JP7204000B2 - 電磁接触器 - Google Patents

Description

本開示は、電磁接触器に関する。

電磁接触器では、電磁石を構成する操作コイルの通電によって固定鉄心に可動鉄心を吸引する吸引力を発生させることにより、接点間を接触させることで電路を閉成する構成が一般的である。

電磁接触器の操作用コイルの駆動装置として、当該コイルに対して電源電圧をスイッチング制御して印可する構成が公知である。例えば、国際公開第２０１７／１５９０６９号（特許文献１）には、電路を閉成する際に、操作コイルの閉路制御時と比較して、閉路後の保持制御には、スイッチング制御におけるオンオフ時間比率（デューティ比）を減少させるとともに、閉路制御時に過大なコイル電流を抑制するための制御が記載される。

具体的には、特許文献１では、閉路制御時のコイル電流について、予め定められたコイル電流の変化軌跡に従う設定値と、実績値（移動平均値）との偏差のＰＩＤ制御演算によって、デューティ比が制御されるとともに、この際のデューティ比に基づいて可動鉄心の吸着状態が検知される。これにより、位置センサやタイマを用いることなく、可動鉄心の吸着状態を検知して、閉路制御から保持制御への遷移を正確に判定することで、過大なコイル電流の発生による過大な磁界の発生を抑制している。

国際公開第２０１７／１５９０６９号

しかしながら、特許文献１では、コイル電流を予め定められた変化軌跡に従って制御するために高速な演算処理が要求される。この結果、演算処理を行うコントローラの高スペック化に伴う製造コストの上昇が懸念される。

本開示はこのような問題点を解決するためになされたものであって、本開示の目的は、高速な演算処理を要さない簡易な制御によって、電磁接触器の閉路制御時の過大なコイル電流を抑制することである。

本開示のある局面では、電磁接触器であって、第１及び第２の接点と、第１及び第２の接点を解離するための付勢力を発生する機構と、操作コイルと、コイル駆動装置とを備える。操作コイルは、付勢力に逆らって第１及び第２の接点を接触させるための電磁力を発生する。コイル駆動装置は、電磁力を発生するための電流を操作コイルに対して供給する。コイル駆動装置は、整流器と、スイッチング素子と、電圧検出器と、コントローラとを備える。整流器は、交流電源から供給された交流電圧を全波整流した入力電圧を電源配線に出力する。スイッチング素子は、電源配線に対して操作コイルと直列に接続される。電圧検出器は、入力電圧を検出する。コントローラは、スイッチング素子のオンオフを制御する。コントローラは、交流電圧の１周期よりも短い予め定められたスイッチング周期内でのスイッチング素子のオン期間の比であるデューティ比を制御するようにスイッチング素子のオンオフを制御する。更にコントローラは、電磁接触器の閉指令に応じた操作コイルの通電開始後の少なくとも一部の期間において、電圧検出器の検出値を用いて算出された、入力電圧の大きさを示す第１のパラメータの値に応じてデューティ比を制御する。デューティ比は、第１のパラメータの算出値が予め定められた基準値よりも大きいときには、算出値が基準値以下のときよりも低い値に設定される。

本開示によれば、電磁接触器の閉指令に応じた操作コイルの通電開始後の少なくとも一部の期間で実行される、入力電圧の大きさを反映したスイッチング素子のデューティ比の制御という簡易な制御により、入力電圧が大きいときにデューティ比を減少して過大なコイル電流を抑制することができる。

本実施の形態に係る電磁接触器の概念的な断面図である。 実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置の構成を説明するブロック図である。 図１に示された電磁接触器の閉状態における概念的な断面図である。 図２に示されたコントローラの概略構成を説明するブロック図である。 コントローラによるデューティ制御を説明する波形図である。 図２に示されたスイッチング素子のデューティ制御におけるデューティ比の設定に係る処理を説明するフローチャートである。 電磁接触器の閉路指令に応じた閉路制御の第１の例を説明するシミュレーション波形図が示される。 電磁接触器の閉路指令に応じた閉路制御の第２の例を説明するシミュレーション波形図が示される。 本実施の形態に係る電磁接触器のコイル駆動装置による閉路保持制御を説明するための概念的な波形図である。 図９に示された閉路保持制御を実現するための制御処理例を説明するフローチャートである。 実施の形態２に係る電磁接触器のコイル駆動装置の構成を説明するブロック図である。 図１１に示された試験装置による調整係数の算出処理を説明するフローチャートである。 実施の形態３に係るスイッチング制御の一例を説明する概念図である。 実施の形態３に係るスイッチング制御による電磁ノイズ強度の分布を説明するための概念図である。

以下に、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態１に係る電磁接触器の構成を説明するための概念的な断面図である。図１には、電路の開状態（開路時）における電磁接触器の概略的な断面図が示される。

図１を参照して、電磁接触器２００は、コイル駆動装置１００と、コイル１１０と、固定鉄心１２０と、可動鉄心１３０と、バネ１４０と、固定端子１５０と、固定接点１５５と、可動端子１６０と、可動接点１６５とを備える。

バネ１４０は、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０の間（接点間）を解離するための付勢力、即ち、電磁接触器２００を開状態とするための付勢力を発生するための機構の一例として示される。

コイル１１０は、固定鉄心１２０の磁脚１２１に巻回されており、コイル駆動装置１００によってコイル電流Ｉｃが供給されると、可動鉄心１３０を吸着する電磁力を発生する。図１の状態では、コイル電流が供給されていないため、コイル１１０は電磁力を発生していない。この結果、電磁接触器２００は開状態である。

可動端子１６０は、可動鉄心１３０に連結されている。このため、可動端子１６０は、コイル１１０が発生する電磁力が可動鉄心１３０に作用すると、可動鉄心１３０と一体的に移動する。

固定接点１５５及び可動接点１６５は、図１に示された開路時において互い相対するような位置において、固定端子１５０及び可動端子１６０にそれぞれ溶着される。

図２は、実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置の構成を説明するブロック図である。

図２を参照して、実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置１００は、主電源１０からの電力供給によって、電磁接触器の操作コイルであるコイル１１０に対してコイル電流Ｉｃを供給する。

