CN102017400B - 高效线性linc功率放大器 - Google Patents

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Abstract

公开了一种用于设置RF功率放大器电路装置(200)中的参数值的方法，其中放大器电路装置(200)包括第一(210)和第二(220)放大分支并以异相配置工作，用于放大具有调制幅度和调制相位的RF输入信号；还公开了相应的电路装置。根据第一方面，对空载时间进行再优化，或者相反地，对占空比进行再优化，组合器之后的输出信号的相位可以相对于异相角度保持线性。此外，根据第二方面，除了引入优化选择的空载时间之外，非相干组合器(Lx，Lx*)还能够减小消弧电流和由输出电容(Cds)引起的开关损失。此外，根据第三方面，附加地或备选地，可以通过以不同占空比操作两个放大分支，来控制电抗性补偿。

Description

高效线性LINC功率放大器
技术领域
本发明总体上涉及针对效率改进的异相功率放大器的电路拓扑，具体涉及一种设置用于放大具有调制幅度和调制相位的RF输入信号的RF功率放大器电路装置的方法以及相应的RF功率放大器电路装置。
背景技术
移动通信，尤其是移动无线通信广泛应用于多个应用邻域，例如，在家中、公共场所或办公区，并且用于任意种类的通信，例如语音、数据和/或多媒体通信。这些应用基本上面临两个主要问题。
第一，由于一般缺乏可用的频谱，所以用于传输信息的可用带宽有限。因此，众所周知，调制载波的幅度和相位两者，以减少所需带宽。例如，调制幅度和相位的系统，即，处理宽带复包络信号的系统，是EDGE、UMTS(WCDMA)、HSxPA、WiMAX(OFDM)以及3G-LTE(OFDM)。然而，在发射机输出级中毫无失真地放大调幅载波对输出级放大器造成显著的线性制约。
第二，由于无线通信中的移动终端典型地是便携式的，从而通常是电池供电的，所以移动发射机的功率效率非常重要。在这种移动终端中，发射机单元的输出级是整个设备的最大功耗者。由此，该级中有关功率效率的任何改进都很重要。公知的高效功率放大器拓扑或电路装置被称为C类和E类射频(RF)放大器，其中，例如仅晶体管等输出放大器件只在集电极-发射极电压处于其最低值时才导通电流。不幸的是，C类和E类放大器是极其非线性的，引入了调幅的较大失真。因此，C类和E类放大器主要用于发射只是经过调频的信号(例如，RF载波的幅度(即，“包络”)恒定)的发射机中。由此，幅度失真没有任何负面效应。
使用非线性分量的线性放大(LINC)是针对RF信号的高效线性功率放大的众所周知的构思。可以从S.C.Crips的“AdvancedTechniques in RF Power Amplifiers Design”或从D.C.Cox的“LinearAmplification with Nonlinear Components”，IEEE Transactions onCommunications，1974年12月，1942-1945页中获取详细信息。
通过图1a中简化的异相功率放大器100示出了LINC构思，也称为异相。相应地，调幅和调相RF信号Sin(t)分裂成两个RF信号S1(t)和S2(t)，每个RF信号是调相的并具有恒定幅度：
Figure BPA00001252711200021
Figure BPA00001252711200022
ψ(t)＝arcos(A(t))                              (4)
然后，可以通过放大分支110和120中的高效非线性饱和功率放大器(PA)RF PA1和RF PA2来分离地放大具有恒定幅度的信号S1(t)和S2(t)。在放大之后，通过信号分量组合器来重建输出RF信号。组合器的输出信号等于两个输入信号S1(t)和S2(t)之和(或差)：
Figure BPA00001252711200024
其中，G代表放大级(即，功率放大器RF PA1和RF PA2)的增益。
理想情况下，要组合电压源，以便放大器件中的平均电流可以根据异相角度ψ(t)而发生变化。如果使用理想的A类、B类或C类操作，则器件操作为电流源，DC电流不会随异相角度而改变，这意味着效率会随着输出功率线性地下降，即，类似A类。然而，在过驱动或饱和A类、B类或C类操作模式中，放大器件更多地操作为电压源。即，大致上独立于输入驱动和输出电流，DC电流能够随异相角度而改变。理想情况下，效率会根据输出功率的平方根而下降，即，类似B类。因此，效果上，相比于线性B类PA设计，功率效率没有增益。
可以通过所谓的一个放大器对另一个放大器的负载拉(load-pulling)效应来解释上述行为。图1b在右侧部分示出了连接至饱和功率放大器的差分输出信号组合器的简化等效电路，其中将饱和功率放大器近似为两个电压发生器的集合。该等效电路显示了由根据异相角度ψ(t)的放大器的有效负载阻抗的调制来实现调幅的重建。相应地，除了针对ψ＝0°and ψ＝90°处的最小和最大输出功率之外，负载阻抗是复值。阻抗的电抗性部分引起流通RF电流的增加，这降低了组合器的效率并且导致类似B类的功率效率。
