CN105283346B - 电动车辆的电源系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电动车辆的电源系统。混合动力车辆能够通过发动机(115)和第二电动发电机(MG2)的输出进行行驶。第一电动发电机(MG1)能够在车辆行驶期间或停车期间使用发动机(115)的输出，发电产生多个直流电源(10a、10b)的充电电力。电源系统(5)包括连接在直流电源(10a、10b)与电力线之间的电力转换器，所述电力线与第一和第二电动发电机(MG1、MG2)共同地连接。控制装置(40)生成第一和第二电动发电机(MG1、MG2)以及发动机(115)的工作指令，以确保基于车辆行驶状态的驱动要求功率和直流电源(10a、10b)整体的充放电要求电力。充放电要求电力的设定根据电力转换器的工作模式来切换。

Description

电动车辆的电源系统
技术领域
本发明涉及电源系统，尤其涉及将电动车辆的驱动系统作为负载的电源系统的控制，所述驱动系统具有用于在车辆行驶期间发电产生直流电源的充电电力的机构。
背景技术
例如在日本特开2008-54363号公报(专利文献1)中记载了将多个电源组合并向负载供给电力的汽车的电源装置。在专利文献1中，记载了电源装置中的蓄电部的充电状态的控制，所述电源装置具备由电池构成的恒压源和由蓄电元件构成的蓄电部。具体而言，通过在电源装置的停止期间，以比满充电状态低的电压放置蓄电部的方式进行电压控制，从而实现蓄电部的高寿命化。
另外，在日本特开2012-70514号公报(专利文献2)中，记载了电力转换器的构成，所述电力转换器能够通过多个开关元件的控制，切换在将两个直流电源串联连接的状态下进行DC/DC转换的工作模式(串联连接模式)和在并联地使用两个直流电源的状态下进行DC/DC转换的工作模式(并联连接模式)。
在先技术文献
专利文献1：日本特开2008-54363号公报
专利文献2：日本特开2012-70514号公报
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献2中记载了将电力转换装置应用于电动车辆。另一方面，在具有构成为在车辆行驶期间或停车期间能够发电产生直流电源的充电电力的驱动系统的电动车辆中(代表性地为混合动力车辆)，通过控制驱动系统的工作，能够在车辆行驶期间控制直流电源的充放电。
因此，在将专利文献2那样的构成为直流电源的充放电方式根据工作模式而变化的电力转换装置应用于具有如上所述的驱动系统的电动车辆的情况下，当在工作模式间统一化(uniformly)地执行直流电源的充放电控制时，有可能不能适当地控制各直流电源的SOC(State of Charge：充电状态)。然而，在专利文献2中，未特别提及在选择工作模式后的直流电源的充放电控制。
本发明为解决这样的问题点而做出，本发明的目的为：构成为包括连接在多个直流电源与共同的电力线之间的电力转换器的电源系统应用于具有用于在车辆行驶期间或停车期间发电产生直流电源的充电电力的机构的电动车辆的情况下，与电力转换器的工作模式选择对应地适当地控制多个直流电源的SOC。
用于解决问题的技术方案
在本发明的某个方面中，一种电源系统包括：电力线、多个直流电源、连接在多个直流电源与电力线之间的电力转换器以及控制装置，所述电源系统将电动车辆的驱动系统作为负载，所述驱动系统构成为包括用于产生车辆驱动力的第一电动发电机。电力线与负载电连接。控制装置构成为控制负载和电力转换器的工作。负载构成为具有机构，所述机构用于根据来自控制装置的工作指令，发电产生用于在车辆行驶期间或停车期间对多个直流电源进行充电的电力。电力转换器包括多个开关元件，并且，构成为通过应用多个直流电源与电力线之间的电力转换的方式不同的多个工作模式中的一个工作模式来进行工作，从而控制电力线的电压。控制装置包括充放电控制部和工作指令生成部。充放电控制部基于多个直流电源的状态，设定多个直流电源整体的充放电要求电力。工作指令生成部生成负载的工作指令，以确保基于电动车辆的行驶状态的驱动要求功率和充放电要求电力。充放电控制部根据工作模式切换充放电要求电力的设定。
优选的是，在电动车辆的电源系统中，多个直流电源包括第一直流电源和第二直流电源。多个开关元件具有第一开关元件～第四开关元件。第一开关元件电连接在第一节点与电力线之间。第二开关元件电连接在第二节点与第一节点之间。第三开关元件电连接在第三节点与第二节点之间，所述第三节点与第二直流电源的负极端子电连接。第四开关元件电连接在第一直流电源的负极端子与第三节点之间。电力转换器还具有第一电抗器和第二电抗器。第一电抗器电连接在第二节点与第一直流电源的正极端子之间。第二电抗器电连接在第一节点与第二直流电源的正极端子之间。
进一步优选的是，第一直流电源的容量比第二直流电源的容量大。多个工作模式包括第一模式和第二模式。在第一模式中，电力转换器通过第一开关元件～第四开关元件的接通断开控制，以使第一直流电源和第二直流电源并联的方式，在第一直流电源及第二直流电源与电力线之间执行直流电压转换。在第二模式中，电力转换器通过将第三开关元件固定为接通，并且，对第一开关元件、第二开关元件以及第四开关元件进行接通断开控制，从而在第一直流电源和第二直流电源串联连接的状态下，在第一直流电源及第二直流电源与电力线之间执行直流电压转换。充放电控制部在第一模式中设定充放电要求电力，以使得第一直流电源和第二直流电源各自的SOC接近控制目标，另一方面，在第二模式中，设定充放电要求电力，以使得第二直流电源的SOC接近控制目标。
进一步优选的是，多个工作模式还包括第三模式。在第三模式中，电力转换器将第一开关元件～第四开关元件的接通断开固定，维持第一直流电源和第二直流电源相对于电力线串联连接的状态。充放电控制部在第三模式中设定充放电要求电力，以使得第二直流电源的SOC接近控制目标。
另外，进一步优选的是，多个工作模式还包括第四模式和第五模式。在第四模式中，电力转换器通过第一开关元件～第四开关元件的接通断开控制，在第一直流电源和第二直流电源的一方的直流电源与电力线之间执行直流电压转换，并且，维持第一直流电源和第二直流电源的另一方的直流电源与电力线电断开的状态。在第五模式中，电力转换器将第一开关元件～第四开关元件的接通断开固定，维持第一直流电源和第二直流电源的一方的直流电源与电力线电连接、而第一直流电源和第二直流电源的另一方的直流电源与电力线电断开的状态。充放电控制部在第四模式和第五模式中各自设定充放电要求电力，以使得一方的直流电源的SOC接近控制目标。
进一步优选的是，当在第一直流电源或第二直流电源中当前的SOC达到控制上限值或控制下限值时，控制装置强制地选择第一模式。
另外，优选的是控制装置包括控制运算部、电力分配比设定部、电力指令值运算部、电流控制部以及脉冲宽度调制部。控制运算部根据电力线的电压检测值与电压指令值的偏差，算出多个直流电源整体相对于电力线的整体输入输出电力。电力分配比设定部根据工作模式的变更切换在多个直流电源间的电力分配比。电力指令值运算部按照整体输入输出电力和电力分配比设定多个直流电源各自的电力指令值。电流控制部针对多个直流电源的每一个，基于电流检测值相对于将电力指令值除以输出电压而得到的电流指令值的偏差，运算用于对来自该直流电源的输出进行控制的占空比。脉冲宽度调制部根据控制脉冲信号，生成多个开关元件的接通断开控制信号，所述控制脉冲信号是按照脉冲宽度调制而得到的，所述脉冲宽度调制是通过针对多个直流电源的每一个运算出的占空比与载波的比较来实现的。
进一步优选的是，控制装置还包括第一保护部和第二保护部。第一保护部与多个直流电源中的预定的直流电源对应地设置，并将按照电力分配比设定的该预定的直流电源的电力指令值限制在根据预定的直流电源的工作状态设定的第一电力范围内。第二保护部将整体输入输出电力限制在根据多个直流电源的工作状态设定的第二电力范围内。
或者，优选的是，控制装置包括控制运算部、电力分配比设定部、电力指令值运算部、第一电流控制部、第二电流控制部以及脉冲宽度调制部。控制运算部根据电力线的电压检测值与电压指令值的偏差，算出第一直流电源和第二直流电源整体相对于电力线的整体输入输出电力。电力分配比设定部根据工作模式的变更切换在第一直流电源和第二直流电源间的电力分配比。电力指令值运算部按照整体输入输出电力和电力分配比，设定第一直流电源的第一电力指令值和第二直流电源的第二电力指令值。第一电流控制部根据第一直流电源的电流检测值相对于将第一电力指令值除以第一直流电源的输出电压而得到的第一电流指令值的偏差，运算用于对来自第一直流电源的输出进行控制的第一占空比。第二电流控制部根据第二直流电源的电流检测值相对于将第二电力指令值除以第二直流电源的输出电压而得到的第二电流指令值的偏差，运算用于对来自第二直流电源的输出进行控制的第二占空比。脉冲宽度调制部根据第一控制脉冲信号和第二控制脉冲信号来生成第一开关元件～第四开关元件的接通断开控制信号，所述第一控制脉冲信号和所述第二控制脉冲信号是分别按照通过第一载波与第一占空比的比较、以及第二载波与第二占空比的比较来实现的脉冲宽度调制而得到的。
进一步优选的是，控制装置还包括载波发生部。载波发生部根据运算得到的第一占空比和第二占空比，可变地控制第一载波与第二载波的相位差，以使得第一控制脉冲信号的迁移边缘与第二控制脉冲信号的迁移边缘在时间轴上重叠。
优选的是，驱动系统还包括发动机和第二电动发电机。第二电动发电机构成为使用发动机的输出来发电。工作指令生成部生成发动机、第一电动发电机以及第二电动发电机的工作指令以在第一电动发电机、第二电动发电机以及发动机分配依从于驱动要求功率与充放电要求电力之和的整体要求功率。
进一步优选的是，驱动系统还包括差动装置，所述差动装置包括能够相对旋转的第一至第三旋转元件。负载进一步包括变换器。在差动装置中，第一旋转元件与发动机的输出轴机械地连结，第二旋转元件与第二电动发电机的输出轴机械地连结，第三旋转元件与机械地连结于驱动轮的驱动轴和第一电动发电机的输出轴机械地连结。变换器连接在电力线与第一电动发电机、第二电动发电机各自之间。
优选的是，驱动系统构成为具有机构，所述机构用于使用与第一电动发电机独立的动力源的输出，在车辆行驶期间或停车期间发电产生多个直流电源的充电电力。
发明的效果
根据本发明，构成为包括连接在多个直流电源与共同的电力线之间的电力转换器的电源系统应用于具有用于在车辆行驶期间或停车期间发电产生直流电源的充电电力的机构的电动车辆的情况下，能够与电力转换器的工作模式选择对应而适当地控制多个直流电源的SOC。
附图说明
图1是表示根据本发明实施方式1的电动车辆的电源系统的构成的电路图。
图2是用于说明图1所示的电力转换器具有的多个工作模式的图表。
图3是说明PB模式中的第一电路工作的电路图。
图4是说明PB模式中的第二电路工作的电路图。
图5是说明PB模式中的对第一直流电源的DC/DC转换(升压工作)的电路图。
图6是说明PB模式中的对第二直流电源的DC/DC转换(升压工作)的电路图。
图7是表示PB模式中的电力转换器的开关元件的控制工作例的波形图。
图8是用来说明用于设定PB模式中的各开关元件的控制信号的逻辑运算式的图表。
图9是说明SB模式中的电路工作的电路图。
图10是说明SB模式中的DC/DC转换(升压工作)的电路图。
图11是表示SB模式中的电力转换器的开关元件的控制工作例的波形图。
图12是用来说明用于设定SB模式中的各开关元件的控制信号的逻辑运算式的图表。
图13是表示作为电动车辆的一例示出的混合动力汽车的驱动系统的概略构成的框图，所述电动车辆应用了根据本实施方式的电源系统。
图14是图13所示的混合动力车辆中的共线图。
图15是表示图13所示的混合动力车辆的电气系统的构成的框图。
图16是用于说明电动车辆(混合动力车辆)中的直流电源的优选构成例的示意图。
图17是用于说明SB模式中的各直流电源的SOC变动的示意图。
图18是用于说明PB模式中的各直流电源的SOC变动的示意图。
图19是用于说明用于从SOC控制的观点来选择电力转换器的工作模式的控制处理的流程图。
图20是用于说明应用在混合动力车辆的电源系统中的电力流的示意图。
图21是用于说明根据本实施方式的电动车辆的电源系统中的用于功率管理的控制构成的功能框图。
图22是用于说明各直流电源的充电要求功率的设定的示意图。
图23是用于说明通过图21所示的行驶控制部实现的发动机工作点的设定的示意图。
图24是表示通过图21所示的充放电电力设定部实现的各工作模式中的充放电要求电力值的设定式的图表。
图25是表示通过图21所示的电力循环控制部实现的各工作模式中的循环电力值的设定式的图表。
图26是表示根据本实施方式1的变形例的通过电力转换器控制来应用载波相位控制时的PB模式的控制工作例的波形图。
图27是说明PB模式中的通过载波相位控制实现的电流相位的波形图。
图28是说明图27的预定期间的电流路径的电路图。
图29是图27所示的电流相位下的开关元件的电流波形图。
图30是表示载波间的相位差＝0时的电流相位的波形图。
图31是图30所示的电流相位下的开关元件的电流波形图。
图32是用于说明直流电源的各工作状态中的PB模式下的载波相位控制的图表。
图33是说明SB模式中的两个直流电源的状态的图。
图34是表示应用了载波相位控制时的SB模式中的控制脉冲信号的波形图。
图35是用于说明在SB模式中的控制信号的设定的图表。
图36是表示根据本实施方式1的变形例的电力转换器控制中的PB模式和SB模式的工作例的波形图。
图37是用于说明根据本实施方式2的电力转换器控制的第一框图。
图38是用于说明根据本实施方式2的电力转换器控制的第二框图。
