JP6409217B2 - 複合電力増幅方法を用いた線形複合送信機 - Google Patents
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Description
さらに詳しくは、マルチキャリア信号等の尖頭電力が平均出力電力に比べて大きな高周波変調信号を線形増幅する複合電力増幅器および複合送信機に関する。
シレー電力増幅器とドハティ電力増幅器(総称して複合電力増幅器と呼ぶ)は、出力電圧と出力電流の比、即ち等価負荷インピーダンスを、入力信号の大きさに応じて変化させることによって電力効率を高める。そのために、増幅動作は極めて複雑になり、広い帯域に亘って高い電力効率と直線性を保つことが困難である。
従来技術による複合電力増幅器の動作原理と、電力効率特性に付いて、初めにシレー電力増幅器、続いてドハティ電力増幅器について説明する。シレー電力増幅器を有する送信機(以下、略してシレー送信機)101は、図1に示すように、(1)ベースバンド同相信号I(t)とベースバンド直交信号Q(t)(図では、I/Qと表示)を入力信号とし、I(t)とQ(t)を、直交変調して得られる高周波変調信号(以下、主信号と呼ぶ)と、主信号と直交する支援信号との和信号である第1合成信号S1と、主信号と支援信号との差信号である第2合成信号S2とを出力する信号成分分離装置190と、(2)S1およびS2を電力増幅する電力増幅器150および151と、(3)電力増幅器150の出力と電力増幅器151の出力とを電力合成して、シレー送信機101の出力信号Soを出力するシレー合成網140、とから構成される。
シレー合成網140は、2つの入力端と1つの出力端の間をそれぞれ繋ぐ2つのインピーダンス反転器160および161と、2つの入力端と接地間をそれぞれ繋ぐ2つのリアクタンス素子170と171とで構成される。前記2つのリアクタンス素子のリアクタンス値は、絶対値は等しく、互いに符号が異なる。尚、「支援信号」は、既知の技術用語ではなく、主信号を「支援」して電力効率を高める、という意味で、発明者が名付けたものであるが、従来技術によるドハティ電力増幅器を有する送信機(以下、略してドハティ送信機)と、本発明による複合電力増幅器を有する送信機(以下、略して複合送信機)にも、共通してこの呼称を用いることとする。
主信号は、ベースバンド同相信号I(t)とベースバンド直交信号Q(t)を、直交変調して、キャリア角周波数ω0の高周波変調信号に変換した信号で、次式で表せる。
電力増幅器150と151の入力信号は、支援信号(または、そのベクトル表示形jb)と前記主信号との和信号である第1合成信号S1と、差信号である第2合成信号S2とで、次式で与えられる。
シレー送信機101では、主信号に支援信号を加えることによって、電力増幅器150と151の入力信号の包絡線値を、常に主信号の尖頭値Cに一致させるため、電力増幅器50と51とは、常に最大電力効率で動作する。電力増幅器150と151の出力を電力合成する、シレー合成網140の出力には、電力増幅器150と151の入力側で加えられた支援信号は相殺され、主信号が電力増幅された、次式で表される出力信号Soが得られる。
電力増幅器150に着目すると、電力増幅器151が作用することによって、等価出力インピーダンス、即ち、出力電圧と出力電流の比は、実数とはならずに、等価的には、リアクタンス値Xcのリアクタンス素子が並列に接続されたように見える。整合をとるためには、リアクタンス値−Xcのリアクタンス素子170を並列に接続するが、問題は、Xcの値は、a(t)、即ち、主信号の包絡線の大きさに従って変化するので、整合が取れるのは、主信号の電圧が特定の値に限ることである。図2のc21は、シレー送信機101の電力効率特性を描いた図で、横軸が規格化した主信号の入力電圧、縦軸が電力効率である。c21に示すように、電力効率が電力増幅器150の最大電力効率η0に等しくなるのは、主信号の規格化入力電圧がa1とa2の2つの値の場合のみで、他の値(特に、aがa1より小さい領域)では、電力効率は、η0よりも小さくなる(非特許文献4)。尚、c21は、電力増幅器150と151をB級増幅器と仮定し、a1=1/3で電力効率が極大となるように、Xcの値を選んだ場合で、c20は、前記B級増幅器の電力効率を示す。
シレー送信機101の電力効率を改善する試みのひとつに、電力還元型(Power Recycling)シレー送信機(非特許文献5)がある。図3は、前記電力還元型シレー送信機102の構成を示した図で、シレー送信機101と異なって、電力増幅器150と151の出力の主信号と支援信号とを、180度ハイブリッド回路141を使って、独立して取り出し、取り出された支援信号の電力は、高周波/直流変換回路172によって直流電力に変換され、電力増幅器150と151の供給電源端子Vsに還元される。もし、高周波/直流変換回路172の電力変換効率が100%であれば、シレー送信機102の電力効率は、図2のc22に示したように、主信号の入力電圧が変わっても常にη0であるはずである。しかし残念なことに、シレー送信機102の電力効率を、シレー送信機101の電力効率を上回らせる程度に、高周波/直流変換回路172の電力変換効率を高めることは実用上困難であり、電流還元型シレー送信機102は、学術的研究が行われたものの、発明者が知る限り実用化には至っていない。
次は、可変負荷インピーダンス型の複合送信機のひとつで、シレー送信機101と並んでよく知られている、ドハティ送信機103について説明する。図4(a)は、ドハティ送信機103の構成を示す図で、(1)ベースバンド同相信号I(t)と、ベースバンド直交信号Q(t)を入力信号とし、両者を直交変調して主信号を出力する直交変調器90と、(2)前記主信号を入力信号として電力増幅する電力増幅器152と、(3)前記主信号を1/4波長線路163によって遅延させた信号を入力信号として電力増幅する電力増幅器153と、(4)電力増幅器152の出力と、電力増幅器153の出力とを、インピーダンス反転器162を介して合成して送信出力信号Soとするドハティ合成網142、とで構成される。
