CN105493399A - 使用复合功率放大方法的线性复合发射机 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种复合发射机，该复合发射机在宽频带上具有比多尔蒂发射机更好的功率效率特性和失真特性，并且具有构成RF电路的更少元件。从而，本发明设置有：复合放大器(201)，该复合放大器(201)用于从RF调制信号(a)(主信号)生成通过载波信号的振幅调制所获得的信号(z)(辅助信号)；使用两个功率放大器(50、51)对通过将(a)和(z)相加在一起获得的信号(S1)和通过从(a)减去(z)获得的信号(S2)进行功率调制；以及将各个输出经由阻抗逆变器(60、61)被组合的点(p1)设置为发射机输出点，在(S1)或(S2)的包络大小为固定的情况下生成辅助信号(z)。

Description

使用复合功率放大方法的线性复合发射机
技术领域
本发明涉及用在基站中并且由移动无线通信系统(例如，微波移动电话)、卫星通信系统、以及广播系统的终端使用的发射机和功率放大器。
更特别地，本发明涉及一种用于RF调制信号(例如，与其平均输出功率相比具有峰值包络功率的多载波信号)的线性放大的复合功率放大器包络。本发明的复合发射机在结构上比传统发射机更简单，它还具有改进的线性和功率效率特性。
背景技术
本发明属于诸如希莱克斯(Chireix)功率放大器(参见非专利文献1)和多尔蒂(Doherty)功率放大器(非专利文献2)的复合功率放大器的改进，该改进旨在消除这样的复合功率放大器的不利的窄带特性。希莱克斯功率放大器由希莱克斯在1935发明，并且多尔蒂功率放大器由多尔蒂在1936年发明。它们两者都被用作发射机AM广播发射机。在发明半导体之前，它们的功率放大元件是真空管。然而，在发明半导体放大器之后，它们被广泛用作最后一级放大器，尤其是在移动系统、卫星系统和广播系统中。希莱克斯放大器通常被称为LINC功率放大器(非专利参考3)。
在希莱克斯放大器和多尔蒂放大器(此后称为复合放大器)中，输出电压与输出电流之间的比率(被已知为等效负载阻抗)根据输入信号的幅值改变，由此增加放大器的功率效率。这使得它们的放大行为极其复杂，使得很难在宽频带保持高功率效率和线性。
现在以下首先将参考希莱克斯放大器并且然后将参考多尔蒂放大器给出现有技术复合功率放大器的操作原理和特有的功率效率。
如图1中所示，装配有希莱克斯功率放大器的希莱克斯发射机101包括：
信号分量分离装置190，当接收到基带信号的同相分量I(t)(同相分量I(t)此后称为同相信号I(t))和基带信号的正交分量Q(t)(正交分量此后称为正交信号Q(t))时，信号分量分离装置190生成：
RF调制信号A(此后称为主信号A)，其通过I(t)和Q(t)的正交调制(以下数学式1)获得，
与主信号A正交的信号B(正交信号B此后称为效率改进信号(EIS)B)，以及
第一合成信号S1，为主信号A和EIS的向量和的形式，以及
第二合成信号S2，为主信号A与EISB之间的向量差的形式；
功率放大器150和151，所述功率放大器150和151用于对各个合成信号S1和S2进行功率放大；以及(3)希莱克斯功率组合器140，所述希莱克斯功率组合器140用于组合功率放大器150和151的输出，以提供希莱克斯发射机101的输出信号S0。希莱克斯网络140由两个阻抗逆变器(或者1/4波长线路)160和161构成，每个阻抗逆变器均适于连接(interface)其输入端子和其输出端子；以及两个电抗元件170和171，每个电抗元件都适于连接其相应输入端子和地。两个电抗元件的电抗具有相同绝对值，但是具有相反符号。注意，术语“效率改进信号(EIS)”不是常用技术术语，而是由本发明人命名以意味着增强功率放大器的功率效率的信号的含义。该术语将在现有技术的多尔蒂发射机的以下展示中的该上下文中并且在本发明的描述中使用。
主信号A是高频调制信号(或者RF调制信号)，其通过基带信号的同相分量(此后称为同相基带信号)I(t)和基带信号的正交分量(此后称为正交基带信号)Q(t)与载波角频率ω0的正交调制获得。从而，主信号A通过以下数学式给出。
(数学式1)
A(t)＝I(t)cos(ω0t)+Q(t)sin(ω0t)
根据包络信号A(t)和相位调制信号(t)，主信号A及其向量形式a可以以如下形式编写。
(数学式2)
(数学式3)
EISB(其与主信号A正交)满足如下条件：主信号A和EISB的合成信号的包络等于主信号A的峰值包络水平C(其通常被称为峰值水平C或者简称为C)。根据该条件，EISB通过以下数学式给出。
(数学式4)
其中，和C是主信号的峰值水平
功率放大器150接收第一输入信号S1(其是EISB(对于其，向量表示是jb)和主信号的向量和)，同时功率放大器151接收第二输入信号S2(其是主信号A与EISB之间的向量差)，如由以下数学式给出的。
(数学式5)
S1(t)＝A(t)+B(t)
(数学式6)
S2(t)＝A(t)-B(t)
分别将数学式2和数学式4代入到数学式5和数学式6中，S1(t)和S2(t)结果是
(数学式7)
(数学式8)
数学式7和数学式8分别示出第一合成信号S1和第二合成信号S2的包络水平分别是恒定的(等于主信号的峰值水平C)，并且它们相对于主信号在相位上提前或者延迟cos-1{a(t)/C}。
由于在希莱克斯发射机101中，通过将EISB相加到主信号A，被馈送到功率放大器150和151的输入信号的包络水平总是等于主信号的峰值水平C，所以功率放大器150和151总是以它们的最大功率效率操作。被馈送到功率放大器150和151的输入端的EISB在希莱克斯功率组合器140的输出端处被抵消，得到由以下数学式9给出的输出信号S0。
(数学式9)
S 0 ( t ) = g - { S 1 ( t ) + S 2 ( t ) } / 2 = 2 g A ( t )
其中，g是功率放大器150和151的电压增益。
把注意力集中在功率放大器150上，看起来是因为功率放大器在操作中，功率放大器150的等效输出阻抗(即，输出电压与输出电流的比率)结果是非实数。换句话说，看起来是电纳元件Xc连接在功率放大器150的输出端与地之间。为了实现与功率放大器151的阻抗匹配，在功率放大器150的输出端与地之间连接电纳-Xc的电感元件170就足够了。然而，在该情况下，Xc的幅值随着主信号A的包络水平a(t)改变，使得仅当主信号A具有特定特别幅值时可以实现阻抗匹配。参考图2，示出希莱克斯发射机101的功率效率特性(曲线c21)，其中，横坐标表示主信号A的归一化输入电压，并且纵坐标表示功率效率。在该图中由曲线c21示出仅当a＝a1和a＝a2(其中，a是主信号A的归一化输入电压)时，功率放大器150具有最大功率效率η0，否则(特别是当a＜a1时)具有小于η0的功率效率(非专利文献4)。应该注意，曲线c21表示如下情况：功率放大器150和151假设为B类放大器，并且选择Xc以在a1＝1/3处最大化希莱克斯发射机101的功率效率。曲线c20示出B类放大器的功率效率。改进希莱克斯发射机101的功率效率的一种方式是将发射机构造为功率再循环结构(非专利文献5)。图3示出功率再循环类型的希莱克斯发射机102，其中，不像希莱克斯发射机101那样，功率放大器150和151的输出的主信号A和EISB通过180度混合电路141被独立地提取，并且所提取的EISB的电力通过高频DC变换器电路172被变换为DC电力，并且被再循环到功率放大器150和151的电源端子Vs。如果高频DC变换器电路172具有100％功率变换效率，则希莱克斯发射机102的功率效率一直等于η0，而不管主信号A的输入电压如何，如图2中由线c22所示。不幸地是，在实践中非常难通过提高高频DC变换器电路172的功率变换效率使得希莱克斯发射机102的功率效率超过希莱克斯发射机101的效率。从而，就本发明人所知，希莱克斯发射机102还未被实际实践，但是在一些学术领域中已经研究了它的值。
接下来，现在将论述多尔蒂发射机103，其是与希莱克斯发射机同样众所周知的可变负载阻抗类型的复合发射机之一。参考图4的(a)，示出多尔蒂发射机103，其包括：
(1)正交调制器90，当接收到同相基带信号I(t)和正交基带信号Q(t)时，正交调制器90输出通过两个输入信号的正交调制获得的主信号A；
(2)功率放大器152，功率放大器152用于对馈送到其的主信号A进行功率放大；
(3)功率放大器153，功率放大器153用于在由1/4波长线路163将主信号A延迟之后，对被馈送到其的主信号A进行功率放大；以及
(4)多尔蒂功率组合器142，多尔蒂功率组合器142用于经由阻抗逆变器162组合功率放大器152和153的输出，由此提供传输输出信号S0。
在多尔蒂发射机103中，功率放大器152被称为载波放大器(CA)，其在实践中是B类放大器或者AB类放大器。功率放大器153(其还被称为峰值放大器(PA))是C类CA。CA和PA中的每个都接收分叉的和功率放大的主信号A。假设A/4波长线路用作理想阻抗逆变器162并且CA和PA二者是理想电流源，则多尔蒂发射机103可以由如图4的(b)中所示的理想电流源模型表示。图5的(a)示出作为主信号的归一化输入电压的函数的CA的归一化输出电压(特性曲线c50)、以及PA的归一化输出电压(特性曲线c51)。图5的(b)示出作为主信号的归一化输入电压的函数的CA和PA的归一化输出电流特性(曲线c52和c53)。
可以在两个单独域中论述多尔蒂发射机103的操作，一个域是小功率域(其中，包络水平不大于信号的峰值水平C的1/2)，并且另一个领域是大功率域(其中，主信号的包络水平超过峰值水平的1/2)。参考图5的(a)中所示的曲线c50和图5的(b)中所示的曲线c53，看出CA在小功率域中操作但是PA在小功率域中被断电，使得PA可以被看作开路。从而，如果CA(假设为B类放大器)的负载阻抗是50Ω，其作为普通B类放大器操作，向100Ω负载供电。其瞬时功率效率随着输出电压增加，并且在归一化主信号电压为0.5处达到其78.5％效率。
