WO2021075295A1 - 電磁接触器 - Google Patents

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WO2021075295A1
WO2021075295A1 PCT/JP2020/037725 JP2020037725W WO2021075295A1 WO 2021075295 A1 WO2021075295 A1 WO 2021075295A1 JP 2020037725 W JP2020037725 W JP 2020037725W WO 2021075295 A1 WO2021075295 A1 WO 2021075295A1
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WO
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value
coil
voltage
duty ratio
input voltage
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Application number
PCT/JP2020/037725
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English (en)
French (fr)
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知之 神山
勝俊 五十嵐
和希 高橋
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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Priority to JP2021552325A priority patent/JP7204000B2/ja
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/36—Relay coil or coils forming part of a bridge circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
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    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
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    • H01H47/02—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay
    • H01H47/04—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay for holding armature in attracted position, e.g. when initial energising circuit is interrupted; for maintaining armature in attracted position, e.g. with reduced energising current

Definitions

  • This disclosure relates to electromagnetic contactors.
  • an electromagnetic contactor it is common to close the electric path by contacting the contacts by generating an attractive force that attracts the movable iron core to the fixed iron core by energizing the operating coil that constitutes the electromagnet.
  • Patent Document 1 As a drive device for an operating coil of an electromagnetic contactor, a configuration is known in which a power supply voltage is switched and applied to the coil.
  • Patent Document 1 when the electric circuit is closed, the on / off time ratio in the switching control is changed to the holding control after the closing of the operating coil as compared with the closing control of the operating coil. Controls for reducing the (duty ratio) and suppressing an excessive coil current during cycle closing control are described.
  • the duty ratio of the coil current during closed circuit control is calculated by PID control calculation of the deviation between the set value according to the predetermined coil current change locus and the actual value (moving average value). Is controlled, and the suction state of the movable iron core is detected based on the duty ratio at this time.
  • the suction state of the movable iron core is detected without using a position sensor or timer, and the transition from the closed circuit control to the holding control is accurately determined, so that an excessive magnetic field is generated due to the generation of an excessive coil current. Is suppressed.
  • Patent Document 1 high-speed arithmetic processing is required in order to control the coil current according to a predetermined change locus. As a result, there is a concern that the manufacturing cost will increase due to the increase in specifications of the controller that performs arithmetic processing.
  • the present disclosure has been made to solve such a problem, and an object of the present disclosure is an excessive coil at the time of closed circuit control of an electromagnetic contactor by simple control that does not require high-speed arithmetic processing. It is to suppress the current.
  • an electromagnetic contactor a mechanism that generates urging forces to dissociate the first and second contacts, the first and second contacts, an operating coil, and a coil drive device.
  • the operating coil generates an electromagnetic force for bringing the first and second contacts into contact against the urging force.
  • the coil drive device supplies an electric current for generating an electromagnetic force to the operating coil.
  • the coil drive device includes a rectifier, a switching element, a voltage detector, and a controller.
  • the rectifier outputs an input voltage obtained by full-wave rectifying the AC voltage supplied from the AC power supply to the power supply wiring.
  • the switching element is connected in series with the operating coil to the power supply wiring.
  • the voltage detector detects the input voltage.
  • the controller controls the on / off of the switching element.
  • the controller controls the on / off of the switching element so as to control the duty ratio, which is the ratio of the on period of the switching element within a predetermined switching cycle shorter than one cycle of the AC voltage. Further, the controller indicates the magnitude of the input voltage calculated using the detection value of the voltage detector for at least a part of the period after the start of energization of the operating coil in response to the closing command of the magnetic contactor.
  • the duty ratio is controlled according to the value of the parameter. When the calculated value of the first parameter is larger than the predetermined reference value, the duty ratio is set to a lower value than when the calculated value is equal to or less than the reference value.
  • the present disclosure is a simple control of the duty ratio of the switching element that reflects the magnitude of the input voltage, which is executed at least for a part of the period after the start of energization of the operating coil in response to the closing command of the magnetic contactor.
  • FIG. 1 It is a conceptual sectional view of the magnetic contactor which concerns on this embodiment. It is a block diagram explaining the structure of the coil drive device of the magnetic contactor which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 1 It is a conceptual sectional view of the magnetic contactor shown in FIG. 1 in the closed state. It is a block diagram explaining the schematic structure of the controller shown in FIG. It is a waveform diagram explaining the duty control by a controller. It is a flowchart explaining the process which concerns on the setting of the duty ratio in the duty control of the switching element shown in FIG.
  • a simulation waveform diagram illustrating a first example of circuit closing control in response to a circuit closing command of the magnetic contactor is shown.
  • a simulation waveform diagram illustrating a second example of circuit closing control in response to a circuit closing command of the magnetic contactor is shown. It is a conceptual waveform diagram for demonstrating the closed circuit holding control by the coil drive device of the magnetic contactor which concerns on this embodiment. It is a flowchart explaining the control processing example for realizing the closed circuit holding control shown in FIG. It is a block diagram explaining the structure of the coil drive device of the magnetic contactor which concerns on Embodiment 2. FIG. It is a flowchart explaining the calculation process of the adjustment coefficient by the test apparatus shown in FIG. It is a conceptual diagram explaining an example of switching control which concerns on Embodiment 3. FIG. It is a conceptual diagram for demonstrating the distribution of the electromagnetic noise intensity by the switching control which concerns on Embodiment 3. FIG.
  • FIG. 1 is a conceptual cross-sectional view for explaining a configuration of an electromagnetic contactor according to the first embodiment.
  • FIG. 1 shows a schematic cross-sectional view of the magnetic contactor in the open state (when the electric circuit is open).
  • the electromagnetic contactor 200 includes a coil drive device 100, a coil 110, a fixed iron core 120, a movable iron core 130, a spring 140, a fixed terminal 150, a fixed contact 155, and a movable terminal 160. And a movable contact 165.
  • the spring 140 is shown as an example of a mechanism for generating an urging force for dissociating between the fixed iron core 120 and the movable iron core 130 (between the contacts), that is, an urging force for opening the electromagnetic contactor 200. Is done.
  • the coil 110 is wound around a magnetic leg 121 of a fixed iron core 120, and when a coil current Ic is supplied by the coil driving device 100, an electromagnetic force that attracts the movable iron core 130 is generated. In the state of FIG. 1, since the coil current is not supplied, the coil 110 does not generate an electromagnetic force. As a result, the magnetic contactor 200 is in the open state.
  • the movable terminal 160 is connected to the movable iron core 130. Therefore, when the electromagnetic force generated by the coil 110 acts on the movable iron core 130, the movable terminal 160 moves integrally with the movable iron core 130.
  • the fixed contact 155 and the movable contact 165 are welded to the fixed terminal 150 and the movable terminal 160, respectively, at positions facing each other at the time of opening shown in FIG.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a coil drive device for an electromagnetic contactor according to the first embodiment.
  • the coil driving device 100 of the magnetic contactor supplies a coil current Ic to the coil 110, which is an operating coil of the magnetic contactor, by supplying electric power from the main power supply 10. To do.
  • FIG. 3 shows a schematic cross-sectional view of the electromagnetic contactor shown in FIG. 1 in a closed state (when the circuit is closed).
  • the movable iron core 130 is attracted to the fixed iron core 120 side by generating an electromagnetic force in the coil 110 due to the supply of the coil current.
  • the attractive force electromagnettic force
  • the spring 140 is compressed and the movable core 130 is attracted to the fixed core 120.
  • the fixed iron core 120 and the movable iron core 130 come into contact with each other, and the fixed contact 155 and the movable contact 165 come into contact with each other, so that the magnetic contactor 200 is closed. That is, in the magnetic contactors shown in FIGS. 1 and 3, the fixed contact 155 and the movable contact 165 correspond to one embodiment of the "first and second contacts".
  • the electromagnetic force generated by the coil 110 increases as the coil current Ic supplied by the coil drive device 100 increases.
  • the electromagnetic contactor 200 can be closed by controlling the coil current so that the above-mentioned attraction force (electromagnetic force) is generated from the coil 110. It becomes. Further, after the movable iron core 130 is attracted to the fixed iron core 120, it is necessary to control the coil current so as to generate the necessary electromagnetic force in order to maintain the attracted state.
  • the attractive force acting on the movable iron core 130 when the magnetic contactor 200 is closed is equivalent to the electromagnetic force generated by the coil 110 minus the urging force of the spring 140. Therefore, if the coil current Ic is excessive, there is a concern that the suction force is too large and the impact when the movable iron core 130 is attracted to the fixed iron core 120 becomes excessive. If the movable iron core 130 or the movable contact 165, or the fixed iron core 120 or the fixed contact 155 is damaged by the impact at this time, the service life of the magnetic contactor 200 may be affected. As described above, the control of the coil current Ic by the coil driving device 100 is important.
  • the coil drive device 100 includes a rectifier 20, a voltage divider circuit 25, a control power supply 30, a controller 50, a driver 60, a diode 75, a switching element 80, and a current detector 90. And.
  • the rectifier 20 is connected to the main power supply 10 via the operation switch 15.
  • the main power supply 10 is, for example, a commercial AC system power supply, and outputs an AC voltage Vac having a predetermined frequency.
  • the rectifier 20 generates an input voltage Vin obtained by full-wave rectifying the AC voltage Vac from the main power supply 10 between the power supply wiring PL on the high voltage side and the power supply wiring NL on the low voltage side.
  • the rectifier 20 can be configured by a full bridge circuit with diodes. Since the power supply wiring NL on the low voltage side generally supplies a ground voltage, the power supply wiring NL will also be referred to as a ground wiring NL below.
  • the voltage divider circuit 25 generates a voltage divider voltage Vdv of the input voltage Vin.
  • the voltage dividing voltage Vdv has a voltage value obtained by multiplying the input voltage Vin by a constant voltage dividing ratio (less than 1.0).
  • the control power supply 30 converts the input voltage Vin on the power supply wiring PL into the operating power supply voltage of the controller 50 (for example, 5 [V]).
  • the switching element 80 is connected in series with the coil 110 between the power supply wiring PL and the ground wiring NL.
  • the switching element 80 is composed of a semiconductor switching element that can be turned on and off according to an electric signal input to the control electrode.
