JPH10164829A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 定電圧特性に優れ、かつ出力波形の乱れがな
く力率の高い交流直流電力変換装置を得る。 【解決手段】 入力交流電圧電流を全波整流した後、ス
イッチング素子によりスイッチングするようにした電力
変換装置において、マイクロコンピュータ２０は出力電
圧を検出した信号（３）に基づいてスイッチング信号の
デューティ比を演算する。この演算はゼロクロス検出回
路２４で入力交流電圧のゼロクロス点を検出する毎に行
われる。演算されたデューティ比を示すデータは、クロ
ック信号、ラッチ信号、リセット信号を用いて絶縁回路
２９を通じてＤ／Ａコンバータ２１にシリアル送信され
アナログ値に変換される。ＰＷＭ回路２２は上記アナロ
グ値に応じたデューティ比を有するスイッチング信号
（１）を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力を整流し
た後、スイッチングすることにより所定の直流電力を得
る電力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１９は交流電力を直流電力に変換する
従来の電力変換装置を示す。この電力変換装置は交流電
源１からのグランドを中心に正、負方向に振れる入力電
圧波形２を所定の直流電力に変換して負荷１３に供給す
るものである。ここでは直流電力として出力電圧波形１
４で示すように、負の半波が正の半波に反転した、又は
その逆に反転して成る同極性の脈流電圧を含む場合も含
むものとする。

【０００３】図１９において、交流電源１からの上記入
力電圧波形２を有する入力交流電圧電流はコンデンサ３
及びダイオードブリッジ４により全波整流された後、Ｆ
ＥＴ等のトランジスタから成るスイッチング素子５によ
りスイッチングされる。スイッチング素子５は電力制御
回路６から得られるスイッチング信号としてのオンオフ
指示信号７に基づいて駆動回路８によりオンオフ制御さ
れる。

【０００４】スイッチング素子５がオンになると、ダイ
オード９の両端に電圧が加えられ、この電圧はローパス
フィルタを構成するインダクタンス１０、コンデンサ１
１、１２により整流平滑された後、負荷１３に電力を供
給する。また、スイッチング素子５がオフになると、イ
ンダクタンス１０に蓄積されたエネルギーにより、ダイ
オード９のアノード側からカソード、インダクタンス１
０方向に電流が流れることにより、負荷１３に電力を供
給する。以上の動作が繰り返されることにより、負荷１
３には上記出力電圧波形１４を有する直流電力が供給さ
れる。

【０００５】また、出力電圧検出回路１５は負荷１３に
加えられる電圧を検出し、出力電流検出回路１６は負荷
１３に流れる電流を検出抵抗１７により検出する。電力
制御回路６は上記検出された電圧、電流値に基づいてオ
ンオフ指示信号７のデューティ比を出力される直流電力
が所定の大きさとなるように演算して求める。

【０００６】このような電力変換装置は、小型、高効率
という特徴を持つことから、従来よりコンピュータをは
じめとする情報機器やプラスチックパイプ溶着用等の各
種電子機器の電源として広く用いられている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来の交
流直流電力変換装置においては、入力変動や負荷変動に
対する出力電圧の安定度を高め、乱調のない出力波形を
得て力率を良くするために、多数のアナログＩＣやアナ
ログ素子等の部品を組み合わせた複雑な回路構成となっ
ていた。このため各部品を搭載する基板のサイズが大き
くなり、またその組立工程が複雑になるという問題があ
った。

【０００８】また、出力の安定度や出力波形精度及び力
率をさらに高めたり、素子の破壊を防ぐために過電流抑
止機能等の保護機能を持たせたりする等、装置の性能を
より向上させるための機能を追加すると、部品点数はさ
らに増加し、回路構成も益々複雑になるという問題があ
った。

【０００９】本発明は上記のような問題を解決し、少数
部品で出力特性に優れた電力変換装置を得ることを目的
とするもので、特に出力電圧、出力波形精度及び力率を
高め、また過電流抑止機能やソフトスタート機能等の保
護機能を少数部品で実現することのできる電力変換装置
を得ることを目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明においては、入力
交流電圧電流を整流する整流手段と、上記整流された電
圧電流をスイッチング信号に応じてスイッチングし、出
力電圧電流を得るスイッチング手段と、上記入力交流電
圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上
記出力電圧を検出する電圧検出手段と、上記検出された
出力電圧に基づいて上記出力電圧が電圧設定値となるよ
うな上記スイッチング信号のデューティ比を求める演算
を上記検出されたゼロクロス点毎に行う演算手段と、上
記演算されたデューティ比を有する上記スイッチング信
号を発生して上記スイッチング手段を制御する制御手段
とを設けている。

【００１１】

【作用】本発明によれば、スイッチング信号のデューテ
ィ比は出力電圧のフィードバックにより定められ、出力
電圧は電圧設定値に追従する。また、演算手段によるデ
ューティ比の演算を入力交流電圧のゼロクロス点を検出
したタンミングで行うので、出力波形の乱れが軽減さ
れ、力率が向上する。

【００１２】

【発明の実施の形態】図１は本発明による電力変換装置
を示すもので、前述した図１９の従来装置と実質的に同
一部分には同一番号を付して重複する説明を省略する。
図１においては、本発明による電力制御回路３０が設け
られており、この電力制御回路３０よりスイッチング信
号としてのオンオフ指示信号（１）を駆動回路８に与え
るようにしている。また交流電源１からの入力交流電圧
を検出するための検出トランス３１が設けられ、検出さ
れた入力交流電圧波形を示す信号（５）（６）（７）
（８）が電力制御回路３０に加えられるように成されて
いる。