众所周知，可以通过所谓的Chireix(希莱克)输出组合技术来提高效率，该技术在H.Chireix，“High power out phasing modulation”，Proceedings of the Institute of Radio Engineers(Proc.IRE)，vol.23，no.11，pp.1370-1392，Nov.1935中已有所描述。基本上，Chireix的方法通过固定的补偿电抗来补偿有效负载阻抗的电抗性部分，如图1所示，这些固定的补偿电抗与负载并联。然而，在实际中，要成功实现Chireix构思非常困难，因为为了使其成功，不得不根据幅度调制(AM)来调制输入功率，以保持PA处于饱和，或者不得不动态改变补偿电抗。
US 5,345,189公开了一种在高效率RF放大级使用的对具有相同频率的第一和第二信号进行组合的电路，其中，该电路基本上只包括电抗性电路元件，因此看起来是电阻性负载。第一和第二信号具有相对相移，电路产生与信号之和或之差成比例的输出信号。在一个实施例中，电路包括变压器和两个LC电路，其中电容响应于相对相移而发生变化。
提高PA效率的另一种方法是使用真正的开关模式放大器，即，D类、E类、DE类或F类操作。从开关模式放大器开始，电压模式D类(VMCD)PA接近理想电压源，并且相信其适合异相构思。注意，VMCD也旨在表示单端或推拉F类类型的PA，这是因为F类PA在PA输出处具有类似的电压和电流波形。根据来自X.Zhang，L.E.Larson和P.M.Asbeck，“Design of Linear Out-phasing PowerAmplifiers”，pp.145-159，Artech House，2003的图1d所示的一般示意图，文献中已经报告了多种示例。图1d描绘了具有传输线耦合器的D类异相放大器的CMOS实现。
该方法相关联的问题在于，当结合非相干Chireix组合器来使用常规D类设计时，消弧(crowbar)电流(即，DC开关电流)以及由于D类放大器中的输出电容导致的开关损失这些问题没有得到解决。
M.Tarsia，J.Khoury和V.Boccuzzi在“A Low Stress 20dBmPower Amplifier for LINC Transmission with 50％Peak PAE in 0.25umCMOS，”Proc.2000IEEE ESSCIR，pp.61-64，Sept.2000中示出了具有足够的空载时间(dead-time)的D类PA，即，DE类PA，以消除消弧电流并克服输出电容的开关损失。图1e示出了PA配置，图1f示出了如何在使用无Chireix组件的组合器电路的异相配置中使用两个这种PA。
这种方法的问题在于，当如D.C.Hamill在“Impedance PlaneAnalysis of Class-DE Amplifier，”IEE Electronics Letters，vol.30，no.23，pp.1905-1906，Nov.1994中提出的那样，将DE类PA作为分立组件来优化，以达到最优零电压开关时，设计参数对于在异相配置中操作该PA而言不一定是优化的。已经通过仿真发现了组合器之后的输出信号的相位变得相对于异相角度是非线性的，而这在使用占空比为50％的传统D类设计时不会发生。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种电路装置和相应的方法，用于具有高效率的改进的RF信号线性功率放大，特别是针对例如在宽带复包络信号系统的发射机中受幅度和相位调制的输入RF信号。
通过根据所附权利要求1的方法，实现上述目的。
因此，一种设置用于放大具有调制幅度和调制相位的RF信号的RF功率放大器电路装置的方法，其中，该电路包括：第一和第二放大分支，各自具有输入和输出，用于放大第一和第二分量信号之一，所述第一和第二分量信号只经过相位调制，并且所述第一和第二分量信号的组合对应于RF输入信号；其中，在第一和第二放大分支的每一个中，相应的第一和第二放大器件被配置为以相应占空比在开关模式下工作；其中，组合电路被配置为组合第一和第二放大分支的输出，使得电路装置被布置为在异相配置中工作；所述方法包括：根据作为分立组件的第一和第二放大器件中每一个的零电压开关准则，设定与第一和第二放大器件的相应第一和第二放大器件输出连接的组合电路的第一和第二电抗电感性组件的值；以及通过针对不同占空比扫描异相角度，并监控根据异相角度的相位和效率，来相对于异相配置的异相角度，根据电路装置的输出信号的恒定相位准则，调整用于操作第一和第二开关模式放大器件的第一和第二占空比。
在另一变体中，该方法还包括：通过使组合电路的第一和第二电抗电感性组件具有不同值，来将组合电路配置为非相干组合器。备选地，可以适配与第一和第二放大器件输出之一并联的附加的第三电抗元件的值，以便将组合电路配置为用于非相干组合。可以通过针对不同占空比以及第三电抗元件的值，扫描异相角度，并针对给定的输出功率回退电平(back-offlevel)选择根据异相角度的最佳效率，来找到第一和第二电抗电感性组件的所需有效值。作为另一备选，该方法包括：通过针对不同占空比扫描异相角度，将第一和第二放大器件的相应第一和第二占空比设定为不同值。
上述目的还通过根据所附权利要求5的用于放大具有调制幅度和调制相位的RF输入信号的RF功率放大器电路装置来实现。
