引状態を維持することができる。励磁電流の低減は、制御マイコン１３ａがパルス駆動回路１２ａを介してスイッチング素子２をパルス駆動し、巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧Ｖａをパルス電圧にして電磁石１に加えることで行うが、図４で示すように電磁石１の巻線抵抗値Ｒａは周囲温度に比例して増加するため、パルス幅が一定であると周囲温度の上昇と共に励磁電流が低減し、また、瞬時停電等で巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧Ｖａが低減したときに励磁電流が低減する。
　これを避けるため、制御マイコン１３ａは上記計算で得た巻線抵抗値Ｒａと巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧Ｖａの計測値を用いて、パルス制御のオンデューティの補正係数Ｋを求め、基準オンデューティＤ１に補正係数Ｋを掛けたＤ１×Ｋのオンデューティでパルス制御を行う。なお、基準オンデューティＤ１は周囲温度２０℃で巻線用電源回路３の安定動作時の鉄心吸引保持可能なオンデューティであり、予め制御マイコン１３ａに記憶している。また、補正係数Ｋは、周囲温度による巻線抵抗値の増減を考慮した補正係数Ｋ１と巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧Ｖａの低減を考慮した補正係数Ｋ２を掛け合せたＫ＝Ｋ１×Ｋ２の算式で制御マイコン１３ａが算出する。Ｋ１＝巻線抵抗値Ｒａ／基準巻線抵抗値Ｒ１、Ｋ２＝ＤＣ電源電圧Ｖａ／基準電源電圧Ｖ１であり、基準巻線抵抗値Ｒ１は周囲温度２０℃の時の抵抗値、基準電源電圧Ｖ１は巻線用電源回路３の安定動作時電圧である。図５に示すように、補正係数Ｋ１は巻線抵抗値と比例してオンデューティが大きくなるように補正を行う。また、図６に示すように、補正係数Ｋ２は巻線の印加電圧が低減するとオンデューティを大きくするように補正を行う。
　電磁石１の巻線の抵抗値は周囲温度によって増減するため、鉄心吸引初期時Ｔａの期間に算出した巻線抵抗値Ｒａを元に長い時間パルス制御した場合、流している励磁電流が鉄心の吸引維持に必要な励磁電流を下回ったり、必要以上の励磁電流を流してしまい電磁石１が発熱したり、消費電流が増える等の問題を生じる。このため、図２のように数十秒毎にＴｂで示す数百ｍｓの期間、パルス駆動回路１２ａのパルス幅を１００％で動作し、スイッチング素子２を数百ｍｓ間導通させ、図３のＴ４の期間のように励磁電流が一定となった時に電磁石１の巻線の抵抗値Ｒａを再計算し、次の数十秒後の鉄心再吸引までの間のオンデューティを決定し、励磁電流が一定となるように制御する。なお、遮断器の電磁石を用いた内部付属装置等は本体開閉衝撃等の外的衝撃が電磁石に加わるが、この外的衝撃により位置ずれした鉄心を元の位置へ戻す働きを数十秒毎の鉄心再吸引は兼ねている。
　この電磁石駆動装置を遮断器等の内部付属装置に使用した場合、通電部の放熱の影響や周囲温度の上昇により電磁石１の巻線抵抗値が増加するが、制御マイコン１３ａには巻線抵抗値の最大変化範囲が記憶されており、上記算出で得た巻線の抵抗値Ｒａが巻線のレアショート等により下限値を外れた場合や、通電部の異常発熱により電磁石１の周囲温度が上がり巻線抵抗値が上限を外れた場合に、制御マイコン１３ａはアラーム出力回路７を介して巻線抵抗値異常のアラームを出力する。
　また、遮断器の内部付属装置の不足電圧引きはずし装置等は入力電源の切断後に３秒程度、電磁石の鉄心吸引を維持する時延動作形があるが、時延動作用コンデンサ８を取付けることで、入力電源の切断後の時延期間は、切断前に蓄えた電荷で電磁石１に励磁電流を流し続ける。このとき、電磁石１に印加される電圧Ｖａは時延動作用コンデンサ８の電荷の消費と共に低下するので、スイッチング素子２のスイッチングパルス幅を一定にした場合、励磁電流が低減してしまうが、上記補正係数Ｋを基本オンデューティＤ１に掛けたオンデューティでパルス制御することで、電磁石１の印加電圧Ｖａの低減と共にオンデューティが大きくなり、励磁電流を一定に保つことができる。