ドハティ送信機103においては、電力増幅器152は、キャリア増幅器(以下、CAとする)とも呼ばれ、B級またはAB級増幅器が使われる。また、電力増幅器153は、ピーキング増幅器(以下、PAとする)とも呼ばれ、C級増幅器が使われる。CAとPAの入力信号には、電力増幅された主信号を2分岐した出力の、それぞれが入力される。ドハティ送信機103は、インピーダンス反転器162が理想的に動作し、CAとPAとが理想的電流源であると仮定した場合、図4(b)に示した理想的電流源モデルで表すことができる。図5(a)は、規格化した主信号入力電圧に対する、CAの規格化出力電圧特性(c50)と、PAの規格化出力電圧特性(c51)を示す図である。図5(b)は、規格化した主信号入力電圧に対する、CAの規格化出力電流特性(c52)と、PAの規格化出力電流特性(c53)を示す図である。
ドハティ送信機103の動作は、動作域を、小電力域(主信号の包絡線値が尖頭値Cの1/2以下)、と大電力域(主信号の包絡線値が尖頭値Cの1/2以上)、に分けると次のように説明される。図5(a)のc50と、図5(b)のc53とを参照すれば、小電力域では、CAのみが動作し、PAは、カットオフ状態で、オープン回路と見なすことができる。従って、CA(B級増幅器とする)は、負荷インピーダンスを50Ωとすると、100Ωの負荷に対して電力を供給する通常のB級増幅器として動作し、瞬時電力効率は、出力電圧に比例して増加して、主信号の規格化電圧が0.5で、78.5%に達する。
主信号電圧が尖頭値Cの1/2を超えると、PAが動作を開始し、PAによって負荷には電流が追加されるので、見かけの負荷インピーダンスは減少する。CAは、飽和点に留まり一定の電圧を保持するので、最大電力効率で動作する定電圧源と見ることができる。PEP(尖頭包絡線電力)出力時には、CAとPAからは、50Ω負荷が見え、各々は、システムの最大出力電力の2分の1の電力を出力し、PEP効率は、CAがB級増幅器の場合、理論的には78.5%となる(非特許文献6)。
ドハティ送信機103を図4(b)に示した理想的電流源モデルで表したときの、電力効率特性は、図6のc60となる(c61は、B級増幅器の電力効率特性)ことが知られている(非特許文献6)が、実際上は、ドハティ送信機103では、中心周波数(fc)では、インピーダンス反転器162が理想的に動作するものの、fcから離れた周波数では、電力効率が低下し、出力波形が歪むために、広い帯域幅に亘って動作させることが困難なことも知られている(特許文献1)。
近年においては、電力増幅器152と153としては、B級またはAB級増幅器を使った上で、前記電力増幅器152の入力電圧対出力電圧特性が、ドハティ送信機103に使われるCAの入力電圧対出力電圧特性に、また、前記電力増幅器153の入力電圧対出力電流特性が、ドハティ送信機103に使われるPAの入力電圧対出力電流特性となるように主信号を振幅変調して、電力増幅器152の入力信号S1と、電力増幅器153の入力信号S2を得るドハティ送信機104(図7(a)、非特許文献6)が提案されている。
ドハティ送信機104の特長は、2つの電力増幅器152と153の入力電力を、ドハティ送信機103の場合に比べて小さくできるので、付加電力効率を大きくできることと、2つの電力増幅器152と153として、同一設計の電力増幅器(B級またはAB級)を用いることができるので、装置コストの低減が可能となることと、特許文献1で開示されたように、広帯域化が可能なことである。
ドハティ送信機104において、主信号に加えられる信号を、前述したシレー送信機101においてと同様に、支援信号A1と呼ぶことにし、主信号を、シレー送信機101と同様に、数1または数2で表すと、前記支援信号A1は、次式で表せる。
これまで説明した、従来技術に関わる複合送信機では、支援信号をデジタル信号処理回路を使って生成しようとすると、デジタル信号処理回路の演算速度に限界があるために、支援信号の帯域幅は制限される。第1および第2の電力増幅器は、実際上は、完全に線形であることはなく、それらの出力には、非直線歪みが含まれ、帯域制限された支援信号の帯域の外にも歪成分が現れる。この現象は、スペクトル再起(Spectral Regrowth)と呼ばれるが、その様子を、第1と第2の電力増幅器をAB級(ゲートバイアス電圧を、A級増幅器の0.2倍とした)とし、主信号を、RF標準変調信号(4波のQPSK信号、後に実施例2で定義する)として、図9(a)と(b)を使って説明する。
図9(a)は、シレー送信機101に関わるもので、c91は支援信号の、c92は送信機出力信号の電力スペクトル密度(PSD)特性で、支援信号の帯域(規格化周波数が−1.5から1.5まで)の外側にもスペクトル再起があることを示している。図9(b)は、ドハティ送信機104に関わるもので、c94は支援信号の、c95は送信機出力信号の電力スペクトル密度(PSD)特性で、支援信号の帯域(規格化周波数が−1.5から1.5まで)の外側にもスペクトル再起があることを示している。支援信号の帯域端の電力密度(c93,またはc96)が小さくなれば、スペクトル再起密度も小さくなるので、ACLR特性を改善するために、支援信号を峡帯域化することが、複合送信機の重要な課題のひとつとなる。
本発明の目的は、第1と第2の電力増幅器の出力を電力合成する回路を対称構造とし、支援信号と主信号の周波数を異ならせることによって、2つの電力増幅器の出力インピーダンスを、主信号と支援信号とで独立に設定する(従来の複合送信機は、可変インピーダンス型で、本発明に関わる複合送信機では、固定インピーダンス型とする)ことで、広い周波数帯域に亘って良好な電力効率特性と、PSD特性を実現する、新しい複合送信機を提供することである。
(1)ベースバンド変調信号の同相信号I(t)(または略記してI)と直交信号Q(t)(または略記してQ)とを入力信号とし、
前記同相信号Iと前記直交信号Qを直交変調した信号である主信号と、前記主信号に対して周波数偏移および包絡線変換を行った支援信号とのベクトル和信号である第1合成信号S1と、前記主信号と前記支援信号とのベクトル差信号である第2合成信号S2とを出力する信号成分分離装置80
(2)第1合成信号S1を入力して電力増幅する第1の電力増幅器50と、第2合成信号S2を入力して電力増幅する第2の電力増幅器51
(3)第1の電力増幅器50の出力と、第2の電力増幅器51の出力とを電力合成する電力合成回路40
複合送信機201では、前記支援信号の位相を、任意の位相θ0を中心とした所定の範囲内に留めることによって、前記支援信号の瞬時周波数と前記主信号の瞬時周波数とを異ならせ、
前記電力合成網40の第1の入力端と前記電力合成網40の出力端を結ぶ線路と、前記電力合成網40の第2の入力端と前記出力端を結ぶ線路とを、第1の電力増幅器の出力および第2の電力増幅器の出力から前記出力端側を見た回路が、前記支援信号に対して等価的に開回路となるような長さにした点に特徴がある。