図３には、図１に示された電磁接触器についての電路の閉状態（閉路時）における概略的な断面図が示される。

図３を参照して、コイル電流の供給によりコイル１１０が電磁力を発生することにより、可動鉄心１３０は、固定鉄心１２０側に吸着される。コイル１１０が発生する吸着力（電磁力）が、バネ１４０による付勢力よりも大きくなると、バネ１４０が押し縮められて、可動鉄心１３０が固定鉄心１２０に吸着される。これにより、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０が接触するとともに、固定接点１５５及び可動接点１６５が接触することで、電磁接触器２００は閉路される。即ち、図１及び図３に示された電磁接触器において、固定接点１５５及び可動接点１６５は「第１及び第２の接点」の一実施例に対応する。

コイル１１０が発生する電磁力は、コイル駆動装置１００によって供給されるコイル電流Ｉｃの増加に応じて大きくなる。固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０が解離した状態において、上述の様な吸着力（電磁力）がコイル１１０から発生されるようにコイル電流を制御することで、電磁接触器２００を閉路することが可能となる。又、固定鉄心１２０に対して可動鉄心１３０が吸着された後には、当該吸着状態を維持するために、必要な電磁力を発生するようにコイル電流を制御することが必要である。

電磁接触器２００の閉路動作の際に、可動鉄心１３０に作用する吸引力は、コイル１１０が発生する電磁力からバネ１４０による付勢力を減算したものに相当する。このため、コイル電流Ｉｃが過大であると、上記吸引力が大き過ぎることで、可動鉄心１３０が固定鉄心１２０に吸着される際の衝撃が過大になることが懸念される。この際の衝撃によって可動鉄心１３０或いは可動接点１６５、又は、固定鉄心１２０或いは固定接点１５５に損傷が生じると、電磁接触器２００の使用寿命に影響が生じる虞がある。このように、コイル駆動装置１００によるコイル電流Ｉｃの制御は重要である。

再び図２を参照して、コイル駆動装置１００は、整流器２０と、分圧回路２５と、制御電源３０と、コントローラ５０と、ドライバ６０と、ダイオード７５と、スイッチング素子８０と、電流検出器９０とを備える。

整流器２０は、運転スイッチ１５を介して主電源１０と接続される。主電源１０は、例えば、商用交流系統電源であり、予め定められた周波数の交流電圧Ｖａｃを出力する。

整流器２０は、主電源１０からの交流電圧Ｖａｃを全波整流した入力電圧Ｖｉｎを、高電圧側の電源配線ＰＬ及び低電圧側の電源配線ＮＬの間に生成する。例えば、整流器２０は、ダイオードによるフルブリッジ回路によって構成することができる。尚、低電圧側の電源配線ＮＬは、接地電圧を供給することが一般的であるので、電源配線ＮＬについて、以下では、接地配線ＮＬとも称する。

分圧回路２５は、入力電圧Ｖｉｎの分圧電圧Ｖｄｖを生成する。分圧電圧Ｖｄｖは、入力電圧Ｖｉｎに対して、一定の分圧比（１．０未満）を乗算した電圧値を有する。制御電源３０は、電源配線ＰＬ上の入力電圧Ｖｉｎを、コントローラ５０の動作電源電圧（例えば、５［Ｖ］）に変換する。

スイッチング素子８０は、電源配線ＰＬ及び接地配線ＮＬの間に、コイル１１０と直列に接続される。スイッチング素子８０は、制御電極へ入力される電気信号に応じてオンオフ制御可能な半導体スイッチング素子によって構成される。スイッチング素子８０には、代表的には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を適用することができる。

これにより、スイッチング素子８０は、制御電極（例えば、ゲート）にしきい値電圧を超える正電圧が印可されると、高電圧側電極（たとえば、ドレイン）及び低電圧側電極（例えば、ソース）の間が通電するオン状態となる。反対に、スイッチング素子８０は、低電圧側電極に対する制御電極の電圧（例えば、ゲート－ソース間電圧）が当該しきい値電圧よりも低いときには、高電圧側電極及び低電圧側電極の間が電気的に遮断されるオフ状態となる。

ダイオード７５は、コイル１１０と並列接続される。スイッチング素子８０のオン期間では、電源配線ＰＬから、コイル１１０及びスイッチング素子８０を経由して、接地配線ＮＬへコイル電流Ｉｃが流れる。一方で、スイッチング素子８０のオフ期間には、コイル１１０及びダイオード７５による還流経路によって、コイル電流Ｉｃの経路が確保される。電流検出器９０は、コイル１１０に対して直列に接続される。電流検出器９０は、例えば、コイル電流Ｉｃの大きさに応じた電圧降下を生じさせる抵抗素子によって構成される。或いは、電流検出器９０は、図２の例示とは異なり、コイル１１０の通過電流を検出する様に配置されたホール素子等の電流センサによって構成することも可能である。

コントローラ５０は、制御電源３０からの電源供給を受けて動作するマイクロコントローラによって構成することができる。コントローラ５０には、分圧回路２５からの分圧電圧Ｖｄｖ、及び、電流検出器９０の検出電圧Ｖｃが入力される。上述のように、検出電圧Ｖｃは、コイル電流Ｉｃに比例するので、コントローラ５０は、検出電圧Ｖｃからコイル電流Ｉｃを検出することができる。コントローラ５０は、後述するデューティ制御によってスイッチング素子８０のオンオフを制御する制御信号Ｓｄｖを生成する。

図１の構成例において、コイル１１０は「操作コイル」の一実施例に対応し、分圧回路２５は「電圧検出器」の一実施例に対応し、主電源１０は「交流電源」の一実施例に対応する。

図４には、コントローラ５０の概略構成を説明するブロック図が示される。
図４を参照して、コントローラ５０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）５１、メモリ５２、Ａ／Ｄ変換器５３、Ｄ／Ａ変換器５４、タイマ５６、及び、通信部５７を有する。ＣＰＵ）５１、メモリ５２、Ａ／Ｄ変換器５３、Ｄ／Ａ変換器５４、タイマ５６、及び、通信部５７は、内部バス５５を経由して、相互にデータの授受が可能である。通信部５７は、コントローラ５０の外部との間でデータを授受するための無線通信、又は、有線通信を実行するように構成される。

メモリ５２は、プログラム及びデータ等を記憶するためのＲＡＭ（Random Access Memory）及びＲＯＭ（Read Only Memory）等によって構成される。タイマ５６は、発振器等によって構成されて、計時カウント用の一定周波数のクロック信号を生成する。