　以上のように、実施の形態１に係る電磁石駆動装置によれば、励磁電流検出抵抗４が電磁石１とフライホイルダイオード５で形成されるループの外に取付けてあるため、スイッチング素子２が導通状態の時のみ励磁電流検出抵抗４に電力消費が発生し、スイッチング素子２が非導通状態の時は電力消費が発生しないため、電力損失を抑えることができる。
　また、図３のＴ３とＴ４のように鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時の比較的大きい箇所の励磁電流を励磁電流計測回路１１で計測するため、仮に鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時の励磁電流が吸引保持維持電流の５倍である場合、同じ検出電圧を得ようとすると吸引保持維持電流を検出する方式に比べて１／５の抵抗値の励磁電流検出抵抗４を使用できる。小さい抵抗値の抵抗を使用することで、抵抗での電力消費が抑えられ、定格電力の小さい抵抗を使用することができる。
　また、図２のように励磁電流検出抵抗４に生じる励磁電流に比例した電圧降下は、スイッチング素子２が導通状態の時のみ生じるが、吸引保持維持電流通電時のパルス制御のパルス周期をスイッチング音の可聴域を避けるため１５ｋＨｚ以上に設定すると、パルス幅は数μｓ～数十μｓと狭くなる。このパルスを数回サンプリングできるような制御マイコンを選定すると、高性能で高価なマイコンを選定せざる得なくなる。仮に１０μｓのパルスを１０回サンプリングできるようにするためにはサンプリング周期が１ＭＨｚ以上の高性能な制御マイコンが必要となるが、図３のＴ３とＴ４の励磁電流検出の期間を１０ｍｓ以上取れば、１０ｍｓのパルスを１０回サンプリングするには１ｋＨｚ以上のサンプリング周期の制御マイコンが使用でき、サンプリング周波数の低い安価な汎用マイコンが使用できる。
　また、制御マイコン１３ａには巻線抵抗値の最大変化範囲が記憶されており、最大変化範囲を外れた場合に、アラーム出力回路７より巻線抵抗値異常のアラームを出力することにより、レアショート等による巻線抵抗値異常や、遮断器等の内部付属装置に使用した場合に、通電部の異常発熱により電磁石１の周囲温度が上がり巻線抵抗値が増大した時にアラームを出力することで異常を知らせることができる。
　また、電磁石１の鉄心吸引後は、磁気回路の空隙が小さくなるので励磁電流を低減して通電しても、鉄心の吸引状態を維持することができるが、制御マイコン１３ａは巻線抵抗値Ｒａと巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧Ｖａの計測値を用いて、オンデューティの補正係数を求め、基準オンデューティに補正係数を掛けたオンデューティでパルス制御を行うことにより、周囲温度による巻線抵抗値の増減時や巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧Ｖａの低減時も励磁電流を一定に保つことができる。
　また、電磁石１の巻線の抵抗値は周囲温度によって増減するため、鉄心吸引時に算出した巻線抵抗値を元に長い時間パルス制御した場合、流している励磁電流が鉄心の吸引維持に必要な励磁電流を下回ったり、必要以上の励磁電流を流してしまい電磁石１が発熱したり、消費電流が増える等の問題を生じるが、数十秒毎に電磁石１の巻線の抵抗値を再計算し、次の数十秒後の鉄心再吸引までの間のオンデューティの補正係数を算出し、オンデューティを決定してパルス制御することで、励磁電流を一定に保つことができる。
　また、実施の形態１に係る電磁石駆動装置を遮断器の内部付属装置等に用いた場合、本体開閉衝撃等の外的衝撃が電磁石１に加わるが、数十秒毎に鉄心再吸引を行うことで、外的衝撃により位置ずれした鉄心を元の位置へ戻すことができる。
　また、実施の形態１に係る電磁石駆動装置を遮断器内部付属装置の不足電圧引きはずし装置等の入力電源切断後に３秒程度、電磁石１の鉄心吸引を維持する時延動作形に用いた場合、入力電源の切断後の時延期間は、時延動作用コンデンサ８に蓄えた電荷で電磁石１に励磁電流を流し続けるが、電磁石１に印加されるＤＣ電源電圧Ｖａは時延動作用コンデンサ８の電荷の消費と共に低下するので、補正係数を基本オンデューティに掛けたオンデューティでパルス制御することで、電磁石１の印加電圧が低減しても励磁電流を一定に保つことができる。
実施の形態２．
　次に、この発明の実施の形態２に係る電磁石駆動装置について説明する。