当主信号的电压超过峰值包络水平C的一半时，PA开始操作，使得又一电流将从PA提供给多尔蒂发射机103，由此减少其明显负载阻抗。当CA在饱和点处保持饱和时，保持恒定电压，CA可以被看作以其最大功率效率操作的恒压电源。当输出峰值包络功率(PEP)时，CA和PA可以看做50Ω的负载，每个都提供多达最大输出功率的1/2的功率，并且然后如果CA是B类放大器，则CA的理论PEP效率是78.5％(非专利文献6)。
在文献(非专利文献6)中公开了，当图4(b)中所示的多尔蒂发射机103由理想电流源表示时，其功率效率由图6中所示的曲线c60表示(与表示B类放大器的功率效率的曲线c61相比较)。然而，事实上，虽然1/4波长线路162在中心频率fc处用作理想阻抗逆变器(专利文献1)，但是由于在远离其中心频率fc的域中，其功率效率下降并且导致其输出信号失真的事实，很难使得多尔蒂发射机103能够在宽频域操作。
近年来，在非专利文献6(图7(a))中提出了以如下方式振幅调制主信号A：当功率放大器152和153为B类或者AB类放大器时，功率放大器152的输入电压对输出功率特性变为与在多尔蒂发射机103中使用的CA的输入电压对输出功率特性相同，并且功率放大器153的输入电压对输出电流特性变为与在多尔蒂发射机103中利用的PA的输入电压对输出功率特性相同。
多尔蒂发射机104的优点在于以下事实：与多尔蒂发射机103相比，被馈送到功率放大器152和153的输入功率可以被减少，这帮助增加多尔蒂发射机104的功率添加效率，并且相同AB类放大器可以用作两个功率放大器152和153，这允许其制造成本的降低和可操作频带的扩展，如在专利文献1中公开的。
将被添加到多尔蒂发射机104的主信号A的EIS被称为EISA1，如在希莱克斯发射机101中。通过如希莱克斯发射机101中以数学式1和数学式2的形式编写主信号A，EISA1通过以下给出：
(数学式10)
被馈送到功率放大器152的第一合成信号S1(t)是主信号A和EISA1的向量和，而被馈送到功率放大器153的第二合成信号S2(t)是主信号A与EISA1之间的向量差，其分别通过以下数学式给出
(数学式11)
(数学式12)
专利文献1提出了由另选多尔蒂发射机105(未示出)代替分别从主信号生成第一合成信号S1和第二合成信号S2的多尔蒂发射机104的电路。多尔蒂发射机105分别通过使主信号A经过非线性电路(非线性仿真器181)生成第二合成信号S2，并且然后通过使S2经过交叉组合滤波器182并且从主信号A减去所得到的信号生成第一合成信号S1。
在传统多尔蒂发射机103中，用于所输入的主信号的CA的输入对输出电压特性在大功率域中不是恒定的，而PA的输入对输出电压特性在小功率域中缺乏线性，如图8的(a)中分别由曲线c80和c81所示。另一方面，在加宽这样的恒定/线性域的尝试中，专利文献1公开了一种通过交叉耦合滤波器182的优化针对如图8的(b)中所示的主信号对CA和PA的理想输入-输出电压特性(曲线c82和c83)进行仿真的方法。
在上述任何传统复合发射机中，EIS的可用频率带宽受所使用的数字信号处理电路的有限运算速度限制。而且，事实上，第一功率放大器或第二功率放大器从来不会是完美的线性放大器，甚至在EIS的有限频带之外输出非线性失真分量。
该现象被称为“频谱再生”，现在将针对第一功率放大器和第二功率放大器为AB类(具有A类放大器的栅偏压的0.2倍的栅偏压)并且主信号是标准RF调制信号(或者如在以下第一实施例中限定和使用的4波长QPSK信号)的情况参考图9的(a)-(b)描述该现象。
图9(a)示出希莱克斯发射机101的EIS(曲线c91)和输出信号(曲线c92)的功率谱密度(PSD)，示出了在归一化频带(-1.5至+1.5)之外的频谱再生。
图9(b)示出希莱克斯发射机104的EIS(曲线c94)和输出信号(曲线c94)的功率谱密度，示出在归一化频带(-1.5至+1.5)之外的频谱再生。考虑到频谱再生密度在EIS的频带边缘处随着PSD减小而减小的事实，针对改进复合发射机的ACLR特性，复合发射机使其EIS带宽变窄是重要问题。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：
Hellberg,R等人的"TransmitterincludingaCompositeAmplifier"，PCT/SE2001/001419
非专利文献：
非专利文献1：Chireix,H.,"HighPowerOutphasingModulation"，Proc.IRE，Vol.23，No.11，l935年11月，pp.1370-1392
非专利文献2：Doherty,W.H.,"ANewHighEfficiencyPowerAmplifierforModulatedWaves"，Proc.IRE，Vo1.24，No.9，1936年9月，pp.1163-1182
非专利文献3：Cox,D.C.,"LinearAmplifictionwithNonlinearComponents"，IEEETransactionsonCommunication，l974年12月，pp.1942-1945
非专利文献4：Raab,"EfficiencyofcutphasingRFPower-AmplifierSystems"，IEEETransactionsonCommunications，VoLCOM-33，No.10，l985年10月
非专利文献5：Zhang,X.等人，"AnalysisofPowerrecyclingtechniquesforRFandmicrowaveoutphasingPowerAmplifiers"，CircuitsandSystemsII:IEEETransactionsonADSP，Vol.49，2012年，PPO12-320
非专利文献6：Kenington,P.B.，"HighLinearityRFAmplifierDesign"，ArtecHouse，2010，pp.493-502
发明内容
本发明所要解决的问题
如上所述，现有技术的复合放大器被称为阻抗可变放大器。即，其两个功率放大器的输出阻抗随着主信号的水平(level)而改变。由于用于组合两个功率放大器的两个输出的功率组合器的结构相对复杂，所以对在宽频率带上宽实现良好功率效率和良好PSD特性存在限制。
从而，本发明的主要目标在于提供一种新复合发射机，该新复合发射机在宽频率范围内具有良好的功率效率以及优选的PSD，通过使用功率组合器，其具有用于组合第一功率放大器和第二功率放大器的输出的对称结构、固定阻抗结构、以及在针对主信号和EIS中的每个设置独立阻抗时使EIS和主信号的频率不同的能力(与针对主信号和EIS具有可变阻抗的传统复合发射机相反)。
解决问题的手段
参考图10，示出根据本发明的第一复合发射机201，该复合发射机201包括以下三个组件。
(1)装置80，当接收到基带调制信号的同相分量I(t)(同相分量信号此后被称为同相信号I)和基带信号的与同相信号I正交的正交分量Q(t)(正交分量此后称为正交信号Q)时，所述装置80生成第一合成信号S1和第二合成信号S2，该第一合成信号S1为主信号和效率改进信号(EIS)的向量和的形式，该第二合成信号S2为主信号与EIS之间的向量差的形式(该装置此后简称为信号分量分离装置80)，其中，该主信号通过同相信号I和正交信号Q的正交调制获得，该效率改进信号(EIS)通过使主信号经过频移和包络变换获得。
(2)用于对第一合成信号S1进行功率放大的第一功率放大器50和用于对第二合成信号S2进行功率放大的第二功率放大器51，以及
(3)功率组合器40，该功率组合器40用于组合第一功率放大器50的输出和第二功率放大器51的输出，以在其功率组合端处提供复合功率。
复合发射机201具有第一特征，第一特征如下：信号分量分离装置被配置成通过将EIS的相位限制在以任意给定相位θ0为中心的预定范围内来使EIS和主信号的瞬时频率不同。复合发射机201还具有第二特征，第二特征如下：功率组合器40的第一输入端和输出端之间的第一线路长度以及功率组合器40的第二输入端和输出端之间的第二线路长度使得当从各个输入端查看线路时，每个线路都等效于开路。
在本发明的第二方面中，以复合发射机202(未示出)的形式配置复合发射机201，其中，信号分量分离装置提供：
相位确定信号u(t)，如果主信号的相位在θ0-π/2到θ0+π/2之间的范围内，则相位确定信号u(t)是+1，否则相位确定信号u(t)是-1；
EIS的同相基带信号Iz，该同相基带信号Iz为以下信号的乘积的形式：包络变换信号，该包络变换信号被限定为第一数量除以第二数量的平方根减去1，其中，所述第一数量是所述主信号的峰值包络水平C的平方，并且所述第二数量是所述主信号的平方；通过使Q乘以-1获得的信号-Q；和所述相位确定信号u，以及
所述EIS的基带正交信号Qz，该基带正交信号Qz为以下信号的乘积的形式：所述包络变换信号、所述同相信号I、以及所述相位确定信号u。
在本发明的第三方面中，以复合发射机203(未示出)的形式修改复合发射机201，其中，信号分量分离装置提供：
相位确定信号u(t)，如果所述主信号的相位在θ0π/2到θ0+π/2之间的范围内，则所述相位确定信号u(t)是+1，否则所述相位确定信号u(t)是-1；
当所述主信号的包络水平不大于峰值包络水平C的1/2时，通过所述主信号和所述相位确定信号u的乘积形式的EIS，但是当所述主信号的包络水平落在C/2(包括C/2)到C(包括C)之间的范围内时，通过所述相位确定信号u和通过组合以下信号获得的合成信号的乘积形式的EIS：通过将所述主信号的相位移位180度从所述主信号获得的信号和包络信号E，其中，通过用所述峰值包络水平C代替所述主信号的包络水平从所述主信号获得所述包络信号E。
在本发明的第四方面中，以复合发射机204(未示出)的形式配置复合发射机201，其中，
其中，信号分量分离装置提供：
相位确定信号u(t)，如果主信号的相位在θ0-π/2到θ0+π/2之间的范围内，则相位确定信号u(t)是+1，否则相位确定信号u(t)是-1；
为以下信号的乘积的形式的EIS：相位确定信号u(t)和从包络信号E获得的信号，其中，通过用峰值包络水平C代替主信号的包络水平，从包络信号E减去主信号从主信号获得该信号。