Ａ／Ｄ変換器５３及びＤ／Ａ変換器５４は、Ｉ／Ｏ（入出力）回路としての機能を有しており、Ａ／Ｄ変換器５４は、コントローラ５０の外部からのアナログ電圧をデジタル信号に変換する。例えば、Ａ／Ｄ変換器５４は、分圧電圧Ｖｄｖ（分圧回路２５）及び検出電圧Ｖｃ（電流検出器９０）をデジタルデータに変換する。

ＣＰＵ５１は、メモリ５２に記憶されたプログラム及びデータ、分圧電圧Ｖｄｖから検出される入力電圧Ｖｉｎ、及び、検出電圧Ｖｃから求められるコイル電流Ｉｃを用いた演算処理を実行する。本実施の形態では、コントローラ５０により、スイッチング素子８０のオンオフによりコイル１１０への電流供給を制御するためのデューティ制御が実行される。

図５には、デューティ制御を説明する波形図が示される。
図５を参照して、ＣＰＵ５１は、タイマ５６によるクロック信号の１周期毎にカウント値Ｃｃｙｃ及びＣｄｔをカウントアップする。

カウント値Ｃｃｙｃは、スイッチング素子８０のスイッチング周期Ｔｓｗに相当するカウント値Ｃｓｗに達する毎にゼロクリアされる。カウント値Ｃｄｔは、カウント値Ｃｃｙｃがゼロクリアされるタイミングでカウントアップが開始される。更に、カウント値Ｃｄｔは、設定されたデューティ比ＤＴに従うカウント値Ｃｄｒに達するとゼロクリアされる。後述するように、デューティ比ＤＴは、０≦ＤＴ≦１．０の範囲内に設定され、カウント値Ｃｄｒは、Ｃｄｒ＝ＤＴ・Ｃｓｗで求められる。

制御信号Ｓｄｖは、カウント値Ｃｃｙｃがゼロクリアされるタイミングにおいて、“０”から“１”に遷移する。更に、制御信号Ｓｄｖは、カウント値Ｃｄｔがゼロクリアされるタイミングで“１”から“０”に遷移するとともに、次にカウント値Ｃｃｙｃがゼロクリアされるタイミングまで“０”に維持される。

この結果、制御信号Ｓｄｖは、スイッチング周期Ｔｓｗ毎に“０”から“１”に遷移するとともに、スイッチング周期Ｔｓｗに対するＳｄｖ＝“１”の期間の比率を、デューティ比ＤＴに従って設定することができる。又、ＤＴ＝１．０のときには、制御信号Ｓｄｖは“１”に維持されるとともに、ＤＴ＝０のときには、制御信号Ｓｄｖは“０”に維持される。

図４に示されたＤ／Ａ変換器５４は、Ｓｄｖ＝“０”の期間において論理ローレベル（以下、単に「Ｌレベル」とも称する）に設定されるとともに、Ｓｄｖ＝“１”の期間において論理ハイレベル（以下、単に「Ｈレベル」とも称する）に設定される電圧パルス信号として、制御信号Ｓｄｖを出力する。

再び、図１を参照して、ドライバ６０は、コントローラ５０（Ｄ／Ａ変換器５４）から出力された制御信号Ｓｄｖに従って、スイッチング素子８０の制御電極の電圧（ゲート電圧）を駆動する。これにより、スイッチング素子８０は、制御信号ＳｄｖのＨレベル期間においてオンする一方で、Ｌレベル期間においてオフするように制御される。従って、スイッチング素子８０は、図５のスイッチング周期Ｔｓｗに従ってオンオフ制御されるとともに、スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン期間の比は、デューティ比ＤＴに従って制御される。これにより、入力電圧Ｖｉｎによってコイル１１０に供給される平均電流（コイル電流Ｉｃの平均値に相当）を、デューティ比ＤＴによって制御することができる。

実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置では、入力電圧Ｖｉｎの大きさに基づくスイッチング素子８０のデューティ制御によってコイル電流Ｉｃの大きさが制御される。

図６は、スイッチング素子８０のデューティ制御におけるデューティ比の設定に係る処理を説明するフローチャートである。図６に示される処理は、電磁接触器２００を閉状態とする閉路指令がコントローラ５０に入力されると起動される。

コントローラ５０は、ステップ（以下、単に「Ｓ」と表記する）１１０により、デューティ比ＤＴの初期値を設定する。例えば、ＤＴ＝０に初期設定することが可能である。更に、コントローラ５０は、コイル電流Ｉｃが過大にならないために、Ｓ１２０～Ｓ１５０により、入力電圧Ｖｉｎの大きさを示すパラメータ値に応じてデューティ比ＤＴを制御する。ここでは、当該パラメータとして、入力電圧Ｖｉｎの実効値（Ｖｉｎｒｍｓ）を用いる。入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓは、主電源１０からの交流電圧Ｖａｃの実効値と同等である。以下に説明する例では、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが「第１のパラメータ」の一実施例に対応するが、実効値に代えて、平均値又は最大値等を「第１のパラメータ」とすることも可能である。

コントローラ５０は、Ｓ１２０により、分圧電圧Ｖｄｖをサンプリングするとともに、Ｓ１３０により、サンプリング電圧から求めた入力電圧Ｖｉｎの実効値演算を実行する。例えば、交流電圧Ｖａｃの半周期相当のサンプリング値（Ｖｉｎ換算後）のうちの最大値を抽出するとともに、当該最大値を（√２／２）倍することで、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを算出することが可能である。この際に、サンプリング電圧のノイズを除去するために、ローパスフィルタ通過後のサンプリング電圧（半周期分）から最大値を抽出することも可能である。

或いは、Ｓ１３０では、サンプリング電圧（Ｖｉｎ換算後）の二乗平均値演算によって、実効値を算出することも可能であるが、上記のような最大値抽出に基づく実効値演算とすることで、ＣＰＵ５１の演算負荷を軽減するとともに、実効値の算出速度を高めることが可能である。

コントローラ５０は、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出されると（Ｓ１４０のＹＥＳ判定時）、Ｓ１５０により、予め定められた基準電圧Ｖｒと、算出された入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓとを用いて、下記の式（１）に従ってデューティ比ＤＴを演算する。尚、Ｖｒ≧Ｖｉｎｒｍａｓのときには、ＤＴ＝１．０（最大値）に設定される。