【００１３】電力制御回路３０は、上記信号（５）〜
（８）と出力電流検出回路１６で検出された電流値
（２）と出力電圧検出回路１５で検出された電圧値
（３）とに基づいて後述する所定の演算処理を行うこと
により、出力電圧を一定に制御するためのデューティ比
を持つオンオフ指示信号（１）を作成して駆動回路８に
与えるようにしている。

【００１４】また、ダイオードブリッジ４とスイッチン
グ素子５との間には、インダクタンス３２とコンデンサ
３３とから成るローパスフィルタ３４が設けられてい
る。このローパスフィルタ３４を設けることにより、ダ
イオードブリッジ４で全波整流された波形の高調波成分
を除去して波形の乱れをなくし、力率を１に保つように
している。

【００１５】また、交流電源１とダイオードブリッジ４
との間には、フィルタ回路３５が設けられている。この
フィルタ回路３５はコンデンサ３６、３７、３８、３
９、４０、及びインダクタンス４１により図示のように
構成され、入力交流電圧の高調波成分を除去するように
している。

【００１６】さらに交流電源１とダイオードブリッジ４
との間には、本装置の動作、停止を行うためのリレース
イッチ４２、４３が設けられ、このリレースイッチ４
２、４３は、電力制御回路３０から与えられる通電指示
信号（４）により動作されるリレー駆動回路４４により
オンオフ制御されるように成されている。

【００１７】図２に電力制御回路３０の実施の形態を示
す。この電力制御回路３０は主として８ビットマイクロ
コンピュータ２０とＤ／Ａコンバータ２１とＰＷＭ（パ
ルス幅変調）回路２２とから構成され、ＰＷＭ回路２２
からオンオフ指示信号（１）が出力されるように成され
ている。

【００１８】コンピュータ２０は、入力側に電源用端子
Ｖｃｃ、Ｖｓｓと、発振器２５が接続される端子ＸＩ
Ｎ、ＸＯＵＴが設けられると共に、Ａ／Ｄ変換入力ポー
トＡ／Ｄ１、Ａ／Ｄ２、Ａ／Ｄ３が設けられ、さらにゼ
ロクロス検出回路２４が接続される割込みポートＩＮＴ
１、ＩＮＴ２及びリセットスイッチ２６が接続されるＲ
ＥＳＥＴ端子が設けられている。上記ポートＡ／Ｄ１に
は整流フィルタ回路２３が接続されている。また出力側
には出力ポート０〜５が設けられている。出力ポート０
は負荷１３に通電を開始するスイッチ２７が接続され、
出力ポート５からはインバータ２８を介して前記通電指
示信号（４）が出力される。

【００１９】上記Ａ／Ｄ１ポートには、検出トランス３
１で検出された前記信号（５）（６）電圧が整流フィル
タ回路２３で整流、ノイズ除去され、かつ負の半波が正
の半波に反転されて成る脈流電圧が加えられる。コンピ
ュータ２０はこの脈流電圧の瞬時値を例えば約４１６．
６μｓのサンプリング周期でディジタル値に変換して読
み込む。

【００２０】上記Ａ／Ｄ２ポートには、出力電圧検出回
路１５で検出された電圧値（３）（出力電圧瞬時値の絶
対値）が加えられ、コンピュータ２０はこの電圧値
（３）を例えば約２０８．３μｓのサンプリング周期で
ディジタル変換して読み込む。また、上記Ａ／Ｄ３ポー
トには、出力電流検出回路１６で検出された電流値
（２）（出力電流瞬時値の絶対値）が加えられ、コンピ
ュータ２０はこの電流値（２）を例えば約４１６．６μ
ｓのサンプリング周期でディジタル変換して読み込む。
尚、Ａ／Ｄ１、Ａ／Ｄ２、Ａ／Ｄ３ポートにおける上記
各サンプリング周期は、後述するタイマー０の割り込み
周期の設定値に依存するものである。

【００２１】また、検出トランス３１で検出された前記
信号（７）（８）の電圧は、グランドを中心に正負方向
に振れる５０Ｈｚの正弦波である。この正弦波の信号
（７）（８）はゼロクロス検出回路２４により、正弦波
が負から正方向にグランドと交差するゼロ点で立上がる
エッジを有すると共に、正から負方向にグランドと交差
するゼロ点で立下るエッジを有する５０Ｈｚの矩形波と
なる。この矩形波は割り込みポートＩＮＴ１とＩＮＴ２
に加えられる。尚、上記正弦波の周波数を５０Ｈｚとし
たが、６０Ｈｚ又は他の所定の周波数であってもよい。

【００２２】また、発振器２５はｆ＝９．８３０４ＭＨ
ｚのクロック信号をコンピュータ２０に供給している。
このコンピュータ２０は、後述するように検出された電
圧値（３）をフィードバックして出力電圧を一定に安定
化するように、スイッチング素子５を駆動するオンオフ
指示信号（１）のデューティ比を計算する。本実施の形
態では、コンピュータ２０は１０ビットの精度でデュー
ティ比を算出する。算出した１０ビットのシリアルデー
タはＤＡＴＡ用出力ポート１から出力される。このとき
ＣＬＯＣＫ用出力ポート２、ＬＡＴＣＨ用出力ポート３
及びＤ／Ａリセット用出力ポート４からのクロック信
号、ラッチ信号及びリセット信号が用いられる。

【００２３】これらの各信号は絶縁回路２９を介してＤ
／Ａコンバータ２１のＤＡＴＡ入力端子、ＣＬＯＣＫ入
力端子、ＬＡＴＣＨ入力端子、Ｄ／ＡＲＥＳＥＴ入力端
子に送られる。絶縁回路２９は図示のようにインバー
タ、フォトカプラ等で構成され、本装置の入力側回路と
出力側回路とを絶縁している。