在本发明的第五方面中，以图19中所示的复合发射机205的形式给出复合发射机201，其中
信号分量分离装置提供：具有通过使主信号在负方向上移位任意相位θ1从主信号获得的实部I’和虚部Q’的信号；
具有等于θ1的相位和包络水平z的EIS，
其中
通过第一数量的平方根减去第二数量给出z；通过主信号的峰值包络水平C的平方减去虚部Q的平方给出第一数量；以及通过实部I’的绝对值给出第二数量。
在本发明的第六方面中，以复合发射机206(未示出)的形式配置复合发射机201，其中，信号分量分离装置提供EIS，使得满足以下条件：
给定实数d在0到1之间，归一化包络水平x(其被限定为主信号的包络水平除以峰值包络水平C)落在从1/2-d/2至1/2+d/2的范围内或者该范围的子范围内，
当第一合成信号的归一化包络水平(通过将第一合成信号的包络水平除以峰值包络水平C从第一合成信号获得第一合成信号的归一化包络水平)等于1时，第二合成信号的归一化包络水平(通过将第二合成信号的包络水平除以主信号的峰值包络水平C从第二合成信号获得该归一化包络水平)被设置为d，或者
当第二合成信号的归一化包络水平等于1时，第一合成信号的归一化包络水平被设置为d。
在本发明的第七方面中，根据复合发射机202至206中的任一项构造图29中所示的本发明的复合发射机207。复合发射机207被构造为通过以下步骤提供失真信号：
接收其输出的一部分，从主信号删除所述一部分，并且正交解调所得到的信号，或者
接收并且正交解调输出的一部分，并且从正交调制后的信号删除主信号的同相信号I和/或正交信号Q；通过抑制主信号的包络的波动从失真信号构造增益控制信号，
通过增益控制信号来控制经由第一功率放大器的信号分量分离装置的输入端到发射机的输出端之间的第一线路的增益和/或经由第二功率放大器的信号分量分离装置的输入端到发射机的输出端之间的第二线路的增益，由此将包含在发射机的输出信号中的ACLR减少到预定水平。
发明的效果
注意，复合发射机201使主信号和效率改进信号(EIS)的频率不同，并且以对称结构构造功率组合器40以组合两个功率放大器50和51的功率，使得主信号和效率改进信号的输出阻抗可以被独立地设置。结果，与仅能够在针对给定输入信号的有限频率和有限水平处最大化它们的功率效率的传统希莱克斯发射机101和103相比，复合发射机201使得两个功率放大器50和51在广泛的频率范围和广泛的输入信号水平范围内以接近最大功率效率操作。
附图说明
图1示出传统希莱克斯发射机101的结构。
图2是作为归一化输入电压的函数的希莱克斯发射机101的功率效率图形表示。
图3示出具有改进功率效率的功率再循环类型希莱克斯发射机102的结构。
图4的(a)示出传统多尔蒂发射机103的结构，以及图4的(b)示出发射机的理想电流源模型。
图5的(a)和(b)示出作为主信号的归一化输入电压的函数的多尔蒂发射机103的功率放大器152和153的归一化输出电压特性；
图6示出传统多尔蒂发射机103的功率效率特性。
图7的(a)示出为多尔蒂发射机103的改进版本的多尔蒂发射机104的结构，以及图7的(b)示出用于从给定输入信号生成将被分别馈送到功率放大器152和153的信号S1和S2以去除出现在发射机的输出端的非线性分量的电路。
图8的(a)示出多尔蒂发射机103的载波放大器(CA)和峰值放大器(PA)的输入对输出电压特性，以及图8的(b)示出多尔蒂发射机105的CA和PA的输入对输出电压特性。
图9(a)示出利用(AB类的)非线性放大器作为第一功率放大器和第二功率放大器的希莱克斯发射机101的EIS和发射机输出的功率谱密度(PSD)。
图9(b)示出利用(AB类的)非线性放大器作为第一功率放大器和第二功率放大器的多尔蒂发射机103的EIS和发射机输出的功率谱密度(PSD)。
图10示出根据本发明的复合发射机201的结构。
图11示出信号分量分离装置90的结构。更特别地，图11的(a)示出在分别生成第一合成信号S1和第二合成信号S2之前，第一合成信号S1的基带信号和第二合成信号S2的基带信号均分别经受正交调制的情况；图11的(b)示出在提供为RF主信号和RFEIS的向量和的形式的第一合成信号S1和为两个RF信号的向量差的形式的第二合成信号S2之前，主信号和EIS的基带信号均经受正交调制以生成RF主信号和RFEIS。
图12是针对主信号位于相位图的四个不同象限中的情况的将被馈送到复合发射机202的两个功率放大器50和51的主信号和EIS的向量表示。
图13的(a)示出指示复合发射机202的EIS的向量的轨迹，以及图13的(b)示出发射机的主信号和EIS的频谱。
图14示出包括复合发射机202的主信号和EIS的不同信号的特性PSD。
图15示出针对主信号落在第二象限(图15的(a))中的情况和主信号落在第一象限(图15的(b))中的情况，当主信号具有在C/2到C之间的峰值水平(其中，C是主信号的峰值包络水平)时将被馈送到复合发射机203的两个功率放大器50和51的主信号和EIS的向量表示。
图16(a)示出指示复合发射机203的EIS的向量的轨迹。
图16(b)示出指示复合发射机204的EIS的向量的轨迹。
图17(a)比较复合发射机203和204的主信号和EIS的功率谱。
图17(b)示出复合发射机203的主信号和EIS的特性PSD。
图18示出复合发射机203(曲线c182)和复合发射机204(曲线c183)的功率效率对归一化输入电压。
图19的(a)示出根据本发明的复合发射机205的结构。图19的(b)至图19的(c)示出针对主信号位于相位图的第二象限中(图19的(b))的情况和针对主信号位于第四象限(图19的(c))中的情况的将被馈送到两个功率放大器50和51的主信号和EIS的向量表示。
图20(a)示出指示复合发射机205的EIS的向量的结构，示出EIS向量不具有虚分量并且因此位于x轴上。
图20(b)示出在未调制的主信号具有0.5的归一化电压和载波频率fc+基带宽度fo的情况下的复合发射机205的主信号和EIS的特性PSD。
图21示出复合发射机205的主信号、第一合成信号S1、以及第二合成信号S2的包络(为归一化比例)的时间波形。
图22示出复合发射机205的主信号(曲线c220)、EIS(曲线c221)、以及残余EIS(曲线c222、c223和c224)的典型PSD。
图23示出理论归一化输入电压。曲线c230指示B类功率放大器的理论功率效率。
图24比较本发明的复合发射机和现有技术的复合发射机的主信号和EIS的PSD。更特别地，图24(a)示出现有技术的希莱克斯发射机101和多尔蒂发射机104的PSD。曲线c100和c101分别指示希莱克斯发射机104的主信号和EIS的PSD，并且曲线c104指示多尔蒂发射机104的EIS的PSD。图24(b)示出复合发射机202至206的相关信号的PSD。曲线c200指示复合发射机202的主信号的PSD，并且曲线c202至c205分别指示在归一化频率为2的邻域中以功率谱的降序绘制的复合发射机202至204的EIS的PSD。
图25(a)以向量形式示出复合发射机206的主信号OA和四个EIS(AB、AD、AC和AE)。
图25(b)以向量形式示出图25(a)中所示的主信号和四个EIS，它们的频率在顺时针方向上移位主信号的相位φ。
图26(a)示出当主信号在第一象限中时候选效率改进信号EIS1是最优选EIS。图26(b)示出当主信号在第二象限中时候选效率改进信号EIS2是最优选EIS。
图27(a)示出指示复合发射机206的EIS的向量的轨迹。
图27(b)示出当合成信号具有归一化包络水平时的现有技术的希莱克斯发射机101的第一合成信号或者第二合成信号的PSD。针对EIS的不同基带宽度绘制曲线。
图28示出标准复合发射机206的EIS的PSD，标准复合发射机206被配置成当归一化包络水平x小于1/4或者大于3/4时使用复合发射机205的EIS，但是当EIS的归一化包络水平x在1/4到3/4之间时使用复合发射机206的EIS。当第一合成信号或者第二合成信号具有归一化包络水平时，针对EIS的不同基带宽度绘制曲线。
图29示出为复合发射机202至206中的任一个的修改的复合发射机207的结构，其被修改为具有用于抑制失真信号分量的附加电路。
图30示出复合发射机205的主信号(曲线c300)和残余效率改进信号(曲线c301、c302和c303)的PSD。
具体实施例
实施例1
参考图10，示出根据本发明的复合发射机201，该复合发射机201包括以下三个组件。
(1)信号分量分离装置80，当接收到同相基带信号I(t)和正交基带信号Q(t)时，该信号分量分离装置80输出第一合成信号S1(t)和第二合成信号S2(t)，第一合成信号S1(t)为主信号A(t)和效率改进信号(EIS)的向量和的形式，其中，通过同相信号I和正交信号Q的正交调制获得该主信号A(t)，通过使主信号经受频移移移和包络变换从主信号获得该效率改进信号(EIS)，并且该第二合成信号S2(t)为主信号与EIS之间的向量差的形式；
(2)第一功率放大器50和第二功率放大器51，该第一功率放大器50用于对第一合成信号S1(1)进行功率放大，第二功率放大器51用于对第二合成信号S2(t)进行功率放大；以及
(3)功率组合器40，该功率组合器具有当经由各个阻抗逆变器60和61接收到输出时组合功率放大器50和51的输出的对称结构，提供发射机的复合输出信号。注意，阻抗逆变器60和61中的每个都是具有等于1/4波长减去与功率放大器50或51相关的输出匹配电路的等效线路长度的长度的线路。
在传统复合发射机(例如，希莱克斯发射机101和多尔蒂发射机103)中，主信号和EIS为同相(它们的相位在希莱克斯发射机101中是90度或者-90度，并且在多尔蒂发射机103和104中是0度或者180度)。相反，在本发明的复合发射机201中，可以通过使主信号和EIS的频率不同，针对主信号和EIS独立地设置功率放大器50和51的输出阻抗。
在构造信号分量分离装置80时，存在两种可用方法，一种方法在图11的(a)中示出并且另一种方法在图11的(b)中示出。在图11的(a)中所示的方法中，使用由载波谐振器24供电的正交调制器24，以正交地调制基带同相信号I+Iz和正交基带信号Q+Qz(两者均由信号分量分离装置81从基带信号(I/Q)生成)，由此生成第一RF合成信号S1。