ＤＴ＝Ｖｒ／Ｖｉｎｒｍｓ …（１）
式（１）において、例えば、基準電圧Ｖｒは、主電源１０からの交流電圧Ｖａｃの公称値（例えば、実効値１００［Ｖ］）に対応した、入力電圧Ｖｉｎの実効値の公称値（例えば、１００［Ｖ］）に設定することができる。基準電圧Ｖｒは、「第１のパラメータの基準値」に対応する。又、式（１）は一例に過ぎず、Ｖｉｎｒｍｓ＞Ｖｒのときに、Ｖｉｎｒｍｓ≦Ｖｒのときと比較してデューティ比ＤＴを低く設定することでコイル電流Ｉｃを抑制できるのであれば、任意にデューティ比の設定を行うことができる。

Ｓ１２０～Ｓ１４０の処理は、Ｓ１２０でのサンプリング毎に繰り返し実行される。Ｓ１４０では、Ｓ１２０によるＶｄｖの読み込み開始から、少なくとも入力電圧Ｖａｃの半周期分のサンプリング値（Ｖｉｎ換算後）を用いて、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの初回値を算出することができる。以降では、当該半周期の経過毎に、或いは、その後の各半周期内の複数回において、半周期分遡ったサンプリング値（Ｖｉｎ換算後）を用いて、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを更新することができる。入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの初回算出時、及び、その後の更新毎のタイミングで、Ｓ１４０は、ＹＥＳ判定とされる。

入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの初回算出時までの期間、及び、その後の各更新タイミング以外の期間では、Ｓ１４０がＮＯ判定とされて、コントローラ５０は、Ｓ１６０により、現在のデューティ比ＤＴを維持するとともに、上述の様に、Ｓ１２０～Ｓ１４０による入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの算出処理を一定周期で繰り返す。この結果、デューティ比ＤＴは、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出（更新）される毎に、最新の入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓに従う値に調整される。

コントローラ５０は、電磁接触器２００の開路指令が入力されるまでの間（Ｓ１７０のＮＯ判定時）、Ｓ１２０～Ｓ１５０による処理を継続することによって、デューティ比ＤＴに従ったコイル電流Ｉｃをコイル１１０へ供給する。コイル電流Ｉｃに応じた電磁力の発生により、電磁接触器２００を閉状態に維持することができる。

一方で、コントローラ５０は、電磁接触器２００の開路指令が入力されると（Ｓ１７０のＹＥＳ判定時）、Ｓ１８０により、デューティ比ＤＴ＝０に設定する。これにより、制御信号ＳｄｖがＬレベルに維持されて、スイッチング素子８０はオフ状態に固定される。この結果、コイル電流Ｉｃ＝０となることでコイル１１０が電磁力を発生しなくなるので、バネ１４０（図２）による付勢力によって、電磁接触器２００は開路される。

図７には、電磁接触器２００の閉路指令に応じた閉路制御の第１の例を説明するシミュレーション波形図が示される。

図７を参照して、給電開始時刻ｔｓにおいて運転スイッチ１５がオンされる。これにより、整流器２０から電源配線ＰＬへ、主電源１０の交流電圧Ｖａｃを全波整流した入力電圧Ｖｉｎが出力される。これに応じて、制御電源３０からの電源電圧によってコントローラ５０が起動される。これにより、図６のＳ１２０～Ｓ１４０の処理が実行される。

時刻ｔｘにおいて、交流電圧Ｖａｃの半周期分の入力電圧Ｖｉｎから入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出される（初回算出）。時刻ｔｘまでは、デューティ比ＤＴは、図６のＳ１１０で設定された初期値に維持される。上述のように、デューティ比ＤＴ＝０に初期設定した場合には、時刻ｔｘまでスイッチング素子８０がオフ状態に維持される。従って、コイル１１０への通電開始時刻ｔ０は、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出される時刻ｔｘと同等である。

通電開始時刻ｔ０において、デューティ比ＤＴは、算出された入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを用いて、上記の式（１）に従って設定される。図７では、Ｖｉｎｒｍｓ＞Ｖｒのため、ＤＴ＜１．０に設定される例が示される。時刻ｔｘ以降においても、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが更新される毎に、デューティ比ＤＴを変化させることができる。

通電開始時刻ｔ０以降では、コイル電流Ｉｃによって固定鉄心１２０に磁束が生じることにより、バネ１４０による付勢力に反して、可動鉄心１３０を吸引する電磁力が発生する。可動鉄心１３０が動き始めると、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０の間のギャップが減少するのに応じて、コイル１１０のコイルのインダクタンス値が減少するので、コイル電流Ｉｃは増加する。

時刻ｔａにおいて、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０が接触することで、電磁接触器２００の閉路動作が完了する。以降では、コイル１１０のインダクタンス値の変化がなくなるので、コイル電流Ｉｃは、入力電圧Ｖｉｎの脈動に従って増減する。コイル電流Ｉｃの供給を継続することで、電磁接触器２００は、閉状態に維持される。

図７の制御例によれば、通電開始から入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓに応じたデューティ比ＤＴによりコイル電流Ｉｃを制御できるので、入力電圧Ｖｉｎが公称値より高いときに、コイル電流Ｉｃを抑制することができる。これにより、コイル１１０が発生する電磁力が過大になることを防止して、可動鉄心１３０が固定鉄心１２０に吸着される際の衝撃を抑制することができるので、電磁接触器２００の使用寿命への影響を抑制することができる。

尚、図７の制御例では、給電開始時刻ｔｓから、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出される時刻ｔｘまでの間は、デューティ比ＤＴ＝０であるので、コイル１１０の通電は待機される。このため、上述のように、図６のＳ１３０において、入力電圧Ｖｉｎの半周期分のサンプリング値（Ｖｉｎ換算後）から抽出された最大値を（√２／２）倍する手法により、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを算出に要する時間を短くすることが好ましい。

図８には、電磁接触器２００の閉路指令に応じた閉路制御の第２の例を説明するシミュレーション波形図が示される。

図８を参照して、図７と同様に、給電開始時刻ｔｓにおいて、交流電圧Ｖａｃを全波整流した入力電圧Ｖｉｎの供給が開始されると、制御電源３０からの電源電圧によってコントローラ５０が起動される。

第２の例では、図６のＳ１１０において、デューティ比ＤＴ＞０に初期設定される。図８の例では、デューティ比ＤＴ＝１．０に初期設定されており、スイッチング素子８０がオン状態に維持された状態で、入力電圧Ｖｉｎの発生に応じてコイル電流Ｉｃの供給を開始することができる。即ち、ＤＴ＞０に初期設定すると、コイル１１０への通電開始時刻ｔ０は、運転スイッチ１５がオンされる給電開始時刻ｔｓと同等とすることができる。