  • a MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • a MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • the switching element 80 when a positive voltage exceeding the threshold voltage is applied to the control electrode (for example, the gate), the switching element 80 is between the high voltage side electrode (for example, the drain) and the low voltage side electrode (for example, the source). Is turned on when the power is turned on.
  • the switching element 80 when the voltage of the control electrode with respect to the low voltage side electrode (for example, the gate-source voltage) is lower than the threshold voltage, electricity is generated between the high voltage side electrode and the low voltage side electrode. It becomes an off state that is cut off.
  • the diode 75 is connected in parallel with the coil 110.
  • the coil current Ic flows from the power supply wiring PL to the ground wiring NL via the coil 110 and the switching element 80.
  • the path of the coil current Ic is secured by the reflux path by the coil 110 and the diode 75.
  • the current detector 90 is connected in series with the coil 110.
  • the current detector 90 is composed of, for example, a resistance element that causes a voltage drop according to the magnitude of the coil current Ic.
  • the current detector 90 can be configured by a current sensor such as a Hall element arranged so as to detect the passing current of the coil 110.
  • the controller 50 can be configured by a microprocessor that operates by receiving a power supply from the control power supply 30.
  • the voltage dividing voltage Vdb from the voltage dividing circuit 25 and the detection voltage Vc of the current detector 90 are input to the controller 50.
  • the controller 50 can detect the coil current Ic from the detection voltage Vc.
  • the controller 50 generates a control signal Sdv that controls on / off of the switching element 80 by duty control described later.
  • the coil 110 corresponds to one embodiment of the "operation coil”
  • the voltage dividing circuit 25 corresponds to one embodiment of the "voltage detector”
  • the main power supply 10 corresponds to one of the "AC power supplies”. Corresponds to the embodiment.
  • FIG. 4 shows a block diagram illustrating a schematic configuration of the controller 50.
  • the controller 50 includes a CPU (Central Processing Unit) 51, a memory 52, an A / D converter 53, a D / A converter 54, a timer 56, and a communication unit 57.
  • the CPU) 51, the memory 52, the A / D converter 53, the D / A converter 54, the timer 56, and the communication unit 57 can exchange data with each other via the internal bus 55.
  • the communication unit 57 is configured to execute wireless communication or wired communication for exchanging data with the outside of the controller 50.
  • the memory 52 is composed of a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), and the like for storing programs, data, and the like.
  • the timer 56 is composed of an oscillator or the like to generate a clock signal having a constant frequency for timing counting.
  • the A / D converter 53 and the D / A converter 54 have a function as an I / O (input / output) circuit, and the A / D converter 54 digitally converts an analog voltage from the outside of the controller 50. Convert to a signal.
  • the A / D converter 54 converts the voltage dividing voltage Vdv (voltage dividing circuit 25) and the detection voltage Vc (current detector 90) into digital data.
  • the CPU 51 executes arithmetic processing using the program and data stored in the memory 52, the input voltage Vin detected from the voltage dividing voltage Vdv, and the coil current Ic obtained from the detected voltage Vc.
  • the controller 50 executes duty control for controlling the current supply to the coil 110 by turning the switching element 80 on and off.
  • FIG. 5 shows a waveform diagram illustrating duty control.
  • the CPU 51 counts up the count values Cyc and Cdt for each cycle of the clock signal by the timer 56.
  • the count value Cyc is cleared to zero each time the count value Csw corresponding to the switching cycle Tsw of the switching element 80 is reached.
  • the count value Cdt starts counting up at the timing when the count value Cyc is cleared to zero. Further, the count value Cdt is cleared to zero when the count value Cdr according to the set duty ratio DT is reached.
  • the control signal Sdv transitions from “0” to “1” at the timing when the count value Cyc is cleared to zero. Further, the control signal Sdv transitions from “1” to “0” at the timing when the count value Cdt is cleared to zero, and is maintained at “0” until the next timing when the count value Cyc is cleared to zero.
  • the control signal Sdv is output as a voltage pulse signal set to a logical high level (hereinafter, also simply referred to as “H level”).
  • the driver 60 drives the voltage (gate voltage) of the control electrode of the switching element 80 according to the control signal Sdv output from the controller 50 (D / A converter 54).
  • the switching element 80 is controlled to be turned on during the H level period of the control signal Sdv, while being turned off during the L level period. Therefore, the switching element 80 is on / off controlled according to the switching cycle Tsw of FIG. 5, and the ratio of the on period to the switching cycle Tsw is controlled according to the duty ratio DT.
  • the average current (corresponding to the average value of the coil current Ic) supplied to the coil 110 by the input voltage Vin can be controlled by the duty ratio DT.
  • the magnitude of the coil current Ic is controlled by the duty control of the switching element 80 based on the magnitude of the input voltage Vin.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating a process related to the setting of the duty ratio in the duty control of the switching element 80. The process shown in FIG. 6 is activated when a closing command for closing the magnetic contactor 200 is input to the controller 50.
  • the effective value (Vinrms) of the input voltage Vin is used as the parameter.
  • the input voltage effective value Vinrms is equivalent to the effective value of the AC voltage Vac from the main power supply 10.
  • the input voltage effective value Vinrms corresponds to one embodiment of the "first parameter", but instead of the effective value, the average value or the maximum value or the like is set as the "first parameter". Is also possible.
  • the controller 50 samples the voltage dividing voltage Vdv by S120, and executes the effective value calculation of the input voltage Vin obtained from the sampling voltage by S130.
  • the input voltage effective value Vinrms is calculated by extracting the maximum value of the sampling values (after Vin conversion) corresponding to half a cycle of the AC voltage Vac and multiplying the maximum value by ( ⁇ 2 / 2). It is possible. At this time, in order to remove the noise of the sampling voltage, it is also possible to extract the maximum value from the sampling voltage (half cycle) after passing through the low-pass filter.
  • the controller 50 uses the reference voltage Vr predetermined by S150 and the calculated input voltage effective value Vinrms to use the following formula.
  • the duty ratio DT is calculated according to (1).
  • Vr ⁇ Vinrmas, DT 1.0 (maximum value) is set.
  • the reference voltage Vr is the nominal value of the effective value of the input voltage Vin corresponding to the nominal value of the AC voltage Vac from the main power supply 10 (for example, the effective value 100 [V]) (for example, the effective value Vin). It can be set to 100 [V]).
  • the reference voltage Vr corresponds to the "reference value of the first parameter".
  • the equation (1) is only an example, and if the coil current Ic can be suppressed by setting the duty ratio DT lower than that when Vinrms ⁇ Vr when Vinrms> Vr, the duty can be arbitrarily set. The ratio can be set.
  • the processes of S120 to S140 are repeatedly executed for each sampling in S120.
  • the initial value of the input voltage effective value Vinrms can be calculated by using at least the sampling value (after Vin conversion) for half a cycle of the input voltage Vac from the start of reading Vdv by S120.
  • the input voltage effective value Vinrms can be updated by using the sampling value (after Vin conversion) that goes back by half a cycle every time the half cycle elapses or multiple times within each subsequent half cycle. it can.
  • S140 is determined to be YES at the time of initial calculation of the input voltage effective value Vinrms and at the timing of each subsequent update.
  • S140 In the period until the initial calculation of the input voltage effective value Vinrms and the period other than each update timing after that, S140 is determined as NO, and the controller 50 maintains the current duty ratio DT by S160 and also maintains the current duty ratio DT. As described above, the calculation process of the input voltage effective value Vinrms according to S120 to S140 is repeated at regular intervals. As a result, the duty ratio DT is adjusted to a value according to the latest input voltage effective value Vinrms every time the input voltage effective value Vinrms is calculated (updated).
  • the controller 50 transfers the coil current Ic according to the duty ratio DT to the coil 110 by continuing the processing by S120 to S150 until the opening command of the magnetic contactor 200 is input (when NO is determined in S170). Supply.
  • the electromagnetic contactor 200 can be maintained in the closed state by generating an electromagnetic force corresponding to the coil current Ic.
  • the control signal Sdv is maintained at the L level, and the switching element 80 is fixed in the off state.
  • FIG. 7 shows a simulation waveform diagram illustrating a first example of circuit closing control in response to a circuit closing command of the magnetic contactor 200.
  • the operation switch 15 is turned on at the power supply start time ts.
  • the input voltage Vin obtained by full-wave rectifying the AC voltage Vac of the main power supply 10 is output from the rectifier 20 to the power supply wiring PL.
  • the controller 50 is activated by the power supply voltage from the control power supply 30.
  • the processes of S120 to S140 of FIG. 6 are executed.
  • the input voltage effective value Vinrms is calculated from the input voltage Vin for half a cycle of the AC voltage Vac (initial calculation).
  • the duty ratio DT is maintained at the initial value set in S110 of FIG.
  • the switching element 80 is maintained in the off state until the time tx. Therefore, the energization start time t0 of the coil 110 is equivalent to the time tx at which the effective input voltage value Vinrms is calculated.
  • the duty ratio DT is set according to the above equation (1) using the calculated input voltage effective value Vinrms.
  • FIG. 7 shows an example in which DT ⁇ 1.0 is set because Vinrms> Vr. Even after the time tx, the duty ratio DT can be changed every time the input voltage effective value Vinrms is updated.
  • the coil current Ic can be controlled by the duty ratio DT corresponding to the input voltage effective value Vinrms from the start of energization, the coil current Ic is suppressed when the input voltage Vin is higher than the nominal value. Can be done. As a result, it is possible to prevent the electromagnetic force generated by the coil 110 from becoming excessive and suppress the impact when the movable iron core 130 is attracted to the fixed iron core 120, so that the service life of the electromagnetic contactor 200 can be reached. The influence of can be suppressed.
  • the coil 110 is energized. Therefore, as described above, in S130 of FIG. 6, the input voltage is effective by multiplying the maximum value extracted from the sampling value (after Vin conversion) for half a cycle of the input voltage Vin by ( ⁇ 2 / 2). It is preferable to shorten the time required to calculate the value Vinrms.
  • FIG. 8 shows a simulation waveform diagram illustrating a second example of circuit closing control in response to a circuit closing command of the magnetic contactor 200.
  • the controller 50 is activated by the power supply voltage from the control power supply 30. Will be done.
  • the duty ratio DT> 0 is initially set in S110 of FIG.