另一方面，由载波谐振器24供电的正交调制器24被用于正交地调制基带同相信号I-Iz和正交基带信号Q-Qz(两者通过信号分量分离装置81从基带信号(I/Q)生成)，由此生成第二RF合成信号S2。
在图11的(b)中所示的第二种方法中，基带信号(I/Q)由利用载波谐振器24作为本地电源的正交调制器22被正交地调制成RF主信号A。另一方面，由基带信号分量分离装置82生成基带EIS(Iz/Qz)，基带EIS(Iz/Qz)反过来由利用载波谐振器24作为本地电源的正交调制器23被正交地调制成RFEIS。而且，主信号A和EISZ被输入到信号组合器41中，以生成为它们的向量和的形式的第一合成信号S1。主信号A和EISZ还被输入到信号组合器42以生成为它们的向量差的形式的第二合成信号S2。
当以从零度输出端口输出主信号，同时使高频主信号电流和EIS电流经过各个电阻负载的方式，用180度混合电路代替功率组合器40时，我们称复合发射机201为“电阻器终止型复合发射机”。本发明的复合发射机201的DC功耗P通过以下数学式给出。
(数学式13)
P＝p0-P0·P2/(P1+P2)＝P0·P1/(P1+P2)
其中，
P0是电阻器终止型复合发射机的d.c.功耗，
P1是由连接至0度端口的电阻负载所消耗的主信号的高频功率，以及
P2是由连接至180度输出端口的电阻负载所消耗的EIS的高频功率。注意，在该情况下，d.c.功耗P等于P0减去P0乘以比率P2/(P1+P2)。
通过<f(t)>限定f(t)的长时间平均值或者直流的幅值，并且分别由η1和η2表示功率放大器50和51的瞬时功率效率，该复合发射机201的平均功率效率η根据平均高频输出功率和平均dc功率之间的比率由以下数学式给出。
(数学式14)
其中，对一时间间隔进行积分，使得η可以在预定范围内改变。当功率放大器50和51均是具有最大功率效率η0的B类放大器时，通过η0乘以各个归一化的包络水平给出效率η1和η2。
(数学式15)
η1＝η0|a+z|/C
(数学式16)
η2＝η0|a-z|/C
将数学式15和16代入到数学式14中，针对功率放大器50和51是具有最大功率效率η0的B类放大器的情况，从以下数学式获得复合发射机201的平均功率效率η。
(数学式17)
本发明可以根据EIS如何被生成在不同模式(诸如，实施例2至6)中被具体实现。现在将参考这些实施例以及它们的功率效率特性和PSD特性描述本发明。如果复合发射机201在两个功率放大器50和51之间具有增益差，则发射机的相邻信道泄漏比(ACLPR)特性将像传统希莱克斯发射机101那样变差。然而，该问题可以通过以在第七实施例中具体实现的方式配置复合发射机来避免。
实施例2
复合发射机202(未示出)是以信号分量分离装置提供如下信号的方式修改的传统希莱克斯发射机(图3)的修改版本：
相位确定信号u(t)(简称为u)，如果主信号具有在θ0-π/2与θ0+π/2之间范围内的相位，则相位确定信号u(t)等于+1，否则等于-1，其中，0是任意设置的相位，并且提供EIS(数学式4)，其向量形式通过以下数学式给出
(数学式18)
其中，并且C是主信号的峰值包络水平。
第一向量合成信号S1和第二向量合成信号S2分别通过数学式19和20分别给出。
(数学式19)
S1＝a+jub
(数学式20)
S2＝a-jub
通过I+jQ表示主信号并且通过Iz+jQz表示EIS，并且将量Iz+jQz或者限定为包络变换信号，EIS的同相信号Iz结果为包络变换信号-Q和相位确定信号u的乘积，并且EIS的正交信号Qz结果为包络变换信号+1和相位确定信号u的乘积。
当主信号的瞬时频率与载波频率fc不匹配时，主信号看起来像在参考载波频率fc的相位平面上旋转。在传统希莱克斯发射机101和102中，EIS还与主信号同步旋转并且具有比主信号更宽的带宽。本发明的复合发射机202具有如下特征：通过将jub或者-jub形式的EIS限制在参考具有载波频率fc的向量所构造的相位平面的一半内来使主信号和EIS的频率不同。
图12(a)至图12(d)是分别针对主信号位于第一象限、第二象限、第三象限和第四象限中的情况在参考主信号的载波频率fc的相位平面上分别示出第一合成信号S1和第二合成信号S2的视图。将理解，为了约束EIS向量-jub保持在相位平面的右半平面中，选择θ0＝π/2并且根据以下数学式给出相位确定信号u就能满足。
(数学式21)
u(t)＝sign{Q(t)}＝Q(t)/|Q(t)
另选地，为了约束EIS-jub分别在左半平面、上半平面和下半平面中，分别选择θ0为-π/2、π或者0就能满足。
图13的(a)示出当复合发射机201的主信号是标准RF调制信号(如将在随后更详细描述的)时并且当相位确定信号由数学式21给出时的特定时段的EIS向量-jub的轨迹。从该图可以看出，该轨迹很少经过左半平面，而是大部分留在右半平面中。这样很少经过左半平面的原因(即，EIS的归一化包络水平为什么超过1)是由于滤波器对EIS的带宽的限制(其带宽限于主信号的带宽的三倍)。
图13的(b)针对主信号是具有包络水平为C/2和频率为fc+Δf的未调制信号的情况分别通过虚线和实线示出主信号和EIS的PSD。在该图中示出EIS的瞬时频率采用离散频率fc+f±mf(m是奇数)。
在以下PSD仿真中，主信号不是未调制信号，而是通过对在频率轴上以相等角频率间隔分布多载波信号(例如，4-波QPSK信号)进行削峰所获得的具有大的峰值-均值功率比(PAPR)的典型信号。经削峰的信号此后将被称为标准RF调制信号。主信号不是未调制信号，而是为具有大的PAPR(峰值-均值功率比)的典型多载波信号的标准RF调制信号。更特别地，标准RF调制信号是具有在频率轴上以相等角频率间隔分布的四个QPSK信号并且经受削峰的4-波多载波信号。然而，应该理解，仿真时使用这样的标准RF调制信号不意味着将多载波信号限制为4-载波信号，也不意味着将本发明的调制限制到QPSK调制。从而，本发明可以应用至采用具有相对大的峰值-均值功率比(PAPR)(包括1024-波OEDM信号)的一般RF调制信号的发射机。
图14示出当主信号是标准RF调制信号时复合发射机202的不同信号的PSD特性。在该图中，曲线c140指示主信号的PSD，并且曲线c141指示EIS的PSD。曲线c142、c143和c144示出与功率放大器50和51之间的增益差相关联出现的残余EIS的典型PSD。在所示的示例中，功率放大器50和51之间的增益比是0.4dB、0.2dB、以及0.1dB。
当功率放大器50和51是B类放大器并且它们的最大功率效率是ηo(＝π/4)时，通过将z＝jub代入到数学式17中，发现不管主信号的电压(图2，曲线c22)如何，复合发射机202的功率效率都是ηo。
实施例3
本发明的复合发射机203(未示出)是通过用结构对称的功率组合器40代替多尔蒂的功率组合器142所获得的多尔蒂发射机104的修改。EIS向量a1通过数学式22给出。
(数学式22)
a1＝a(0≤a(t)≤C/2)
＝{C/|a|-1}a(C/2≤a(t)≤C)
为主信号、相位确定信号u和EIS的向量和的第一合成信号S1、以及为主信号与EIS之间的向量差的第二合成信号S2分别通过以下数学式23和24给出。
(数学式23)
S1＝a+ua1
(数学式24)
S2＝a-ua1
为了使复合发射机203的EIS的频率带宽变窄，减小频谱再生功率密度的ACLR特性的改进也很重要。图15示出参考载波频率fc的相位平面上(即，在关于具有载波频率fc的基准向量绘制的相位平面上)的主信号A、EISua1、第一合成信号S1、以及第二合成信号S2的行为，使得在θ0＝0的条件下，EIS向量ua1保持在相位平面的右半平面中。图15(a)示出主信号A在第一象限中的情况，而图15(b)示出主信号A在第二象限中的情况。图16(a)示出EIS向量在给定时段的轨迹，展现了当主信号是标准RF调制信号时，该轨迹保持在右半平面中。这表明EIS的瞬时频率被变换为载波频率fc。随后将结合第四实施例详细地描述图16(b)。
图17(a)示出当载波频率是fc并且主信号是具有C/2的包络水平和fc+Δf的频率的未调制信号时的主信号和EIS的功率谱。在该图中看出，EIS的瞬时频率是fc+Δf±mΔf(其中，m是奇数)。图17(b)示出当主信号是标准RF调制信号(4-波QPSK信号)时的复合发射机203的不同信号的PSD，其中，曲线c170是主信号的PSD，c17是EIS的PSD，而c172、c173和c174是针对功率放大器50与功率放大器51的三个不同增益比(0.4dB、0.2dB和0.1dB)的EIS的PSD。
假设复合发射机203的功率放大器50和51是具有最大功率效率η0(＝π/4)的B类放大器，复合发射机的功率效率通过将z＝ua1代入到数学式17中获得。在图18中示出功率效率(曲线c182)。注意，曲线c181表示多尔蒂发射机103的功率效率，并且曲线c180表示B类放大器的功率效率。从该图可以看出，复合发射机203在主信号的包络水平不大于C/2的域(小功率域)中具有与传统多尔蒂发射机103相同的功率效率，但是在C/2以上的域中具有差功率效率(与该图中所示的水平一样低)。将结合实施例3论述曲线c183。
实施例4
复合发射机204(未示出)是复合发射机203的修改，复合发射机203被修改以改进复合发射机203的功率效率。复合发射机204利用通过用主信号的峰值水平C减去主信号代替主信号的包络水平获得的EISa1(如以下数学式所计算的)，而不管主信号的输入电压如何。
(数学式25)
a1＝{C/|a|-1}a
这与EISa1根据主信号的电压是小于C/2还是大于C/2来假设不同值的复合发射机203相反。
由于当EIS通过数学式25给出时，第一合成信号S1或者第二合成信号S2的包络水平甚至在小功率域中等于C或者接近C，所以复合发射机204具有比复合发射机203更好的功率效率。通过将z＝ua1代入到数学式17中获得复合发射机204的功率效率，其由如图18中所示的曲线c183表示。从图18中看出，该功率效率高于多尔蒂发射机103的功率效率。然而，作为对该改进的补偿，EIS的PSD也增加，如由以下图24(b)中所示的曲线c204指示的。