【００２４】上記１０ビットのシリアルデータはＤ／Ａ
コンバータ２１でアナログ値に変換された後、Ｄ／Ａ出
力端子からＰＷＭ回路２２に送られる。ＰＷＭ回路２２
は上記アナログ値と所定の三角波信号とを比較する。そ
してアナログ値が三角波信号よりも大きいとき高レベル
の信号を出力し、アナログ値が三角波信号以下のときは
低レベルの信号を出力する。これによってアナログ値に
比例するデューティ比を有するオンオフ指示信号（１）
を得ることができる。

【００２５】次にコンピュータ２０の制御動作について
説明する。先ず、図３、図４を用いて概略的な動作を説
明する。 （ステップ１）内部ＲＡＭの初期化；電源が投入される
とコンピュータは、データの一時格納用の内部ＲＡＭを
初期化する。 （ステップ２）レジスタに初期値を設定；コンピュータ
２０は内部ＲＡＭに割り当てたレジスタの所望のものに
初期値を書き込む。すなわち、コンピュータ２０はＤ／
Ａコンバータ２１のＲＥＳＥＴ用出力ポート４を低レベ
ルに設定し、Ｄ／Ａコンバータ２１の出力をゼロにす
る。また、リレーＯＮ／ＯＦＦ用出力ポート５を低レベ
ルに設定し、リレースイッチ４２、４３をオンにする。
次に、出力実効値電圧の設定値の二乗を計算し、その値
を初期値としてレジスタに書き込む。この二乗値は、後
述する定電圧フィードバック制御で使われる比較設定値
である。同様にして過電流設定値の二乗を計算し、その
値を初期値としてレジスタに書き込む。この二乗値は、
後述する過電流制御で使われる比較設定値である。さら
に、出力実効値電圧の９０％の値を計算し、その二乗を
初期値としてレジスタに書き込む。この値は、過電流制
御動作において、過電流制御モードからノーマルモード
への切替判定に使われる。

【００２６】（ステップ３）タイマー割り込みの割り込
み周期の設定；本実施の形態では、コンピュータ２０
は、タイマー０の割り込み周期を１２８／ｆ×１６≒２
０８．３μｓに設定し、タイマー１の割り込み周期を１
２８／ｆ×３０≒３９０．６μｓに設定する。タイマー
０の割り込み周期で出力電圧のＡ／Ｄ変換が開始され、
タイマー１の割り込み周期でポート１〜４に出力される
各信号が生成される。

【００２７】（ステップ４）割り込み許可の設定；タイ
マー０（ＩＮＴＴ０）、タイマー１（ＩＮＴＴ１）、ゼ
ロクロス割り込み（ＩＮＴ１、ＩＮＴ２）、およびＡ／
Ｄ割り込み（ＩＮＴＡＤ）を許可する。これにより、以
後コンピュータ２０は、タイマー０がタイムオーバーす
るたびに、「タイマー０割り込み処理」（ＩＮＴＴ０）
を実行し、同様にタイマー１がタイムオーバーすると、
「タイマー１割り込み処理」（ＩＮＴＴ１）を実行す
る。また、コンピュータ２０は、割り込みポートＩＮＴ
１に高レベルから低レベルへの電圧の立ち下がりが起き
るたびに、「ＩＮＴ１割り込み処理」（ＩＮＴ１）を実
行し、割り込みポートＩＮＴ２に低レベルから高レベル
への電圧の立ち上がりが起きると、「ＩＮＴ２割り込み
処理」（ＩＮＴ２）を実行する。さらに、コンピュータ
は、Ａ／Ｄ割り込みが終了するたびに「Ａ／Ｄ割り込み
処理」（ＩＮＴＡＤ）を実行する。

【００２８】（ステップ５）タイマー１のスタート；タ
イマー１のカウントを開始する。本実施の形態では、タ
イマー０のスタートをＩＮＴ１およびＩＮＴ２のゼロク
ロス割り込みが生ずるたびに再スタートするようにして
いる。これにより、出力電圧などのＡ／Ｄ変換によるサ
ンプリングは、入力正弦波電圧の周波数が変化しても、
常にゼロクロス点を基準に行われるので、サンプリング
点がずれることなく精度良く行うことができる。以上の
ステップ１〜５は負荷に電力を供給するための前処理の
役割を持つ。

【００２９】（ステップ６）半周期後か否かの判定；ス
テップ６を実行する時点で、入力電圧のゼロクロスの割
り込み処理ＩＮＴ１あるいはＩＮＴ２が完了していれば
（ＹＨＡＬＦＣＹＣＬＥ＝１のとき）次のステップに進
み、未完了の場合は完了するまで本ステップを繰り返
す。 （ステップ７）出力電流の二乗平均値の計算；Ａ／Ｄ割
り込み処理で得られた出力電流のサンプリング値の二乗
積算値（ＹＳＵＭＲＭＳＩ）を、サンプリングの回数を
示すカウンタ値（ＹＮＵＭＲＭＳＩ）で除算し、出力電
流の二乗平均値を算出する。この算出値は、次のステッ
プ８の過電流制御において過電流設定値との比較に使わ
れる。

【００３０】（ステップ８）過電流制御；交流電源の出
力電流が設定範囲内か否かを判定し、設定範囲を外れる
過電流の場合は、出力電圧を垂下させ、過電流を抑止す
る制御を行う。なお、この内容は図５を参照して後述す
る。 （ステップ９）出力電流の実効値の計算；ステップ７で
算出された出力電流の二乗平均値の平方根を計算し、実
効値を算出する。 （ステップ１０）出力電圧の実効値の計算；ゼロクロス
割り込み処理ＩＮＴ１あるいはＩＮＴ２で得られた出力
電圧の二乗平均値に、平方根計算を行い、実効値を算出
する。

