WO2014208779A1 - 複合電力増幅方法を用いた線形複合送信機 - Google Patents

Abstract

　本発明は、ドハティ送信機に比べて、電力効率特性と歪み特性が、広い帯域に亘って優れている上、ＲＦ回路を構成する素子数がより少ない、複合送信機を提供する。　そのために、ＲＦ変調信号ａ（主信号）から、キャリア信号を振幅変調した信号ｚ（支援信号）を生成し、ａとｚを加算した信号Ｓ _１と、ａからｚを減算した信号Ｓ _２とを、２つの電力増幅器５０と５１とで電力増幅し、それぞれの出力を、インピーダンス反転器６０と６１とを介して結合した点ｐ１を送信機出力点とする複合増幅器２０１であって、Ｓ _１またはＳ _２の何れかの包絡線の大きさが一定となる条件下で、前記支援信号ｚを生成する。

Description

複合電力増幅方法を用いた線形複合送信機

　本発明は、移動無線（例えば、マイクロ波帯の携帯電話用）の基地局または端末、衛星通信および放送システムに用いられる電力増幅器および送信機に関する。
　さらに詳しくは、マルチキャリア信号等の尖頭電力が平均出力電力に比べて大きな高周波変調信号を線形増幅するための複合電力増幅器を有する複合送信機に関し、従来に比べてより簡単な回路構成でありながら直線性および電力効率特性を改善するものである。

　本発明は、複合電力増幅器として知られているシレー（Ｃｈｉｒｅｉｘ）電力増幅器（非特許文献１）とドハティ（Ｄｏｈｅｒｔｙ）電力増幅器（非特許文献２）に関連し、前記２つの複合電力増幅器の欠点である、狭帯域特性の問題を解決するために発案されたものである。シレー電力増幅器は、１９３５年にＣｈｉｒｅｉｘによって、ドハティ電力増幅器は、１９３６年にＤｏｈｅｒｔｙによって発明され、両者とも、ＡＭ放送用の送信機として使われた。当時は、電力増幅素子として真空管が用いられたが、半導体の発明以降は、終段増幅器として半導体増幅器も用いられ、移動、衛星および放送システムに広く用いられている。尚、シレー電力増幅器は、ＬＩＮＣ電力増幅器とも呼ばれる（非特許文献３）。
　シレー電力増幅器とドハティ電力増幅器（総称して複合電力増幅器と呼ぶ）は、出力電圧と出力電流の比、即ち等価負荷インピーダンスを、入力信号の大きさに応じて変化させることによって電力効率を高める。そのために、増幅動作は極めて複雑になり、広い帯域に亘って高い電力効率と直線性を保つことが困難である。
　従来技術による複合電力増幅器の動作原理と、電力効率特性に付いて、初めにシレー電力増幅器、続いてドハティ電力増幅器について説明する。シレー電力増幅器を有する送信機（以下、略してシレー送信機）１０１は、図１に示すように、（１）ベースバンド同相信号Ｉ（ｔ）とベースバンド直交信号Ｑ（ｔ）を入力信号とし、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）を、直交変調して得られる高周波変調信号（以下、主信号Ａと呼ぶ）と、主信号Ａと直交する支援信号Ｂとの和信号である第１合成信号Ｓ１と、主信号Ａと支援信号Ｂとの差信号である第２合成信号Ｓ２とを出力する信号成分分離装置１９０と、（２）Ｓ１およびＳ２を電力増幅する電力増幅器１５０および１５１と、（３）電力増幅器１５０の出力と電力増幅器１５１の出力とを電力合成して、シレー送信機１０１の出力信号Ｓ０を出力するシレー合成網１４０、とから構成される。
　シレー合成網１４０は、２つの入力端と１つの出力端の間をそれぞれ繋ぐ２つのインピーダンス反転器（または１／４波長線路）１６０および１６１と、２つの入力端と接地間をそれぞれ繋ぐ２つのリアクタンス素子１７０と１７１とで構成される。前記２つのリアクタンス素子のリアクタンス値は、絶対値は等しく、互いに符号が異なる。尚、「支援信号」は、既知の技術用語ではなく、主信号を「支援」して電力効率を高める、という意味で、発明者が名付けたものであるが、従来技術によるドハティ電力増幅器を有する送信機（以下、略してドハティ送信機）と、本発明による複合電力増幅器を有する送信機（以下、略して複合送信機）にも、共通してこの呼称を用いることとする。
　主信号Ａは、ベースバンド同相信号Ｉ（ｔ）とベースバンド直交信号Ｑ（ｔ）を、直交変調して、キャリア角周波数ω_０の高周波変調信号に変換した信号で、次式で表せる。

上記主信号Ａとそのベクトル表示形ａは、包絡線信号ａ（ｔ）と位相変調信号φ（ｔ）を使って、次式のように表すことも可能である。

支援信号Ｂは、主信号Ａと直交し、両者を合成した信号の包絡線が主信号Ａの包絡線の尖頭値Ｃに一致する条件から生成される信号で、次式で与えられる。

ここに、ｂ（ｔ）＝｛Ｃ^２−ａ（ｔ）^２｝^１／^２、Ｃは、主信号の包絡線の尖頭値である。
電力増幅器１５０と１５１の入力信号は、支援信号Ｂ（または、そのベクトル表示形ｊｂ）と、前記主信号との和信号である第１合成信号Ｓ１と、差信号である第２合成信号Ｓ２で、次式で与えられる。

数２と数４を、数５と数６に代入すると、Ｓ１（ｔ）とＳ２（ｔ）は、次式となる。

数７と数８は、第１合成信号Ｓ１とＳ２の包絡線の値は、一定（主信号の尖頭値Ｃ）で、主信号に対して位相がｃｏｓ^−１｛ａ（ｔ）／Ｃ｝進むか、または遅れた信号であることを表している。
　シレー送信機１０１では、主信号Ａに支援信号Ｂを加えることによって、電力増幅器１５０と１５１の入力信号の包絡線値を、常に主信号の尖頭値に一致させるため、電力増幅器５０と５１は、常に最大電力効率で動作する。電力増幅器１５０と１５１の出力を電力合成する、シレー合成網１４０の出力には、電力増幅器１５０と１５１の入力側で加えられた支援信号Ｂは相殺され、主信号Ａが電力増幅された、次式で表される出力信号Ｓｏが得られる。