本発明の第2の局面は、複合送信機202(図示せず)に関するもので、第1の局面として記載した複合送信機201にあって、前記主信号の位相が、ある位相θ0に対して、θ0−π/2からθ0+π/2までの範囲内にあるときに、1となり、該範囲外にあるときに、−1となる信号を位相判定信号u(t)(または略記してu)とし、
前記尖頭値Cの自乗を前記主信号の包絡線の自乗で除した値から1を減じた値の平方根を包絡線変換信号とすると、
前記包絡線変換信号、前記直交信号Qの符号を反転した信号−Qおよび前記位相判定信号uの3つの積を前記支援信号のベースバンド同相信号Izとし、
前記包絡線変換信号、前記同相信号Iおよび前記位相判定信号uの3つの積を前記支援信号のベースバンド直交信号Qzとするか、または、
前記支援信号のベースバンド同相信号Izと前記支援信号のベースバンド直交信号Qz、両方の符号を同時に反転した信号を前記支援信号とした複合送信機である。
本発明の第3の局面は、複合送信機203(図示せず)に関するもので、前記複合送信機203は、第1の局面として記載した複合送信機201にあって、
前記主信号の位相が、ある位相θ0に対して、θ0−π/2からθ0+π/2までの範囲内にあるときに、1となり、該範囲外にあるときに、−1となる信号を位相判定信号u(t)(または、略記してu)とし、
前記主信号の包絡線の値を前記尖頭値Cに置き換えた信号を包絡線信号Eとしたとき、
前記主信号の包絡線の値が、前記尖頭値Cの2分の1以下では、前記主信号と前記位相判定信号uとの積を前記支援信号とし、
前記主信号の包絡線値が、前記尖頭値Cの2分の1と前記尖頭値Cの間では、前記包絡線信号Eから前記主信号を減じた信号と前記位相判定信号uとの積を前記支援信号とするか、または、
当該支援信号の符号を反転させた信号を前記支援信号とする複合送信機である。
本発明の第4の局面は、複合送信機204(図示せず)に関するもので、この複合送信機204は、第1の局面として記載した複合送信機201にあって、
前記主信号の位相が、ある位相θ0に対して、θ0−π/2からθ0+π/2までの範囲内にあるときに、1となり、該範囲外にあるときに、−1となる信号を位相判定信号u(t)(または、略記してu)とし、
前記主信号の包絡線の値を前記尖頭値Cに置き換えた信号を包絡線信号Eとしたとき、
前記包絡線信号Eから前記主信号を減じた信号と、前記位相判定信号uとの積を前記支援信号とするか、または、
当該支援信号の符号を反転させた信号を前記支援信号とする複合送信機である。
本発明の第5の局面は、図19に示した複合送信機205に関するもので、この複合送信機は、第1の局面とした複合送信機201にあって、
前記主信号の位相を、負の方向に任意の位相θ1だけ移相した信号の実数部をI′、虚数部をQ′とすると、
前記支援信号は、その包絡線値zを、前記主信号の尖頭値Cの自乗から前記虚数部Q′の自乗を引いた値の平方根から前記実数部I′の絶対値を引いた値とし、その位相をθ1とした複合送信機である。
本発明の第6の局面は、複合送信機206(図示せず)に関するもので、この複合送信機206は、第1の局面として記載した複合送信機201にあって、
前記主信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Cで除した値を規格化包絡線値xとすると、0から1までの任意の大きさの実数dに対して、
前記規格化包絡線値xが、1/2−d/2から1/2+d/2までの範囲で、または該範囲の一部で、
第1合成信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Cで除した第1合成信号の規格化包絡線値が1のときに、第2合成信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Cで除した第2合成信号の規格化包絡線値をdとし、
第2合成信号の規格化包絡線値が1のときに、第1合成信号の規格化包絡線値をdとする条件を満たす前記支援信号を用いた複合送信機である。
本発明の第7の局面は、図29に示した複合送信機207に関するもので、この複合送信機207は、複合送信機201から206の何れかひとつの複合送信機にあって、
前記信号成分分離装置の入力点から前記第1の電力増幅器を経て前記送信機の出力点に至る経路を第1の経路とし、前記入力点から前記第2の電力増幅器を経て前記出力点に至る経路を第2の経路とし、
前記送信機の出力信号の一部を取出して分岐信号とし、前記分岐信号から前記主信号を相殺した信号を直交復調した信号、または、前記分岐信号を直交復調した信号から、前記主信号の同相信号Iまたは/および前記主信号の直交信号Qを相殺した信号を歪信号とし、前記歪信号から前記主信号の包絡線の変動量を抑圧した信号を利得制御信号としたとき、
前記送信機の出力信号に含まれる隣接チャネル漏洩電力成分を所定のレベルまで抑圧するために、前記利得制御信号によって前記第1の経路の利得を制御する手段または/および前記第2の経路の利得を制御する手段を設けたことを特徴とする複合送信機である。
図2は、シレー送信機101に関して、規格化した入力電圧に対する電力効率を示した図である。
図3は、電力効率を上げるように改良された電力再生型シレー送信機102の構成図である。
図4は、従来技術によるドハティ送信機103に関する、構成図(a)と、理想的電流源モデルを示した図(b)である。
図5は、ドハティ送信機103における主信号の規格化入力電圧に対する、電力増幅器152と153の規格化出力電圧特性を示した図(a)と、規格化出力電流特性を示した図(b)である。
図6は、従来技術によるドハティ送信機103の電力効率特性を示した図である。
図7は、従来技術によるドハティ送信機103を改良したドハティ送信機104の構成図(a)と、出力側に生じる非線形成分を除去する様に、入力信号から電力増幅器152と153への入力信号S1とS2とを生成する回路を示した図(b)である。
図8は、ドハティ送信機103のCA(キャリア増幅器)とPA(ピーキング増幅器)の入力電圧対出力電圧特性(a)と、ドハティ送信機105のCAとPAの入力電圧対出力電圧特性(b)を示した図である。
図9(a)は、シーレー送信機101の第1と第2の電力増幅器として、非直線増幅器(AB級)を使用した場合の、支援信号と送信機出力のPSD特性を示した図である。