相应地，该电路装置包括：第一和第二放大分支，各自具有输入和输出，用于放大第一和第二分量信号之一，所述第一和第二分量信号只经过相位调制，并且所述第一和第二分量信号的组合对应于RF输入信号；在第一和第二放大分支的每一个中，相应的第一和第二放大器件被配置为在开关模式下工作，其中每个放大分支具有相应的第一和第二占空比；其中，由组合电路组合第一和第二放大分支的输出，使得电路装置是在异相配置中工作；其中，各个第一和第二电抗电感性组件连接至相应的第一和第二放大器件的输出；以及用于操作第一和第二开关模式放大器件的第一和第二占空比是不同的。
上述目的还通过根据所附权利要求6的用于放大具有调制幅度和调制相位的RF输入信号的RF功率放大器电路装置来实现。
相应地，该电路装置包括：第一和第二放大分支，各自具有输入和输出，用于放大第一和第二分量信号之一，所述第一和第二分量信号只经过相位调制，并且所述第一和第二分量信号的组合对应于RF输入信号；在第一和第二放大分支的每一个中，相应的第一和第二放大器件被配置为以相应的第一和第二占空比在开关模式下工作；其中，组合电路被配置为组合第一和第二放大分支的输出，使得电路装置是在异相配置中工作；其中，由根据权利要求1的方法获得与相应的第一和第二放大器件的相应第一和第二放大器件输出连接的组合电路的第一和第二电抗电感性组件的值、以及用于操作第一和第二开关模式放大器件的第一和第二占空比。
在另一变体中，可以通过使组合电路的第一和第二电抗电感性组件具有不同值，来将组合电路配置为非相干组合器。备选地，可以将第三电抗元件与第一和第二放大器件输出之一并联。通过权利要求2的方法可获得占空比的值以及第一和第二电抗电感性组件的有效值的值。
第一和第二放大器件可以包括在D类、DE类、E类、F类或E/F类模式下作为开关模式功率放大器而工作的电路配置。
在电路装置的特定实施例中，组合电路包括传输线变压器，用于组合第一和第二放大分支的输出。备选地，组合电路可以包括中心抽头差分电感器，用于组合第一和第二放大分支的输出。备选地，组合电路可以包括λ/4传输线组合器，用于组合第一和第二放大分支的输出。在另一备选配置中，组合电路可以包括相应的第一和第二变压器，第一和第二变压器的相应主绕组与第一和第二放大分支的相应输出连接，相应次绕组串联堆叠，用于组合第一和第二放大分支的输出。此外，在另一备选实施例中，组合电路可以包括相应的第一和第二晶格不平衡变压器，第一和第二晶格不平衡变压器的相应输入与第一和第二放大分支的相应输出连接，第一和第二晶格不平衡变压器的输出与负载并联。在这种情况下，要注意，不平衡变压器(balun)基本上表示用于在平衡和不平衡电信号之间转换的无源电子电路。
根据本发明的电路装置尤其适合处理宽带复包络信号的系统。具体而言，在针对连接性和蜂窝应用的发射机中，高PAR的调制标准要求功率放大器在大动态范围上是高效的，以节省电池寿命。这种系统的示例可以是GSM(全球移动通信系统)增强数据率演进(EDGE)、使用宽带码分多址(WCDMA)的通用移动电信系统(UMTS)、上行或下行高速分组接入(HsxPA)、使用正交频分多址(OFDM)调制的微波接入全球互操作性(WiMAX)、以及使用OFDM调制等的第三代长期演进(3G-LTE)。不言而喻，上述标准仅仅是作为示意性示例给出，因此，本发明不是仅限于此。
总之，根据本发明第一方面，发现了通过再优化空载时间，或者相反地再优化占空比，可以保持组合器之后的输出信号的相位相对于异相角度是线性的。此外，可以保持电抗性组件不变，即，在将例如DE类放大器作为分立放大器来优化(如D.C.Hamill，“Impedance PlaneAnalysis of Class-DE Amplifier，”IEE Electronics Letters，vol.30，no.23，pp.1905-1906，Nov.1994中提出的)时得到的组件的值。换言之，已经发现了对例如DE类放大器的空载时间的再优化带来了输出信号相对于异相角度的恒定相位。可以通过针对不同占空比扫描异相角度，并监控根据异相角度的相位和效率，来进行占空比的优化。已经发现了这得到一个唯一解。
此外，根据本发明第二方面，已经发现了除了引入优化选择的空载时间之外，例如当在DE类模式下操作放大器时，使用例如Chireix组合器之类的非相干组合器，也可以减少消弧电流以及由于放大器的输出电容导致的开关。这种组合实现了根据异相角度的良好功率效率。可以通过针对不同占空比以及非相干组合器的电抗性元件的值来扫描异相角度，并针对由标准确定的给定输出功率回退电平，根据异相角度来选择最佳效率，来进行占空比以及非相干组合器的附加电抗性元件的值的优化。如上所述，不使用分立的并联电抗性元件来使得路径是电不对称的，而可以在两条路径上均使用不同的并联电感器Lx和Lx*，即，取代电感器Lx与附加电抗性元件B1的组合，采用具有等效值的电感器Lx*。这节省了一个附加组件并且本质上起到相同作用。
此外，根据本发明第三方面，已经发现了通过改变开关占空比，可以控制例如DE类和/或E类操作模式的高效率开关模式放大器的输出信号的相位。通过这种基本效果，如在M.Albulet，RF PowerAmplifiers，Chapter 4，Noble Publishing.Atlanta，GA，2001中大体上论述的，有理由得到，可以通过以不同占空比操作两个放大器来控制电抗性补偿。这可以视为一种‘数字Chireix’方法。可以与第一和第二方面类似地进行对每一个放大分支的放大器占空比的优化，但是不适用电抗性元件来形成非相干组合器，而是使用放大分支中的不同占空比。
不言而喻，本发明技术人员会认识到本发明的三个方面可以可应用地组合。