【００３１】（ステップ１１）電力の計算；Ａ／Ｄ割り
込み処理で得られた出力電力の積算値（ＹＳＵＭＷ）
を、積算回数を示すカウンタ値（ＹＮＵＭＷ）で除算
し、出力電力を算出する。 （ステップ１２）入力電圧の実効値の計算；Ａ／Ｄ割り
込み処理で得られた入力電圧のサンプリング値の二乗積
算値（ＹＳＵＭＲＭＳＶＩＮ）を、サンプリングの回数
を示すカウンタ値（ＹＮＵＭＲＭＳＶＩＮ）で除算し、
入力電圧の二乗平均値を算出する。そして、この二乗平
均値の平方根を計算し、入力電圧の実効値を算出する。 （ステップ１３）半周期後のフラッグ（ＹＨＡＬＦＣＹ
ＣＬＥ）のリセット；入力電圧のゼロクロスの割り込み
処理ＩＮＴ１あるいはＩＮＴ２の完了を示すフラッグ
（ＹＨＡＬＦＣＹＣＬＥ）をゼロにし、ステップ６に戻
る。

【００３２】次に、「過電流制御」（ステップ８）の内
容を図５を参照して説明する。ステップ７で計算した出
力電流の二乗平均値（ＹＲＭＳＩＯＵＴ）を過電流設定
値の二乗の値（ＹＲＥＦＣＵＲＲＥＮＴ２）と比較し
（ステップ１４）、出力電流の二乗平均値が設定値の二
乗以上の場合は、過電流状態を示すフラッグ（ＹＯＣＰ
ＦＬＡＧ）を１にする（ステップ１５）。次にステップ
１６において、出力電流の二乗平均値が設定値と等しい
場合は、図３のステップ９の出力電流の実効値の計算に
進み、等しくない場合、すなわち出力電流の二乗平均値
が設定値の二乗を越えた場合は、ステップ１７において
スイッチング素子５のオン／オフを決めるデューティ比
（ＹＤＵＴＹＲ）を小さくする。デューティ比を小さく
することによって出力電圧が小さくなるので、出力電流
を抑えることができる。ここでデューティ比の減少量
は、誤差量（｜ＹＲＭＳＩＯＵＴ−ＹＲＥＦＣＵＲＲＥ
ＮＴ２｜）が大きいときは減少量を大きくし、小さい場
合は減少量を小さくするような関数Ｇに従う。この関数
の取り方は要求される応答性や安定性に応じて調整す
る。

【００３３】上記ステップ１４において、出力電流の二
乗平均値が設定値の二乗よりも小さいと判定された場合
は、ステップ１８において過電流状態を示すフラッグ
（ＹＯＣＰＦＬＡＧ）が１であるか否かを判定する。過
電流状態の場合は、ステップ１９に進み、ここで、出力
電圧の二乗平均値が出力電圧の設定値の９０％の二乗値
以上のときは、過電流状態を示すフラッグ（ＹＯＣＰＦ
ＬＡＧ）を０にし（ステップ２０）、過電流制御から抜
け出す。ステップ１９において、出力電圧が出力電圧の
設定値の９０％よりも小さい場合は、現状態が過電流状
態でありかつ出力電圧の二乗平均値が設定値の二乗より
も小さいので、デューティ比（ＹＤＵＴＹＲ）を大きく
する（ステップ２１）。ここで、増加量は誤差量（｜Ｙ
ＲＭＳＩＯＵＴ−ＹＲＥＦＣＵＲＲＥＮＴ２｜）が大き
いときは大きくし、小さい場合は小さくするような関数
Ｇに従う。

【００３４】本実施の形態においては比較値として二乗
平均値を用いているが、これは平方根計算を必要とする
実効値で比較すると、平方根の計算時間分だけ演算時間
がかかってしまい制御が遅れるからである。しかし、上
述したような二乗平均値での大小比較は、実効値を用い
た比較と本質的に同等である。従って、演算時間の問題
がない場合では、比較値として実効値を用いることがで
きる。

【００３５】次に、「タイマー０割り込み処理（ＩＮＴ
Ｔ０）」の内容を図６を参照して説明する。コンピュー
タ２０は、タイマー０のタイムオーバーに応答して、Ａ
／Ｄ変換アナログ入力端子Ａ／Ｄ２に印加されている出
力電圧のＡ／Ｄ変換を開始する（ステップ２２）。

【００３６】次に、「ゼロクロス割り込み処理（ＩＮＴ
１、ＩＮＴ２）」の内容を図７、図８を参照して説明す
る。コンピュータ２０は、入力電圧のゼロクロスによる
割り込み（ＩＮＴ１、ＩＮＴ２）が発生すると、まず、
タイマー０を再スタートさせる（ステップ２３）。これ
により、サンプリングがゼロクロス点を基準に行われる
ことになる。次に、出力電圧の二乗平均値の計算を行う
（ステップ２４）。これは、Ａ／Ｄ割り込み処理（ＩＮ
ＴＡＤ）で得られた出力電圧のサンプリング値の二乗積
算値（ＹＳＵＭＲＭＳＶ）を、サンプリングの回数を示
すカウンタ値（ＹＮＵＭＲＭＳＶ）で除算することによ
って行われる。この値は、後述する定電圧フィードバッ
ク制御処理ルーチンで使われる。

【００３７】次のステップ２５からはソフトスタート処
理ルーチンに入る。ソフトスタートとは、通電開始時
に、出力電圧が急激に立ち上がらないように電圧を徐々
に大きくなるように制御するスタート法である。急激な
電圧の上昇は素子の破壊を引き起こすため、このような
制御が必要となる。また、設定電圧までの立ち上がり速
度も要求に応じて速くする必要があるが、本実施の形態
はこの要求にも満足したスタート機能になっている。