图16(b)示出当主信号是标准RF调制信号时指示在特定时段EIS在相位平面上的向量的轨迹。在此示出EIS的瞬时频率被变换为载波频率fc，这是因为该轨迹保持在相位平面的右半平面中。
实施例5
在以上描述的前述示例(复合发射机202、203和204)中，通过针对任意选择的相位θ0将EIS的相位限制在θ0-π/2与θ0+π/2之间的范围内来使主信号和EIS的频率不同。相反，第五实施例(图19)的复合发射机205通过将EIS的频率的可变范围设置为0(即，EIS的相位被固定)来使主信号和EIS的频率不同，使得与前述发射机中的任一个相比，EIS频谱的加宽将仍会变窄。
将想起，在复合发射机202、203和204中，EIS的相位是φ(t)±π/2或±φ(t)，其中，φ(t)是主信号的相位(数学式2)，并且随着主信号的瞬时频率脱离载波频率fc，EIS向量在相位平面上开始快速地旋转，使得主信号向量在参考载波频率fc的相位平面上旋转，这导致EIS的频率带宽变宽。考虑到这一点，在复合发射机205中，将相反旋转角-φ(t)添加到主信号中，以将EIS固定在相位平面上。
通过将这样的相反旋转角添加到主信号，以由此在相位平面上固定EIS的相位，将生成主信号与EIS之间的角频率差(由时间导数dφ(t)/dt给出)，使得主信号和EIS将变为相互正交，由此满足用于建立复合发射机201的标准之一。如果线路60和61的长度被选择为使得功率组合端pO(图19)针对EIS变为短路点，致使功率放大器50和51的每个输出阻抗等于开路阻抗，则EIS的输出电流被无效，并因此是与EIS相关的功耗(但是实际上不优选为0)。
虽然EIS(或z)的相位θ1是任意的，但是为了简单起见，在此假设该相位θ1是0。可以在参考载波频率的相位平面上用图形表示EISz、第一合成信号S1和第二合成信号S2，如图19(b)(在第二合成信号S2的包络水平是C并且主信号在第二象限中的情况下)和图19(c)(在第一合成信号S1的包络水平是C并且主信号在第四象限中的情况下)中所示。可以通过以下数学式给出EISz、第一合成信号S1、以及第二合成信号S2。
(数学式26)
z＝z1(t)
(数学式27)
S1＝a+z
(数学式28)
S2＝a-z
在第一合成信号S2或者第二合成信号S2具有等于主信号A的峰值包络水平C的条件下针对z1(t)求解这些数学式，z1(t)通过以下数学式29给出。
(数学式29)
z 1 ( t ) = C 2 - Q ( t ) 2 - | I ( t ) |
任意地获取EISZ的相位θ1，并且以如下形式编写EIS，
(数学式30)
z＝z2(t)exp(jθ1)
EIS的包络水平z2(t)通过以下给出
(数学式31)
z 3 ( t ) = C 2 - Q &prime; ( t ) 2 - | I &prime; ( t ) |
其中，I’(t)是在负方向上移位了相位角θ1的主信号的实部，并且Q’(t)是主信号的虚部，如通过以下数学式给出的。
I′(t)＝I(t)cosθ1+Q(t)sinθ1以及
Q′(t)＝Q(t)cosθ1-I(t)sinθ1
除了θ1等于0、π、π/2或者-π/2的情况之外，由数学式31给出的EIS的基带信号相当复杂，但是发射机的功率根本没有改进。从而，从实际观点将EIS的相位选择为0或者π/2是明智的。
图20(a)示出当EIS的相位被取为零时复合发射机205的EIS向量的轨迹，使得该轨迹是位于x轴上的直线。可以看出，EIS的PSD的加宽相当小(随后将结合图24(b)中所示的曲线c205论述)。图20(b)示出当主信号是具有包络水平为C/2并且频率为fc+Δf(其中，Δf＝f0(即，主信号具有其频带的最高频率))的未调制信号时的主信号(虚线)和EIS(实线)的功率谱。从该图可以理解，EIS的最多能量集中在载波频率fc处，并且第二多的能量集中在fc+2nΔf处，其中，n是整数。
图21示出当主信号是标准RF调制信号时的主信号和第一合成信号S1的包络的时间波形(图21(a))以及主信号和第二合成信号S2的包络的时间波形(图21(b))。在所述图中看出，第一合成信号S1或者第二合成信号S2具有等于主信号的峰值包络水平C的包络水平(严格来说，由于对EIS施加的频带限制，导致这些合成信号的水平可以与C稍微不同)。注意，横坐标指示归一化时间t/T，其中，t是时间并且T是主信号的周期(T是主信号的基带频率带宽f0的倒数)。应该注意，在EIS的相位θ1例如是0的情况下，信号S1和S2的包络仅在主信号的相位是π/2或者-π/2的时刻同时与C匹配。
图22示出当主信号是标准RF调制信号时，主信号、EIS、以及与两个功率放大器50和51之间的三个不同增益关联出现的三个残余EIS的PSD(c220、c221、c222、c223和c224)。三个残余EIS的三个PSD曲线c222、c223和c224分别对应于功率放大器50的增益与功率放大器51的增益的三个比率0.4dB、0.2dB和0.1dB。假设功率放大器50和51是B类放大器，可以通过将从数学式26和数学式29或者从数学式30和数学式31获得的EIS的表达式z代入数学式17中来确定复合发射机205的功率效率(图23中示出的曲线c231)。虽然主信号的功率效率减小为接近主信号的中间输入功率，但是其在小频域中接近最大功率效率η0。从而，在这方面，复合发射机205具有比传统希莱克斯发射机101和多尔蒂发射机103好很多的特征，这是因为随着主信号值下降，传统希莱克斯发射机101和多尔蒂发射机103的功率效率急剧下降。沿着曲线c231密集可见的黑点指示所测量的功率效率，显示了复合发射机205的高度可行性。(使用具有2.1GHz的工作频率并且装配有使用GaN半导体的功率放大器50和51的复合发射机进行这些测量)。
图24(b)以在频带外PSD的降序示出上述复合发射机202-206的PSD(曲线202、203、204、205和206)。(随后将结合第六实施例详细地描述曲线202、204和206)。曲线c200表示主信号的PSD。从该图可以看出，复合发射机205在频带之外具有最低功率谱密度，显示了从ACLD特性的角度看复合发射机205是最佳发射机。图24(a)示出为了读者参考提供的传统发射机的PSD。曲线c100表示主信号的PSD，曲线c101表示希莱克斯发射机101的EIS的PSD，并且曲线104表示多尔蒂发射机104的EIS的PSD。
实施例6
根据本发明的第六实施例的复合发射机206具有如下特征：在第一功率放大器和第二功率放大器中的一个在饱和包络水平C以下以离散水平(例如，C/2、C/3或者2C/3)操作的时段期间，另一个功率放大器以其饱和水平C操作。由于在前述复合发射机202至205(实施例2至实施例5)中的任一个中，由于对所使用的数字信号处理装置的运算速度的限制，导致不能使频率带宽无限大，要求第一功率放大器和第二功率放大器具有预定线性，以使在EIS的频带之外发生的频谱再生长的水平降低到预定水平以下，如以上结合图9描述的。复合发射机206具有如下特征：第一功率放大器和第二功率放大器被配置成在比前述复合发射机更宽松的线性条件下操作，使得功率放大器在饱和包络水平C或者低于饱和包络水平C处以离散包络水平处可操作。图25(a)示出分别由向量OA、AE、OE和OD指示的发射机206的主信号、EIS、以及第一合成信号和第二合成信号。它们的包络水平通过主信号的峰值包络水平C被归一化。可以看出，当第一合成信号的归一化包络水平是1并且第二合成信号的归一化包络水平是d时，第一合成信号的向量OE的尖端E停留在半径为1的圆上，并且第二合成信号的向量OD的尖端停留在半径为d的圆上。当第一合成信号或者第二合成信号的归一化包络水平是1时，存在四个EIS候选向量EIS1至EIS4，换句话说，存在具有包络水平为d但是具有不同相位的EIS，如图25(a)中所示。如果在顺时针方向上将图25(a)旋转主信号的相位φ(f)，则它们的相位关系以更复杂的方式示出，如图25(b)中所示。参考图25(b)，可以如下确定四个候选EIS1-EIS4。通过用Is和Qs分别表示EIS4的实部和虚部，使得EIS4是Is+jQs,在图25(b)中看出，其它EIS的实部结果是Is或者-Is，并且虚部结果是Qs或者-Qs。从而，EIS1、EIS2、EIS3和EIS4可以分别按照以下形式编写。
(数学式32)
Is-jQs，-Is-jQs，-Is+jQs，并且Is+jQs，
参考图25(b)，EIS4的实部Is和虚部Qs可以按照以下形式编写。
(数学式33)
其中，φ是向量OA与OE之间的角，并且x是主信号的归一化包络水平。
根据Qs是实数的条件，x的允许范围通过数学式34给出。
(数学式34)
1-{(1-d2)/4/x+x}2＞0或者1/2-d/2≤x≤1/2+d/2
根据在主信号的相位是0(图25(b))的前提下四个候选EIS的表达式，通过将每个公式(数学式32)乘以通过以下给出的旋转算子可以获得关于相位角为φ(t)的主信号的四个EIS的真表达式。
(数学式35)
exp ( j &phi; ) = I / I 2 + Q 2 + j Q / I 2 + Q 2
我们已经在实施例5中论述了如何通过从针对EIS的四个候选中选择一个合适的候选抑制EIS的频谱加宽，以具有固定在恒定水平(例如，零水平)的EIS的相位。现在我们在四个候选者中选择合适EIS时遵循相同原理。抑制EIS的频谱加宽的一种方式是选择具有最接近零相位的相位的一个候选EIS，而不管主信号向量所在的相位平面的象限如何。
图26(a)示出当主信号在第一象限中时EIS1被选择作为具有最小相位(最接近零度)的EIS的情况。图26(b)示出当主信号在第二象限中时EIS2被选择作为具有最小相位(最接近零度)的情况。类似地，当主信号在第三象限中时，选择EIS3(未示出)，并且当主信号在第四象限中时，EIS4被选择作为EIS。总之，通过以下数学式给出将被选择作为EIS的候选。
(数学式36)
{sign(I)Is+jsign(Q)Qs}exp(jφ)