最后，优选地，通过使用如例如由A.V.Grebennikov在“Class-Ewith Parallel Circuit-A New Challenge for High-Efficiency RF andMicrowave Power Amplifiers，”IEEE MTT-S Digest，vol.3.pp.1627-1630，June 2002中提出的并联电抗性(电感性)组件，来实现D类、DE类、E类、F类或E/F类模式下使用的放大器配置，对于所提出的配置，可以优化功率效率。注意，这与使用串联电抗性(电感性)组件的更加传统的方式相反，这种传统方式导致放大器的有限带宽。
在独立权利要求的从属权利要求中限定了本发明的优选实施例和其他变体。应该理解，本发明的电路装置和方法具有如从属权利要求中限定的相似和/或相同优选实施例。
附图说明
参照下面描述的实施例，本发明的上述和其他方面显而易见并得到说明。在附图中，图是示意性绘制的，不是成真实比例，并且不同附图中的相同附图标记(如果存在)可以指代对应元件。对于本领域技术人员，显而易见的是，在不偏离真实发明构思的前提下可以存在本发明的备选且等同实施例，本发明的范围仅由所附权利要求限定。
图1a是常规LINC或异相构思的示图；
图1b示出了与饱和功率放大器连接的差分输出信号组合器的简化等效电路；
图1c示出了通过Chireix提出的固定补偿电抗来消除有效负载阻抗的电抗性部分；
图1d示出了具有传输线耦合器的D类异相放大器的CMOS实施；
图1e示出了具有足够空载时间的D类PA，即，DE类PA；
图1f示出了使用无Chireix组件的组合器电路的异相配置中的图1e的两个PA；
图2示出了本发明的第一基本异相开关模式PA实现；
图3示出了本发明的第二基本异相开关模式PA实现；
图4示出了占空比为25％的2.4GHz并联调谐DE类功率放大器的示例；
图5示出了理想DE类放大器的典型时域信号；
图6示出了本发明第一实施例；
图7示出了在四种情况下根据归一化输出功率(Pout/max(Pout))的仿真功率效率；
图8示出了针对图7四种情况，根据异相角度ψ的输出功率的仿真归一化相位
Figure BPA00001252711200091
图9示出了针对图7四种情况，根据异相角度ψ的输出功率的仿真归一化幅度A′；
图10示出了本发明第二实施例；
图11示出了本发明第三实施例；
图12示出了本发明第四实施例；
图13示出了本发明第五实施例；
图14示出了本发明第六实施例；
图15示出了本发明第七实施例；
图16示出了本发明另一变体的第一实施例；
图17示出了本发明另一变体的第二实施例；
图18示出了在五种情况下根据归一化输出功率(Pout/max(Pout))的仿真功率效率；
图19示出了在f1＝2.1GHz，f2＝2.4GHz以及f3＝2.7GHz，DE类异相PA的功率效率与归一化输出功率；
图20示出了在f1＝2.1GHz，f2＝2.4GHz以及f3＝2.7GHz，使用Chireix组合技术的DE类异相PA的功率效率与归一化输出功率；
图21示出了根据本发明用于为异相放大器设定优化参数值的方法的必要步骤。
具体实施方式
图2和图3示出了两种基本异相开关模式PA实现，其中指示了所提出的解决方案的特征。图4是并联调谐DE类功率放大器(PA)的示例，其可以是异相配置的PA的两个放大分支中的一个放大分支。如上所述，使用非线性组件的线性放大(LINC)，也称为异相放大器技术，其中，幅度恒定但相位变化的两个信号(也成为“相量片段”)在两个分离的放大器(这里称为各个“放大分支”中的“分支放大器”)中放大，并且被组合以产生具有变化的相位和幅度的单个信号。因此，当相量片段是同相的时，包络功率达到其最大值。
不言而喻，图2到4仅仅关注为描述和理解本发明原理所需的元件。因此，对于本领域技术人员而言很清楚的是，为了实际实现，各个电路装置也将由已知电路技术和元件实现，这被视为标准设计任务。
图2所示电路装置200大体上基于互补DE类PA实现，这里使用互补DE类PA实现仅仅是为了演示目的，而不是要将本发明局限于此。开关模式下操作的各个放大器件以简化方式被表示为开关S1，S2，S3和S4，各个放大器件可以是晶体管器件或任何其他等效半导体器件。对应于漏源电容器的各个电容被指示为电容器CDS。在每一个放大分支210、220的相应输出O1，O2处并联有电感器元件Lx，电感器元件Lx用于设定所需负载角度，并与特定的占空比一起用于零电压开关。无损组合器230用于组合每一个放大分支210，220的输出信号，无损组合器230操作为信号求和器，例如，形式为具有接近一(1)的磁耦合系数的传输线变压器。变压器231的主绕组与一个放大分支220的一个输出O2连接，并进一步连接至电路的地。变压器231的次绕组与另一放大分支210的相应另一输出O1连接，并经由包括Lf0和Cf0的串联谐振器槽路(tank)250连接至相应的负载RL。
图3所示电路装置300基于推拉变压器耦合DE类实现方式，这里使用这种实现方式仅仅用于演示目的，而不是要将本发明局限于此。同样，开关模式下操作的各个放大器件以简化方式被表示为开关S1，S2，S3和S4，对应于漏源电容器的各个电容被指示为电容器CDS。在每一个放大分支310、320的相应输出O1，O2处并联有电感器元件Lx，电感器元件Lx用于设定所需DE类负载角度，并与特定的占空比一起用于零电压开关。用于对每一个放大分支310，320的输出信号求和的无损组合器330由具有接近1的磁耦合系数的相应传输线变压器331，332实现。每个变压器331，332的中心抽头主绕组与设定负载角度的相应电感器Lx并联。变压器331，332的相应次绕组经由包括Lf0和Cf0的串联谐振器槽路(tank)550与相应的负载RL串联。