【００３８】まず、ステップ２５において、コンピュー
タ２０は通電スイッチ２７がオンか否かを判定する。通
電スイッチ２７がオフの場合は、ステップ２６におい
て、Ｄ／Ａコンバータ２１をリセットするために出力ポ
ート４を低レベルにする。そして、ソフトスタート終了
状態を示すフラッグ（ＹＳＯＦＴＳＴＡＲＴＥＮＤ）、
デューティ比（ＹＤＵＴＹＲ）および出力電圧の二乗平
均値（ＹＲＭＳＶＯＵＴ）を０にリセットし、ステップ
３７を経由して本割り込み処理を抜ける。

【００３９】通電スイッチ２７がオンの場合は、まず、
現在の状態がソフトスタート終了状態であるか否かを判
定する（ステップ２７）。ソフトスタート終了状態であ
れば（ＹＳＯＦＴＳＴＡＲＴＥＮＤ＝１）ステップ３２
に進む。ソフトスタート状態である場合は（ＹＳＯＦＴ
ＳＴＡＲＴＥＮＤ＝０）、Ｄ／Ａリセット用出力ポート
４を高レベルにし（ステップ２８）、Ｄ／Ａ変換受け入
れ状態にする。そして、ステップ２９において出力電圧
の二乗平均値（ＹＲＭＳＶＯＵＴ）が 設定電圧の９０
％の二乗値（ＹＲＥＦＶＯＵＴ９０）以上であれば、ソ
フトスタート終了フラッグ（ＹＳＯＦＴＳＴＡＲＴＥＮ
Ｄ）を１に設定し（ステップ３０）、ソフトスタートが
終了したことを記憶する。

【００４０】一方、出力電圧の二乗平均値（ＹＲＭＳＶ
ＯＵＴ）が 設定電圧の９０％の二乗値（ＹＲＥＦＶＯ
ＵＴ９０）よりも小さい場合は、デューティ比（ＹＤＵ
ＴＹＲ）を増加させ（ステップ３１）、出力電圧の二乗
平均値が設定電圧の９０％の二乗値以上になるまで、徐
々に増加させる。ここではその増加量を１０にしてい
る。この増加量は必要に応じて調整する。デューティ比
（ＹＤＵＴＹＲ）を増加させた後は、ステップ３７に進
み本割り込み処理を抜ける。なお、出力電圧が設定値の
９０％以上でソフトスタート処理を終了させているが、
これ以上の場合は、電圧フィードバック制御が作動する
ようにしているので、これにより出力電圧が設定値に追
従し安定化する。以上によれば、図２の通電スイッチ２
７がオンになるとソフトスタートを経て負荷に電力が供
給開始される。また通電スイッチ２７がオフ時は負荷に
電力は供給されない。

【００４１】次に、ソフトスタートが終了している場合
のノーマル状態でのデューティ比（ＹＤＵＴＹＲ）の計
算方法、すなわち、本実施の形態で実行している電圧フ
ィードバック制御について説明する。なお、過電流制御
状態の場合（ＹＯＣＰＦＬＡＧ＝１）は、ノーマル状態
を飛び越えてステップ３７に進み、本割り込み処理を抜
け出す。すなわち過電流制御状態におけるデューティ比
の決定は、ステップ８の過電流制御で行われる。

【００４２】まず、ステップ３３において、出力電圧の
二乗平均値（ＹＲＭＳＶＯＵＴ）と設定電圧の二乗値
（ＹＲＥＦＶＯＵＴ）の大小比較を行う。出力電圧の二
乗平均値が設定電圧の二乗値よりも小さい場合は、ステ
ップ３４においてデューティ比（ＹＤＵＴＹＲ）を増加
させ、出力電圧を大きくし、設定電圧に追従させる。ス
テップ３５において出力電圧の二乗平均値と設定電圧の
二乗値が等しい場合は、現時点のデューティ比を保持す
る。一方、出力電圧の二乗平均値が設定電圧の二乗値よ
り大きい場合は、ステップ３６においてデューティ比
（ＹＤＵＴＹＲ）を減少させ、出力電圧を小さくする。
ここで、デューティ比（ＹＤＵＴＹＲ）の増減量は、誤
差量（｜ＹＲＭＳＶＯＵＴ−ＹＲＥＦＶＯＵＴ｜）に応
じて変化させ、誤差量が大きい場合は大きく、小さい場
合は小さくなる関数Ｆに従う。この関数の取り方は、要
求される応答性や安定性に応じて調整する。

【００４３】なおここでは比較値として二乗平均値を用
いているが、これは平方根計算を必要とする実効値で比
較すると、平方根の計算時間分だけ演算時間がかかって
しまい制御が遅れるからである。しかし、以上のような
二乗平均値での大小比較は、実効値を用いた比較と本質
的に同等である。従って、演算時間の問題がない場合に
は比較値として実効値を用いることができる。

【００４４】上述したデューティ比の計算は、入力交流
電圧のゼロクロス割り込みごとに行われるので、出力電
圧の変化に対して少なくとも半周期で応答が可能となっ
ている。また、デューティ比の切り替わりも、少なくと
も半周期程度で行われるので、出力波形の乱調は生じな
くなり、力率の高い出力を得ることができる。さらに、
二乗平均値での比較すなわち実効値に基づいた比較でデ
ューティ比を変化させているので、精度の高い制御すな
わち定電圧特性が可能となっている。

【００４５】次に、図９、図１０、図１１、図１２を参
照して「Ａ／Ｄ割り込み処理（ＩＮＴＡＤ）」の内容を
説明する。まず図９において、コンピュータ２０はＡ／
Ｄ変換が終了すると、まず、現在使用中のＡ／Ｄ変換用
アナログ入力端子がＡ／Ｄ１〜３のどれかであるかを判
定する（ステップ３８〜４１）。アナログ入力端子がＡ
／Ｄ２の場合は、ＩＮＴＡＤＶＯＵＴ２（ステップ４
２）の処理に進み、Ａ／Ｄ３の場合は、ＩＮＴＡＤＩＯ
ＵＴ２（ステップ４３）の処理に進み、Ａ／Ｄ１の場合
は、ＩＮＴＡＤＶＩＮ２（ステップ４４）の処理に進
む。

