WO2014199891A1

WO2014199891A1 - 電動車両の電源システム

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Publication number: WO2014199891A1
Application number: PCT/JP2014/064940
Authority: WO
Inventors: 修二戸村; 将紀石垣; 直樹柳沢; 賢樹岡村
Original assignee: トヨタ自動車株式会社
Priority date: 2013-06-11
Filing date: 2014-06-05
Publication date: 2014-12-18
Also published as: JP2014241665A; CN105283346A; JP5878495B2; CN105283346B; US20160129796A1; DE112014002778T5; US9555714B2

Abstract

　ハイブリッド車両（１０００）は、エンジン（１１５）および第２のモータジェネレータ（ＭＧ２）の出力によって走行することができる。第１のモータジェネレータ（ＭＧ１）は、車両走行中または停車中にエンジン（１１５）の出力を用いて、複数の直流電源（１０ａ，１０ｂ）の充電電力を発電することができる。電源システム（５）は、直流電源（１０ａ，１０ｂ）と、第１および第２のモータジェネレータ（ＭＧ１，ＭＧ２）に共通に接続された電力線との間に接続された電力変換器を含む。制御装置（４０）は、車両走行状態に基づく駆動要求パワーと直流電源（１０ａ，１０ｂ）全体での充放電要求電力とを確保するように、第１および第２のモータジェネレータ（ＭＧ１，ＭＧ２）ならびにエンジン（１１５）の動作指令を生成する。充放電要求電力の設定は、電力変換器の動作モードに応じて切り換えられる。

Description

電動車両の電源システム

　この発明は、電源システムに関し、より特定的には、車両走行中に直流電源の充電電力を発電するための機構を有する電動車両の駆動系を負荷とする電源システムの制御に関する。

　複数の電源を組合せて負荷に電力を供給する自動車の電源装置が、たとえば特開２００８－５４３６３号公報（特許文献１）に記載されている。特許文献１には、バッテリからなる定電圧源と蓄電素子からなる蓄電部とを備えた電源装置における、蓄電部の充電状態の制御が記載される。具体的には、電源装置の停止中には、蓄電部を満充電状態よりも低い電圧で放置するように電圧制御を行なうことにより、蓄電部の高寿命化が図られる。

　また、特開２０１２－７０５１４号公報（特許文献２）には、複数のスイッチング素子の制御によって、２つの直流電源を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（直列接続モード）と、２つの直流電源を並列に使用する状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（並列接続モード）とを切替えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。

特開２００８－５４３６３号公報特開２０１２－７０５１４号公報

　特許文献２には、電力変換装置を電動車両に適用することが記載されている。一方で、車両走行中または停車中に直流電源の充電電力を発電できるように構成された駆動系を有する電動車両（代表的には、ハイブリッド車両）では、駆動系の動作を制御することにより、車両走行中に直流電源の充放電を制御することができる。

　したがって、特許文献２のような、直流電源の充放電態様が動作モードによって変化するように構成された電力変換装置を、上述のような駆動系を有する電動車両に適用する場合には、直流電源の充放電制御を動作モード間で画一的に実行すると、各直流電源のＳＯＣ（State　of　Charge）を適切に制御できなくなる虞がある。しかしながら、特許文献２には、動作モードを選択する下での直流電源の充放電制御については、特に言及されていない。

　この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含むように構成された電源システムが、車両走行中または停車中に直流電源の充電電力を発電するための機構を有する電動車両に適用された場合に、電力変換器の動作モード選択に対応させて複数の直流電源のＳＯＣを適切に制御することである。

　この発明のある局面では、車両駆動力を発生するための第１のモータジェネレータ車両駆動力を発生するための第１のモータジェネレータを含んで構成された電動車両の駆動系を負荷とする電源システムは、電力線と、複数の直流電源と、複数の直流電源および電力線の間に接続される電力変換器と、制御装置とを含む。電力線は、負荷に対して電気的に接続される。制御装置は、負荷および電力変換器の動作を制御するように構成される。負荷は、制御装置からの動作指令に応じて、車両走行中または停車中に複数の直流電源を充電するための電力を発電するための機構を有するように構成される。電力変換器は、複数のスイッチング素子を含み、かつ、複数の直流電源と電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを適用されて動作することによって電力線の電圧を制御するように構成される。制御装置は、充放電制御部と、動作指令生成部とを含む。充放電制御部は、複数の直流電源の状態に基づいて、複数の直流電源全体での充放電要求電力を設定する。動作指令生成部は、動車両の走行状態に基づく駆動要求パワーと充放電要求電力とを確保するように負荷の動作指令を生成する。充放電制御部は、動作モードに応じて、充放電要求電力の設定を切換える。

　好ましくは、電動車両の電源システムにおいて、複数の直流電源は、第１および第２の直流電源によって構成される。複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を有する。第１のスイッチング素子は、第１のノードおよび電力線の間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第１の直流電源の負極端子および第３のノードの間に電気的に接続される。電力変換器は、第１および第２のリアクトルをさらに有する。第１のリアクトルは、第２のノードおよび第１の直流電源の正極端子の間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第１のノードおよび第２の直流電源の正極端子の間に電気的に接続される。

　さらに好ましくは、第１の直流電源の容量は、第２の直流電源の容量よりも大きい。複数の動作モードは、第１および第２のモードを含む。第１のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源が電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する。第２のモードでは、電力変換器は、第３のスイッチング素子をオン固定するとともに第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、第１および第２の直流電源が直列接続された状態で電力線との間で直流電圧変換を実行する。充放電制御部は、第１のモードにおいて、第１および第２の直流電源の各々についてＳＯＣを制御目標に近付けるように充放電要求電力を設定する一方で、第２のモードにおいて、第２の直流電源のＳＯＣを制御目標に近付けるように充放電要求電力を設定する。

　さらに好ましくは、複数の動作モードは、第３のモードをさらに含む。第３のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、電力線に対して第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持する。充放電制御部は、第３のモードにおいて、第２の直流電源のＳＯＣを制御目標に近付けるように充放電要求電力を設定する。

　また、さらに好ましくは、複数の動作モードは、第４および第５のモードをさらに含む。第４のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源の一方の直流電源と電力線との間で直流電圧変換を実行するとともに、第１および第２の直流電源の他方の直流電源が電力線から電気的に切り離された状態を維持する。第５のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の直流電源の一方が電力線に電気的に接続される一方で、第１および第２の直流電源の他方が電力線から電気的に切り離された状態を維持する。充放電制御部は、第４および第５のモードの各々において、一方の直流電源のＳＯＣを制御目標に近付けるように充放電要求電力を設定する。

　さらに好ましくは、制御装置は、第１または第２の直流電源において、現在のＳＯＣが制御上限値または制御下限値に達すると第１のモードを強制的に選択する。

　また好ましくは、制御装置は、制御演算部と、電力分配比設定部と、電力指令値演算部と、電流制御部と、パルス幅変調部とを含む。制御演算部は、電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて、複数の直流電源全体から電力線への全体入出力電力を算出する。電力分配比設定部は、動作モードの変更に応じて複数の直流電源間での電力分配比を切替える。電力指令値演算部は、全体入出力電力および電力分配比に従って、複数の直流電源のそれぞれの電力指令値を設定する。電流制御部は、複数の直流電源の各々について、電力指令値を出力電圧で除算した電流指令値に対する電流検出値の偏差に基づいて、当該直流電源からの出力を制御するためのデューティ比を演算する。パルス幅変調部は、複数の直流電源のそれぞれについて演算されたデューティ比と、キャリア波との比較によるパルス幅変調に従って得られた制御パルス信号に基づいて、複数のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。

　さらに好ましくは、制御装置は、第１の保護部および第２の保護部をさらに含む。第１の保護部は、複数の直流電源のうちの所定の直流電源に対応して設けられ、電力分配比に従って設定された当該所定の直流電源の電力指令値を、所定の直流電源の動作状態に応じて設定された第１の電力範囲内に制限する。第２の保護部は、全体入出力電力を、複数の直流電源の動作状態に応じて設定された第２の電力範囲内に制限する。

　あるいは好ましくは、制御装置は、制御演算部と、電力分配比設定部と、電力指令値演算部と、第１および第２の電流制御部と、パルス幅変調部とを含む。制御演算部は、電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて、第１および第２の直流電源全体から電力線への全体入出力電力を算出する。電力分配比設定部は、動作モードの変更に応じて第１および第２の直流電源間での電力分配比を切替える。電力指令値演算部は、全体入出力電力および電力分配比に従って、第１の直流電源の第１の電力指令値および第２の直流電源の第２の電力指令値を設定する。第１の電流制御部は、第１の電力指令値を第１の直流電源の出力電圧で除算した第１の電流指令値に対する第１の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比を演算する。第２の電流制御部は、第２の電力指令値を第２の直流電源の出力電圧で除算した第２の電流指令値に対する第２の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算する。パルス幅変調部は、第１のキャリア波および第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。

　さらに好ましくは、制御装置は、キャリア波発生部をさらに含む。キャリア波発生部は、第１のキャリア波と第２のキャリア波との位相差を、第１の制御パルス信号の遷移エッジと第２の制御パルス信号の遷移エッジとが時間軸上で重なるように、演算された第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御する。

　好ましくは、駆動系は、エンジンおよび第２のモータジェネレータをさらに含む。第２のモータジェネレータは、エンジンの出力を用いて発電するように構成される。動作指令生成部は、駆動要求パワーおよび充放電要求電力の和に従う全体要求パワーを第１および第２のモータジェネレータならびにエンジンで配分するようにエンジンならびに第１および第２のモータジェネレータの動作指令を生成する。

　さらに好ましくは、駆動系は、相対回転可能な第１から第３の回転要素を含む差動装置をさらに含み。負荷は、インバータをさらに含む。差動装置において、第１の回転要素は、エンジンの出力軸と機械的に連結され、第２の回転要素は、第２のモータジェネレータの出力軸と機械的に連結され、第３の回転要素は、駆動輪と機械的に連結された駆動軸および第１のモータジェネレータの出力軸と機械的に連結される。インバータは、電力線と第１および第２のモータジェネレータの各々との間に接続される。

　好ましくは、駆動系は、第１のモータジェネレータとは別個の動力源の出力を用いて、車両走行中または停車中に複数の直流電源の充電電力を発電するための機構を有するように構成される。

　この発明によれば、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含むように構成された電源システムが、車両走行中または停車中に直流電源の充電電力を発電するための機構を有する電動車両に適用された場合に、電力変換器の動作モード選択に対応させて複数の直流電源のＳＯＣを適切に制御することができる。

本発明の実施の形態１に従う電動車両の電源システムの構成を示す回路図である。図１に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明するための図表である。ＰＢモードにおける第１の回路動作を説明する回路図である。ＰＢモードにおける第２の回路動作を説明する回路図である。ＰＢモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。ＰＢモードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。ＰＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。ＰＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。ＳＢモードにおける回路動作を説明する回路図である。ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。ＳＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。ＳＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。本実施の形態に従う電源システムが適用される電動車両の一例として示されるハイブリッド車の駆動系の概略構成を示すブロック図である。図１３に示されたハイブリッド車両における共線図である。図１３に示されたハイブリッド車両の電気システムの構成を示すブロック図である。電動車両（ハイブリッド車両）における直流電源の好ましい構成例を説明するための概念図である。ＳＢモードにおける各直流電源のＳＯＣ挙動を説明するための概念図である。ＰＢモードにおける各直流電源のＳＯＣ挙動を説明するための概念図である。ＳＯＣ制御の観点からの電力変換器の動作モード選択のための制御処理を説明するためのフローチャートである。ハイブリッド車両に適用された電源システムにおける電力フローを説明するための概念図である。本実施の形態に従う電動車両の電源システムにおけるパワー管理のための制御構成を説明するための機能ブロック図である。各直流電源の充電要求パワーの設定を説明するための概念図である。図２１に示された走行制御部によるエンジン動作点の設定を説明するための概念図である。図２１に示された充放電電力設定部による各動作モードでの充放電要求電力値の設定式を示す図表である。図２１に示された電力循環制御部による各動作モードでの循環電力値の設定式を示す図表である。本実施の形態１の変形例に従う電力変換器制御によるキャリア位相制御適用時におけるＰＢモードの制御動作例を示す波形図である。ＰＢモードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。図２７の所定期間における電流経路を説明する回路図である。図２７に示した電流位相でのスイッチング素子の電流波形図である。キャリア波間の位相差＝０のときの電流位相を示す波形図である。図３０に示した電流位相でのスイッチング素子の電流波形図である。直流電源の各動作状態におけるＰＢモードでのキャリア位相制御を説明するための図表である。ＳＢモードにおける２個の直流電源の状態を説明する図である。キャリア位相制御を適用したときのＳＢモードにおける制御パルス信号を示す波形図である。ＳＢモードでの制御信号の設定を説明するための図表である。本実施の形態１の変形例に従う電力変換器制御におけるＰＢモードおよびＳＢモードの動作例を示す波形図である。本実施の形態２に従う電力変換器制御を説明するための第１のブロック図である。本実施の形態２に従う電力変換器制御を説明するための第２のブロック図である。実施の形態２に従う電力変換器制御によるＰＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。昇圧モードに属する各動作モードにおける制御信号および制御データの設定を説明する図表である。実施の形態２に従う電力変換器制御によるａＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。実施の形態２に従う電力変換器制御によるｂＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。実施の形態２に従う電力変換器制御によるＳＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。

　［実施の形態１］
　（電力変換器の回路構成）
　図１は、本発明の実施の形態１に従う電動車両の電源システムの構成を示す回路図である。

　図１を参照して、電源システム５は、複数の直流電源１０ａおよび１０ｂと、負荷３０と、電力変換器５０とを備える。

　本実施の形態において、直流電源１０ａおよび１０ｂの各々は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池、あるいは、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂは、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。

　電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび１０ｂと、電力線２０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電力線２０上の直流電圧（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。すなわち、電力線２０は、直流電源１０ａおよび１０ｂに対して共通に設けられる。

　負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作状態に応じて可変に設定されることが好ましい。

　本実施の形態の電源システム５は、電動車両の電気システムに適用される。さらに、負荷３０は、電動車両の走行中または停車中に直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生するための機構（以下、「発電機構」とも称する）を有するように構成される。発電機構によれば、走行状況に左右される車両減速の際の回生発電とは異なり、車両走行中または停車中において自発的に直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生することができる。このため、電源システム５では、当該発電機構によって直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生させることにより、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣを適正に調整するための充放電制御（以下、「ＳＯＣ制御」と称する）が実行できる。なお、負荷３０の具体的な構成例については、後程詳細に説明する。

　電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal　Oxide　Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオンする一方で、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。

　スイッチング素子Ｓ１は、電力線２０およびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源１０ｂの正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０ａの正極端子との間に接続される。

　スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。ノードＮ３は、直流電源１０ｂの負極端子と電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線２１の間に電気的に接続される。接地配線２１は、負荷３０および、直流電源１０ａの負極端子と電気的に接続される。

　図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂの各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０ａに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源１０ｂに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

　そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が含まれる。

　制御装置４０は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central　Processing　Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成されて、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

　制御装置４０は、負荷３０への出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０ａの電圧（以下、Ｖａと表記する）および電流（以下、Ｉａと表記する）、直流電源１０ｂの電圧（以下、Ｖｂと表記する）および電流（以下、Ｉｂと表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。さらに、直流電源１０ａおよび１０ｂの温度（以下、ＴａおよびＴｂと表記する）の検出器（温度センサ）についても配置することが好ましい。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。

　図１の構成において、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、「第１のスイッチング素子」～「第４のスイッチング素子」にそれぞれ対応し、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。

　（電力変換器の動作モード）
　電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間での直流電力変換の態様が異なる複数の動作モードを有する。