  • the duty ratio DT is set according to the above equation (1) using the calculated input voltage effective value Vinrms after the time tx.
  • Vinrms> Vr the duty ratio DT decreases at time tx, as shown in the example of FIG. Even after the time tx, the duty ratio DT changes every time the input voltage effective value Vinrms is updated.
  • the magnetic contactor 200 is closed as in the case of FIG. 7. Therefore, at time ta, the duty ratio DT is set according to the input voltage effective value Vinrms. Therefore, even when the input voltage Vin is higher than the nominal value, the movable core 130 is attracted to the fixed core 120 by the excessive coil current Ic. It is possible to suppress the impact when the coil is used.
  • the time required from the energization start time t0 of the coil 110 to the time ta when the magnetic contactor 200 is closed is shorter than the time required for calculating the input voltage effective value Vinrms (time t0 to tx). It is possible to realize duty control according to the effective input voltage value Vinrms without extending the time required from the input of the closing command to the controller 50 to the time ta when the magnetic contactor 200 is closed. Become. In this way, in a system incorporating the magnetic contactor 200 (for example, an elevator car control system, etc.), an excessive coil current when the magnetic contactor 200 is closed without affecting the entire sequence of the system. It is possible to realize control that suppresses.
  • time ta when the time required from the energization start time t0 of the coil 110 to the closing of the magnetic contactor 200 (time ta) is relatively short, from the viewpoint of surely suppressing an excessive coil current, from the viewpoint of surely suppressing an excessive coil current, As in the control example of FIG. 7, it is preferable to start energization of the coil 110 with duty control after the calculation of the input voltage effective value Vinrms (after the time tx).
  • the circuit closing control is performed. Excessive coil current can be suppressed.
  • the excessive coil current at the time of closed circuit control is performed by a simple control calculation, instead of the complicated and heavy control calculation such as the control of the trajectory of the coil current Ic after the start of energization described in Patent Document 1. Can be suppressed.
  • the above control can be realized by applying a relatively simple microcontroller without requiring high specifications, so that the cost of the coil drive device of the magnetic contactor can be reduced.
  • the closed circuit holding control after the closed circuit control can also be executed by a simple control process.
  • FIG. 9 is a conceptual waveform diagram for explaining the closed circuit holding control by the coil driving device of the magnetic contactor according to the first embodiment.
  • the movable iron core 130 overcomes the urging force of the spring 140 after the time ta. It is necessary to generate an electromagnetic force for continuing to be attracted to the fixed iron core 120. However, after time ta (closed state), the gap between the fixed core 120 and the movable core 130 is almost eliminated, so that the electromagnetic force generated with respect to the coil current Ic becomes large.
  • the coil 110 Before time ta, it is necessary for the coil 110 to generate an electromagnetic force that moves the movable iron core 130, but since there is a gap between the fixed iron core 120 and the movable iron core 130, it is generated with respect to the coil current Ic.
  • the electromagnetic force generated is smaller than that after the time ta described above. Therefore, the current supplied to the coil 110 after the time ta can be made smaller than the value before the time ta.
  • the cycle closing control it is possible to suppress the power consumption due to the coil current Ic by further lowering the duty ratio DT as compared with the cycle closing control up to the time ta. For example, by comparing the timer value Tm calculated at the energization start time t0 with the predetermined determination value Tsht, the closed circuit holding control for reducing the coil current Ic is executed after the time tb when Tm ⁇ Tsht. It is possible.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating an example of control processing for realizing the closed circuit holding control shown in FIG.
  • the controller 50 executes the closed circuit holding control by executing the processing after S210 with S200 as a YES determination.
  • the controller 50 compares the current timer value Tm with the determination value Tsht by S210.
  • the determination value Tsht is a timer that gives a margin to the actual value of the required time (time length from time t0 to ta) from the start of coil energization to the closing of the magnetic contactor 200 in an actual machine test or the like. It can be set in advance by converting it into a value.
  • the controller 50 executes the cycle closing control by S220.
  • the control coefficient kh is less than 1.0 and can be, for example, about 0.3, but the actual machine test is performed in consideration of the arrangement state of the magnetic contactor 200 (for example, the presence or absence of vibration from the outside). It is possible to set in advance by such means.
  • the maximum value of the duty ratio DT is also kh.
  • the controller 50 proceeds to S230 without applying the cycle closing control.
  • the duty ratio DT calculated in S150 is maintained.
  • the coil current Ic is suppressed by the closed circuit holding control. be able to. As a result, it is possible to reduce the power consumption for keeping the magnetic contactor 200 in the closed state by a simple control process based on the timer value.
  • Embodiment 2 The coil 110 has individual differences in inductance value and resistance value due to variations during manufacturing and the like. Due to such individual differences, there is a concern that the coil current Ic may differ for the same duty ratio DT. Therefore, in the second embodiment, the duty control that reflects the individual difference of the coil 110 will be described.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a coil drive device for an electromagnetic contactor according to a second embodiment.
  • the coil drive device 100 of the magnetic contactor is configured to be communicable with the test device 101.
  • the controller 50 uses the communication unit 57 (FIG. 4) to exchange data with and from the test device 101 via a communication path 105 by wire communication or wireless communication.
  • the test apparatus 101 can be configured by, for example, a computer (for example, a personal computer) capable of executing a pre-stored program.
  • the controller 50 tests the trajectory of the coil current Ic obtained from the detection voltage of the current detector 90, that is, the coil current data DIc that combines the time after the start of energization and the current value (Ic). It transmits to the device 101.
  • the test device 101 calculates the adjustment coefficient kc of the individual difference of the coil 110 by using the AC voltage Vac or the input voltage Vin and the coil current data DIc.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a calculation process of the adjustment coefficient kc by the test apparatus 101. The process of FIG. 12 is executed, for example, in the inspection step of the coil driving device 100.
  • the test apparatus 101 starts the processing after S320.
  • the test device 101 receives and stores the coil current data DIc from the controller 50 by S320, and stores the detected value of the input voltage Vin (or AC voltage Vac) by S330.
  • the test apparatus 101 extracts the input voltage Vin and the coil current Ic in the predetermined evaluation period from the data accumulated in S320 and S330 by S340.
  • the evaluation period can be set to correspond to a half cycle or one cycle of the AC voltage Vac after the time tb in FIG. 9 in order to evaluate the inductance value stably as an example.
  • the test period can be arbitrarily determined.
  • the test device 101 calculates the coil current evaluation value Ictst in the evaluation period according to S350.
  • the coil current evaluation value Ictst can be the average value of the coil current Ic during the evaluation period.
  • the test device 101 calculates the input voltage evaluation value Vintst in the evaluation period according to S360. For example, the effective value of the AC voltage Vac or the input voltage Vin in the evaluation period can be calculated to obtain the input voltage evaluation value Vintst.
  • the input voltage evaluation value Vintst at this time corresponds to the "first parameter".
  • test apparatus 101 obtains the input voltage reference characteristic value Vin * and the coil current reference characteristic value Ic * determined in advance by S370, and the coil current evaluation value Ictst and the input voltage evaluation value Vintst obtained in S350 and S360. Using the following equation (2), the adjustment coefficient kc is calculated.
  • the coil current reference characteristic value Ic * and the input voltage reference characteristic value Vin * are the input voltage Vin and the input voltage reference characteristic value Vin * in the evaluation period when the coil current Ic is supplied by the coil drive device 100 to the coil 110 having the reference characteristics. It can be set in advance based on the measured value of the coil current Ic.
  • the input voltage reference characteristic value Vin * corresponds to the "reference characteristic value of the first parameter”
  • the coil current reference characteristic value Ic * corresponds to the "reference characteristic value of the second parameter”.
  • the adjustment coefficient kc is set to 1.0 when the coil current reference characteristic value Ic * is equal to the coil current evaluation value Ictst in the evaluation period.
  • Ictst> Ic * kc ⁇ 1.0 is set according to the ratio of both
  • Ic *> Ictst kc> 1.0 is set according to the ratio of both.
  • the adjustment coefficient kc is corrected according to the ratio of the input voltage reference characteristic value Vin * and the input voltage evaluation value Vintst in the evaluation period. Specifically, in the equation (2), the ratio of the calculated coil current evaluation value Ictst multiplied by (Vintst / Vin *) to the coil current reference characteristic value Ic * is obtained. Thereby, after removing the influence of the input voltage Vin on the coil current evaluation value Ictst, the adjustment coefficient kc can be calculated according to the ratio of the coil current reference characteristic value Ic * and the coil current evaluation value Ictst.
  • the test device 101 transmits the adjustment coefficient kc calculated in S350 to the controller 50 in S380.
  • the controller 50 stores the transmitted adjustment coefficient kc in the memory 52.
  • the controller 50 is dutyd according to the following equation (3) by further using the adjustment coefficient kc stored in the memory 52 in advance instead of the above equation (1). Calculate the ratio DT.
  • the duty ratio DT is kc times the calculated value in the first embodiment in both the closed circuit control and the closed circuit holding control. As a result, it is possible to suppress the difference in the coil current Ic depending on the individual difference of the coil 110 due to the manufacturing variation and the like.
  • Embodiment 3 the control for reducing the electromagnetic noise generated by the on / off control (duty control) of the switching element 80 for controlling the coil current Ic will be described.
  • the control of the switching element for suppressing the peak intensity of the electromagnetic noise will be described.
  • the switching frequency is prevented from being fixed by changing the count value Csw corresponding to the switching cycle Tsw shown in FIG. 5 with the passage of time.
  • FIG. 13 is a conceptual diagram illustrating an example of switching control according to the third embodiment.
  • the switching cycle Tsw (switching frequency f0) can be changed by changing the count value Csw by ⁇ C.
  • the switching frequency fsw it is preferable to gradually change the switching frequency fsw by limiting it within the range of f0- ⁇ f0 ⁇ fsw ⁇ f0 + ⁇ f0 so that the change width from the basic switching frequency f0 is within a certain amount.
  • the count value Csw to be compared with the count value Cyc is limited to the range from the minimum value Ca corresponding to the frequency f0- ⁇ f0 to the maximum value Cb corresponding to the frequency f0 + ⁇ f0 by ⁇ C.
  • the switching frequency fsw can be gradually changed within the range of f0- ⁇ f0 ⁇ fsw ⁇ f0 + ⁇ f0.