ここに、ｇは、電力増幅器１５０と１５１の電圧利得である。
　電力増幅器１５０に着目すると、電力増幅器１５１が作用することによって、等価出力インピーダンス、即ち、出力電圧と出力電流の比は、実数とはならずに、等価的には、サセプタンス値Ｘｃのインダクタンス素子が並列に接続されたように見える。整合をとるためには、サセプタンス値−Ｘｃのインダクタンス素子１７０を並列に接続するが、問題は、Ｘｃの値は、ａ（ｔ）、即ち、主信号Ａの包絡線の大きさに従って変化するので、整合が取れるのは、主信号Ａの電圧が特定の値に限ることである。図２のｃ２１は、シレー送信機１０１の電力効率特性を描いた図で、横軸が規格化した主信号Ａの入力電圧、縦軸が電力効率である。ｃ２１に示すように、電力効率が電力増幅器１５０の最大電力効率η_０に等しくなるのは、主信号の規格化入力電圧がａ_１とａ_２の２つの値の場合のみで、他の値（特に、ａがａ_１より小さい領域）では、電力効率は、η_０よりも小さくなる（非特許文献４）。尚、ｃ２１は、電力増幅器１５０と１５１をＢ級増幅器と仮定し、ａ_１＝１／３で電力効率が極大となるように、Ｘｃの値を選んだ場合で、ｃ２０は、Ｂ級増幅器の電力効率を示す。
　シレー送信機１０１の電力効率を改善する試みのひとつに、電力還元型（Ｐｏｗｅｒ　Ｒｅｃｙｃｌｉｎｇ）シレー送信機（非特許文献５）がある。図３は、前記電力還元型シレー送信機１０２の構成を示した図で、シレー送信機１０１と異なって、電力増幅器１５０と１５１の出力の主信号Ａと支援信号Ｂとを、１８０度ハイブリッドを使って、独立して取り出し、取り出された支援信号Ｂの電力は、高周波／直流変換回路１７２によって直流電力に変換され、電力増幅器１５０と１５１の供給電源端子Ｖｓに還元される。もし、高周波／直流変換回路１７２の電力変換効率が１００％であれば、シレー送信機１０２の電力効率は、図２のｃ２２に示したように、主信号Ａの入力電圧が変わっても常にη_０であるはずである。しかし残念なことに、シレー送信機１０２の電力効率を、シレー送信機１０１の電力効率を上回らせる程度に、高周波／直流変換回路１７２の電力変換効率を高めることは実用上困難であり、電流還元型シレー送信機１０２は、学術的研究が行われたものの、発明者が知る限り実用化には至っていない。
　次は、可変負荷インピーダンス型の複合送信機のひとつで、シレー送信機１０１と並んでよく知られている、ドハティ送信機１０３について説明する。図４（ａ）は、ドハティ送信機１０３の構成を示す図で、（１）ベースバンド同相信号Ｉ（ｔ）と、ベースバンド直交信号Ｑ（ｔ）を入力信号とし、両者を直交変調して主信号Ａを出力する直交変調器９０と、（２）前記主信号Ａを入力信号として電力増幅する電力増幅器１５２と、（３）前記主信号Ａを１／４波長線路１６３によって遅延させた信号を入力信号として電力増幅する電力増幅器１５３と、（４）電力増幅器１５２の出力と、電力増幅器１５３の出力とを、インピーダンス反転器１６２（または、１／４波長線路１６２）を介して合成して送信出力信号Ｓｏとするドハティ合成網１４２、とで構成される。
　ドハティ送信機１０３においては、電力増幅器１５２は、キャリア増幅器（以下、ＣＡとする）とも呼ばれ、Ｂ級またはＡＢ級増幅器が使われる。また、電力増幅器１５３は、ピーキング増幅器（以下、ＰＡとする）とも呼ばれ、Ｃ級増幅器が使われる。ＣＡとＰＡの入力信号には、電力増幅された主信号Ａを２分岐した出力の、それぞれが入力される。ドハティ送信機１０３は、１／４波長線路１６２が理想的なインピーダンス反転器で、ＣＡとＰＡとが理想的電流源であると仮定した場合、図４（ｂ）に示した理想的電流原モデルで表すことができる。図５（ａ）は、規格化した主信号入力電圧に対する、ＣＡの規格化出力電圧特性（ｃ５０）と、ＰＡの規格化出力電圧特性（ｃ５１）を示す図である。図５（ｂ）は、規格化した主信号入力電圧に対する、ＣＡの規格化出力電流特性（ｃ５２）と、ＰＡの規格化出力電流特性（ｃ５３）を示す図である。
　ドハティ送信機１０３の動作は、動作域を、小電力域（主信号の包絡線値が尖頭値Ｃの１／２以下）、と大電力域（主信号の包絡線値が尖頭値Ｃの１／２以上）、に分けると次のように説明される。図５（ａ）のｃ５０と、図５（ｂ）のｃ５３とを参照すれば、小電力域では、ＣＡのみが動作し、ＰＡは、カットオフ状態で、オープン回路と見なすことができる。従って、ＣＡ（Ｂ級増幅器とする）は、負荷インピーダンスを５０Ωとすると、１００Ωの負荷に対して電力を供給する通常のＢ級増幅器として動作し、瞬時電力効率は、出力電圧に比例して増加して、主信号の規格化電圧が０．５で、７８．５％に達する。
　主信号電圧が尖頭値Ｃの１／２を超えると、ＰＡが動作を開始し、ＰＡによって負荷には電流が追加されるので、見かけの負荷インピーダンスは減少する。ＣＡは、飽和点に留まり一定の電圧を保持するので、最大電力効率で動作する定電圧源と見ることができる。ＰＥＰ（尖頭包絡線電力）出力時には、ＣＡとＰＡからは、５０Ω負荷が見え、各々は、システムの最大出力電力の２分の１の電力を出力し、ＰＥＰ効率は、ＣＡがＢ級増幅器の場合、理論的には７８．５％となる（非特許文献６）。
　ドハティ送信機１０３を図４（ｂ）に示した理想的電流源モデルで表したときの、電力効率特性は、図６のｃ６０となる（ｃ６１は、Ｂ級増幅器の電力効率特性）ことが知られている（非特許文献６）が、実際上は、ドハティ送信機１０３では、中心周波数（ｆｃ）では、１／４波長線路１６２が理想的インピーダンス反転器として動作するものの、ｆｃから離れた周波数では、電力効率が低下し、出力波形が歪むために、広い帯域幅に亘って動作させることが困難なことも知られている（特許文献１）。
　近年においては、電力増幅器１５２と１５３としては、Ｂ級またはＡＢ級増幅器を使った上で、前記電力増幅器１５２の入力電圧対出力電圧特性が、ドハティ送信機１０３に使われるＣＡの入力電圧対出力電圧特性に、また、前記電力増幅器１５３の入力電圧対出力電流特性が、ドハティ送信機１０３に使われるＰＡの入力電圧対出力電力特性となるように主信号Ａを振幅変調して、電力増幅器１５２の入力信号Ｓ１と、電力増幅器１５３の入力信号Ｓ２を得るドハティ送信機１０４（図７（ａ）、非特許文献６）が提案されている。
　ドハティ送信機１０４の特長は、２つの電力増幅器１５２と１５３の入力電力を、ドハティ送信機１０３の場合に比べて小さくできるので、付加電力効率を大きくできることと、２つの電力増幅器１５２と１５３として、同一設計の電力増幅器（Ｂ級またはＡＢ級）を用いることができるので、装置コストの低減が可能となることと、特許文献１で開示されたように、広帯域化が可能なことである。
　ドハティ送信機１０４において、主信号Ａに加えられる信号を、前述したシレー送信機１０１においてと同様に、支援信号Ａ１と呼ぶことにし、主信号Ａを、シレー送信機１０１と同様に、数１または数２で表すと、前記支援信号Ａ１は、次式で表せる。

電力増幅器１５２の入力信号である第１合成信号Ｓ１（ｔ）と、電力増幅器１５３の入力信号である第２合成信号Ｓ２（ｔ）は、それぞれ、主信号Ａと支援信号Ａ１との和信号および差信号で、次式で表せる。

　ドハティ送信機１０４における、主信号Ａから第１合成信号Ｓ１とＳ２とを生成する回路を、図７（ｂ）に示すように、主信号Ａを、非線形回路（非線形エミュレータ１８１）に通して、第２合成信号Ｓ２を生成し、第２合成信号Ｓ２を交差結合フィルタ１８２に通した信号を主信号Ａから減算して、第１合成信号Ｓ１とする方法が提案されている（特許文献１、図示しないがドハティ送信機１０５とする）。従来技術によるドハティ送信機１０３における、主信号の入力電圧に対するＣＡの出力電圧特性と、ＰＡの出力電圧特性は、それぞれ図８（ａ）のｃ８０とｃ８１に示す様に、ＣＡの出力電圧は、大電力域で一定とならず、ＰＡは、小電力域で直線性が劣化する。それに対して、特許文献１は、主信号入力電圧対ＣＡとＰＡの出力電圧特性を、それぞれ、図８（ｂ）のｃ８２とｃ８３に示すように、理想的入出力特性に近づけ、前記交差結合フィルタ１８２を最適化することによって、広帯域化する方法を開示している。
　これまで説明した、従来技術に関わる複合送信機では、支援信号をデジタル信号処理回路を使って生成しようとすると、前記信号処理回路の演算速度に限界があるために、前記支援信号の帯域幅は制限される。第１および第２電力増幅器は、実際上は、完全に線形であることはなく、それらの出力には、非直線歪みが含まれ、帯域制限された前記支援信号の帯域の外にも歪成分が現れる。この現象は、スペクトル再起（Ｓｐｅｃｔｒａｌ　Ｒｅｇｒｏｗｔｈ）と呼ばれるが、その様子を、第１と第２の電力増幅器をＡＢ級（ゲートバイアス電圧を、Ａ級増幅器の０．２倍とした）とし、主信号を、ＲＦ標準変調信号（４波のＱＰＳＫ信号、後に実施例１で定義する）として、図９（ａ）と（ｂ）を使って説明する。
　図９（ａ）は、シレー送信機１０１に関わるもので、ｃ９１は支援信号の、ｃ９２は送信機出力信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）特性で、支援信号の帯域（規格化周波数が−１．５から１．５まで）の外側にもスペクトル再起があることを示している。図９（ｂ）は、ドハティ送信機１０４に関わるもので、ｃ９４は支援信号の、ｃ９５は送信機出力信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）特性で、支援信号の帯域（規格化周波数が−１．５から１．５まで）の外側にもスペクトル再起があることを示している。支援信号の帯域端の電力密度（ｃ９３，またはｃ９６）が小さくなれば、前記スペクトル再起密度も小さくなるので、ＡＣＬＲ特性を改善するために、支援信号を峡帯域化することが、複合送信機の重要な課題のひとつとなる。

Ｈｅｌｌｂｅｒｇ．Ｒ．，ｅｔ．ａｌ．，”Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ　ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ　ａ　Ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ，”ＰＣＴ／ＳＥ２００１／００１４１９

Ｃｈｉｒｅｉｘ，Ｈ．，"Ｈｉｇｈ　Ｐｏｗｅｒ　Ｏｕｔｐｈａｓｉｎｇ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，"Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ，Ｖｏｌ．２３，Ｎｏ．１１，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ　１９３５，ｐｐ．１３７０−１３９２ Ｄｏｈｅｒｔｙ，Ｗ．Ｈ．，"Ａ　Ｎｅｗ　Ｈｉｇｈ　Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ　Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ｆｏｒ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｗａｖｅｓ，"Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ，Ｖｏｌ．２４，Ｎｏ．９，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ　１９３６，ｐｐ．１１６３−１１８２ Ｃｏｘ，Ｄ．Ｃ．，"Ｌｉｎｅａｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｃｔｉｏｎ　ｗｉｔｈ　Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ，"ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃｔｉｏｎ，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ　１９７４，ｐｐ．１９４２−１９４５ Ｒａａｂ，"Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ　ｏｆ　ｃｕｔｐｈａｓｉｎｇ　ＲＦ　Ｐｏｗｅｒ−Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　Ｓｙｓｔｅｍｓ，"ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−３３，Ｎｏ．１０，Ｏｃｔｏｂｅｒ　１９８５ Ｚｈａｎｇ，Ｘ．，ｅｔ．ａｌ．，"Ａｎａｌｙｓｉｓ　ｏｆ　ｐｏｗｅｒ　ｒｅｃｙｃｌｉｎｇ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｆｏｒ　ＲＦ　ａｎｄ　ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　ｏｕｔｐｈａｓｉｎｇ　ｐｏｗｅｒ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ，"Ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ　ＩＩ：ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　ＡＤＳＰ，Ｖｏｌ．４９，２０１２，ｐｐ０１２−３２０ Ｋｅｎｉｎｇｔｏｎ，Ｐ．Ｂ．，"Ｈｉｇｈ　Ｌｉｎｅａｒｉｔｙ　ＲＦ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　Ｄｅｓｉｇｎ，"Ａｒｔｅｃｈ　Ｈｏｕｓｅ，２０１０，ｐｐ．４９３−５０２