　図２には、電力変換器５０が有する複数の動作モードが示される。
　図２を参照して、動作モードは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の周期的なオンオフ制御に伴って直流電源１０ａおよび／または１０ｂの出力電圧を昇圧する「昇圧モード（Ｂ）」と、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを固定して直流電源１０ａおよび／または１０ｂを電力線２０と電気的に接続する「直結モード（Ｄ）」とに大別される。

　昇圧モードには、電力変換器５０が直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なう「パラレル昇圧モード（以下、ＰＢモード）」と、電力変換器５０が直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「シリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモード）」とが含まれる。ＰＢモードは、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列接続された状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう、特許文献２での「パラレル接続モード」に対応する。ＳＢモードは、特許文献２での「シリーズ接続モード」に対応する。

　さらに、昇圧モードには、直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢモード）」と、直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢモード）」とが含まれる。

　ａＢモードでは、直流電源１０ｂは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。同様に、ｂＢモードでは、直流電源１０ａは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

　昇圧モードに含まれる、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。これらの各モードにおけるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の制御については後述する。

　直結モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続した状態を維持する「並列直結モード（以下、ＰＤモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続した状態を維持する「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」とが含まれる。

　ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

　ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の電圧Ｖａ，Ｖｂの和と同等となる（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）。

　さらに、直結モードには、直流電源１０ａのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ａの直結モード（以下、ａＤモード）」と、直流電源１０ｂのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ｂの直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。

　ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。ａＤモードでは、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖｂ＞Ｖａの状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源１０ｂから１０ａに短絡電流が生じる。このため、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

　同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。ｂＤモードでは、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖａ＞Ｖｂの状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源１０ａから１０ｂに短絡電流が生じる。このため、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

　直結モードに含まれる、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂに依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。

　一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。

　図３において、ＰＢモードは「第１のモード」に対応し、ＳＢモードは「第２のモード」に対応し、ＳＤモードは「第３のモード」に対応する。また、ａＢモードおよびｂＢモードは「第４のモード」に対応し、ａＤモードおよびｂＤモードは「第５のモード」に対応する。

　本実施の形態に従う電力変換器５０では、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の動作状態に応じて、図３に示した、複数の動作モードのうちのいずれかの動作モードが選択される。

　（各動作モードでの回路動作）
　次に、各動作モードにおける電力変換器５０の回路動作を説明する。まず、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なうＰＢモードでの回路動作について、図３～図６を用いて説明する。

　（ＰＢモードにおける回路動作）
　図３および図４に示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続することができる。ここで、並列接続モードでは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとの高低に応じて等価回路が異なってくる。

　図３（ａ）に示されるように、Ｖｂ＞Ｖａのときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図３（ｂ）に示される。

　図３（ｂ）を参照して、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

　一方、図４（ａ）に示されるように、Ｖａ＞Ｖｂのときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図４（ｂ）に示される。

　図４（ｂ）を参照して、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

　次に、図５および図６を用いて、電力変換器５０のＰＢモードにおける昇圧動作について詳細に説明する。

　図５には、ＰＢモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

　図５（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路１５０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

　これに対して、図５（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０ａのエネルギとともに出力するための電流経路１５１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

　スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図５（ａ）の電流経路１５０および図５（ｂ）の電流経路１５１が交互に形成される。

　この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ａに対して構成される。図７に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ｂへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

　このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ａの電圧Ｖａと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（１）式に示す関係が成立する。（１）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる期間のデューティ比をＤａとする。

　ＶＨ＝１／（１－Ｄａ）・Ｖａ　　　　…（１）
　図６には、ＰＢモードにおける直流電源１０ｂに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

　図６（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１６０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

　これに対して、図６（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源１０ｂのエネルギとともに出力するための電流経路１６１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

　スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図６（ａ）の電流経路１６０および図６（ｂ）の電流経路１６１が交互に形成される。

　この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ｂに対して構成される。図８に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ａを含む電流経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

　このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる期間のデューティ比をＤｂとする。

　ＶＨ＝１／（１－Ｄｂ）・Ｖｂ　　　　…（２）
　図７には、ＰＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図７には、直流電源１０ａのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷａと、直流電源１０ｂのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷｂとは、同一周波数かつ同一位相であるときの例が示される。

　図７を参照して、たとえば、ＰＢモードでは、特許文献３に記載されるように、直流電源１０ａおよび１０ｂの一方の出力を、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を補償するようにフィードバック制御（電圧制御）するとともに、直流電源１０ａおよび１０ｂの他方の出力を、電流ＩａまたはＩｂの電流指令値に対する電流偏差を補償するようにフィードバック制御（電流制御）することができる。この際に、電流制御の指令値（Ｉａ＊またはＩｂ＊）は、当該直流電源の電力を制御するように設定することができる。

　一例として、本実施の形態では、直流電源１０ｂの出力を電圧制御する一方で、直流電源１０ａの出力を電流制御することとする、このようにすると、デューティ比Ｄａは電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊－Ｉａ）に基づいて演算される一方で、デューティ比Ｄｂは、電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）に基づいて演算される。

　直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。同様に、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂと、キャリア波ＣＷｂとの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤｂが生成される。制御パルス信号／ＳＤａ，／ＳＤｂは、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂの反転信号である。

　図８に示されるように、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）の論理演算に基づいて設定される。

　スイッチング素子Ｓ１は、図５および図６の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図５の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　スイッチング素子Ｓ２は、図５の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図６の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図５の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図５の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図５の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　ＰＢモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図３に示したＶｂ＞Ｖａのときの動作と、図４に示したＶａ＞Ｖｂの動作とが、自然に切替えられる。さらに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、直流電源１０ａ，１０ｂについて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電力変換が実行できる。

　再び図７を参照して、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、図８に示された論理演算式に従って、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）に基づいて生成される。制御信号ＳＧ１～ＳＧ４に従ってスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４をオンオフすることにより、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉ（Ｌ１）およびリアクトルＬ２を流れる電流Ｉ（Ｌ２）が制御される。電流Ｉ（Ｌ１）は直流電源１０ａの電流Ｉａに相当し、電流Ｉ（Ｌ２）は直流電源１０ｂの電流Ｉｂに相当する。

　このように、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間で並列に直流電力を入出力するＤＣ／ＤＣ変換を実行した上で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。さらに、電流制御の対象となる直流電源の電流指令値に応じて、当該直流電源の入出力電力を制御することができる。

　ＰＢモードでは、負荷３０の入出力電力（以下、負荷電力ＰＬとも称する）に対する、電流制御される直流電源からの入出力電力による不足分が、電圧制御される直流電源から入出力されることになる。このため、電流制御での電流指令値の設定によって、直流電源間での電力分配比率を間接的に制御することが可能となる。また、電流指令値の設定によって、一方の直流電源からの出力電力によって、他方の直流電源を充電する動作も可能である。なお、以下では、電力Ｐａ，Ｐｂ、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（すなわち、ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）、および負荷電力ＰＬは、各直流電源１０ａ，１０ｂの放電時および負荷３０の力行動作時の電力値を正値で表し、各直流電源１０ａ，１０ｂの充電時および負荷３０の回生動作時の電力値を負値で表すこととする。

　（ａＢモードおよびｂＢモードにおける回路動作）
　直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを用いる昇圧モード（ａＢモード，ｂＢモード）における回路動作は、図５および図６における回路動作と共通する。

　ａＢモードにおいては、図５（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。

　具体的には、図５（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

　同様に、ｂＢモードにおいては、図６（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。

　具体的には、図６（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。

　（直結モードにおける回路動作）
　直結モードでは、図３に従ってスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを固定することによって、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードのいずれかが実現されることが理解される。

　（ＳＢモードにおける回路動作）
　次に、ＳＢモードでの回路動作を、図９および図１０を用いて説明する。

　図９（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図９（ｂ）に示される。

　図９（ｂ）を参照して、ＳＢモードでは、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。

　次に、図１０を用いて、ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する。
　図１０（ａ）を参照して、直流電源１０ａおよび１０ｂを直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路１７０，１７１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

　これに対して、図１０（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図１０（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路１７２が形成される。電流経路１７２により、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂからのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電力線２０へ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

　スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図１０（ａ）の電流経路１７０，１７１および図１０（ｂ）の電流経路１７２が交互に形成される。

　ＳＢモードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源１０ａの電圧Ｖａ、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、および、電力線２０の出力電圧ＶＨの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。

　ＶＨ＝１／（１－Ｄｃ）・（Ｖａ＋Ｖｂ）　　　　…（３）
　ただし、ＶａおよびＶｂが異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図１０（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図１０（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路１７３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路１７４を介して、差分の電流が流れる。

　図１１には、ＳＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。

　ＳＢモードでは、特許文献２に記載されるように、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を補償するように、（３）式のデューティ比Ｄｃが演算される。そして、キャリア波ＣＷとデューティ比Ｄｃとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｃが生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。ＳＢモードでは、直流電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）と、出力電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が、図１０に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。

　図１２に示されるように、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃ（／ＳＤｃ）の論理演算に基づいて設定することができる。

　制御パルス信号ＳＤｃは、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアの制御信号ＳＧ２，ＳＧ４とされる。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤｃによって得られる。この結果、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる期間と、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１がオンされる期間とが相補的に設けられる。

　ＳＢモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａの電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの電力Ｐｂを直接制御することができない。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、下記（４）式に従って自動的に決まる。なお、直流電源１０ａ，１０ｂの入出力電力の和（Ｐａ＋Ｐｂ）によって、負荷３０へ電力供給されることは、ＰＢモードと同様である。

　Ｐａ：Ｐｂ＝Ｖａ：Ｖｂ　　　　…（４）
　再び図３を参照して、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比率ｋは、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａの電力Ｐａの比で定義される（ｋ＝Ｐａ／ＰＨ）。図３の最右欄に示されるように、電力分配比率ｋは、動作モード間で異なる。

　ＰＢモードでは、上述のように、総電力ＰＨに対する直流電源１０ａおよび１０ｂの電力分配を制御することができる。すなわち、ＰＢモードでは、スイッチング素子の制御により、０～１．０の範囲内で任意の値に、電力分配比率ｋを設定することができる。したがって、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣを独立に制御可能であることが理解される。

　ａＢモード、ｂＢモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみが使用される。すなわち、電力分配比率ｋは０または１．０に固定される。上述のように、本実施の形態では負荷３０が発電機構を有するように構成されるため、当該発電機構の制御によって、使用中の直流電源１０ａおよび／または１０ｂの充放電を伴うＳＯＣ制御が可能である。

　ＳＢモードおよびＳＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続されるため、電力Ｐａ，Ｐｂは上記（４）式に従って、電圧Ｖａ，Ｖｂに応じて一意に決まる。ＳＢモードおよびＳＤモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの電流が共通となるので（Ｉａ＝Ｉｂ）、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣを独立に制御することができない。

　ＰＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に電力線２０に対して接続される。このため、電力分配比率ｋは、直流電源１０ａおよび１０ｂの内部抵抗に依存して一意に決まるので、各直流電源１０ａ，１０ｂの電力Ｐａ，Ｐｂを独立に制御することはできない。具体的には、直流電源１０ａの内部抵抗Ｒａおよび直流電源１０ｂの内部抵抗Ｒｂを用いると、ｋ＝Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）となる。このため、ＰＤモードでは、各直流電源１０ａ，１０ｂの電流を制御することができない。したがって、ＰＤモードでは、ＳＢモードおよびＳＤモードと同様に、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣを独立に制御することができない。

　（負荷の構成例）
　次に、電動車両に適用された電源システム５の負荷の構成例について説明する。電動車両では、直流電源１０ａ，１０ｂの蓄積エネルギが車両走行に用いられるため、車両走行中に直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣを適切に制御することが重要である。

　図１３は、本実施の形態に従う電源システム５が適用される電動車両の一例として示されるハイブリッド車両の駆動系の概略構成を示すブロック図である。

　図１３を参照して、ハイブリッド車両１０００の駆動系は、エンジン１１５と、第１モータジェネレータ（以下、単に「ＭＧ１」とも称する）と、第２モータジェネレータ（以下、単に「ＭＧ２」とも称する）と、動力分割機構１３０と、減速機１４０とを備える。エンジン１１５、ＭＧ１およびＭＧ２は、制御装置４０により制御される。さらに、ハイブリッド車両１０００には、電源システム５に含まれる直流電源１０ａ，１０ｂが搭載される。

　なお、本実施の形態では、図１３におけるハイブリッド車両１０００の制御装置についても、図１と共通に制御装置４０と表記している。すなわち、本実施の形態では、制御装置４０を包括的に共通の機能ブロックとして記載するが、実機上では、制御装置４０の機能を分割した複数個のＥＣＵを配置することが可能である。

　図１３に示すハイブリッド車両１０００は、エンジン１１５およびＭＧ２のうちの少なくとも一方からの駆動力により走行する。エンジン１１５、ＭＧ１およびＭＧ２は、動力分割機構１３０を介して接続されている。エンジン１１５が発生する動力は、動力分割機構１３０により、２経路に分割される。一方は減速機１４０を介して駆動輪１４５を駆動する経路である。もう一方は、ＭＧ１を駆動させて発電する経路である。

　エンジン１１５は、ガソリンまたは軽油などの炭化水素系の燃料により動力を出力する。エンジン１１５は、制御装置４０からの指令に従って、停止あるいは起動される。エンジン起動後には、エンジン１１５が制御装置４０によって定められた動作点（トルク・回転数）で動作するように、燃料噴射制御や点火制御、吸入空気量制御などのエンジン制御が実行される。エンジン１１５には、図示しないクランクシャフトのクランク角度やエンジン回転数等、エンジン１１５の運転状態を検出する各種センサが設けられている。これらのセンサ出力は、必要に応じて制御装置４０へ伝達される。

　ＭＧ１およびＭＧ２の各々は、代表的には三相の交流回転電機である。ＭＧ１は、動力分割機構１３０により分割されたエンジン１１５の動力により発電する。ＭＧ１により発電された電力は、車両の走行状態や、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣに応じて使い分けられる。

　ＭＧ１が発電機として作用している場合、ＭＧ１は負のトルクを発生している。ここで、負のトルクとは、エンジン１１５の負荷となるようなトルクをいう。ＭＧ１が電力の供給を受けて電動機として作用している場合、ＭＧ１は正のトルクを発生する。ここで、正のトルクとは、エンジン１１５の負荷とならないようなトルク、すなわち、エンジン１１５の回転をアシストするようなトルクをいう。なお、ＭＧ２についても同様である。代表的には、エンジン１１５の起動時に、ＭＧ１はエンジン１１５をモータリングするための正のトルクを出力する。

　ＭＧ２は、電源システム５からの電力およびＭＧ１により発電された電力のうちの少なくとも一方の電力によりトルクを発生する。ＭＧ２のトルクは、減速機１４０を介して駆動輪１４５に伝えられる。これにより、ＭＧ２はエンジン１１５をアシストしたり、ＭＧ２からの駆動力により車両を走行させたりする。

　ハイブリッド車両１０００の回生制動時には、減速機１４０を介して駆動輪１４５によりＭＧ２が駆動され、ＭＧ２が発電機として作動する。これによりＭＧ２は、制動エネルギを電力に変換する回生ブレーキとして作動する。

　動力分割機構１３０は、サンギヤ１３１と、ピニオンギヤ１３２と、キャリア１３３と、リングギヤ１３４とを含む遊星歯車から構成される。ピニオンギヤ１３２は、サンギヤ１３１およびリングギヤ１３４と係合する。キャリア１３３は、ピニオンギヤ１３２が自転可能であるように支持する。サンギヤ１３１はＭＧ１の回転軸に連結される。キャリア１３３は、エンジン１１５の出力軸（クランクシャフト）に連結される。リングギヤ１３４は、ＭＧ２の回転軸および減速機１４０に連結される。動力分割機構１３０は、「差動装置」の一実施例として示される。すなわち、サンギヤ１３１、および、リングギヤ１３４は、相対回転可能な「第１の回転要素」、「第２の回転要素」および「第３の回転要素」にそれぞれ対応する。