图39是用于说明由根据实施方式2的电力转换器控制实现的、PB模式中的电源系统内的功率流的示意图。
图40是说明属于升压模式的各工作模式中的控制信号和控制数据的设定的图表。
图41是用于说明由根据实施方式2的电力转换器控制实现的、aB模式中的电源系统内的功率流的示意图。
图42是用于说明由根据实施方式2的电力转换器控制实现的、bB模式中的电源系统内的功率流的示意图。
图43是用于说明由根据实施方式2的电力转换器控制实现的、SB模式中的电源系统内的功率流的示意图。
标号说明
5电源系统，10a、10b直流电源，15布线，20电力线，21接地布线，30负载，40控制装置，50电力转换器，101、102工作点，105工作线，106等功率线，110、120工作区域，115发动机，130动力分配机构，131太阳轮，132小齿轮，133齿轮架，134齿圈，140减速器，145驱动轮，150、151、160、161、170～174电流路径，180、190变换器，182、192中性点，200电压控制部，210、304、314偏差运算部，220、306、316控制运算部，230、260限制器，240电力分配部，250循环电力加法部，270减法部，300、310电流控制部，302、312电流指令生成部，308、318加法部，400PWM控制部，410载波发生部，500功率管理部，510电力上限值设定部，510#电力下限值设定部，512运算部，530a、530b SOC控制部，520驱动功率设定部，540充放电要求电力设定部，550行驶控制部，560电力循环控制部，570电力分配比率设定部，1000混合动力车辆，CH平滑电容器，CW、CWa、CWb载波，D1～D4反并联二极管，Da、Db、Dc占空比，Dfba、Dfbb控制量(FB)，Dffa、Dffb控制量(FF)，Ia、Ib电流(直流电源)，Ia*、Ib*电流指令值，L1、L2电抗器，N1、N2、N3节点，Ne发动机转速，PH总电力，PH*总电力指令值，PHmax总电力上限值，PHmin总电力下限值，PL负载电力，Pa、Pb电力(直流电源)，Pa*、Pb*电力指令值，Pchg充放电要求电力值，Pchga、Pchgb充电要求功率，Pdr驱动功率，Pe发动机要求功率，Pr循环电力值，Pth阈值，S1～S4开关元件，SDa、SDb、SDc控制脉冲信号，SG1～SG4控制信号，Sr控制中心值(SOC)，Ta、Tb温度(直流电源)，Te发动机转矩，V车速，VH输出电压，VH*输出电压指令值，Va、Va电压(直流电源)，k电力分配比率。
具体实施方式
[实施方式1]
(电力转换器的电路构成)
图1是表示根据本发明实施方式1的电动车辆的电源系统的构成的电路图。
参照图1，电源系统5具备多个直流电源10a及直流电源10b、负载30以及电力转换器50。
在本实施方式中，直流电源10a及直流电源10b各自由锂离子二次电池、镍氢电池这样的二次电池或者双电层电容器、锂离子电容器等输出特性优异的直流电压源元件构成。直流电源10a及直流电源10b分别对应于“第一直流电源”和“第二直流电源”。
电力转换器50连接在直流电源10a及直流电源10b与电力线20之间。电力转换器50按照电压指令值VH*控制与负载30连接的电力线20上的直流电压(以下也称为输出电压VH)。即，电力线20相对于直流电源10a及直流电源10b共用地设置。
负载30接受电力转换器50的输出电压VH而工作。电压指令值VH*设定为适于负载30的工作的电压。优选的是，电压指令值VH*根据负载30的工作状态而以可变的方式被设定。
本实施方式的电源系统5应用于电动车辆的电气系统。进一步，负载30构成为具有用于在电动车辆的行驶期间或停车期间产生直流电源10a、10b的充电电力的机构(以下也称为“发电机构”)。根据发电机构，与受到行驶状况影响的车辆减速时的再生发电不同，能够在车辆行驶期间或停车期间主动地产生直流电源10a、10b的充电电力。因此，在电源系统5中，通过利用该发电机构产生直流电源10a、10b的充电电力，从而能够执行用于适当地调整直流电源10a、10b的SOC(State of Charge)的充放电控制(以下称为“SOC控制”)。此外，稍后将详细说明负载30的具体构成例。
电力转换器50包括开关元件S1～S4和电抗器L1、L2。在本实施方式中，作为开关元件，可以使用IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)、电力用MOS(Metal OxideSemiconductor：金属氧化物半导体)晶体管、电力用双极晶体管等。相对于开关元件S1～S4，配置有反并联二极管D1～D4。另外，开关元件S1～S4能够分别响应于控制信号SG1～SG4而控制接通断开。即，开关元件S1～S4在控制信号SG1～SG4为高电平(以下称为“H电平”)时接通，另一方面，在低电平(以下称为“L电平”)时断开。
开关元件S1电连接在电力线20与节点N1之间。电抗器L2连接在节点N1与直流电源10b的正极端子之间。开关元件S2电连接在节点N1与节点N2之间。电抗器L1连接在节点N2与直流电源10a的正极端子之间。
开关元件S3电连接在节点N2与节点N3之间。节点N3与直流电源10b的负极端子电连接。开关元件S4电连接在节点N3与接地布线21之间。接地布线21与负载30、直流电源10a的负极端子电连接。
从图1理解的那样，电力转换器50构成为与直流电源10a及直流电源10b各自对应地具备升压斩波电路。即，相对于直流电源10a，构成将开关元件S1、S2作为上臂元件、另一方面将开关元件S3、S4作为下臂元件的电流双向的第一升压斩波电路。同样地，相对于直流电源10b，构成将开关元件S1、S4作为上臂元件、另一方面将开关元件S2、S3作为下臂元件的电流双向的第二升压斩波电路。
而且，在利用第一升压斩波电路形成在直流电源10a与电力线20之间的电力转换路径、和利用第二升压斩波电路形成在直流电源10b与电力线20之间的电力转换路径的双方中包括开关元件S1～S4。
控制装置40例如由未图示的CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)和内置有存储器的电子控制单元(ECU)构成，构成为基于存储于该存储器的映射(map)和程序来进行使用了各传感器的检测值的运算处理。或者，控制装置40的至少一部分也可以构成为利用电子电路等硬件来执行预定的数值、逻辑运算处理。
为了控制向负载30的输出电压VH，控制装置40生成对开关元件S1～S4的接通断开进行控制的控制信号SG1～SG4。此外，虽然在图1中省略图示，但设置有直流电源10a的电压(以下表述为Va)和电流(以下表述为Ia)、直流电源10b的电压(以下表述为Vb)和电流(以下表述为Ib)以及输出电压VH的检测器(电压传感器、电流传感器)。进一步，优选的是，也配置直流电源10a及直流电源10b的温度(以下表述为Ta和Tb)的检测器(温度传感器)。这些检测器的输出被提供给控制装置40。
在图1的构成中，开关元件S1～S4分别对应于“第一开关元件”～“第四开关元件”，电抗器L1和电抗器L2分别对应于“第一电抗器”和“第二电抗器”。
(电力转换器的工作模式)
电力转换器50具有直流电源10a、10b与电力线20之间的直流电力转换的方式不同的多个工作模式。
在图2中示出了电力转换器50具有的多个工作模式。
参照图2，工作模式大致分为：伴随着开关元件S1～S4的周期性接通断开控制而使直流电源10a和/或直流电源10b的输出电压升压的“升压模式(B)”；将开关元件S1～S4的接通断开固定而将直流电源10a和/或直流电源10b与电力线20电连接的“直接连结模式(D)”。
在升压模式中，包括电力转换器50在直流电源10a及直流电源10b与电力线20之间进行并联的DC/DC转换的“并联升压模式(以下称为PB模式)”、电力转换器50在串联连接的直流电源10a及直流电源10b与电力线20之间进行DC/DC转换的“串联升压模式(以下称为SB模式)”。PB模式对应于在直流电源10a及直流电源10b并联连接的状态下进行DC/DC转换的、专利文献2中的“并联连接模式”。SB模式对应于专利文献2中的“串联连接模式”。
进一步，在升压模式中，包括仅使用直流电源10a而在直流电源10a与电力线20之间进行DC/DC转换的“利用直流电源10a的单独模式(以下称为aB模式)”、仅使用直流电源10b而在直流电源10b与电力线20之间进行DC/DC转换的“利用直流电源10b的单独模式(以下称为bB模式)”。
在aB模式中，只要将输出电压VH控制为比直流电源10b的电压Vb高，直流电源10b就被维持与电力线20电断开的状态而设为不使用。同样地，在bB模式中，只要将输出电压VH控制为比直流电源10a的电压Va高，直流电源10a就被维持与电力线20电断开的状态而设为不使用。
在升压模式所包括的PB模式、SB模式、aB模式以及bB模式中，分别按照电压指令值VH*控制电力线20的输出电压VH。将在后面说明这些各模式中的开关元件S1～S4的控制。
在直接连结模式中，包括将直流电源10a及直流电源10b维持在相对于电力线20并联连接的状态的“并联直接连结模式(以下称为PD模式)”、将直流电源10a及直流电源10b维持在相对于电力线20串联连接的状态的“串联直接连结模式(以下称为SD模式)”。
在PD模式中，将开关元件S1、S2、S4固定为接通，另一方面将开关元件S3固定为断开。由此，输出电压VH成为与直流电源10a、10b的电压Va、Vb(严密地说，Va、Vb中的较高的电压)同等。由于Va、Vb间的电压差使直流电源10a、10b产生短路电流，所以能够限定在该电压差小的时候应用PD模式。
在SD模式中，将开关元件S2、S4固定为断开，另一方面将开关元件S1、S3固定为接通。由此，输出电压VH成为与直流电源10a、10b的电压Va、Vb之和同等(VH＝Va+Vb)。
进一步，在直接连结模式中，包括仅将直流电源10a与电力线20电连接的“直流电源10a的直接连结模式(以下称为aD模式)”、仅将直流电源10b与电力线20电连接的“直流电源10b的直接连结模式(以下称为bD模式)”。
在aD模式中，将开关元件S1、S2固定为接通，另一方面将开关元件S3、S4固定为断开。由此，直流电源10b成为从电力线20断开的状态，输出电压VH成为与直流电源10a的电压Va同等(VH＝Va)。在aD模式中，直流电源10b被维持在与电力线20电断开的状态而设为不使用。此外，在Vb>Va的状态下应用aD模式时，会经由开关元件S2，从直流电源10b向直流电源10a产生短路电流。因此，为了应用aD模式，Va>Vb成为必要条件。
同样地，在bD模式中，将开关元件S1、S4固定为接通，另一方面将开关元件S2、S3固定为断开。由此，直流电源10a成为从电力线20断开的状态，输出电压VH成为与直流电源10b的电压Vb同等(VH＝Vb)。在bD模式中，直流电源10a被维持在与电力线20电断开的状态而设为不使用。此外，在Va>Vb的状态下应用bD模式时，会经由二极管D2，从直流电源10a向直流电源10b产生短路电流。因此，为了应用bD模式，Vb>Va成为必要条件。
在直接连结模式所包括的PD模式、SD模式、aD模式以及bD模式的每一个中，由于电力线20的输出电压VH依存于直流电源10a、10b的电压Va、Vb而决定，不能够直接控制。因此，在直接连结模式所包括的各模式中，由于输出电压VH不能够设定为适合于负载30的工作的电压，有可能增加负载30的电力损耗。
另一方面，在直接连结模式中，由于开关元件S1～S4不进行接通断开的转换，所以能大幅抑制电力转换器50的电力损耗。因此，根据负载30的工作状态，通过应用直接连结模式，由于电力转换器50的电力损耗减少量比负载30的电力损耗增加量多，所以有可能能够抑制电源系统5整体的电力损耗。
在图2中，PB模式对应于“第一模式”，SB模式对应于“第二模式”，SD模式对应于“第三模式”。另外，aB模式和bB模式对应于“第四模式”，aD模式和bD模式对应于“第五模式”。
在根据本实施方式的电力转换器50中，根据直流电源10a、10b和/或负载30的工作状态，选择图2所示的多个工作模式中的某一个工作模式。
(各工作模式下的电路工作)
接着，说明各工作模式中的电力转换器50的电路工作。首先，使用图3～图6，说明在直流电源10a及直流电源10b与电力线20之间进行并联的DC/DC转换的PB模式下的电路工作。
(PB模式中的电路工作)
如图3和图4所示，通过将开关元件S4或S2接通，能够使直流电源10a及直流电源10b相对于电力线20并联连接。在这里，在并联连接模式中，根据直流电源10a的电压Va与直流电源10b的电压Vb的高低，等效电路会不同。
如图3(a)所示，Vb>Va时，通过使开关元件S4接通，从而直流电源10a及直流电源10b经由开关元件S2、S3并联连接。在图3(b)中示出此时的等效电路。
参照图3(b)，在直流电源10a与电力线20之间，通过开关元件S3的接通断开控制，能够交替地形成下臂元件的接通期间和断开期间。同样地，在直流电源10b与电力线20之间，通过共同地对开关元件S2、S3进行接通断开控制，能够交替地形成升压斩波电路的下臂元件的接通期间和断开期间。此外，开关元件S1作为对来自负载30的再生进行控制的开关而工作。
另一方面，如图4(a)所示，Va>Vb时，通过使开关元件S2接通，从而直流电源10a及直流电源10b经由开关元件S3、S4并联连接。在图4(b)中示出此时的等效电路。