通電開始時刻ｔ０以降では、デューティ比ＤＴ＝１．０の下でのコイル１１０の通電と並行して、図６のＳ１２０～Ｓ１４０の処理が実行される。時刻ｔｘにおいて、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出されると（初回算出）、時刻ｔｘ以降では、デューティ比ＤＴは、算出された入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを用いて、上記の式（１）に従って設定される。Ｖｉｎｒｍｓ＞Ｖｒのときには、図８の例に示されるように、時刻ｔｘにおいて、デューティ比ＤＴは低下する。時刻ｔｘ以降においても、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが更新される毎に、デューティ比ＤＴは変化する。

図８の例では、時刻ｔｘの後、時刻ｔａにおいて、図７と同様に、電磁接触器２００が閉路される。従って、時刻ｔａでは、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓに応じてデューティ比ＤＴが設定されるので、入力電圧Ｖｉｎが公称値より高いときにも、過大なコイル電流Ｉｃによって可動鉄心１３０が固定鉄心１２０に吸着される際の衝撃を抑制することができる。

図８の例では、コイル１１０の通電開始時刻ｔ０から電磁接触器２００が閉路される時刻ｔａまでの所要時間が、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの演算に要する時間（時刻ｔ０～ｔｘ）よりも短い場合には、コントローラ５０への閉指令の入力から、電磁接触器２００が閉路される時刻ｔａまでの所要時間を延長することなく、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓに応じたデューティ制御を実現することが可能となる。このようにすると、電磁接触器２００が組み込まれたシステム（例えば、エレベータのかご制御システム等）において、当該システムの全体シーケンスに影響を与えることなく、電磁接触器２００の閉路時の過大なコイル電流を抑制する制御を実現することができる。

これに対して、コイル１１０の通電開始時刻ｔ０から電磁接触器２００が閉路される（時刻ｔａ）までの所要時間が比較的短い場合には、過大なコイル電流を確実に抑制する観点からは、図７の制御例の様に、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの算出後（時刻ｔｘ以降）に、デューティ制御を伴ってコイル１１０の通電を開始することが好ましい。

このように、実施の形態１に係る電磁接触器によれば、電源投入開始後にサンプリングされた入力電圧Ｖｉｎを用いたデューティ制御によって、交流電圧Ｖａｃが公称値より大きいときにも、閉路制御時の過大なコイル電流を抑制することができる。これにより、特許文献１に記載された、通電開始後のコイル電流Ｉｃの軌跡の制御の様な複雑かつ負荷の高い制御演算によらず、簡易な制御演算によって、閉路制御時の過大なコイル電流を抑制することができる。この結果、高スペックを要することなく、比較的簡素なマイクロコントローラの適用により上記の制御を実現できるので、電磁接触器のコイル駆動装置の低コスト化を図ることができる。

更に、実施の形態１に係る電磁接触器によれば、閉路制御後の閉路保持制御についても、簡易な制御処理によって実行することができる。

図９は、実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置による閉路保持制御を説明するための概念的な波形図である。

図９を参照して、上述の様に、通電開始時刻ｔ０後の時刻ｔａにおいて、電磁接触器２００が閉状態になると、時刻ｔａ以降では、バネ１４０の付勢力に打ち勝って、可動鉄心１３０を固定鉄心１２０に吸着し続けるための電磁力を発生する必要がある。但し、時刻ｔａ以降（閉状態）では、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０の間のギャップが殆ど無くなるため、コイル電流Ｉｃに対して発生される電磁力が大きくなる。これに対して時刻ｔａ以前では、可動鉄心１３０を移動させる電磁力をコイル１１０によって発生する必要があるが、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０の間にギャップがあるため、コイル電流Ｉｃに対して発生される電磁力は、上述した時刻ｔａ以降と比較して小さい。このため、時刻ｔａ以降でコイル１１０に供給する電流は、時刻ｔａ以前での値より小さくすることができる。

従って、閉路保持制御では、時刻ｔａまでの閉路制御と比較して、デューティ比ＤＴを更に低下することで、コイル電流Ｉｃによる電力消費を抑制することが可能である。例えば、通電開始時刻ｔ０に起算されたタイマ値Ｔｍを、予め定められた判定値Ｔｓｈｔと比較することで、Ｔｍ≧Ｔｓｈｔとなる時刻ｔｂ以降において、コイル電流Ｉｃを低減する閉路保持制御を実行することが可能である。

図１０は、図９に示された閉路保持制御を実現するための制御処理例を説明するフローチャートである。

図１０を参照して、コントローラ５０は、Ｓ１５０によりデューティ比ＤＴが算出されると、Ｓ２００をＹＥＳ判定として、Ｓ２１０以降の処理を実行することによって、閉路保持制御を実行する。

コントローラ５０は、Ｓ２１０により、現時点でのタイマ値Ｔｍを判定値Ｔｓｈｔと比較する。判定値Ｔｓｈｔは、実機試験等により、コイル通電開始から電磁接触器２００が閉路されるまでの所要時間（時刻ｔ０～ｔａの時間長）の実績値に対してマージンを付与した時間長を、タイマ値に換算することで、予め設定することができる。

コントローラ５０は、Ｔｍ≧Ｔｈｔになると（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）、Ｓ２２０により、閉路保持制御を実行する。具体的には、Ｓ１５０での算出値（ＤＴ＝Ｖｒ／Ｖｉｎｒｍｓ）に対して制御係数ｋｈを乗算したものが、閉路保持制御でのデューティ比ＤＴとされる。制御係数ｋｈは、１．０未満であり、例えば、０．３程度とすることができるが、電磁接触器２００の配置状況（例えば、外部からの振動の有無）等も考慮して、実機試験等によって予め設定することが可能である。閉路保持制御では、デューティ比ＤＴの最大値もｋｈとなる。

一方で、コントローラ５０は、Ｔｍ＜Ｔｈｔの期間では（Ｓ２１０のＮＯ判定時）、閉路保持制御を適用することなく、Ｓ２３０へ処理を進める。Ｓ２３０では、Ｓ１５０で算出されたデューティ比ＤＴが維持される。