　エンジン１１５、ＭＧ１およびＭＧ２が、差動装置を構成する動力分割機構１３０を介して連結されることで、エンジン１１５、ＭＧ１およびＭＧ２の回転数は、図１４に示すように、共線図において直線で結ばれる関係になる。なお、ＭＧ２は、減速機または変速機を介してリングギヤ１３４に接続されてもよい。

　ハイブリッド車両１０００は、発進時や低車速時等のエンジン１１５の効率が悪い運転領域では、基本的には、エンジン１１５を停止してＭＧ２による駆動力のみによって走行する。通常走行時には、エンジン１１５を効率の高い領域で作動させるとともに、動力分割機構１３０によりエンジン１１５の動力を２経路に分ける。一方の経路に伝達された動力は、駆動輪１４５を駆動する。他方の経路に伝達された動力は、ＭＧ１を駆動して発電を行なう。ＭＧ１により発電された電力はそのままＭＧ２を駆動させる電力として用いることができる。このとき、ＭＧ２は、ＭＧ１の発電電力を用いてトルクを出力することによって、駆動輪１４５の駆動を補助する。

　高速走行時には、さらに直流電源１０ａ，１０ｂからの電力をＭＧ２に供給することでＭＧ２のトルクを増大させることにより、駆動輪１４５に対して駆動力の追加を行なうことができる。

　一方、減速時には、駆動輪１４５により従動するＭＧ２が発電機として機能して回生制動による発電を行なう。回生発電によって回収された電力は、直流電源１０ａ，１０ｂの充電に用いることができる。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車を運転するドライバによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両減速（または加速の中止）させることを含む。

　なお、ＳＯＣ制御によって直流電源１０ａ，１０ｂが充電を要求している場合には、充電要求に応じてエンジン１１５の出力を増加することにより、ＭＧ１により発電された電力の少なくとも一部を、直流電源１０ａ，１０ｂの充電に用いることができる。また、ＳＯＣ制御によって直流電源１０ａ，１０ｂが放電を要求している場合には、放電要求に応じてエンジン１１５の出力を絞ることで、直流電源１０ａ，１０ｂからの電力供給を促進することができる。

　図１５には、図１３に示したハイブリッド車両１０００の電気システムの構成が示される。本実施の形態に従う電源システム５は、当該電気システムに含まれる。

　図１５を参照して、ハイブリッド車両１０００には、ＭＧ１を駆動制御するための第１インバータ１８０と、ＭＧ２を駆動制御するための第２インバータ１９０とが設けられる。

　第１インバータ１８０および第２インバータの各々は、一般的な三相インバータで構成され、並列接続されたＵ相アーム、Ｖ相アームおよびＷ相アームを含む。Ｕ相アーム、Ｖ相アームおよびＷ相アームは、各々、直列に接続された２個のスイッチング素子（上アーム素子および下アーム素子）を有する。各スイッチング素子には、逆並列ダイオードが接続される。

　ＭＧ１およびＭＧ２の各々は、星型結線されたＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルを固定子巻線として有する。ＭＧ１の各相コイルの一端は、中性点１８２で互いに接続される。ＭＧ１の各相コイルの他端は、第１インバータ１８０の各相アームのスイッチング素子の接続点とそれぞれ接続される。同様に、ＭＧ２の各相コイルの一端は、中性点１９２で互いに接続される。各相コイルの他端は、第２インバータ１９０の各相アームのスイッチング素子の接続点とそれぞれ接続される。

　第１インバータ１８０の直流側は、電源システム５からの出力電圧ＶＨが伝達される電力線２０および接地配線２１と接続される。第１インバータ１８０は、制御装置４０からの制御信号に従ったスイッチング素子のオンオフ制御により、ＭＧ１の各相コイルの電流または電圧を制御する。第１インバータ１８０は、電源システム５からの出力電圧ＶＨ（直流電圧）を交流電圧に変換してＭＧ１に供給する電力変換動作と、ＭＧ１により発電された交流電力を直流電力に変換して電力線２０へ供給する電力変換動作との双方向の電力変換を実行可能である。

　第２インバータ１９０の直流側は、第１インバータ１８０と共通に、電力線２０および接地配線２１と接続される。第２インバータ１９０は、制御装置４０からの制御信号に従ったスイッチング素子のオンオフ制御により、ＭＧ２の各相コイルの電流または電圧を制御する。第２インバータ１９０は、電源システム５からの出力電圧ＶＨ（直流電圧）を交流電圧に変換してＭＧ２に供給する電力変換動作と、ＭＧ２により発電された交流電力を直流電力に変換して電力線２０へ供給する電力変換動作との双方向の電力変換を実行可能である。

　ＭＧ１，ＭＧ２には、図示しない回転角センサおよび電流センサが設けられている。制御装置４０は、車両走行に要求される出力（車両駆動パワー、充放電パワー等）を発生するために設定される動作指令（代表的にはトルク指令値）に従ってＭＧ１，ＭＧ２が動作するように、第１インバータ１８０および第２インバータ１９０の電力変換を制御する。たとえば、ＭＧ１，ＭＧ２の各々について、電流フィードバックによって出力トルクが制御される。

　このように、図１３～図１５に例示したハイブリッド車両１０００では、第１インバータ１８０、第２インバータ１９０、ＭＧ１およびＭＧ２が、本実施の形態に従う電源システム５の負荷３０に含まれる。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂによって、ＭＧ１，ＭＧ２の駆動電力を供給することができる。さらに、車両走行中に、エンジン１１５の出力によってＭＧ１が発電することができるので、エンジン１１５およびＭＧ１の出力を制御することにより、直流電源１０ａおよび／または１０ｂの充電電力を発生することができる。

　このように、本実施の形態に従う電源システム５は、車両駆動力を発生するためのモータジェネレータを含んで構成されたハイブリッド車両１０００（電動車両）の駆動系を負荷とするように構成されている。すなわち、例示されたハイブリッド車両１０００では、エンジン１１５およびＭＧ１によって「発電機構」を構成することができる。すなわち、ＭＧ１は、エンジンの出力を用いて発電するように構成された「第２のモータジェネレータ」の一実施例として示される。また、ＭＧ２は、「第１のモータジェネレータ」の一実施例に相当する。なお、後述するように、本実施の形態に従う電源システムの負荷となる、発電機構を含む駆動系の構成は、図１３および図１５の例示に限定されるものではない。

　図１６は、電動車両における直流電源１０ａ，１０ｂの好ましい構成例を説明するための概念図である。図１６には、直流電源１０ａ，１０ｂを異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を説明するための概念図が示される。

　図１６を参照して、横軸にエネルギ、縦軸に電力をプロットした、いわゆるラゴンプロットによって、各直流電源の特性が示される。

　一般的に、直流電源の出力パワーおよび蓄積エネルギはトレードオフの関係にあるため、高容量型のバッテリでは高出力を得ることが難しく、高出力型のバッテリでは蓄積エネルギを高めることが難しい。

　したがって、直流電源１０ａ，１０ｂは、一方が、蓄積エネルギが高い、いわゆる高容量型の電源で構成されるのに対して、他方が、出力パワーが高い、いわゆる高出力型の電源で構成されることが好ましい。このようにすると、高容量型の電源に蓄積されたエネルギを平準的に長期間使用する一方で、高出力型の電源をバッファとして使用して、高容量型の電源による不足分を出力することができる。

　本実施の形態では、直流電源１０ａが高容量型の電源で構成される一方で、直流電源１０ｂは高出力型の電源で構成される。したがって、直流電源１０ａの動作領域１１０は、直流電源１０ｂの動作領域１２０と比較して、出力可能な電力範囲が狭い。一方で、動作領域１２０は、動作領域１１０と比較して、蓄積可能なエネルギ範囲が狭い。

　負荷３０の動作点１０１では、高パワーが短時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０１は、ユーザのアクセル操作による急加速時に対応する。これに対して、負荷３０の動作点１０２では、比較的低パワーが長時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０２は、継続的な高速定常走行に対応する。

　動作点１０１に対しては、主に、高出力型の直流電源１０ｂからの出力によって対応することができる。一方で、動作点１０２に対しては、主に、高容量型の直流電源１０ａからの出力によって対応することができる。これにより、電動車両では、高容量型のバッテリに蓄積されたエネルギを長時間に亘って使用することによって、電気エネルギによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。

　このように、種類および容量の異なる直流電源を組み合わせることにより、各直流電源の特性を活かして、システム全体で有効に蓄積エネルギを使用することができる。以下、本実施の形態では、直流電源１０ａが二次電池で構成され、直流電源１０ｂがキャパシタによって構成される例を説明する。すなわち、直流電源１０ａの容量（満充電容量）は、直流電源１０ｂの容量よりも大きいものとして、以下の説明を進める。ただし、直流電源１０ａ，１０ｂの組み合わせはこの例に限定されるものではなく、同種および／または同容量の直流電源（蓄電装置）によって構成することも可能である。

　（動作モード選択とＳＯＣ制御）
　再び図１５を参照して、電源システム５からの出力電圧ＶＨは、負荷３０の動作状態に応じて、一定の電圧以上に設定することが必要となる。たとえば、ハイブリッド車両１０００では、インバータ１８０，１９０の直流リンク側電圧に相当する出力電圧ＶＨが、ＭＧ１，ＭＧ２のコイル巻線に生じる誘起電圧以上であることが必要である。

　さらに、ＭＧ１，ＭＧ２のトルク制御において、同一トルクを出力する際の電流位相は、インバータ１８０，１９０の直流リンク電圧（出力電圧ＶＨ）によって変化する。また、ＭＧ１，ＭＧ２での電流振幅に対する出力トルクの比、すなわち、モータ効率は、電流位相に応じて変化する。したがって、ＭＧ１，ＭＧ２のトルク指令値が設定されると、当該トルク指令値に対応させて、ＭＧ１，ＭＧ２の効率が最大、すなわち、ＭＧ１，ＭＧ２での電力損失が最小となる最適な電流位相、および、この最適な電流位相を実現するための出力電圧ＶＨを定めることができる。

　これらの要素を考慮して、負荷３０の動作状態（たとえば、ＭＧ１，ＭＧ２のトルクおよび回転数）に応じて、出力電圧ＶＨに関する負荷要求電圧ＶＨｒｑを設定することができる。上述のように、ＭＧ１，ＭＧ２に生じる誘起電圧を考慮すると、少なくともＶＨ≧ＶＨｒｑの範囲とすることが必要である。特に、上述の最適な電流位相を実現するための出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑに定めると、出力電圧指令値ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることによって、ＭＧ１，ＭＧ２での損失を抑制できる。

　再び図３を参照して、本実施の形態に従う電力変換器５０では、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０（ＭＧ１，ＭＧ２）の動作状態に応じて、図３に示した、複数の動作モードのうちのいずれかの動作モードが選択される。たとえば、負荷３０（ＭＧ１，ＭＧ２）の動作状態に応じて、ＶＨ≧ＶＨｒｑの範囲に対応可能な動作モード群のうちから、電源システム５全体での損失が最小となる動作モードを選択することができる。

　また、直流電源１０ａ，１０ｂの間に温度差がある場合等、いずれか一方の直流電源のみを使用した方が効率的であるケースでは、上述したような、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを使用するモード（ａＢモード，ｂＢモード，ａＤモード，ｂＤモード）を設けることによって、電源システム５の効率を向上することができる。

　一般的に、ＶＨｒｅｑ≧Ｖａ＋Ｖｂの領域では、ＳＢモードを適用することにより、電力変換器５０での昇圧比を小さくできるために、電力変換器５０での電力損失を抑制することができる。しかしながら、ＳＢモードでは、電流Ｉａ，Ｉｂが共通となるので、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣを独立に制御できない。

　図１７は、ＳＢモードにおける直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣ挙動を説明するための概念図である。図１７の縦軸は、直流電源に蓄積されたエネルギ量を示すものとする。

　図１７中において、大容量の直流電源１０ａでは、現在のＳＯＣ（ＳＯＣａ）から下限ＳＯＣ（ＳＯＣａｍｉｎ）および上限ＳＯＣ（ＳＯＣａｍａｘ）までの充放電量は比較的大きい。なお、上限ＳＯＣおよび下限ＳＯＣは、ＳＯＣ制御における制御上限値および制御下限値に相当するものとする。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂが実際に過放電ないし過充電に至るスペック上のＳＯＣ上限値またはＳＯＣ下限値に対して、マージンを有するものとする。

　これに対して、高出力型の直流電源１０ｂの容量は、直流電源１０ａよりも小さい。したがって、直流電源１０ｂでは、現在のＳＯＣ（ＳＯＣｂ）から下限ＳＯＣ（ＳＯＣｂｍｉｎ）および上限ＳＯＣ（ＳＯＣｂｍａｘ）までの充放電量は比較的小さい。

　直流電源１０ａ，１０ｂの充放電電流が同一となるＳＢモードでは、ＳＯＣａおよびＳＯＣｂが連動して変化する。このため、ＳＢモードでは、ＳＯＣａとＳＯＣｂとを独立に制御することができない。すなわち、たとえば、ＳＯＣａを上昇させた要求があり、かつ、ＳＯＣｂを低下させたい要求があるような場合には、両方を実現することは困難である。

　したがって、小容量の直流電源１０ｂにおいて、ＳＯＣｂが下限ＳＯＣ（ＳＯＣｂｍｉｎ）に達している状態でＰＬ＞０の場合、または、ＳＯＣｂが上限ＳＯＣ（ＳＯＣｂｍａｘ）に達している状態でＰＬ＜０の場合には、大容量の直流電源１０ａのＳＯＣに余裕があっても、ＳＢモードを継続的に選択することが困難である。この現象は、ＳＤモードでも共通である。

　図１８は、ＰＢモードにおける直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣ挙動を説明するための概念図である。

　図１８を図１７と比較して、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力を別個に制御できるので、電流ＩａおよびＩｂは共通ではない。このため、ＳＯＣａおよびＳＯＣｂを独立に制御できる。したがって、ＰＢモードでは、ＳＢモードと比較してＳＯＣ制御の自由度が高い。

　したがって、本実施の形態に従う電源システム５では、電力変換器５０の動作モードについて、ＳＯＣ制御の観点から図１９に示されるフローチャートに従って制御することが好ましい。

　図１９を参照して、制御装置４０は、ＳＢモードまたはＳＤモードの選択時（ステップＳ１００のＹＥＳ判定時）には、以下のステップＳ１１０～Ｓ１４０の処理を実行する。

　制御装置４０は、ステップＳ１１０により、直流電源１０ｂのＳＯＣ現在値（ＳＯＣｂ）が、上限ＳＯＣ（ＳＯＣｂｍａｘ）および下限ＳＯＣ（ＳＯＣｂｍｉｎ）に対して十分なマージンを有しているか否かを判定する。たとえば、（ＳＯＣｂ－ＳＯＣｂｍｉｎ）および（ＳＯＣｂｍａｘ－ＳＯＣｂ）が所定の判定値Ｓｍｔｈよりも大きいときにＳ１１０はＹＥＳ判定とされ、そうでないときにＮＯ判定とされる。

　同様に、制御装置４０は、ステップＳ１２０により、直流電源１０ａのＳＯＣ現在値（ＳＯＣａ）が、上限ＳＯＣ（ＳＯＣａｍａｘ）および下限ＳＯＣ（ＳＯＣａｍｉｎ）に対して十分なマージンを有しているか否かを判定する。たとえば、（ＳＯＣａ－ＳＯＣａｍｉｎ）および（ＳＯＣａｍａｘ－ＳＯＣａ）が所定の判定値Ｓｍｔｈよりも大きいときにＳ１２０はＹＥＳ判定とされ、そうでないときにＮＯ判定とされる。