　上記のように、従来技術による複合電力増幅器は、主信号の大きさに応じて、２つの電力増幅器の出力インピーダンスが変化する、いわゆる可変インピーダンス増幅器であり、２つの電力増幅器の出力を合成する電力合成網が、比較的複雑であることから、広い周波数帯域に亘って、良好な電力効率特性と、ＰＳＤ特性を実現するには限界があった。
　本発明の目的は、第１と第２の電力増幅器の出力を電力合成する回路を対称構造とし、支援信号と主信号の周波数を異ならせることによって、２つの電力増幅器の出力インピーダンスを、主信号と支援信号とで独立に設定する（従来の複合送信機は、可変インピーダンス型で、本発明に関わる複合送信機では、固定インピーダンス型とする）ことで、広い周波数帯域に亘って良好な電力効率特性と、ＰＳＤ特性を実現する、新しい複合送信機を提供することである。

　本発明の第１の局面は、図１０に示した複合送信機２０１に関するもので、前記複合送信機２０１は、次の３つの構成要素から成り立つ。
（１）ベースバンド変調信号の同相信号Ｉ（ｔ）（または略記してＩ）と直交信号Ｑ（ｔ）（または略記してＱ）とを入力信号とし、
　前記同相信号Ｉと前記直交信号Ｑを直交変調した信号である主信号と、前記主信号に対して周波数偏移および包絡線変換を行った支援信号とのベクトル和信号である第１合成信号Ｓ１と、前記主信号と前記支援信号とのベクトル差信号である第２合成信号Ｓ２とを出力する信号成分分離装置８０
（２）第１合成信号Ｓ１を入力して電力増幅する第１の電力増幅器５０と、第２合成信号Ｓ２を入力して電力増幅する第２の電力増幅器５１
（３）第１の電力増幅器５０の出力と、第２の電力増幅器５１の出力とを電力合成する電力合成回路４０
　複合送信機２０１では、前記支援信号の位相を、任意の位相θ_０を中心とした所定の範囲内に留めることによって、前記支援信号の瞬時周波数と前記主信号の瞬時周波数とを異ならせ、
　前記電力合成回路４０の第１の入力端と合成端を結ぶ線路の長さと、第２の入力端と前記合成端を結ぶ線路の長さとを、第１および第２の電力増幅器の出力から前記合成端を見た回路が、前記支援信号に対して等価的に開回路となるようにした点に特徴がある。
　本発明の第２の局面は、複合送信機２０２（図示せず）に関するもので、第１の局面として記載した複合送信機２０１にあって、前記主信号の位相が、ある位相θ_０に対して、θ_０−π／２からθ_０＋π／２までの範囲内にあるときに、１となり、該範囲外にあるときに、−１となる信号を位相判定信号ｕ（ｔ）（または略記してｕ）とし、
　前記尖頭値Ｃの自乗を前記主信号の包絡線の自乗で除した値から１を減じた値の平方根を包絡線変換信号とすると、
　前記包絡線変換信号、前記直交信号Ｑの符号を反転した信号−Ｑおよび前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号のベースバンド同相信号Ｉｚとし、
　前記包絡線変換信号、前記同相信号Ｉおよび前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号のベースバンド直交信号Ｑｚとするか、
　前記支援信号のベースバンド同相信号と前記支援信号のベースバンド直交信号との符号を同時に反転した信号を、前記支援信号とする複合送信機である。
　本発明の第３の局面は、複合送信機２０３（図示せず）に関するもので、前記複合送信機２０３は、第１の局面として記載した複合送信機２０１にあって、
　前記主信号の位相が、ある位相θ_０に対して、θ_０−π／２からθ_０＋π／２までの範囲内にあるときに、１となり、該範囲外にあるときに、−１となる信号を位相判定信号ｕ（ｔ）（または、略記してｕ）とし、
　前記主信号の包絡線の値を前記尖頭値Ｃに置き換えた信号を包絡線信号Ｅとすると、
　前記主信号の包絡線の値が、前記尖頭値Ｃの２分の１以下では、前記主信号と前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号とし、
　前記主信号の包絡線が、前記尖頭値Ｃの２分の１と前記尖頭値Ｃの間では、前記包絡線信号Ｅと前記主信号の位相を１８０度変化させた信号との合成信号と前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号とするか、
　前記支援信号の符号を反転させた信号を前記支援信号とする複合送信機である。
　本発明の第４の局面は、複合送信機２０４（図示せず）に関するもので、この複合送信機２０４は、第１の局面として記載した複合送信機２０１にあって、
　前記主信号の位相が、ある位相θ_０に対して、θ_０−π／２からθ_０＋π／２までの範囲内にあるときに、１となり、該範囲外にあるときに、−１となる信号を位相判定信号ｕ（ｔ）（または、略記してｕ）とし、
　前記主信号の包絡線の値を前記尖頭値Ｃに置き換えた信号を包絡線信号Ｅとすると、
　前記包絡線信号Ｅと前記主信号の位相を１８０度変化させた信号との合成信号と、前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号とするか、
　前記支援信号の符号を反転させた信号を前記支援信号とする複合送信機である。
　本発明の第５の局面は、図１９に示した複合送信機２０５に関するもので、この複合送信機は、第１の局面とした複合送信機２０１にあって、
　前記主信号の位相を、負の方向に任意の位相θ_１だけ移相した信号の実数部をＩ′、虚数部をＱ′とすると、
　前記支援信号の包絡線値ｚを、前記主信号の尖頭値Ｃの自乗から前記虚数部Ｑ′の自乗を引いた値の平方根から前記実数部Ｉ′の絶対値を引いた値とし、前記支援信号の位相をθ_１とする複合送信機である。
　本発明の第６の局面は、複合送信機２０６（図示せず）に関するもので、この複合送信機２０６は、第１の局面として記載した複合送信機２０１にあって、
　主信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Ｃで除した値を規格化包絡線値ｘとすると、０から１までの任意の大きさの実数ｄに対して、
　前記規格化包絡線値ｘが、１／２−ｄ／２から１／２＋ｄ／２までの範囲で、または該範囲の一部で、
　第１合成信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Ｃで除した第１合成信号の規格化包絡線値が１のときに、第２合成信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Ｃで除した第２合成信号の規格化包絡線値をｄとし、
　第２合成信号の規格化包絡線値が１のときに、第１合成信号の包絡線値をｄとする条件を満たす前記支援信号を用いた複合送信機である。
　本発明の第７の局面は、図２９に示した複合送信機２０７に関するもので、この複合送信機２０７は、複合送信機２０２から２０６の何れかひとつの複合送信機にあって、
　前記信号成分分離装置の入力点から前記第１の電力増幅器を経て前記送信機出力点に至る経路を第１の経路とし、前記入力点から前記第２の電力増幅器を経て点前記送信機出力点に至る経路を第２の経路とし、
　前記送信機の出力の一部から、前記主信号を相殺した信号を直交復調した信号、または、前記出力信号を直交復調した信号から、前記主信号の同相信号Ｉまたは／および前記主信号の直交信号Ｑを相殺した信号を歪信号とし、前記歪信号から前記主信号の包絡線の変動量を抑圧した信号を利得制御信号とすると、
　前記送信機の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力成分を所定のレベルまで抑圧するために、前記利得制御信号によって前記第１の経路の利得を制御する手段または／および前記第２の経路の利得を制御する手段を設けたことを特徴とする複合送信機である。

　本発明による複合送信機２０１では、主信号と支援信号の周波数を異ならせ、２つの電力増幅器５０と５１の出力を電力合成する電力合成網４０を対称構造にすることによって、主信号と支援信号の出力インピーダンスを独立して設定できるようにした。このため、従来のシレー送信機１０１または１０３にあっては、中心周波数ｆｃと特定の入力信号レベルにおいてのみ電力効率を最大にできたのに対して、本発明に関わる複合送信機では、広い周波数に亘って、かつ、広い入力信号レベルにおいて、２つの電力増幅器５０または５１の最大電力効率に近い電力効率で動作することを可能にした。