図9(b)は、ドハティ送信機103の第1と第2の電力増幅器として、非直線増幅器(AB級)を使用した場合の、支援信号と送信機出力のPSD特性を示した図である。
図10は、本発明に基づく複合送信機201の構成を示した図である。
図11は、信号成分分離装置80の構成図で、(a)は、第1合成信号S1のベースバンド信号と、第2合成信号S2のベースバンド信号を、それぞれ直交変調して、第1合成信号S1と第2合成信号S2を生成する場合、(b)は、主信号と支援信号の、それぞれのベースバンド信号を、それぞれ直交変調して、RF帯信号である主信号と支援信号を生成し、両者の和信号として第1合成信号S1を、差信号として第2合成信号S2を生成する場合を示した図である。
図12は、複合送信機202に関して、2つの電力増幅器50および51の入力信号を、主信号と支援信号に分解して、主信号が、どの象限にあるかに対応してベクトル表示した図である。
図13は、複合送信機202に関して、(a)支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図と、(b)主信号と支援信号の周波数関係を示すスペクトラム図である。
図14は、複合送信機202に関して、主信号と支援信号のPSD特性を示した図である。
図15は、複合送信機203に関して、主信号の尖頭値をCとすると、主信号の包絡線値がC/2からCまでのときの、2つの電力増幅器50および51の入力信号を、主信号と支援信号に分解してベクトル表示した図で、主信号が、第2象限にある場合(a)と、第1象限にある場合(b)を示したものである。
図16(a)は、複合送信機203に関して、支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図である。
図16(b)は、複合送信機204に関して、支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図である。
図17(a)は、複合送信機203と4に関して、主信号と支援信号の周波数関係を示すスペクトラム図である。
図17(b)は、複合送信機203に関して、主信号と支援信号のPSD特性を示した図である。
図18は、本発明に基づく複合送信機203に関する、規格化入力電圧対電力効率特性(c182)と、複合送信機204に関する、規格化入力電圧対電力効率特性(c183)を示した図である。
図19は、本発明に基づく複合送信機205に関する構成図(a)と、2つの電力増幅器50および51の入力信号を、主信号と支援信号に分解してベクトル表示した図で、主信号が、第2象限にある場合(b)と、第4象限にある場合(c)を示した図である。
図20(a)は、複合送信機205における、支援信号のベクトルの先端の軌跡(虚数成分をもたないので、x軸に一致する)を描いた図である。
図20(b)は、複合送信機205における、主信号と支援信号のPSD特性図を示した図で、主信号は、周波数がfc(キャリア周波数)+fo(ベースバンド帯域幅)で、規格化電圧0.5の無変調信号とした場合の例である。
図21は、複合送信機205における、主信号、第1合成信号S1および第2合成信号S2の規格化包絡線の時間波形を示した図である。
図22は、複合送信機205における、主信号(c220)、支援信号(c221)および残留支援信号(c222,c223,c224)のPSD特性を示した図である。
図23は、複合送信機205における、規格化入力電圧対電力効率の理論値(c231)および実測値(点)を示した図で、c230は、B級電力増幅器の理論的電力効率特性を示した図である。
図24は、従来技術による複合送信機と本発明に基づく複合送信機を比較するために、それぞれの主信号と支援信号のPSD特性を示した図で、図24(a)が従来技術に関わるシレー送信機101とドハティ送信機104に関するもので、c100が主信号、c101がシレー送信機101の支援信号、c104がドハティ送信機104の支援信号のPSD特性を示した図、図24(b)が、複合送信機202から206までに関わるもので、c200が主信号、規格化周波数が2近傍の電力密度の大きい順に描いた、c202,c204,c206,c203,c205は、それぞれ、複合送信機202,204,206,203および205の支援信号のPSD特性を示した図である。
図25(a)は、複合送信機206における、主信号ベクトルOAと4つの支援信号ベクトル(AB,AD,ACおよびAE)を示した図である。
図25(b)は、図25(a)に示した主信号ベクトルと4つの支援信号ベクトルを、主信号の位相をφとすると、時計方向にφだけ回転して示した図である。
図26(a)は、主信号が第1象限にあるときは、支援信号1が最適支援信号であることを示した図である。
図26(b)は、主信号が第2象限にあるときは、支援信号2が最適支援信号であることを示した図である。
図27(a)は、複合送信機206に関して、支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図である。
図27(b)は、従来のシレー送信機101に関して、支援信号のベースバンド帯域幅をパラメータとする、第1または第2合成信号の規格化包絡線値に対する確率密度関数(PDF)を示した図である。
図28は、複合送信機206Bの、第1または第2合成信号の規格化包絡線値に対する確率密度関数(PDF)を示した図で、パラメータは、支援信号のベースバンド帯域幅である。
図29は、本発明に関わる複合送信機201から206の何れかに、歪信号成分を抑圧する手段を付加した複合送信機207の構成図である。
図30は、複合送信機205における主信号(c300)と残留支援信号(c301,c302,c303)のPSD特性を示した図である。
(1)ベースバンド同相信号I(t)とベースバンド直交信号Q(t)を入力信号とし、I(t)とQ(t)とを直交変調した信号である主信号と、前記主信号に対して周波数偏移および包絡線変換を行った支援信号とのベクトル和信号である第1合成信号S1と、前記主信号と前記支援信号とのベクトル差信号である第2合成信号S2とを出力する信号成分分離装置80
(2)前記第1合成信号S1を入力して電力増幅する電力増幅器50、および前記第2合成信号S2を入力して電力増幅する電力増幅器51