　制御装置４０は、ステップＳ１１０およびＳ１２０の両方がＹＥＳ判定のときには、ステップＳ１３０に処理を進めて、ＳＢモードまたはＳＤモードの維持が可能であると判定する。これにより、電源システム５の効率を優先してＳＢモードまたはＳＤモードが選択されたときに、当該動作モードの選択を維持することができる。

　これに対して、制御装置４０は、ステップＳ１１０またはＳ１２０の少なくともいずれかがＮＯ判定のときには、ステップＳ１４０に処理を進めて、動作モードを強制的にＰＢモードへ移行させる。これにより、効率面からはＳＤモードまたはＳＢモードの選択が好ましい場合でも、ＳＯＣａまたはＳＯＣｂが、ＳＯＣ上限またはＳＯＣ下限に近付くと、ＰＢモードが強制的に選択される。ＰＢモードを適用することにより、直流電源１０ａ，１０ｂ間で独立にＳＯＣ制御を行なうことにより、ＳＯＣ上限またはＳＯＣ下限に近付いたＳＯＣを速やかに適正レベルへ回復することができる。

　（各動作モードにおける直流電源の充放電制御）
　次に、各動作モードにおける直流電源１０ａ，１０ｂの充放電制御について説明する。

　図２０には、図１３～図１５に示したハイブリッド車両１０００に適用された電源システム５における電力フローを説明するための概念図が示される。

　図２０を参照して、電源システム５から入出力される総電力ＰＨは、ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂで示される。なお、以下では、ハイブリッド車両１０００において、負荷３０（図１）として電力線２０に電気的に接続されるＭＧ１，ＭＧ２について、ＭＧ１の入出力電力をＰｍｇ１とし、ＭＧ２の入出力電力をＰｍｇ２とする。電力Ｐｍｇ１，Ｐｍｇ２についても、ＭＧ１，ＭＧ２の電力消費時の電力値を正値で表し、発電時の電力値を負値で示すものとする。

　電源システム５から負荷３０への入出力される負荷電力ＰＬは、ＰＬ＝Ｐｍｇ１＋Ｐｍｇ２で示される。総電力ＰＨが負荷電力ＰＬよりも大きい状態（ＰＨ＞ＰＬ）では、出力電圧ＶＨが上昇する。一方で、ＰＨ＜ＰＬの状態では、出力電圧ＶＨは低下する。したがって、電力変換器５０の出力制御において、総電力ＰＨの指令値ＰＨ＊（以下、総電力指令値ＰＨ＊とも称する）は、出力電圧ＶＨを変化させなくてよいのであれば、ＭＧ１，ＭＧ２の動作指令に従う負荷電力の指令値ＰＬ＊に従って設定することができる。たとえば、ＰＨ＊＝ＰＬ＊と設定することができる。

　なお、ＭＧ１，ＭＧ２のトルク指令値をＴｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２とし、回転速度をＮｍｇ１，Ｎｍｇ２とすると、ＰＬ＊は、下記（５）式によって示される。

　ＰＬ＊＝Ｔｑｃｏｍ１・Ｎｍｇ１＋Ｔｑｃｏｍ２・Ｎｍｇ２　　…（５）
　ハイブリッド車両１０００では、エンジン１１５の出力を用いてＭＧ１によって発電できる。したがって、車両走行のための駆動パワーよりも大きいパワーをエンジン１１５によって出力することにより、駆動パワーを確保した上で、直流電源１０ａ，１０ｂを充電することが可能である。この場合には、ＰＬ＊＜０となるように、ＭＧ１，ＭＧ２の動作指令が生成される。

　上述のように、ＰＢモードでは、電力分配比率ｋを０～１．０の範囲で任意に設定できるので、電流制御される直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を、Ｐａ＊＝ＰＨ＊・ｋ（ＰＨ＊＝ＰＬ＊）とすることによって、直流電源１０ａの充電電力（Ｐａ＝ＰＨ＊・ｋ）および、直流電源１０ｂの充電電力（Ｐｂ＝ＰＨ＊－Ｐａ＊）を制御することが可能となる。

　したがって、本実施の形態に従う電動車両の電源システムでは、直流電源１０ａ，１０ｂの過充電および過放電を回避した上で、電動車両の車両駆動力を確保するためのパワー管理に従って、発電機構を有するように構成された負荷の動作指令が設定される。

　図２１は、本実施の形態に従う電動車両の電源システムにおけるパワー管理のための制御構成を説明するための機能ブロック図である。なお、図２１を始めとする機能ブロック図に記載された各機能ブロックの機能は、制御装置４０によるソフトウェア処理および／または電子回路の動作によるハードウェア処理によって実現されるものとする。

　図２１を参照して、パワー管理部５００は、電力上限値設定部５１０と、電力下限値設定部５１０♯と、演算部５１２，５１２♯，５４５と、駆動パワー設定部５２０と、ＳＯＣ制御部５３０ａ，５３０ｂと、充放電要求電力設定部５４０と、走行制御部５５０とを有する。ＳＯＣ制御部５３０ａ，５３０ｂおよび充放電要求電力設定部５４０によって、「充放電制御部」の機能が実現される。さらに、走行制御部５５０によって、「動作指令生成部」の機能が実現される。

　電力上限値設定部５１０は、直流電源１０ａ，１０ｂの状態に基づいて、電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘを設定する。各電力上限値は、放電電力の上限値を示しており、０または正に設定される。電力上限値＝０に設定されたときは、直流電源からの放電が禁止されることを意味する。

　たとえば、電力上限値Ｐａｍａｘは、直流電源１０ａのＳＯＣａおよび温度Ｔａに基づいて設定される。さらに、電力上限値Ｐａｍａｘは、直流電源１０ａの放電電力（Ｖａ・Ｉａ）が定常的な上限値を超過したとき、放電電流（Ｉａ）が上限値を超過したとき、または、放電により電圧（Ｖａ）が低下して下限値を下回ったときには、ＳＯＣａおよびＴａに基づく設定値よりも放電電力を制限するように修正されてもよい。電力上限値Ｐｂｍａｘについても、Ｐａｍａｘと同様に、直流電源１０ｂの状態（ＳＯＣｂ、Ｔｂ，Ｉｂ，Ｖｂ）に基づいて設定することができる。

　電力下限値設定部５１０♯は、直流電源１０ａ，１０ｂの状態に基づいて、電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎを設定する。各電力下限値は、充電電力の上限値を示しており、０または負に設定される。電力下限値＝０に設定されたときは、直流電源の充電が禁止されることを意味する。

　たとえば、電力下限値Ｐａｍｉｎは、直流電源１０ａのＳＯＣａおよび温度Ｔａに基づいて設定される。さらに、電力下限値Ｐａｍｉｎは、直流電源１０ａの充電電力（Ｖａ・Ｉａ）が定常的な上限値を超過したとき、充電電流（Ｉａ）が上限値を超過したとき、または充電により電圧（Ｖａ）が上昇して上限値を超過したときには、ＳＯＣａおよびＴａに基づく設定値よりも充電電力を制限するように修正されてもよい。電力下限値Ｐｂｍｉｎについても、Ｐａｍｉｎと同様に、直流電源１０ｂの状態（ＳＯＣｂ、Ｔｂ，Ｉｂ，Ｖｂ）に基づいて設定することができる。

　演算部５１２は、電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘに従って、直流電源１０ａ，１０ｂ全体での電力上限値ＰＨｍａｘ（総電力上限値ＰＨｍａｘ）を設定する。演算部５１２♯は、電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎに従って、直流電源１０ａ，１０ｂ全体での電力下限値ＰＨｍｉｎ（総電力下限値ＰＨｍｉｎ）を設定する。したがって、総電力上限値ＰＨｍａｘおよび総電力下限値ＰＨｍｉｎは、下記（６），（７）式によって示される。

　ＰＨｍａｘ＝Ｐａｍａｘ＋Ｐｂｍａｘ　　　　…（６）
　ＰＨｍｉｎ＝Ｐａｍｉｎ＋Ｐｂｍｉｎ　　　　…（７）
　駆動パワー設定部５２０は、ハイブリッド車両１０００の走行状態およびユーザ操作に応じて、車両走行のために必要な駆動パワーＰｄｒを設定する。代表的には、アクセル開度ＡＣＣおよび車速Ｖと要求駆動力Ｔｒ＊との関係を予め定めたマップ（図示せず）が予め作成されている。そして、駆動パワー設定部５２０は、アクセル開度ＡＣＣおよび車速Ｖが検出されると、当該マップを参照することによって要求駆動力Ｔｒ＊を算出できる。

　駆動パワー設定部５２０は、要求駆動力Ｔｒ＊が算出されると、下記（９）式に従って駆動パワーＰｄｒを設定することができる。式（８）において、Ｎｒは駆動軸の回転数を示し、Ｌｏｓｓは損失項である。

　Ｐｄｒ＝Ｔｒ＊・Ｎｒ＋Ｌｏｓｓ　　　　…（８）
　ＳＯＣ制御部５３０ａは、直流電源１０ａのＳＯＣａとＳＯＣ制御目標との比較に基づいて、充電要求パワーＰｃｈｇａを設定する。たとえば、図２２に示されるように、ＳＯＣの制御中心値Ｓｒが設定されている場合には、ＳＯＣ制御部５３０ａは、ＳＯＣａ＞Ｓｒの領域では、放電を要求するためにＰｃｈｇａ＞０に設定する一方で、ＳＯＣａ＜Ｓｒの領域では、充電を要求するためにＰｃｈｇａ＜０に設定する。あるいは、ＳＯＣａが制御中心値Ｓｒを含む一定範囲内であるときにはＰｃｈｇａ＝０に設定する一方で、ＳＯＣａが当該範囲を高め側に外れたときにＰｃｈｇａ＞０とし、低め側に外れたときにＰｃｈｇａ＜０とするように、ＳＯＣ制御部５３０ａを構成することも可能である。

　ＳＯＣ制御部５３０ｂは、ＳＯＣ制御部５３０ａと同様に、直流電源１０ｂのＳＯＣｂとＳＯＣ制御目標との比較に基づいて、充電要求パワーＰｃｈｇｂを設定する。

　なお、充電要求パワーＰｃｈｇａ，Ｐｃｈｇｂの設定には、直流電源１０ａ，１０ｂの温度Ｔａ，Ｔｂがさらに反映されてもよい。たとえば、高温時には、充電電力を常温時よりも抑制するように、充電要求パワーＰｃｈｇａ，Ｐｃｈｇｂを設定することが好ましい。

　充放電要求電力設定部５４０は、ＳＯＣ制御部５３０ａ，５３０ｂによって設定された充電要求パワーＰｃｈｇａ，Ｐｃｈｇｂと、電力変換器５０の動作モードとに基づいて、充放電要求電力値Ｐｃｈｇを設定する。ＳＯＣ制御のために、負荷３０からの電力によって直流電源１０ａ，１０ｂを充電したい場合には、充放電要求電力値Ｐｃｈｇは負値に設定される。一方で、直流電源１０ａ，１０ｂの放電を促進したい場合には、充放電要求電力値Ｐｃｈｇは正値に設定される。

　演算部５４５は、駆動パワー設定部５２０によって設定された駆動パワーＰｄｒと、充放電要求電力設定部５４０によって設定された充放電要求電力値Ｐｃｈｇに基づいて、トータル要求パワーＰｔｌを算出する（Ｐｔｌ＝Ｐｄｒ－Ｐｃｈｇ）。走行制御部５５０は、演算部５４５からのトータル要求パワーＰｔｌに基づいて、エンジン１１５およびＭＧ１，ＭＧ２の動作指令を設定する。なお、車両停車中であっても、充放電要求電力値Ｐｃｈｇに従ってトータル要求パワーＰｔｌが設定されることによって、直流電源１０ａおよび／または１０ｂの充電電力を発生することができる。

　走行制御部５５０は、トータル要求パワーＰｔｌを所定の閾値Ｐｔｈと比較することによって、エンジン１１５の作動要否を判定する。具体的には、Ｐｔｌ≦Ｐｔｈのとき（低出力時）には、エンジン１１５が低効率領域で作動することを回避するために、エンジン１１５を停止する。この場合には、エンジン１１５での燃料噴射が停止されるとともに、ＭＧ２の出力トルクによって必要な駆動パワーＰｄｒが得られるように、ＭＧ２のトルク指令値が設定される。

　一方、走行制御部５５０は、Ｐｔｌ＞Ｐｔｈのときには、エンジン１１５を作動する。また、Ｐｄｒ≦Ｐｔｈであっても、Ｐｃｈｇ＜０に設定されていて結果的にＰｔｌ＞Ｐｔｈとなるときには、直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生するために、エンジン１１５は作動される。エンジン１１５の作動時には、エンジン１１５への要求パワーＰｅは、Ｐｅ＝Ｐｄｒ－Ｐｃｈｇに設定される（すなわち、Ｐｅ＝Ｐｔｌ）。

　さらに、走行制御部５５０は、エンジン要求パワーＰｅに基づいて、エンジン１１５の動作点を決定する。

　図２３は、エンジン動作点の設定を説明するための概念図である。
　図２３を参照して、エンジン動作点は、エンジン回転数ＮｅおよびエンジントルクＴｅの組み合わせで定義される。エンジン回転数ＮｅおよびエンジントルクＴｅの積は、エンジン出力パワーに相当する。

　動作ライン１０５は、エンジン１１５を高効率で動作することができるエンジン動作点の集合として予め決定される。動作ライン１０５は、同一パワー出力時の燃料消費量を抑制するための最適燃費ラインに相当する。

　走行制御部５５０は、図２３に示すように、予め定められた動作ライン１０５と、算出されたエンジン要求パワーＰｅに対応する等パワー線１０６との交点Ｐ０をエンジン動作点（目標回転数Ｎｅ＊および目標トルクＴｅ＊）に決定する。

　さらに、図１３に示された動力分割機構１３０によってエンジン１１５と機械的に連結されるＭＧ１の出力トルクによってエンジン回転数を目標回転数Ｎｅ＊に制御するように、ＭＧ１の出力トルクが決められる。

　走行制御部５５０は、決定されたエンジン動作点に従ってエンジン１１５を動作させたときに駆動軸に機械的に伝達される駆動トルク（直達トルク）Ｔｅｐを算出する。たとえば、直達トルクＴｅｐは、動力分割機構１３０のギヤ比およびＭＧ１のトルク指令値から算出される。

　さらに、走行制御部５５０は、要求駆動力Ｔｒ＊に対する直達トルクＴｅｐの過不足分（Ｔｒ＊－Ｔｅｐ）を補償するように、ＭＧ２の出力トルクを算出する。すなわち、ＭＧ２の出力トルクをＴｍ２とすると、下記（９）式が成立する。なお、Ｔｍ２＊は、ＭＧ２の出力によって駆動軸に作用するトルクである。ＭＧ２のトルク指令値は、Ｔｍ２＊に従って設定される。

　Ｔｒ＊＝Ｔｅｐ＋Ｔｍ２＊　　　…（９）
　再び図２１を参照して、走行制御部５５０は、基本的には、上記の制御処理に従って、エンジン１１５の動作指令（オン／オフ指令およびＮｅ，Ｔｅ制御）ならびにＭＧ１，ＭＧ２の動作指令（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２）を設定する。

　さらに、走行制御部５５０は、このように設定された動作指令（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２）に従う負荷電力ＰＬ＊（式（５）参照）が、ＰＨｍｉｎ～ＰＨｍａｘの範囲内に収まるように、Ｔｑｃｏｍ１、Ｔｑｃｏｍ２およびＰｅのうちの少なくともいずれかを制限する。