  • f0 10 [kHz]
  • ⁇ f0 1 [kHz]
  • ⁇ C can be a count value such that the switching frequency changes by 100 [Hz].
  • FIG. 14 shows a conceptual diagram for explaining the distribution of the electromagnetic noise intensity by the switching control according to the third embodiment.
  • the solid line in FIG. 14 shows the distribution of the electromagnetic noise intensity when the switching frequency change control shown in FIG. 13 is applied. It is understood that the gradual change of the switching frequency fsw widens the frequency domain in which electromagnetic noise is generated, and as a result, the electromagnetic noise intensity at frequency f0 is lower than that of the dotted line.
  • the switching control according to the third embodiment can reduce the peak intensity of the electromagnetic noise generated by the switching element 80 in the entire frequency region. As a result, it is possible to realize the control of the coil current described in the first and second embodiments while ensuring a margin for the harmonic regulation required for the power supply wiring.
  • the change mode of the count value Csw that is, the switching cycle Tsw shown in FIG. 13 is an example, and the value of the count value Csw is in any preferable mode in order to change the switching frequency fsw with the passage of time. Can be changed.

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Abstract

コイル駆動装置（１００）は、電磁接触器を閉路するために操作コイル（１１０）に通電する。整流器（２０）は、主電源（１０）から供給された交流電圧（Ｖａｃ）を全波整流した入力電圧（Ｖｉｎ）を電源配線（ＰＬ）に出力する。コントローラ（５０）は、電源配線（ＰＬ）に対して操作コイル（１００）と直列に接続されたスイッチング素子（８０）のオンオフを制御する。コントローラ（５０）は、電磁接触器の閉指令に応じた操作コイルの通電開始後の少なくとも一部の期間において、各スイッチング周期内でのスイッチング素子（８０）のオン期間比であるデューティ比を、入力電圧の検出値から算出されたパラメータの値に応じて制御する。

Description

電磁接触器
　本開示は、電磁接触器に関する。
　電磁接触器では、電磁石を構成する操作コイルの通電によって固定鉄心に可動鉄心を吸引する吸引力を発生させることにより、接点間を接触させることで電路を閉成する構成が一般的である。
　電磁接触器の操作用コイルの駆動装置として、当該コイルに対して電源電圧をスイッチング制御して印可する構成が公知である。例えば、国際公開第２０１７／１５９０６９号（特許文献１）には、電路を閉成する際に、操作コイルの閉路制御時と比較して、閉路後の保持制御には、スイッチング制御におけるオンオフ時間比率（デューティ比）を減少させるとともに、閉路制御時に過大なコイル電流を抑制するための制御が記載される。
　具体的には、特許文献１では、閉路制御時のコイル電流について、予め定められたコイル電流の変化軌跡に従う設定値と、実績値（移動平均値）との偏差のＰＩＤ制御演算によって、デューティ比が制御されるとともに、この際のデューティ比に基づいて可動鉄心の吸着状態が検知される。これにより、位置センサやタイマを用いることなく、可動鉄心の吸着状態を検知して、閉路制御から保持制御への遷移を正確に判定することで、過大なコイル電流の発生による過大な磁界の発生を抑制している。
国際公開第２０１７／１５９０６９号
　しかしながら、特許文献１では、コイル電流を予め定められた変化軌跡に従って制御するために高速な演算処理が要求される。この結果、演算処理を行うコントローラの高スペック化に伴う製造コストの上昇が懸念される。
　本開示はこのような問題点を解決するためになされたものであって、本開示の目的は、高速な演算処理を要さない簡易な制御によって、電磁接触器の閉路制御時の過大なコイル電流を抑制することである。
　本開示のある局面では、電磁接触器であって、第１及び第２の接点と、第１及び第２の接点を解離するための付勢力を発生する機構と、操作コイルと、コイル駆動装置とを備える。操作コイルは、付勢力に逆らって第１及び第２の接点を接触させるための電磁力を発生する。コイル駆動装置は、電磁力を発生するための電流を操作コイルに対して供給する。コイル駆動装置は、整流器と、スイッチング素子と、電圧検出器と、コントローラとを備える。整流器は、交流電源から供給された交流電圧を全波整流した入力電圧を電源配線に出力する。スイッチング素子は、電源配線に対して操作コイルと直列に接続される。電圧検出器は、入力電圧を検出する。コントローラは、スイッチング素子のオンオフを制御する。コントローラは、交流電圧の１周期よりも短い予め定められたスイッチング周期内でのスイッチング素子のオン期間の比であるデューティ比を制御するようにスイッチング素子のオンオフを制御する。更にコントローラは、電磁接触器の閉指令に応じた操作コイルの通電開始後の少なくとも一部の期間において、電圧検出器の検出値を用いて算出された、入力電圧の大きさを示す第１のパラメータの値に応じてデューティ比を制御する。デューティ比は、第１のパラメータの算出値が予め定められた基準値よりも大きいときには、算出値が基準値以下のときよりも低い値に設定される。
　本開示によれば、電磁接触器の閉指令に応じた操作コイルの通電開始後の少なくとも一部の期間で実行される、入力電圧の大きさを反映したスイッチング素子のデューティ比の制御という簡易な制御により、入力電圧が大きいときにデューティ比を減少して過大なコイル電流を抑制することができる。
本実施の形態に係る電磁接触器の概念的な断面図である。 実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置の構成を説明するブロック図である。 図１に示された電磁接触器の閉状態における概念的な断面図である。 図２に示されたコントローラの概略構成を説明するブロック図である。 コントローラによるデューティ制御を説明する波形図である。 図２に示されたスイッチング素子のデューティ制御におけるデューティ比の設定に係る処理を説明するフローチャートである。 電磁接触器の閉路指令に応じた閉路制御の第１の例を説明するシミュレーション波形図が示される。 電磁接触器の閉路指令に応じた閉路制御の第２の例を説明するシミュレーション波形図が示される。 本実施の形態に係る電磁接触器のコイル駆動装置による閉路保持制御を説明するための概念的な波形図である。 図９に示された閉路保持制御を実現するための制御処理例を説明するフローチャートである。 実施の形態２に係る電磁接触器のコイル駆動装置の構成を説明するブロック図である。 図１１に示された試験装置による調整係数の算出処理を説明するフローチャートである。 実施の形態３に係るスイッチング制御の一例を説明する概念図である。 実施の形態３に係るスイッチング制御による電磁ノイズ強度の分布を説明するための概念図である。
　以下に、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
　実施の形態１．
　図１は、本実施の形態１に係る電磁接触器の構成を説明するための概念的な断面図である。図１には、電路の開状態（開路時）における電磁接触器の概略的な断面図が示される。
　図１を参照して、電磁接触器２００は、コイル駆動装置１００と、コイル１１０と、固定鉄心１２０と、可動鉄心１３０と、バネ１４０と、固定端子１５０と、固定接点１５５と、可動端子１６０と、可動接点１６５とを備える。
　バネ１４０は、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０の間（接点間）を解離するための付勢力、即ち、電磁接触器２００を開状態とするための付勢力を発生するための機構の一例として示される。
　コイル１１０は、固定鉄心１２０の磁脚１２１に巻回されており、コイル駆動装置１００によってコイル電流Ｉｃが供給されると、可動鉄心１３０を吸着する電磁力を発生する。図１の状態では、コイル電流が供給されていないため、コイル１１０は電磁力を発生していない。この結果、電磁接触器２００は開状態である。
　可動端子１６０は、可動鉄心１３０に連結されている。このため、可動端子１６０は、コイル１１０が発生する電磁力が可動鉄心１３０に作用すると、可動鉄心１３０と一体的に移動する。
　固定接点１５５及び可動接点１６５は、図１に示された開路時において互い相対するような位置において、固定端子１５０及び可動端子１６０にそれぞれ溶着される。
　図２は、実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置の構成を説明するブロック図である。
　図２を参照して、実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置１００は、主電源１０からの電力供給によって、電磁接触器の操作コイルであるコイル１１０に対してコイル電流Ｉｃを供給する。
　図３には、図１に示された電磁接触器についての電路の閉状態（閉路時）における概略的な断面図が示される。