　図７は、実施の形態２に係る電磁石駆動装置の構成を示す回路図である。実施の形態２は、実施の形態１における励磁電流制御部６ａの別の実施の形態を示すものであり、実施の形態１と同様な種々の効果を奏するものである。
　図７において、励磁電流制御部６ｂは、電磁石１の鉄心保持に必要な励磁電流の通電をスイッチング素子２のパルス制御により実施する制御マイコン１３ｂと、制御マイコン１３ｂの制御電源１４と、巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧を計測する電源電圧計測回路１０と、スイッチング素子２をパルス制御するパルス駆動回路１２ｂと、パルス駆動回路１２ｂのパルス出力によりスイッチング素子２をパルス駆動するトランジスタ２０、抵抗２１及びツェナーダイオード２２を備えている。
　励磁電流制御部６ｂは更に、スイッチング素子２の導通時に励磁電流検出抵抗４に発生する励磁電流に比例した検出電圧を、スイッチング素子２の非導通の期間も保持するコンデンサ２３と、スイッチング素子２の非導通の期間にコンデンサ２３から励磁電流検出抵抗４側へ電流が流れるのを防止する抵抗２４と、スイッチング素子２の導通時のみコンデンサ２３と励磁電流検出抵抗４を接続する半導体スイッチ２５と、スイッチング素子２の導通時のみ半導体スイッチ２５を動作させるツェナーダイオード２６及び抵抗２７を備えている。なお、その他の構成については、実施の形態１と同様であるので同一符号を付すことにより説明を省略する。
　実施の形態２に係る電磁石駆動装置は上記のように構成されており、次にその動作について説明する。
　実施の形態１では鉄心吸引初期時と数十秒毎に数百ｍｓの期間、パルス制御のパルス幅を１００％で動作した時の励磁電流検出抵抗４に生じる電圧降下で電磁石１の巻線抵抗値を算出することにより、パルス制御のパルス幅を決定したが、実施の形態２では横軸を時間、縦軸を巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧とする図８のパルス制御期間Ｔｃに励磁電流検出抵抗４に生じる電圧降下でパルス制御のパルス幅を決定する。制御マイコン１３ｂは鉄心吸引初期時に実施の形態１で説明した方法により電磁石１の巻線抵抗値を算出し、パルス幅を決定してパルス制御を開始する。電磁石１の巻線抵抗値は周囲温度によって増減するため、鉄心吸引初期時に算出した巻線抵抗値を元に長い時間パルス制御した場合、流している励磁電流が鉄心の吸引維持に必要な励磁電流を下回ったり、必要以上の励磁電流を流してしまい電磁石１が発熱したり、消費電流が増える等の問題を生じる。このため、スイッチング素子２の導通時に励磁電流検出抵抗４に発生する励磁電流に比例した検出電圧をスイッチング素子２が非導通の期間もコンデンサ２３で保持することにより、サンプリング周波数の低い安価なマイコンでもサンプリング可能となる。
　スイッチング素子２は、ゲート端子電圧が閾値を超えると導通となる素子であり、半導体スイッチ２５はコントロール端子電圧が閾値を超えるとスイッチが導通となる素子である。パルス駆動回路１２ｂによりトランジスタ２０をオン、オフすることによりパルス制御を行うが、トランジスタ２０のオン時は、ツェナーダイオード２２は短絡され、スイッチング素子２のゲート端子に電圧は印加されず、トランジスタ２０のオフ時は、抵抗２１よりツェナーダイオード２２に電流が流れて、スイッチング素子２のゲート端子にツェナーダイオード２２のツェナー電圧と等しい電圧が印加される。
　ツェナーダイオード２２のツェナー電圧より低いツェナー電圧特性を持ったツェナーダイオード２６と抵抗２７をツェナーダイオード２２と並列に接続し、半導体スイッチ２５のコントロール端子に接続する。これにより、図９に示すように、スイッチング素子２のゲート端子電圧がツェナーダイオード２６のツェナー電圧に達するまでは、ツェナーダイオード２６には電流が流れず抵抗２７の両端には電圧が発生しないため、立上り時は半導体スイッチ２５のコントロール端子電圧はスイッチング素子２のゲート端子電圧よりも遅れて立上り、立下り時は半導体スイッチ２５のコントロール端子電圧はスイッチング素子２のゲート端子電圧よりも早く立下がる。よって、パルス制御時にスイッチング素子２が導通となった後に遅れて半導体スイッチ２５が導通となり、スイッチング素子２が非導通となるより先に半導体スイッチ２５が非導通となる。