【００４６】図１０を参照して「ＩＮＴＡＤＶＯＵＴ
２」の内容を説明する。「ＩＮＴＡＤＶＯＵＴ２」で
は、まず、Ａ／Ｄ変換で得られた出力電圧のディジタル
値をＲＡＭに格納する（ステップ４５）。そして、次に
実行するＡ／Ｄ変換用アナログ入力端子を選択し（ステ
ップ４６）、Ａ／Ｄ変換を開始する（ステップ４７）。
ここでは、Ａ／Ｄ変換の順序をあらかじめＲＯＭにテー
ブルとして格納しておき、全体として、Ｖｏｕｔ、Ｉｏ
ｕｔ、Ｖｏｕｔ、Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ、…の順番でＡ／Ｄ
変換が開始されるようにしている。ここで、Ｖｏｕｔは
「タイマー０（ＩＮＴＴ１）」で変換が開始し、Ｉｏｕ
ｔ、Ｖｉｎは本ルーチンで変換が開始する。

【００４７】次に、ステップ４８では、Ａ／Ｄ変換で得
られた出力電圧値の二乗の積算値の計算を行い、ステッ
プ４９では、積算回数をカウントする。これらの値はゼ
ロクロス割り込み処理（ＩＮＴ１、ＩＮＴ２）の二乗平
均値の計算に使われる。

【００４８】図１１を参照して「ＩＮＴＡＤＩＯＵＴ
２」の内容を説明する。「ＩＮＴＡＤＩＯＵＴ２」で
は、まず、Ａ／Ｄ変換で得られた出力電流のディジタル
値をＲＡＭに格納する（ステップ５０）。次に、出力電
流のディジタル値の二乗の積算値の計算を行い（ステッ
プ５１）、積算回数をカウントする（ステップ５２）。
ステップ５３では、ＩＮＴＡＤＶＯＵＴ２で得られた出
力電圧のディジタル値とＩＮＴＡＤＩＯＵＴ２で得られ
た出力電流のディジタル値の積をとり、電力の積算値の
計算を行い、ステップ５４では、その積算回数をカウン
トする。これらの値は、図３、４のメインルーチンでの
電力計算に使われる。

【００４９】図１２を参照して「ＩＮＴＡＤＶＩＮ２」
の内容を説明する。「ＩＮＴＡＤＶＩＮ２」では、ま
ず、Ａ／Ｄ変換で得られた入力電圧のディジタル値をＲ
ＡＭに格納する（ステップ５５）。次に、入力電圧のデ
ィジタル値の二乗の積算値の計算を行い（ステップ５
６）、積算回数をカウントする（ステップ５７）。これ
らの値は、メインルーチンでの入力電圧の実効値計算に
使われる。

【００５０】次に図１３を参照して「タイマー１割り込
み処理（ＩＮＴＴ１）」の内容を説明する。本割り込み
処理の目的は、ゼロクロス割り込み処理で計算したデュ
ーティ比のデータを出力ポート１〜４を用いてＤ／Ａコ
ンバータ２１にシリアルで転送するために、図１４に示
すタイミングチャートの信号を生成することである。

【００５１】コンピュータ２０は、ステップ５８におい
て、ゼロクロス割り込み処理でデューティ比の計算が完
了しているか否かを判定する。計算が完了している場合
は、今回の割り込みが、ゼロ番目の割り込みか否かを選
別する（ステップ５９）。ゼロ番目であれば、ゼロクロ
ス割り込み処理で計算した２ＢＹＴＥのデューティ比
（ＹＤＵＴＹＲ）をＤ／Ａコンバータ変換用の１３ビッ
トデータ（ＹＤＵＴＹＴＲＡＮＳ）に変換する（ステッ
プ６０）。本実施の形態における本データの１３、１
２、１１ビット目は、Ｄ／Ａコンバータ２１の出力チャ
ンネルを示し、残りの１０ビットがデューティ比のデー
タを示している。ステップ６１においては、割り込み回
数（ＹＣＬＯＣＫＮＵＭ）が偶数か否かを判定する。

【００５２】偶数の場合は、ＭＳＢファーストで、ＹＤ
ＵＴＹＴＲＡＮＳの１３ビット目から順にそのビットの
内容を出力ポート１に出力し（ステップ６２）、１３ビ
ットの内、現在何番目のビットを出力ポートに出力して
いるかを示すカウンタ（ＹＳＥＲＩＡＬＮＵＭ）を１減
少する（ステップ６３）。減少した結果ＹＳＥＲＩＡＬ
ＮＵＭがゼロの場合は、出力ポート１への出力が１３回
目であることを示すフラッグ（ＹＤＡＴＡＥＮＤＦＬＡ
Ｇ）を１にして、割り込み回数（ＹＣＬＯＣＫＮＵＭ）
を１増加する（ステップ６４、６５、６６）。ＹＳＥＲ
ＩＡＬＮＵＭが正の場合は、ＹＤＡＴＡＥＮＤＦＬＡＧ
を０にし、出力ポート２を低レベルにし、ステップ６６
に進む（ステップ６４、６７、６８、６６）。