　これにより、走行制御部５５０は、ＰＨｍｉｎ≦ＰＬ＊≦ＰＨｍａｘとなるように、エンジン１１５およびＭＧ１，ＭＧ２の動作指令を生成する。この結果、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣ制御のために必要な電力を、エンジン１１５の出力によって発電するように、ハイブリッド車両１０００の走行が制御される。すなわち、充放電要求電力値Ｐｃｈｇ＜０のとき、すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂを充電するときには、負荷電力ＰＬ＜０とすることができる（ＰＬ＝Ｐｃｈｇ）。

　一方で、充放電要求電力値Ｐｃｈｇ＞０のとき、すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの放電を促進したい場合には、エンジン出力パワーが本来の駆動パワーＰｄｒよりも絞られることにより、総電力ＰＨ＞０とされる（ＰＨ＝Ｐｃｈｇ）。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂの放電を伴って、駆動パワーＰｄｒを得るための負荷電力ＰＬが確保される。

　このように、ＳＯＣ制御のための充放電要求電力値Ｐｃｈｇを反映して、発電機構を有する負荷３０の動作指令が設定される。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が充放電要求電力値Ｐｃｈｇに従って充放電されるように、負荷電力ＰＬが制御されることが理解される。

　充放電要求電力設定部５４０は、動作モード間での直流電源１０ａ，１０ｂの充放電態様の差異を反映するために、電力変換器５０の動作モードに応じて充放電要求電力値Ｐｃｈｇの設定を切換える。

　図２４には、充放電要求電力設定部５４０による各動作モードでの充放電要求電力値Ｐｃｈｇの設定式が示される。

　図２４を参照して、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣを独立に制御できるので（図１８参照）、充電要求パワーＰｃｈｇａおよびＰｃｈｇｂの和を負荷電力ＰＬに反映することができる。したがって、Ｐｃｈｇ＝Ｐｃｈｇａ＋Ｐｃｈｇｂに設定される。これにより、ＰＢモードでは、ＳＯＣａおよびＳＯＣｂのそれぞれについて、ＳＯＣ制御目標（制御目標中心または制御目標範囲）に維持するためのＳＯＣ制御を実行することができる。

　これに対して、ＳＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの充放電電流が共通となるので、ＳＯＣａ，ＳＯＣｂが連動して変化する。このため、図１７で説明したように、小容量の直流電源１０ｂのＳＯＣｂが上限ＳＯＣないし下限ＳＯＣに達することにより、効率面で有利なＳＢモードを継続することができなくなってしまう可能性がある。

　したがって、ＳＢモードでは、小容量の直流電源１０ｂの充電要求パワーＰｃｈｇｂを、直流電源１０ａ，１０ｂ全体での充放電要求電力値Ｐｃｈｇに設定する（Ｐｃｈｇ＝Ｐｃｈｇｂ）。これにより、ＳＯＣｂをＳＯＣ制御目標に維持するように、ＳＯＣ制御を実行することができるので、ＳＯＣ制約によってＳＢモードが適用できなくなることを回避できる。すなわち、効率上ＳＢモードが有利な状態では、ＳＢモードを最大限に適用することにより、電源システム５の損失を抑制してハイブリッド車両のエネルギ効率を向上することが可能となる。

　直流電源１０ａのみが使用されるａＤモードおよびａＢモードでは、直流電源１０ａの充電要求パワーＰｃｈｇａを、直流電源１０ａ，１０ｂ全体での充放電要求電力値Ｐｃｈｇに設定することにより（Ｐｃｈｇ＝Ｐｃｈｇａ）、ＳＯＣａをＳＯＣ制御目標に近付けるように制御することができる。

　同様に、直流電源１０ｂのみが使用されるｂＤモードおよびｂＢモードでは、直流電源１０ｂの充電要求パワーＰｃｈｇｂを、直流電源１０ａ，１０ｂ全体での充放電要求電力値Ｐｃｈｇに設定することにより（Ｐｃｈｇ＝Ｐｃｈｇｂ）、ＳＯＣｂをＳＯＣ制御目標に近付けるよう制御することができる。

　ＰＤモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力配分は内部抵抗比によって決まるので、ＳＯＣａ，ＳＯＣｂのいずれについても制御することが困難である。したがって、ＰＤモードでは、ＳＯＣ制御を中止することが好ましい。このため、ＰＤモードでは、Ｐｃｈｇ＝０に設定される。

　このように、電力変換器５０の動作モードに対応させてＳＯＣ制御のための充放電要求電力値Ｐｃｈｇを設定することにより、各動作モードにおいて、ＳＯＣａ，ＳＯＣｂのＳＯＣ制御目標からの乖離を抑制できる、この結果、ＳＯＣ制約によって動作モードの選択が制限されることを防止できるので、システム効率を優先した動作モード選択によって、電源システム５の損失を抑制することができる。

　再び図２１を参照して、パワー管理部５００は、さらに、電力循環制御部５６０および電力分配比率設定部５７０を含む。

　図３にも示したように、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの各電力を独立に制御することができる。ＰＢモードでは、電流制御（電力制御）の対象となる直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を設定することができる。

　電力循環制御部５６０は、循環電力値Ｐｒを設定する。循環電力値Ｐｒは、直流電源１０ａおよび１０ｂ間での電力バランスをシフトする、または、電力循環を生じさせることによって、容量の小さい直流電源１０ｂのＳＯＣ制御を実現するために設定される。循環電力値Ｐｒが正値に設定されると、電力Ｐａは正方向にシフトされる一方で、電力Ｐｂは負方向にシフトされる。したがって、直流電源１０ｂの充電を促進したい場合には、Ｐｒ＞０の正値に設定される。

　反対に、循環電力値Ｐｒが負値に設定されると、電力Ｐａは負方向にシフトされる一方で、電力Ｐｂは正方向にシフトされる。したがって、直流電源１０ｂの放電を促進したい場合には、Ｐｒ＜０の負値に設定される。また、直流電源１０ｂの充放電を促進する必要が無い場合には、Ｐｒ＝０に設定される。

　図２５には、電力循環制御部５６０による各動作モードでの循環電力値Ｐｒの設定式が示される。

　図２５を参照して、電力循環制御部５６０は、直流電源１０ａ，１０ｂの両方の電力を制御可能であるＰＢモードでは、直流電源１０ｂの充電要求パワーＰｃｈｇｂに「－１」を乗算したものを循環電力値Ｐｒに設定する（Ｐｒ＝－Ｐｃｈｇｂ）。これにより、直流電源１０ｂの充電が要求されると、電力Ｐａを正方向にシフトさせることにより、直流電源１０ｂの充電を促進することができる。反対に、直流電源１０ｂの放電が要求されると、電力Ｐａを負方向にシフトさせて、直流電源１０ｂの放電を促進することができる。一方で、直流電源１０ａ，１０ｂの両方の電力を制御できない、その他の動作モードでは、Ｐｒ＝０に設定される。

　なお、本実施の形態では、循環電力値Ｐｒは、容量の小さい直流電源１０ｂのＳＯＣ制御のために設定されるが、原理上は、直流電源１０ａのＳＯＣ制御のために循環電力値Ｐｒを設定することも可能である。この場合には、直流電源１０ａの放電を促進したい場合にはＰｒ＞０の正値に設定する一方で、直流電源１０ｂの充電を促進したい場合にはＰｒ＜０の負値に設定することができる。

　電力分配比率設定部５７０は、少なくともＰＢモードにおいて、電力分配比率ｋを設定する。たとえば、電力分配比率設定部５７０は、総電力指令値ＰＨ＊に応じて、電源システム５での電力損失が最小となるように電力分配比率ｋを設定する。なお、実施の形態１では、総電力指令値ＰＨ＊は、走行制御部５５０によって設定された動作指令に従う負荷電力ＰＬ＊と同等に設定することができる（ＰＨ＊＝ＰＬ＊）。

　電源システム５での電力損失は、電力変換器５０での損失および直流電源１０ａ，１０ｂでの損失の和で示される。同一の総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対して、ＰａおよびＰｂの比が変わると、電流Ｉａ，Ｉｂが変わることによって、電力変換器５０および直流電源１０ａ，１０ｂでの損失も変化する。特に、直流電源１０ａ，１０ｂ間で内部抵抗が異なる場合には、同一の総電力ＰＨに対しても、電力Ｐａ，Ｐｂの組み合わせ（すなわち、電力分配比率ｋ）に応じて損失が大きく変化することが理解される。また、電力変換器５０での損失についても、電流Ｉａ，Ｉｂのバランスに応じて変化する。

　したがって、総電力指令値ＰＨ＊に対して、電源システム５での電力損失が最小となる電力Ｐａ，Ｐｂの配分（電力分配比率ｋ）を予め実機実験やシミュレーショによって求めておくことできる。この結果、総電力指令値ＰＨ＊に対して、電源システム５の効率面からの電力分配比率ｋを決定するマップを予め作成することができる。

　電力分配比率設定部５７０は、当該マップの参照により、走行制御部５５０によって設定された動作指令に従う負荷電力ＰＬ＊に対応して、電源システム５の効率を高めるための電力分配比率ｋを設定することができる。

　この結果、電流制御される直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を、下記（１０）式に従って設定することができる。

　Ｐａ＊＝ＰＬ＊・ｋ＋Ｐｒ　　　　…（１０）
　これにより、ＰＢモードにおいて、直流電源１０ａの電力Ｐａおよび、（ＰＬ－Ｐａ）となる直流電源１０ｂの電力Ｐｂを、効率を高めるための電力分配比率ｋに従って制御することができる。さらに、電力循環制御部５６０によって、直流電源１０ｂのＳＯＣ制御のための充電要求パワーＰｃｈｇｂに従って電力指令値Ｐａ＊を修正することにより、小容量の直流電源１０ｂのＳＯＣ制御をさらに高速化できる。また、上述のように、負荷電力ＰＬには、充電要求パワーＰｃｈｇａおよびＰｃｈｇｂの和に従う充放電要求電力値Ｐｃｈｇが反映されているので、電力分配比率ｋに従った電力制御を通じて、ＳＯＣａをＳＯＣ制御目標に近付けるようにＳＯＣ制御を実行することができる。

　ＰＢモード以外の動作モードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの各電力Ｐａ，Ｐｂを制御することができないため、上述のように、動作モードに応じて充放電要求電力値Ｐｃｈｇを設定することにより、電力変換器５０による出力電圧制御（ＶＨ制御）を通じて、ＳＯＣａ，ＳＯＣｂがＳＯＣ制御目標から乖離しないように、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣが制御されることになる。

　以上説明したように、本実施の形態に従う電動車両の電源システムでは、発電機構を有するように構成された負荷から直流電源の充電電力を供給可能な構成において、直流電源全体からの負荷に対する充放電要求電力を、電力変換器の動作モードに対応させて適切に設定することができる。これにより、各動作モードにおいて、各直流電源のＳＯＣが、ＳＯＣ制御目標から乖離してＳＯＣ上限ないしＳＯＣ下限に達することを防止できる。この結果、ＳＯＣ制約によって動作モードの選択が制限されることを防止できるので、効率を優先した動作モード選択によって、電源システム５の損失を抑制することができるため、電動車両のエネルギ効率を高めることができる。

　特に、効率が高くなる一方で各直流電源のＳＯＣが連動して変化するＳＢモードおよびＳＤモードにおいて、小容量の直流電源のＳＯＣがＳＯＣ上限ないしＳＯＣ下限に達することによって、当該動作モードが継続的に適用できなくなることを防止できる。したがって、効率面からのＳＤモードまたはＳＢモードの選択機会を確保することにより、電源システム５の損失抑制および電動車両のエネルギ効率向上を図ることができる。

　また、いずれかの直流電源のＳＯＣがＳＯＣ上限ないしＳＯＣ下限に達すると、強制的にＰＢモードが適用されるように動作モードを選択することによって、各直流電源を過充電および過放電から保護することができる。

　［実施の形態１の変形例］
　実施の形態１の変形例では、直流電源１０ａ，１０ｂの両方を使用するＰＢモードおよびＳＢモードでのパルス幅変調制御におけるキャリア波の位相制御（以下、キャリア位相制御）について説明する。

　図２６には、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂ間に意図的に位相差を設けた場合におけるＰＢモードの制御動作例が示される。

　図２６を参照して、キャリア波ＣＷａおよびキャリア波ＣＷｂは、同一周波数であるが、両者の間には位相差φが設けられている。図２６の例では、位相差φ＝１８０度である。

　図７に示されたφ＝０度のときと同様に、キャリア波ＣＷａおよびデューティ比Ｄａの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤａが生成されるとともに、キャリア波ＣＷｂおよびデューティ比Ｄｂの比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂが生成される。

　図２６において、デューティ比Ｄａ，Ｄｂは図７と同一値である。したがって、図２６の制御パルス信号ＳＤａは、図７の制御パルス信号ＳＤａと比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。同様に、図２６での制御パルス信号ＳＤｂは、図７の制御パルス信号ＳＤｂと比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。

　したがって、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂ間に位相差φを設けることにより、図２６の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、図７の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４とは異なった波形となる。図７および図２６の比較から、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの間の位相差φを変化させることにより、電流Ｉ（Ｌ１）および電流Ｉ（Ｌ２）の位相関係（電流位相）が変化することが理解される。

　一方で、同一のデューティ比Ｄａ，Ｄｂに対して、電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の平均値は、図７および図２６の間で同等となることが理解される。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの出力は、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによって制御されるものであり、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを変化させても影響が生じない。

　このため、実施の形態１の変形例では、ＰＢモードにおいて、キャリア波ＣＷａおよびＣＷｂの間の位相差φを適切に調整するキャリア位相制御によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のスイッチング損失の低減を図る。

　以下では、代表的な例として、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行状態、すなわち電流Ｉ（Ｌ１）＞０かつ電流Ｉ（Ｌ２）＞０である状態での制御について説明する。

　図２７は、電力変換器５０においてＰＢモードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。

　図２７を参照して、時刻Ｔａまでは、スイッチング素子Ｓ２～Ｓ４がオンされるので、直流電源１０ａ，１０ｂの両方に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる、このため、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方は上昇する。

　時刻Ｔａにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされることにより、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ２）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ２のターンオフと入替わりに、スイッチング素子Ｓ１がターンオンされる。

　時刻Ｔａ以降では、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされ、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となる。すなわち、電流Ｉ（Ｌ１）が上昇する一方で、電流Ｉ（Ｌ２）が下降する。このとき、電力変換器５０での電流経路は、図２８（ａ）のようになる。

　図２８（ａ）から理解されるように、時刻Ｔａ以降では、スイッチング素子Ｓ４には、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の差電流が通過することになる。すなわち、スイッチング素子Ｓ４の通過電流が小さくなる。

　再び図２７を参照して、時刻Ｔａ以降の状態から、スイッチング素子Ｓ４がターンオフすると、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ１）が下降を開始する。また、スイッチング素子Ｓ２がターンオンすると、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ２）が再び上昇を開始する。すなわち、電力変換器５０での電流経路が、図２８（ａ）の状態から、図２８（ｂ）の状態に変化する。図２８（ｂ）の状態では、スイッチング素子Ｓ２には、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の差電流が通過することになるため、スイッチング素子Ｓ２の通過電流が小さくなる。

　図２８（ａ）の状態でスイッチング素子Ｓ４をターンオフさせることにより、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。また、図２８（ｂ）の状態でスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせることにより、スイッチング素子Ｓ２のターンオン時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。

　したがって、電流Ｉ（Ｌ１）の下降開始タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）とが重なるように、電流位相、すなわち、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを調整する。これにより、図２７の時刻Ｔｂにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオフされる。

　再び図２７を参照して、時刻Ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオンされる。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂの各々に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる。これにより、上述した時刻Ｔａ以前の状態が再現されて、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。

　図２９には、図２７に示した電流位相におけるスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電流波形が示される。図２９（ａ）には、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉ（Ｓ２）の波形が示され、図２９（ｂ）には、スイッチング素子Ｓ４の電流Ｉ（Ｓ４）の波形が示される。