参照图4(b)，在直流电源10b与电力线20之间，通过开关元件S3的接通断开控制，能够交替地形成下臂元件的接通期间和断开期间。同样地，在直流电源10a与电力线20之间，通过共同地对开关元件S3、S4进行接通断开控制，能够交替地形成升压斩波电路的下臂元件的接通期间和断开期间。此外，开关元件S1作为对来自负载30的再生进行控制的开关而工作。
接着，使用图5和图6，详细说明电力转换器50的PB模式中的升压工作。
在图5中示出PB模式中的对直流电源10a的DC/DC转换(升压工作)。
参照图5(a)，通过将开关元件S3、S4这一对接通，并将开关元件S1、S2这一对断开，形成用于将能量存储在电抗器L1中的电流路径150。由此，形成将升压斩波电路的下臂元件接通的状态。
与此相对，参照图5(b)，通过将开关元件S3、S4这一对断开，并且将开关元件S1、S2这一对接通，形成用于将电抗器L1的存储能量与直流电源10a的能量一起输出的电流路径151。由此，形成将升压斩波电路的上臂元件接通的状态。
通过交替地反复开关元件S3、S4这一对接通而开关元件S1、S2的至少一方断开的第一期间、和开关元件S1、S2这一对接通而开关元件S3、S4的至少一方断开的第二期间，从而交替地形成图5(a)的电流路径150和图5(b)的电流路径151。
结果，相对于直流电源10a构成将开关元件S1、S2这一对等效地作为上臂元件并将开关元件S3、S4这一对等效地作为下臂元件的升压斩波电路。在图7所示的DC/DC转换工作中，由于不存在向直流电源10b的电流流通路径，直流电源10a及直流电源10b相互不干涉。即，能够独立地控制对直流电源10a及直流电源10b的电力的输入输出。
在这样的DC/DC转换中，在直流电源10a的电压Va与电力线20的输出电压VH之间，下述(1)式表示的关系成立。在(1)式中，将接通了开关元件S3、S4这一对的期间的占空比设为Da。
VH＝1/(1-Da)·Va …(1)
在图6中示出PB模式中的相对于直流电源10b的DC/DC转换(升压工作)。
参照图6(a)，通过将开关元件S2、S3这一对接通，并将开关元件S1、S4这一对断开，形成用于将能量存储在电抗器L2中的电流路径160。由此，形成将升压斩波电路的下臂元件接通的状态。
与此相对，参照图6(b)，通过将开关元件S2、S3这一对断开，并且将开关元件S1、S4这一对接通，形成用于将电抗器L2的存储能量与直流电源10b的能量一起输出的电流路径161。由此，形成将升压斩波电路的上臂元件接通的状态。
通过交替地反复开关元件S2、S3这一对接通而开关元件S1、S4的至少一方断开的第一期间、和开关元件S1、S4这一对接通而开关元件S2、S3的至少一方断开的第二期间，从而交替地形成图6(a)的电流路径160和图6(b)的电流路径161。
结果，相对于直流电源10b构成将开关元件S1、S4这一对等效地作为上臂元件并将开关元件S2、S3这一对等效地作为下臂元件的升压斩波电路。在图8所示的DC/DC转换工作中，由于不存在包括直流电源10a的电流路径，直流电源10a及直流电源10b相互不干涉。即，能够独立地控制对直流电源10a及直流电源10b的电力的输入输出。
在这样的DC/DC转换中，在直流电源10b的电压Vb与电力线20的输出电压VH之间，下述(2)式表示的关系成立。在(2)式中，将接通了开关元件S2、S3这一对的期间的占空比设为Db。
VH＝1/(1-Db)·Vb …(2)
在图7中示出用于说明PB模式中的开关元件的控制工作例的波形图。在图7中示出了用于直流电源10a的PWM控制的载波CWa与用于直流电源10b的PWM控制的载波CWb为相同频率且相同相位时的例子。
参照图7，例如，在PB模式中，如专利文献3记载地，能够以补偿输出电压VH的电压偏差ΔVH(ΔVH＝VH*-VH)的方式对直流电源10a及直流电源10b的一方的输出进行反馈控制(电压控制)，并且以补偿电流Ia或电流Ib相对于电流指令值的电流偏差的方式对直流电源10a及直流电源10b的另一方的输出进行反馈控制(电流控制)。这时，电流控制的指令值(Ia*或Ib*)能够设定为控制该直流电源的电力。
作为一例，在本实施方式中，设为对直流电源10b的输出进行电压控制，另一方面对直流电源10a的输出进行电流控制，这样，基于电流偏差ΔIa(ΔIa＝Ia*-Ia)运算占空比Da，另一方面基于电压偏差ΔVH(ΔVH＝VH*-VH)运算占空比Db。
基于用于控制直流电源10a的输出的占空比Da与载波CWa的电压比较，生成控制脉冲信号SDa。同样地，基于用于控制直流电源10b的输出的占空比Db与载波CWb的比较，生成控制脉冲信号SDb。控制脉冲信号/SDa、/SDb是控制脉冲信号SDa、SDb的反相信号。
如图8所示，控制信号SG1～SG4基于控制脉冲信号SDa(/SDa)和控制脉冲信号SDb(/SDb)的逻辑运算而设定。
开关元件S1在图5和图6的升压斩波电路中分别形成上臂元件。因此，对开关元件S1的接通断开进行控制的控制信号SG1通过控制脉冲信号/SDa与控制脉冲信号/SDb的逻辑或来生成。结果，对开关元件S1进行接通断开控制，以实现图5的升压斩波电路(直流电源10a)的上臂元件和图6的升压斩波电路(直流电源10b)的上臂元件的双方的功能。
开关元件S2在图5的升压斩波电路中形成上臂元件，在图6的升压斩波电路中形成下臂元件。因此，对开关元件S2的接通断开进行控制的控制信号SG2通过控制脉冲信号/SDa与控制脉冲信号/SDb的逻辑或来生成。由此，对开关元件S2进行接通断开控制，以实现图5的升压斩波电路(直流电源10a)的上臂元件和图6的升压斩波电路(直流电源10b)的下臂元件的双方的功能。
同样地，开关元件S3的控制信号SG3通过控制脉冲信号SDa与控制脉冲信号SDb的逻辑或来生成。由此，对开关元件S3进行接通断开控制，以实现图5的升压斩波电路(直流电源10a)的下臂元件和图6的升压斩波电路(直流电源10b)的下臂元件的双方的功能。
另外，开关元件S4的控制信号SG4通过控制脉冲信号SDa与控制脉冲信号SDb和/SDb的逻辑或来生成。由此，对开关元件S4进行接通断开控制，以实现图5的升压斩波电路(直流电源10a)的下臂元件和图6的升压斩波电路(直流电源10b)的上臂元件的双方的功能。
在PB模式中，由于控制信号SG2和控制信号SG4设定为互补的电平，开关元件S2和开关元件S4被互补地接通断开。由此，自然地切换图3所示的Vb>Va时的工作和图4所示的Va>Vb时的工作。进一步，通过互补地将开关元件S1、S3接通断开，从而能够对直流电源10a、10b执行按照占空比Da、Db的直流电力转换。
再次参照图7，按照图8所示的逻辑运算式，基于控制脉冲信号SDa(/SDa)和控制脉冲信号SDb(/SDb)生成控制信号SG1～SG4。通过按照控制信号SG1～SG4使开关元件S1～S4接通断开，从而控制流经电抗器L1的电流I(L1)和流经电抗器L2的电流I(L2)。电流I(L1)相当于直流电源10a的电流Ia，电流I(L2)相当于直流电源10b的电流Ib。
这样，在PB模式中，能够在执行了在直流电源10a、10b与电力线20之间并联地输入输出直流电力的DC/DC转换后，将输出电压VH控制为电压指令值VH*。进一步，能够根据成为电流控制对象的直流电源的电流指令值，控制该直流电源的输入输出电力。
在PB模式中，从被电压控制的直流电源输入输出不足量，所述不足量是来自被电流控制的直流电源的输入输出电力相对于负载30的输入输出电力(以下也称为负载电力PL)的不足量。因此，通过电流控制中的电流指令值的设定，能够间接地控制直流电源间的电力分配比率。另外，也能够通过电流指令值的设定，进行利用来自一方的直流电源的输出电力来对另一方的直流电源进行充电的工作。此外，在以下说明中，电力Pa、Pb、直流电源10a、10b整体相对于电力线20输入输出的总电力PH(即，PH＝Pa+Pb)和负载电力PL设为以正值表示各直流电源10a、10b的放电时和负载30的动力工作时的电力值，以负值表示各直流电源10a、10b的充电时和负载30的再生工作时的电力值。
(aB模式和bB模式中的电路工作)
仅使用直流电源10a、10b的一方的升压模式(aB模式、bB模式)中的电路工作与图5和图6中的电路工作相同。
在aB模式中，通过图5(a)、(b)所示的开关工作，将直流电源10b设为不使用，另一方面，在直流电源10a与电力线20(负载30)之间执行双方向的DC/DC转换。因此，在aB模式中，按照用于控制直流电源10a的输出的、基于占空比Da的控制脉冲信号SDa，控制开关元件S1～S4。
具体而言，构成图5(a)、(b)所示的升压斩波电路的下臂元件的开关元件S3和开关元件S4被按照控制脉冲信号SDa共同地接通断开控制。同样地，构成升压斩波电路的上臂元件的开关元件S1和开关元件S2被按照控制脉冲信号/SDa共同地接通断开控制。
同样地，在bB模式中，通过图6(a)、(b)所示的开关工作，将直流电源10a设为不使用，另一方面，在直流电源10b与电力线20(负载30)之间执行双方向的DC/DC转换。因此，在bB模式中，按照用于控制直流电源10b的输出的、基于占空比Db的控制脉冲信号SDb，控制开关元件S1～S4。
具体而言，构成图6(a)、(b)所示的升压斩波电路的下臂元件的开关元件S2和开关元件S3被按照控制脉冲信号SDb共同地接通断开控制。同样地，构成升压斩波电路的上臂元件的开关元件S1和开关元件S4被按照控制脉冲信号/SDb共同地接通断开控制。
(直接连结模式中的电路工作)
直接连结模式可理解为：通过按照图3将开关元件S1～S4的接通断开固定，实现PD模式、SD模式、aD模式以及bD模式的任一个。
(SB模式中的电路工作)
接着，使用图9和图10说明在SB模式中的电路工作。
如图9(a)所示，通过将开关元件S3固定为接通，能够使直流电源10a及直流电源10b相对于电力线20串联连接。在图9(b)中示出此时的等效电路。
参照图9(b)，在SB模式中，在串联连接的直流电源10a及直流电源10b与电力线20之间，通过共同地对开关元件S2、S4进行接通断开控制，能够交替地形成升压斩波电路的下臂元件的接通期间和断开期间。此外，开关元件S1通过在开关元件S2、S4的断开期间接通，作为控制来自负载30的再生的开关工作。另外，利用固定为接通的开关元件S3，等效地形成将电抗器L1与开关元件S4连接的布线15。
接着，使用图10说明SB模式中的DC/DC转换(升压工作)。
参照图10(a)，为了将直流电源10a及直流电源10b串联连接，将开关元件S3固定为接通，另一方面，开关元件S2、S4这一对接通，开关元件S1断开。由此，形成用于将能量存储于电抗器L1、L2的电流路径170、171。结果，相对于串联连接的直流电源10a、10b形成将升压斩波电路的下臂元件接通的状态。
与此相对，参照图10(b)，在将开关元件S3固定为接通的状态下，与图10(a)相反地，开关元件S2、S4这一对断开，开关元件S1接通。由此，形成电流路径172。利用电流路径172向电力线20输出来自串联连接的直流电源10a、10b的能量与存储于电抗器L1、L2的能量之和。结果，相对于串联连接的直流电源10a、10b形成将升压斩波电路的上臂元件接通的状态。
在将开关元件S3固定为接通后，通过交替地反复开关元件S2、S4这一对接通而开关元件S1断开的第一期间、和开关元件S1接通而开关元件S2、S4断开的第二期间，从而交替地形成图10(a)的电流路径170、171和图10(b)的电流路径172。
在SB模式的DC/DC转换中，在直流电源10a的电压Va、直流电源10b的电压Vb以及电力线20的输出电压VH之间，下述(3)式所示的关系成立。在(3)式中，将接通了开关元件S2、S4这一对的第一期间的占空比设为Dc。
VH＝1/(1-Dc)·(Va+Vb) …(3)
但是，在Va与Vb不同时或电抗器L1、L2的电感不同时，图10(a)的工作结束时的电抗器L1、L2的电流值分别不同。因此，在刚向图10(b)的工作转移后，在电抗器L1的电流较大时，经由电流路径173流过差分的电流。另一方面，在电抗器L2的电流较大时，经由电流路径174流过差分的电流。
在图11中示出用于说明SB模式中的开关元件的控制工作例的波形图。
在SB模式中，如专利文献2记载地，以补偿输出电压VH的电压偏差ΔVH(ΔVH＝VH*-VH)的方式，运算(3)式的占空比Dc。而且，基于载波CW与占空比Dc的电压比较，生成控制脉冲信号SDc。控制脉冲信号/SDc是控制脉冲信号SDc的反相信号。在SB模式中，直流电压(Va+Vb)与输出电压VH之间的DC/DC转换由图10所示的升压斩波电路执行。
如图12所示，控制信号SG1～SG4能够基于控制脉冲信号SDc(/SDc)的逻辑运算而设定。
控制脉冲信号SDc设为构成升压斩波电路的下臂元件的开关元件S2、S4这一对的控制信号SG2、SG4。同样地，构成升压斩波电路的上臂元件的开关元件S1的控制信号SG1由控制脉冲信号/SDc得到。结果，接通构成下臂元件的开关元件S2、S4这一对的期间与接通构成上臂元件的开关元件S1的期间设置为互补。
在SB模式中，在直流电源10a及直流电源10b串联连接的状态下，在与电力线20(负载30)之间执行双方向的DC/DC转换。因此，不能够直接控制直流电源10a的电力Pa和直流电源10b的电力Pb。即，直流电源10a、10b的电力Pa、Pb之比根据电压Va、Vb之比而按照下述(4)式自动地决定。此外，利用直流电源10a、10b的输入输出电力之和(Pa+Pb)向负载30进行电力供给这一点与PB模式相同。