　これにより、スイッチング素子２が導通して励磁電流検出抵抗４に励磁電流に比例した検出電圧が発生時のみ半導体スイッチ２５が導通し、コンデンサ２３を充電して検出電圧を保持するため、図１０に示すように、励磁電流検出抵抗４の検出電圧と等しいとみなしてよい範囲内の値の電圧がコンデンサ２３の両端に保持される。図１０のようにコンデンサ２３の保持電圧は半導体スイッチ２５のリーク電流やコンデンサ２３自体のリーク電流による自己放電により、スイッチング素子２の非導通期間は減少するが、励磁電流検出に影響を及ぼさない程度のリーク電流特性を持った部品を選定することで励磁電流検出が可能となる。
　抵抗２４はスイッチング素子２と半導体スイッチ２５とが同時とみなしてよいタイミングで導通または非導通となった場合に、コンデンサ２３から励磁電流検出抵抗４側へ電流が流れた場合に、コンデンサ２３の保持電圧が急激に低下し、検出に影響を及ぼすことを避ける働きをする。制御マイコン１３ｂはコンデンサ２３に充電された電磁石１の励磁電流に比例した電圧信号を読込み、電磁石１の鉄心の保持に必要な励磁電流が流れるパルス幅でパルス駆動回路１２ｂを介してスイッチング素子２をパルス制御する。
　以上のように、実施の形態２に係る電磁石駆動装置によれば、励磁電流検出抵抗４が電磁石１とフライホイルダイオード５で形成されるループの外に取付けてあるため、スイッチング素子２の導通状態の時のみ励磁電流検出抵抗４に電力消費が発生し、スイッチング素子２の非導通状態の時は電力消費が発生しないため、電力損失を抑えることができる。
　また、電磁石１の励磁電流の検出信号がスイッチング素子２の非導通期間も保持されるため、サンプリング周波数の低い安価な汎用マイコンでも励磁電流の検出が可能となる。
　また、実施の形態１と同様に、電磁石１の鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時に電磁石１の巻線抵抗値を算出することで、巻線抵抗値の最大変化範囲を外れた場合に、アラーム出力回路７より巻線抵抗値異常のアラームを出力する。これにより、レアショート等による巻線抵抗値異常や、遮断器等の内部付属装置に使用した場合に通電部の異常発熱により電磁石１の周囲温度が上がり巻線抵抗値が増大した時にアラームを出力することで異常を知らせることができる。
　また、実施の形態２に係る電磁石駆動装置を遮断器の内部付属装置等に用いた場合、本体開閉衝撃等の外的衝撃が電磁石１に加わるが、数十秒毎に鉄心再吸引を行うことで、外的衝撃により位置ずれした鉄心を元の位置へ戻すことができる。
実施の形態３．
　次に、この発明の実施の形態３に係る電磁石駆動装置について説明する。
　図１１は、実施の形態３に係る電磁石駆動装置の構成を示す回路図である。実施の形態３は、実施の形態１における励磁電流制御部６ａの更に別の実施の形態を示すものであり、実施の形態１と同様な種々の効果を奏するものである。
　図１１において、励磁電流制御部６ｃは、電磁石１の鉄心保持に必要な励磁電流の通電をスイッチング素子２のパルス制御により実施する制御マイコン１３ｂと、制御マイコン１３ｂの制御電源１４と、巻線用電源回路３のＤＣ電源電圧を計測する電源電圧計測回路１０と、スイッチング素子２をパルス制御するパルス駆動回路１２ａと、スイッチング素子２の導通時に励磁電流検出抵抗４に発生する励磁電流に比例した検出電圧をスイッチング素子２が非導通の期間も保持するコンデンサ２３と、スイッチング素子２の非導通の期間にコンデンサ２３から励磁電流検出抵抗４側へ電流が流れるのを防止する抵抗２４と、スイッチング素子２が導通時のみコンデンサ２３と励磁電流検出抵抗４を接続するフォトモスリレー３０と、スイッチング素子２が導通時のみフォトモスリレー３０の動作電流を通電させる抵抗３１と、フォトモスリレー３０の外乱による誤動作を避ける抵抗３２で構成されている。なお、その他の構成については、実施の形態１と同様であるので同一符号を付すことにより説明を省略する。
　実施の形態３に係る電磁石駆動装置は上記のように構成されており、次にその動作について説明する。
　実施の形態１では鉄心吸引初期時と数十秒毎に数百ｍｓの期間、パルス制御のパルス幅を１００％で動作した時の励磁電流検出抵抗４に生じる電圧降下で電磁石１の巻線抵抗値を算出することにより、パルス制御のパルス幅を決定したが、実施の形態３では実施の形態２と同様に、図８に示すパルス制御期間Ｔｃに励磁電流検出抵抗４で生じる電圧降下により、パルス制御のパルス幅を決定する。