【００５３】次に、割り込み回数（ＹＣＬＯＣＫＮＵ
Ｍ）が奇数の場合は、出力ポート２を高レベルにし（ス
テップ６９）、出力ポート１への出力が１３回目である
か否か（ＹＤＡＴＡＥＮＤＦＬＡＧ＝１か否か）を判定
する（ステップ７０）。１３回目の場合は、ＬＡＴＣＨ
用出力ポート３を低レベルから高レベルにし（ステップ
７１）、１３ビットデータのＤ／Ａコンバータ２１への
転送を完了させる。なお、Ｄ／Ａリセット用出力ポート
４は、ゼロクロス割り込み処理（ＩＮＴ１、ＩＮＴ２）
において通電スイッチ２７のオン時に、ステップ２８で
高レベルすなわちＤ／Ａ受け入れ状態になっている。

【００５４】以下、ステップ７２では、ＹＣＬＯＣＫＮ
ＵＭＹ、ＳＥＲＩＡＬＮＵＭ、ＹＦＬＡＧＣＡＬＤＵＴ
Ｙを０にし、ステップ７３、７４で、ＣＬＯＣＫ用出力
ポート２、ＬＡＴＣＨ用出力ポート３を低レベルにす
る。以上の本割り込み処理により、出力ポート１〜４の
各信号のタイミングチャート（図１４）を得ることがで
きる。

【００５５】本実施の形態では、算出されたデューティ
比をシリアルでＤ／Ａコンバータ２１に送信するように
しているので、コンピュータ２０が必要とする出力端子
は４本だけで済む。また、上述のシリアル信号発生方法
によれば、コンピュータに備わっているシリアルクロッ
ク出力専用の端子を使わずに、普通の出力ポートでクロ
ック信号を生成することができる。従って、シリアルク
ロック専用出力端子や多くの出力ポートが必要となる他
の制御も、マイクロコンピュータの出力端子の増加等の
機能アップをすることなく実行することができる。

【００５６】図１５〜１８に以上説明した実施の形態に
より得られる効果の例を示す。図１５は、負荷を抵抗と
し、出力電圧の設定値を４０Ｖにしたときの入力電圧の
変動に対する出力電圧の安定度を示したグラフである。
本発明によれば、入力電圧が５０Ｖから１２０Ｖ程度変
動しても出力電圧は±１Ｖ程度以内の安定度が得られ
る。図１６は、電圧１００Ｖ入力時の負荷変動（出力電
流）に対する出力電圧の変化を示したものである。この
場合も、出力電圧は±１Ｖ程度以内の安定度が得られ
る。以上のように、本発明によれば、高精度な出力特性
が得られる。

【００５７】図１７は、出力電圧の設定値を４０Ｖ、過
電流の設定値を３７Ａに設定したときの電流に対する電
圧垂下を示したものである。電流値が設定値３７Ａを越
えないように、出力電圧が精度良く垂下するように制御
できることが判る。図１８は、通電を開始したときの出
力電圧のソフトスタートの状態を示す波形である。出力
電圧は徐々に大きくなり、約０．３５秒で設定電圧の４
０Ｖに追従することが判る。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、出
力電圧をフィードバックし、演算手段によりスイッチン
グ信号のデューティ比を演算して求め、定電圧制御を行
うように構成したことにより、部品点数の少い簡単な回
路構成で、定電圧特性や出力波形精度の高い電力変換装
置を実現することができる。またデューティ比の演算を
入力交流電圧のゼロクロス点毎に行うことにより、出力
波形の乱れをさらに抑え、力率を高くすることができ
る。

【００５９】また、請求項２の発明のように、出力電圧
の自乗平均値又は実効値を用いてデューティ比の演算を
行うことにより、さらに精度の高い定電圧制御を行うこ
とができる。

【００６０】また、請求項３の発明のように、出力電流
が電流設定値となるようにデューティ比を演算すること
により、過電流抑止機能を部品点数を増やすことなく実
現することができる。

【００６１】さらに請求項４の発明のように出力電流の
自乗平均値又は実効値を用いて過電流抑止のためのデュ
ーティ比を演算することにより、精度の高い過電流制御
を行うことができる。

【００６２】また、請求項５の発明のように、通電開始
から出力電圧が電圧設定値となるまでの間にデューティ
比を所定量だけ増加する演算を行うことにより、部品点
数を追加することなく、ソフトスタート機能を実現する
ことができる。

【００６３】請求項６の発明のように、演算されたデュ
ーティ比を示すデータをクロック信号、ラッチ信号及び
リセット信号を用いて制御手段にシリアル送信すること
により、演算手段としてのコンピュータが必要とする出
力端子は４本だけで済む。また、上記のようなシリアル
送信を行うことにより、コンピュータに設けられている
シリアルクロック出力専用の端子を使わずに通常の出力
ポートフラッグ信号を発生しているので、シリアルクロ
ック出力専用端子や多くの出力ポートを必要とする他の
制御も、出力端子を増加する等の機能アップすることな
く行うことができる。

【００６４】請求項７の発明によれば、整流手段とスイ
ッチング手段との間にフィルタ手段を設けたことによ
り、整流電圧電流の高周波成分を除去して力率をさらに
向上させることができる。

【００６５】請求項８の発明によれば、スイッチング手
段の出力を整流平滑することにより、定電圧制御された
所定の直流電力を得ることができる。

【００６６】請求項９の発明によれば、スイッチング信
号をパルス幅変調回路から得ることにより、精度のよい
スイッチング信号を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態を示す回路図である。