(3)電力増幅器50の出力と、電力増幅器51の出力とを入力し、それぞれをインピーダンス反転器60と61を経由した出力を合成して送信機の出力信号とする対称構造の電力合成網40。尚、インピーダンス反転器60と61は、共に、電力増幅器50の出力および電力増幅器51の出力から前記電力合成網40の出力端側を見た回路が、前記支援信号に対して等価的に開回路となるような長さの線路である。
従来の複合送信機(シレー送信機101とドハティ送信機103)においては、主信号と支援信号とが(シレー送信機101では、90度または−90度の位相差で、ドハティ送信機103または104では、0度または180度の位相差で)同期していたのに対して、本発明による複合送信機201では、主信号と支援信号の周波数を異ならせることによって、電力増幅器50と51の出力インピーダンスを主信号と支援信号とで独立して設定することに特徴がある。
前記信号成分分離装置80の構成法としては、図11(a)に示す方法と、図11(b)に示す方法がある。図11(a)に示す方法は、ベースバンド信号(I/Q)から信号成分分離装置81によって生成される、第1合成信号S1のベースバンド同相信号I+Izと、ベースバンド直交信号Q+Qzとを、キャリア発振器24をローカル源とする直交変調器20によって直交変調し、RF信号である第1合成信号S1を生成し、ベースバンド信号(I/Q)から信号成分分離装置81によって生成される、第2合成信号S2のベースバンド同相信号I−Izと、ベースバンド直交信号Q−Qzとを、キャリア発振器24をローカル源とする直交変調器21によって直交変調し、RF信号である第2合成信号S2を生成する。
図11(b)に示す方法は、ベースバンド信号(I/Q)から信号成分分離装置82によってベースバンド支援信号(Iz/Qz)を生成し、ベースバンド信号(I/Q)をキャリア発振器24をローカル源とする直交変調器22によって直交変調して、RF信号である主信号を生成し、ベースバンド支援信号(Iz/Qz)を、キャリア発振器24をローカル源とする直交変調器23によって直交変調し、RF信号であるRF支援信号を生成し、主信号と支援信号を、合成器41に入力して、その出力に両者の和信号である第1合成信号S1を得る。また、主信号と支援信号を、合成器42に入力して、その出力に両者の差信号である第2合成信号S2を得る。
複合送信機201の電力合成網40を、180度ハイブリッド回路に置換し、0度出力ポートから主信号を、180度出力ポートから支援信号を出力し、前記主信号と前記支援信号の高周波電流をそれぞれの抵抗負荷に流す構成とした複合送信機を、抵抗終端型複合送信機と名付けると、本発明による複合送信機201の平均電力効率は、次のようにして求められる。前記抵抗終端型複合送信機の直流消費電力をP0,負荷抵抗で消費される、前記主信号の高周波電力をP1,前記支援信号の高周波電力をP2とすると、複合送信機201では、前記支援信号に関する電力消費は、零となるので、複合送信機としての直流消費電力Pは、P0から、P2と(P1+P2)の比にP0を乗じた値、を差し引いた値となるので、次式で表せる。
次のベクトル表示形で表せる、主信号と支援信号の合成信号を、第1合成信号S1と第2合成信号S2とする点に特徴がある。
(数20/1)
また、支援信号の直交信号Qzは、前記包絡線変換信号と、Iと、前記位相判定信号uの3つの積になり次式で表される。
(数20/2)
主信号の瞬時周波数がキャリア周波数fcに一致しないときには、キャリア周波数fcを基準とする位相平面上で観測すると、主信号は、回転する信号である。従来のシレー送信機101または102では、支援信号も主信号に同期して回転する信号となるので、その帯域幅は主信号よりも広がる。支援信号に前記位相判定信号u(t)を乗じて、jubまたは−jubで表せる支援信号のベクトルの先端が、キャリア周波数fcを基準とする位相平面の半分の面に留まるようにすることで、主信号と支援信号の周波数を異ならせることが本複合送信機202の特徴である。
図12は、主信号、第1合成信号S1および第2合成信号S2のベクトルを、主信号のキャリア周波数fcを基準とする位相平面上に、主信号が第1,2,3および4象限にある場合を、それぞれ(a)、(b)、(c)および(d)として描いたものである。支援信号−jubのベクトルの先端が、位相平面の右半分にあるためには、θ0=π/2とし、位相判定信号を次式とすればよい。
図13(a)は、複合送信機202に関して、主信号を後述するRF標準変調信号とし、位相判定信号として数21を用いた場合に、支援信号−jubのベクトルの先端の軌跡を、ある時間内で描いたもので、前記軌跡は、相当の時間率で位相平面の右半分に留まることを示している。僅かな時間率で左半面に飛び出す、または規格化包絡線値1を超える理由は、支援信号の帯域幅をフィルタによって制限した(主信号の帯域幅の3倍とした)ためである。
図13(b)は、主信号の包絡線値を、尖頭値C/2、周波数fc+Δfの無変調信号とした場合の、前記主信号と前記支援信号のスペクトルを、前者を点線で、後者を実線で示したもので、前記支援信号の瞬時周波数は、fc+Δf±mΔf(mは奇整数)となることを示している。
今後行うPSD特性に関するシミュレーションでは、主信号を無変調信号ではなく、尖頭電力対平均電力の大きいマルチキャリア信号の例として、4波のQPSK信号を周波数軸上に等間隔で配置した4マルチキャリア信号に対して、ピーククリッピングを施した信号(以下RF標準変調信号と呼ぶ)を用いる。但し、シミュレーションのために前記RF標準変調信号を用いたことは、本発明の範囲を、マルチキャリア数を4に、また変調方式をQPSKに限定するものではなく、例えば、1024波のOFDM信号などの、PAPR(尖頭電力対平均電力比)の比較的大きい一般的高周波変調信号に関わる送信機に対しても本発明は、適用される。
次に本発明による複合送信機202の、主信号をRF標準変調信号とした場合のPSD特性図を示すと、図14となる。この図において、c140は、主信号を、c141は、支援信号を表す。c142,c143およびc144は、電力増幅器50と51に利得差があると生じる、残留支援信号のPSD特性図で、それぞれ、電力増幅器50と51の利得比を、0.4dB,0.2dBおよび0.1dBとした場合を示す。
複合送信機202の電力効率は、電力増幅器50と51をB級増幅器とし、その最大電力効率をη0(=π/4)とすると、数17に、z=jubを代入して求めると、主信号電圧に拘わらずη0に一致する(図2のc22)。