　制御マイコン１３ｂは、鉄心吸引初期時に実施の形態１で説明した方法により電磁石１の巻線抵抗値を算出し、パルス幅を決定してパルス制御を開始する。電磁石１の巻線抵抗値は周囲温度によって増減するため、鉄心吸引初期時に算出した巻線抵抗値を元に長い時間パルス制御した場合、流している励磁電流が鉄心の吸引維持に必要な励磁電流を下回ったり、必要以上の励磁電流を流してしまい、電磁石１が発熱したり、消費電流が増える等の問題を生じる。このため、スイッチング素子２が導通時に励磁電流検出抵抗４で発生する励磁電流に比例した検出電圧を、スイッチング素子２が非導通の期間もコンデンサ２３で保持することによりサンプリング周波数の低い安価なマイコンでもサンプリング可能となる。
　フォトモスリレー３０は、図１２に示すように、スイッチング素子２の導通時に励磁電流検出抵抗４と抵抗３１で分流された電流が入力側に通電されることで出力側が導通状態となる。このとき、抵抗３１に流れる電流が励磁電流検出抵抗４に流れる電流の１／１０以下にすることにより、電磁石１の励磁電流検出に影響を与えないようにしている。
　また、スイッチング素子２の非導通時に、外乱によりフォトモスリレー３０の入力側に微小電流が流れてフォトモスリレー３０が誤動作しないように、抵抗３２により、一定以上の電流がフォトモスリレー３０の入力側に流れないと動作しないようにしている。これにより、図１３に示すように、スイッチング素子２が導通して励磁電流検出抵抗４に励磁電流に比例した検出電圧が発生時のみフォトモスリレー３０の出力側が導通し、コンデンサ２３に充電電流が流れるため、図１４に示すように、励磁電流検出抵抗４の検出電圧と等しいとみなしてよい範囲内の値の電圧がコンデンサ２３の両端に保持される。
　図１４に示すように、コンデンサ２３の保持電圧はフォトモスリレー３０のリーク電流やコンデンサ２３自体のリーク電流による自己放電により、スイッチング素子２の非導通期間は減少するが、励磁電流検出に影響を及ぼさない程度のリーク電流特性を持った部品を選定することで励磁電流検出が可能となる。また、抵抗２４はスイッチング素子２とフォトモスリレー３０とが同時とみなしてよいタイミングで導通または非導通となった場合に、コンデンサ２３から励磁電流検出抵抗４側へ電流が流れた場合に、コンデンサ２３の保持電圧が急激に低下し、検出に影響を及ぼすことを避ける働きをする。制御マイコン１３ｂはコンデンサ２３に充電された電磁石１の励磁電流に比例した電圧信号を読込み、電磁石１の鉄心の保持に必要な励磁電流が流れるパルス幅でパルス駆動回路を介してスイッチング素子２をパルス制御する。
　以上のように実施の形態３に係る電磁石駆動装置によれば、励磁電流検出抵抗４が電磁石１とフライホイルダイオード５で形成されるループの外に取付けてあるため、スイッチング素子２の導通状態の時のみ励磁電流検出抵抗４に電力消費が発生し、スイッチング素子２の非導通状態の時は電力消費が発生しないため、電力損失を抑えることができる。
　また、電磁石１の励磁電流の検出信号がスイッチング素子２の非導通期間も保持されるため、サンプリング周波数の低い安価な汎用マイコンでも励磁電流の検出が可能となる。
　また、実施の形態１と同様に、電磁石１の鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時に電磁石１の巻線抵抗値を算出することで、巻線抵抗値の最大変化範囲を外れた場合に、アラーム出力回路７より巻線抵抗値異常のアラームを出力する。これにより、レアショート等による巻線抵抗値異常や、遮断器等の内部付属装置に使用した場合に通電部の異常発熱により電磁石１の周囲温度が上がり巻線抵抗値が増大した時にアラームを出力することで異常を知らせることができる。
　また、実施の形態３に係る電磁石駆動装置を遮断器の内部付属装置等に用いた場合、本体開閉衝撃等の外的衝撃が電磁石１に加わるが、数十秒毎に鉄心再吸引を行うことで、外的衝撃により位置ずれした鉄心を元の位置へ戻すことができる。
　以上、この発明の実施の形態１から３について説明したが、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (7)