当发射机使用与发射机205相同的EIS时，复合发射机206将被称为标准复合发射机206，但是第一合成信号和第二合成信号假设为二进制水平C和C/2之一，并且主信号具有不多于1/4或者不少于3/4的归一化包络。图27(a)示出当基带宽度是3f0时的EIS向量的轨迹。将图27(a)的轨迹与复合发射机202-205的EIS向量的轨迹(图13、图16(a)、图16(b)和图20(a))相比较，将理解，该轨迹还被限制为保持在相位平面的右半平面内，但是此外，该轨迹在比用于复合发射机205的先前发射机的域(除了图20(a)中所示的域之外)更受限的域中移动。这意味着复合发射机206还满足针对EIS具有相对窄频率带宽的重要标准。图28中示出标准复合发射机206的第一合成信号和第二合成信号的特性概率密度函数(PDF)。曲线c281-c285表示针对基带宽度2f0、3f0、4f0、5f0和∞绘制的EIS的PSD。为了比较，在图27(b)中绘制针对相同组的带宽(2f0、3f0、4f0、jf0和∞)的传统希莱克斯发射机101的EIS的PDF(曲线c271-c275)。将图27(b)(特别是曲线c272)与图28(特别是曲线c282)相比较，可以看出在有限带宽中利用EIS的复合发射机206的PDF的加宽比传统希莱克斯发射机101的PDF的加宽要窄。这点是复合发射机206的主要优点，这是因为第一功率放大器和第二功率放大器要求仅在离散包络水平附近具有线性。
当对于在特定范围内的给定x(主信号的归一化包络水平)，大量离散包络水平可用于第一合成信号和第二合成信号时，第一合成信号和第二合成信号的归一化包络水平可以取任何两个不同包络水平(例如，d1、d2)。例如，如果d1＝1/3并且d2＝2/3以及x在1/3到2/3之间，则第一合成信号和第二合成信号的归一化包络水平可以取d1和/或d2。在上述这样的情况下，当为复合发射机205的情况时，良好EIS的最自然和实际的选择是具有最小相位(即，接近零度)的EIS。
实施例7
在复合发射机201-206的前述论述中已经指出了，如果在两个功率放大器50和51之间存在电压增益，则将出现ACLR特性(相邻信道泄漏功率比)的劣化。现在将在以下结合根据本发明的第七实施例描述针对该问题的解决方案。通过将前述复合发射机201至206中的任一个添加到以下功能结构中从前述复合发射机201至206中的所述任一个构造图29中所示的复合发射机207。
(1)用于提取复合发射机207的输出S0的一部分的结构(例如，在图29中所示的示例中的定向耦合器70)；
(2)用于输出失真信号的结构，通过从输出S0的一部分删除主信号并且正交解调所得到的部分输出来获得该失真信号；
(3)用于输出增益控制信号的结构，通过抑制失真信号的波动振幅获得增益控制信号；
(4)用于通过增益控制信号进行控制的结构，
在信号分量分离装置80-6的输入端与发射机的输出端pO之间经过功率放大器50的第一线路的增益，和/或
在该输入端与该输出端pO之间经过功率放大器51的第二线路的增益。
通过增益控制信号对第一线路和/或第二线路的增益控制将失真分量的水平抑制到预定水平。在复合发射机中产生的失真信号的源可以被分为两类：(i)由于第一功率放大器和第二功率放大器的非线性输入-输出特性导致的失真信号、(ii)由于第一功率放大器与第二功率放大器之间的增益差导致的发射机的输出中出现的残余失真信号。
对于这些失真信号，可以按以下参考图30描述的相对简单的方式抑制残余失真信号。图30类似于图22，但是具有不同频率范围。在图30中，曲线c300表示主信号的PSD。曲线c301、c302和c303表示当功率放大器50和51分别具有0.4dB、0.2dB和0.1dB的增益比时出现的残余失真信号的PSD。残余失真信号包含其频率与载波频率fc匹配的线谱(例如，图30中所示的曲线c301、c302和c303)。这些线谱(在图30中，其是-17、-23和-29dBc)的电压与残余失真信号的相应平均电压成比例，使得线谱可以被用作增益控制信号。考虑到在传统希莱克斯发射机101中，未调制导频信号被馈送到每个功率放大器150和151以抑制这两个功率放大器之间的增益差的事实，本发明的独特特征在于，包含在具有载波频率fc的残余失真信号中的这样的线谱被用于抑制两个功率放大器之间的增益差。
标号说明
20、21、22、23正交调制器
24载波振荡器
25解调器
40平衡型功率组合器
41、42组合器
50、51功率放大器
60、611/4波长线路
70定向耦合器
80、80-5信号分量分离装置
81、82基带信号分量分离装置
90正交调制器
95信号分量分离装置
101希莱克斯发射机
103、104、105多尔蒂发射机
140希莱克斯功率组合器
141180度混合电路
142多尔蒂组合器网络
143信号组合器
144高频到DC变换器
150、151、152、153功率放大器
160、161、162、163阻抗逆变器或者1/4波长线路
170、171电抗元件
172AC/DC变换器
173并行谐振器
181非线性仿真器
182交叉耦合滤波器
190、191信号分量分离装置
201、202、203、204复合发射机
205、206、207复合发射机

Claims (7)

1.一种复合发射机，所述复合发射机包括：
信号分量分离装置，当接收到基带调制信号的同相信号I和正交信号Q时，所述信号分量分离装置生成：作为主信号和效率改进信号(EIS)的向量和的形式的第一合成信号、以及作为所述主信号与所述EIS之间的向量差的形式的第二合成信号，其中，所述主信号通过I和Q的正交调制获得，而所述EIS通过所述主信号的频移和包络调制获得；
第一功率放大器和第二功率放大器，所述第一功率放大器用于对所述第一合成信号进行功率放大，所述第二功率放大器用于对所述第二合成信号进行功率放大；以及
功率组合器，所述功率组合器用于组合所述第一功率放大器的输出和所述第二功率放大器的输出，以在所述功率组合器的功率组合端提供复合功率，
所述复合发射机的特征在于：
所述信号分量分离装置通过将所述EIS的相位限制在以任意给定相位0为中心的预定范围内来使所述EIS和所述主信号的瞬时频率不同；以及
所述功率组合器的第一输入端与所述功率组合端之间的第一线路长度和所述功率组合器的第二输入端与所述功率组合端之间的第二线路长度被配置成，使得当从这些功率放大器的任一个输出端观察第一线路和第二线路时，所述第一线路和所述第二线路对于所述EIS来说都等效于开路。
2.根据权利要求1所述的复合发射机，
其中，所述信号分量分离装置提供：
相位确定信号u(t)，如果所述主信号的相位在θ0-π/2到θ0+π/2之间，则所述相位确定信号u(t)为+1，否则所述相位确定信号u(t)为-1；
所述EIS的基带同相信号Iz，所述基带同相信号Iz通过以下信号的第一乘积给出：包络变换信号，所述包络变换信号通过第一数量除以第二数量减去1后的平方根限定，其中，所述第一数量是所述主信号的峰值包络水平C的平方，并且所述第二数量是所述主信号的包络水平的平方；将Q乘以-1获得的正交信号-Q；和所述相位确定信号u(t)，以及
所述EIS的基带正交信号Qz，所述基带正交信号Qz通过以下信号的第二乘积给出：所述相位确定信号u；所述同相信号I；和所述包络变换信号，或另选地，
所述第一乘积乘以-1代替所述第一乘积本身所给出的基带同相信号Iz，和/或
所述第二乘积乘以-1代替所述第二乘积本身所给出的基带正交信号Qz。
3.根据权利要求1所述的复合发射机，
其中，所述信号分量分离装置提供：
相位确定信号u(t)，如果所述主信号的相位在θ0-π/2到θ0+π/2之间的范围内，则所述相位确定信号u(t)是+1，否则所述相位确定信号u(t)是-1；
当所述主信号具有小于其峰值包络水平C的一半的包络水平时，通过所述主信号和所述相位确定信号u的第一乘积所给出的EIS，或者
当所述主信号的包络水平落在C/2到C之间的范围内时，其中该范围包括C/2并包括C，由所述相位确定信号u、和通过组合以下信号所获得的合成信号的第二乘积所给出的EIS：通过将所述主信号的相位移位180度而从所述主信号获得的信号，和包络信号E，其中，通过用所述峰值包络水平C代替所述主信号的包络水平而从所述主信号获得所述包络信号E，或者另选地，
所述第一乘积和所述第二乘积乘以-1所给出的EIS。
4.根据权利要求1所述的复合发射机，其中，所述信号分量分离装置提供：
相位确定信号u(t)，如果所述主信号的相位在θ0-π/2到θ0+π/2之间的范围内，则所述相位确定信号u(t)是+1，否则所述相位确定信号u(t)是-1；
通过所述相位确定信号u和合成信号的乘积所给出的EIS，其中，所述合成信号由通过用所述峰值包络水平C代替所述主信号的包络水平而从所述主信号获得的包络信号E和通过使所述主信号的相位移位180度而从所述主信号获得的信号组成；或者
通过使所述乘积乘以-1所获得的EIS。
5.根据权利要求1所述的复合发射机，
其中，所述信号分量分离装置提供：
具有实部I’和虚部Q’的信号，所述信号通过使所述主信号在负方向上移位任意相位θ1而从所述主信号获得；以及
具有所述相位θ1和包络水平z的EIS信号，其中，通过第一数量的平方根减去第二数量给出z；通过所述主信号的所述峰值包络C的平方减去所述虚部Q’的平方给出所述第一数量，通过所述实部I’的绝对值给出所述第二数量。
6.根据权利要求1所述的复合发射机，
其中，所述信号分量分离装置调节所述EIS，使得通过选择d作为以下值，来使所述主信号的包络水平除以所述主信号的峰值包络水平C而从所述主信号获得的归一化包络水平x落在从1/2-d/2到1/2+d/2的第一范围内或者落在位于所述第一范围内的进一步受限的第二范围内：
所述第二合成信号的归一化包络水平，其中，当通过将所述第一合成信号的包络水平除以所述峰值包络水平C而从所述第一合成信号获得的所述第一合成信号的归一化包络水平等于1时，通过将所述第二合成信号的包络水平除以所述主信号的峰值包络水平C而从所述第二合成信号获得所述第二合成信号的归一化包络水平，或者
当所述第二合成信号的归一化包络水平等于1时的所述第一合成信号的包络水平，由此d是0到1之间的实数。