Pa：Pb＝Va：Vb …(4)
再次参照图3，直流电源10a、10b间的电力分配比率k定义为直流电源10a的电力Pa与总电力PH(PH＝Pa+Pb)之比(k＝Pa/PH)。如图3的最右栏所示，电力分配比率k在工作模式间不同。
如上所述，在PB模式中，能够控制相对于总电力PH的直流电源10a及直流电源10b的电力分配。即，在PB模式中，通过开关元件的控制，能够在0～1.0的范围内将电力分配比率k设定在任意的值。因此，可以理解，在PB模式中，能够独立地控制直流电源10a、10b的SOC。
在aB模式、bB模式、aD模式以及bD模式中分别仅使用直流电源10a、10b的一方。即，电力分配比率k固定为0或1.0。如上所述，在本实施方式中，由于构成为负载30具有发电机构，通过该发电机构的控制，能够进行伴随着使用期间的直流电源10a和/或直流电源10b的充放电的SOC控制。
在SB模式和SD模式中，由于直流电源10a及直流电源10b串联连接，按照上述(4)式，根据电压Va、Vb唯一地决定电力Pa、Pb。在SB模式和SD模式中，由于直流电源10a、10b的电流共同(Ia＝Ib)，不能够独立地控制直流电源10a、10b的SOC。
在PD模式中，直流电源10a及直流电源10b并联地相对于电力线20连接。因此，由于电力分配比率k依存于直流电源10a及直流电源10b的内部电阻而唯一地决定，所以不能够独立地控制各直流电源10a、10b的电力Pa、Pb。具体而言，当使用直流电源10a的内部电阻Ra和直流电源10b的内部电阻Rb时，成为k＝Rb/(Ra+Rb)。因此，在PD模式中，不能够控制各直流电源10a、10b的电流。因此，在PD模式中，与SB模式和SD模式同样地，不能够独立地控制直流电源10a、10b的SOC。
(负载的构成例)
接着，说明应用于电动车辆的电源系统5的负载的构成例。在电动车辆中，由于直流电源10a、10b的存储能量用于车辆行驶，因此，在车辆行驶期间适当地控制直流电源10a、10b的SOC是重要的。
图13是表示作为电动车辆的一例示出的混合动力车辆的驱动系统的概略构成的框图，所述电动车辆应用了根据本实施方式的电源系统5。
参照图13，混合动力车辆1000的驱动系统具备：发动机115、第一电动发电机(以下也仅称为“MG1”)、第二电动发电机(以下也仅称为“MG2”)、动力分配机构130以及减速器140。发动机115、MG1以及MG2由控制装置40控制。进一步，在混合动力车辆1000中，搭载了电源系统5所包括的直流电源10a、10b。
此外，在本实施方式中，图13中的混合动力车辆1000的控制装置也与图1共同地标记为控制装置40。即，在本实施方式中，虽然将控制装置40总括地记载为共同的功能块，但在实际上能够配置将控制装置40的功能分割而成的多个ECU。
图13所示的混合动力车辆1000通过来自发动机115和MG2中的至少一方的驱动力行驶。发动机115、MG1以及MG2经由动力分配机构130连接。发动机115产生的动力通过动力分配机构130被分配到两条路径。一条是经由减速器140对驱动轮145进行驱动的路径。另一条是使MG1驱动来发电的路径。
发动机115使用汽油或者轻油等碳氢化合物类的燃料而输出动力。发动机115按照来自控制装置40的指令而停止或起动。在发动机起动后，执行燃料喷射控制和/或点火控制、吸入空气量控制等发动机控制，以使得发动机115在由控制装置40决定的工作点(转矩、转速)工作。在发动机115中设置有检测未图示的曲轴的曲轴角度、发动机转速等发动机115的运转状态的各种传感器。这些传感器输出根据需要传递给控制装置40。
MG1和MG2各自代表性地为三相交流旋转电机。MG1通过由动力分配机构130分配的发动机115的动力来发电。由MG1发电产生的电力根据车辆的行驶状态、直流电源10a、10b的SOC而分开使用。
在MG1作为发电机起作用的情况下，MG1产生负转矩。在此，负转矩是指成为发动机115的负载的转矩。在MG1接受电力的供给作为电动机起作用的情况下，MG1产生正转矩。在此，正转矩是指不成为发动机115的负载的转矩，即辅助发动机115的旋转的转矩。此外，对MG2也同样。代表性地，在发动机115的起动时，MG1输出用于将发动机115电动起转的正转矩。
MG2利用来自电源系统5的电力和由MG1发电产生的电力中的至少一方的电力来产生转矩。MG2的转矩经由减速器140传递给驱动轮145。由此，MG2辅助发动机115或通过来自MG2的驱动力使车辆行驶。
在混合动力车辆1000的再生制动时，经由减速器140通过驱动轮145驱动MG2，MG2作为发电机工作。由此，MG2作为将制动能量转换为电力的再生制动器工作。
动力分配机构130由包括太阳轮131、小齿轮132、齿轮架133以及齿圈134的行星齿轮组构成。小齿轮132与太阳轮131和齿圈134接合。齿轮架133以能够自转的方式支撑小齿轮132。太阳轮131与MG1的旋转轴连结。齿轮架133与发动机115的输出轴(曲轴)连结。齿圈134与MG2的旋转轴和减速器140连结。动力分配机构130示出作为“差动装置”的一实施例。即，太阳轮131和齿圈134分别对应于能够相对旋转的“第一旋转元件”、“第二旋转元件”和“第三旋转元件”。
发动机115、MG1以及MG2经由构成差动装置的动力分配机构130连结，从而发动机115、MG1以及MG2的转速如图14所示，在共线图中成为以直线连结的关系。此外，MG2也可以经由减速器或变速器与齿圈134连接。
混合动力车辆1000在起步时或低车速时等发动机115的效率差的运转区域中，基本上使发动机115停止而仅利用MG2的驱动力行驶。在通常行驶时，使发动机115在效率高的区域工作，并且通过动力分配机构130将发动机115的动力分为两条路径。传递到一条路径的动力对驱动轮145进行驱动。传递到另一条路径的动力驱动MG1而进行发电。由MG1发电产生的电力能够按直接用作使MG2驱动的电力。此时，MG2通过使用MG1的发电电力来输出转矩，辅助驱动轮145的驱动。
在高速行驶时，进一步通过将来自直流电源10a、10b的电力供给到MG2来使MG2的转矩增大，从而能够对驱动轮145进行驱动力的追加。
另一方面，在减速时，通过驱动轮145从动的MG2作为发电机发挥功能从而通过再生制动进行发电。通过再生发电回收的电力能够用于直流电源10a、10b的充电。此外，这里所指的再生制动包括：在存在使混合动力汽车运转的驾驶员的脚踏制动器操作的情况下伴随再生发电的制动；虽然不操作脚踏制动器，但在行驶中通过松开加速踏板，一边进行再生发电、一边使车辆减速(或中止加速)。
此外，通过利用SOC控制，在直流电源10a、10b要求充电的情况下根据充电要求增加发动机115的输出，从而能够将由MG1发电产生的电力的至少一部分用于直流电源10a、10b的充电。另外，在根据SOC控制而直流电源10a、10b要求放电的情况下，根据放电要求来限制发动机115的输出，从而能够促进来自直流电源10a、10b的电力供给。
在图15中示出图13所示的混合动力车辆1000的电气系统的构成。根据本实施方式的电源系统5包括在该电气系统中。
参照图15，在混合动力车辆1000中设置用于驱动控制MG1的第一变换器(inverter)180和用于驱动控制MG2的第二变换器190。
第一变换器180和第二变换器各自由一般的三相变换器构成，并包括并联连接的U相臂、V相臂和W相臂。U相臂、V相臂以及W相臂各自具有串联连接的两个开关元件(上臂元件和下臂元件)。在各开关元件上连接有反并联二极管。
MG1和MG2各自具有星型连接的U相线圈、V相线圈和W相线圈作为定子绕组。MG1的各相线圈的一端以中性点182相互连接。MG1的各相线圈的另一端分别与第一变换器180的各相臂的开关元件的连接点连接。同样地，MG2的各相线圈的一端以中性点192相互连接。各相线圈的另一端分别与第二变换器190的各相臂的开关元件的连接点连接。
第一变换器180的直流侧与被传递了来自电源系统5的输出电压VH的电力线20和接地布线21连接。第一变换器180通过开关元件的按照来自控制装置40的控制信号的接通断开控制，控制MG1的各相线圈的电流或电压。第一变换器180能够执行将来自电源系统5的输出电压VH(直流电压)转换为交流电压并供给至MG1的电力转换工作、将由MG1发电产生的交流电力转换为直流电力并向电力线20供给的电力转换工作这两个方向的电力转换。
与第一变换器180共同地，第二变换器190的直流侧与电力线20和接地布线21连接。第二变换器190通过开关元件的按照来自控制装置40的控制信号的接通断开控制，控制MG2的各相线圈的电流或电压。第二变换器190能够执行将来自电源系统5的输出电压VH(直流电压)转换为交流电压并供给至MG2的电力转换工作、将由MG2发电产生的交流电力转换为直流电力并向电力线20供给的电力转换工作这两个方向的电力转换。
在MG1、MG2上设置有未图示的旋转角传感器和电流传感器。控制装置40控制第一变换器180和第二变换器190的电力转换，以使得MG1、MG2按照为了产生车辆行驶所要求的输出(车辆驱动功率、充放电功率等)而设定的工作指令(代表性地为转矩指令值)来工作。例如，通过电流反馈，对MG1、MG2各自控制输出转矩。
这样，在图13～图15例示的混合动力车辆1000中，第一变换器180、第二变换器190、MG1以及MG2包括在根据本实施方式的电源系统5的负载30中。即，能够通过直流电源10a、10b供给MG1、MG2的驱动电力。进一步，在车辆行驶期间，由于MG1能够利用发动机115的输出来发电，所以通过控制发动机115和MG1的输出，能够产生直流电源10a和/或直流电源10b的充电电力。
这样，根据本实施方式的电源系统5构成为将混合动力车辆1000(电动车辆)的驱动系统作为负载，所述驱动系统构成为包括用于产生车辆驱动力的电动发电机。即，在例示的混合动力车辆1000中，能够利用发动机115和MG1构成“发电机构”。即，MG1示出作为构成为使用发动机的输出发电的“第二电动发电机”的一实施例。另外，MG2相当于“第一电动发电机”的一实施例。此外，如后所述，成为根据本实施方式的电源系统的负载的、包括发电机构的驱动系统的构成不限定于图13和图15的例示。
图16是用于说明电动车辆中的直流电源10a、10b的优选构成例的示意图。在图16中示出了用于说明以不同种类的电源构成直流电源10a、10b的情况下两个直流电源的特性的一例的示意图。
参照图16，利用在横轴标绘了能量，在纵轴标绘了电力而成的所谓Ragone图示出各直流电源的特性。
一般来说，由于直流电源的输出功率和存储能量处于权衡(tradeoff)的关系，在高容量型的电池中较难得到高输出，在高输出型的电池中较难提高存储能量。
因此，优选的是，直流电源10a、10b的一方以存储能量高的所谓高容量型电源构成，与此相对，另一方以输出功率高的所谓高输出型电源构成。这样，能够均衡地长时间使用存储在高容量型电源中的能量，另一方面将高输出型电源作为缓冲使用，输出高容量型电源的不足量。
在本实施方式中，以高容量型电源构成直流电源10a，另一方面以高输出型电源构成直流电源10b。因此，与直流电源10b的工作区域120相比，直流电源10a的工作区域110的能够输出的电力范围窄。另一方面，与工作区域110相比，工作区域120的能够存储的能量范围窄。
在负载30的工作点101，短时间内要求高功率。例如，在电动车辆中，工作点101对应于用户通过加速器操作进行的急加速时。与此相对，在负载30的工作点102，长时间内要求比较低的功率。例如，在电动车辆中，工作点102对应于连续性的高速稳定行驶。
对于工作点101，主要能够利用来自高输出型的直流电源10b的输出来应对。另一方面，对于工作点102，主要能够利用来自高容量型的直流电源10a的输出来应对。由此，在电动车辆中，通过在长时间内使用存储在高容量型电池中的能量，从而能够延长利用电能的行驶距离，并且能够迅速地确保与用户的加速器操作对应的加速性能。
这样，通过将种类和容量不同的直流电源组合，能够利用各直流电源的特性，在系统整体中有效地使用存储能量。以下，在本实施方式中，说明以二次电池构成直流电源10a，并利用电容器构成直流电源10b的例子。即，直流电源10a的容量(满充电容量)设为比直流电源10b的容量大，进行以下的说明。但是，直流电源10a、10b的组合不限定于该例子，也可以通过同种和/或同容量的直流电源(蓄电装置)构成。
(工作模式选择和SOC控制)
再次参照图15，来自电源系统5的输出电压VH需要根据负载30的工作状态设定为一定的电压以上。例如，在混合动力车辆1000中，相当于变换器180、190的直流链侧电压的输出电压VH需要为在MG1、MG2的线圈绕组产生的感应电压以上。
进一步，在MG1、MG2的转矩控制中，输出相同转矩时的电流相位根据变换器180、190的直流链电压(输出电压VH)的不同而发生变化。另外，在MG1、MG2的输出转矩相对于电流振幅之比，即电机效率根据电流相位而发生变化。因此，当设定了MG1、MG2的转矩指令值时，能够与该转矩指令值对应地决定MG1、MG2的效率最大、即MG1、MG2的电力损耗成为最小的最佳电流相位、和用于实现该最佳电流相位的输出电压VH。
考虑这些要素，能够根据负载30的工作状态(例如MG1、MG2的转矩和转速)设定与输出电压VH相关的负载要求电压VHrq。如上所述，当考虑在MG1、MG2中产生的感应电压时，至少需要设为VH≥VHrq的范围。特别是将用于实现上述最佳电流相位的输出电压VH决定为负载要求电压VHrq时，通过设为输出电压指令值VH*＝VHrq，能够抑制在MG1、MG2的损耗。