図17(a)は、キャリア周波数をfcとし、主信号の包絡線値を尖頭値C/2、周波数をfc+Δfとする無変調信号とした場合の、主信号と支援信号のスペクトル図を描いたもので、前記支援信号の瞬時周波数は、fc+Δf±mΔf(mは奇整数)となることを表している。
図17(b)は、複合送信機203において、主信号をRF標準変調信号(4波のQPSK信号)とした場合のPSD特性を示した図で、c170は、主信号、c171は、支援信号、c172,c173およびc174は、残留支援信号で、それぞれ、電力増幅器50と51の利得比を、0.4dB、0.2dBおよび0.1dBとした場合である。
複合送信機203において、電力増幅器50と51を、最大電力効率η0(=π/4)のB級増幅器とし、数17にz=ua1を代入して電力効率特性を求めると、図18のc182となる。c181は、従来技術によるドハティ送信機103の電力効率特性を、c180は、B級増幅器の電力効率特性を示す。この図から、複合送信機203の電力効率は、主信号の包絡線値が尖頭値Cの1/2以下(小電力域)では、従来技術によるドハティ送信機103の特性に一致し、Cの1/2以上では、(この図に示す程度に)劣化する。尚、c183については、次の実施例4で説明する。
図16(b)は、主信号をRF標準変調信号として、複合送信機204の支援信号のベクトルの先端を、ある時間内で描いたもので、前記軌跡が位相平面の右半分内に留まるので、支援信号の瞬時周波数がキャリア周波数fcに変換されることを示している。
複合送信機202,203および204では、主信号の位相をφ(t)とする(数2)と、支援信号の位相は、複合送信機202では、φ(t)±π/2、複合送信機203または204では、φ(t)、またはφ(t)±πなので、主信号の瞬時周波数がキャリア周波数fcから離れて、主信号ベクトルaがキャリア周波数を基準とする位相平面上を高速で回転するようになると、支援信号ベクトルzも高速で回転するので、その結果、帯域幅が広がることになる。この点に着目して、複合送信機205では、支援信号として、主信号に−φ(t)、即ち、逆方向の位相回転を与えて、位相を固定化する。
支援信号に逆方向の位相回転を与えて位相を固定化すると、主信号と支援信号の間には、位相φを時間で微分したdφ(t)/dtの角周波数差が生まれ、主信号と支援信号とは直交する(周波数差がある)ことになり、複合送信機201の成立条件のひとつが満たされる。点p0(図19,インピーダンス反転器60と61の接合点)が、支援信号にとっての短絡点となり、支援信号に着目した電力増幅器50と51の出力インピーダンスが、開インピーダンスとなるように、インピーダンス反転器60と61の長さを設定すれば、支援信号の出力電流は、0となって、電力の消費も0(実際上は僅かな値)となる。
支援信号zの位相θ1は任意でよいが、簡単のため0とし、支援信号z、第1合成信号S1および第2合成信号S2を、キャリア周波数を基準とする位相平面上に、主信号が第2象限にある場合と第4象限にある場合を描くと、それぞれ図19(b)および図19(c)となる。(b)が、第2合成信号S2の包絡線が尖頭値Cとなる場合、(c)が、第1合成信号S1の包絡線が尖頭値Cとなる場合の例である。支援信号z、第1合成信号S1および第2合成信号S2を式で表すと、次のようになるので、
θ1が0、π、π/2または−π/2以外の場合は、支援信号のベースバンド信号は、数31に示すようにより複雑になるにも拘わらず、送信機の性能は何ら改善されない。従って、支援信号の位相は、0またはπ/2とするのが実用上賢明な選択である。
図20(a)は、複合送信機205に関わる支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図で、前記支援信号の位相が例えば0の場合で、前記軌跡は、+のx軸と重なる直線となって、支援信号のスペクトルの拡がりは相対的に小さくなる(後述する、図24(b)のc205)。
図20(b)は、主信号を、包絡線値Cの1/2、周波数をfc+Δfの無変調信号とし、Δf=foとした(即ち、主信号が帯域の上端にある)場合の、主信号(点線)と支援信号(実線)のスペクトラム図を示したものであるが、支援信号の大半のエネルギーは、キャリア周波数fcに集中し、周波数fc±2nΔf(nは整数)に、次に大きなエネルギーが集中することが、この図から読み取ることができる。
図21は、主信号を、RF標準変調信号とした場合の、主信号と第1合成信号S1の包絡線の時間波形(a)と、主信号と第2合成信号S2の包絡線の時間波形(b)を描いた図で、第1合成信号S1と第2合成信号S2のどちらかが必ず、主信号の尖頭値Cに一致する(厳密には、支援信号に対する帯域制限のために、Cから若干ずれる時間帯がある)ことを表している。尚、横軸は時間tを周期T(主信号のベースバンド帯域幅foの逆数)で規格化した、t/Tである。因みに、S1とS2の包絡線値が同時にCに一致するのは、支援信号の位相θ1が0の場合を例にとると、主信号の位相がπ/2または−π/2になる瞬間だけである。
図22は、主信号をRF標準変調信号とした場合の、複合送信機205に関する、主信号、支援信号、電力増幅器50と51の利得差に応じて出力に現れる、3つの残留支援信号のPSD特性を、それぞれ、c220,c221,c222,c223およびc224として示した図で、3つの残留支援信号は、電力密度が高い順に、電力増幅器50と51の電圧比が、0.4dB,0.2dBおよび0.1dBの場合である。
複合送信機205の電力増幅器50と51をB級増幅器とした場合の電力効率特性は、数26と29,または数30と31から求まる支援信号zを数17に代入して求めると、図23のc231となる。この図から主信号が中間レベルで小さくなるものの、小電力域では、最大電力効率η0に近い値となることを示している。この特性は、主信号レベルが下がると電力効率が急速に低下する、従来のシレー送信機101やドハティ送信機103と対比すると、優れた特徴である。c231の近傍の黒点は、電力効率の実測値で、理論値c231に比較的近いことは、複合送信機205の実現性を裏付けている(尚、実測は、周波数2.1GHz、電力増幅器50と51の半導体はGaNを使用した)。