　図２９（ａ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ２）は、時刻Ｔａまでの期間および時刻Ｔｃ以降の期間では、Ｉ（Ｓ２）＝Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔａ～Ｔｂの期間では、スイッチング素子Ｓ２がオフされるので、Ｉ（Ｓ２）＝０である。そして、時刻Ｔｂ～Ｔｃの期間では、図２８（ｂ）に示したように、Ｉ（Ｓ２）＝－（Ｉ（Ｌ１）－Ｉ（Ｌ２））となる。

　図２９（ｂ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ４）は、時刻Ｔａまでの期間および時刻Ｔｃ以降の期間では、Ｉ（Ｓ４）＝Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔａ～Ｔｂの期間では、図２８（ａ）に示したように、Ｉ（Ｓ４）＝－（Ｉ（Ｌ２）－Ｉ（Ｌ１））となる。そして、時刻Ｔｂ～Ｔｃの期間では、スイッチング素子Ｓ４がオフされるので、Ｉ（Ｓ４）＝０である。

　図３０には、図２７と比較するための、図２７と同等のデューティ比の下でキャリア波間の位相差φ＝０としたときの電流位相が示される。

　図３０を参照して、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φ＝０のときには、電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）が上昇／下降するタイミング（Ｔｘ，Ｔｙ，Ｔｚ，Ｔｗ）はそれぞれ別個のものとなる。

　具体的には、時刻Ｔｘ以前での、スイッチング素子Ｓ１がオフしスイッチング素子Ｓ２～Ｓ４がオンしている状態では、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。そして、時刻Ｔｘでスイッチング素子Ｓ４がターンオフすることによって、電流Ｉ（Ｌ１）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ４のターンオフと入替わりにターンオンする。

　そして、時刻Ｔｙでは、スイッチング素子Ｓ３がターンオフすることによって、電流Ｉ（Ｌ２）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ３のターンオフと入替わりにターンオンする。これにより、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が下降する。

　時刻Ｔｚでは、スイッチング素子Ｓ２がターンオフするとともに、スイッチング素子Ｓ３がターンオンする。これにより、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態となるので、電流Ｉ（Ｌ１）が再び上昇する。さらに、時刻Ｔｗでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフするとともに、スイッチング素子Ｓ２がターンオンする。これにより、時刻Ｔｘ以前の状態が再現されるので、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。

　図３１には、図３０に示した電流位相におけるスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電流波形が示される。図３１（ａ）には、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉ（Ｓ２）の波形が示され、図３１（ｂ）には、スイッチング素子Ｓ４の電流Ｉ（Ｓ４）の波形が示される。

　図３１（ａ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ２）は、時刻Ｔｘまでの期間および時刻Ｔｗ以降の期間では、Ｉ（Ｓ２）＝Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔｘ～Ｔｙの期間では、図２８（ｂ）と同様の電流経路が形成されるので、Ｉ（Ｓ２）＝－（Ｉ（Ｌ１）－Ｉ（Ｌ２））となる。そして、時刻Ｔｙ～Ｔｚの期間では、直流電源１０ａに対する上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ２）＝－Ｉ（Ｌ１）となる。電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の両方が下降する時刻Ｔｙ～Ｔｚの期間では、スイッチング素子Ｓ２は直流電源１０ａに対して上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ２）＝－Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔｚ～Ｔｗの期間では、スイッチング素子Ｓ２がオフされるので、Ｉ（Ｓ２）＝０である。

　図３１（ｂ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ４）は、時刻Ｔｘまでの期間および時刻Ｔｗ以降の期間では、Ｉ（Ｓ４）＝Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔｘ～Ｔｙの期間では、スイッチング素子Ｓ４がオフされるので、Ｉ（Ｓ４）＝０である。電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の両方が下降する時刻Ｔｙ～Ｔｚの期間では、スイッチング素子Ｓ４は直流電源１０ｂに対する上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ４）＝－Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔｚ～Ｔｗの間では、図２８（ａ）と同様の電流経路が形成されるので、Ｉ（Ｓ２）＝－（Ｉ（Ｌ２）－Ｉ（Ｌ１））となる。

　図３１（ａ）の時刻Ｔｂで生じる電流Ｉ（Ｓ２）と、図３１（ａ）の時刻Ｔｗで生じる電流Ｉ（Ｓ２）との比較から、図２９の電流位相となるように位相差φを調整することによって、スイッチング素子Ｓ２のターンオン電流、すなわち、ターンオン時のスイッチング損失が低減されることが理解される。さらに、図２９（ａ）の時刻Ｔｂ～Ｔｃでの電流Ｉ（Ｓ２）と、図３１（ａ）の時刻Ｔｙ～Ｔｚでの電流Ｉ（Ｓ２）との比較から、スイッチング素子Ｓ２の導通損失についても低減されることが理解される。

　同様に、図２９（ｂ）の時刻Ｔｂでの電流Ｉ（Ｓ４）と、図３１（ｂ）の時刻Ｔｘでの電流Ｉ（Ｓ４）との比較から、図２７の電流位相となるように位相差φを調整することによって、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ電流、すなわち、ターンオフ時のスイッチング損失が低減されることが理解される。さらに、図２９（ｂ）の時刻Ｔａ～Ｔｂでの電流Ｉ（Ｓ４）と、図３１（ａ）の時刻Ｔｙ～Ｔｚでの電流Ｉ（Ｓ４）との比較から、スイッチング素子Ｓ４の導通損失についても低減されることが理解される。

　このように、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの間に位相差φを設けることにより、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４での損失を低減できる。図２７に示したように、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行となる状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の下降開始タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）が重なるように、すなわち、スイッチング素子Ｓ２のターンオンタイミングと、スイッチング素子Ｓ４のターンオフタイミングとが一致するように、位相差φを設定することによって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４での損失が抑制される。

　この結果、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０（負荷３０）との間の直流電力変換を高効率で実行することができる。このような位相差φでは、制御パルス信号ＳＤａの立下りタイミング（または立上りタイミング）と、制御パルス信号ＳＤｂの立上りタイミング（または立下りタイミング）とが重なることになる。言い換えると、制御パルス信号ＳＤａのパルスの遷移タイミングと、制御パルス信号ＳＤｂのパルスの遷移タイミングとを合わせるように、位相差φを調整することが必要となる。なお、遷移タイミングとは、パルスのＨレベル／Ｌレベルが切り換わるタイミングを示すものである。

　図７および図２６からも理解されるように、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂは、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによって変化する。したがって、図２７のような電流位相が実現できる位相差φ、すなわち、キャリア位相制御による位相差φについても、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに応じて決定されることが理解できる。このため、デューティ比Ｄａ，Ｄｂと、キャリア位相制御による位相差φとの関係を予め求めるとともに、その対応関係を予めマップ（以下、「位相差マップ」とも称する）あるいは関数式（以下、「位相差算出式」とも称する）として制御装置４０に記憶することが可能である。

　そして、ＰＢモードにおける直流電源１０ａ，１０ｂでの電流制御のためのＰＷＭ制御では、算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて、キャリア位相制御のための位相差φを算出することができる。そして、算出された位相差φを有するようにキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを発生させることにより、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４での損失を抑制した高効率のＤＣ／ＤＣ変換を実現することができる。

　図２７～図３１では、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行の状態を説明したが、その他の状態においても、同様のキャリア位相制御が実行できる。

　図３２は、直流電源の各動作状態における本発明の実施の形態１に従うキャリア位相制御を説明するための図表である。

　図３２を参照して、状態Ａでは、上述した、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行状態である。図２７に示したように、電流Ｉ（Ｌ１）の下降タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）とが図中のＴｂで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｂにおけるスイッチング素子Ｓ２のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ４のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ～Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ４の導通損失および、Ｔｂ～Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ２の導通損失を低減することができる。

　状態Ｂでは、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が回生状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の上昇タイミング（極小点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の下降タイミング（極大点）とが図中のＴｂで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｂにおけるスイッチング素子Ｓ４のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ２のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ～Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ２の導通損失および、Ｔｂ～Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ４の導通損失を低減することができる。

　状態Ｃでは、直流電源１０ａが回生状態である一方で、直流電源１０ｂは力行状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の下降タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の下降タイミング（極小点）とが図中のＴａで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔａにおけるスイッチング素子Ｓ３のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ１のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ～Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ１の導通損失および、Ｔｃ～Ｔａの期間におけるスイッチング素子Ｓ３の導通損失を低減することができる。

　さらに、状態Ｄでは、直流電源１０ａが力行状態である一方で、直流電源１０ｂは回生状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の上昇タイミングと、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミングとが図中のＴｃで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｃにおけるスイッチング素子Ｓ１のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ３のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔｂ～Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ１の導通損失および、Ｔｃ～Ｔａの期間におけるスイッチング素子Ｓ３の導通損失を低減することができる。

　このように、直流電源１０ａおよび１０ｂの力行／回生状態の組合せによって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４での損失を低減するための位相差φが異なる。したがって、力行／回生状態の組合せ（図３２での状態Ａ～Ｄ）ごとに、上述した、位相差マップまたは位相差算出式を設定することが好ましい。

　このように、実施の形態１の変形例に従えば、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するためのＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、上述のキャリア位相制御を組み合わせることができる。これにより、図５および図６に示した、直流電源１０ａ，１０ｂのそれぞれによるＤＣ／ＤＣ変換での電流同士が打ち消し合う効果を最大限に享受して、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の損失が低減された高効率のＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。

　次にＳＢモードにおけるキャリア位相制御を説明する。
　図３３に示されるように、ＳＢモードでは直流電源１０ａおよび１０ｂが直列に接続されるので、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行となる状態（図３２での状態Ａ）および直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が回生となる状態（図３２の状態Ｂ）のいずれかの状態しか存在しない。

　したがって、ＳＢモードにおける制御動作では、キャリア波間の位相差φは、図３２の状態Ａ，Ｂに示されるように、スイッチング素子Ｓ２のターンオンとスイッチング素子Ｓ４のターンオフとが重なるように、あるいは、スイッチング素子Ｓ４のターンオンとスイッチング素子Ｓ２のターンオフとが重なるように設定される。

　すなわち、制御パルス信号ＳＤａの立下りタイミングと制御パルス信号ＳＤｂの立上りタイミング、または、制御パルス信号ＳＤａの立上りタイミングと制御パルス信号ＳＤｂの立下りタイミングとが重なるように、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを設定することによって、図３２の状態Ａ，Ｂに示した電流位相が実現されることになる。

　このときのデューティ比Ｄａ，Ｄｂを考える。式（１）を変形することにより、Ｄａについて下記（１１）式が得られる。

　Ｄａ＝（ＶＨ－Ｖａ）／ＶＨ　　　　…（１１）
　同様に、式（２）を変形することにより、Ｄｂについて下記（１２）式が得られる。

　Ｄｂ＝（ＶＨ－Ｖｂ）／ＶＨ　　　　…（１２）
　図８に示されるように、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和に基づいて生成される。したがって、制御パルス信号ＳＤａの立下り（または立上り）タイミングと、制御パルス信号ＳＤｂの立上り（または立下り）タイミングとが重なるように位相差φを設定すると、ＶＨ＞（Ｖａ＋Ｖｂ）が成立するとき、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ３のＨレベル期間の比率が１．０を超えることが理解される。すなわち、ＶＨ＞（Ｖａ＋Ｖｂ）のときには、デューティ比Ｄａ，ＤｂによるＰＢモードと共通のＰＷＭ制御によっても、制御信号ＳＧ３がＨレベルに固定される。

　図３４には、キャリア位相制御を適用したときのＳＢモードにおける制御パルス信号を示す波形図が示される。

　図３４に示されるように、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和に基づいて生成される。上述のように位相差φを設定すると、制御パルス信号／ＳＤａの立上りタイミングと、制御パルス信号／ＳＤｂの立上りタイミングとが重なる。このため、制御信号ＳＧ１のデューティ比ＤＳＧ１＝（１－Ｄａ）＋（１－Ｄｂ）で示される。すなわち、ＤＳＧ１は、下記（１３）式で示される。

　ＤＳＧ１＝（Ｖａ＋Ｖｂ）／ＶＨ　　　…（１３）
　一方で、デューティ比Ｄｃは、式（３）を変形することにより、下記（１４）式で示される。

　Ｄｃ＝１－（Ｖａ＋Ｖｂ）／ＶＨ　　　…（１４）
　したがって、図３５のＳＢモードでの論理演算に従って、ＳＧ１＝／ＳＧｃとすると、制御信号ＳＧ１のデューティ比ＤＳＧ１は、下記（１５）式で示される。

　ＤＳＧ１＝１－Ｄｃ＝（Ｖａ＋Ｖｂ）／ＶＨ　　　…（１５）
　このように、上述のキャリア位相制御に従って位相差φを設定した場合には、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによる制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づく論理演算、具体的には、／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって、デューティ比Ｄｃに基づく制御パルス信号／ＳＤｃとデューティ比が等しい信号を生成することができる。すなわち、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づいて、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１を生成することができる。

　また、図３５に示されるように、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ２，ＳＧ４は、制御信号ＳＧ１の反転信号である。ｎｏｔ（／ＳＤｂ　ｏｒ　／ＳＤａ）の論理演算結果は、ＳＤａおよびＳＤｂの論理積（ＳＤｂ　ａｎｄ　ＳＤａ）となる。したがって、制御パルス信号ＳＤｃに従って設定されるべき制御信号ＳＧ２，ＳＧ４についても、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理演算に基づいて生成することができる。

　このように、ＳＢモードでは、キャリア位相制御を適用して、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）および制御パルス信号ＳＤｂ（／ＳＤｂ）の間でパルスの遷移タイミングを合わせるように、位相差φが設定される。このような位相差φを有するようにキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを生成することにより、図３５に示されるように、ＳＢモードにおける、デューティ比Ｄｃに基づいて設定されるべき制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂから生成することが可能である。

　具体的には、上述のように、制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって、Ｈレベルに固定された信号となる。また、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって、デューティ比Ｄｃに基づくＰＷＭ制御と同等のデューティを有するように生成できる。また、ＳＢモードにおいて、制御信号ＳＧ１と相補に設定される制御信号ＳＧ２，ＳＧ４についても、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理積によって生成できる。

　なお、ＳＢモードにおける位相差φについても、ＰＢモードにおけるキャリア位相制御と同様に、予め設定された、デューティ比Ｄａ，Ｄｂと位相差φとの関係を記憶する位相差マップないし位相差算出式に従って、ＳＢモードにおいて算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて算出することができる。

　図３６には、本実施の形態１の変形例に従う電力変換器制御におけるＰＢモードおよびＳＢモードの動作例を示す波形図が示される。

　図３６を参照して、キャリア波ＣＷａの山でＰＢモードからＳＢモードへの切替指令が発せられる。切替指令の発生前では、直流電源１０ａ，１０ｂのそれぞれの電流制御によって算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４が生成される。

　切替指令が発せられると、図３５に示した論理演算式に従って、デューティ比Ｄｃを新たに算出することなく、その時点での制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づいて、即座にＳＢモードでの制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成することができる。

　このため、ＰＢモードを始めとする昇圧モードに属する他の動作モードと共通に、デューティ比Ｄａ，Ｄｂを用いてＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成することができる。特に、動作モードの切替時に、制御遅れを発生することなく、ＰＢモードおよびＳＢモードの間の切替処理を実行することができる。

　［実施の形態２］
　実施の形態２では、実施の形態１で説明した総電力指令値ＰＨ＊に従って直流電源１０ａ，１０ｂの出力を制御するための電力変換器制御について説明する。実施の形態２に従う電力変換器制御では、出力電圧制御（ＶＨ制御）を通じて、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力が電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に従って制御されるので、直流電源１０ａ，１０ｂのそれぞれでＳＯＣ制御を実行するＰＢモードにおいて、好適な制御演算ロジックを提供することができる。