【図２】図１に示す電力制御回路３０の構成を示す回路
図である。

【図３】図２に示すマイクロコンピュータ２０の制御動
作のメインルーチンの内容の一部を示すフローチャート
である。

【図４】図２に示すマイクロコンピュータ２０の制御動
作のメインルーチンの内容の一部を示すフローチャート
である。

【図５】図３に示す「過電流制御」（ステップ８）の内
容を示すフローチャートである。

【図６】図２に示すマイクロコンピュータ２０の「タイ
マー０割り込み処理」（ＩＮＴＴ０）の内容を示すフロ
ーチャートである。

【図７】図２に示すマイクロコンピュータ２０の「ゼロ
クロス割り込み処理」（ＩＮＴ１、ＩＮＴ２）の内容の
一部を示すフローチャートである。

【図８】図２に示すマイクロコンピュータ２０の「ゼロ
クロス割り込み処理」（ＩＮＴ１、ＩＮＴ２）の内容の
一部を示すフローチャートである。

【図９】図２に示すマイクロコンピュータ２０の「Ａ／
Ｄ割り込み処理」（ＩＮＴＡＤ）の内容の一部を示すフ
ローチャートである。

【図１０】図９に示す「ＩＮＴＡＤＶＯＵＴ２」の内容
を示すフローチャートである。

【図１１】図９に示す「ＩＮＴＡＤＩＯＵＴ２」の内容
を示すフローチャートである。

【図１２】図９に示す「ＩＮＴＡＤＶＩＮ２」の内容を
示すフローチャートである。

【図１３】図２に示すマイクロコンピュータ２０の「タ
イマー１割り込み処理」（ＩＮＴＴ１）の内容を示すフ
ローチャートである。

【図１４】図２に示すマイクロコンピュータ２０がＤ／
Ａコンバータにシリアル送信する場合のデータ信号、ク
ロック信号、ラッチ信号、リセット信号のタイミングチ
ャートである。

【図１５】本発明の実施の形態による入力電圧変動に対
する出力電圧の安定度を示すグラフである。

【図１６】本発明の実施の形態による負荷変動に対する
出力電圧の安定度を示すグラフである。

【図１７】本発明の実施の形態による過電流制御の出力
電圧の垂下を示すグラフである。

【図１８】本発明の実施の形態によるソフトスタート制
御による出力電圧の通電開始時の波形を示すグラフであ
る。

【図１９】従来の交流直流電力変換装置を示す回路図で
ある。

【符号の説明】 １ 交流電源 ４ ダイオードブリッジ ５ スイッチング素子 ８ 駆動回路 ９ ダイオード １０ インダクタンス １１、１２ コンデンサ １５ 出力電圧検出回路 １６ 出力電流検出回路 １７ 抵抗 ２０ マイクロコンピュータ ２１ Ｄ／Ａコンバータ ２２ ＰＷＭ回路 ２４ ゼロクロス検出回路 ２５ 発振器 ２６ リセットスイッチ ２７ 通電スイッチ ３０ 電力制御回路 ３１ 入力電圧検出用トランス ３４ ローパスフィルタ回路 ３５ フィルタ回路 （１） オンオフ指示信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 望月 重樹 千葉県袖ヶ浦市長浦580−32 三井石油化 学工業株式会社内 (72)発明者 佐野 圭二 千葉県袖ヶ浦市長浦580−32 三井石油化 学工業株式会社内 (72)発明者 岩崎 雅也 山口県玖珂郡和木町和木６丁目１番２号 三井石油化学工業株式会社内

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力交流電圧電流を整流する整流手段
   と、 上記整流された電圧電流をスイッチング信号に応じてス
   イッチングし、出力電圧電流を得るスイッチング手段
   と、 上記入力交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス
   検出手段と、 上記出力電圧を検出する電圧検出手段と、 上記検出された出力電圧に基づいて上記出力電圧が電圧
   設定値となるような上記スイッチング信号のデューティ
   比を求める演算を上記検出されたゼロクロス点毎に行う
   演算手段と、 上記演算されたデューティ比を有する上記スイッチング
   信号を発生して上記スイッチング手段を制御する制御手
   段とを備えた電力変換装置。
2. 【請求項２】 上記演算手段は、上記検出された出力電
   圧の自乗平均値又は実効値を求め、この自乗平均値又は
   実効値が上記電圧設定値となるようなデューティ比を求
   める演算を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変
   換装置。
3. 【請求項３】 上記出力電流を検出する電流検出手段を
   設け、上記演算手段は、上記検出された出力電流が電流
   設定値を越えたときは上記演算を停止して上記出力電流
   が上記電流設定値となるようなデューティ比を求める演
   算を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装
   置。
4. 【請求項４】 上記演算手段は、上記検出された出力電
   流の自乗平均値又は実効値を求め、この自乗平均値又は
   実効値が上記電流設定値となるようなデューティ比を求
   める演算を行うことを特徴とする請求項３記載の電力変
   換装置。
5. 【請求項５】 上記出力電圧電流を負荷に通電させる指
   示を行う通電指示手段を設け、上記演算手段は、上記通
   電開始後、上記検出されたゼロクロス点毎に上記デュー
   ティ比を所定量だけ増加し、上記検出された出力電圧が
   上記電圧設定値になったとき上記所定量の増加を停止さ
   せる演算を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変
   換装置。
6. 【請求項６】 上記演算手段は、上記演算されたデュー
   ティ比を示すディジタルデータをクロック信号、ラッチ
   信号及びリセット信号を用いて上記制御手段にシリアル
   送信するように成され、上記制御手段は、受信した上記
   データをアナログ値に変換し、このアナログ値に基づい
   て上記スイッチング信号を発生するように成されている
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
7. 【請求項７】 上記整流手段の出力から高調波成分を除
   去して上記スイッチング手段に与えるフィルタ手段を設
   けたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
8. 【請求項８】 上記スイッチング手段の出力を整流する
   ダイオードと、このダイオードの出力を平滑して上記出
   力電圧電流を得る平滑手段とを設けたことを特徴とする
   請求項１記載の電力変換装置。
9. 【請求項９】 上記制御手段は、上記アナログ値に応じ
   たデューティ比を有する上記スイッチング信号を発生す
   るパルス幅変調回路を含むことを特徴とする請求項６記
   載の電力変換装置。