　図３を参照して、コイル電流の供給によりコイル１１０が電磁力を発生することにより、可動鉄心１３０は、固定鉄心１２０側に吸着される。コイル１１０が発生する吸着力（電磁力）が、バネ１４０による付勢力よりも大きくなると、バネ１４０が押し縮められて、可動鉄心１３０が固定鉄心１２０に吸着される。これにより、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０が接触するとともに、固定接点１５５及び可動接点１６５が接触することで、電磁接触器２００は閉路される。即ち、図１及び図３に示された電磁接触器において、固定接点１５５及び可動接点１６５は「第１及び第２の接点」の一実施例に対応する。
　コイル１１０が発生する電磁力は、コイル駆動装置１００によって供給されるコイル電流Ｉｃの増加に応じて大きくなる。固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０が解離した状態において、上述の様な吸着力（電磁力）がコイル１１０から発生されるようにコイル電流を制御することで、電磁接触器２００を閉路することが可能となる。又、固定鉄心１２０に対して可動鉄心１３０が吸着された後には、当該吸着状態を維持するために、必要な電磁力を発生するようにコイル電流を制御することが必要である。
　電磁接触器２００の閉路動作の際に、可動鉄心１３０に作用する吸引力は、コイル１１０が発生する電磁力からバネ１４０による付勢力を減算したものに相当する。このため、コイル電流Ｉｃが過大であると、上記吸引力が大き過ぎることで、可動鉄心１３０が固定鉄心１２０に吸着される際の衝撃が過大になることが懸念される。この際の衝撃によって可動鉄心１３０或いは可動接点１６５、又は、固定鉄心１２０或いは固定接点１５５に損傷が生じると、電磁接触器２００の使用寿命に影響が生じる虞がある。このように、コイル駆動装置１００によるコイル電流Ｉｃの制御は重要である。
　再び図２を参照して、コイル駆動装置１００は、整流器２０と、分圧回路２５と、制御電源３０と、コントローラ５０と、ドライバ６０と、ダイオード７５と、スイッチング素子８０と、電流検出器９０とを備える。
　整流器２０は、運転スイッチ１５を介して主電源１０と接続される。主電源１０は、例えば、商用交流系統電源であり、予め定められた周波数の交流電圧Ｖａｃを出力する。
　整流器２０は、主電源１０からの交流電圧Ｖａｃを全波整流した入力電圧Ｖｉｎを、高電圧側の電源配線ＰＬ及び低電圧側の電源配線ＮＬの間に生成する。例えば、整流器２０は、ダイオードによるフルブリッジ回路によって構成することができる。尚、低電圧側の電源配線ＮＬは、接地電圧を供給することが一般的であるので、電源配線ＮＬについて、以下では、接地配線ＮＬとも称する。
　分圧回路２５は、入力電圧Ｖｉｎの分圧電圧Ｖｄｖを生成する。分圧電圧Ｖｄｖは、入力電圧Ｖｉｎに対して、一定の分圧比（１．０未満）を乗算した電圧値を有する。制御電源３０は、電源配線ＰＬ上の入力電圧Ｖｉｎを、コントローラ５０の動作電源電圧（例えば、５［Ｖ］）に変換する。
　スイッチング素子８０は、電源配線ＰＬ及び接地配線ＮＬの間に、コイル１１０と直列に接続される。スイッチング素子８０は、制御電極へ入力される電気信号に応じてオンオフ制御可能な半導体スイッチング素子によって構成される。スイッチング素子８０には、代表的には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）を適用することができる。
　これにより、スイッチング素子８０は、制御電極（例えば、ゲート）にしきい値電圧を超える正電圧が印可されると、高電圧側電極（たとえば、ドレイン）及び低電圧側電極（例えば、ソース）の間が通電するオン状態となる。反対に、スイッチング素子８０は、低電圧側電極に対する制御電極の電圧（例えば、ゲート－ソース間電圧）が当該しきい値電圧よりも低いときには、高電圧側電極及び低電圧側電極の間が電気的に遮断されるオフ状態となる。
　ダイオード７５は、コイル１１０と並列接続される。スイッチング素子８０のオン期間では、電源配線ＰＬから、コイル１１０及びスイッチング素子８０を経由して、接地配線ＮＬへコイル電流Ｉｃが流れる。一方で、スイッチング素子８０のオフ期間には、コイル１１０及びダイオード７５による還流経路によって、コイル電流Ｉｃの経路が確保される。電流検出器９０は、コイル１１０に対して直列に接続される。電流検出器９０は、例えば、コイル電流Ｉｃの大きさに応じた電圧降下を生じさせる抵抗素子によって構成される。或いは、電流検出器９０は、図２の例示とは異なり、コイル１１０の通過電流を検出する様に配置されたホール素子等の電流センサによって構成することも可能である。
　コントローラ５０は、制御電源３０からの電源供給を受けて動作するマイクロコントローラによって構成することができる。コントローラ５０には、分圧回路２５からの分圧電圧Ｖｄｖ、及び、電流検出器９０の検出電圧Ｖｃが入力される。上述のように、検出電圧Ｖｃは、コイル電流Ｉｃに比例するので、コントローラ５０は、検出電圧Ｖｃからコイル電流Ｉｃを検出することができる。コントローラ５０は、後述するデューティ制御によってスイッチング素子８０のオンオフを制御する制御信号Ｓｄｖを生成する。
　図１の構成例において、コイル１１０は「操作コイル」の一実施例に対応し、分圧回路２５は「電圧検出器」の一実施例に対応し、主電源１０は「交流電源」の一実施例に対応する。
　図４には、コントローラ５０の概略構成を説明するブロック図が示される。
　図４を参照して、コントローラ５０は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）５１、メモリ５２、Ａ／Ｄ変換器５３、Ｄ／Ａ変換器５４、タイマ５６、及び、通信部５７を有する。ＣＰＵ）５１、メモリ５２、Ａ／Ｄ変換器５３、Ｄ／Ａ変換器５４、タイマ５６、及び、通信部５７は、内部バス５５を経由して、相互にデータの授受が可能である。通信部５７は、コントローラ５０の外部との間でデータを授受するための無線通信、又は、有線通信を実行するように構成される。
　メモリ５２は、プログラム及びデータ等を記憶するためのＲＡＭ（Random　Access　Memory）及びＲＯＭ（Read　Only　Memory）等によって構成される。タイマ５６は、発振器等によって構成されて、計時カウント用の一定周波数のクロック信号を生成する。
　Ａ／Ｄ変換器５３及びＤ／Ａ変換器５４は、Ｉ／Ｏ（入出力）回路としての機能を有しており、Ａ／Ｄ変換器５４は、コントローラ５０の外部からのアナログ電圧をデジタル信号に変換する。例えば、Ａ／Ｄ変換器５４は、分圧電圧Ｖｄｖ（分圧回路２５）及び検出電圧Ｖｃ（電流検出器９０）をデジタルデータに変換する。
　ＣＰＵ５１は、メモリ５２に記憶されたプログラム及びデータ、分圧電圧Ｖｄｖから検出される入力電圧Ｖｉｎ、及び、検出電圧Ｖｃから求められるコイル電流Ｉｃを用いた演算処理を実行する。本実施の形態では、コントローラ５０により、スイッチング素子８０のオンオフによりコイル１１０への電流供給を制御するためのデューティ制御が実行される。
　図５には、デューティ制御を説明する波形図が示される。
　図５を参照して、ＣＰＵ５１は、タイマ５６によるクロック信号の１周期毎にカウント値Ｃｃｙｃ及びＣｄｔをカウントアップする。
　カウント値Ｃｃｙｃは、スイッチング素子８０のスイッチング周期Ｔｓｗに相当するカウント値Ｃｓｗに達する毎にゼロクリアされる。カウント値Ｃｄｔは、カウント値Ｃｃｙｃがゼロクリアされるタイミングでカウントアップが開始される。更に、カウント値Ｃｄｔは、設定されたデューティ比ＤＴに従うカウント値Ｃｄｒに達するとゼロクリアされる。後述するように、デューティ比ＤＴは、０≦ＤＴ≦１．０の範囲内に設定され、カウント値Ｃｄｒは、Ｃｄｒ＝ＤＴ・Ｃｓｗで求められる。
　制御信号Ｓｄｖは、カウント値Ｃｃｙｃがゼロクリアされるタイミングにおいて、“０”から“１”に遷移する。更に、制御信号Ｓｄｖは、カウント値Ｃｄｔがゼロクリアされるタイミングで“１”から“０”に遷移するとともに、次にカウント値Ｃｃｙｃがゼロクリアされるタイミングまで“０”に維持される。
　この結果、制御信号Ｓｄｖは、スイッチング周期Ｔｓｗ毎に“０”から“１”に遷移するとともに、スイッチング周期Ｔｓｗに対するＳｄｖ＝“１”の期間の比率を、デューティ比ＤＴに従って設定することができる。又、ＤＴ＝１．０のときには、制御信号Ｓｄｖは“１”に維持されるとともに、ＤＴ＝０のときには、制御信号Ｓｄｖは“０”に維持される。
　図４に示されたＤ／Ａ変換器５４は、Ｓｄｖ＝“０”の期間において論理ローレベル（以下、単に「Ｌレベル」とも称する）に設定されるとともに、Ｓｄｖ＝“１”の期間において論理ハイレベル（以下、単に「Ｈレベル」とも称する）に設定される電圧パルス信号として、制御信号Ｓｄｖを出力する。
　再び、図１を参照して、ドライバ６０は、コントローラ５０（Ｄ／Ａ変換器５４）から出力された制御信号Ｓｄｖに従って、スイッチング素子８０の制御電極の電圧（ゲート電圧）を駆動する。これにより、スイッチング素子８０は、制御信号ＳｄｖのＨレベル期間においてオンする一方で、Ｌレベル期間においてオフするように制御される。従って、スイッチング素子８０は、図５のスイッチング周期Ｔｓｗに従ってオンオフ制御されるとともに、スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン期間の比は、デューティ比ＤＴに従って制御される。これにより、入力電圧Ｖｉｎによってコイル１１０に供給される平均電流（コイル電流Ｉｃの平均値に相当）を、デューティ比ＤＴによって制御することができる。
　実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置では、入力電圧Ｖｉｎの大きさに基づくスイッチング素子８０のデューティ制御によってコイル電流Ｉｃの大きさが制御される。
　図６は、スイッチング素子８０のデューティ制御におけるデューティ比の設定に係る処理を説明するフローチャートである。図６に示される処理は、電磁接触器２００を閉状態とする閉路指令がコントローラ５０に入力されると起動される。
　コントローラ５０は、ステップ（以下、単に「Ｓ」と表記する）１１０により、デューティ比ＤＴの初期値を設定する。例えば、ＤＴ＝０に初期設定することが可能である。更に、コントローラ５０は、コイル電流Ｉｃが過大にならないために、Ｓ１２０～Ｓ１５０により、入力電圧Ｖｉｎの大きさを示すパラメータ値に応じてデューティ比ＤＴを制御する。ここでは、当該パラメータとして、入力電圧Ｖｉｎの実効値（Ｖｉｎｒｍｓ）を用いる。入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓは、主電源１０からの交流電圧Ｖａｃの実効値と同等である。以下に説明する例では、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが「第１のパラメータ」の一実施例に対応するが、実効値に代えて、平均値又は最大値等を「第１のパラメータ」とすることも可能である。