再次参照图2，在根据本实施方式的电力转换器50中，根据直流电源10a、10b和/或负载30(MG1、MG2)的工作状态，选择图2所示的多个工作模式中的某一个工作模式。例如，能够根据负载30(MG1、MG2)的工作状态，从可与VH≥VHrq的范围对应的工作模式组中选择电源系统5整体的损耗成为最小的工作模式。
另外，在直流电源10a、10b之间具有温度差等情况下，在仅使用某一方的直流电源会更加高效的事例中，通过设置上述的仅使用直流电源10a、10b的一方的模式(aB模式、bB模式、aD模式、bD模式)，能够提高电源系统5的效率。
一般来说，在VHreq≥Va+Vb的区域中，由于通过应用SB模式，能够减小电力转换器50的升压比，所以能够抑制在电力转换器50的电力损耗。然而，在SB模式中由于电流Ia、Ib为共同的电流，所以不能独立地控制直流电源10a、10b的SOC。
图17是用于说明SB模式中的直流电源10a、10b的SOC变动的示意图。图17的纵轴表示存储于直流电源的能量的量。
在图17中，在大容量的直流电源10a中，从当前的SOC(SOCa)到下限SOC(SOCamin)和上限SOC(SOCamax)为止的充放电量比较大。此外，上限SOC和下限SOC相当于SOC控制中的控制上限值和控制下限值。即，直流电源10a、10b相对于实际到达过放电或过充电的规格上的SOC上限值或SOC下限值具有余量。
与此相对，高输出型的直流电源10b的容量比直流电源10a小。因此，在直流电源10b中，从当前的SOC(SOCb)到下限SOC(SOCbmin)和上限SOC(SOCbmax)为止的充放电量比较小。
在直流电源10a、10b的充放电电流成为相同的SB模式中，SOCa和SOCb联动地变化。因此，在SB模式中，不能够独立地控制SOCa和SOCb。即，例如，在具有使SOCa上升的要求且具有想使SOCb降低的要求的情况下，难以实现这两方的要求。
因此，在小容量的直流电源10b中，在SOCb达到下限SOC(SOCbmin)的状态下PL>0的情况下，或在SOCb达到上限SOC(SOCbmax)的状态下PL<0的情况下，即使大容量的直流电源10a的SOC有富余，也难以继续选择SB模式。该现象在SD模式中也同样存在。
图18是用于说明PB模式中的直流电源10a、10b的SOC变动的示意图。
将图18与图17相比，在PB模式中，由于能够个别地控制直流电源10a、10b的输出，电流Ia和电流Ib不是共同的。因此，能够独立地控制SOCa和SOCb。因此，在PB模式中，与SB模式相比，SOC控制的自由度较高。
因此，在根据本实施方式的电源系统5中，对于电力转换器50的工作模式，从SOC控制的观点来看，优选按照图19所示的流程图进行控制。
参照图19，控制装置40在SB模式或SD模式的选择时(步骤S100的“是”判定时)，执行以下的步骤S110～S140的处理。
控制装置40通过步骤S110判定直流电源10b的SOC当前值(SOCb)是否相对于上限SOC(SOCbmax)和下限SOC(SOCbmin)具有足够的余量。例如，在(SOCb-SOCbmin)和(SOCbmax-SOCb)比预定的判定值Smth大时，S110判定为是，否则时，判定为否。
同样地，控制装置40通过步骤S120判定直流电源10a的SOC当前值(SOCa)是否相对于上限SOC(SOCamax)和下限SOC(SOCamin)具有足够的余量。例如，在(SOCa-SOCamin)和(SOCamax-SOCa)比预定的判定值Smth大时，S120判定为是，否则时，判定为否。
控制装置40在步骤S110和S120双方判定为是时，将处理推进到步骤S130，判定为能够维持SB模式或SD模式。由此，在使电源系统5的效率优先而选择了SB模式或SD模式时，能够维持该工作模式的选择。
与此相对，控制装置40在步骤S110或S120的至少任一个判定为否时，将处理推进到步骤S140，使工作模式强制地转移到PB模式。由此，在根据效率方面优选SD模式或SB模式的选择的情况下，当SOCa或SOCb接近SOC上限或SOC下限时，强制地选择PB模式。通过应用PB模式，通过在直流电源10a、10b间独立地控制SOC控制，能够使接近SOC上限或SOC下限的SOC迅速地向适当的水平恢复。
(各工作模式中的直流电源的充放电控制)
接着，说明各工作模式中的直流电源10a、10b的充放电控制。
在图20中示出用于说明应用于图13～图15所示的混合动力车辆1000的电源系统5中的电力流的示意图。
参照图20，从电源系统5输入输出的总电力PH以PH＝Pa+Pb表示。此外，在以下说明中，在混合动力车辆1000中，对于作为负载30(图1)与电力线20电连接的MG1、MG2，将MG1的输入输出电力设为Pmg1，将MG2的输入输出电力设为Pmg2。对于电力Pmg1、Pmg2，也以正值表示MG1、MG2的电力消耗时的电力值，并以负值表示发电时的电力值。
从电源系统5向负载30输入输出的负载电力PL以PL＝Pmg1+Pmg2表示。在总电力PH比负载电力PL大的状态(PH>PL)下，输出电压VH上升。另一方面，在PH<PL的状态下，输出电压VH下降。因此，在电力转换器50的输出控制中，如果可以使输出电压VH不变化，则总电力PH的指令值PH*(以下也称为总电力指令值PH*)能够按照负载电力的指令值PL*设定，所述负载电力的指令值PL*依从于MG1、MG2的工作指令。例如，能够设定为PH*＝PL*。
此外，当将MG1、MG2的转矩指令值设为Tqcom1、Tqcom2，并将旋转速度设为Nmg1、Nmg2时，PL*通过下述(5)式表示。
PL*＝Tqcom1·Nmg1+Tqcom2·Nmg2 …(5)
在混合动力车辆1000中，能够使用发动机115的输出而通过MG1发电。因此，通过由发动机115输出比用于车辆行驶的驱动功率大的功率，能够在确保驱动功率后对直流电源10a、10b进行充电。在该情况下，生成MG1、MG2的工作指令以使得PL*<0。
如上所述，在PB模式中，由于能够在0～1.0的范围内任意地设定电力分配比率k，通过将被电流控制的直流电源10a的电力指令值Pa*设为Pa*＝PH*·k(PH*＝PL*)，能够控制直流电源10a的充电电力(Pa＝PH*·k)和直流电源10b的充电电力(Pb＝PH*-Pa*)。
因此，在根据本实施方式的电动车辆的电源系统中，在避免了直流电源10a、10b的过充电和过放电后，按照用于确保电动车辆的车辆驱动力的功率管理，设定构成为具有发电机构的负载的工作指令。
图21是用于说明根据本实施方式的电动车辆的电源系统中的用于功率管理的控制构成的功能框图。此外，记载在以图21为代表的功能框图中的各功能块的功能通过控制装置40的软件处理和/或电子电路的工作的硬件处理来实现。
参照图21，功率管理部500具有：电力上限值设定部510、电力下限值设定部510#、运算部512、512#、545、驱动功率设定部520、SOC控制部530a、530b、充放电要求电力设定部540以及行驶控制部550。利用SOC控制部530a、530b和充放电要求电力设定部540实现“充放电控制部”的功能。进一步，利用行驶控制部550实现“工作指令生成部”的功能。
电力上限值设定部510基于直流电源10a、10b的状态，设定电力上限值Pamax、Pbmax。各电力上限值表示放电电力的上限值，设定为0或正。在设定为电力上限值＝0时，意味着禁止来自直流电源的放电。
例如，电力上限值Pamax基于直流电源10a的SOCa和温度Ta设定。进一步，在直流电源10a的放电电力(Va·Ia)超过固定的上限值时，放电电流(Ia)超过上限值时，或由于放电而电压(Va)降低并小于下限值时，电力上限值Pamax也可以被修正为与基于SOCa和Ta的设定值相比限制放电电力。对于电力上限值Pbmax，也与Pamax同样地，能够基于直流电源10b的状态(SOCb、Tb、Ib、Vb)设定。
电力下限值设定部510#基于直流电源10a、10b的状态，设定电力下限值Pamin、Pbmin。各电力下限值表示充电电力的上限值，设定为0或负。在设定为电力下限值＝0时，意味着禁止直流电源的充电。
例如，电力下限值Pamin基于直流电源10a的SOCa和温度Ta设定。进一步，在直流电源10a的充电电力(Va·Ia)超过固定的上限值时，充电电流(Ia)超过上限值时，或由于充电而电压(Va)上升并超过上限值时，电力下限值Pamin也可以被修正为与基于SOCa和Ta的设定值相比限制充电电力。对于电力下限值Pbmin，也与Pamin同样地，能够基于直流电源10b的状态(SOCb、Tb、Ib、Vb)设定。
运算部512按照电力上限值Pamax、Pbmax，设定直流电源10a、10b整体的电力上限值PHmax(总电力上限值PHmax)。运算部512#按照电力下限值Pamin、Pbmin，设定直流电源10a、10b整体的电力下限值PHmin(总电力下限值PHmin)。因此，总电力上限值PHmax和总电力下限值PHmin利用下述(6)、(7)式表示。
PHmax＝Pamax+Pbmax …(6)
PHmin＝Pamin+Pbmin …(7)
驱动功率设定部520根据混合动力车辆1000的行驶状态和用户操作，设定用于车辆行驶所需要的驱动功率Pdr。代表性地，预先制作预先确定了加速器开度ACC、车速V与要求驱动力Tr*的关系的映射(未图示)。然后，当检测到加速器开度ACC和车速V时，驱动功率设定部520能够通过参照该映射(map)算出要求驱动力Tr*。
当算出要求驱动力Tr*时，驱动功率设定部520能够按照下述(9)式设定驱动功率Pdr。在式(8)中，Nr表示驱动轴的转速，Loss为损耗项。
Pdr＝Tr*·Nr+Loss …(8)
SOC控制部530a基于直流电源10a的SOCa与SOC控制目标的比较，设定充电要求功率Pchga。例如，如图22所示，在设定了SOC的控制中心值Sr的情况下，SOC控制部530a在SOCa>Sr的区域中为了要求放电而设定为Pchga>0，另一方面，在SOCa<Sr的区域中，为了要求充电而设定为Pchga<0。或者，也可以按如下方式构成SOC控制部530a：在SOCa处于包括控制中心值Sr的一定范围内时设定为Pchga＝0，另一方面，在SOCa偏离至高于该范围的一侧时设为Pchga>0，在偏离至低的一侧时设为Pchga<0。
与SOC控制部530a同样地，SOC控制部530b基于直流电源10b的SOCb与SOC控制目标的比较，设定充电要求功率Pchgb。
此外，在充电要求功率Pchga、Pchgb的设定中，也可以进一步反映直流电源10a、10b的温度Ta、Tb。例如，在高温时，优选以与常温时相比抑制充电电力的方式设定充电要求功率Pchga、Pchgb。
充放电要求电力设定部540基于由SOC控制部530a、530b设定的充电要求功率Pchga、Pchgb和电力转换器50的工作模式，设定充放电要求电力值Pchg。为了进行SOC控制，在想利用来自负载30的电力对直流电源10a、10b进行充电的情况下，充放电要求电力值Pchg设定为负值。另一方面，在想促进直流电源10a、10b的放电的情况下，充放电要求电力值Pchg设定为正值。
运算部545基于由驱动功率设定部520设定的驱动功率Pdr和由充放电要求电力设定部540设定的充放电要求电力值Pchg，算出合计要求功率Ptl(Ptl＝Pdr-Pchg)。行驶控制部550基于来自运算部545的合计要求功率Ptl，设定发动机115和MG1、MG2的工作指令。此外，在车辆停车期间，通过按照充放电要求电力值Pchg设定合计要求功率Ptl，也能够产生直流电源10a和/或直流电源10b的充电电力。
行驶控制部550通过将合计要求功率Ptl与预定的阈值Pth比较，判定发动机115是否需要工作。具体而言，在Ptl≤Pth时(低输出时)，为了避免发动机115在低效率区域工作，停止发动机115。在该情况下，停止在发动机115的燃料喷射，并且设定MG2的转矩指令值，以使得通过MG2的输出转矩能够得到必要的驱动功率Pdr。
另一方面，行驶控制部550在Ptl>Pth时使发动机115工作。另外，即使Pdr≤Pth，在设定为Pchg<0而结果是Ptl>Pth时，为了产生直流电源10a、10b的充电电力，也使发动机115工作。在发动机115的工作时，向发动机115的要求功率Pe设定为Pe＝Pdr-Pchg(即，Pe＝Ptl)。
进一步，行驶控制部550基于发动机要求功率Pe决定发动机115的工作点。
图23是用于说明发动机工作点的设定的示意图。
参照图23，发动机工作点通过发动机转速Ne和发动机转矩Te的组合来定义。发动机转速Ne和发动机转矩Te之积相当于发动机输出功率。
工作线105预先决定作为能够使发动机115以高效率工作的发动机工作点的集合。工作线105相当于用于抑制同一功率输出时的燃料消耗量的最佳燃油效率(燃油经济性)线。
如图23所示，行驶控制部550将预先确定的工作线105与对应于算出的发动机要求功率Pe的等功率线106的交点P0决定为发动机工作点(目标转速Ne*和目标转矩Te*)。
进一步，决定MG1的输出转矩，以使得：利用通过图13所示的动力分配机构130与发动机115机械地连结的MG1的输出转矩，将发动机转速控制为目标转速Ne*。
行驶控制部550算出使发动机115按照所决定的发动机工作点工作时机械地传递给驱动轴的驱动转矩(直达转矩)Tep。例如，直达转矩Tep根据动力分配机构130的变速比和MG1的转矩指令值来算出。