7.根据权利要求2至6中的任一项所述的复合发射机，所述复合发射机还包括：
用于形成第一信号或第二信号的结构，其中，通过从所述发射机的输出信号的一部分删除所述主信号来从所述一部分形成第一信号，通过所述发射机的输出信号的正交解调从所述输出信号形成第二信号；
用于通过从所述第一信号或者所述第二信号删除所述主信号的同相信号I和/或正交信号Q来形成失真信号的结构；
用于通过所述增益控制信号控制第一线路和/或第二线路的增益的结构，所述第一线路经由所述第一功率放大器位于所述信号分量分离装置的输入端到所述发射机的输出端之间，并且所述第二线路经由所述第二功率放大器位于所述信号分量分离装置的输入端到所述发射机的输出端之间，
由此包含在发射机输出中的ACLP分量被减少到预定水平。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110011621A (zh) * 2019-03-28 2019-07-12 杭州电子科技大学温州研究院有限公司 一种集成异向与多尔蒂结构的高回退范围射频功率放大器
CN110785926A (zh) * 2017-04-24 2020-02-11 麦克姆技术解决方案控股有限公司 具有大rf分数和瞬时带宽的反向多尔蒂功率放大器

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016056951A1 (en) * 2014-10-06 2016-04-14 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Power amplifier for amplification of an input signal into an output signal
JP2016167781A (ja) * 2015-03-10 2016-09-15 富士通株式会社 無線通信装置及び無線通信装置の制御方法
US9929760B2 (en) * 2016-04-14 2018-03-27 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Ultra-low-power RF receiver frontend with tunable matching networks
US10742258B1 (en) * 2018-09-26 2020-08-11 Novatel Inc. System and method for demodulating code shift keying data utilizing correlations with combinational PRN codes generated for different bit positions
US10742257B1 (en) 2018-09-26 2020-08-11 Novatel Inc. System and method for demodulating code shift keying data from a satellite signal utilizing a binary search
US20220360231A1 (en) * 2019-02-13 2022-11-10 Nec Corporation Doherty power amplifier
JP7281932B2 (ja) * 2019-03-22 2023-05-26 古河電気工業株式会社 増幅装置
US10797920B1 (en) * 2020-03-18 2020-10-06 Rockwell Collins, Inc. High-entropy continuous phase modulation data transmitter
US20220131509A1 (en) * 2020-10-27 2022-04-28 Mixcomm, Inc. Methods and apparatus for supporting linearization on power combined power amplifiers
US20230288506A1 (en) * 2022-03-09 2023-09-14 Canon Medical Systems Corporation Mri apparatus and amplifying apparatus
US11750427B1 (en) * 2022-05-04 2023-09-05 L3Harris Technologies, Inc. Low-noise highly-linear wideband vector modulators

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101064519A (zh) * 2006-04-28 2007-10-31 松下电器产业株式会社 发射电路和使用该发射电路的通信设备
CN101103524A (zh) * 2004-12-21 2008-01-09 艾利森电话股份有限公司 功率放大器系统
US20080075194A1 (en) * 2006-09-27 2008-03-27 Ashoke Ravi Digital outphasing transmitter architecture
WO2012023624A1 (ja) * 2010-08-15 2012-02-23 フォーダン株式会社 包絡線追跡型電源を用いたシレー電力増幅方法および送信機
US20120161865A1 (en) * 2010-12-28 2012-06-28 Fujitsu Limited Amplifying device and amplifying method

Family Cites Families (47)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0495409A (ja) * 1990-08-13 1992-03-27 Fujitsu Ltd 増幅器
JP2981312B2 (ja) * 1991-08-08 1999-11-22 富士通株式会社 Ｆｍ−ｃｗレーダ装置
US5901346A (en) * 1996-12-11 1999-05-04 Motorola, Inc. Method and apparatus utilizing a compensated multiple output signal source
WO1999052206A1 (en) * 1998-04-02 1999-10-14 Ericsson, Inc. Hybrid chireix/doherty amplifiers power waveform synthesis
US6133788A (en) * 1998-04-02 2000-10-17 Ericsson Inc. Hybrid Chireix/Doherty amplifiers and methods
US6285251B1 (en) * 1998-04-02 2001-09-04 Ericsson Inc. Amplification systems and methods using fixed and modulated power supply voltages and buck-boost control
US6311046B1 (en) * 1998-04-02 2001-10-30 Ericsson Inc. Linear amplification systems and methods using more than two constant length vectors
US6798843B1 (en) * 1999-07-13 2004-09-28 Pmc-Sierra, Inc. Wideband digital predistortion linearizer for nonlinear amplifiers
US6697436B1 (en) * 1999-07-13 2004-02-24 Pmc-Sierra, Inc. Transmission antenna array system with predistortion
SE516145C2 (sv) 2000-06-06 2001-11-26 Ericsson Telefon Ab L M Sammansatt förstärkare
SE516847C2 (sv) 2000-07-07 2002-03-12 Ericsson Telefon Ab L M Sammansatt förstärkare samt sändare som innefattar en sådan förstärkare
GB0014344D0 (en) * 2000-06-13 2000-08-02 Nokia Mobile Phones Ltd Universal modulation mode tri-amplifier
US6751265B1 (en) * 2000-09-13 2004-06-15 Tropian, Inc. Method and system of amplitude modulation using dual/split channel unequal amplification
GB0205199D0 (en) * 2002-03-06 2002-04-17 Univ Belfast Modulator/transmitter apparatus and method
US7551688B2 (en) * 2002-04-18 2009-06-23 Nokia Corporation Waveforms for envelope tracking transmitter
US7515652B2 (en) * 2003-09-30 2009-04-07 Broadcom Corporation Digital modulator for a GSM/GPRS/EDGE wireless polar RF transmitter