この結果、図９に示されたように、コイル１１０の通電開始時刻ｔ０から判定値Ｔｓｈｔに相当する予め定められた時間が経過した時刻ｔｂ以降では、閉路保持制御によって、コイル電流Ｉｃを抑制することができる。この結果、タイマ値に基づく簡易な制御処理によって、電磁接触器２００を閉状態に維持するための消費電力を低減することが可能である。

実施の形態２．
コイル１１０には製造時のばらつき等によるインダクタンス値及び抵抗値の個体差が存在する。このような個体差に起因して、同一のデューティ比ＤＴに対してコイル電流Ｉｃも異なることが懸念される。従って、実施の形態２では、コイル１１０の個体差を反映したデューティ制御について説明する。

図１１は、実施の形態２に係る電磁接触器のコイル駆動装置の構成を説明するブロック図である。

図１１を参照して、実施の形態２に係る電磁接触器のコイル駆動装置１００は、試験装置１０１との間で通信可能に構成される。具体的には、コントローラ５０は、通信部５７（図４）を用いて、有線通信又は無線通信による通信路１０５によって、試験装置１０１との間で相互にデータを授受する。試験装置１０１は、例えば、予め記憶されたプログラムを実行可能なコンピュータ（例えば、パーソナルコンピュータ）によって構成することができる。

具体的には、コントローラ５０は、電流検出器９０の検出電圧から求められたコイル電流Ｉｃの軌跡、即ち、通電開始後の時刻と電流値（Ｉｃ）とを組み合わせたコイル電流データＤＩｃを、試験装置１０１へ送信する。

試験装置１０１は、交流電圧Ｖａｃ又は入力電圧Ｖｉｎと、上記コイル電流データＤＩｃとを用いて、コイル１１０の個体差の調整係数ｋｃを算出する。

図１２は、試験装置１０１による調整係数ｋｃの算出処理を説明するフローチャートである。図１２の処理は、例えば、コイル駆動装置１００の検査工程において実行される。

図１２を参照して、試験装置１０１は、運転スイッチ１５のオンにより電源が投入されると（Ｓ３１０のＹＥＳ判定時）、Ｓ３２０以降の処理を起動する。

試験装置１０１は、Ｓ３２０により、コントローラ５０からコイル電流データＤＩｃを受信して蓄積するとともに、Ｓ３３０により、入力電圧Ｖｉｎ（又は、交流電圧Ｖａｃ）の検出値を蓄積する。

更に、試験装置１０１は、Ｓ３４０により、Ｓ３２０及びＳ３３０で蓄積されたデータから、予め定められた評価期間での、入力電圧Ｖｉｎ及びコイル電流Ｉｃを抽出する。例えば、評価期間は、一例として、安定的にインダクタンス値を評価するために、図９での時刻ｔｂ以降の交流電圧Ｖａｃの半周期又は１周期相当に定めることが可能である。尚、当該試験期間は任意に定めることができる。

試験装置１０１は、Ｓ３５０により、当該評価期間におけるコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔを算出する。例えば、コイル電流評価値Ｉｃｔｓｔは、評価期間におけるコイル電流Ｉｃの平均値とすることができる。或いは、当該評価期間でのコイル電流Ｉｃから上記平均値を減算することで求められた、コイル電流Ｉｃの交流成分の実効値を演算して、コイル電流評価値Ｉｃｔｓｔとすることも可能である。即ち、コイル電流評価値Ｉｃｔｓｔは、「第２のパラメータ」に対応する。

試験装置１０１は、Ｓ３６０により、当該評価期間での入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔを算出する。例えば、評価期間での交流電圧Ｖａｃ又は入力電圧Ｖｉｎの実効値を演算して、入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔとすることができる。この際の入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔは「第１のパラメータ」に対応する。

更に、試験装置１０１は、Ｓ３７０により、予め定められた入力電圧基準特性値Ｖｉｎ＊及びコイル電流基準特性値Ｉｃ＊と、Ｓ３５０，Ｓ３６０で求められたコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔ及び入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔを用いて、下記の式（２）により、調整係数ｋｃを算出する。

ｋｃ＝（Ｖｉｎ＊／Ｖｉｎｔｓｔ）・（Ｉｃ＊／Ｉｃｔｓｔ） …（２）
コイル電流基準特性値Ｉｃ＊及び入力電圧基準特性値Ｖｉｎ＊は、基準となる特性を有するコイル１１０に対して、コイル駆動装置１００によってコイル電流Ｉｃを供給したときの、評価期間における入力電圧Ｖｉｎ及びコイル電流Ｉｃの実測値に基づいて予め設定することが可能である。入力電圧基準特性値Ｖｉｎ＊は「第１のパラメータの基準特性値」に対応し、コイル電流基準特性値Ｉｃ＊は「第２パラメータの基準特性値」に対応する。

調整係数ｋｃは、コイル電流基準特性値Ｉｃ＊が評価期間でのコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔと等しい時には１．０に設定される。一方で、Ｉｃｔｓｔ＞Ｉｃ＊のときには、両者の比に従ってｋｃ＜１．０に設定されるとともに、Ｉｃ＊＞Ｉｃｔｓｔのときには、両者の比に従って、ｋｃ＞１．０に設定される。

更に、調整係数ｋｃは、入力電圧基準特性値Ｖｉｎ＊及び評価期間での入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔの比に従って補正される。具体的には、式（２）において、算出されたコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔに対して（Ｖｉｎｔｓｔ／Ｖｉｎ＊）を乗算したものと、コイル電流基準特性値Ｉｃ＊との比が求められる。これにより、コイル電流評価値Ｉｃｔｓｔに対する入力電圧Ｖｉｎの影響を除去した上で、コイル電流基準特性値Ｉｃ＊とコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔとの比に従って、調整係数ｋｃを算出することができる。

試験装置１０１は、Ｓ３８０により、Ｓ３５０で算出した調整係数ｋｃをコントローラ５０へ送信する。コントローラ５０は、送信された調整係数ｋｃをメモリ５２に格納する。

コントローラ５０は、実施の形態１で説明した図６のＳ１５０において、上述の式（１）に代えて、メモリ５２に予め格納された調整係数ｋｃを更に用いて、下記の式（３）によってデューティ比ＤＴを演算する。

ＤＴ＝ｋｃ・（Ｖｒ／Ｖｉｎｒｍｓ） …（３）
この結果、実施の形態２に係る電磁接触器では、閉路制御及び閉路保持制御の両方で、デューティ比ＤＴは、実施の形態１での算出値のｋｃ倍となる。この結果、製造ばらつき等に起因するコイル１１０の個体差に依存したコイル電流Ｉｃの差異を抑制することが可能となる。