複合送信機201にとって、信号成分分離装置80内のデジタル信号処理装置の演算速度をできるだけ小さくする上で、支援信号の帯域幅が狭いことは極めて重要である。図24(b)は、これまで説明してきた複合送信機202から206までの支援信号のPSD特性図を示したもので、帯域外のスペクトル密度の高い順に、c202,c204,c206,c203およびc205とすると、それぞれ複合送信機202,204,206(実施例6として後述する),203および205に対応する。尚、c200は、主信号のPSD特性である。この図は、複合送信機205は、帯域外の電力密度が最も低く、ACLR特性の観点から最も優れた送信機であることを示している。図24(a)は、従来技術に関わる複合送信機のPSD特性を参照するためのもので、c100は主信号のPSD特性、c101はシレー送信機の支援信号、c104はドハティ送信機104の支援信号のPSD特性を示した図である
実施例2から5までで説明した複合送信機202,203,204または205は、デジタル信号処理部の演算速度に対する制約から、支援信号の帯域幅を無限大にはできないので、図9を使って前述したように、支援信号の帯域外に発生するスペクトル再起レベルを所定の値以下にするように、第1および第2の電力増幅器には、所定の直線性が要求される。本実施例で説明する複合送信機206では、第1および第2の電力増幅器を主信号の尖頭包絡線値CおよびC以下のある離散値で動作させることによって、第1および第2の電力増幅器に要求される直線性を、これまで説明した何れの複合送信機に対するよりもより緩和する点に特徴がある。
図25(a)は、主信号、支援信号、第1合成信号および第2合成信号を、それぞれベクトルOA,ベクトルAE,ベクトルOEおよびベクトルODとして描いたもので、それぞれの包絡線値は、主信号の尖頭値Cで規格化するものとする。第1合成信号の規格化包絡線値が1のときに、第2合成信号の規格化包絡線値をdとすると、第1合成信号(ベクトルOE)の先端Eは、半径1の円上に、また第2合成信号(ベクトルOD)の先端Dは、半径dの円上にある。
第1または第2合成信号の規格化包絡線値が1のとき、他方の合成信号の規格化包絡線値がdである支援信号には、包絡線値が等しく位相の異なる4つの解がある(支援信号1,2,3および4とする)が、それらの位相関係は、図25(a)を、時計回りに主信号の位相φ(t)だけ回転させて描いた図25(b)だと分かり易いので、この図に則して4つの支援信号を求める。支援信号4の実数部をIs、虚数部をQsとして、支援信号4を、Is+jQsで表すと。他の支援信号の実数部は、Isまたは−Isで、虚数部は、Qsまたは−Qsであることが、図25(b)から読み取れる。従って、支援信号1,2,3および4は、次の式で表せる。
図26(a)は、主信号が第1象限にあるときは、位相が最も小さい(0度に近い)支援信号として、支援信号1を選択することを表した図である。図26(b)は、主信号が第2象限にあるときは、位相が最も小さい(0度に近い)支援信号として、支援信号2を選択することを表した図である。主信号が第3象限にあるときは、(図示しないが)支援信号3が、また、主信号が第4象限にあるときは、(図示しないが)支援信号4が、位相が最も小さい(0度に近い)支援信号として選択すればよい。以上をまとめると、選択すべき支援信号は、次式で表せる。
複合送信機206に関して、主信号の規格化包絡線値が1/4から3/4の範囲で、第1および第2合成信号の取り得る飽絡線値が、CおよびC/2(d=1/2)の2値の場合を、複合送信機206A(図示しない)と呼び、複合送信機205において、第1または第2合成信号の包絡線値が、C/2以上では、複合送信機205として、C/2以下では、複合送信機206Aとして、動作する複合送信機を、複合送信機206Bと呼ぶ(図示しない)こととすると、図27(a)は、複合送信機206Bにおいて、ベースバンド帯域幅が、3foの場合の、支援信号ベクトルの先端の軌跡を描いた図である。
この図を、複合送信機202,203,204および205に関する支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図である図13,図16(a)、図16(b)および図20(a)と比較すると、支援信号の先端の軌跡が、位相面の片半面に限定されることは同じであるが、さらには、前記軌跡の範囲が、(複合送信機205に係わる図20(a)を除いて)より限定された範囲を動くことを示している。このことは、複合送信機206Bも、複合送信機にとっての重要な要件である支援信号の帯域幅が比較的狭くなる特徴をもっていることを表している。
複合送信機206Bの第1と第2合成信号の確率密度関数(PDF)特性を描くと図28となる。パラメータは支援信号のベースバンド帯域幅で、曲線c281からc285までのベースバンド帯域幅は、それぞれ、2fo,3fo、4fo、5foおよび∞である。比較のため、従来のシレー送信機101のPDF特性を描くと、図27(b)となる。パラメータは、図28と同様に、曲線c271からc275までは、支援信号のベースバンド帯域幅が、それぞれ、2fo,3fo、4fo、5foおよび∞の場合である。図27(b)と図28を比較すると(例えば、c272とc282)、複合送信機206Bの方が、従来のシレー送信機101よりも、支援信号を帯域制限した場合のPDFの広がりが小さい。PDFの広がりが小さいことは、第1および第2の電力増幅器には、離散的包絡線値近傍にのみ直線性が要求されることを意味していて、この点が複合送信機206Bの大きな優位点である。
第1と第2合成信号の取り得る離散的包絡線値の数を増やした場合には、xがある範囲内で、前記包絡線値として異なる値(d1、d2とする)の何れをも取り得ることがある。例えば、d1=1/3、d2=2/3とすると、xが1/3と2/3の間では、第1と第2合成信号の規格化包絡線値として、d1とd2のどちらを用いてもよい。このようなときは、例えば、複合送信機205と同様の考え方として、支援信号としては、最も位相の小さい(0度に近い)ものを使用することが、実用上最も自然な選択である。
(1)送信機出力Soの一部を分岐信号として抽出する手段(図29の例では、方向性結合器70)
(2)前記分岐信号から、主信号成分を相殺した信号である歪信号、または、前記歪信号のベースバンド信号を抽出する手段
(3)前記歪信号のベースバンド信号の振幅変動を抑圧し、利得制御信号として出力する手段
(4)信号成分分離装置80−6の入力点から電力増幅器50を経て出力点p0に至る経路を第1の経路とし、前記入力点から電力増幅器51を経て出力点p0に至る経路を第2の経路とすると、前記利得制御信号によって、前記第1の経路の利得または/および前記第2の経路の利得を制御する手段