进一步，行驶控制部550算出MG2的输出转矩，以补偿直达转矩Tep相对于要求驱动力Tr*的超过量或与不足量(Tr*-Tep)。即，当将MG2的输出转矩设为Tm2时，下述(9)式成立。此外，Tm2*是通过MG2的输出作用于驱动轴的转矩。MG2的转矩指令值按照Tm2*来设定。
Tr*＝Tep+Tm2* …(9)
再次参照图21，行驶控制部550基本按照上述控制处理来设定发动机115的工作指令(工作/非工作指令和Ne、Te控制)以及MG1、MG2的工作指令(转矩指令值Tqcom1、Tqcom2)。
进一步，行驶控制部550限制Tqcom1、Tqcom2以及Pe中的至少任一个，以使得依从于这样设定的工作指令(转矩指令值Tqcom1、Tqcom2)的负载电力PL*(参照式(5))被控制在PHmin～PHmax的范围内。
由此，行驶控制部550生成发动机115和MG1、MG2的工作指令，以使得成为PHmin≤PL*≤PHmax。结果，控制混合动力车辆1000的行驶，以使得利用发动机115的输出发电产生用于直流电源10a、10b的SOC控制所需要的电力。即，在充放电要求电力值Pchg<0时，即，对直流电源10a、10b进行充电时，能够设为负载电力PL<0(PL＝Pchg)。
另一方面，在充放电要求电力值Pchg>0时，即，想促进直流电源10a、10b的放电的情况下，通过与本来的驱动功率Pdr相比限制发动机输出功率，从而设为总电力PH>0(PH＝Pchg)。由此，伴随着直流电源10a、10b的放电，确保了用于得到驱动功率Pdr的负载电力PL。
这样，反映用于SOC控制的充放电要求电力值Pchg而设定具有发电机构的负载30的工作指令。由此，可以理解：控制负载电力PL，以使得按照充放电要求电力值Pchg使直流电源10a、10b整体进行充放电。
为了反映工作模式间的直流电源10a、10b的充放电方式的差异，充放电要求电力设定部540根据电力转换器50的工作模式，切换充放电要求电力值Pchg的设定。
在图24中示出了由充放电要求电力设定部540设定的各工作模式中的充放电要求电力值Pchg的设定式。
参照图24，在PB模式中，由于能够独立地控制直流电源10a、10b的SOC(参照图18)，所以能够将充电要求功率Pchga与Pchgb之和反映于负载电力PL。因此，设定为Pchg＝Pchga+Pchgb。由此，在PB模式中，能够对SOCa和SOCb分别执行用于维持在SOC控制目标(控制目标中心或控制目标范围)的SOC控制。
与此相对，在SB模式中，由于直流电源10a、10b的充放电电流是共同的，SOCa、SOCb联动地变化。因此，如用图17说明的那样，由于小容量的直流电源10b的SOCb达到上限SOC或下限SOC，有可能不能够继续在效率方面有利的SB模式。
因此，在SB模式中，将小容量的直流电源10b的充电要求功率Pchgb设定为直流电源10a、10b整体的充放电要求电力值Pchg(Pchg＝Pchgb)。由此，由于能够以将SOCb维持在SOC控制目标的方式执行SOC控制，能够避免由于SOC限制而变得不能够应用SB模式。即，在效率上SB模式有利的状态下，通过最大限度地应用SB模式，从而能够抑制电源系统5的损耗而提高混合动力车辆的能量效率。
在仅使用了直流电源10a的aD模式和aB模式中，通过将直流电源10a的充电要求功率Pchga设定为直流电源10a、10b整体的充放电要求电力值Pchg(Pchg＝Pchga)，从而能够控制为使SOCa接近SOC控制目标。
同样地，在仅使用了直流电源10b的bD模式和bB模式中，通过将直流电源10b的充电要求功率Pchgb设定为直流电源10a、10b整体的充放电要求电力值Pchg(Pchg＝Pchgb)，从而能够控制为使SOCb接近SOC控制目标。
在PD模式中，由于在直流电源10a、10b间的电力分配由内部电阻比决定，对SOCa、SOCb的任一个进行控制也是困难的。因此，在PD模式中，优选中止SOC控制。因此，在PD模式中，设定为Pchg＝0。
这样，通过与电力转换器50的工作模式对应地设定用于SOC控制的充放电要求电力值Pchg，在各工作模式中，能够抑制从SOCa、SOCb的SOC控制目标的背离，结果，由于能够防止由于SOC限制而限制工作模式的选择，通过优先了系统效率的工作模式选择，能够抑制电源系统5的损耗。
再次参照图21，功率管理部500进一步包括电力循环控制部560和电力分配比率设定部570。
也如图3所示，在PB模式中，能够独立地控制直流电源10a、10b的各电力。在PB模式中，能够设定成为电流控制(电力控制)的对象的直流电源10a的电力指令值Pa*。
电力循环控制部560设定循环电力值Pr。为了通过使直流电源10a及直流电源10b间的电力平衡变化、或通过产生电力循环来实现容量小的直流电源10b的SOC控制，设定循环电力值Pr。当循环电力值Pr设定为正值时，电力Pa向正方向移位，另一方面，电力Pb向负方向移位。因此，在想促进直流电源10b的充电的情况下，设定为Pr>0的正值。
相反地，当循环电力值Pr设定为负值时，电力Pa向负方向移位，另一方面电力Pb向正方向移位。因此，在想促进直流电源10b的放电的情况下，设定为Pr<0的负值。另外，在没有必要促进直流电源10b的充放电的情况下，设定为Pr＝0。
在图25中示出了由电力循环控制部560设定的各工作模式中的循环电力值Pr的设定式。
参照图25，在能够控制直流电源10a、10b双方的电力的PB模式中，电力循环控制部560将直流电源10b的充电要求功率Pchgb乘以“-1”得到的值设定为循环电力值Pr(Pr＝-Pchgb)。由此，当要求直流电源10b的充电时，通过使电力Pa向正方向移位，能够促进直流电源10b的充电。相反地，当要求直流电源10b的放电时，能够使电力Pa向负方向移位而促进直流电源10b的放电。另一方面，在不能控制直流电源10a、10b双方的电力的其他工作模式中，设定为Pr＝0。
此外，在本实施方式中，循环电力值Pr为了容量小的直流电源10b的SOC控制而设定，但在原理上，也可以为了直流电源10a的SOC控制而设定循环电力值Pr。在该情况下，可以在想促进直流电源10a的放电的情况下设定为Pr>0的正值，另一方面在想促进直流电源10b的充电的情况下设定为Pr<0的负值。
电力分配比率设定部570至少在PB模式中设定电力分配比率k。例如，电力分配比率设定部570根据总电力指令值PH*设定电力分配比率k，以使得电源系统5的电力损耗成为最小。此外，在实施方式1中，总电力指令值PH*能够设定为与负载电力PL*同等(PH*＝PL*)，所述负载电力PL*依从于由行驶控制部550设定的工作指令。
电源系统5的电力损耗以电力转换器50的损耗和直流电源10a、10b的损耗之和表示。当相对于相同的总电力PH(PH＝Pa+Pb)而Pa与Pb之比变化时，由于电流Ia、Ib变化，在电力转换器50和直流电源10a、10b的损耗也变化。特别是在直流电源10a、10b间内部电阻不同的情况下，可以理解的是，即使相对于相同的总电力PH，根据电力Pa、Pb的组合(即电力分配比率k)，损耗也会较大地变化。另外，在电力转换器50的损耗也根据电流Ia、Ib的平衡而变化。
因此，可以预先通过实机实验和/或模拟求出相对于总电力指令值PH*而电源系统5的电力损耗成为最小的电力Pa、Pb的分配(电力分配比率k)。结果，可以预先制作相对于总电力指令值PH*而根据电源系统5的效率方面决定电力分配比率k的映射。
电力分配比率设定部570能够通过参照该映射，与依从于由行驶控制部550设定的工作指令的负载电力PL*对应地设定用于提高电源系统5的效率的电力分配比率k。
结果，能够按照下述(10)式设定被电流控制的直流电源10a的电力指令值Pa*。
Pa*＝PL*·k+Pr …(10)
由此，在PB模式中，能够按照用于提高效率的电力分配比率k来控制直流电源10a的电力Pa和成为(PL-Pa)的直流电源10b的电力Pb。进一步，通过利用电力循环控制部560，按照用于直流电源10b的SOC控制的充电要求功率Pchgb来修正电力指令值Pa*，从而能够进一步使小容量的直流电源10b的SOC控制高速化。另外，如上所述，由于在负载电力PL中反映了依从于充电要求功率Pchga与Pchgb之和的充放电要求电力值Pchg，所以能够通过依从于电力分配比率k的电力控制，执行SOC控制以使SOCa接近SOC控制目标。
在PB模式以外的工作模式中，由于不能够控制直流电源10a、10b的各电力Pa、Pb，所以如上所述，通过根据工作模式来设定充放电要求电力值Pchg，从而通过电力转换器50的输出电压控制(VH控制)，控制直流电源10a、10b的SOC以使得SOCa、SOCb不从SOC控制目标背离。
如以上说明地，在根据本实施方式的电动车辆的电源系统中，在能够从构成为具有发电机构的负载供给直流电源的充电电力的构成中，能够与电力转换器的工作模式对应地适当设定来自直流电源整体的对负载的充放电要求电力。由此，在各工作模式中，能够防止各直流电源的SOC从SOC控制目标背离而达到SOC上限或SOC下限。结果，由于能够防止由于SOC限制而限制工作模式的选择，所以通过优先了效率的工作模式选择，能够抑制电源系统5的损耗，因此，能够提高电动车辆的能量效率。
特别是在效率升高而各直流电源的SOC联动地变化的SB模式和SD模式中，能够防止由于小容量的直流电源的SOC达到SOC上限或SOC下限而不能够继续应用该工作模式。因此，通过确保根据效率方面选择SD模式或SB模式的机会，能够实现电源系统5的损耗抑制和电动车辆的能量效率提高。
另外，当某一个直流电源的SOC达到SOC上限或SOC下限时，通过以强制应用PB模式的方式选择工作模式，能够保护各直流电源免受过充电和过放电的危害。
[实施方式1的变形例]
在实施方式1的变形例中，说明使用直流电源10a、10b双方的PB模式和SB模式中的脉冲宽度调制控制下的载波的相位控制(以下称为载波相位控制)。
在图26中示出了有意地在载波CWa、CWb间设置了相位差的情况下的PB模式的控制工作例。
参照图26，载波CWa和载波CWb为相同频率，但在两者之间设置有相位差φ。在图26的例子中，相位差φ＝180度。
与图7所示的φ＝0度时同样地，基于载波CWa与占空比Da的比较生成控制脉冲信号SDa，并且基于载波CWb与占空比Db的比较生成控制脉冲信号SDb。
在图26中，占空比Da、Db与图7为同一值。因此，与图7的控制脉冲信号SDa相比，图26的控制脉冲信号SDa虽然相位不同但H电平期间的长度相同。同样地，与图7的控制脉冲信号SDb相比，图26的控制脉冲信号SDb虽然相位不同但H电平期间的长度相同。
因此，通过在载波CWa、CWb间设置相位差φ，图26的控制信号SG1～SG4、图7的控制信号SG1～SG4成为不同的波形。根据图7和图26的比较，可以理解的是，通过使载波CWa、CWb之间的相位差φ变化，电流I(L1)与电流I(L2)的相位关系(电流相位)变化。
另一方面，可以理解是，相对于相同的占空比Da、Db，电流I(L1)、I(L2)的平均值在图7与图26之间相同。即，直流电源10a、10b的输出受占空比Da、Db控制，即便使载波CWa、CWb的相位差φ变化，也不会产生影响。
因此，在实施方式1的变形例中，在PB模式中，通过适当调整载波CWa与CWb之间的相位差φ的载波相位控制，实现开关元件S1～S4的开关损耗的降低。
在以下说明中，作为代表性的例子，说明直流电源10a及直流电源10b双方为动力(powering)状态，即电流I(L1)>0且电流I(L2)>0的状态下的控制。
图27是说明在电力转换器50中PB模式中的通过载波相位控制实现的电流相位的波形图。
参照图27，由于到时刻Ta为止开关元件S2～S4被接通，所以相对于直流电源10a、10b双方，升压斩波电路的下臂元件成为接通的状态，因此，电流I(L1)和I(L2)双方上升。
在时刻Ta，通过切断开关元件S2，由于成为相对于直流电源10b断开升压斩波电路的下臂元件的状态，电流I(L2)开始下降。与开关元件S2的切断相调换地，开关元件S1被闭合。
在时刻Ta以后，成为如下状态：相对于直流电源10a，升压斩波电路的下臂元件被接通，相对于直流电源10b，升压斩波电路的下臂元件被断开。即，电流I(L1)上升而电流I(L2)下降。此时，在电力转换器50的电流路径成为如图28(a)那样。
从图28(a)可理解：在时刻Ta以后，电流I(L1)与I(L2)的差电流通过开关元件S4。即，开关元件S4的通过电流变小。
再次参照图27，从时刻Ta以后的状态起，当开关元件S4切断(turn off)时，由于成为相对于直流电源10a断开升压斩波电路的下臂元件的状态，电流I(L1)开始下降。另外，当开关元件S2闭合(turn on)时，由于成为相对于直流电源10b接通升压斩波电路的下臂元件的状态，电流I(L2)再次开始上升。即，在电力转换器50的电流路径从图28(a)的状态变化为图28(b)的状态。在图28(b)的状态下，由于电流I(L1)与I(L2)的差电流通过开关元件S2，所以开关元件S2的通过电流变小。
通过在图28(a)的状态下切断开关元件S4，能够降低开关元件S4的切断时的电流，即开关损耗。另外，通过在图28(b)的状态下使开关元件S2闭合，能够降低开关元件S2的闭合时的电流，即开关损耗。
因此，调整电流相位即载波CWa、CWb的相位差φ，以使得电流I(L1)的下降开始定时(极大点)与电流I(L2)的上升定时(极小点)重叠。由此，在图27的时刻Tb，闭合开关元件S2，并且切断开关元件S4。