この結果、コイル１１０のインダクタンス値が小さく、電磁接触器２００を閉路するために必要なコイル電流Ｉｃが基準より大きい場合にも、適切な閉路制御及び閉路保持制御を実行することができる。又、コイル１１０のインダクタンス値が大きく、電磁接触器２００を閉路するために必要なコイル電流Ｉｃが基準より小さい場合にも、コイル電流Ｉｃが過大となることによる、閉路時の衝撃及び閉路保持時の消費電力が過大となることを防止できる。

実施の形態３．
実施の形態３では、コイル電流Ｉｃを制御するためのスイッチング素子８０のオンオフ制御（デューティ制御）によって発生する電磁ノイズを軽減するための制御について説明する。

実施の形態１で説明した様に、スイッチング素子８０の制御信号Ｓｄｖは、デューティ比ＤＴに従って、スイッチング周期Ｔｓｗに対する、スイッチング素子８０のオン期間の比率を制御するように生成される。従って、スイッチング周期Ｔｓｗが固定されると、スイッチング素子８０のスイッチング周波数ｆｓｗ（ｆｓｗ＝１／Ｔｓｗ）が固定されることにより、特定の周波数の電磁ノイズの強度が大きくなることが懸念される。例えば、Ｔｓｗ＝１００［μｓ］に固定されると、ｆｓｗ＝１０［ｋＨｚ］の電磁ノイズの強度が大きくなる虞がある。

従って、実施の形態３では電磁ノイズのピーク強度を抑制するためのスイッチング素子の制御について説明する。実施の形態３に係るスイッチング制御では、図５に示された、スイッチング周期Ｔｓｗに対応するカウント値Ｃｓｗを時間経過に従って変化させることで、スイッチング周波数の固定を防ぐ。

図１３は、実施の形態３に係るスイッチング制御の一例を説明する概念図である。
図１３を参照して、スイッチング素子８０の基本的なスイッチング周波数ｆ０（例えば、ｆ０＝１０［ｋＨｚ］）に対するカウント値ＣｓｗはＣ０である。

図５で説明した、コントローラ５０によるデューティ制御において、カウント値Ｃｓｗを、ΔＣずつ変化させることにより、スイッチング周期Ｔｓｗ（スイッチング周波数ｆ０）を変化させることができる。例えば、基本となるスイッチング周波数ｆ０からの変化幅が一定量内となる様に、ｆ０－Δｆ０≦ｆｓｗ≦ｆ０＋Δｆ０の範囲内に制限して、スイッチング周波数ｆｓｗを徐々に変化させることが好ましい。

この場合には、Ｃ０を中心に、周波数ｆ０－Δｆ０に対応する最小値Ｃａから周波数ｆ０＋Δｆ０に対応する最大値Ｃｂの範囲内に限定して、カウント値Ｃｃｙｃと比較されるカウント値ＣｓｗをΔＣずつ変化させることで、ｆ０－Δｆ０≦ｆｓｗ≦ｆ０＋Δｆ０の範囲内で、スイッチング周波数ｆｓｗを徐々に変化させることができる。例えば、ｆ０＝１０［ｋＨｚ］に対して、Δｆ０＝１［ｋＨｚ］とし、ΔＣは、スイッチング周波数が１００［Ｈｚ］変化する程度のカウント値とすることが可能である。この様に、スイッチング周波数の変化幅Δｆ０及び変化幅ΔＣ０を設定することで、スイッチング周波数ｆｓｗの変化が大きくなり過ぎて制御が不安定化することを防止できる。

図１４には、実施の形態３に係るスイッチング制御による電磁ノイズ強度の分布を説明するための概念図が示される。

図１４中の点線には、スイッチング周波数ｆｓｗ＝ｆ０に固定したときの電磁ノイズ強度の分布が示される。電磁ノイズの周波数がｆ０に集中するため、周波数ｆ０の電磁ノイズの強度が大きくなることが理解される。

これに対して、図１４中の実線には、図１３に示されたスイッチング周波数の変化制御が適用されたときの電磁ノイズ強度の分布が示される。スイッチング周波数ｆｓｗが徐々に変化されることで、電磁ノイズが発生する周波数領域が広がる結果、周波数ｆ０における電磁ノイズ強度が点線よりも低下することが理解される。

この様に、実施の形態３に係るスイッチング制御により、スイッチング素子８０が発生する電磁ノイズについて、全周波数領域でのピーク強度を低下することができる。この結果、電源配線に要求される高調波規制に対して余裕を確保した上で、実施の形態１及び２で説明したコイル電流の制御を実現することが可能となる。

尚、図１３に示された、カウント値Ｃｓｗ、即ち、スイッチング周期Ｔｓｗの変化態様は一例であり、時間経過に伴ってスイッチング周波数ｆｓｗを変化させるためには任意の好ましい態様でカウント値Ｃｓｗの値を変化させることが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 主電源、１５ 運転スイッチ、２０ 整流器、２５ 分圧回路、３０ 制御電源、５０ コントローラ、５２ メモリ、５３ Ａ／Ｄ変換器、５４ Ｄ／Ａ変換器、５５ 内部バス、５６ タイマ、５７ 通信部、６０ ドライバ、７５ ダイオード、８０ スイッチング素子、９０ 電流検出器、１００ コイル駆動装置、１０１ 試験装置、１０５ 通信路、１１０ コイル、１２０ 固定鉄心、１２１ 磁脚、１３０ 可動鉄心、１４０ バネ、１５０ 固定端子、１５５ 固定接点、１６０ 可動端子、１６５ 可動接点、２００ 電磁接触器、Ｔｃｙｃ，Ｔｄｔ カウント値、ＤＩｃ コイル電流データ、Ｉｃ コイル電流、Ｉｃ＊ コイル電流基準特性値、Ｉｃｔｓｔ コイル電流評価値、ＮＬ 接地配線、ＰＬ 電源配線、Ｓｄｖ 制御信号（スイッチング素子）、Ｔｍ タイマ値、Ｔｓｈｔ 判定値、Ｔｓｗ スイッチング周期、Ｖｃ 検出電圧（電流検出器）、Ｖｄｖ 分圧電圧、Ｖｉｎ 入力電圧、Ｖｉｎ＊ 入力電圧基準特性値、Ｖｉｎｒｍｓ 入力電圧実効値、Ｖｉｎｔｓｔ 入力電圧評価値、Ｖｒ 基準電圧、ｋｃ 調整係数、ｋｈ 制御係数（通電保持制御）、ｔ０ 通電開始時刻、ｔｓ 給電開始時刻。