　また、以下の説明で明らかになるように、電力変換器５０の各動作モードにおいて共通の制御演算が適用される点が、実施の形態２に従う電力変換器制御の特徴の１つである。

　再び図２０を参照して、本実施の形態２に従う電力変換器制御の基本的な概念を説明する。

　電力線２０に接続された平滑コンデンサＣＨは、総電力ＰＨから負荷電力ＰＬを差し引いた（ＰＨ－ＰＬ）によって充放電される。平滑コンデンサＣＨの端子間電圧に相当する出力電圧ＶＨは、総電力ＰＨを増減することによって制御することができる。

　したがって、実施の形態２に従う電力変換器制御では、出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差ΔＶＨに応じて総電力指令値ＰＨ＊を設定する。さらに、総電力指令値ＰＨ＊を出力電力ＰａおよびＰｂの間で分配することにより、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電力制御（電流制御）する。

　（ＰＢモードにおける制御動作）
　まず、電力変換器５０の複数の動作モード（図３）のうち、直流電源１０ａ，１０ｂの各電力Ｐａ，Ｐｂを制御可能であるＰＢモードにおける電力変換器制御について説明する。

　図３７および図３８は、実施の形態２に従う電力変換器制御を説明するためのブロック図である。図３７には、各直流電源の電力指令値を設定する制御演算のための構成が示されるとともに、図３８には、設定された電力指令値に従って各直流電源の出力を制御する制御演算のための構成が示される。

　図３７を参照して、パワー管理部５００は、図２１に示されたのと同様に構成される。パワー管理部５００は、電圧制御部２００に対して、電力上限値ＰＨｍａｘ，Ｐａｍａｘ、電力下限値ＰＨｍｉｎ，Ｐａｍｉｎ、電力分配比率ｋおよび、循環電力値Ｐｒを出力する。

　電圧制御部２００は、出力電圧ＶＨの電圧偏差に基づいて、直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定する。電圧制御部２００は、偏差演算部２１０と、制御演算部２２０と、リミッタ２３０と、電力分配部２４０と、循環電力加算部２５０と、リミッタ２６０と、減算部２７０とを有する。図３７の構成において、偏差演算部２１０および制御演算部２２０によって「制御演算部」の機能が実現され、電力分配部２４０および減算部２７０によって「電力指令値演算部」の機能が実現される。さらに、リミッタ２３０は「第２の保護部」に対応し、リミッタ２６０は「第１の保護部」に対応する。また、電力分配比率設定部５７０（図２１）は「電力分配比設定部」に対応する。

　偏差演算部２１０は、電圧指令値ＶＨ＊および出力電圧ＶＨの検出値の差に従って電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を算出する。制御演算部２２０は、電圧偏差ΔＶＨに基づいて、電圧制御のために要求される総電力ＰＨｒを算出する。たとえば、制御演算部２２０は、ＰＩ演算によって、下記（１６）式に従ってＰＨｒを設定する。

　ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）　　　　　…（１６）
　式（１６）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインには、平滑コンデンサＣＨの容量値も反映される。式（１６）に従って総電力ＰＨｒを設定することにより、電圧偏差ΔＶＨを低減するためのフィードバック制御を実現できる。負荷３０の動作状態および動作指令に従って予測された負荷電力ＰＬ＊を反映して、式（１７）に従って要求される総電力ＰＨｒを設定することも可能である。このようにすると、負荷３０での電力消費をフィードフォワードする形で出力電圧ＶＨを制御することができる。

　ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）＋ＰＬ＊　　　　…（１７）
　このように、実施の形態２に従う電力変換制御では、総電力指令値ＰＨ＊が、パワー管理部５００よりも下位の電圧制御部２００において定義される。実施の形態２において、パワー管理部５００で電力分配比率を決定する際の総電力指令値ＰＨ＊については、負荷電力ＰＬ＊に従って設定されるものとする（ＰＨ＊＝ＰＬ＊）。

　リミッタ２３０は、パワー管理部５００によって設定されたＰＨｍａｘ～ＰＨｍｉｎの範囲内となるように、電力指令値ＰＨ＊を制限する。もし、ＰＨｒ＞ＰＨｍａｘのときには、リミッタ２３０によりＰＨ＊＝ＰＨｍａｘに設定される。同様に、ＰＨｒ＜ＰＨｍｉｍのときには、リミッタ２３０は、ＰＨ＊＝ＰＨｍｉｎに設定する。また、ＰＨｍａｘ≧ＰＨｒ≧ＰＨｍｉｎのときには、そのままＰＨ＊＝ＰＨｒに設定される。これにより、総電力指令値ＰＨ＊が確定する。

　電力分配部２４０は、総電力指令値ＰＨ＊と、パワー管理部５００からの電力分配比率ｋに基づいて、直流電源１０ａが分担すべき電力ｋ・ＰＨ＊を算出する。循環電力加算部２５０は、電力分配部２４０によって算出されたｋ・Ｐａ＊と、パワー管理部５００内の電力循環制御部５６０によって設定された循環電力値Ｐｒとを加算することによって、直流電源１０ａが要求される電力Ｐａｒを算出する（Ｐａｒ＝ｋ・Ｐａ＊＋Ｐｒ）。

　リミッタ２６０は、パワー管理部５００によって設定されたＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内となるように、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を制限する。もし、Ｐａｒ＞Ｐａｍａｘのときには、リミッタ２６０によりＰａ＊＝Ｐａｍａｘに修正される。同様に、ＰＨａ＜Ｐａｍｉｍのときには、リミッタ２６０は、Ｐａ＊＝Ｐａｍｉｎに修正する。また、Ｐａｍａｘ≧Ｐａｒ≧Ｐａｍｉｎのときには、そのままＰａ＊＝Ｐａｒとされる。これにより、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊が確定する。

　減算部２７０は、総電力指令値ＰＨ＊から電力指令値Ｐａ＊を減算することによって、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定する（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊－Ｐａ＊）。

　図３９は、実施の形態２に従う電力変換器制御によるＰＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。

　図３９を参照して、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために必要な総電力指令値ＰＨ＊は、電力分配比率ｋに従って電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に分配される。すなわち、基本的には、Ｐａ＊＝ｋ・ＰＨ、Ｐｂ＊＝（１－ｋ）・ＰＨ＊に設定される。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力配分を制御した上で、出力電圧ＶＨを制御するための総電力指令値ＰＨ＊に従った電力を、電力線２０へ入出力することができる。

　さらに、循環電力値Ｐｒを設定することにより、直流電源１０ａ，１０ｂを強制的に充放電することができる。Ｐｒ＞０に設定することにより、直流電源１０ａの出力電力を増加させて、直流電源１０ｂの充電を促進することができる。反対に、Ｐｒ＜０に設定することにより、直流電源１０ａの出力電力を減少させて、直流電源１０ｂの放電を促進することができる。

　また、電力指令値Ｐａ＊がリミッタ２６０によってＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内に確実に制限されるので、直流電源１０ａを過電力から保護できる。すなわち、直流電源１０ａの過充電および過放電を防止できる。

　なお、負荷電力ＰＬが、パワー管理部５００（走行制御部５５０）によってＰＨｍｉｎ～ＰＨｍａｘの範囲内に制限されるとともに、総電力指令値ＰＨ＊がリミッタ２３０によってＰＨｍａｘ～ＰＨｍｉｎの範囲内に確実に制限されることにより、直流電源１０ｂについても過電力からの間接的な保護を図ることができる。

　図３８を参照して、制御装置４０は、電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に従って直流電源１０ａ，１０ｂからの出力を制御するための、電流制御部３００，３１０、ＰＷＭ制御部４００、およびキャリア波発生部４１０を含む。

　電流制御部３００は、電流指令生成部３０２と、偏差演算部３０４と、制御演算部３０６と、ＦＦ加算部３０８とを有する。

　電流指令生成部３０２は、電力指令値Ｐａ＊と、電圧Ｖａの検出値とに基づいて、直流電源１０ａの電流指令値Ｉａ＊を設定する（Ｉａ＊＝Ｐａ＊／Ｖａ）。偏差演算部３０４は、電流指令値Ｉａ＊および電流Ｉａの検出値の差に従って電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊－Ｉａ）を算出する。制御演算部３０６は、電流偏差ΔＩａに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂａを算出する。たとえば、制御演算部３０６は、ＰＩ演算によって、下記（１８）式に従って制御量Ｄｆｂａを算出する。

　Ｄｆｂａ＝Ｋｐ・ΔＩａ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩａ）　　　　　…（１８）
　式（１８）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（１６）とは別個に設定される。

　一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆａは、式（１）をＤａについて解くことで得られるＤａ＝（ＶＨ－Ｖａ）／ＶＨに沿って、式（１９）に従って設定される。

　Ｄｆｆａ＝（ＶＨ＊－Ｖａ）／ＶＨ＊　　　…（１９）
　ＦＦ加算部３０８は、ＦＢ制御量ＤｆｂａおよびＦＦ制御量Ｄｆｆａを加算することによって、直流電源１０ａの出力制御に関するデューティ比Ｄａを算出する。デューティ比Ｄａは、式（１）と同様に、直流電源１０ａの電圧Ｖａと出力電圧ＶＨとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう際の、昇圧チョッパ回路（図５）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

　同様に、直流電源１０ｂに対応する電流制御部３１０は、電流指令生成部３１２と、偏差演算部３１４と、制御演算部３１６と、ＦＦ加算部３１８とを有する。

　電流指令生成部３１２は、電力指令値Ｐｂ＊と、電圧Ｖｂの検出値とに基づいて、直流電源１０ｂの電流指令値Ｉｂ＊を設定する（Ｉｂ＊＝Ｐｂ＊／Ｖｂ）。偏差演算部３１４は、電流指令値Ｉｂ＊および電流Ｉｂの検出値の差に従って電流偏差ΔＩｂ（ΔＩｂ＝Ｉｂ＊－Ｉｂ）を算出する。制御演算部３１６は、電流偏差ΔＩｂに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂｂを算出する。たとえば、制御演算部３１６は、ＰＩ演算によって、下記（２０）式に従って制御量Ｄｆｂｂを算出する。

　Ｄｆｂｂ＝Ｋｐ・ΔＩｂ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩｂ）　　　　　…（２０）
　式（２０）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（１６）および式（１８）とは別個に設定される。

　一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（２）をＤｂについて解くことで得られるＤｂ＝（ＶＨ－Ｖｂ）／ＶＨに沿って、式（２１）に従って設定される。なお、式（２１）中において、電圧指令値ＶＨ＊は出力電圧ＶＨの検出値としてもよい。

　Ｄｆｆｂ＝（ＶＨ＊－Ｖｂ）／ＶＨ＊　　　…（２１）
　ＦＦ加算部３１８は、ＦＢ制御量ＤｆｂｂおよびＦＦ制御量Ｄｆｆｂを加算することによって、直流電源１０ｂの出力制御に関するデューティ比Ｄｂを算出する。デューティ比Ｄｂは、式（２）と同様に、昇圧チョッパ回路（図６）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

　ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３００，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成する。ＰＷＭ制御部４００によるパルス幅変調制御および制御信号ＳＧ１～ＳＧ４の生成は、図７および図８で説明したのと同様に実行されるので、詳細な説明は繰り返さない。なお、キャリア波発生部４１０は、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相制御を適用してキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを生成することが好ましい。

　図３８の構成において、電流制御部３００および３１０は「電流制御部」に対応する。特に、電流制御部３００は「第１の電流制御部」に対応し、電流制御部３１０は「第２の電流制御部」に対応する。また、ＰＷＭ制御部４００は「パルス幅変調部」に対応する。

　このように、実施の形態２に従う電力変換器制御によれば、ＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御することによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。特に、実施の形態２に従う電力変換器制御は、電力分配比率ｋに従って各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値が設定されるので、実施の形態１で説明したＳＯＣ制御を反映したパワー管理（図２１）との組み合わせに適していることが理解される。

　（他の昇圧モードにおける制御動作）
　図３に示したように、出力電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ＊へ制御される昇圧モードとして、ＰＢモードの他にも、ａＢモード、ｂＢモードおよびＳＢモードが存在する。ａＢモード、ｂＢモードおよびＳＢモードについても、図３７および図３８に従う制御構成を共有して、出力電圧ＶＨが電流指令値ＶＨ＊へ制御される。

　図４０は、昇圧モードに属する各動作モードにおける制御信号および制御データの設定を説明する図表である。

　図４０を参照して、昇圧モードにおける各動作モードでは、図３７および図３８に示された制御構成が共有される。そして、電力分配比率ｋ、電流フィードバック制御の実行対象となる直流電源、および制御信号ＳＧ１～ＳＧ４の演算ロジックを変更することにより、動作モードの違いに対応することができる。

　ＰＢモードでは、既に説明したように、電力分配比率ｋは、０≦ｋ≦１．０の範囲内で任意に設定することができるとともに、循環電力値Ｐｒについても制御上は任意の値で設定することができる。上述のように、ＰＢモードでは、出力電圧ＶＨを制御するための電力指令値に基づいて設定された電流指令値Ｉａ＊，Ｉｂ＊に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの両方の電流Ｉａ，Ｉｂが制御される。

　ａＢモードでは、図５（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。具体的には、図５（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

　図４０ならびに図３７を参照して、ａＢモードにおいても、ＰＢモードと同様に、偏差演算部２１０、制御演算部２２０および、リミッタ２３０によって、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。なお、直流電源１０ｂは不使用とされるので、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ａの電力上限値Ｐａｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎと同等に設定することができる。これに対応して、ａＢモードでは、負荷３０の動作指令は、Ｐａｍｉｎ≦ＰＬ＊≦Ｐａｍａｘとなる範囲内に制限して生成される。

　ａＢモードでは、直流電源１０ｂが非使用（充放電回避）とされるので、循環電力値Ｐｒ＝０に固定される。さらに、電力分配比率ｋ＝１．０に固定することにより、電力指令値Ｐａ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐｂ＊＝０に設定される。この際に、リミッタ２６０によっても、電力指令値Ｐａ＊がＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲から外れないように、すなわち、直流電源１０ａに過電力が生じないように保護することができる。したがって、ａＢモードにおいては、リミッタ２３０および２６０の一方を非作動とすることも可能である。

　さらに、図３８の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ａに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３００は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐａ＊に従って設定された電流指令値Ｉａ＊と電流Ｉａの検出値との電流偏差に基づく式（１８）に示されたフィードバック制御と、式（１９）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。

　これに対して、ａＢモードでは、上述のように制御パルス信号ＳＤｂは不要であるので、電流制御部３１０の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄｂの演算は停止される。

　図４１には、ａＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図が示される。

　図４１を参照して、ａＢモードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するための電力指令値ＰＨ＊は、全て直流電源１０ａに分配される。すなわち、負荷電力ＰＬは、直流電源１０ａのみによってカバーされる。また、循環電力値Ｐｒ＝０に固定されるため、直流電源１０ａ，１０ｂの間での充放電は生じない。

　ａＢモードにおいても、電力指令値Ｐａ＊がリミッタ２６０および／または２９０によってＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内に確実に制限される。このため、単独使用する直流電源１０ａを過電力から保護できる。また、ａＢモードにおいて、直流電源１０ａの電流Ｉａのフィードバック制御によってデューティ比Ｄａを演算することにより、出力電力ＶＨのフィードバック制御によってデューティ比Ｄａを演算する制御と比較して、電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

　ｂＢモードでは、図６（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。具体的には、図６（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。

　図４０ならびに図３７を参照して、ｂＢモードにおいても、ＰＢモードおよびａＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。ｂＢモードでは直流電源１０ａは不使用とされるので、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎと同等に設定される。同様に、循環電力値Ｐｒ＝０に固定される。

　さらに、電力分配比率ｋ＝０に固定することにより、電力指令値Ｐｂ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐａ＊＝０に設定される。この際には、リミッタ２６０による制限は不要である。すなわち、ｂＢモードにおいては、リミッタ２３０によって、直接直流電源１０ｂを過電力から保護することができる。