  1. 　電磁石に印加するＤＣ電源電圧を出力する巻線用電源回路と、
    　上記ＤＣ電源電圧を計測する電源電圧計測回路と、
    　上記電磁石に直列接続され、上記電磁石の励磁電流の大きさに比例した電圧降下を発生する励磁電流検出抵抗と、
    　上記電磁石の励磁電流をスイッチング素子の介在により制御する制御マイコンと、を備え、
    　上記制御マイコンは、
    　上記電磁石の鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時に、上記励磁電流検出抵抗の電圧降下と上記ＤＣ電源電圧の計測結果から上記電磁石の巻線抵抗値を算出し、
    　上記電磁石の鉄心吸引初期時と鉄心再吸引時以外は、上記巻線抵抗値に基づいて上記ＤＣ電源電圧を上記スイッチング素子によりパルス電圧に変換して上記電磁石へ印加するパルス制御を行うことを特徴とする電磁石駆動装置。
  2. 　上記電磁石の巻線抵抗値が異常となった時にアラームを出力するアラーム出力回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電磁石駆動装置。
  3. 　上記巻線用電源回路への入力電源の切断後に、上記電磁石の鉄心吸引を維持する電源供給を行う時延動作用コンデンサを備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電磁石駆動装置。
  4. 　上記電磁石と並列接続されるフライホイルダイオードを備え、上記励磁電流検出抵抗を上記電磁石と上記フライホイルダイオードにより形成されるループの外に設けたことを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の電磁石駆動装置。
  5. 　上記制御マイコンは、上記パルス制御のオンデューティの補正係数を求め、基準オンデューティに補正係数を掛けたオンデューティでパルス制御を行い、上記電磁石の巻線抵抗値が増減した場合や、上記ＤＣ電源電圧が低減した場合にも励磁電流の一定制御を行うことを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の電磁石駆動装置。
  6. 　上記スイッチング素子が導通して上記励磁電流検出抵抗に励磁電流に比例した検出電圧が発生した時のみに導通する半導体スイッチと、上記制御マイコンに接続されたコンデンサと、を備え、
    　上記コンデンサは、上記励磁電流検出抵抗の検出電圧と等しい電圧で充電されると共に、充電された電圧を保持することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の電磁石駆動装置。
  7. 　上記スイッチング素子が導通して上記励磁電流検出抵抗に励磁電流に比例した検出電圧が発生した時のみに導通するフォトモスリレーと、上記制御マイコンに接続されたコンデンサと、を備え、
    　上記コンデンサは、上記励磁電流検出抵抗の検出電圧と等しい電圧で充電されると共に、充電された電圧を保持することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の電磁石駆動装置。
PCT/JP2014/063664 2014-05-23 2014-05-23 電磁石駆動装置 WO2015177919A1 (ja)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016520887A JP6246347B2 (ja) 2014-05-23 2014-05-23 電磁石駆動装置
EP14892603.3A EP3147923B1 (en) 2014-05-23 2014-05-23 Electromagnet drive device
KR1020167023488A KR101852285B1 (ko) 2014-05-23 2014-05-23 전자석 구동 장치
PCT/JP2014/063664 WO2015177919A1 (ja) 2014-05-23 2014-05-23 電磁石駆動装置
CN201510054896.6A CN105097182B (zh) 2014-05-23 2015-02-03 电磁铁驱动装置
CN201520075810.3U CN204537794U (zh) 2014-05-23 2015-02-03 电磁铁驱动装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2014/063664 WO2015177919A1 (ja) 2014-05-23 2014-05-23 電磁石駆動装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2015177919A1 true WO2015177919A1 (ja) 2015-11-26