　コントローラ５０は、Ｓ１２０により、分圧電圧Ｖｄｖをサンプリングするとともに、Ｓ１３０により、サンプリング電圧から求めた入力電圧Ｖｉｎの実効値演算を実行する。例えば、交流電圧Ｖａｃの半周期相当のサンプリング値（Ｖｉｎ換算後）のうちの最大値を抽出するとともに、当該最大値を（√２／２）倍することで、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを算出することが可能である。この際に、サンプリング電圧のノイズを除去するために、ローパスフィルタ通過後のサンプリング電圧（半周期分）から最大値を抽出することも可能である。
　或いは、Ｓ１３０では、サンプリング電圧（Ｖｉｎ換算後）の二乗平均値演算によって、実効値を算出することも可能であるが、上記のような最大値抽出に基づく実効値演算とすることで、ＣＰＵ５１の演算負荷を軽減するとともに、実効値の算出速度を高めることが可能である。
　コントローラ５０は、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出されると（Ｓ１４０のＹＥＳ判定時）、Ｓ１５０により、予め定められた基準電圧Ｖｒと、算出された入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓとを用いて、下記の式（１）に従ってデューティ比ＤＴを演算する。尚、Ｖｒ≧Ｖｉｎｒｍａｓのときには、ＤＴ＝１．０（最大値）に設定される。
　ＤＴ＝Ｖｒ／Ｖｉｎｒｍｓ　　…（１）
　式（１）において、例えば、基準電圧Ｖｒは、主電源１０からの交流電圧Ｖａｃの公称値（例えば、実効値１００［Ｖ］）に対応した、入力電圧Ｖｉｎの実効値の公称値（例えば、１００［Ｖ］）に設定することができる。基準電圧Ｖｒは、「第１のパラメータの基準値」に対応する。又、式（１）は一例に過ぎず、Ｖｉｎｒｍｓ＞Ｖｒのときに、Ｖｉｎｒｍｓ≦Ｖｒのときと比較してデューティ比ＤＴを低く設定することでコイル電流Ｉｃを抑制できるのであれば、任意にデューティ比の設定を行うことができる。
　Ｓ１２０～Ｓ１４０の処理は、Ｓ１２０でのサンプリング毎に繰り返し実行される。Ｓ１４０では、Ｓ１２０によるＶｄｖの読み込み開始から、少なくとも入力電圧Ｖａｃの半周期分のサンプリング値（Ｖｉｎ換算後）を用いて、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの初回値を算出することができる。以降では、当該半周期の経過毎に、或いは、その後の各半周期内の複数回において、半周期分遡ったサンプリング値（Ｖｉｎ換算後）を用いて、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを更新することができる。入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの初回算出時、及び、その後の更新毎のタイミングで、Ｓ１４０は、ＹＥＳ判定とされる。
　入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの初回算出時までの期間、及び、その後の各更新タイミング以外の期間では、Ｓ１４０がＮＯ判定とされて、コントローラ５０は、Ｓ１６０により、現在のデューティ比ＤＴを維持するとともに、上述の様に、Ｓ１２０～Ｓ１４０による入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの算出処理を一定周期で繰り返す。この結果、デューティ比ＤＴは、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出（更新）される毎に、最新の入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓに従う値に調整される。
　コントローラ５０は、電磁接触器２００の開路指令が入力されるまでの間（Ｓ１７０のＮＯ判定時）、Ｓ１２０～Ｓ１５０による処理を継続することによって、デューティ比ＤＴに従ったコイル電流Ｉｃをコイル１１０へ供給する。コイル電流Ｉｃに応じた電磁力の発生により、電磁接触器２００を閉状態に維持することができる。
　一方で、コントローラ５０は、電磁接触器２００の開路指令が入力されると（Ｓ１７０のＹＥＳ判定時）、Ｓ１８０により、デューティ比ＤＴ＝０に設定する。これにより、制御信号ＳｄｖがＬレベルに維持されて、スイッチング素子８０はオフ状態に固定される。この結果、コイル電流Ｉｃ＝０となることでコイル１１０が電磁力を発生しなくなるので、バネ１４０（図２）による付勢力によって、電磁接触器２００は開路される。
　図７には、電磁接触器２００の閉路指令に応じた閉路制御の第１の例を説明するシミュレーション波形図が示される。
　図７を参照して、給電開始時刻ｔｓにおいて運転スイッチ１５がオンされる。これにより、整流器２０から電源配線ＰＬへ、主電源１０の交流電圧Ｖａｃを全波整流した入力電圧Ｖｉｎが出力される。これに応じて、制御電源３０からの電源電圧によってコントローラ５０が起動される。これにより、図６のＳ１２０～Ｓ１４０の処理が実行される。
　時刻ｔｘにおいて、交流電圧Ｖａｃの半周期分の入力電圧Ｖｉｎから入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出される（初回算出）。時刻ｔｘまでは、デューティ比ＤＴは、図６のＳ１１０で設定された初期値に維持される。上述のように、デューティ比ＤＴ＝０に初期設定した場合には、時刻ｔｘまでスイッチング素子８０がオフ状態に維持される。従って、コイル１１０への通電開始時刻ｔ０は、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出される時刻ｔｘと同等である。
　通電開始時刻ｔ０において、デューティ比ＤＴは、算出された入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを用いて、上記の式（１）に従って設定される。図７では、Ｖｉｎｒｍｓ＞Ｖｒのため、ＤＴ＜１．０に設定される例が示される。時刻ｔｘ以降においても、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが更新される毎に、デューティ比ＤＴを変化させることができる。
　通電開始時刻ｔ０以降では、コイル電流Ｉｃによって固定鉄心１２０に磁束が生じることにより、バネ１４０による付勢力に反して、可動鉄心１３０を吸引する電磁力が発生する。可動鉄心１３０が動き始めると、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０の間のギャップが減少するのに応じて、コイル１１０のコイルのインダクタンス値が減少するので、コイル電流Ｉｃは増加する。
　時刻ｔａにおいて、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０が接触することで、電磁接触器２００の閉路動作が完了する。以降では、コイル１１０のインダクタンス値の変化がなくなるので、コイル電流Ｉｃは、入力電圧Ｖｉｎの脈動に従って増減する。コイル電流Ｉｃの供給を継続することで、電磁接触器２００は、閉状態に維持される。
　図７の制御例によれば、通電開始から入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓに応じたデューティ比ＤＴによりコイル電流Ｉｃを制御できるので、入力電圧Ｖｉｎが公称値より高いときに、コイル電流Ｉｃを抑制することができる。これにより、コイル１１０が発生する電磁力が過大になることを防止して、可動鉄心１３０が固定鉄心１２０に吸着される際の衝撃を抑制することができるので、電磁接触器２００の使用寿命への影響を抑制することができる。
　尚、図７の制御例では、給電開始時刻ｔｓから、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出される時刻ｔｘまでの間は、デューティ比ＤＴ＝０であるので、コイル１１０の通電は待機される。このため、上述のように、図６のＳ１３０において、入力電圧Ｖｉｎの半周期分のサンプリング値（Ｖｉｎ換算後）から抽出された最大値を（√２／２）倍する手法により、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを算出に要する時間を短くすることが好ましい。
　図８には、電磁接触器２００の閉路指令に応じた閉路制御の第２の例を説明するシミュレーション波形図が示される。
　図８を参照して、図７と同様に、給電開始時刻ｔｓにおいて、交流電圧Ｖａｃを全波整流した入力電圧Ｖｉｎの供給が開始されると、制御電源３０からの電源電圧によってコントローラ５０が起動される。
　第２の例では、図６のＳ１１０において、デューティ比ＤＴ＞０に初期設定される。図８の例では、デューティ比ＤＴ＝１．０に初期設定されており、スイッチング素子８０がオン状態に維持された状態で、入力電圧Ｖｉｎの発生に応じてコイル電流Ｉｃの供給を開始することができる。即ち、ＤＴ＞０に初期設定すると、コイル１１０への通電開始時刻ｔ０は、運転スイッチ１５がオンされる給電開始時刻ｔｓと同等とすることができる。
　通電開始時刻ｔ０以降では、デューティ比ＤＴ＝１．０の下でのコイル１１０の通電と並行して、図６のＳ１２０～Ｓ１４０の処理が実行される。時刻ｔｘにおいて、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが算出されると（初回算出）、時刻ｔｘ以降では、デューティ比ＤＴは、算出された入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓを用いて、上記の式（１）に従って設定される。Ｖｉｎｒｍｓ＞Ｖｒのときには、図８の例に示されるように、時刻ｔｘにおいて、デューティ比ＤＴは低下する。時刻ｔｘ以降においても、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓが更新される毎に、デューティ比ＤＴは変化する。
　図８の例では、時刻ｔｘの後、時刻ｔａにおいて、図７と同様に、電磁接触器２００が閉路される。従って、時刻ｔａでは、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓに応じてデューティ比ＤＴが設定されるので、入力電圧Ｖｉｎが公称値より高いときにも、過大なコイル電流Ｉｃによって可動鉄心１３０が固定鉄心１２０に吸着される際の衝撃を抑制することができる。