　さらに、図３８の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ｂに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３１０は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐｂ＊に従って設定された電流指令値Ｉｂ＊と電流Ｉｂの検出値との電流偏差に基づく式（２０）に示されたフィードバック制御と、式（２１）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｂｂ＋Ｄｆｂｂ）。

　これに対して、ｂＢモードでは、上述のように制御パルス信号ＳＤａは不要であるので、電流制御部３００の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄａの演算は停止される。

　図４２には、ｂＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図が示される。

　図４２を参照して、ｂＢモードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために必要な電力指令値ＰＨ＊は、全て直流電源１０ｂに分配される。すなわち、負荷電力ＰＬは、直流電源１０ｂのみによってカバーされる。また、循環電力値Ｐｒ＝０に固定されるため、直流電源１０ａ，１０ｂの間での充放電は生じない。

　ｂＢモードにおいても、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎを、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎと同等に設定することができる。これにより、電力指令値Ｐｂ＊がＰｂｍａｘ～Ｐｂｍｉｎの範囲内に確実に制限される。また、ｂＢモードでは、負荷３０の動作指令は、Ｐｂｍｉｎ≦ＰＬ≦Ｐｂｍａｘとなる範囲内に制限して生成されることになる。この結果、単独使用する直流電源１０ｂを過電力から保護できる。また、ｂＢモードにおいて、直流電源１０ｂの電流Ｉｂをフィードバック制御することにより、直流電圧ＶＨを直接フィードバック制御によって解消する制御と比較して、発生した電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

　次に、ＳＢモードにおける制御動作について説明する。
　図４３には、ＳＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図が示される。

　図４３を参照して、ＳＢモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂを流れる電流は共通となる（Ｉａ＝Ｉｂ）。このため、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂを直接制御することができない。すなわち、ＳＢモードにおける電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、上記（４）式に従って自動的に決まる。

　再び図４１を参照して、ＳＢモードでは、電力分配比率ｋは、式（４）に沿って求められる式（２２）に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂの現在値（検出値）に基づいて設定される。

　ｋ＝Ｖａ／（Ｖａ＋Ｖｂ）　　　　　…（２２）
　なお、ＳＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ間での充放電はできないので、循環電力値Ｐｒ＝０に設定される。

　これにより、図３７の構成において、ＳＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。総電力指令値ＰＨ＊は、リミッタ２３０によって、ＰＨｍａｘ～ＰＨｍｉｎの範囲内に設定することができる。さらに、式（１１）に従って、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂの間での、現在の電圧Ｖａ，Ｖｂに基づく電力分配比率ｋに従って、総電力指令値ＰＨ＊が、電力指令値Ｐａ＊およびＰｂ＊に分配される。この際に、リミッタ２６０によって、電力指令値Ｐａ＊は、Ｐａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内に制限される。

　図４３に示されるように、ＳＢモードでは、Ｉａ＝Ｉｂのため電流フィードバック制御は、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみで実行する。たとえば、直接電力指令値を制限することが可能である、すなわち、厳格に過電力から保護される直流電源１０ａに対して電流フィードバック制御が実行される。

　再び図３８を参照して、電流制御部３００は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐａ＊に従って設定された電流指令値Ｉａ＊と電流Ｉａの検出値との電流偏差に基づく式（１２）に示されたフィードバック制御と、式（１９）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。

　一方、電流制御部３１０では、制御演算部３１６における制御ゲイン、具体的には、式（２０）中のＫｐ，Ｋｉを零とすることによって、電流フィードバック制御が非実行とされる。したがって、電流制御部３１０は、電圧Ｖｂに基づくフィードフォワード制御のみによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｆｂ）。ＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（２１）に従って設定することができる。

　ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３００，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成する。上述のように、ＳＢモードにおいても、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相差制御を組み合わせることによって、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）を用いて（図３５）、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成することができる。

　さらに、直流電源１０ａの電流フィードバック制御によってデューティ比Ｄａを演算できるので、出力電圧ＶＨのフィードバック制御によってデューティ比（Ｄｃ）を演算する制御と比較して、ＳＢモードでの電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。また、制御演算を各動作モード間で共通化することによって、動作モードを円滑に切替えることが可能となるので、制御性をさらに向上することができる。

　このように、本実施の形態２に従う電力変換器制御によれば、図１に示した電力変換器５０の制御動作について、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する昇圧モードに属する各動作モード間で、図３７および図３８に示した制御構成を共有することができる。

　具体的には、電力分配比率ｋや電流制御部３００，３１０の制御ゲインを動作モード間で切替えることによって、図３７および図３８に従った共通の制御演算を、各動作モード間で適用することが可能となる。このため、複数の動作モードを選択的に適用する電力変換器５０の制御における制御演算負荷を軽減することが可能である。

　なお、本実施の形態では、発電機構を有する駆動系を搭載した電動車両の一例として、ハイブリッド車両１０００を記載したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。すなわち、本発明の適用において、電動車両に搭載される駆動系の構成は、車両走行中または停車中において自発的に直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生することができる機構（発電機構）を有する限り、任意とすることができる。なお、発電機構を構成するためには、複数の直流電源の電力によって車両駆動力を発生するモータジェネレータとは別個の動力源（たとえば、本実施の形態に例示されたエンジン、または、燃料電池等）が電動車両に搭載される必要がある。すなわち、電動車両は、エンジンおよび電動機（モータジェネレータ）を搭載するハイブリッド車両および、エンジンを搭載しない燃料電池車の両方を含むものである。たとえば、燃料電池車では、本実施の形態でのＳＯＣ制御（充放電要求電力値Ｐｃｈｇ）を反映して、燃料電池の動作指令（出力電力指令）を設定することができる。

　また、ハイブリッド車両への適用においても、駆動系の構成は、モータジェネレータの配置個数を含めて、遊星歯車による動力分割機構が適用された本実施の形態での例示に限定されるものではない。

　たとえば、エンジンおよび１個のみのモータジェネレータが配置された構成であっても、車両走行中にモータジェネレータが走行負荷となる負トルクを出力することによって発電する特定モードを設けることによって、直流電源の充電電力を発生することができる。この場合には、上記特定モードにおいて、車両駆動力を発生するためのモータジェネレータを用いて発電機構が構成されることになる。このように、発電機構は、必ずしも走行用のモータジェネレータと別個の要素とは限らない。なお、当該特定モードでは、本実施の形態と同様に、車両走行のための要求パワーと、直流電源の充電要求パワーとのトータルパワーをエンジンが出力するように制御することができる。

　あるいは、エンジンと複数のモータジェネレータとを搭載する構成では、走行用のモータジェネレータとは別個に、エンジン出力による発電専用のモータジェネレータが設ける構成とすることも可能である。この場合にも、本実施の形態でのＳＯＣ制御（充放電要求電力値Ｐｃｈｇ）を反映して、エンジンおよびモータジェネレータの動作指令を設定することができる。

　なお、本実施の形態では、２個の直流電源１０ａ，１０ｂと、共通の電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する電力変換器５０♯を例示したが、電力変換器の構成についてもこのような例に限定されるものではない。すなわち、任意の複数個の直流電源と、電動車両に搭載された負荷と接続された電力線との間に接続された電力変換器が、複数の直流電源および電力線の間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを適用されて動作することによって電力線の電圧を制御するように構成されている限り、当該電力変換器が電動車両の電源システムに用いられる場合に、本発明を適用することが可能である。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　５　電源システム、１０ａ，１０ｂ　直流電源、１５　配線、２０　電力線、２１　接地配線、３０　負荷、４０　制御装置、５０　電力変換器、１０１，１０２　動作点、１０５　動作ライン、１０６　等パワー線、１１０，１２０　動作領域、１１５　エンジン、１３０　動力分割機構、１３１　サンギヤ、１３２　ピニオンギヤ、１３３　キャリア、１３４　リングギヤ、１４０　減速機、１４５　駆動輪、１５０，１５１，１６０，１６１，１７０～１７４　電流経路、１８０，１９０　インバータ、１８２，１９２　中性点、２００　電圧制御部、２１０，３０４，３１４　偏差演算部、２２０，３０６，３１６　制御演算部、２３０，２６０　リミッタ、２４０　電力分配部、２５０　循環電力加算部、２７０　減算部、３００，３１０　電流制御部、３０２，３１２　電流指令生成部、３０８，３１８　加算部、４００　ＰＷＭ制御部、４１０　キャリア波発生部、５００　パワー管理部、５１０　電力上限値設定部、５１０♯　電力下限値設定部、５１２，５１２，５１２　演算部、５３０ａ，５３０ｂ　ＳＯＣ制御部、５２０　駆動パワー設定部、５４０　充放電要求電力設定部、５５０　走行制御部、５６０　電力循環制御部、５７０　電力分配比率設定部、１０００　ハイブリッド車両、ＣＨ　平滑コンデンサ、ＣＷ，ＣＷａ，ＣＷｂ　キャリア波、Ｄ１～Ｄ４　逆並列ダイオード、Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ　デューティ比、Ｄｆｂａ，Ｄｆｂｂ　制御量（ＦＢ）、Ｄｆｆａ，Ｄｆｆｂ　制御量（ＦＦ）、Ｉａ，Ｉｂ　電流（直流電源）、Ｉａ＊，Ｉｂ＊　電流指令値、Ｌ１，Ｌ２　リアクトル、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３　ノード、Ｎｅ　エンジン回転数、ＰＨ　総電力、ＰＨ＊　総電力指令値、ＰＨｍａｘ　総電力上限値、ＰＨｍｉｎ　総電力下限値、ＰＬ　負荷電力、Ｐａ，Ｐｂ　電力（直流電源）、Ｐａ＊，Ｐｂ＊　電力指令値、Ｐｃｈｇ　充放電要求電力値、Ｐｃｈｇａ，Ｐｃｈｇｂ　充電要求パワー、Ｐｄｒ　駆動パワー、Ｐｅ　エンジン要求パワー、Ｐｒ　循環電力値、Ｐｔｈ　閾値、Ｓ１～Ｓ４　スイッチング素子、ＳＤａ，ＳＤｂ，ＳＤｃ　制御パルス信号、ＳＧ１～ＳＧ４　制御信号、Ｓｒ　制御中心値（ＳＯＣ）、Ｔａ，Ｔｂ　温度（直流電源）、Ｔｅ　エンジントルク、Ｖ　車速、ＶＨ　出力電圧、ＶＨ＊　出力電圧指令値、Ｖａ，Ｖａ　電圧（直流電源）、ｋ　電力分配比率。

Claims

　車両駆動力を発生するための第１のモータジェネレータを含んで構成された電動車両の駆動系を負荷とする電源システムであって、
　前記負荷に対して電気的に接続された電力線と、
　複数の直流電源と、
　前記複数の直流電源および前記電力線の間に接続された電力変換器と、
　前記負荷および前記電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備え、
　前記負荷は、前記制御装置からの動作指令に応じて、車両走行中または停車中に前記複数の直流電源を充電するための電力を発電するための発電機構を有するように構成され、
　前記電力変換器は、複数のスイッチング素子を含み、かつ、前記複数の直流電源と前記電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを適用されて動作することによって前記電力線の電圧を制御するように構成され、
　前記制御装置は、
　前記複数の直流電源の状態に基づいて、前記複数の直流電源全体での充放電要求電力を設定するための充放電制御部と、
　前記電動車両の走行状態に基づく駆動要求パワーと前記充放電要求電力とを確保するように前記負荷の動作指令を生成するための動作指令生成部とを含み、
　前記充放電制御部は、前記動作モードに応じて、前記充放電要求電力の設定を切換える、電動車両の電源システム。
　前記複数の直流電源は、第１および第２の直流電源によって構成され、
　前記複数のスイッチング素子は、
　第１のノードおよび前記電力線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
　第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
　前記第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
　前記第１の直流電源の負極端子および前記第３のノードの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを含み、
　前記電力変換器は、
　前記第２のノードおよび前記第１の直流電源の正極端子の間に電気的に接続された第１のリアクトルと、
　前記第１のノードおよび前記第２の直流電源の正極端子の間に電気的に接続された第２のリアクトルとをさらに含む、請求項１記載の電動車両の電源システム。
　前記第１の直流電源の容量は、前記第２の直流電源の容量よりも大きく、
　前記複数の動作モードは、
　前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する第１のモードと、
　前記第３のスイッチング素子をオン固定するとともに前記第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、前記第１および前記第２の直流電源が直列接続された状態で前記電力線との間で直流電圧変換を実行する第２のモードとを含み、
　前記充放電制御部は、前記第１のモードにおいて、前記第１および第２の直流電源の各々についてＳＯＣを制御目標に近付けるように前記充放電要求電力を設定する一方で、前記第２のモードにおいて、前記第２の直流電源のＳＯＣを制御目標に近付けるように前記充放電要求電力を設定する、請求項２記載の電動車両の電源システム。
　前記複数の動作モードは、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記電力線に対して前記第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持する第３のモードをさらに含み、
　前記充放電制御部は、前記第３のモードにおいて、前記第２の直流電源のＳＯＣを制御目標に近付けるように前記充放電要求電力を設定する、請求項３記載の電動車両の電源システム。
　前記複数の動作モードは、
　前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源と前記電力線との間で直流電圧変換を実行するとともに、前記第１および第２の直流電源の他方の直流電源が前記電力線から電気的に切り離された状態を維持する第４のモードと、
　前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記第１および第２の直流電源の一方が前記電力線に電気的に接続される一方で、前記第１および第２の直流電源の他方が前記電力線から電気的に切り離された状態を維持する第５のモードとを含み、
　前記充放電制御部は、前記第４および第５のモードの各々において、前記一方の直流電源のＳＯＣを制御目標に近付けるように前記充放電要求電力を設定する、請求項４記載の電動車両の電源システム。
　前記制御装置は、前記第１または第２の直流電源において、現在のＳＯＣが制御上限値または制御下限値に達すると前記第１のモードを強制的に選択する、請求項３～５のいずれか１項に記載の電動車両の電源システム。
　前記制御装置は、
　前記電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて、前記複数の直流電源全体から電力線への全体入出力電力を算出するための制御演算部と、
　前記動作モードの変更に応じて前記複数の直流電源間での電力分配比を切替えるための電力分配比設定部と、
　前記全体入出力電力および前記電力分配比に従って、前記複数の直流電源のそれぞれの電力指令値を設定するための電力指令値演算部と、
　前記複数の直流電源の各々について、前記電力指令値を出力電圧で除算した電流指令値に対する電流検出値の偏差に基づいて、当該直流電源からの出力を制御するためのデューティ比を演算するための電流制御部と、
　前記複数の直流電源のそれぞれについて演算された前記デューティ比と、キャリア波との比較によるパルス幅変調に従って得られた制御パルス信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成するためのパルス幅変調部とを含む、請求項１記載の電動車両の電源システム。
　前記制御装置は、
　前記電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて、前記第１および第２の直流電源全体から電力線への全体入出力電力を算出するための制御演算部と、
　前記動作モードの変更に応じて前記第１および第２の直流電源間での電力分配比を切替えるための電力分配比設定部と、
　前記全体入出力電力および前記電力分配比に従って、前記第１の直流電源の第１の電力指令値および前記第２の直流電源の第２の電力指令値を設定するための電力指令値演算部と、
　前記第１の電力指令値を前記第１の直流電源の出力電圧で除算した第１の電流指令値に対する前記第１の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、前記第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比を演算するための第１の電流制御部と、
　前記第２の電力指令値を前記第２の直流電源の出力電圧で除算した第２の電流指令値に対する前記第２の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、前記第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算するための第２の電流制御部と、
　第１のキャリア波および前記第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および前記第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成するためのパルス幅変調部とを含む、請求項２～５のいずれか１項に記載の電動車両の電源システム。