　図１は、従来技術によるシレー送信機１０１の構成図である。
　図２は、シレー送信機１０１に関して、規格化した入力電圧に対する電力効率を示した図である。
　図３は、電力効率を上げるように改良された電力再生型シレー送信機１０２の構成図である。
　図４は、従来技術によるドハティ送信機１０３に関する、構成図（ａ）と、理想的電流源モデルを示した図（ｂ）である。
　図５は、ドハティ送信機１０３における主信号の規格化入力電圧に対する、電力増幅器１５２と１５３の規格化出力電圧特性を示した図（ａ）と、規格化出力電流特性を示した図（ｂ）である。
　図６は、従来技術によるドハティ送信機１０３の電力効率特性を示す図である。
　図７は、従来技術によるドハティ送信機１０３を改良したドハティ送信機１０４の構成図（ａ）と、出力側に生じる非線形成分を除去する様に、入力信号から電力増幅器１５２と１５３への入力信号Ｓ１とＳ２とを生成する回路を示した図（ｂ）である。
　図８は、ドハティ送信機１０３のＣＡ（キャリア増幅器）とＰＡ（ピーキング増幅器）の入力電圧対出力電圧特性（ａ）と、ドハティ送信機１０５のＣＡとＰＡの入力電圧対出力電圧特性（ｂ）を示した図である。
　図９（ａ）は、シーレー送信機１０１の第１と第２の電力増幅器として、非直線増幅器（ＡＢ級）を使用した場合の、支援信号と送信機出力のＰＳＤ特性を示した図である。
　図９（ｂ）は、ドハティ送信機１０３の第１と第２の電力増幅器として、非直線増幅器（ＡＢ級）を使用した場合の、支援信号と送信機出力のＰＳＤ特性を示した図である。
　図１０は、本発明に基づく複合送信機２０１の構成を示した図である。
　図１１は、信号成分分離装置８０の構成図で、（ａ）は、第１合成信号Ｓ１のベースバンド信号と、第２合成信号Ｓ２のベースバンド信号を、それぞれ直交変調して、第１合成信号Ｓ１と第２合成信号Ｓ２を生成する場合、（ｂ）は、主信号と支援信号の、それぞれのベースバンド信号を、それぞれ直交変調して、ＲＦ帯信号である主信号と支援信号を生成し、両者の和信号として第１合成信号Ｓ１を、差信号として第２合成信号Ｓ２を生成する場合を示した図である。
　図１２は、複合送信機２０２に関して、２つの電力増幅器５０および５１の入力信号を、主信号と支援信号に分解して、主信号が、どの象限にあるかに対応してベクトル表示した図である。
　図１３は、複合送信機２０２に関して、（ａ）支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図と、（ｂ）主信号と支援信号の周波数関係を示すスペクトラム図である。
　図１４は、複合送信機２０２に関して、主信号と支援信号のＰＳＤ特性を示した図である。
　図１５は、複合送信機２０３に関して、主信号の尖頭値をＣとすると、主信号の包絡線値がＣ／２からＣまでのときの、２つの電力増幅器５０および５１の入力信号を、主信号と支援信号に分解してベクトル表示した図で、主信号が、第２象限にある場合（ａ）と、第１象限にある場合（ｂ）を示したものである。
　図１６（ａ）は、複合送信機２０３に関して、支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図である。
　図１６（ｂ）は、複合送信機２０４に関して、支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図である。
　図１７（ａ）は、複合送信機２０３と４に関して、主信号と支援信号の周波数関係を示すスペクトラム図である。
　図１７（ｂ）は、複合送信機２０３に関して、主信号と支援信号のＰＳＤ特性を示した図である。
　図１８は、本発明に基づく複合送信機２０３に関する、規格化入力電圧対電力効率特性（ｃ１８２）と、複合送信機２０４に関する、規格化入力電圧対電力効率特性（ｃ１８３）を示した図である。
　図１９は、本発明に基づく複合送信機２０５に関する構成図（ａ）と、２つの電力増幅器５０および５１の入力信号を、主信号と支援信号に分解してベクトル表示した図で、主信号が、第２象限にある場合（ｂ）と、第４象限にある場合（ｃ）を示した図である。
　図２０（ａ）は、複合送信機２０５における、支援信号のベクトルの先端の軌跡（虚数成分をもたないので、ｘ軸に一致する）を描いた図である。
　図２０（ｂ）は、複合送信機２０５における、主信号と支援信号のＰＳＤ特性図を示した図で、主信号は、周波数がｆｃ（キャリア周波数）＋ｆｏ（ベースバンド帯域幅）で、規格化電圧０．５の無変調信号とした場合の例である。
　図２１は、複合送信機２０５における、主信号、第１合成信号Ｓ１および第２合成信号Ｓ２の規格化包絡線の時間波形を示した図である。
　図２２は、複合送信機２０５における、主信号（ｃ２２０）、支援信号（ｃ２２１）および残留支援信号（ｃ２２２，ｃ２２３，ｃ２２４）のＰＳＤ特性を示した図である。
　図２３は、複合送信機２０５における、規格化入力電圧対電力効率の理論値（ｃ２３１）および実測値（点）を示した図で、ｃ２３０は、Ｂ級電力増幅器の理論的電力効率特性を示した図である。
　図２４は、従来技術による複合送信機と本発明に基づく複合送信機を比較するために、それぞれの主信号と支援信号のＰＳＤ特性を示した図で、図２４（ａ）が従来技術に関わるシレー送信機１０１とドハティ送信機１０４に関するもので、ｃ１００が主信号、ｃ１０１がシレー送信機１０１の支援信号、ｃ１０４がドハティ送信機１０４の支援信号のＰＳＤ特性を示した図、図２４（ｂ）が、複合送信機２０２から２０６までに関わるもので、ｃ２００が主信号、規格化周波数が２近傍の電力密度の大きい順に描いた、ｃ２０２，ｃ２０４，ｃ２０６，ｃ２０３，ｃ２０５は、それぞれ、複合送信機２０２，２０４，２０６，２０３および２０４の支援信号のＰＳＤ特性を示した図である。
　図２５（ａ）は、複合送信機２０６における、主信号ベクトルＯＡと４つの支援信号ベクトル（ＡＢ，ＡＤ，ＡＣおよびＡＥ）を示した図である。
　図２５（ｂ）は、図２５（ａ）に示した主信号ベクトルと４つの支援信号ベクトルを、主信号の位相をφとすると、時計方向にφだけ回転して示した図である。
　図２６（ａ）は、主信号が第１象限にあるときは、支援信号１が最適支援信号であることを示した図である。
　図２６（ｂ）は、主信号が第２象限にあるときは、支援信号２が最適支援信号であることを示した図である。
　図２７（ａ）は、複合送信機２０６に関して、支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図である。
　図２７（ｂ）は、従来のシレー送信機１０１に関して、支援信号のベースバンド帯域幅をパラメータとする、第１または第２合成信号の規格化包絡線値に対する確率密度関数（ＰＤＦ）を示した図である。
　図２８は、支援信号として、規格化包絡線値ｘが１／４以下および３／４以上で、複合送信機２０５の支援信号を使用し、ｘが１／４から３／４までの間では、複合送信機２０６の支援信号を使用した、標準複合送信機２０６の、第１または第２合成信号の規格化包絡線値に対する確率密度関数（ＰＤＦ）を示した図で、パラメータは、支援信号のベースバンド帯域幅である。
　図２９は、本発明に関わる複合送信機２０２から２０６の何れかに、歪信号成分を抑圧する手段を付加した複合送信機２０７の構成図である。
　図３０は、複合送信機２０５における主信号（ｃ３００）と残留支援信号（ｃ３０１，ｃ３０２，ｃ３０３）のＰＳＤ特性を示した図である。