　図８の例では、コイル１１０の通電開始時刻ｔ０から電磁接触器２００が閉路される時刻ｔａまでの所要時間が、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの演算に要する時間（時刻ｔ０～ｔｘ）よりも短い場合には、コントローラ５０への閉指令の入力から、電磁接触器２００が閉路される時刻ｔａまでの所要時間を延長することなく、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓに応じたデューティ制御を実現することが可能となる。このようにすると、電磁接触器２００が組み込まれたシステム（例えば、エレベータのかご制御システム等）において、当該システムの全体シーケンスに影響を与えることなく、電磁接触器２００の閉路時の過大なコイル電流を抑制する制御を実現することができる。
　これに対して、コイル１１０の通電開始時刻ｔ０から電磁接触器２００が閉路される（時刻ｔａ）までの所要時間が比較的短い場合には、過大なコイル電流を確実に抑制する観点からは、図７の制御例の様に、入力電圧実効値Ｖｉｎｒｍｓの算出後（時刻ｔｘ以降）に、デューティ制御を伴ってコイル１１０の通電を開始することが好ましい。
　このように、実施の形態１に係る電磁接触器によれば、電源投入開始後にサンプリングされた入力電圧Ｖｉｎを用いたデューティ制御によって、交流電圧Ｖａｃが公称値より大きいときにも、閉路制御時の過大なコイル電流を抑制することができる。これにより、特許文献１に記載された、通電開始後のコイル電流Ｉｃの軌跡の制御の様な複雑かつ負荷の高い制御演算によらず、簡易な制御演算によって、閉路制御時の過大なコイル電流を抑制することができる。この結果、高スペックを要することなく、比較的簡素なマイクロコントローラの適用により上記の制御を実現できるので、電磁接触器のコイル駆動装置の低コスト化を図ることができる。
　更に、実施の形態１に係る電磁接触器によれば、閉路制御後の閉路保持制御についても、簡易な制御処理によって実行することができる。
　図９は、実施の形態１に係る電磁接触器のコイル駆動装置による閉路保持制御を説明するための概念的な波形図である。
　図９を参照して、上述の様に、通電開始時刻ｔ０後の時刻ｔａにおいて、電磁接触器２００が閉状態になると、時刻ｔａ以降では、バネ１４０の付勢力に打ち勝って、可動鉄心１３０を固定鉄心１２０に吸着し続けるための電磁力を発生する必要がある。但し、時刻ｔａ以降（閉状態）では、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０の間のギャップが殆ど無くなるため、コイル電流Ｉｃに対して発生される電磁力が大きくなる。これに対して時刻ｔａ以前では、可動鉄心１３０を移動させる電磁力をコイル１１０によって発生する必要があるが、固定鉄心１２０及び可動鉄心１３０の間にギャップがあるため、コイル電流Ｉｃに対して発生される電磁力は、上述した時刻ｔａ以降と比較して小さい。このため、時刻ｔａ以降でコイル１１０に供給する電流は、時刻ｔａ以前での値より小さくすることができる。
　従って、閉路保持制御では、時刻ｔａまでの閉路制御と比較して、デューティ比ＤＴを更に低下することで、コイル電流Ｉｃによる電力消費を抑制することが可能である。例えば、通電開始時刻ｔ０に起算されたタイマ値Ｔｍを、予め定められた判定値Ｔｓｈｔと比較することで、Ｔｍ≧Ｔｓｈｔとなる時刻ｔｂ以降において、コイル電流Ｉｃを低減する閉路保持制御を実行することが可能である。
　図１０は、図９に示された閉路保持制御を実現するための制御処理例を説明するフローチャートである。
　図１０を参照して、コントローラ５０は、Ｓ１５０によりデューティ比ＤＴが算出されると、Ｓ２００をＹＥＳ判定として、Ｓ２１０以降の処理を実行することによって、閉路保持制御を実行する。
　コントローラ５０は、Ｓ２１０により、現時点でのタイマ値Ｔｍを判定値Ｔｓｈｔと比較する。判定値Ｔｓｈｔは、実機試験等により、コイル通電開始から電磁接触器２００が閉路されるまでの所要時間（時刻ｔ０～ｔａの時間長）の実績値に対してマージンを付与した時間長を、タイマ値に換算することで、予め設定することができる。
　コントローラ５０は、Ｔｍ≧Ｔｈｔになると（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）、Ｓ２２０により、閉路保持制御を実行する。具体的には、Ｓ１５０での算出値（ＤＴ＝Ｖｒ／Ｖｉｎｒｍｓ）に対して制御係数ｋｈを乗算したものが、閉路保持制御でのデューティ比ＤＴとされる。制御係数ｋｈは、１．０未満であり、例えば、０．３程度とすることができるが、電磁接触器２００の配置状況（例えば、外部からの振動の有無）等も考慮して、実機試験等によって予め設定することが可能である。閉路保持制御では、デューティ比ＤＴの最大値もｋｈとなる。
　一方で、コントローラ５０は、Ｔｍ＜Ｔｈｔの期間では（Ｓ２１０のＮＯ判定時）、閉路保持制御を適用することなく、Ｓ２３０へ処理を進める。Ｓ２３０では、Ｓ１５０で算出されたデューティ比ＤＴが維持される。
　この結果、図９に示されたように、コイル１１０の通電開始時刻ｔ０から判定値Ｔｓｈｔに相当する予め定められた時間が経過した時刻ｔｂ以降では、閉路保持制御によって、コイル電流Ｉｃを抑制することができる。この結果、タイマ値に基づく簡易な制御処理によって、電磁接触器２００を閉状態に維持するための消費電力を低減することが可能である。
　実施の形態２．
　コイル１１０には製造時のばらつき等によるインダクタンス値及び抵抗値の個体差が存在する。このような個体差に起因して、同一のデューティ比ＤＴに対してコイル電流Ｉｃも異なることが懸念される。従って、実施の形態２では、コイル１１０の個体差を反映したデューティ制御について説明する。
　図１１は、実施の形態２に係る電磁接触器のコイル駆動装置の構成を説明するブロック図である。
　図１１を参照して、実施の形態２に係る電磁接触器のコイル駆動装置１００は、試験装置１０１との間で通信可能に構成される。具体的には、コントローラ５０は、通信部５７（図４）を用いて、有線通信又は無線通信による通信路１０５によって、試験装置１０１との間で相互にデータを授受する。試験装置１０１は、例えば、予め記憶されたプログラムを実行可能なコンピュータ（例えば、パーソナルコンピュータ）によって構成することができる。
　具体的には、コントローラ５０は、電流検出器９０の検出電圧から求められたコイル電流Ｉｃの軌跡、即ち、通電開始後の時刻と電流値（Ｉｃ）とを組み合わせたコイル電流データＤＩｃを、試験装置１０１へ送信する。
　試験装置１０１は、交流電圧Ｖａｃ又は入力電圧Ｖｉｎと、上記コイル電流データＤＩｃとを用いて、コイル１１０の個体差の調整係数ｋｃを算出する。
　図１２は、試験装置１０１による調整係数ｋｃの算出処理を説明するフローチャートである。図１２の処理は、例えば、コイル駆動装置１００の検査工程において実行される。
　図１２を参照して、試験装置１０１は、運転スイッチ１５のオンにより電源が投入されると（Ｓ３１０のＹＥＳ判定時）、Ｓ３２０以降の処理を起動する。
　試験装置１０１は、Ｓ３２０により、コントローラ５０からコイル電流データＤＩｃを受信して蓄積するとともに、Ｓ３３０により、入力電圧Ｖｉｎ（又は、交流電圧Ｖａｃ）の検出値を蓄積する。
　更に、試験装置１０１は、Ｓ３４０により、Ｓ３２０及びＳ３３０で蓄積されたデータから、予め定められた評価期間での、入力電圧Ｖｉｎ及びコイル電流Ｉｃを抽出する。例えば、評価期間は、一例として、安定的にインダクタンス値を評価するために、図９での時刻ｔｂ以降の交流電圧Ｖａｃの半周期又は１周期相当に定めることが可能である。尚、当該試験期間は任意に定めることができる。
　試験装置１０１は、Ｓ３５０により、当該評価期間におけるコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔを算出する。例えば、コイル電流評価値Ｉｃｔｓｔは、評価期間におけるコイル電流Ｉｃの平均値とすることができる。或いは、当該評価期間でのコイル電流Ｉｃから上記平均値を減算することで求められた、コイル電流Ｉｃの交流成分の実効値を演算して、コイル電流評価値Ｉｃｔｓｔとすることも可能である。即ち、コイル電流評価値Ｉｃｔｓｔは、「第２のパラメータ」に対応する。
　試験装置１０１は、Ｓ３６０により、当該評価期間での入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔを算出する。例えば、評価期間での交流電圧Ｖａｃ又は入力電圧Ｖｉｎの実効値を演算して、入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔとすることができる。この際の入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔは「第１のパラメータ」に対応する。
　更に、試験装置１０１は、Ｓ３７０により、予め定められた入力電圧基準特性値Ｖｉｎ＊及びコイル電流基準特性値Ｉｃ＊と、Ｓ３５０，Ｓ３６０で求められたコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔ及び入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔを用いて、下記の式（２）により、調整係数ｋｃを算出する。
　ｋｃ＝（Ｖｉｎ＊／Ｖｉｎｔｓｔ）・（Ｉｃ＊／Ｉｃｔｓｔ）　　…（２）
　コイル電流基準特性値Ｉｃ＊及び入力電圧基準特性値Ｖｉｎ＊は、基準となる特性を有するコイル１１０に対して、コイル駆動装置１００によってコイル電流Ｉｃを供給したときの、評価期間における入力電圧Ｖｉｎ及びコイル電流Ｉｃの実測値に基づいて予め設定することが可能である。入力電圧基準特性値Ｖｉｎ＊は「第１のパラメータの基準特性値」に対応し、コイル電流基準特性値Ｉｃ＊は「第２パラメータの基準特性値」に対応する。
　調整係数ｋｃは、コイル電流基準特性値Ｉｃ＊が評価期間でのコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔと等しい時には１．０に設定される。一方で、Ｉｃｔｓｔ＞Ｉｃ＊のときには、両者の比に従ってｋｃ＜１．０に設定されるとともに、Ｉｃ＊＞Ｉｃｔｓｔのときには、両者の比に従って、ｋｃ＞１．０に設定される。
　更に、調整係数ｋｃは、入力電圧基準特性値Ｖｉｎ＊及び評価期間での入力電圧評価値Ｖｉｎｔｓｔの比に従って補正される。具体的には、式（２）において、算出されたコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔに対して（Ｖｉｎｔｓｔ／Ｖｉｎ＊）を乗算したものと、コイル電流基準特性値Ｉｃ＊との比が求められる。これにより、コイル電流評価値Ｉｃｔｓｔに対する入力電圧Ｖｉｎの影響を除去した上で、コイル電流基準特性値Ｉｃ＊とコイル電流評価値Ｉｃｔｓｔとの比に従って、調整係数ｋｃを算出することができる。