Claims (11)

1. 電磁接触器であって、
   第１の接点と、
   第２の接点と、
   前記第１及び第２の接点を解離するための付勢力を発生する機構と、
   前記付勢力に逆らって前記第１及び第２の接点を接触させるための電磁力を発生する操作コイルと、
   前記電磁力を発生するための電流を前記操作コイルに対して供給するコイル駆動装置とを備え、
   前記コイル駆動装置は、
   交流電源から供給された交流電圧を全波整流した入力電圧を電源配線に出力する整流器と、
   前記電源配線に対して前記操作コイルと直列に接続されたスイッチング素子と、
   前記入力電圧を検出する電圧検出器と、
   前記スイッチング素子のオンオフを制御するコントローラとを備え、
   前記コントローラは、前記交流電圧の１周期よりも短いスイッチング周期内での前記スイッチング素子のオン期間の比であるデューティ比を制御するように前記スイッチング素子のオンオフを制御し、かつ、前記電磁接触器の閉指令に応じた前記操作コイルの通電開始後の少なくとも一部の期間において、前記電圧検出器の検出値を用いて算出された、前記入力電圧の大きさを示す第１のパラメータの値に応じて前記デューティ比を制御し、
   前記デューティ比は、前記第１のパラメータの算出値が予め定められた基準値よりも大きいときには、前記算出値が前記基準値以下のときよりも低い値に設定され、
   前記基準値は、前記交流電圧の公称値に対応する前記第１のパラメータの値に設定され、
   前記コントローラは、前記第１のパラメータの前記算出値が前記基準値よりも大きいときに、前記基準値を前記算出値で除算した値に従って前記デューティ比を設定する、電磁接触器。
2. 電磁接触器であって、
   第１の接点と、
   第２の接点と、
   前記第１及び第２の接点を解離するための付勢力を発生する機構と、
   前記付勢力に逆らって前記第１及び第２の接点を接触させるための電磁力を発生する操作コイルと、
   前記電磁力を発生するための電流を前記操作コイルに対して供給するコイル駆動装置とを備え、
   前記コイル駆動装置は、
   交流電源から供給された交流電圧を全波整流した入力電圧を電源配線に出力する整流器と、
   前記電源配線に対して前記操作コイルと直列に接続されたスイッチング素子と、
   前記入力電圧を検出する電圧検出器と、
   前記スイッチング素子のオンオフを制御するコントローラとを備え、
   前記コントローラは、前記交流電圧の１周期よりも短いスイッチング周期内での前記スイッチング素子のオン期間の比であるデューティ比を制御するように前記スイッチング素子のオンオフを制御し、かつ、前記電磁接触器の閉指令に応じた前記操作コイルの通電開始後の少なくとも一部の期間において、前記電圧検出器の検出値を用いて算出された、前記入力電圧の大きさを示す第１のパラメータの値に応じて前記デューティ比を制御し、
   前記デューティ比は、前記第１のパラメータの算出値が予め定められた基準値よりも大きいときには、前記算出値が前記基準値以下のときよりも低い値に設定され、
   前記コントローラは、前記操作コイルの個体差を反映した調整係数を乗算することによって、前記スイッチング素子のデューティ比を決定する、電磁接触器。
3. 前記基準値は、前記交流電圧の公称値に対応する前記第１のパラメータの値に設定され、
   前記コントローラは、前記第１のパラメータの前記算出値が前記基準値よりも大きいときに、前記基準値を前記算出値で除算した値に従って前記デューティ比を設定する、請求項２記載の電磁接触器。
4. 前記コントローラは、前記算出値が前記基準値以下のときには、前記デューティ比を１に設定する、請求項１又は３に記載の電磁接触器。
5. 前記コントローラは、前記操作コイルの個体差を反映した調整係数を乗算することによって、前記スイッチング素子のデューティ比を決定する、請求項１記載の電磁接触器。
6. 前記操作コイルを流れるコイル電流を検出する電流検出器を更に備え、
   前記調整係数は、当該操作コイルの通電時における前記電流検出器の検出値を用いて算出された、前記コイル電流の大きさを示す第２のパラメータの値と、当該通電時において前記電圧検出器の前記検出値を用いて算出された前記第１のパラメータの値と、基準となる特性を有する前記操作コイルの通電時に予め求められた前記第１及び第２のパラメータの基準特性値とを用いて算出される、請求項２又は５に記載の電磁接触器。
7. 前記コントローラは、前記整流器に対する前記交流電圧の供給開始時には前記デューティ比を０に設定して前記操作コイルの通電を待機するとともに、前記電圧検出器の前記検出値を用いた前記第１のパラメータの算出を実行し、前記第１のパラメータの算出値の取得後に、当該算出値に応じた前記デューティ比の制御を伴って前記操作コイルの通電を開始する、請求項１～６のいずれか１項に記載の電磁接触器。
8. 前記コントローラは、前記整流器に対する前記交流電圧の供給開始時から前記デューティ比を０より大きく設定して前記操作コイルの通電を開始するとともに、前記電圧検出器の前記検出値を用いた前記第１のパラメータの算出を実行し、前記第１のパラメータの算出値の取得後には当該算出値に応じて前記デューティ比を制御する、請求項１～７のいずれか１項に記載の電磁接触器。
9. 前記コントローラは、前記操作コイルへの通電開始から予め定められた判定時間が経過すると、当該判定時間の経過前と比較して前記デューティ比を低く設定し、
   前記判定時間は、前記通電開始から前記第１及び第２の接点の接触により前記電磁接触器が閉状態となるまでの所要時間よりも長く設定される、請求項１～８のいずれか１項に記載の電磁接触器。
10. 前記第１のパラメータは、実効値であり、
    前記コントローラは、前記交流電圧の半周期分以上の期間における、前記電圧検出器による前記入力電圧の前記検出値のうちの最大値を抽出し、当該最大値と予め定められた係数との乗算によって前記実効値を算出する、請求項１～９のいずれか１項に記載の電磁接触器。
11. 前記コントローラは、前記デューティ比の制御において、前記スイッチング素子の前記スイッチング周期を時間経過に伴って変化させる、請求項１～１０のいずれか１項に記載の電磁接触器。

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