Family

ID=53751766

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/063664 WO2015177919A1 (ja) 2014-05-23 2014-05-23 電磁石駆動装置

Country Status (5)

Country Link
EP (1) EP3147923B1 (ja)
JP (1) JP6246347B2 (ja)
KR (1) KR101852285B1 (ja)
CN (2) CN204537794U (ja)
WO (1) WO2015177919A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018149847A (ja) * 2017-03-10 2018-09-27 シャープ株式会社 ブレーキ制御装置、走行車両、ブレーキ駆動方法およびプログラム
CN110265260A (zh) * 2019-06-26 2019-09-20 浙江阿尔法电气有限公司 一种变频器软启动接触器驱动电路
JPWO2019181274A1 (ja) * 2018-03-23 2021-02-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電磁継電器及び制御方法
JPWO2020100241A1 (ja) * 2018-11-14 2021-04-08 三菱電機株式会社 電圧引き外し装置および遮断器

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6246347B2 (ja) * 2014-05-23 2017-12-13 三菱電機株式会社 電磁石駆動装置
CN109177952A (zh) * 2018-09-28 2019-01-11 上海拓为汽车技术有限公司 一种智能刹车系统电磁阀线圈pwm控制方法
EP3924992A1 (en) * 2019-02-11 2021-12-22 Automation Engineering S.r.l. Power supply and control circuit of a solenoid and piloting or switching device provided with said circuit
CN110531692B (zh) * 2019-07-22 2021-03-19 湖南华润电力鲤鱼江有限公司 一种循环脉冲生成装置
EP3806127B1 (en) * 2019-10-08 2023-06-14 Fico Triad, S.A. Control system and method for an electromechanical contactor of a power circuit
CN112399651A (zh) * 2020-10-30 2021-02-23 广东格兰仕集团有限公司 一种加热电器的电磁铁驱动控制电路及加热电器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61187304A (ja) * 1985-02-15 1986-08-21 Togami Electric Mfg Co Ltd 直流電磁石装置
JPS6313307A (ja) * 1986-07-04 1988-01-20 Komatsu Ltd ソノレイドのストロ−ク制御方法
JPH01259512A (ja) * 1988-04-11 1989-10-17 Minolta Camera Co Ltd 電磁アクチエイター
JPH02281527A (ja) * 1989-03-14 1990-11-19 Licentia Patent Verwalt Gmbh 電磁接触器の電子付勢装置
JPH10289818A (ja) * 1997-04-14 1998-10-27 Fuji Electric Co Ltd 電磁接触器の電磁石装置
JPH11503862A (ja) * 1995-02-03 1999-03-30 ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング 始動用リレーの回路装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3707930A1 (de) * 1987-03-12 1988-09-22 Bosch Gmbh Robert Endstufen-ansteuerung mit schaltregler
JPH06311637A (ja) 1993-04-21 1994-11-04 Mitsubishi Electric Corp 不足電圧引外し装置
DE4321252C2 (de) * 1993-06-25 1996-09-12 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schützes
US5757214A (en) * 1995-07-19 1998-05-26 Stoddard; Robert J. PWM driver for an inductive load with detector of a not regulating PWM condition
CN1170294A (zh) * 1996-06-20 1998-01-14 李布尔 消毒电话机和电话消毒箱
FR2786920B1 (fr) * 1998-12-07 2001-01-12 Schneider Electric Ind Sa Dispositif de commande standard d'un electro-aimant d'ouverture ou de fermeture d'un disjoncteur
FR2786914B1 (fr) * 1998-12-07 2001-01-12 Schneider Electric Ind Sa Dispositif de commande d'un electro-aimant, avec un circuit d'alimentation alimente par le courant de maintien de l'electro-aimant
CN101192806B (zh) * 2006-11-23 2010-10-27 全汉企业股份有限公司 一种变压器激磁周期的控制方法及其控制电路
JP5698938B2 (ja) * 2010-08-31 2015-04-08 日立オートモティブシステムズ株式会社 燃料噴射装置の駆動装置及び燃料噴射システム
JP6246347B2 (ja) * 2014-05-23 2017-12-13 三菱電機株式会社 電磁石駆動装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61187304A (ja) * 1985-02-15 1986-08-21 Togami Electric Mfg Co Ltd 直流電磁石装置
JPS6313307A (ja) * 1986-07-04 1988-01-20 Komatsu Ltd ソノレイドのストロ−ク制御方法
JPH01259512A (ja) * 1988-04-11 1989-10-17 Minolta Camera Co Ltd 電磁アクチエイター
JPH02281527A (ja) * 1989-03-14 1990-11-19 Licentia Patent Verwalt Gmbh 電磁接触器の電子付勢装置
JPH11503862A (ja) * 1995-02-03 1999-03-30 ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング 始動用リレーの回路装置
JPH10289818A (ja) * 1997-04-14 1998-10-27 Fuji Electric Co Ltd 電磁接触器の電磁石装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3147923A4 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018149847A (ja) * 2017-03-10 2018-09-27 シャープ株式会社 ブレーキ制御装置、走行車両、ブレーキ駆動方法およびプログラム
JPWO2019181274A1 (ja) * 2018-03-23 2021-02-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電磁継電器及び制御方法
JP7042452B2 (ja) 2018-03-23 2022-03-28 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電磁継電器及び制御方法
JPWO2020100241A1 (ja) * 2018-11-14 2021-04-08 三菱電機株式会社 電圧引き外し装置および遮断器
JP7012872B2 (ja) 2018-11-14 2022-01-28 三菱電機株式会社 電圧引き外し装置および遮断器
CN110265260A (zh) * 2019-06-26 2019-09-20 浙江阿尔法电气有限公司 一种变频器软启动接触器驱动电路