从图2和3的基本实现方式可以推导出多种新颖的组合器拓扑，稍后将作为其他实施例来描述。关于这一点，应该注意，假定这里结合附图所示和描述的所有实施例而使用的术语‘无损组合器’满足对两个电压信号进行相干地求和的一般需求。根据本发明第二方面，可以通过电抗性地加载两个分支之一，来形成相应的非相干组合器。
然而，本领域技术人员将理解，不使用并联电抗性元件来使得组合器路径是电不对称的，而可以使用在两个组合器路径中的不同的并联电感器Lx。这节省了一个附加组件，并且由于向电感器元件Lx之一添加电抗性元件有效地改变了总并联电感(Lx*)，所以本质上起到了相同作用。
因此，为了说明目的，可以根据本发明第二方面，通过分别向放大器分支210，220或310，320之一连接电抗性元件B1，或者通过使两个分支分别具有不同的电感器Lx和Lx*来使放大分支不对称，来进一步扩展图2和3所示的电路配置。这获得了相应的组合器230或330成为相应的非相干无损组合器240或340，通过非相干无损组合器240或340，可以进一步提高相对于异相角度的总体功率效率。
现在参照图4，为了更好说明，通过示例描述以占空比25％工作的2.4GHz并联调谐DE类功率放大器(PA)电路400，作为起始点。DE类PA400在功率能力和最大DE类工作频率方面是良好折衷的。作为仅有的不理想性，采用开关器件S1，S2的RON和CDS，开关器件S1，S2在实际中会是半导体开关元件，例如以已知的适用半导体技术实现的NMOS、PMOS或CMOS晶体管。
对于要论述的示例，采用的值基于C065中2mm ED(扩展漏极)GO2NMOS器件，其工作于电源电压VDD＝5V。相应地，这在晶体管导通时近似给出了电阻RON＝0.5Ohm以及漏源电容CDS＝2pF。对于并联调谐DE类PA，可以使用下面设计等式(6)到(10)作为起始点，其中d表示DE类放大器的设定占空比。
Figure BPA00001252711200121
Figure BPA00001252711200122
ω 0 = 2 πf 0 = 1 L f 0 c f 0 - - - ( 8 )
Figure BPA00001252711200124
P out = ω C DS V DD 2 tan 2 ( dπ ) π - - - ( 10 )
因此，对于采用的占空比d＝0.25(0.25％)，上述等式(6)到(10)限定了负载RL，DE＝18.3Ω，负载角度设定电感器Lx＝772pH，以及输出功率Pout＝23.8dBm。
图5示出了图4理想DE类放大器(即，占空比d＝25％以及RON＝0)的典型的时域信号。从图5可以看出，在截止状态期间，即在时间点t1与时间点t2之间，借助于电感器Lx，在E类条件(即，零电压开关)下对放大器的输出电感CDS充电和放电。
图6中示出了本发明第一实施例，其中图4的DE类PA 400(称为400*)与第二个DE类PA 400**相组合，形成作为本发明第一实施例的异相PA，相对于结合图2所描述的普通DE类异相PA 600。然而，与图2的电路装置不同，在图6的电路装置中，电感器Lx已经结合在组合器结构中；这节省了总组件数目。此外，可以在串联谐振器槽路650中结合任何串联泄漏电感，并且变压器结构631的任何寄生电容添加至异相放大器器件本身的总寄生电容。
为量化根据本发明的电路装置的优点，定义了以下四种情况：
1.组合两个电压模式D类放大器(d＝0.5)，无任何附加电抗性补偿，即，如参照图1的所述，没有负载角度电感器Lx；
2.组合对于d＝0.25被单独针对最大效率而优化的两个DE类放大器，如参照图1e所进行的；
3.组合如图6所述的两个DE类放大器，其中，根据本发明第一方面，占空比d被再优化，但是电感器Lx未改变，即，具有与情况2中相同的值。因为组合器是相干的，所以不使用附加电抗性组件B1；
4.组合如图6所述的两个DE类放大器，其中，占空比d被再优化，并且使用附加电抗性组件B1，但是电感器Lx未改变，即，电感器Lx具有与情况2中相同的值。该实施例对应于本发明第一和第二方面的组合。因此，组合器是非相干的。
图7示出了针对上述定义的四种情况，仿真的根据归一化输出功率(Pout/max(Pout))的功率效率。为参照目的，也包括了B类PA的功率效率，很显然，本发明的功率效率胜过B类PA的功率效率。图8和9示出了仿真的根据异相角度ψ的输出功率的归一化相位
Figure BPA00001252711200131
和幅度A′。
因此，以占空比50％工作的常规电压模式D类(简称为VMCD)PA遭受输出电容中的开关损失。如果将该效率与B类PA比较，则VMCD PA仅仅在较低输出功率上略微好点。如果使用DE类PA，并且所有元件值是根据上述等式(6)到(10)优化的，则相比于VMCD，组合后的效率好得多，即，图7的曲线(2)。
然而，图8的曲线(2)显示了仅仅组合来优化DE类放大器会导致严重的AM-PM非线性，这是因为输出相位相对于包含包络幅度信息的异相角度是非线性的。这个问题可以由本发明第一方面来解决。即，通过利用给定元件值RL，DE和Lx来再优化占空比。例如，在所示示例实施例中，从图7和图8的曲线(3)可以看出，将占空比调整为d＝0.17(17％)不仅获得了根据异相角度的恒定输出相位，还获得了更高的功率效率。
值得注意的是，可以在包含PA的设备的启动期间的数字校准和/或预失真例程中进行占空比调整，包含PA的设备例如是需要这种功能的无线电装置，特别是软件定义无线电装置(SDR)。
最后，根据本发明第二方面，通过使组合器非相干(即，通过在两个PA输出中任一输出处添加附加电抗性组件B1，或者通过选择两个路径中相应的不同并联电感器Lx和Lx*来使路径是电不对称的)，来提高功率效率，如图7和图8的曲线(3)所示。注意，在所有情况下，如图9所示，可能需要幅度预失真功能。等式(4)给出了最简单的关系，等式(4)仅仅对于情况1(即，VMCD PA)成立。
图10示出了本发明第二实施例，同样，图4的DE类PA 400(称为400*)与第二个DE类PA 400**相组合，形成异相PA 1000。已经方便地将电感器Lx结合在组合器结构1031中，以节省总组件数目。变压器结构1031的任何寄生电容添加至设备100的总寄生电容。注意，可以不使用串联谐振器槽路1050，而是备选地使用输出处的并联谐振器槽路。这样，输出电感器Lx/2可以与并联谐振器槽路合并。还值得注意的是，该结构的负载电阻是图6所示实施例的四分之一，这是由于该网络的变换特性。
图11和图12示出了本发明的第三和第四实施例，其中图4的DE类PA 400(称为400*)与第二个DE类PA 400**相组合，分别形成异相PA 1100或1200，并且如图1d所示，分别使用传输线组合器1131或1231。不同之处在于，通过包括并联电感器Lx并以占空比d＜0.5(50％)操作放大器400*和400**，来在DE类模式下操作放大器400*和400**，以容纳空载时间期间的零电压开关。
将理解，如在本发明所有实施例中，根据本发明第二方面，通过在两个PA 400*和400**的输出中任意一个输出处包括相应的电抗性组件B1，或者通过在两个路径中提供相应的不同并联电感器Lx和Lx*来使路径是电不对称的，可以分别使组合器1130或1230是非相干的。
注意，图12中电路的示图是组合器的集总(lumped)等效电路，即，可以将电感器中的一些与其他电感性元件(例如输出槽路1250的电感器)合并。
图13示出了本发明第五实施例，其基于推拉变压器耦合DE类电路装置1300。该配置是图3所示一般示意图的更加实际的实现方式。当所用技术中没有互补开关器件S1-S4可用时，变压器耦合实现方式可以视为是有利的。此外，可以通过仅仅堆叠变压器1331和1332，来容易地对两个放大器310和320的输出信号求和。
注意，如在第一和第二实施例中，已经方便地将DE类电抗性组件Lx结合在变压器设计本身中，这同样节省了组件数目。此外，变压器1331和1332的任何并联电容可以添加至PA 1300本身的寄生电容。
图14示出了本发明第六实施例，其基于推拉变压器耦合DE类电路装置1400。用晶格不平衡变压器(lattice balun)替换了图13电路装置1300的变压器不平衡变压器(transformer balun)。晶格类型不平衡变压器的优点在于，在插入损失方面，磁耦合不会限制性能。此外，可以仅仅通过连接不平衡变压器的输出，即，通过点SP处的电流求和，来对两个放大器310和320的输出信号求和。
注意，将DE类电抗性组件Lx结合在经由中心抽头连接至VDD的偏置电感器中。该偏置电感器是具有紧密耦合的差分电感器，以将所有偶次谐波设定为0。一般而言，这种条件对于最优D类操作是强制性的。
图15示出了本发明第七实施例，其基于推拉变压器耦合DE类电路装置1500。用短路λ/4传输(图15中示为λ/4)替换了相应的偏置电感器，短路λ/4传输用作针对D类操作的偶次谐波短路。
在本发明的另一变体中，作为使用Chireix组合器(即，非相干组合器)的备选或附加，根据本发明第三方法，这种使用可以通过以不同的占空比在异相配置中操作开关模式功率放大器来避免。在上述第一到第七实施例中，已经假定了两个放大分支的占空比是相同的，并且提出了通过Chireix组合器技术补偿不希望的电抗性负载，来提高回退功率效率。
基本上由电压电流之比来设定阻抗。如上所述，Chireix方法使用与一个放大分支的负载并联的补偿电抗性元件，来改变电压-电流相位关系。根据本发明第三方面，已经发现通过改变开关占空比，对例如D类、DE类、E类、F类或E/F类操作模式等高效率开关模式放大器中输出信号相位的控制是可能的。M.Albulet，RF Power Amplifiers，Chapter 4，Noble Publishing.Atlanta，GA，2001中论述的基本效应可以推断出，通过以不同的占空比操作两个放大器，可以控制电抗性补偿。本文中将此引入，作为一种‘数字Chireix’方法。
图16和图17分别示出了两个基本异相开关模式PA电路装置1600和1700，其中相比于图2和图3，特别的是，不再需要附加的(Chireix)电抗性元件。每个放大分支的相应驱动器信号V1和V2是差分方波信号，具有不同的占空比d1和d2。图16(对应于图2)基于互补DE类实现。图17(对应于图3)示出了推拉变压器耦合DE类实现。
值得注意的是，已经发现该技术可应用于使用开关模式功率放大器的任何异相发射机，例如D类、DE类、E类和F类。然而，当电压摆动受到制约以防止例如深亚微米COS中的可靠性问题时，优选DE类。此外，应该理解可以应用多种组合器拓扑，这些组合器拓扑的一些实施例已经通过上述第一到第七实施例得以描述。
为了更好示出本发明第三方面，下面描述实际示例，占空比为25％的2.4GHz变压器耦合DE类PA，这种占空比在操作的功率能力和最大DE类频率方面是良好折衷。唯一的非理想性在于，基于GaN晶体管的数据获取开关器件的RON和CDS。开关级工作于电源电压VDD＝50V。RON＝1.3Ohm，并且CDS＝1.2pF。对于占空比d＝0.25(25％)，图4中的电路参数是RL＝244Ω和Lx＝5.15nH，当放大器同相操作时，这得到最大Pout＝50dBm。
为了更好示出了根据本发明第三方面的所提方案的优点，通过示例进行如下假设：
1.组合两个电压模式D类放大器，占空比为d＝0.5，无任何附加电抗性补偿，即，如参照图1d所述，没有负载角度电感器Lx；
2.组合对于相同占空比d1＝d2＝0.25被单独针对最大效率而优化的两个DE类放大器，如参照图1e所进行的；
3.组合情况2的两个DE类放大器，但是占空比是再优化的，并且对于两个PA是相等的，即，占空比是d1＝d2＝0.33；
4.组合情况2的两个DE类放大器，其中占空比再次被再优化为d1＝d2＝0.27，并且电路中进一步使用电抗性补偿组件B1，即，‘模拟’Chireix技术；
5.组合情况2的两个DE类放大器，但是分别针对单独的PA分支将占空比优化为d1＝0.23和d2＝0.35，这是根据另一变体(即，根据本发明第三方面)的本质特征。
图18示出了在上述定义的五种情况下根据归一化输出功率(Pout/max(Pout))的仿真功率效率。为参照起见，也示出了B类PA的功率效率，其示出了来自线性PA的最佳效率。从图18可以看出，在情况(5)中，即，根据本发明第三方面的‘数字Chireix’方法中，相比于使用相等占空比的情况(3)，在回退中效率可以进一步提高另外20％个点。使用13dB回退点(Pnorm＝0.05)作为参照，这是因为大多数现代通信标准在该范围内具有峰值-平均值比率(PAR)。虽然效率不如Chireix组合器那样高，但是所提方法具有更少的缺陷。例如，如果采用系统的25％带宽(2.1-2.7GHz)，图19示出了如本发明第三方面所提出的，通过再调谐各个分离开关级的占空比，几乎可以完全恢复效率对输出功率曲线概览图。相反，传统Chireix放大器不具有该特性，因为补偿电抗限制了有用带宽，如图20所示，其中示出了在f1＝2.1GHz，f2＝2.4GHz和f3＝2.7GHz，DE类异相PA的功率效率对归一化输出功率。已经再优化了开关级的各个占空比。
最后但也很重要，值得注意的是，通过结合各个单独放大级的最优占空比操作来使用Chireix组合器，本发明的‘数字’Chireix方法可以与常规(即，‘模拟’)Chireix技术组合成‘混合信号’Chireix。
图21示出了根据本发明用于设定上述异相放大器电路装置的优化参数值的方法的基本步骤。
该方法开始于(START)对具有调制幅度和调制相位的RF输入信号进行放大的RF功率放大器电路装置，其中该电路包括：第一和第二放大分支，各自具有输入和输出，用于放大第一和第二分量信号之一，所述第一和第二分量信号只经过相位调制，并且所述第一和第二分量信号的组合对应于RF输入信号；其中，在第一和第二放大分支的每一个中，相应的第一和第二放大器件被配置为以相应占空比在开关模式下工作；其中，组合电路被配置为组合第一和第二放大分支的输出，使得电路装置被布置为在异相配置中工作。
首先，在步骤S100，根据作为分立组件的第一和第二放大器件中每一个的零电压开关准则，设定与第一和第二放大器件的相应第一和第二放大器件输出连接的组合电路的第一和第二电抗电感性组件的值。
接下来，在步骤S200，通过针对不同占空比扫描异相角度，并监控根据异相角度的相位和效率，来相对于异相配置的异相角度，根据电路装置的输出信号的恒定相位准则，调整用于操作第一和第二开关模式放大器件的第一和第二占空比。
如上所述，在另一变体中，可以在步骤S300，通过使组合电路的第一和第二电抗电感性组件具有不同值，来将组合电路配置为非相干组合器。备选地，可以适配与第一和第二放大器件输出之一并联的附加的第三电抗元件的值，以便将组合电路配置为用于非相干组合。可以通过针对不同占空比以及第三电抗元件的值，扫描异相角度，并针对给定的输出功率回退电平(back-off level)选择根据异相角度的最佳效率，来找到第一和第二电抗电感性组件的所需有效值。
作为对于步骤S300的另一备选步骤或附加步骤，步骤S400中，通过针对不同占空比扫描异相角度，将第一和第二放大器件的相应第一和第二占空比设定为不同值。
综上，公开了用于设置RF功率放大器电路装置中的参数值。基本上，该放大器电路装置包括第一和第二放大分支，并工作于异相配置，用于放大具有调制幅度和调制相位的RF输入信号。此外，公开了多种相应的电路装置。根据第一方面，对空载时间进行再优化，或者相反地，对占空比进行再优化，组合器之后的输出信号的相位可以相对于异相角度保持线性。此外，根据第二方面，除了引入优化选择的空载时间之外，非相干组合器还能够减小消弧电流和由输出电容引起的开关损失。此外，根据第三方面，附加地或备选地，可以通过以不同占空比操作两个放大分支，来控制电抗性补偿。
虽然在附图和以上描述中具体示出和描述了本发明，但是这些示出和描述应该被视为是示意和示例性的，而不是限制性的；本发明不限于公开的实施例。根据对附图、本公开以及所附权利要求的研究，本领域技术人员在实践权利要求所保护的本发明时可以理解和实现所公开的实施例的其他变体。在权利要求中，单词“包括”不排除其他元件或步骤，不定冠词“a”或“an”不排除多个。单个装置或其他单元可以履行权利要求中所引述的若干项的功能。在彼此不同的独立权利要求中引述特定手段的事实并不指示这些措施的组合不是有利的。权利要求中的附图标记不应视为限制本发明的范围。

Claims (11)

1.一种设置用于放大具有调制幅度和调制相位的RF输入信号的RF功率放大器电路装置的方法， 
其中，该电路包括：第一和第二放大分支，各自具有输入和输出，用于放大第一和第二分量信号之一，所述第一和第二分量信号只经过相位调制，并且所述第一和第二分量信号的组合对应于RF输入信号； 
在每一个第一放大分支中的第一放大器件和每一个第二放大分支中的第二放大器件分别被配置为以相应占空比（d）在开关模式下工作； 
组合电路被配置为组合第一和第二放大分支的输出，使得电路装置被布置为在异相配置中工作； 
所述方法包括： 
根据作为分立组件的第一和第二放大器件中每一个的零电压开关准则，设定（S100）与第一和第二放大器件的相应第一和第二放大器件输出连接的组合电路的第一和第二电抗电感性组件的值；以及通过针对不同占空比（d）扫描异相角度，并监控与异相角度相应的相位和效率，来相对于异相配置的异相角度，根据电路装置的输出信号的恒定相位准则，调整（S200）用于操作第一和第二开关模式放大器件的第一和第二占空比； 
所述方法还包括： 
通过使第一和第二电抗电感性组件具有相应的不同的值（Lx，Lx*），来将组合电路配置（S300）为非相干组合器；或者 
通过适配与第一和第二放大器件输出之一并联的第三电抗元件（B1）以便将组合电路配置为用于非相干组合，来将组合电路配置（S300）为非相干组合器，其中通过针对不同占空比（d）以及第三电抗元件（B1）的值，扫描异相角度，并针对给定的输出功率回退电平来选择与异相角度相应的最佳效率，来进行所述适配。 
2.根据权利要求1所述的方法，还包括：通过针对不同占空比扫描异相角度，将第一和第二放大器件的相应第一和第二占空比（d1，d2）设定（S400）为不同值。 
3.一种用于放大具有调制幅度和调制相位的RF输入信号的RF功率放大器电路装置(200;300;600;1000;1100;1200;1300;1400;1500;1600;1700)， 
其中，该电路包括：第一和第二放大分支，各自具有输入（I1，I2）和输出（O1，O2），用于放大第一和第二分量信号之一，所述第一和第二分量信号只经过相位调制，并且所述第一和第二分量信号的组合对应于RF输入信号； 
其中，在每一个第一放大分支中的第一(210;310;400*)放大器件和每一个第二放大分支的第二(220;320;400**)放大器件分别被配置为以相应的第一和第二占空比在开关模式下工作； 
组合电路(230;330;630;1030;1130;1230;1330;1430;1530;1630;1730)被配置为组合第一和第二放大分支的输出，使得电路装置是在异相配置中工作； 
其中，通过与第一和第二放大器件输出之一并联的第三电抗性元件（B1），或者通过使第一和第二电抗电感性组件(Lx,Lx*)具有相应的不同值，来将组合电路(230;330;630;1030;1130;1230;1330;1430;1530;1630;1730)配置为非相干组合器(240;330;640;1040;1140;1240;1340;1440;1540;1640;1740)。 
4.根据权利要求3所述的电路装置，其中，用于操作第一和第二开关模式放大器件的第一和第二占空比相同。 
5.根据权利要求3或4所述的电路装置，其中，第一和第二放大器件包括在D类、DE类、E类、F类或E/F类模式下作为开关模式功率放大器而工作的电路配置。 
6.根据权利要求3或4所述的电路装置，其中，组合电路包括传输线变压器（230），用于组合第一和第二放大分支的输出。 
7.根据权利要求3或4所述的电路装置，其中，组合电路（330）包括中心抽头差分电感器，用于组合第一和第二放大分支的输出。 
8.根据权利要求3或4所述的电路装置，其中，组合电路(1130;1230)包括λ/4传输线组合器或者λ/4传输线组合器的集总等效器件，用于组合第一和第二放大分支的输出。 
9.根据权利要求3或4所述的电路装置，其中，组合电路（1330）包括第一和第二变压器，第一变压器的主绕组与第一放大分支的输出连接，第二变压器的主绕组与第二放大分支的输出连接，相应次绕组串联堆叠，用于组合第一和第二放大分支的输出。 
10.根据权利要求3或4所述的电路装置，其中，组合电路（1430）包括第一和第二晶格不平衡变压器，第一晶格不平衡变压器的输入与第一放大分支的输出连接，第二晶格不平衡变压器的输入与第二放大分支的输出连接，第一和第二晶格不平衡变压器的输出与负载并联。 
11.一种发射机，包括根据权利要求3或4所述的电路装置，所述发射机用于对宽带复包络信号进行处理的系统，包括EDGE、使用WCDMA调制的UMTS、HSxPA、使用OFDM调制的WiMAX、或使用OFDM调制的3G-LTE。 
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