再次参照图27，在时刻Tc，切断开关元件S1，并且闭合开关元件S4。由此，成为相对于直流电源10a、10b的每一个接通升压斩波电路的下臂元件的状态。由此，再现上述时刻Ta以前的状态，电流I(L1)和I(L2)双方上升。
在图29示出图27所示的电流相位的开关元件S2、S4的电流波形。在图29(a)示出开关元件S2的电流I(S2)的波形，在图29(b)示出开关元件S4的电流I(S4)的波形。
参照图29(a)，在到时刻Ta为止的期间和时刻Tc以后的期间，电流I(S2)成为I(S2)＝I(L2)。在时刻Ta～Tb的期间，由于断开了开关元件S2，所以I(S2)＝0。然后，在时刻Tb～Tc的期间，如图28(b)所示，成为I(S2)＝-(I(L1)-I(L2))。
参照图29(b)，在到时刻Ta为止的期间和时刻Tc以后的期间，电流I(S4)成为I(S4)＝I(L1)。在时刻Ta～Tb的期间，如图28(a)所示，成为I(S4)＝-(I(L2)-I(L1))。然后，在时刻Tb～Tc的期间，由于断开了开关元件S4，所以I(S4)＝0。
在图30中示出用于与图27进行比较的、在与图27同等的占空比之下设为载波间的相位差φ＝0时的电流相位。
参照图30，在载波CWa、CWb的相位差φ＝0时电流I(L1)、I(L2)上升/下降的定时(Tx、Ty、Tz、Tw)分别成为单独的定时。
具体而言，在时刻Tx以前的开关元件S1断开且开关元件S2～S4接通的状态下，电流I(L1)和I(L2)双方上升。然后，在时刻Tx，通过开关元件S4切断，电流I(L1)开始下降。开关元件S1与开关元件S4的切断相调换地闭合。
然后，在时刻Ty，通过开关元件S3切断，电流I(L2)开始下降。开关元件S4与开关元件S3的切断相调换地闭合。由此，电流I(L1)和I(L2)双方下降。
在时刻Tz，开关元件S2切断，并且开关元件S3闭合。由此，由于成为升压斩波电路的下臂元件相对于直流电源10a接通的状态，所以电流I(L1)再次上升。进一步，在时刻Tw，开关元件S1切断，并且开关元件S2闭合。由此，由于再现了时刻Tx以前的状态，所以电流I(L1)和I(L2)双方上升。
在图31示出图30所示的电流相位的开关元件S2、S4的电流波形。在图31(a)示出开关元件S2的电流I(S2)的波形，在图31(b)示出开关元件S4的电流I(S4)的波形。
参照图31(a)，在到时刻Tx为止的期间和时刻Tw以后的期间，电流I(S2)成为I(S2)＝I(L2)。在时刻Tx～Ty期间，由于形成了与图28(b)同样的电流路径，所以成为I(S2)＝-(I(L1)-I(L2))。然后，在时刻Ty～Tz期间，由于作为相对于直流电源10a的上臂元件工作，所以成为I(S2)＝-I(L1)。在电流I(L1)、I(L2)双方下降的时刻Ty～Tz期间，由于开关元件S2相对于直流电源10a作为上臂元件工作，所以成为I(S2)＝-I(L1)。在时刻Tz～Tw的期间，由于断开了开关元件S2，所以I(S2)＝0。
参照图31(b)，在到时刻Tx为止的期间和时刻Tw以后的期间，电流I(S4)成为I(S4)＝I(L1)。在时刻Tx～Ty的期间，由于断开了开关元件S4，所以I(S4)＝0。在电流I(L1)、I(L2)双方下降的时刻Ty～Tz期间，由于开关元件S4作为相对于直流电源10b的上臂元件工作，所以成为I(S4)＝-I(L2)。在时刻Tz～Tw期间，由于形成了与图28(a)同样的电流路径，所以成为I(S2)＝-(I(L2)-I(L1))。
根据在图31(a)的时刻Tb产生的电流I(S2)与在图31(a)的时刻Tw产生的电流I(S2)的比较，可以理解的是，通过调整相位差φ以使得成为图29的电流相位，降低了开关元件S2的闭合电流，即闭合时的开关损耗。进一步，根据在图29(a)的时刻Tb～Tc的电流I(S2)与在图31(a)的时刻Ty～Tz的电流I(S2)的比较，可以理解的是，也降低了开关元件S2的导通损耗。
同样地，根据在图29(b)的时刻Tb的电流I(S4)与在图31(b)的时刻Tx的电流I(S4)的比较，可以理解的是，通过调整相位差φ以使得成为图27的电流相位，降低了开关元件S4的切断电流，即切断时的开关损耗。进一步，根据在图29(b)的时刻Ta～Tb的电流I(S4)与在图31(a)的时刻Ty～Tz的电流I(S4)的比较，可以理解的是，也降低了开关元件S4的导通损耗。
这样，通过在载波CWa、CWb之间设置相位差φ，能够降低在开关元件S1～S4的损耗。如图27所示，在直流电源10a及直流电源10b双方成为动力的状态下，通过设定相位差φ以使得电流I(L1)的下降开始定时(极大点)与电流I(L2)的上升定时(极小点)重叠，即开关元件S2的闭合定时与开关元件S4的切断定时一致，从而抑制了在开关元件S1～S4的损耗。
结果，能够以高效率执行直流电源10a及直流电源10b与电力线20(负载30)之间的直流电力转换。在这样的相位差φ下，控制脉冲信号SDa的下降定时(或上升定时)与控制脉冲信号SDb的上升定时(或下降定时)重叠。换句话说，需要调整相位差φ，以使得控制脉冲信号SDa的脉冲转换定时与控制脉冲信号SDb的脉冲转换定时相匹配。此外，转换定时表示脉冲的H电平/L电平切换的定时。
从图7和图26也可以理解，控制脉冲信号SDa、SDb根据占空比Da、Db而变化。因此，能够理解，也根据占空比Da、Db决定能够实现图27的电流相位的相位差φ，即载波相位控制的相位差φ。因此，能够预先求出占空比Da、Db与载波相位控制的相位差φ的关系，并且预先将该对应关系作为映射(以下也称为“相位差映射”)或函数式(以下也称为“相位差算出式”)存储在控制装置40中。
而且，在用于PB模式中的直流电源10a、10b的电流控制的PWM控制中，能够基于算出的占空比Da、Db，算出用于载波相位控制的相位差φ。而且，通过以具有算出的相位差φ的方式产生载波CWa、CWb，能够实现抑制了在开关元件S1～S4的损耗的高效率DC/DC转换。
在图27～图31中，说明了直流电源10a及直流电源10b双方为动力的状态，在其他状态下也能够执行同样的载波相位控制。
图32是用于说明直流电源的各工作状态下的根据本发明实施方式1的载波相位控制的图表。
参照图32，在状态A下，上述直流电源10a及直流电源10b双方为动力运行状态。如图27所示，调整载波的相位差φ，以使得成为电流I(L1)的下降定时(极大点)与电流I(L2)的上升定时(极小点)在图中的Tb重叠的电流相位。由此，能够降低在Tb的开关元件S2的闭合损耗和开关元件S4的切断损耗。进一步，如上所述，能够降低Ta～Tb期间的开关元件S4的导通损耗和Tb～Tc期间的开关元件S2的导通损耗。
在状态B，直流电源10a及直流电源10b双方为再生状态。在该状态下，调整载波的相位差φ，以使得成为电流I(L1)的上升定时(极小点)与电流I(L2)的下降定时(极大点)在图中的Tb重叠的电流相位。由此，能够降低在Tb的开关元件S4的闭合损耗和开关元件S2的切断损耗。进一步，如上所述，能够降低Ta～Tb期间的开关元件S2的导通损耗和Tb～Tc期间的开关元件S4的导通损耗。
在状态C，直流电源10a为再生状态，而直流电源10b为动力运行状态。在该状态下，调整载波的相位差φ，以使得成为电流I(L1)的下降定时(极大点)与电流I(L2)的下降定时(极小点)在图中的Ta重叠的电流相位。由此，能够降低在Ta的开关元件S3的闭合损耗和开关元件S1的切断损耗。进一步，如上所述，能够降低Ta～Tb期间的开关元件S1的导通损耗和Tc～Ta期间的开关元件S3的导通损耗。
进一步，在状态D，直流电源10a为动力运行状态，而直流电源10b为再生状态。在该状态下，调整载波的相位差φ，以使得成为电流I(L1)的上升定时与电流I(L2)的上升定时在图中的Tc重叠的电流相位。由此，能够降低在Tc的开关元件S1的闭合损耗和开关元件S3的切断损耗。进一步，如上所述，能够降低Tb～Tc期间的开关元件S1的导通损耗和Tc～Ta期间的开关元件S3的导通损耗。
这样，根据直流电源10a及直流电源10b的动力运行/再生状态的组合，用于降低开关元件S1～S4的损耗的相位差φ不同。因此，优选的是，按照每个动力运行/再生状态的组合(在图32的状态A～D)设定上述相位差映射或相位差算出式。
这样，根据实施方式1的变形例，在用于将输出电压VH控制为电压指令值VH*的PB模式中的DC/DC转换中，能够组合上述载波相位控制。由此，能够最大限度地享受图5和图6所示的、在直流电源10a、10b各自的DC/DC转换中的电流彼此抵消的效果，从而执行降低了开关元件S1～S4的损耗的高效率的DC/DC转换。
接着，说明SB模式中的载波相位控制。
如图33所示，在SB模式中，由于直流电源10a及直流电源10b串联连接，所以只存在直流电源10a及直流电源10b双方成为动力运行的状态(在图32中的状态A)和直流电源10a及直流电源10b双方成为再生的状态(图32的状态B)的任一个状态。
因此，在SB模式的控制工作中，如图32的状态A、B所示，载波间的相位差φ被设定为使得开关元件S2的闭合与开关元件S4的切断重叠，或者开关元件S4的闭合与开关元件S2的切断重叠。
即，通过设定载波CWa、CWb的相位差φ以使得控制脉冲信号SDa的下降定时与控制脉冲信号SDb的上升定时、或控制脉冲信号SDa的上升定时与控制脉冲信号SDb的下降定时重叠，从而能实现图32的状态A、B所示的电流相位。
考虑此时的占空比Da、Db。通过将式(1)变形，对于Da，能够得到下述式(11)。
Da＝(VH-Va)/VH …(11)
同样地，通过将式(2)变形，对于Db，能够得到下述式(12)。
Db＝(VH-Vb)/VH …(12)
如图8所示，PB模式中的控制信号SG3基于控制脉冲信号SDa和SDb的逻辑或而生成。因此，当设定相位差φ以使得控制脉冲信号SDa的下降(或上升)定时与控制脉冲信号SDb的上升(或下降)定时重叠时，可以理解的是，当VH>(Va+Vb)成立时，PB模式中的控制信号SG3的H电平期间的比率超过1.0。即，当VH>(Va+Vb)时，即使利用与通过占空比Da、Db实现的PB模式共同的PWM控制，控制信号SG3也固定在H电平。
在图34中，示出应用了载波相位控制时的表示SB模式中的控制脉冲信号的波形图。
如图34所示，PB模式中的控制信号SG1基于控制脉冲信号/SDa和/SDb的逻辑或而生成。当按上述方式设定相位差φ时，控制脉冲信号/SDa的上升定时与控制脉冲信号/SDb的上升定时重叠。因此，以控制信号SG1的占空比DSG1＝(1-Da)+(1-Db)表示。即，DSG1以下述式(13)表示。
DSG1＝(Va+Vb)/VH …(13)
另一方面，占空比Dc通过将式(3)变形而以下述式(14)表示。
Dc＝1-(Va+Vb)/VH …(14)
因此，按照在图35的SB模式中的逻辑运算设为SG1＝/SGc时，控制信号SG1的占空比DSG1以下述式(15)表示。
DSG1＝1-Dc＝(Va+Vb)/VH …(15)
这样，在按照上述载波相位控制设定了相位差φ的情况下，通过基于取决于占空比Da、Db的控制脉冲信号SDa、SDb的逻辑运算，具体而言，/SDa与/SDb的逻辑或，能够生成占空比与基于占空比Dc的控制脉冲信号/SDc相等的信号。即，能够基于控制脉冲信号SDa、SDb，生成SB模式中的控制信号SG1。
另外，如图35所示，SB模式中的控制信号SG2、SG4是控制信号SG1的反相信号。not(/SDb或(or)/SDa)的逻辑运算结果成为SDa与SDb的逻辑与(SDb与(and)SDa)。因此，也能够基于控制脉冲信号SDa与控制脉冲信号SDb的逻辑运算，生成应按照控制脉冲信号SDc设定的控制信号SG2、SG4。
这样，在SB模式中，应用载波相位控制，设定相位差φ，以使得在控制脉冲信号SDa(/SDa)与控制脉冲信号SDb(/SDb)之间使脉冲的转换定时相匹配。通过以具有这样的相位差φ的方式生成载波CWa、CWb，如图35所示，能够根据基于占空比Da、Db的控制脉冲信号SDa、SDb，生成SB模式中的应基于占空比Dc设定的控制信号SG1～SG4。
具体而言，如上所述，通过控制脉冲信号SDa与控制脉冲信号SDb的逻辑或，控制信号SG3成为固定在H电平的信号。另外，通过控制脉冲信号/SDa与控制脉冲信号/SDb的逻辑或，能够生成控制信号SG1以使得具有与基于占空比Dc的PWM控制同等的工作率(duty)。另外，在SB模式中，也能够通过控制脉冲信号SDa与控制脉冲信号SDb的逻辑与，生成与控制信号SG1互补地设定的控制信号SG2、SG4。
此外，与PB模式中的载波相位控制同样地，也能够按照预先设定的存储占空比Da、Db与相位差φ的关系的相位差映射或相位差算出式，基于在SB模式中算出的占空比Da、Db，算出SB模式中的相位差φ。
在图36中示出根据本实施方式1的变形例的电力转换器控制中的表示PB模式和SB模式的工作例的波形图。
参照图36，在载波CWa的波峰发出从PB模式向SB模式的切换指令。在切换指令的发生前，基于通过直流电源10a、10b各自的电流控制算出的占空比Da、Db，生成控制信号SG1～SG4。
当发出切换指令时，能够按照图35所示的逻辑运算式，基于该时刻的控制脉冲信号SDa、SDb，立刻生成SB模式中的控制信号SG1～SG4，而无需重新算出占空比Dc。
因此，与属于以PB模式为代表的升压模式的其他工作模式共同地，能够使用占空比Da、Db生成SB模式中的控制信号SG1～SG4。特别是在工作模式的切换时，能够执行PB模式与SB模式之间的切换处理而不会产生控制延迟。