　本発明に関わる複合送信機２０１の構成図を図１０に示す。複合送信機２０１は、次の３つの構成要素から成り立つ。
（１）ベースバンド同相信号Ｉ（ｔ）とベースバンド直交信号Ｑ（ｔ）を入力信号とし、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）とを直交変調した信号である主信号Ａ（ｔ）と、前記主信号に対して周波数偏移および包絡線変換を行った支援信号Ｚ（ｔ）とのベクトル和信号である第１合成信号Ｓ１（ｔ）と、前記主信号と前記支援信号とのベクトル差信号である第２合成信号Ｓ２（ｔ）とを出力する信号成分分離装置８０
（２）前記第１合成信号Ｓ１（ｔ）を入力して電力増幅する電力増幅器５０、および前記第２合成信号Ｓ２（ｔ）を入力して電力増幅する電力増幅器５１
（３）電力増幅器５０の出力と、電力増幅器５１の出力とを入力し、それぞれをインピーダンス反転器６０と６１を経由した出力を合成して送信機の出力信号とする対称構造の電力合成網４０。尚、インピーダンス反転器６０と６１は、１／４波長線路長から電力増幅器５０と５１の出力整合回路の等価線路長を差し引いた長さの線路である。
　従来の複合送信機（シレー送信機１０１とドハティ送信機１０３）においては、主信号と支援信号とが同期していた（シレー送信機１０１では、９０度または−９０度の位相差で、ドハティ送信機１０３または１０４では、０度または１８０度の位相差）のに対して、本発明による複合送信機２０１では、主信号と支援信号の周波数を異ならせることによって、電力増幅器５０と５１の出力インピーダンスを主信号と支援信号とで独立して設定することに特徴がある。
　前記信号成分分離装置８０の構成法としては、図１１（ａ）に示す方法と、図１１（ｂ）に示す方法がある。図１１（ａ）に示す方法は、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）から信号成分分離装置８１によって生成される、第１合成信号Ｓ１のベースバンド同相信号Ｉ＋Ｉｚと、ベースバンド直交信号Ｑ＋Ｑｚとを、キャリア発振器２４をローカル源とする直交変調器２４によって直交変調し、ＲＦ信号である第１合成信号Ｓ１を生成し、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）から信号成分分離装置８１によって生成される、第２合成信号Ｓ２のベースバンド同相信号Ｉ−Ｉｚと、ベースバンド直交信号Ｑ−Ｑｚとを、キャリア発振器２４をローカル源とする直交変調器２４によって直交変調し、ＲＦ信号である第２合成信号Ｓ２を生成する。
　図１１（ｂ）に示す方法は、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）から信号成分分離装置８２によってベースバンド支援信号（Ｉｚ／Ｑｚ）を生成し、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）をキャリア発振器２４をローカル源とする直交変調器２２によって直交変調して、ＲＦ信号である主信号Ａを生成し、ベースバンド支援信号（Ｉｚ／Ｑｚ）を、キャリア発振器２４をローカル源とする直交変調器２３によって直交変調し、ＲＦ信号であるＲＦ支援信号を生成し、主信号Ａと支援信号Ｚを、合成器４１に入力して、その出力に両者の和信号である第１合成信号Ｓ１を得る。また、主信号Ａと支援信号Ｚを、合成器４２に入力して、その出力に両者の差信号である第２合成信号Ｓ２を得る。
　複合送信機２０１の電力合成網４０を、１８０度ハイブリッド回路に置換し、０度出力ポートから主信号を、１８０度出力ポートから支援信号を出力し、前記主信号と前記支援信号の高周波電流をそれぞれの抵抗負荷に流す構成とした複合送信機を、抵抗終端型複合送信機と名付けると、本発明による複合送信機２０１の平均電力効率は、次のようにして求められる。前記抵抗終端型複合送信機の直流消費電力をＰ０，負荷抵抗で消費される、前記主信号の高周波電力をＰ１，前記支援信号の高周波電力をＰ２とすると、複合送信機２０１では、前記支援信号に関する電力消費は、零となるので、複合送信機としての直流消費電力Ｐは、Ｐ０から、Ｐ２と（Ｐ１＋Ｐ２）の比にＰ０を乗じた値、を差し引いた値となるので、次式で表せる。

〈ｆ（ｔ）〉を、ｆ（ｔ）の長時間平均値、または直流値と定義し、電力増幅器５０の瞬時電力効率をη_１、電力増幅器５１の瞬時電力効率をη_２とすると、複合送信機２０１の平均電力効率ηは、平均高周波出力電力対平均直流電力比として、次式で表せる。

電力増幅器５０と５１を、共に最大電力効率をη_０とするＢ級増幅器とすると、η_０とη_０とは、η_０に規格化包絡線値を乗じた次式で表せる。

数１５と数１６とを、数１４に代入すれば、電力増幅器５０と５１が最大電力効率η_０のＢ級増幅器である場合の複合送信機２０１の平均電力効率ηは、次式から求めることができる。

　本発明は、支援信号の生成方法に応じて異なった実施形態があるので、それらを実施例２から６として説明し、併せて、それぞれの電力効率特性とＰＳＤ特性について説明する。また、本発明による複合送信機２０１は、従来技術によるシレー送信機１０１と同様に、２つの電力増幅器５０と５１との間に利得差があると、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）特性が劣化するので、実施例７では、前記問題を解決するための具体例について説明する。

　本発明による複合送信機２０２（図示しない）は、従来のシレー送信機１０２（図３）を発展させたもので、主信号の位相が、ある位相θ_０に対して、θ_０−π／２からθ_０＋π／２までの範囲にあるときに１となり、該範囲の外にあるときに−１となる信号を、位相判定信号ｕ（ｔ）またはｕと定義し、数４で表せる支援信号Ｂ（ｔ）のベクトル表示形ｊｂを次式とすると、

ここに、ｂ（ｔ）＝｛Ｃ^２−ａ（ｔ）^２｝^１／２、Ｃは主信号の包絡線の尖頭値である。
第１合成信号Ｓ１（ｔ）と第２合成信号Ｓ２（ｔ）のベクトル表示形Ｓ_１とＳ_２は、次式となる。

線変換信号と定義すると、支援信号の同相信号Ｉｚは、前記包絡線変換信号と、−Ｑと、前記位相判定信号ｕとの積になる。また、支援信号の直交信号Ｑｚは、前記包絡線変換信号と、Ｉと、前記位相判定信号ｕとの積になる。
　主信号の瞬時周波数がキャリア周波数ｆｃに一致しないときには、キャリア周波数ｆｃを基準とする位相平面上で観測すると、主信号は、回転する信号である。従来のシレー送信機１０１または１０２では、支援信号も主信号に同期して回転する信号となるので、その帯域幅は主信号よりも広がる。支援信号に前記位相判定信号ｕ（ｔ）を乗じて、ｊｕｂまたは−ｊｕｂで表せる支援信号のベクトルの先端が、キャリア周波数ｆｃを基準とする位相平面の半分の面に留まるようにすることで、主信号と支援信号の周波数を異ならせることが本複合送信機２０２の特徴である。
　図１２は、主信号、第１合成信号Ｓ１および第２合成信号Ｓ２のベクトルを、主信号のキャリア周波数ｆｃを基準とする位相平面上に、主信号が第１，２，３および４象限にある場合を、それぞれ（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）として描いたものである。支援信号−ｊｕｂのベクトルの先端が、位相平面の右半分にあるためには、θ_０＝π／２とし、位相判定信号を次式とすればよい。

前記支援信号ベクトルの先端が、位相平面の右半分以外の、左半分、上半分または下半分の何れかに留まらせるには、θ_０を、それぞれ、−π／２、πまたは０とすればよい。
　図１３（ａ）は、複合送信機２０１に関して、主信号を後述するＲＦ標準変調信号とし、位相判定信号として数２１を用いた場合に、支援信号−ｊｕｂのベクトルの先端の軌跡を、ある時間内で描いたもので、前記軌跡は、相当の時間率で位相平面の右半分に留まることを示している。僅かな時間率で左半面に飛び出す、または規格化包絡線値１を超える理由は、支援信号の帯域幅をフィルタによって制限した（主信号の帯域幅の３倍とした）ためである。
　図１３（ｂ）は、主信号を、包絡線値Ｃ／２、周波数ｆｃ＋Δｆの無変調信号とした場合の、前記主信号と前記支援信号のスペクトルを、前者を点線で、後者を実線で示したもので、前記支援信号の瞬時周波数は、ｆｃ＋Δｆ±ｍΔｆ（ｍは奇整数）となることを示している。
　今後行うＰＳＤ特性に関するシミュレーションでは、主信号を無変調信号ではなく、尖頭電力対平均電力の大きいマルチキャリア信号の例として、４波のＱＰＳＫ信号を周波数軸上に等間隔で配置した４マルチキャリア信号に対して、ピーククリッピングを施した信号（以下ＲＦ標準変調信号と呼ぶ）を用いる。但し、シミュレーションのために前記ＲＦ標準変調信号を用いたことは、本発明の範囲を、マルチキャリア数を４に、また変調方式をＱＰＳＫに限定するものではなく、例えば、１０２４波のＯＦＤＭ信号などの、ＰＡＰＲ（尖頭電力対平均電力比）の比較的大きい一般的高周波変調信号に関わる送信機に対しても本発明は、適用される。
　次に本発明による複合送信機２０２の、主信号をＲＦ標準変調信号とした場合のＰＳＤ特性図を示すと、図１４となる。この図において、ｃ１４０は、主信号を、ｃ１４１は、支援信号を表す。ｃ１４２，ｃ１４３およびｃ１４４は、電力増幅器５０と５１に利得差があると生じる、残留支援信号のＰＳＤ特性図で、それぞれ、電力増幅器５０と５１の利得比を、０．４ｄＢ，０．２ｄＢおよび０．１ｄＢとした場合を示す。
　複合送信機２０２の電力効率は、電力増幅器５０と５１をＢ級増幅器とし、その最大電力効率をη_０（＝π／４）とすると、数１７に、ｚ＝ｊｕｂを代入して求めると、主信号電圧に拘わらずη_０に一致する（図２のｃ２２）。

　本発明による複合送信機２０３（図示せず）は、従来のドハティ送信機１０４を発展させたもので、次式で表せる支援信号ａ_１に対して、

　主信号と位相判定信号ｕを乗じた支援信号との和信号を第１合成信号Ｓ１（ｔ）、前記主信号と前記支援信号との差信号を第２合成信号Ｓ２（ｔ）とし、ドハティ送信機１０４におけるドハティ合成網１４２を、対称構造の電力合成網４０に置き換えると、第１合成信号Ｓ１（ｔ）と第２合成信号Ｓ２（ｔ）のベクトル表示形は、次式となる。

　複合送信機２０３においても、支援信号の帯域幅をできるだけ狭くすることが、スペクトル再起電力密度を下げる（ＡＣＬＲ特性を改善する）上で重要となる。図１５は、支援信号のベクトルｕａ_１の先端が、キャリア周波数ｆｃを基準とする位相平面上の右半面に留まるように、θ_０＝０とし、主信号ａ、支援信号ｕａ_１、第１合成信号Ｓ１および第２合成信号Ｓ２を、主信号が第１象限にある場合（ａ）と第２象限にある場合（ｂ）を描いたもので、図１６（ａ）は、主信号をＲＦ標準変調信号として、支援信号のベクトルの先端の軌跡を、ある時間内で描いたもので、前記軌跡が、位相平面の右半分内に留まるので、支援信号の瞬時周波数がキャリア周波数ｆｃに変換されることを示している。尚、図１６（ｂ）については、実施例４で説明する。
　図１７（ａ）は、キャリア周波数をｆｃとし、主信号を包絡線値Ｃ／２，周波数をｆｃ＋Δｆとする無変調信号とした場合の、主信号と支援信号のスペクトル図を描いたもので、前記支援信号の瞬時周波数は、ｆｃ＋Δｆ±ｍΔｆ（ｍは奇整数）となることを表している。
　図１７（ｂ）は、複合送信機２０３において、主信号をＲＦ標準変調信号（４波のＱＰＳＫ信号）とした場合のＰＳＤ特性を示した図で、ｃ１７０は、主信号、ｃ１７１は、支援信号、ｃ１７２，ｃ１７３およびｃ１７４は、残留支援信号で、それぞれ、電力増幅器５０と５１の利得比を、０．４ｄＢ、０．２ｄＢおよび０．１ｄＢとした場合である。
　複合送信機２０３において、電力増幅器５０と５１を、最大電力効率η_０（＝π／４）のＢ級増幅器とし、数１７にｚ＝ｕａ_１を代入して電力効率特性を求めると、図１８のｃ１８２となる。ｃ１８１は、従来技術によるドハティ送信機１０３の電力効率特性を、ｃ１８０は、Ｂ級増幅器の電力効率特性を示す。この図から、複合送信機２０３の電力効率は、主信号の包絡線値が尖頭値Ｃの１／２以下（小電力域）では、従来技術によるドハティ送信機１０３の特性に一致し、Ｃの１／２以上では、（この図に示す程度に）劣化する。尚、ｃ１８３については、次の実施例３で説明する。

　本発明による複合送信機２０４（図示しない）は、複合送信機２０３を、電力効率を上げる目的で変形したもので、複合送信機２０３において、支援信号ａ_１は、数２２に示される様に、主信号の電圧が尖頭値Ｃの１／２以下と、以上に応じて異なる演算式を用いた（従来のドハティ送信機１０３も同様である）のに対して、複合送信機２０４では、主信号の入力電圧に拘わらず、主信号の包絡線を前記主信号の尖頭値Ｃに置換した信号から前記主信号を減じた、次式で表せる信号を支援信号ａ_１とする。

　支援信号を数２５としたことにより、小電力域（主信号の包絡線値が尖頭値Ｃの１／２以下）でも、第１合成信号Ｓ１と第２合成信号Ｓ２の何れかの包絡線値がＣまたはそれに近い値となるので、複合送信機２０４の電力効率は、複合送信機２０３に比べて改善される。複合送信機２０４の電力効率を、ｚ＝ｕａ_１を数１７に代入して求めて図示すると、図１８のｃ１８３となり、小信号領域での電力効率が、従来のドハティ送信機１０３および複合送信機２０３よりも上昇することが分かる。然しながら、その代償として、支援信号のＰＳＤ特性も、（後述する）図２４（ｂ）のｃ２０４に示す様に、上昇する。
　図１６（ｂ）は、主信号をＲＦ標準変調信号として、複合送信機２０４の支援信号のベクトルの先端を、ある時間内で描いたもので、前記軌跡が位相平面の右半分内に留まるので、支援信号の瞬時周波数がキャリア周波数ｆｃに変換されることを示している。

　これまでの実施例では、支援信号の位相が変化する範囲を、任意の位相θ_０に対してθ_０−π／２からθ_０＋π／２に制限することによって、主信号の周波数と支援信号の周波数とを異ならせる方法について説明した（複合送信機２０２，３および４）。本実施例５で説明する複合送信機２０５（図１９）は、支援信号の位相を固定して、位相が変化する範囲を０とすることによって、主信号の周波数と支援信号の周波数とを異ならせることによって、支援信号のスペクトルの広がりを、これまでの実施例で説明した何れの送信機よりも更に小さくする。
　複合送信機２０２，３および４では、主信号の位相をφ（ｔ）とする（数２）と、支援信号の位相は、φ（ｔ）±π／２、または、±φ（ｔ）なので、主信号の瞬時周波数がキャリア周波数ｆｃから離れて、主信号ベクトルａがキャリア周波数を基準とする位相平面上を高速で回転するようになると、支援信号ベクトルｚも高速で回転するので、その結果、帯域幅が広がることになる。この点に着目して、複合送信機２０５では、支援信号として、主信号に−φ（ｔ）、即ち、逆方向の位相回転を与えて、位相を固定化する。
　支援信号に逆方向の位相回転を与えらて位相を固定化すると、主信号と前記支援信号の間には、位相φを時間で微分したｄφ（ｔ）／ｄｔの角周波数差が生まれるので、主信号と支援信号とは直交する（周波数差がある）ことになり、複合送信機２０１の成立条件のひとつが満たされる。点ｐ０（図１９，線路６０と６１の接合点）が、支援信号にとっての短絡点となり、前記支援信号に着目した電力増幅器５０と５１の出力インピーダンスが、開インピーダンスとなるように、線路６０と６１の長さを設定すれば、支援信号の出力電流は、０となって、電力の消費も０（実際上は、僅かな値）となる。
　支援信号ｚの位相θ_１は任意でよいが、簡単のため０とし、支援信号ｚ、第１合成信号Ｓ１および第２合成信号Ｓ２を、キャリア周波数を基準とする位相平面上に、主信号が第２象限にある場合と第４象限にある場合を描くと、それぞれ図１９（ｂ）および図１９（ｃ）となる。（ｂ）が、第２合成信号Ｓ２の包絡線が尖頭値Ｃとなる場合、（ｃ）が、第１合成信号Ｓ１の包絡線が尖頭値Ｃとなる場合の例である。支援信号ｚ、第１合成信号Ｓ１および第２合成信号Ｓ２を式で表すと、次のようになるので、

第１合成信号Ｓ１または第２合成信号Ｓ２の包絡線の値が主信号ａの包絡線の尖頭値Ｃに一致する条件で、ｚ_１（ｔ）を求めると、次式となる。

支援信号ｚの位相θ_１を、任意の値とし、支援信号を次式で表すと、

　主信号を位相θ１だけ負の方向に移相した信号の実数部をＩ′（ｔ）、虚数部をＱ′（ｔ）とすると、支援信号の包絡線ｚ_２（ｔ）は、次式で表せる。

　θ_１が０、π、π／２または−π／２以外の場合は、支援信号のベースバンド信号は、数３１に示すようにより複雑になるにも拘わらず、送信機の性能は何ら改善されない。従って、支援信号の位相は、０またはπ／２とするのが実用上賢明な選択である。
　図２０（ａ）は、複合送信機２０５に関わる支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図で、前記支援信号の位相は一定（例えば、０）なので、前記軌跡は、＋のｘ軸と重なる直線となるので、前記支援信号のスペクトルの拡がりは相対的に小さくなる（後述する、図２４（ｂ）のｃ２０５）。
　図２０（ｂ）は、主信号を、包絡線値Ｃの１／２、周波数をｆｃ＋Δｆの無変調信号とし、Δｆ＝ｆｏとした（即ち、主信号が帯域の上端にある）場合の、主信号（点線）と支援信号（実線）のスペクトラム図を示したものであるが、支援信号の大半のエネルギーは、キャリア周波数ｆｃに集中し、周波数ｆｃ±２ｎΔｆ（ｎは整数）に、次に大きなエネルギーが集中することが、この図から読み取ることができる。
　図２１は、主信号を、ＲＦ標準変調信号とした場合の、主信号と第１合成信号Ｓ１の包絡線の時間波形（ａ）と、主信号と第２合成信号Ｓ２の包絡線の時間波形（ｂ）を描いた図で、第１合成信号Ｓ１と第２合成信号Ｓ２のどちらかが必ず、主信号の尖頭値Ｃに一致する（厳密には、支援信号に対する帯域制限のために、Ｃから若干ずれる時間帯がある）ことを表している。尚、横軸は時間ｔを周期Ｔ（主信号のベースバンド帯域幅ｆｏの逆数）で規格化した、ｔ／Ｔである。因みに、Ｓ１とＳ２の包絡線値が同時にＣに一致するのは、支援信号の位相θ_１が０の場合を例にとると、主信号の位相がπ／２または−π／２になる瞬間だけである。
　図２２は、主信号をＲＦ標準変調信号とした場合の、複合送信機２０５に関する、主信号、支援信号、電力増幅器５０と５１の利得差に応じて出力に現れる、３つの残留支援信号のＰＳＤ特性を、それぞれ、ｃ２２０，ｃ２２１，ｃ２２２，ｃ２２３およびｃ２２４として示した図で、３つの残留支援信号は、電力密度が高い順に、電力増幅器５０と５１の電圧比が、０．４ｄＢ，０．２ｄＢおよび０．１ｄＢの場合である。
　複合送信機２０５の電力増幅器５０と５１をＢ級増幅器とした場合の電力効率特性は、数２６と２９，または数３０と３１から求まる支援信号ｚを数１７に代入して求めると、図２３のｃ２３１となる。この図から主信号が中間レベルで小さくなるものの、小電力域では、最大電力効率η_０に近い値となることを示している。この特性は、主信号レベルが下がると電力効率が急速に低下する、従来のシレー送信機１０１やドハティ送信機１０３と対比すると、優れた特徴である。ｃ２３１の近傍の黒点は、電力効率の実測値で、理論値ｃ２３１に比較的近いことは、複合送信機２０５の実現性を裏付けている（尚、実測は、周波数２．１ＧＨｚ、電力増幅器５０と５１の半導体はＧａＮを使用した）。
　複合送信機２０１にとって、信号成分分離装置８０内のデジタル信号処理装置の演算速度をできるだけ小さくする上で、支援信号の帯域幅が狭いことは極めて重要である。図２４（ｂ）は、これまで説明してきた複合送信機２０２から２０６までの支援信号のＰＳＤ特性図を示したもので、帯域外のスペクトル密度の高い順に、ｃ２０２，ｃ２０４，ｃ２０６，ｃ２０３およびｃ２０５とすると、それぞれ複合送信機２０２，２０４，２０６（実施例６として後述する），２０３および２０５に対応する。尚、ｃ２００は、主信号のＰＳＤ特性である。この図は、複合送信機２０５は、帯域外の電力密度が最も低く、ＡＣＬＲ特性の観点から最も優れた送信機であることを示している。図２４（ａ）は、従来技術に関わる複合送信機のＰＳＤ特性を参照するためのもので、ｃ１００は主信号のＰＳＤ特性、ｃ１０１はシレー送信機の支援信号、ｃ１０４はドハティ送信機１０４の支援信号のＰＳＤ特性を示した図である。

　本実施例では、第１または第２の電力増幅器が、飽和値Ｃで動作している時間帯で、他方の電力増幅器をＣ以下の所定の離散値（例えば、Ｃ／２，または、Ｃ／３と２Ｃ／３）で動作させることを特徴とする複合送信機２０６について説明する。
　実施例２から５までで説明した複合送信機２０２，２０３，２０４または２０５は、デジタル信号処理部の演算速度に対する制約から、支援信号の帯域幅を無限大にはできないので、図９を使って前述したように、支援信号の帯域外に発生するスペクトル再起レベルを所定の値以下にするように、第１および第２の電力増幅器には、所定の直線性が要求される。本実施例で説明する複合送信機２０６では、第１および第２の電力増幅器を飽和値ＣおよびＣ以下のある離散的値で動作させることによって、第１および第２の電力増幅器に要求される直線性を、これまで説明した何れの複合送信機に対するよりもより緩和する点に特徴がある。
　図２５（ａ）は、主信号、支援信号、第１合成信号および第２合成信号を、それぞれベクトルＯＡ，ベクトルＡＥ，ベクトルＯＥおよびベクトルＯＤとして描いたもので、包絡線値は、それぞれ主信号の尖頭値Ｃで規格化するものとする。第１合成信号の規格化包絡線値が１のときに、第２合成信号の規格化包絡線値をｄとすると、第１合成信号（ベクトルＯＥ）の先端Ｅは、半径１の円上に、また第２合成信号（ベクトルＯＤ）の先端Ｄは、半径ｄの円上にある。
　第１または第２合成信号の規格化包絡線値が１のとき、他方の合成信号の規格化包絡線値がｄである支援信号には、包絡線値が等しく位相の異なる４つの解がある（支援信号１，２，３および４とする）が、それらの位相関係は、図２５（ａ）を、時計回りに主信号の位相φ（ｔ）だけ回転させて描いた図２５（ｂ）だと分かり易いので、この図に則して４つの支援信号を求める。支援信号４の実数部をＩｓ、虚数部をＱｓとして、支援信号４を、Ｉｓ＋ｊＱｓで表すと。他の支援信号の実数部は、Ｉｓまたは−Ｉｓで、虚数部は、Ｑｓまたは−Ｑｓであることが、図２５（ｂ）から読み取れる。従って、支援信号１，２，３および４は、次の式で表せる。

　図２５（ｂ）を参照して、∠ＡＯＥをψとし、主信号の規格包絡線値をｘとすると、支援信号４の実数部Ｉｓと虚数部Ｑｓは、次の式となる。

　Ｑｓが実数となる条件から、ｘの範囲は数３４で与えられる。

　主信号の位相を０として求めた４つの支援信号（図２５（ｂ））から、主信号の位相がφ（ｔ）のときの４つの支援信号（図２５（ａ））を求めるには、数３２に、次式で表せる回転演算子を乗ずればよい。

　支援信号としては、４つの支援信号の中から何れか１つを選択すればよいが、実施例５で、支援信号の位相を一定（例えば、０度）とすることによって、支援信号のスペクトルの広がりを抑えたのと同様の考えとして、主信号ベクトルが位相面のどの象限にあるかに従って、４つの支援信号の中から、その位相位相が最も０度に近い位相をもった支援信号を選択することは、支援信号のスペクトルの広がりを位相が最も０度に近いものを選択することが、支援信号のスペクトルの拡がりを抑えるひとつの方法である。
　図２６（ａ）は、主信号が第１象限にあるときは、位相が最も小さい（０度に近い）支援信号として、支援信号１を選択することを表した図である。図２６（ｂ）は、主信号が第２象限にあるときは、位相が最も小さい（０度に近い）支援信号として、支援信号２を選択することを表した図である。主信号が第３象限にあるときは、（図示しないが）支援信号３が、また、主信号が第４象限にあるときは、、（図示しないが）支援信号４が、位相が最も小さい（０度に近い）支援信号として選択すればよい。以上をまとめると、選択すべき支援信号は、次式で表せる。

　複合送信機２０６に関して、第１および第２合成信号の取り得る飽絡線値が、ＣおよびＣ／２（ｄ＝１／２）の２値で、主信号の規格化包絡線値が１／４以下および３／４以上で、複合送信機２０５で使用したのと同じ支援信号を使う場合を、標準複合送信機２０６と呼ぶこととすると、図２７（ａ）は、ベースバンド帯域幅が、３ｆｏの場合の、前記支援信号ベクトルの先端の軌跡を描いた図である。
　この図を、複合送信機２０２，２０３，２０４および２０５に関する支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図である図１３，図１６（ａ）、図１６（ｂ）および図２０（ａ）と比較すると、支援信号の先端の軌跡が、位相面の片半面に限定されることは同じであるが、さらには、前記軌跡の範囲が、（複合送信機２０５に係わる図２０（ａ）を除いて）より限定された範囲を動くことを示している。このことは、複合送信機２０６も、複合送信機にとっての重要な要件である支援信号の帯域幅が比較的狭くなる特徴をもっていることを表している。
　標準複合送信機２０６の第１と第２合成信号の確率密度関数（ＰＤＦ）特性を描くと図２８となる。パラメータは支援信号のベースバンド帯域幅で、曲線ｃ２８１からｃ２８５までのベースバンド帯域幅は、それぞれ、２ｆｏ，３ｆｏ、４ｆｏ、５ｆｏおよび∞である。比較のため、従来のシレー送信機１０１のＰＤＦ特性を描くと、図２７（ｂ）となる。パラメータは、図２８と同様に、曲線ｃ２７１からｃ２７５は、支援信号のベースバンド帯域幅が、それぞれ、２ｆｏ，３ｆｏ、４ｆｏ、５ｆｏおよび∞の場合である。図２７（ｂ）と図２８を比較すると（例えば、ｃ２７２とｃ２８２）、複合送信機２０６の方が、従来のシレー送信機１０１よりも、支援信号を帯域制限した場合のＰＤＦの広がりが小さい。ＰＤＦの広がりが小さいことは、第１および第２の電力増幅器には、離散的包絡線値近傍にのみ直線性が要求されることを考慮すると、複合送信機２０６の大きな優位点である。
　第１と第２合成信号の取り得る離散的包絡線値の数を増やした場合には、ｘがある範囲内で、前記包絡線値として異なる値（ｄ_１、ｄ_２とする）の何れをも取り得ることがある。例えば、ｄ_１＝１／３、ｄ_２＝２／３とすると、ｘが１／３と２／３の間では、第１と第２合成信号の規格化包絡線値として、ｄ_１とｄ_２のどちらを用いてもよい。このようなときは、例えば、複合送信機２０５と同様の考え方として、支援信号としては、最も位相の小さい（０度に近い）ものを使用することが、実用上最も自然な選択である。

　複合送信機２０１から２０６までにおいて、電力増幅器５０と５１に電圧利得差が生じるとＡＣＬＲ（隣接チャネル漏洩電力比）特性が劣化する、という問題があることを説明した。本実施例では、この問題を解決するための方法について説明する。前記方法を施した複合送信機を、図２９に示す複合送信機２０７とすると、複合送信機２０７は、複合送信機２０１から６までの何れかに、下記の構成要素を追加して構成する。
（１）送信機出力Ｓｏの一部を抽出する手段（図２９の例では、方向性結合器７０）
（２）前記Ｓｏの一部から、主信号成分を相殺した信号である歪信号のベースバンド信号を抽出する手段
（３）前記歪信号のベースバンド信号の振幅変動を抑圧し、利得制御信号として出力する手段
（４）信号成分分離装置８０−６の入力点から電力増幅器５０を経て出力点ｐ０に至る経路を第１の経路とし、前記入力点から電力増幅器５１を経て出力点ｐ０に至る経路を第２の経路とすると、前記利得制御信号によって、前記第１の経路の利得または／および前記第２の経路の利得を制御する手段
　前記利得制御信号による第１または／および第２の経路の利得の制御は、送信機出力信号Ｓｏに含まれる歪信号成分を、所定のレベルまで抑圧するように行う。上記（２）は、前記Ｓｏの一部を、復調器２５でベースバンド信号に変換し、前記歪信号のベースバンド信号から主信号のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を相殺することでもよい。
　複合送信機で発生する歪みの発生要因を大別して２つ挙げると、（１）第１および第２の電力増幅器の入出力特性が直線でないことによる、非直線歪み、（２）第１および第２の利得に差がある場合に、支援信号成分が送信機出力に現れる残留歪み、である。これら２つの内、残留歪みについては、比較的簡単に抑圧できることを、図２２の周波数レンジを変えて示した図である図３０を使って説明する。この図で、ｃ３００、ｃ３０１，ｃ３０２，ｃ３０３は、それぞれ、主信号、電力増幅器５０と５１の利得比を０．４ｄＢ，０．２ｄＢおよび０．１ｄＢとした場合の残留歪みのＰＳＤ特性図で、残留歪み成分には、周波数がキャリア周波数ｆｃに一致する線スペクトル成分が含まれ、これらの線スペクトルの電圧（図３０では、−１７、−２３および−２９ｄＢｃ）は、残留歪信号の平均電圧に比例しているので、前記線スペクトルを、前記利得制御信号として利用できる。
　残留歪信号に、キャリア周波数ｆｃに一致する周波数の線スペクトルが含まれることは、従来のシレー送信機１０１においては、電力増幅器１５０と１５１の入力に無変調のパイロット信号を挿入することによって電力増幅器１５０と１５１の利得差を抑圧する方法が執られていることを考えると、本発明による複合送信機２０７の特徴のひとつである。

２０，２１，２２，２３　　　　　　　直交変調器
２４　　　　　　　　　　　　　　　　キャリア発振器
２５　　　　　　　　　　　　　　　　復調器
４０　　　　　　　　　　　　　　　　平衡型電力合成網
４１，４２　　　　　　　　　　　　　合成器
５０，５１　　　　　　　　　　　　　電力増幅器
６０，６１　　　　　　　　　　　　　１／４波長線路
７０　　　　　　　　　　　　　　　　方向性結合器
８０，８０−５　　　　　　　　　　　信号成分分離装置
８１，８２　　　　　　　　　　　　　ベースバンド信号成分分離装置
９０　　　　　　　　　　　　　　　　直交変調器
９５　　　　　　　　　　　　　　　　信号成分分離装置
１０１，１０２　　　　　　　　　　　シレー送信機
１０３，１０４，１０５　　　　　　　ドハティ送信機
１４０　　　　　　　　　　　　　　　シレー合成網
１４１　　　　　　　　　　　　　　　１８０度ハイブリッド回路
１４２　　　　　　　　　　　　　　　ドハティ合成網
１４３　　　　　　　　　　　　　　　合成回路
１４４　　　　　　　　　　　　　　　高周波／直流変換回路
１５０，１５１，１５２，１５３　　　電力増幅器
１６０，１６１，１６２，１６３　　　インピーダンス反転器または１／４波長線路
１７０，１７１　　　　　　　　　　　リアクタンス素子
１７２　　　　　　　　　　　　　　　交流／直流変換器
１７３　　　　　　　　　　　　　　　並列共振回路
１８１　　　　　　　　　　　　　　　非線形エミュレータ
１８２　　　　　　　　　　　　　　　交差結合フィルタ
１９０，１９１　　　　　　　　　　　信号成分分離装置
２０１，２０２，２０３，２０４　　　複合送信機
２０５，２０６，２０７　　　　　　　複合送信機

Claims (7)

1. 　ベースバンド変調信号の同相信号Ｉと直交信号Ｑとを入力信号とし、
   　前記同相信号Ｉと前記直交信号Ｑを直交変調した信号である主信号と、前記主信号に対して周波数偏移および包絡線変換を行った支援信号とのベクトル和信号である第１合成信号と、前記主信号と前記支援信号とのベクトル差信号である第２合成信号とを出力する信号成分分離装置と、
   　第１合成信号を入力して電力増幅する第１の電力増幅器と、
   　第２合成信号を入力して電力増幅する第２の電力増幅器と、
   　第１の電力増幅器の出力と、第２の電力増幅器の出力とを電力合成する電力合成回路から構成される送信機であって、
   　前記支援信号の位相を、任意の位相θ_０を中心とした所定の範囲内に留めることによって、前記支援信号の瞬時周波数と前記主信号瞬時周波数とを異ならせ、
   　前記電力合成回路の第１の入力端と合成端を結ぶ線路の長さと、第２の入力端と前記合成端を結ぶ線路の長さとを、第１および第２の電力増幅器の出力から前記合成端を見た回路が、前記支援信号に対して等価的に開回路となるようにした複合送信機。
2. 　前記主信号の位相が、ある位相θ_０に対して、θ_０−π／２からθ_０＋π／２までの範囲内にあるときに、１となり、該範囲外にあるときに、−１となる信号を位相判定信号ｕとし、
   　前記尖頭値Ｃの自乗を前記主信号の包絡線の自乗で除した値から１を減じた値の平方根を包絡線変換信号とすると、
   　前記包絡線変換信号、前記直交信号Ｑの符号を反転した信号−Ｑおよび前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号のベースバンド同相信号Ｉｚとし、
   　前記包絡線変換信号、前記同相信号Ｉおよび前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号のベースバンド直交信号Ｑｚとするか、
   　前記支援信号のベースバンド同相信号と前記支援信号のベースバンド直交信号との符号を同時に反転した信号を、前記支援信号とする請求項１に記載の複合送信機。
3. 　前記主信号の位相が、ある位相θ_０に対して、θ_０−π／２からθ_０＋π／２までの範囲内にあるときに、１となり、該範囲外にあるときに、−１となる信号を位相判定信号ｕとし、
   　前記主信号の包絡線の値を前記尖頭値Ｃに置き換えた信号を包絡線信号Ｅとすると、
   　前記主信号の包絡線の値が、前記尖頭値Ｃの２分の１以下では、前記主信号と前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号とし、
   　前記主信号の包絡線が、前記尖頭値Ｃの２分の１と前記尖頭値Ｃの間では、前記包絡線信号Ｅと前記主信号の位相を１８０度変化させた信号との合成信号と前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号とするか、
   　前記支援信号の符号を反転させた信号を前記支援信号とする請求項１に記載の複合送信機。
4. 　前記主信号の位相が、ある位相θ_０に対して、θ_０−π／２からθ_０＋π／２までの範囲内にあるときに、１となり、該範囲外にあるときに、−１となる信号を位相判定信号ｕとし、
   　前記主信号の包絡線の値を前記尖頭値Ｃに置き換えた信号を包絡線信号Ｅとすると、
   　前記包絡線信号Ｅと前記主信号の位相を１８０度変化させた信号との合成信号と、前記位相判定信号ｕとの積を前記支援信号とするか、
   　前記支援信号の符号を反転させた信号を前記支援信号とする請求項１に記載の複合送信機。
5. 　前記主信号の位相を、負の方向に任意の位相θ_１だけ移相した信号の実数部をＩ′、虚数部をＱ′とすると、
   　前記支援信号の包絡線値ｚを、前記主信号の尖頭値Ｃの自乗から前記虚数部Ｑ′の自乗を引いた値の平方根から前記実数部Ｉ′の絶対値を引いた値とし、前記支援信号の位相をθ_１とする請求項１に記載の複合送信機。
6. 　主信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Ｃで除した値を規格化包絡線値ｘとすると、０から１までの任意の大きさの実数ｄに対して、
   　前記規格化包絡線値ｘが、１／２−ｄ／２から１／２＋ｄ／２までの範囲で、または該範囲の一部で、
   　第１合成信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Ｃで除した第１合成信号の規格化包絡線値が１のときに、第２合成信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Ｃで除した第２合成信号の規格化包絡線値をｄとし、
   　第２合成信号の規格化包絡線値が１のときに、第１合成信号の包絡線値をｄとする条件を満たす前記支援信号を用いた請求項１に記載の複合送信機。
7. 　前記信号成分分離装置の入力点から前記第１の電力増幅器を経て前記送信機出力点に至る経路を第１の経路とし、前記入力点から前記第２の電力増幅器を経て点前記送信機出力点に至る経路を第２の経路とし、
   　前記送信機の出力の一部から、前記主信号を相殺した信号を直交復調した信号、または、前記出力信号を直交復調した信号から、前記主信号の同相信号Ｉまたは／および前記主信号の直交信号Ｑを相殺した信号を歪信号とし、前記歪信号から前記主信号の包絡線の変動量を抑圧した信号を利得制御信号とすると、
   　前記送信機の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力成分を所定のレベルまで抑圧するために、前記利得制御信号によって前記第１の経路の利得を制御する手段または／および前記第２の経路の利得を制御する手段を設けたことを特徴とする請求項２から６までの何れかに記載の複合送信機。

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