Also Published As

Publication number Publication date
JP6246347B2 (ja) 2017-12-13
KR20160114655A (ko) 2016-10-05
JPWO2015177919A1 (ja) 2017-04-20
EP3147923A1 (en) 2017-03-29
EP3147923A4 (en) 2018-01-17
KR101852285B1 (ko) 2018-04-25
CN105097182A (zh) 2015-11-25
CN204537794U (zh) 2015-08-05
EP3147923B1 (en) 2019-05-01
CN105097182B (zh) 2018-12-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6246347B2 (ja) 電磁石駆動装置
US10895608B2 (en) Detection of plunger movement in DC solenoids through current sense technique
US10424449B2 (en) Abnormality detection method for electromagnetic relay, abnormality detection circuit for electromagnetic relay, and abnormality detection system
WO2017159070A1 (ja) 電磁接触器の操作コイル駆動装置
RU2752849C2 (ru) Управляемый расцепитель автоматического выключателя
CN107978416B (zh) 确定电磁执行器的可运动电枢的位置的方法和电路装置
US9048049B2 (en) Electromagnetic opening/closing device
JP4080313B2 (ja) 電磁接触器のコイル駆動回路
JP4283312B2 (ja) 直流電圧駆動型マグネットコンタクタの駆動回路および電力変換装置
JP2016205866A (ja) 漏電検出装置
JP2018129303A (ja) 少なくとも１つの継電器を作動させるための回路構成
US11289256B2 (en) Coil actuator for low and medium voltage applications
RU2639306C2 (ru) Способ управления контактором и блок управления
JP2695698B2 (ja) ソレノイドの可動鉄心位置チエツク方法
JP2018093044A (ja) 電磁弁駆動装置
US10305390B2 (en) Filter circuit for eliminating inrush current, DC coil control circuit, and electromagnetic contactor
JP7204000B2 (ja) 電磁接触器
KR20090097038A (ko) 전자접촉기의 코일 구동회로
JP7053193B2 (ja) アクチュエータ・デバイス、関連するアクチュエータ・デバイスおよび関連するスイッチング・ユニットを制御するための方法
CN109958815B (zh) 一种具有电磁柱塞运动检测电路的电磁驱动器
CN111033282B (zh) 容错电磁线圈致动和监控
JP2012170232A (ja) 直流電圧変換装置及びその制御方法
JPH0927421A (ja) ソレノイドの動作の検出回路
JPH04171906A (ja) ソレノイドの作動チエツク方法
JP2021534585A (ja) ドロップアウト検出、自動再通電機能付き低電力ソレノイド

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14892603

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2016520887

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2014892603

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2014892603

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20167023488

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE