SE521673C2 - Sammansatt förstärkare - Google Patents
Sammansatt förstärkareInfo
- Publication number
- SE521673C2 SE521673C2 SE0104011A SE0104011A SE521673C2 SE 521673 C2 SE521673 C2 SE 521673C2 SE 0104011 A SE0104011 A SE 0104011A SE 0104011 A SE0104011 A SE 0104011A SE 521673 C2 SE521673 C2 SE 521673C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- amplitude
- drive signal
- linear drive
- phase
- amplifier
- Prior art date
Links
- 239000002131 composite material Substances 0.000 title claims abstract description 30
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 18
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 11
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000004075 alteration Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 1
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000035515 penetration Effects 0.000 description 1
- 238000003825 pressing Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000012552 review Methods 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3294—Acting on the real and imaginary components of the input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0294—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3282—Acting on the phase and the amplitude of the input signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
25 30 5121 677) 'jf " medeleffelï, särekilt medar hög linjaritet bibehålls och när verkliga RF- transitorer används.
SAMMANFATTNING Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att öka effektiviteten hos en sammansatt förstärkare med ett Chireix-utgångsnät. Företrädesvis bör den- na förstärkare även vara mycket linjär.
Detta syfte uppnås i enlighet med de medföljande patentkraven.
Kortfattat kan den sammansatta förstärkarens effektivitet ökas genom bil- dande av en icke-konstant lågeffekt drivsignal som beror icke-linjärt på amplituden av insignalen till en eller båda av effektförstärkarna.
En föredragen utföríngsform separerar de utfasade signalerna till bärvågs- synkrona komponenter och kvadraturkomponenter, vars amplitud och fas anpassas individuellt och rekombíneras för att reducera driveffektförbruk- ning.
Genom korrekt filtrering kommer amplituden att vara mycket linjär över ett stort frekvensområde. Förutom förbättrad effektivitet reducerar denna lös- ning även precisionskraven för det kombinerande Chireix-nätet, RF -kedjorna och signalkomponentsepareringen, vilket därigenom i hög grad förenklar till- verkning.
KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppfinningen, tillsammans med ytterligare syften och fördelar med denna, kan bäst förstås genom hänvisningar till följande beskrivning läst tillsam- mans med de medföljande ritningarna, i vilka: Fig. 1 är ett blockdiagram av en konventionell Chireix-förstärkare; 10 15 20 25 30 "'f f' -c-npnø : | v ~ . n o ~ z . :Q v oo u v Qg, l>- ,i. I: u l i«n u n; i .| z Fig. 2 är ett blockdiagram som illustrerar principerna med en samman- satt förstärkare i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 3 är ett diagram som illustrerar förhållandet mellan drivsignals- amplituden och utsignalsamplituden hos en effektförstärkare i en konven- tionell Chireix-förstärkare; Fig. 4 är ett diagram som illustrerar förhållandet mellan drivsignalsfa- sen och utsignalsfasen hos en effektförstärkare i en konventionell Chireix- förstärkare; Fig. 5 är ett diagram som illustrerar förhållandet mellan drivsignals- amplituden och utsignalsamplituden hos en effektförstärkare i en samman- satt förstärkare i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 6 är ett diagram som illustrerar förhållandet mellan drivsignalsfa- sen och utsignalsfasen hos en effektförstärkare i en sammansatt förstärkare i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 7 är ett blockdiagram av en utföringsform av den sammansatta för- stärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 8 är ett blockdiagram av en annan utföringsform av den samman- satta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 9 är en modell av en Chireix-förstärkares utgångsnät; Fig. 10 är ett blockdiagram av en ytterligare utföringsform av den sam- mansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 11 är ett diagram av en krets för processning av den icke-linjära signaldelen i den sammansatta förstärkaren enligt den föreliggande uppfin- ningen; Fig. 12 är ett diagram som jämför effektiviteten hos en konventionell Chireix-förstärkare med effektiviteten hos en sammansatt förstärkare i en- lighet med den föreliggande uppfinningen; samt Fig. 13 är ett flödesschema som illustrerar förfarandet i enlighet med den föreliggande uppfinningen. lO 15 20 25 30 DETALJERAD BESKRIVNING I den följande beskrivningen kommer genomgående samma hänvisningsbe- teckningar att användas för samma eller liknande element i ritningarnas fi- gurer.
Dessutom fastän utgångsnäten hos både Chireix- och LINC-förstärkare är något olika kommer de att betecknas som utgångsnät av Chireix-typ.
Fig. 1 är ett blockdiagram av en konventionell Chíreix-förstärkare. Uttrycket “utfasning”, som är huvudmetoden i Chireix- och LINC-förstärkare, betyder allmänt metoden att erhålla signalmodulering genom kombinering av två fasmodulerade signaler med konstant amplitud, vilka genereras i en signal- komponentseparator 10. Efter uppomvandling och förstärkning genom RF- kedjor 12, 14 (blandare, filter, förstärkare) och effektförstärkare 16, 18 kom- bineras de utfasade signalerna för bildande av en förstärkt linjär signal i ett Chireix-utsignalskombineringsnät 20. Faserna hos dessa utfasade signaler med konstant amplitud väljs så att resultatet från vektorsummeringen ger den önskade amplituden. Alla amplituder från såväl noll till full amplitud som negativa amplituder kan erhållas på detta sätt.
Den teoretiska effektiviteten hos utfasande förstärkare med utgångsnät av Chireix-typ har härletts i [4, 51. Antagandet i [4] är att de två ingående för- stärkarna (dvs. transistorer eller parallella kombinationer av transistorer) fungerar som klass B eller klass C förstärkare vid måttning. Detta får dem att fungera som konstanta RF-spänningskällor och toppeffektiviteten antas vara samma som för klass B förstärkare. I [5] är den antagna toppeffektivi- teten 100%. Förutom att härleda effektivitetsberäkningar för Chireix- förstärkare med konstant spänningskälla påstår referens [5] också att en liknande teoretisk analys kan utföras antagandes RF-källor med konstant ström. lO 15 20 25 30 De problem som är associerade med konventionella Chireix- eller LINC- förstärkare påverkar både linjaritet och effektivitet. Icke-linjaríteten orsakas huvudsakligen av obalanser mellan RF-kedjorna, effektförstärkarna och i ut- signalskombineraren. Effektivitetsproblemet orsakas av de höga RF- driveffekter som krävs för att mätta de ingående förstärkarna.
Konventionella LINC- eller Chireix-förstärkares driveffekt är konstant för alla utsignalsamplitudnivåer och högre än den maximalt erfordrade driveffekten för en klass B förstärkare. Detta beror på att de ingående förstärkarna måste fungera som fasmodulerade konstanta spänningskällor, ett villkor som i all- månhet erhålls genom att mätta (pressa) förstärkarna [4]. Drivsignalerna är signaler med konstant envelopp, vilket erfordrar en hög och konstant drivef- fekt.
Problemet med att ha en konstant hög driveffekt är särskilt allvarligt när sändaren verkar med en stor kvot mellan topp-till-medeleffekt eller med me- deluteffekten neddragen. Till exempel om topp-till-medelkvoten är 10 dB och utgångstransistorernas förstärkning vid maximal utsignal är 10 dB är (me- del-) driveffekten lika med medeluteffekten. Dessa ganska normala siffror belyser allvaret med detta problem. Även om allt annat (inklusive genere- ringen av drivsignaler med konstant amplitud) är 100% effektiv skulle den totala effektiviteten endast vara 50 %. Driveffekten bidrar således mest till ineffektivitet i verkliga Chireix-förstärkare.
LINC- och Chireix-förstärkarna är teoretiskt mycket linjära. I praktiken för- sämras emellertid linjaríteten på grund av obalanser mellan RF-kedjorna (förstärkare, blandare och filter) från genereringen av signalerna med kon- stant envelopp till utgångstransistorerna och även på grund av icke-ideala och obalanserade utgångsnät [6, 7, 8]. Utgångsnätets beteende är svårkon- trollerat med den erfordrade precisionen, särskilt utan trimning. Detta bety- der att det är svårt att tillverka sådana förstärkare med tillräckligt utbyte.
Ironiskt nog är det särdrag som många anser vara nyckeln till linjaritet i LINC-förstärkare, nämligen mättad drift med konstant spänning, en begrän- lO 15 20 25 30 r -,,...... . . . . . . . . . . . ,. . .. . .
Wu u. 1.» i a I n - a s v v ,),_ \.._ .. ... . sandc faktor för att i praktiken uppnå hög linjaritet. Detta beror på att den erfordrade amplitudförstärkningskomprimeringen gör det svårt att korrigera för obalanser i amplitud [7, kolumn 43, rad 23-30].
Drivsignalernas höga effekt kan även möjligen orsaka icke-linjaritet i eventu- ella utfasande system genom att läcka ut till utsignalen utan att kombineras på sätt. Läckage kan även vara ett problem i system som använder linjarise- ringsutrustning, där de icke-linjära drivsignalerna på detta sätt kan nå känsliga noder som används för mätning eller elimineríng av distorsioner.
Genom separering av varje fasmodulerad signal med konstant amplitud från en standardseparator för signalkomponenter 10 i en linjär del och en icke- linjär del, individuell ändring av dessa komponenters amplitud och fas enligt en uppsättning specifika regler och rekombinering av delarna till en signal med nya egenskaper tillhandahåller den föreliggande uppfinningen en driv- signal till en ny förstärkare av Chireix-typ. Denna förstärkare kommer att ha väsentligen lägre driveffektförbrukning än standard-Chireix-förstärkaren och kan göras linjär över en stor bandbredd, vilket kommer att visas nedan.
Fig. 2 är ett blockdiagram som illustrerar principerna med en sammansatt förstärkare i enlighet med den föreliggande uppfinningen. Insignalen till den sammansatta förstärkaren (för att förenkla uttrycken tas inte fasmodule- ringen med eftersom den endast lägger till en gemensam fas) kan uttryckas SOITI sm (t) = A(t)cos cut I enlighet med ChireiX-praxis separerar signalkomponentseparatorn 10 den- na signal till två fasmodulerade signaler med konstant amplitud 521 673 $ï§f{§Ü'Y 7 f / \ _: 1 x sl (t) = cos(wt + cos A(t)) sz (t) = cos(cot - cos-l A(t)) Genom användning av de trigonometriska likheterna cos(a + ß)= cosacosß - sinasínß 5 cos(a - ß)= cosacosß +sinasinß kan dessa signaler uttryckas som sl (t) = A(t)cos cut - sin(cos"1 A(t))sin cot S2 (t) = A(t)cos cut + sin(cos'1 A(t))sin cut 10 Genom användning av likheten cos"1 a = sin"1\/1- az l 5 erhåller man f S1 (t) = A(t)coscot - 1/1- A(t)2 sincut = Re A(t)+ jw/l - A(t)2 -ejwt \-f-' mgf-J Il Q1 sz (t) = A(t)coscot + \/1- A(t)2 sincot = Re _fí(tF)- jw/l - A(t)2 -ejwt (2 Qg 10 15 20 25 1- Hm 0 nu 0 Fran dessa uttryck kan dc baragscjvnkrona komponenterna (I) och kvadra- turkomponenterna (Q) identifieras som 11,2 = A(t) Q1,2 = J-“V 1* Alf? Dessa signaler genereras av IQ-generatorer 22, 24. Det noteras att båda sig- nalerna har samma bärvågssynkrona komponenter och samma storlek på kvadraturkomponenterna men med motsatta tecken. Det noteras dessutom att de bärvågssynkrona komponenterna är linjära i A(t) medan kvadratur- komponenterna är icke-linjära i A(t).
I enlighet med den föreliggande uppfinningen anpassas I- och Q- kornponenterna individuellt med avseende på amplitud och fas i amplitud- fasanpassare 26, 28, 30, 32. Flera anpassningsmetoder, som innefattar både konstanta och frekvensberoende anpassningar, kommer att diskuteras ned- an. De anpassade I- och Q-komponenterna summeras i adderare 34 respek- tive 36 och vidarebefordras därefter till RF-kedjorna 12, 14. I en analog utfö- ringsform kan adderarna 34, 36 till exempel implementeras som hybrider. I en digital utföringsforrn är de digitala adderare. Såsom antyds med en an- tenn kan den sammansatta förstärkaren utgöra en del av en sändare, till ex- empel en sändare i en basstation i ett cellulärt mobilt radiokommunika- tionssystem.
En första metod för anpassning av I- och Q-drivsignalkomponenternas faser och amplituder baserar sig på emulering av utgångsnätets beteende (vilket antas vara perfekt balanserat) när ett villkor med konstant spänning läggs på utgångstransistorerna. Samma spänningsamplitud, vanligtvis den maxi- malt tillåtna RF-spänningen, används av båda transistorerna. 10 15 20 25 30 De komplexa anpassningsfaktorcrna för de linjära I-delarna erhålls genom beräkning (till exempel genom användning av en modell av förstärkaren) av strömmen i varje transistors utgångsnod när transistorernas utgångsnod- spänningar är lika. Detta beror på faktumet att spänningens linjära delar vid transistorerna bör vara i fas med varandra.
De komplexa anpassningsfaktorerna för de icke-linjära Q-delarna erhålls ge- nom beräkning (med användning av modellen) av strömmen i varje transis- tors utgängsnod när transistorernas nodspänningar har samma storlek men motsatt tecken. Detta beror på faktumet att spänningens icke-linjära delar vid transistorerna bör vara i antifas med varandra (och, vilket påstods ovan, förskjutna 90° relativt de linjära delarna).
För erhållande av den önskande drivsignalen vid en viss punkt i kedjan de- las dessa anpassningsfaktorer (som är i form av utgångsström) upp av för- stärkningen och kompenseras för RF-kedjans fas (och motsvarande dimen- sionsändringar) tillbaka till anpassningselementen 26, 28, 30, 32.
Fig. 3-6 illustrerar förhållandet mellan en av drivsignalerna och utsignals- amplituden för en konventionell Chireix-förstärkare (Fig. 3-4) och för en sammansatt förstärkare i enlighet med den föreliggande uppfinningen (Fig. 5-6). Såsom kan ses från figurerna är storleken inte konstant och mindre för den föreliggande uppfinningen. Fasberoendet skiljer sig också ät med ett större totalt intervall och ett annorlunda variationsmönster.
Fig. 7 är ett blockdiagram av en utföringsform av den sammansatta förstär- karen i enlighet med den föreliggande uppfinningen. Utföringsformen i Fig. 2 är en modifiering av en konventionell Chireix-förstärkare. Granskning av uttrycket för den bärvågssynkrona komponenten ovan avslöjar emellertid att den faktiskt är samma som insignalen. Signalkomponentseparatorn 10 från Chireix-förstärkaren behövs således faktiskt inte för generering av denna signal. Istället behöver utföringsformen i Fig. 7 endast en kvadraturkompo- 10 15 20 25 30 5 121 675 §ffi§'f§ï_=' 10 nentgenerator 38 och denna generator kan anvandas for genererrng bada Q-komponenter eftersom de endast skiljer sig åt i tecken.
Fig. 8 är ett blockdiagram av en annan utföringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen. Denna utfö- ringsform visar en andra metod (som inte antar ett idealt balanserat Chireix- nät) för anpassning av de linjära delarnas amplituder och faser för erhållan- de av maximal effektutsignal och maximal effektivitet vid maximal inexcita- tionsnivå (med annars linjärt beteende). Detta kan utföras i en modell av för- stärkaren, för erhållande av anpassningsfaktorer, eller i förstärkaren själv.
Resultatet av detta förfarande är förstärkarprestanda och effektivitet som liknar en klass B förstärkare när samma transistorer används.
I denna utföringsform anpassas de icke-linjära signalkomponenternas amp- lituder och faser för att minimera medelströmförbrukníngen. Detta villkor tillåter vanligtvis åtminstone en av transistorerna att ha konstant och maxi- mal utspänning. Eftersom detta förfarande företrädesvis bör utföras medan linjaritet i utsignalen säkerställs bör de förstärkta icke-linjära signalerna eliminera varandra vid utgången. Det är möjligt att åstadkomma en sådan eliminering, vilket kommer att visas nedan. För att förklara hur detta utförs är det emellertid nödvändigt att införa en modell av en Chireix-förstärkares utgängsnät.
Fig. 9 illustrerar en sådan modell av utgångsnät. I denna modell modelleras den aktiva delen av förstärkarens transistorutgångar som styrda linjära strömgeneratorer. Transistorernas ändliga utgångskonduktanser betecknas zpi respektive zpz. De impedanser som framställs till varje strömgenerators utgångsnod definieras som 10 15 20 25 Eiïluïl. f' :Ûufï :uzfli --' -'« -I . _ , __ ; :' :-: . ._ , På liknande sätt definieras transimpedetnserna, dvs. spänningen vid den in- aktiva förstärkarutgången som gensvar på en utström vid den aktiva förstär- karen, som En annan storhet av intresse är hur RF-strömmar från förstärkarnas 16 och 18 utgängsnoder omvandlas till spänningar vid den sammansatta förstärka- rens utgångsnod. Denna storhet representeras av utgångstransímpedanser- Ha Genom antagandes att alla komponenter är någorlunda linjära kan överlag- ring användas för analysering av denna modell. Återvänd till Fig. 8, eftersom utgångsnätet (inklusive kombineraren 20 och ingångslinor till denna kombinerare) kan vara obalanserad följer det att zoi inte behöver vara lika med 202. Eftersom de icke-linjära signaldelarna bör eliminera varandra vid utgången erfordras det att linjaritetsvillkoret f11'Z01+q2'-Z02 :Û är uppfyllt, där qi och qz är de anpassade icke-linjära komponenterna. Vill- koret är möjligt eftersom de icke-linjära delarna är identiska, förutom teck- net. Ett enkelt sätt att uppfylla detta krav är att införa ett filter i varje gren, vilket emulerar den andra grenens utgångstransimpedans. Således finns ett filter 40 för emuleríng av transimpedansen 202 infört i den övre grenen och ett filter 42 för emuleríng av transimpedansen z01 infört i den nedre grenen i lO 15 20 25 30 ['01 6 77)» :.:¿.._¿ Q. ...z '_ _ x, t.. \ f ' ' ' 1 Z -_ - . ' “ I I l l " ',_",_¿ 37-1- f' ' . I = .
Fig. 9. En annan möjlighet är att ha ett kornpenseringsfilter i _.ndast en av grenarna, till exempel 202 * zorl i den övre grenen (här betecknar “'” faltning i tidsdomånen och multiplikation i frekvensdomänen). I utföringsformen i Fig. 8 är det mjöligt att kombinera elementen 28, 40 respektive 30, 42 för erhål- lande av frekvensberoende amplitud- och fasanpassning av de icke-linjära drivsignalerna.
Genom införande av de bredbandiga frekvensberoende transimpedanserna zoi och zoz i linjarítetsvillkoret, vilket beskrevs i det föregående stycket, istället för endast deras värden vid en specifik frekvens erhålls linjaritet i ut- signalen över en stor bandbredd. Den icke-linjära delen kommer således att elimineras i utsignalen för all frekvenser inom någon specificerad band- bredd.
Bra effektivitet kräver i allmänhet att matningsspänningen utnyttjas maxi- malt. I vissa typer av utgångsnät kan detta erhållas för båda transistorer, men i allmänhet kan det erhållas för åtminstone en transistor. Detta medför att frekvensberoende anpassningar även utförs på en eller båda linjära delar (förutom de beskrivna anpassningarna för linjaritet med filter som ger ett önskat frekvensberoende för de icke-linjära delarna). I allmänhet kan en transistors utgångsspänning göras helt och hållet fri från frekvensberoen- den. För bra effektivitet är frihet från frekvensberoende inte nödvändigt. Det är vanligtvis tillräckligt om den linjära delen och den icke-linjära delen av transistorns utgångsspänning har väsentligen samma frekvensberoende. En utföringsform av den föreliggande uppfinningen som införlivar dessa idéer illustreras i Fig. 10.
Fig. ll år ett diagram av en krets för processning av den icke-linjära signal- delen i den sammansatta förstärkaren enligt den föreliggande uppfinningen.
Denna krets är baserad på reciprocitetsteoremet, som fastslår att: En ström som införs i utgångsnoden ger samma spänningssvar vid ingångsnoden (- noderna) som samma ström införd vid ingångsnoden skulle ge vid utgångs- lO 15 20 nöden. Detta betyder att en k O mvänd, skalad kopia av det i Fig. 9 illustrerade utgångsnätet kan användas för ett erhålla de önskade signalerna qi och qz.
Ett alternativ till nätet i det föregående stycket är ett nät av två icke- omvända, skalade kopior av utgångsnätet i Fig. 9 eller ett annat nät som ger den önskade skillnaden i frekvenssvar.
Antagandes en förstärkare som är anpassad för korrekt drift vid mittfrekven- sen, kan de frekvensberoende modiñeringarna till de linjära och icke-linjära drivkomponenterna uttryckas på flera olika sätt. Ett sätt är Linjär del till förstärkaren 16 z (normaliserad) Linjär del till förstärkaren 18 : zu (normaliserad) Icke - linjär del till förstärkaren 16 z z Icke - linjär del till förstärkaren 18 (nonnaliserad) (normaliserad) Denna utföringsform är symetrísk med avseende pä de två förstärkarna 16, 18. Ett annat exempel är Linjär del till förstärkaren 16 : 2,11 Linjär del till förstärkaren 18 : zfz' Icke -linjär del till förstärkaren 16 z; Icke -linjär del till förstärkaren 18 z; Denna utföringsform är bättre för förstärkaren 16. Ett ytterligare exempel är Linjär del till försärkaren 16 z Linjär del till försärkaren 18 z Icke -linjär del till försärkaren 16 : (zu - zoz * zu * z; I! * 202 * z: Icke -linjär del till försärkaren 18 lO 15 20 25 30 transistor (i detta fall transistorn hos förstärkaren 16).
Den föreliggande uppfinningen resulterar i en sammansatt förstärkare som drivs med signaler med icke-konstant amplitud, där särskilt de icke-linjära delarna är avsevärt nedskalade jämfört med tidigare kända lösningar. Drifts- principen för förstärkarens transistorer har ändrats, från generering av kon- stant spänning genom icke-linjär mättad drift, som i den konventionella Chi- reix-förstärkaren, till generering av styrda strömmar som gör utsignalen lin- jär, eventuellt inom en stor bandbredd, medan de ursprungliga Chireix- förstärkarnas höga omvandlingseffektivitet från DC till RF bibehålls. Driv- signalernas amplitud följer förstärkarens strömförbrukning istället för tran- sistorspänningarna som för känd teknik. Driveffekten är därför markant re- ducerad och den totala effektiviteten ökas på motsvarande sätt. Såsom illu- streras i Fig. 12 är medeleffektiviteten väsentligen högre än för tidigare kän- da lösningar, särskilt för stora kvoter mellan topp-till-medeleffekt. För en kvot mellan topp-till-medeleffekt på 9 dB är medeldriveffekten i detta exem- pel (med förstärkning på 10 dB) en tjugodel av den hos ett bästa fall enligt tidigare känd teknik.
Dessutom kan linjariteten hos en förstärkare av Chireix- eller LINC-typ ökas avsevärt med den föreliggande uppfinningen, vilket har vistats ovan. Ök- ningen i línjaritet kan erhållas för stora bandbredder genom användning av bandbreddsfiltrerande system separat på de linjära och icke-linjära signal- delarna.
Eftersom den icke-linjära delen av drivsignalen (och således den drivna tran- sistorns utström) är avsevärt nedskalad jämfört med tidigare lösningar lättas kraven på balans mellan vägarna och i utsignalskombineringsnätet. På grund av transistorernas väsentligen linjära driftsmod är även anpass- ningsmöjligheten större för korrigering av amplitudobalanser än för tidigare kända lösningar. Den i tidigare kända lösningar erfordrade precisionen för generering av den icke-linjära signaldelen i signalkomponentseparatorn är lO 15 20 25 30 15 också avsevärt sänkt enersom i praktiken kan vilken icke-linjär signaldel som helst elimineras i utsignal genom användning av det föreslagna förfa- randet. Den precision som krävs för erhållande av hög effektivitet i det nya systemet är avsevärt lägre än den precision som tidigare krävdes för erhål- lande av linj aritet.
Den föreliggande uppfinningen ökar således avsevärt både effektiviteten och linjariteten i en RF-förstärkare. Lösningen minskar precisionskraven för kombineringsnätet, RF-kedjorna och signalkomponentsepareringen, vilket därigenom förenklar tillverkning av dessa förstärkare.
Förfarandet i enlighet med den föreliggande uppfinningen sammanfattas i Fig. 13. I steg S1 bildas de linjära och icke-linjära komponenterna för varje gren. Steg S2 anpassar dessa komponenters amplituder och faser och steg S3 adderar den anpassade linjära komponenten till den anpassade icke- linjära komponenten i varje gren.
I beskrivningen ovan definierades den icke-linjära komponenten av funktio- 11611 ill - A(z)2 I en utföringsform där förstärkarna hålls bortom mättning kan denna funk- tion ersättas av \/1-(k-A(f))2 -Aoydi-kz där k är en konstant som är något mindre än (den normaliserade) mättning- sinamplituden.
Från diskussionen ovan bör det framgå klart att den sammansatta förstär- karens effektivitet faktiskt kan ökas genom bildande av en icke-konstant E' 1 7 z f* :11 v! 0 ¿:> 41:, :es I» 16 drivsignal som beror icke-linjärt på amplihiden av ínsignalen till endast en av effektförstärkarna 16, 18. Det mest allmänna konceptet med den förelig- gande uppñnningen är således att åtminstone en av effektförstärkarna drivs med en sådan signal.
Det kommer att inses av fackmannen att olika modifieringar och ändringar kan göras av den föreliggande uppfinningen utan att avvika från dess om- fattning, som definieras av de bifogade patentkraven. 10 15 20 25 [ll [3] [4] [5] [6] [71 [8] .1 " ' “ - - v v..- .. . ::.:^'::.;- ;~ = « - 1; -f .i _, " REFERENSER H. Chíreix, “High Power Outphasing Modulation”, Proc. IRE, vol. 23, nr. II, sidorna 1370-1392, nov. 1935.
“Ampliphase AM Transmission System”, ABU Technical Review, nr. 33, sidorna 10-18, juli 1974.
I. Ullah, “Output Circuit of an Ampliphase Broadcast Transmitter”, ABU Technical Review, nr. 63, sidorna 17-24, juli 1979.
F. H. Raab, “Efficiency of Outphasing RF Power Amplifier Systems”, IEEE Trans. Communications, vol. COM-BS, nr. 10, sidorna 1094- 1099, okt. 1985.
B. Stengel och W. R. Eisenstadt, “LINC Power Amplifier Combiner Method Efficiency Optimization”, IEEE Trans. Vehicular Technology, vol. 49, nr. 1, sidorna 229-234, jan. 2000.
X. Zhang och L. E. Larson, “Gain and Phase Error-Free LINC Trans- mitter”, IEEE Trans. Vehicular Technology, vol. 49, nr. 5, sidorna 1986- 1994, sept. 2000.
A. S. Wright, S. J . Bennett, Patent US-A-6 054 896.
R. E. Stengel, S. A. Olson, Patent US-A-5 901 346.
Claims (9)
1. 0 15 20 25 30 51:21 tafs 18 PA _ ENTKPAV 1. Sammansatt förstärkare innefattande en första och en andra effektför- stärkare anslutna till ett utgångsnåt av Chireix-typ, vilken sammansatt för- stärkare har en modulerad insignal och väsentligen konstant spännings- amplitud vid effektförstärkarnas utgångsnoder, kännetecknad av organ (10, 22, 24, 26, 28, 30, 32, 34, 36; 38) för generering, åtminstone för en av ef- fektförstärkarna (16, 18), av en lågeffekt drívsignal med icke-konstant amp- litud, vilken beror icke-linjärt på amplituden av insignalen.
2. Förstärkare enligt patentkrav 1, kännetecknad av organ (10, 22, 24, 26, 28, 30, 32, 34, 36; 38) för bildande av varje lågeffekt drívsignal som en kombi- nation av en linjär drivsignalkomponent, som beror linjärt på amplituden av insignalen, och en icke-linjär drivsignalkomponent, som beror icke-linjärt på amplituden av insignalen.
3. Förstärkare enligt patentkrav 2, kännetecknad av organ (26, 28, 30, 32) för individuell anpassning av åtminstone en av amplitud och fas hos åtmin- stone en av de linjära och icke-linjära drivsignalkomponenterna för minskning av driveffektförbrukning.
4. Förstärkare enligt patentkrav 3, kännetecknad av organ (10, 22, 24, 26, 28, 30, 32, 34, 36; 38) för generering av drivsignaler med låg effekt för båda effektförstärkarna.
5. Förstärkare enligt patentkrav 4, kännetecknad av organ (26, 32) för anpassning av de linjära drivsignalkomponenternas amplitud och fas genom bestämning, baserat på en modell som emulerar ut- gångsnätets beteende, av strömmens amplitud och fas i varje effektförstär- kares utgångsnod när båda effektförstärkarnas utgångsnodspänningar är lika; samt organ (28, 30) för anpassning av de icke-linjära drivsignalkomponen- ternas amplitud och fas genom bestämning, baserat på den modell som 10 15 20 25 30 emulerzir utgångsnätets beteende, av strömmerls amplitud och -ac i va-je e - fektförstärkares utgångsnod när båda effektförstärkarnas utgångsnodspän- ningar har samma storlek men motsatta tecken.
6. Förstärkare enligt patentkrav 4, kännetecknad av organ (26, 32) för anpassning av de linjära drivsignalkomponenternas amplitud och fas för maximering av uteffekt och effektivitet vid maximal in- signalsamplitud; samt organ (28, 30) för anpassning av de icke-linjära drivsignalkomponen- ternas amplitud och fas för minimering av medeleffektförbrukning.
7. Förstärkare enligt patentkrav 3, kännetecknad av organ (zei, 202) för fre- kvensberoende anpassning av den icke-linjära drivsignalkomponentens amp- litud och fas.
8. Förstärkare enligt patentkrav 3, kännetecknad av organ (H11, H12, H21, H22) för frekvensberoende anpassning av både de linjära och icke-linjära driv- signalkomponenternas amplitud och fas.
9. Förstärkare enligt patentkrav 3, kännetecknad av att den icke-linjära driv- signalkomponenten beror som l-A(t)2 på amplituden A(t) av insignalen. lO. Förstärkare enligt patentkrav 3, kännetecknad av att den icke-linjära drivsignalkomponenten beror som \/1-(k-A(t))2 -A(t)-\!l-k2 på amplituden A(t) av insignalen, där k är en konstant något mindre än 1. ll. Sändare innefattande en sammansatt förstärkare med en första och andra effektförstärkare anslutna till ett utgångsnät av Chirebr-typ, vilken samman- satt förstärkare har en modulerad insignal och väsentligen konstant spän- ningsamplitud vid effektförstärkarnas utgångsnoder, kännetecknad av or- gan (10, 22, 24, 26, 28, 30, 32, 34, 36; 38) för generering, åtminstone för en 10 15 20 25 30 amplitud, vilken beror icke-linjärt på amplitude av insignalen. 12. Sändare enligt patentkrav 11, kännetecknad av organ (10, 22, 24, 26, 28, 30, 32, 34, 36; 38) för bildande av varje lågeffekt drivsignal som en kombi- nation av en linjär drivsignalkomponent, som beror linjärt på amplituden av insignalen, och en icke-linjär drivsignalkomponent, som beror icke-linjärt på amplituden av ínsignalen. 13. Sändare enligt patentkrav 12, kännetecknad av organ (26, 28, 30, 32) för individuell anpassning av åtminstone en av amplitud och fas hos åtminstone en av de linjära och icke-linjära drivsignalkomponenterna för minskning av driveffektförbrukning. 14. Sändare enligt patentkrav 13, kännetecknad av organ (10, 22, 24, 26, 28, 30, 32, 34, 36; 38) för generering av drivsignaler med låg effekt för båda ef- fektförstärkarna. 15. Sändare enligt patentkrav 14, kännetecknad av organ (26, 32) för anpassning av de linjära drivsignalkomponenternas amplitud och fas genom bestämning, baserat på en modell som emulerar ut- gångsnätets beteende, av strömmens amplitud och fas i varje effektförstär- kares utgångsnod när båda effektförstärkarnas utgångsnodspänningar är lika; samt organ (28, 30) för anpassning av de icke-linjära drivsignalkomponen- ternas amplitud och fas genom bestämning, baserat på den modell som emulerar utgångsnätets beteende, av strömmens amplitud och fas i varje ef- fektförstärkares utgångsnod när båda effektförstärkarnas utgångsnodspän- ningar har samma storlek men motsatta tecken. lO 15 20 25 30 21 t patentkrav 14, kännetecknar! av organ (26, 32) för anpassning av de linjära drivsignalkomponenternas amplitud och fas för maximering av uteffekt och effektivitet vid maximal in- signalsamplitud; samt organ (28, 30) för anpassning av de icke-linjära drivsignalkomponen- ternas amplitud och fas för minimering av medeleffektförbrukníng. 17. Sändare enligt patentkrav 13, kännetecknad av organ (zoi, zoz) för fre- kvensberoende anpassning av den icke-linjära drivsignalkomponentens amp- litud och fas. 18. Sändare enligt patentkrav 13, kännetecknad av organ (H11, H12, H21, H22) för frekvensberoende anpassning av både de linjära och icke-linjära driv- signalkomponenternas amplitud och fas. 19. Sändare enligt patentkrav 13, kännetecknad av att den icke-linjära driv- signalkomponenten beror som 1/1-A(t)2 på amplituden A(t) av insignalen. 20. Sändare enligt patentkrav 13, kännetecknad av att den icke-linjära drivsignalkomponenten beror som \/l-(k-A(t))2 -A(t)-\l1-k2 på amplituden A(t) av insignalen, där k är en konstant något mindre än 1. 21. Förfarande för drivning av en sammansatt förstärkare innefattande en för- sta och en andra effektförstärkare anslutna till ett utgångsnät av Chireix-typ, vilken sammansatt förstärkare har en modulerad insignal och väsentligen konstant spänningsamplitud vid effektförstärkarnas utgångsnoder, känne- tecknat av generering, åtminstone för en av effektförstärkarna, av en lågef- fekt drivsignal med icke-konstant amplitud, vilken beror icke-linjärt på amp- lituden av insignalen. 22. Förfarande enligt patentkrav 21, kännetecknat av bildande av varje låg- effekt drivsignal som en kombination av en linjär drivsígnalkornponent, som lO 15 20 25 30 511.1 C) ;";=:'=H-' §:'_,.;; ¿_" 22 beror linjärt på amplih iden av insignalen, och en icke-linjär drivsignalkompo- nent, som beror icke-linjärt på amplituden av insignalen. 23. Förfarande enligt patentkrav 22, kännetecknat av individuell anpassning av åtminstone en av amplitud och fas hos åtminstone en av de linjära och icke-linjära drivsignalkomponenterna för minskning av driveffektförbrukning. 24. Förfarande enligt patentkrav 23, kännetecknat av generering av drivsig- naler med låg effekt för båda effektförstårkarna. 25. Förfarande enligt patentkrav 24, kännetecknat av anpassning av de linjära drivsignalkomponenternas amplitud och fas genom bestämning, baserat på en modell som emulerar utgångsnåtets bete- ende, av strömmens amplitud och fas i varje effektförstärkares utgångsnod när båda effektförstärkarnas utgångsnodspänningar är lika; samt anpassning av de icke-linjära drivsignalkomponenternas amplitud och fas genom bestämning, baserat på den modell som emulerar utgångsnätets beteende, av strömmens amplitud och fas i varje effektförstärkares utgångs- nod när båda effektförstärkarnas utgångsnodspänningar har samma storlek men motsatta tecken. 26. Förfarande enligt patentkrav 24, kännetecknat av anpassning av de linjära drivsignalkomponenternas amplitud och fas för maximering av uteffekt och effektivitet vid maximal insignalsamplitud; samt anpassning av de icke-linjära drivsignalkomponenternas amplitud och fas för minimeríng av medeleffektförbrukning. 27. Förfarande enligt patentkrav 23, kännetecknat av frekvensberoende an- passning av den icke-linjära drívsignalkomponentens amplitud och fas. lO E21 673 f5ïTš¶ïYeïf;@^*: 23 28. Föixarande enl igt patentkraxf 23, kännetecknat av frekvensberoende an- passning av både de linjära och icke-linjära drivsignalkomponenternas amp- litud och fas. 29. Förfarande enligt patentkrav 23, kännetecknat av att den icke-linjära drivsignalkomponenten beror som \/1-A(z)2 på amplituden A(t) av insígnalen. 30. Sändare enligt patentkrav 23, kännetecknat av att den icke-linjära driv- signalkomponenten beror som \/1-(k-A(t))2 -A(t)-\/1-k2 på amplituden A(t) av insignalen, där k är en konstant något mindre än 1.
Priority Applications (7)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE0104011A SE521673C2 (sv) | 2001-11-29 | 2001-11-29 | Sammansatt förstärkare |
AU2002343302A AU2002343302A1 (en) | 2001-11-29 | 2002-10-29 | Composite amplifier |
EP02780233A EP1451925B1 (en) | 2001-11-29 | 2002-10-29 | Composite amplifier |
PCT/SE2002/001959 WO2003047093A1 (en) | 2001-11-29 | 2002-10-29 | Composite amplifier |
DE60230912T DE60230912D1 (de) | 2001-11-29 | 2002-10-29 | Zusammengesetzter verstärker |
US10/497,186 US7071774B2 (en) | 2001-11-29 | 2002-10-29 | Composite amplifier |
AT02780233T ATE421189T1 (de) | 2001-11-29 | 2002-10-29 | Zusammengesetzter verstärker |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE0104011A SE521673C2 (sv) | 2001-11-29 | 2001-11-29 | Sammansatt förstärkare |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SE0104011L SE0104011L (sv) | 2003-05-30 |
SE521673C2 true SE521673C2 (sv) | 2003-11-25 |
Family
ID=20286150
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SE0104011A SE521673C2 (sv) | 2001-11-29 | 2001-11-29 | Sammansatt förstärkare |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7071774B2 (sv) |
EP (1) | EP1451925B1 (sv) |
AT (1) | ATE421189T1 (sv) |
AU (1) | AU2002343302A1 (sv) |
DE (1) | DE60230912D1 (sv) |
SE (1) | SE521673C2 (sv) |
WO (1) | WO2003047093A1 (sv) |
Families Citing this family (34)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7030714B2 (en) * | 2003-10-01 | 2006-04-18 | Intel Corporation | Method and apparatus to match output impedance of combined outphasing power amplifiers |
US7009447B2 (en) * | 2003-11-25 | 2006-03-07 | Intel Corporation | Outphasing modulator |
US7355470B2 (en) | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
US7327803B2 (en) | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
EP1966884A1 (en) | 2005-12-30 | 2008-09-10 | TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) | Efficient composite amplifier |
WO2007117189A1 (en) * | 2006-04-10 | 2007-10-18 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | A method for compensating signal distortions in composite amplifiers |
US7937106B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-05-03 | ParkerVision, Inc, | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including architectural embodiments of same |
US8031804B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
US7459973B2 (en) * | 2006-06-12 | 2008-12-02 | École De Technologie Supérieure | Method and apparatus for amplifying a signal modulated in amplitude |
US8315336B2 (en) | 2007-05-18 | 2012-11-20 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including a switching stage embodiment |
WO2008156800A1 (en) | 2007-06-19 | 2008-12-24 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (miso) amplification with blended control |
WO2009005768A1 (en) | 2007-06-28 | 2009-01-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
US7783269B2 (en) * | 2007-09-20 | 2010-08-24 | Quantance, Inc. | Power amplifier controller with polar transmitter |
EP2211461B1 (en) * | 2007-09-27 | 2013-09-18 | Kyocera Corporation | Power amplifier circuit, and transmitter and wireless communication device using the same |
ATE525801T1 (de) | 2008-01-29 | 2011-10-15 | Nxp Bv | Schaltkreis mit einem leistungsverstärker und verstärkungsverfahren |
WO2009136326A1 (en) | 2008-05-05 | 2009-11-12 | Nxp B.V. | Efficient linear linc power amplifier |
WO2009145887A1 (en) | 2008-05-27 | 2009-12-03 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
US8315578B2 (en) * | 2008-07-15 | 2012-11-20 | Research In Motion Limited | Mobile wireless communications device with separate in-phase and quadrature power amplification |
CN102106078A (zh) * | 2008-07-29 | 2011-06-22 | 京瓷株式会社 | 功率放大装置和采用该功率放大装置的发送装置以及通信装置 |
WO2010068152A1 (en) | 2008-12-09 | 2010-06-17 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Multi-stage amplifier |
KR20140026458A (ko) | 2011-04-08 | 2014-03-05 | 파커비전, 인크. | Rf 전력 송신, 변조 및 증폭 시스템들 및 방법들 |
KR20140034895A (ko) | 2011-06-02 | 2014-03-20 | 파커비전, 인크. | 안테나 제어 |
WO2013019819A2 (en) * | 2011-07-31 | 2013-02-07 | The Regents Of The University Of California | Zero-voltage-switching contour based outphasing power amplifier |
JP5731325B2 (ja) * | 2011-08-26 | 2015-06-10 | 富士通株式会社 | 変調器およびそれを用いる増幅器 |
US8917141B2 (en) * | 2011-12-20 | 2014-12-23 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Radio frequency power amplifier circuit and method |
JP5853905B2 (ja) | 2012-08-20 | 2016-02-09 | 富士通株式会社 | Linc電力増幅器 |
EP3047348A4 (en) | 2013-09-17 | 2016-09-07 | Parkervision Inc | METHOD, DEVICE AND SYSTEM FOR THE PRESENTATION OF A MEDIA TIME FUNCTION |
US9137067B1 (en) * | 2013-12-17 | 2015-09-15 | Rockwell Collins, Inc. | High efficiency outphasing transmitter for electronically scanned arrays |
US9954492B2 (en) | 2014-03-19 | 2018-04-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Amplifier circuit and method |
WO2015150873A1 (en) * | 2014-04-03 | 2015-10-08 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Multi-stage amplifiers with low loss |
WO2015192320A1 (zh) * | 2014-06-17 | 2015-12-23 | 华为技术有限公司 | 射频功率放大系统、射频功率放大方法、发射机及基站 |
US9537558B1 (en) * | 2015-03-20 | 2017-01-03 | Rockwell Collins, Inc. | ESA phase shifter topology |
US10211784B2 (en) * | 2016-11-03 | 2019-02-19 | Nxp Usa, Inc. | Amplifier architecture reconfiguration |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5901346A (en) * | 1996-12-11 | 1999-05-04 | Motorola, Inc. | Method and apparatus utilizing a compensated multiple output signal source |
US6285251B1 (en) * | 1998-04-02 | 2001-09-04 | Ericsson Inc. | Amplification systems and methods using fixed and modulated power supply voltages and buck-boost control |
US6054896A (en) * | 1998-12-17 | 2000-04-25 | Datum Telegraphic Inc. | Controller and associated methods for a linc linear power amplifier |
US6201452B1 (en) * | 1998-12-10 | 2001-03-13 | Ericsson Inc. | Systems and methods for converting a stream of complex numbers into a modulated radio power signal |
US6825719B1 (en) * | 2000-05-26 | 2004-11-30 | Intel Corporation | RF power amplifier and methods for improving the efficiency thereof |
US6737914B2 (en) * | 2001-12-07 | 2004-05-18 | 4D Connect, Inc. | Removing effects of gain and phase mismatch in a linear amplification with nonlinear components (LINC) system |
-
2001
- 2001-11-29 SE SE0104011A patent/SE521673C2/sv not_active IP Right Cessation
-
2002
- 2002-10-29 US US10/497,186 patent/US7071774B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-10-29 AU AU2002343302A patent/AU2002343302A1/en not_active Abandoned
- 2002-10-29 AT AT02780233T patent/ATE421189T1/de not_active IP Right Cessation
- 2002-10-29 EP EP02780233A patent/EP1451925B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-10-29 DE DE60230912T patent/DE60230912D1/de not_active Expired - Fee Related
- 2002-10-29 WO PCT/SE2002/001959 patent/WO2003047093A1/en not_active Application Discontinuation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US7071774B2 (en) | 2006-07-04 |
EP1451925A1 (en) | 2004-09-01 |
SE0104011L (sv) | 2003-05-30 |
EP1451925B1 (en) | 2009-01-14 |
WO2003047093A1 (en) | 2003-06-05 |
US20040263242A1 (en) | 2004-12-30 |
ATE421189T1 (de) | 2009-01-15 |
AU2002343302A1 (en) | 2003-06-10 |
DE60230912D1 (de) | 2009-03-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
SE521673C2 (sv) | Sammansatt förstärkare | |
EP2517362B1 (en) | Active antenna array with modulator-based pre-distortion | |
US8026762B2 (en) | High efficiency transmitter for wireless communication | |
EP2541781B1 (en) | Rf transmitter architecture and method therefor | |
US7403573B2 (en) | Uncorrelated adaptive predistorter | |
US7409193B2 (en) | Predistortion circuit for a transmit system | |
US7453952B2 (en) | Predistortion circuit for a transmit system | |
EP1949638B1 (en) | Transmission circuit and communication apparatus employing the same | |
Qasim et al. | Analysis of methods to improve energy efficiency of digital broadcasting | |
JPH07183729A (ja) | 電力増幅器 | |
US11444362B2 (en) | Signal processing circuit, radio frequency signal transmitter, and communications device | |
CN104704747A (zh) | 扩展带宽的数字多尔蒂发射机 | |
Helaoui et al. | A new mode-multiplexing LINC architecture to boost the efficiency of WiMAX up-link transmitters | |
Aref et al. | Efficient amplification of signals with high PAPR using a novel multilevel LINC transmitter architecture | |
US6429740B1 (en) | High power amplifier linearization method using extended saleh model predistortion | |
WO2015055242A1 (en) | Amplifier apparatus and method | |
US7929923B2 (en) | Wide dynamic range out-phasing array transmitter | |
US8072283B2 (en) | Signal modulation for switched mode power amplifiers | |
Kim et al. | A new architecture for frequency-selective digital predistortion linearization for RF power amplifiers | |
Laskar et al. | Emerging multi-level architectures and unbalanced mismatch calibration technique for high-efficient and high-linear LINC systems | |
Huang et al. | Parallel-processing-based digital predistortion architecture and FPGA implementation for wide-band 5G transmitters | |
US20050002469A1 (en) | Envelope elimination and restoration device | |
Rawat et al. | Investigating effects of quadrature imperfection of vector multiplier in implementing RF/digital predistortion | |
Kadirova | ANALYSIS OF METHODS TO IMPROVE ENERGY EFFICIENCY OF DIGITAL BROADCASTING | |
El-Asmar et al. | Efficiency vs. linearity trade-offs in outphasing power amplifiers |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
NUG | Patent has lapsed |