前記利得制御信号による第1または/および第2の経路の利得の制御は、送信機出力信号Soに含まれる歪信号成分を、所定のレベルまで抑圧するように行う。上記(2)は、前記分岐信号を、復調器25でベースバンド信号に変換し、前記信号から主信号のベースバンド信号(I/Q)を相殺して、歪信号のベースバンド信号を抽出する手段、でもよい。
複合送信機で発生する歪みの発生要因を大別して2つ挙げると、(1)第1および第2の電力増幅器の入出力特性が直線でないことによる、非直線歪み、(2)第1および第2の利得に差がある場合に、支援信号成分が送信機出力に現れる残留歪み、である。これら2つの内、残留歪みについては、比較的簡単に抑圧できることを、図22の周波数レンジを変えて示した図である図30を使って説明する。この図で、c300、c301,c302,c303は、それぞれ、主信号、電力増幅器50と51の利得比を0.4dB,0.2dBおよび0.1dBとした場合の残留歪みのPSD特性図で、残留歪み成分には、周波数がキャリア周波数fcに一致する線スペクトル成分が含まれ、これらの線スペクトルの電圧(図30では、−17、−23および−29dBc)は、残留歪信号の平均電圧に比例しているので、前記線スペクトルを、前記利得制御信号として利用できる。
残留歪信号に、キャリア周波数fcに一致する周波数の線スペクトルが含まれることは、従来のシレー送信機101においては、電力増幅器150と151の入力に無変調のパイロット信号を挿入することによって電力増幅器150と151の利得差を抑圧する方法が執られていることを考えると、本発明による複合送信機207の特徴のひとつである。
24 キャリア発振器
25 復調器
40 電力合成網
41,42 合成器
50,51 電力増幅器
60,61 インピーダンス反転器
70 方向性結合器
80,80−5,80−6 信号成分分離装置
81,82 信号成分分離装置
90 直交変調器
95 信号成分分離装置
101,102 シレー送信機
103,104,105 ドハティ送信機
140 シレー合成網
141 180度ハイブリッド回路
142 ドハティ合成網
143 合成回路
144 高周波/直流変換回路
150,151,152,153 電力増幅器
160,161,162 インピーダンス反転器
163 1/4波長線路
170,171 リアクタンス素子
172 高周波/直流変換回路
181 非線形エミュレータ
182 交差結合フィルタ
190,191 信号成分分離装置
201,202,203 複合送信機
204,205,206 複合送信機
206A,206B,207 複合送信機
Claims (7)
- ベースバンド変調信号の同相信号Iと直交信号Qとを入力信号とし、
前記同相信号Iと前記直交信号Qを直交変調した信号である主信号と、前記主信号に対して周波数偏移および包絡線変換を行った支援信号とのベクトル和信号である第1合成信号と、前記主信号と前記支援信号とのベクトル差信号である第2合成信号とを出力する信号成分分離装置と、
第1合成信号を入力して電力増幅する第1の電力増幅器と、
第2合成信号を入力して電力増幅する第2の電力増幅器と、
から構成される送信機であって、
前記支援信号の位相を、任意の位相θ0を中心とした所定の範囲内に留めることによって、前記支援信号の瞬時周波数と前記主信号の瞬時周波数とを異ならせ、
合成網の第2の入力端と前記出力端を結ぶ線路とを、第1および第2の電力増幅器の出力から前記出力端側を見た回路が、前記支援信号に対して等価的に開回路となるような長さにした線形複合送信機。 - 前記主信号の位相が、ある位相θ0に対して、θ0−π/2からθ0+π/2までの範囲内にあるときに、1となり、該範囲外にあるときに、−1となる信号を位相判定信号uとし、
減じた値の平方根を包絡線変換信号としたとき、
前記包絡線変換信号、前記直交信号Qの符号を反転した信号−Qおよび前記位相判定信号uの3つの積を前記支援信号のベースバンド同相信号Izとし、
前記包絡線変換信号、前記同相信号Iおよび前記位相判定信号uの3つの積を前記支援信号のベースバンド直交信号Qzとするか、または、
前記支援信号のベースバンド同相信号Izと前記支援信号のベースバンド直交信号Qzの符号を同時に反転した信号を前記支援信号とした請求項1に記載の線形複合送信機。 - 前記主信号の位相を、負の方向に任意の位相θ1だけ移相した信号の実数部をI′、虚数部をQ′としたとき、
前記支援信号は、その包絡線値zを、前記主信号の尖頭包絡線値Cの自乗から前記虚数部Q′の自乗を引いた値の平方根から前記実数部I′の絶対値を引いた値とし、その位相をθ1とする請求項1に記載の線形複合送信機。 - 前記主信号の包絡線値を前記主信号の尖頭包絡線値Cで除した値を規格化包絡線値xとすると、0から1までの任意の大きさの実数dに対して、
前記規格化包絡線値xが、1/2−d/2から1/2+d/2までの範囲で、または該範囲の一部で、
第1合成信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Cで除した第1合成信号の規格化包絡線値が1のときに、第2合成信号の包絡線値を前記尖頭包絡線値Cで除した第2合成信号の規格化包絡線値をdとし、
第2合成信号の規格化包絡線値が1のときに、第1合成信号の規格化包絡線値をdとする条件を満たす前記支援信号を用いた請求項1に記載の線形複合送信機。 - 前記信号成分分離装置の入力点から前記第1の電力増幅器を経て前記送信機の出力点に至る経路を第1の経路とし、前記入力点から前記第2の電力増幅器を経て前記出力点に至る経路を第2の経路とし、
前記送信機の出力の一部を取り出して分岐信号とし、前記分岐信号から、前記主信号を相殺した信号を直交復調した信号、または、前記分岐信号を直交復調した信号から、前記主信号の同相信号Iまたは/および前記主信号の直交信号Qを相殺した信号を歪信号とし、前記歪信号から前記主信号の包絡線の変動量を抑圧した信号を利得制御信号としたとき、
前記送信機の出力信号に含まれる隣接チャネル漏洩電力成分を所定のレベルまで抑圧するために、前記利得制御信号によって前記第1の経路の利得を制御する手段および前記第2の経路の利得を制御する手段のうち少なくとも一方を設けたことを特徴とする請求項1から6までの何れかに記載の線形複合送信機。
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