　試験装置１０１は、Ｓ３８０により、Ｓ３５０で算出した調整係数ｋｃをコントローラ５０へ送信する。コントローラ５０は、送信された調整係数ｋｃをメモリ５２に格納する。
　コントローラ５０は、実施の形態１で説明した図６のＳ１５０において、上述の式（１）に代えて、メモリ５２に予め格納された調整係数ｋｃを更に用いて、下記の式（３）によってデューティ比ＤＴを演算する。
　　ＤＴ＝ｋｃ・（Ｖｒ／Ｖｉｎｒｍｓ）　　…（３）
　この結果、実施の形態２に係る電磁接触器では、閉路制御及び閉路保持制御の両方で、デューティ比ＤＴは、実施の形態１での算出値のｋｃ倍となる。この結果、製造ばらつき等に起因するコイル１１０の個体差に依存したコイル電流Ｉｃの差異を抑制することが可能となる。
　この結果、コイル１１０のインダクタンス値が小さく、電磁接触器２００を閉路するために必要なコイル電流Ｉｃが基準より大きい場合にも、適切な閉路制御及び閉路保持制御を実行することができる。又、コイル１１０のインダクタンス値が大きく、電磁接触器２００を閉路するために必要なコイル電流Ｉｃが基準より小さい場合にも、コイル電流Ｉｃが過大となることによる、閉路時の衝撃及び閉路保持時の消費電力が過大となることを防止できる。
　実施の形態３．
　実施の形態３では、コイル電流Ｉｃを制御するためのスイッチング素子８０のオンオフ制御（デューティ制御）によって発生する電磁ノイズを軽減するための制御について説明する。
　実施の形態１で説明した様に、スイッチング素子８０の制御信号Ｓｄｖは、デューティ比ＤＴに従って、スイッチング周期Ｔｓｗに対する、スイッチング素子８０のオン期間の比率を制御するように生成される。従って、スイッチング周期Ｔｓｗが固定されると、スイッチング素子８０のスイッチング周波数ｆｓｗ（ｆｓｗ＝１／Ｔｓｗ）が固定されることにより、特定の周波数の電磁ノイズの強度が大きくなることが懸念される。例えば、Ｔｓｗ＝１００［μｓ］に固定されると、ｆｓｗ＝１０［ｋＨｚ］の電磁ノイズの強度が大きくなる虞がある。
　従って、実施の形態３では電磁ノイズのピーク強度を抑制するためのスイッチング素子の制御について説明する。実施の形態３に係るスイッチング制御では、図５に示された、スイッチング周期Ｔｓｗに対応するカウント値Ｃｓｗを時間経過に従って変化させることで、スイッチング周波数の固定を防ぐ。
　図１３は、実施の形態３に係るスイッチング制御の一例を説明する概念図である。
　図１３を参照して、スイッチング素子８０の基本的なスイッチング周波数ｆ０（例えば、ｆ０＝１０［ｋＨｚ］）に対するカウント値ＣｓｗはＣ０である。
　図５で説明した、コントローラ５０によるデューティ制御において、カウント値Ｃｓｗを、ΔＣずつ変化させることにより、スイッチング周期Ｔｓｗ（スイッチング周波数ｆ０）を変化させることができる。例えば、基本となるスイッチング周波数ｆ０からの変化幅が一定量内となる様に、ｆ０－Δｆ０≦ｆｓｗ≦ｆ０＋Δｆ０の範囲内に制限して、スイッチング周波数ｆｓｗを徐々に変化させることが好ましい。
　この場合には、Ｃ０を中心に、周波数ｆ０－Δｆ０に対応する最小値Ｃａから周波数ｆ０＋Δｆ０に対応する最大値Ｃｂの範囲内に限定して、カウント値Ｃｃｙｃと比較されるカウント値ＣｓｗをΔＣずつ変化させることで、ｆ０－Δｆ０≦ｆｓｗ≦ｆ０＋Δｆ０の範囲内で、スイッチング周波数ｆｓｗを徐々に変化させることができる。例えば、ｆ０＝１０［ｋＨｚ］に対して、Δｆ０＝１［ｋＨｚ］とし、ΔＣは、スイッチング周波数が１００［Ｈｚ］変化する程度のカウント値とすることが可能である。この様に、スイッチング周波数の変化幅Δｆ０及び変化幅ΔＣ０を設定することで、スイッチング周波数ｆｓｗの変化が大きくなり過ぎて制御が不安定化することを防止できる。
　図１４には、実施の形態３に係るスイッチング制御による電磁ノイズ強度の分布を説明するための概念図が示される。
　図１４中の点線には、スイッチング周波数ｆｓｗ＝ｆ０に固定したときの電磁ノイズ強度の分布が示される。電磁ノイズの周波数がｆ０に集中するため、周波数ｆ０の電磁ノイズの強度が大きくなることが理解される。
　これに対して、図１４中の実線には、図１３に示されたスイッチング周波数の変化制御が適用されたときの電磁ノイズ強度の分布が示される。スイッチング周波数ｆｓｗが徐々に変化されることで、電磁ノイズが発生する周波数領域が広がる結果、周波数ｆ０における電磁ノイズ強度が点線よりも低下することが理解される。
　この様に、実施の形態３に係るスイッチング制御により、スイッチング素子８０が発生する電磁ノイズについて、全周波数領域でのピーク強度を低下することができる。この結果、電源配線に要求される高調波規制に対して余裕を確保した上で、実施の形態１及び２で説明したコイル電流の制御を実現することが可能となる。
　尚、図１３に示された、カウント値Ｃｓｗ、即ち、スイッチング周期Ｔｓｗの変化態様は一例であり、時間経過に伴ってスイッチング周波数ｆｓｗを変化させるためには任意の好ましい態様でカウント値Ｃｓｗの値を変化させることが可能である。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０　主電源、１５　運転スイッチ、２０　整流器、２５　分圧回路、３０　制御電源、５０　コントローラ、５２　メモリ、５３　Ａ／Ｄ変換器、５４　Ｄ／Ａ変換器、５５　内部バス、５６　タイマ、５７　通信部、６０　ドライバ、７５　ダイオード、８０　スイッチング素子、９０　電流検出器、１００　コイル駆動装置、１０１　試験装置、１０５　通信路、１１０　コイル、１２０　固定鉄心、１２１　磁脚、１３０　可動鉄心、１４０　バネ、１５０　固定端子、１５５　固定接点、１６０　可動端子、１６５　可動接点、２００　電磁接触器、Ｔｃｙｃ，Ｔｄｔ　カウント値、ＤＩｃ　コイル電流データ、Ｉｃ　コイル電流、Ｉｃ＊　コイル電流基準特性値、Ｉｃｔｓｔ　コイル電流評価値、ＮＬ　接地配線、ＰＬ　電源配線、Ｓｄｖ　制御信号（スイッチング素子）、Ｔｍ　タイマ値、Ｔｓｈｔ　判定値、Ｔｓｗ　スイッチング周期、Ｖｃ　検出電圧（電流検出器）、Ｖｄｖ　分圧電圧、Ｖｉｎ　入力電圧、Ｖｉｎ＊　入力電圧基準特性値、Ｖｉｎｒｍｓ　入力電圧実効値、Ｖｉｎｔｓｔ　入力電圧評価値、Ｖｒ　基準電圧、ｋｃ　調整係数、ｋｈ　制御係数（通電保持制御）、ｔ０　通電開始時刻、ｔｓ　給電開始時刻。

Claims (8)

  1. 　電磁接触器であって、
    　第１の接点と、
    　第２の接点と、
    　前記第１及び第２の接点を解離するための付勢力を発生する機構と、
    　前記付勢力に逆らって前記第１及び第２の接点を接触させるための電磁力を発生する操作コイルと、
    　前記電磁力を発生するための電流を前記操作コイルに対して供給するコイル駆動装置とを備え、
    　前記コイル駆動装置は、
    　交流電源から供給された交流電圧を全波整流した入力電圧を電源配線に出力する整流器と、
    　前記電源配線に対して前記操作コイルと直列に接続されたスイッチング素子と、
    　前記入力電圧を検出する電圧検出器と、
    　前記スイッチング素子のオンオフを制御するコントローラとを備え、
    　前記コントローラは、前記交流電圧の１周期よりも短いスイッチング周期内での前記スイッチング素子のオン期間の比であるデューティ比を制御するように前記スイッチング素子のオンオフを制御し、かつ、前記電磁接触器の閉指令に応じた前記操作コイルの通電開始後の少なくとも一部の期間において、前記電圧検出器の検出値を用いて算出された、前記入力電圧の大きさを示す第１のパラメータの値に応じて前記デューティ比を制御し、
    　前記デューティ比は、前記第１のパラメータの算出値が予め定められた基準値よりも大きいときには、前記算出値が前記基準値以下のときよりも低い値に設定される、電磁接触器。
  2. 　前記基準値は、前記交流電圧の公称値に対応する前記第１のパラメータの値に設定され、
    　前記コントローラは、前記第１のパラメータの前記算出値が前記基準値よりも大きいときに、前記基準値を前記算出値で除算した値に従って前記デューティ比を設定するとともに、前記算出値が前記基準値以下のときには、前記デューティ比を１に設定する、請求項１記載の電磁接触器。
  3. 　前記コントローラは、前記整流器に対する前記交流電圧の供給開始時には前記デューティ比を０に設定して前記操作コイルの通電を待機するとともに、前記電圧検出器の前記検出値を用いた前記第１のパラメータの算出を実行し、前記第１のパラメータの算出値の取得後に、当該算出値に応じた前記デューティ比の制御を伴って前記操作コイルの通電を開始する、請求項１又は２に記載の電磁接触器。
  4. 　前記コントローラは、前記整流器に対する前記交流電圧の供給開始時から前記デューティ比を０より大きく設定して前記操作コイルの通電を開始するとともに、前記電圧検出器の前記検出値を用いた前記第１のパラメータの算出を実行し、前記第１のパラメータの算出値の取得後には当該算出値に応じて前記デューティ比を制御する、請求項１又は２に記載の電磁接触器。
  5. 　前記コントローラは、前記操作コイルへの通電開始から予め定められた判定時間が経過すると、当該判定時間の経過前と比較して前記デューティ比を低く設定し、
    　前記判定時間は、前記通電開始から前記第１及び第２の接点の接触により前記電磁接触器が閉状態となるまでの所要時間よりも長く設定される、請求項１～４のいずれか１項に記載の電磁接触器。
  6. 　前記第１のパラメータは、実効値であり、
    　前記コントローラは、前記交流電圧の半周期分以上の期間における、前記電圧検出器による前記入力電圧の前記検出値のうちの最大値を抽出し、当該最大値と予め定められた係数との乗算によって前記実効値を算出する、請求項１～５のいずれか１項に記載の電磁接触器。
  7. 　前記操作コイルを流れるコイル電流を検出する電流検出器を更に備え、
    　前記コントローラは、前記操作コイルの個体差を反映した調整係数を乗算することによって、前記スイッチング素子のデューティ比を決定し、
    　前記調整係数は、当該操作コイルの通電時における前記電流検出器の検出値を用いて算出された、前記コイル電流の大きさを示す第２のパラメータの値と、当該通電時において前記電圧検出器の前記検出値を用いて算出された前記第１のパラメータの値と、基準となる特性を有する前記操作コイルの通電時に予め求められた前記第１及び第２のパラメータの基準特性値とを用いて算出される、請求項１～６のいずれか１項に記載の電磁接触器。
  8. 　前記コントローラは、前記デューティ比の制御において、前記スイッチング素子の前記スイッチング周期を時間経過に伴って変化させる、請求項１～７のいずれか１項に記載の電磁接触器。
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