JP2005117599A (ja) * 2003-10-08 2005-04-28 Hiroshi Suzuki 高周波増幅器
US7327803B2 (en) * 2004-10-22 2008-02-05 Parkervision, Inc. Systems and methods for vector power amplification
US8031804B2 (en) * 2006-04-24 2011-10-04 Parkervision, Inc. Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion
US7733978B2 (en) * 2006-05-26 2010-06-08 Industrial Technology Research Institute Apparatus and method of dynamically adapting the LUT spacing for linearizing a power amplifier
US7719377B2 (en) * 2006-06-28 2010-05-18 Harris Corporation Alternating digital RF modulation
JP4283294B2 (ja) * 2006-09-20 2009-06-24 株式会社日立国際電気 ドハティ増幅器
KR100814415B1 (ko) * 2007-02-14 2008-03-18 포항공과대학교 산학협력단 하모닉 제어 회로를 이용한 고효율 도허티 전력 증폭기
US8081935B2 (en) * 2008-01-08 2011-12-20 Panasonic Corporation Multiple-mode modulator to process baseband signals
KR101401723B1 (ko) * 2008-01-11 2014-05-30 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 전력 증폭 장치 및 방법
JP4714790B2 (ja) * 2008-01-30 2011-06-29 京セラ株式会社 電力増幅装置及び通信装置
US8269555B2 (en) * 2008-05-05 2012-09-18 Nxp B.V. Efficient linear LINC power amplifier
GB0811333D0 (en) * 2008-06-19 2008-07-30 Icera Inc Estimating signal characteristics
CN102106078A (zh) * 2008-07-29 2011-06-22 京瓷株式会社 功率放大装置和采用该功率放大装置的发送装置以及通信装置
US8384476B2 (en) * 2008-08-11 2013-02-26 Qualcomm, Incorporated Adaptive digital predistortion of complex modulated waveform using peak and RMS voltage feedback from the output of a power amplifier
US8030997B2 (en) * 2008-11-11 2011-10-04 Philip Brown Resource efficient adaptive digital pre-distortion system
US8218676B2 (en) * 2008-12-23 2012-07-10 Texas Instruments Incorporated System and method for training pre-inverse of nonlinear system
US8660208B2 (en) * 2009-10-20 2014-02-25 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for QAM modulation using dual polar modulation
WO2011070952A1 (ja) * 2009-12-08 2011-06-16 日本電気株式会社 送信装置
US8542768B2 (en) * 2009-12-21 2013-09-24 Dali Systems Co. Ltd. High efficiency, remotely reconfigurable remote radio head unit system and method for wireless communications
US8611834B2 (en) * 2010-11-01 2013-12-17 Cree, Inc. Matching network for transmission circuitry
CN103858338B (zh) * 2011-09-02 2016-09-07 射频小型装置公司 用于包络跟踪的分离vcc和共同vcc功率管理架构
US8964821B2 (en) * 2011-10-14 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Shared feedback for adaptive transmitter pre-distortion
US8670732B2 (en) * 2011-11-11 2014-03-11 Hbc Solutions, Inc. Broadband amplifier system using a 3dB quadrature combiner to dynamically modulate load impedance
US8654867B2 (en) * 2011-12-07 2014-02-18 Texas Instruments Incorporated Transformer power combiner with filter response
CN102594749A (zh) * 2012-02-28 2012-07-18 中兴通讯股份有限公司 一种数字预失真处理方法及装置
IN2014DN10711A (zh) * 2012-07-05 2015-09-04 Ericsson Telefon Ab L M
US8824978B2 (en) * 2012-10-30 2014-09-02 Eta Devices, Inc. RF amplifier architecture and related techniques
JP6265129B2 (ja) * 2012-10-31 2018-01-24 日本電気株式会社 電力増幅器及び電力増幅方法
US8824594B2 (en) * 2012-11-05 2014-09-02 Mstar Semiconductor, Inc. Digital frequency modulation aided AMPM predistortion digital transmitter
US9065509B1 (en) * 2014-01-09 2015-06-23 Mediatek Inc. Methods and apparatus for envelope tracking system
US9240761B1 (en) * 2014-03-07 2016-01-19 Rockwell Collins, Inc. Power amplifier calibration systems and methods

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101103524A (zh) * 2004-12-21 2008-01-09 艾利森电话股份有限公司 功率放大器系统
CN101064519A (zh) * 2006-04-28 2007-10-31 松下电器产业株式会社 发射电路和使用该发射电路的通信设备
US20070254622A1 (en) * 2006-04-28 2007-11-01 Toru Matsuura Transmission circuit, and communication apparatus using the same
US20080075194A1 (en) * 2006-09-27 2008-03-27 Ashoke Ravi Digital outphasing transmitter architecture
WO2012023624A1 (ja) * 2010-08-15 2012-02-23 フォーダン株式会社 包絡線追跡型電源を用いたシレー電力増幅方法および送信機
US20120161865A1 (en) * 2010-12-28 2012-06-28 Fujitsu Limited Amplifying device and amplifying method

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110785926A (zh) * 2017-04-24 2020-02-11 麦克姆技术解决方案控股有限公司 具有大rf分数和瞬时带宽的反向多尔蒂功率放大器
CN110785926B (zh) * 2017-04-24 2023-10-03 麦克姆技术解决方案控股有限公司 具有大rf分数和瞬时带宽的反向多尔蒂功率放大器
CN110011621A (zh) * 2019-03-28 2019-07-12 杭州电子科技大学温州研究院有限公司 一种集成异向与多尔蒂结构的高回退范围射频功率放大器

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