[实施方式2]
在实施方式2中，说明用于按照在实施方式1说明的总电力指令值PH*来控制直流电源10a、10b的输出的电力转换器控制。在根据实施方式2的电力转换器控制中，由于通过输出电压控制(VH控制)，按照电力指令值Pa*、Pb*控制各直流电源10a、10b的输出，所以在直流电源10a、10b各自执行SOC控制的PB模式中，能够提供合适的控制运算逻辑。
另外，如在以下的说明中明确的，在电力转换器50的各工作模式中应用共同的控制运算，这一点是根据实施方式2的电力转换器控制的特征之一。
再次参照图20，说明根据本实施方式2的电力转换器控制的基本概念。
与电力线20连接的平滑电容器CH通过从总电力PH减去负载电力PL而得到的(PH-PL)来被充放电。相当于平滑电容器CH的端子间电压的输出电压VH能够通过增减总电力PH来控制。
因此，在根据实施方式2的电力转换器控制中，根据输出电压VH相对于电压指令值VH*的电压偏差ΔVH来设定总电力指令值PH*。进一步，通过在输出电力Pa与输出电力Pb之间分配总电力指令值PH*，对各直流电源10a、10b的输出进行电力控制(电流控制)。
(PB模式中的控制工作)
首先，说明电力转换器50的多个工作模式(图3)中能够控制直流电源10a、10b的各电力Pa、Pb的PB模式中的电力转换器控制。
图37和图38是用于说明根据实施方式2的电力转换器控制的框图。在图37中，示出了用于设定各直流电源的电力指令值的控制运算的构成，并且在图38中，示出了用于按照设定的电力指令值控制各直流电源的输出的控制运算的构成。
参照图37，与图21所示的图同样地构成功率管理部500。功率管理部500相对于电压控制部200输出电力上限值PHmax、Pamax、电力下限值PHmin、Pamin、电力分配比率k以及循环电力值Pr。
电压控制部200基于输出电压VH的电压偏差设定直流电源10a、10b的电力指令值Pa*、Pb*。电压控制部200具有偏差运算部210、控制运算部220、限制器230、电力分配部240、循环电力加法部250、限制器260以及减法部270。在图37的构成中，利用偏差运算部210和控制运算部220实现“控制运算部”的功能，利用电力分配部240和减法部270实现“电力指令值运算部”的功能。进一步，限制器230对应于“第二保护部”，限制器260对应于“第一保护部”。另外，电力分配比率设定部570(图21)对应于“电力分配比设定部”。
偏差运算部210按照电压指令值VH*与输出电压VH的检测值之差，算出电压偏差ΔVH(ΔVH＝VH*-VH)。控制运算部220基于电压偏差ΔVH，算出为了电压控制而要求的总电力PHr。例如，控制运算部220通过PI运算设定，按照下述式(16)设定总电力PHr。
PHr＝Kp·ΔVH+Σ(Ki·ΔVH) …(16)
式(16)中的Kp为比例控制增益，Ki为积分控制增益。在这些控制增益中也反映了平滑电容器CH的电容值。通过按照式(16)设定总电力PHr，能够实现用于降低电压偏差ΔVH的反馈控制。也能够反映按照负载30的工作状态和工作指令预测的负载电力PL*，按照式(17)设定要求的总电力PHr。这样，能够以对负载30的电力消耗进行前馈的形式控制输出电压VH。
PHr＝Kp·ΔVH+Σ(Ki·ΔVH)+PL* …(17)
这样，在根据实施方式2的电力转换控制中，在比功率管理部500靠下位的电压控制部200中定义总电力指令值PH*。在实施方式2中，按照负载电力PL*设定在功率管理部500决定电力分配比率时的总电力指令值PH*(PH*＝PL*)。
限制器230限制电力指令值PH*以使得成为由功率管理部500设定的PHmax～PHmin的范围内。假如在PHr>PHmax时，由限制器230设定为PH*＝PHmax。同样地，在PHr<PHmim时，限制器230设定为PH*＝PHmin。另外，在PHmax≥PHr≥PHmin时，按原样设定为PH*＝PHr。由此，总电力指令值PH*得以确定。
电力分配部240基于总电力指令值PH*和来自功率管理部500的电力分配比率k，算出直流电源10a应分担的电力k·PH*。循环电力加法部250通过将由电力分配部240算出的k·Pa*与由功率管理部500内的电力循环控制部560设定的循环电力值Pr相加，算出直流电源10a要求的电力Par(Par＝k·Pa*+Pr)。
限制器260限制直流电源10a的电力指令值Pa*以使得成为由功率管理部500设定的Pamax～Pamin的范围内。假如在Par>Pamax时，由限制器260修正为Pa*＝Pamax。同样地，在PHa<Pamim时，限制器260修正为Pa*＝Pamin。另外，在Pamax≥Par≥Pamin时，按原样设为Pa*＝Par。由此，直流电源10a的电力指令值Pa*得以确定。
减法部270通过从总电力指令值PH*减去电力指令值Pa*，设定直流电源10b的电力指令值Pb*(Pb*＝PH*-Pa*)。
图39是用于说明由根据实施方式2的电力转换器控制实现的、在PB模式中的电源系统内的功率流的示意图。
参照图39，为了将输出电压VH控制为电压指令值VH*所需要的总电力指令值PH*按照电力分配比率k而被分配为电力指令值Pa*、Pb*。即，基本上设定为Pa*＝k·PH，Pb*＝(1-k)·PH*。由此，能够在控制了直流电源10a、10b间的电力分配后，相对于电力线20输入输出依从于总电力指令值PH*的电力，所述总电力指令值PH*用于控制输出电压VH。
进一步，通过设定循环电力值Pr，能够对直流电源10a、10b强制地进行充放电。通过设定为Pr>0，能够使直流电源10a的输出电力增加并促进直流电源10b的充电。相反地，通过设定为Pr<0，能够使直流电源10a的输出电力减少并促进直流电源10b的放电。
另外，由于电力指令值Pa*由限制器260可靠地限制在Pamax～Pamin的范围内，所以能够保护直流电源10a免受过电力的危害。即，能够防止直流电源10a的过充电和过放电。
此外，由于负载电力PL由功率管理部500(行驶控制部550)限制在PHmin～PHmax的范围内，并且总电力指令值PH*由限制器230可靠地限制在PHmax～PHmin的范围内，也能够对直流电源10b实现免受过电力危害的间接性保护。
参照图38，控制装置40包括用于按照电力指令值Pa*、Pb*控制来自直流电源10a、10b的输出的、电流控制部300、310、PWM控制部400以及载波发生部410。
电流控制部300具有电流指令生成部302、偏差运算部304、控制运算部306以及FF加法部308。
电流指令生成部302基于电力指令值Pa*和电压Va的检测值，设定直流电源10a的电流指令值Ia*(Ia*＝Pa*/Va)。偏差运算部304按照电流指令值Ia*与电流Ia的检测值之差算出电流偏差ΔIa(ΔIa＝Ia*-Ia)。控制运算部306基于电流偏差ΔIa，算出电流反馈控制的控制量Dfba。例如，控制运算部306通过PI运算按照下述式(18)算出控制量Dfba。
Dfba＝Kp·ΔIa+Σ(Ki·ΔIa) …(18)
式(18)中的Kp为比例控制增益，Ki为积分控制增益。与式(16)独立地设定这些控制增益。
另一方面，根据通过对Da求解式(1)而得到的Da＝(VH-Va)/VH，按照式(19)设定电压前馈控制的FF控制量Dffa。
Dffa＝(VH*-Va)/VH* …(19)
FF加法部308通过将FB控制量Dfba与FF控制量Dffa相加，算出与直流电源10a的输出控制相关的占空比Da。与式(1)同样地，占空比Da相当于在直流电源10a的电压Va与输出电压VH之间进行DC/DC转换时的、接通升压斩波电路(图5)的下臂元件(开关元件S3、S4)期间的占空比。
同样地，对应于直流电源10b的电流控制部310具有电流指令生成部312、偏差运算部314、控制运算部316以及FF加法部318。
电流指令生成部312基于电力指令值Pb*和电压Vb的检测值，设定直流电源10b的电流指令值Ib*(Ib*＝Pb*/Vb)。偏差运算部314按照电流指令值Ib*与电流Ib的检测值之差算出电流偏差ΔIb(ΔIb＝Ib*-Ib)。控制运算部316基于电流偏差ΔIb，算出电流反馈控制的控制量Dfbb。例如，控制运算部316通过PI运算按照下述式(20)算出控制量Dfbb。
Dfbb＝Kp·ΔIb+Σ(Ki·ΔIb) …(20)
式(20)中的Kp为比例控制增益，Ki为积分控制增益。式(16)与式(18)独立地设定这些控制增益。
另一方面，根据通过对Db求解式(2)而得到的Db＝(VH-Vb)/VH，按照式(21)设定电压前馈控制的FF控制量Dffb。此外，在式(21)中，电压指令值VH*也可以设为输出电压VH的检测值。
Dffb＝(VH*-Vb)/VH* …(21)
FF加法部318通过将FB控制量Dfbb与FF控制量Dffb相加，算出与直流电源10b的输出控制相关的占空比Db。与式(2)同样地，占空比Db相当于接通升压斩波电路(图6)的下臂元件(开关元件S2、S3)期间的占空比。
PWM控制部400通过脉冲宽度调制控制生成开关元件S1～S4的控制信号SG1～SG4，所述脉冲宽度调制控制是基于由电流控制部300、310设定的占空比Da、Db和来自载波发生部410的载波CWa、CWb的控制。由于PWM控制部400的脉冲宽度调制控制和控制信号SG1～SG4的生成与在图7和图8中说明的方式同样地执行，所以不重复详细说明。此外，载波发生部410优选应用在实施方式1的变形例中说明的载波相位控制而生成载波CWa、CWb。
在图38的构成中，电流控制部300和电流控制部310对应于“电流控制部”。特别是电流控制部300对应于“第一电流控制部”，电流控制部310对应于“第二电流控制部”。另外，PWM控制部400对应于“脉冲宽度调制部”。
这样，根据实施方式2的电力转换器控制，在PB模式的DC/DC转换中，通过将输出电压VH的电压偏差转换为电力指令值，并对各直流电源10a、10b的输出进行电流控制，能够将输出电压VH控制为电压指令值VH*。可以理解的是，特别是由于根据实施方式2的电力转换器控制按照电力分配比率k设定了各直流电源10a、10b的电力指令值，所以适合于与反映了在实施方式1中说明的SOC控制的功率管理(图21)的组合。
(其他升压模式中的控制工作)
如图3所示，作为输出电压VH向电压指令值VH*控制的升压模式，除了PB模式之外，还存在aB模式、bB模式以及SB模式。aB模式、bB模式以及SB模式也共有根据图37和图38的控制构成，输出电压VH被向电流指令值VH*控制。
图40是说明属于升压模式的各工作模式中的控制信号和控制数据的设定的图表。
参照图40，在升压模式中的各工作模式中，共有图37和图38所示的控制构成。而且，通过变更电力分配比率k、成为电流反馈控制的执行对象的直流电源以及控制信号SG1～SG4的运算逻辑，能够应对工作模式的不同。
在PB模式中，如上所述，电力分配比率k能够任意地设定在0≤k≤1.0的范围内，并且在控制上，循环电力值Pr也能够以任意的值来设定。如上所述，在PB模式中，按照电流指令值Ia*、Ib*控制直流电源10a、10b双方的电流Ia、Ib，所述电流指令值Ia*、Ib*基于用于控制输出电压VH的电力指令值来设定。
在aB模式中，通过图5(a)、(b)所示的开关工作，利用开关元件S1～S4形成的升压斩波电路，将直流电源10b设为不使用，另一方面，在直流电源10a与电力线20(负载30)之间执行双方向的DC/DC转换。因此，在aB模式中，按照用于控制直流电源10a的输出的、基于占空比Da的控制脉冲信号SDa，控制开关元件S1～S4。具体而言，构成图5(a)、(b)所示的升压斩波电路的下臂元件的开关元件S3和开关元件S4被按照控制脉冲信号SDa而共同地进行接通断开控制。同样地，构成升压斩波电路的上臂元件的开关元件S1和开关元件S2被按照控制脉冲信号/SDa而共同地进行接通断开控制。
参照图40和图37，在aB模式中，与PB模式同样地，也由偏差运算部210、控制运算部220以及限制器230，基于输出电压VH的电压偏差ΔVH设定总电力指令值PH*。此外，由于直流电源10b设为不使用，所以提供给限制器230的电力上限值PHmax和电力下限值PHmin能够设定为与直流电源10a的电力上限值Pamax和电力下限值Pamin同等。与此对应地，在aB模式中，限制在Pamin≤PL*≤Pamax的范围内而生成负载30的工作指令。
在aB模式中，由于直流电源10b设为不使用(避免充放电)，所以固定为循环电力值Pr＝0。进一步，通过固定为电力分配比率k＝1.0，设定为电力指令值Pa*＝PH*，另一方面设定为电力指令值Pb*＝0。这时，也能够利用限制器260进行保护，使得电力指令值Pa*不从Pamax～Pamin的范围偏离，即，不在直流电源10a产生过电力。因此，在aB模式中，也可以将限制器230和限制器260的一方设为不工作。
进一步，在图38的构成中，仅对直流电源10a执行电流反馈控制。即，与PB模式同样地，电流控制部300通过式(18)所示的反馈控制、基于式(19)所示的电压比的前馈控制，算出占空比Da(Da＝Dfba+Dfba)，所述反馈控制是基于按照电力指令值Pa*设定的电流指令值Ia*与电流Ia的检测值的电流偏差的控制。
与此相对，在aB模式中，由于如上所述不需要控制脉冲信号SDb，所以电流控制部310的工作能够停止。即，停止占空比Db的运算。
在图41中示出用于说明aB模式中的电源系统内的功率流动的示意图。
参照图41，在aB模式中，用于将输出电压VH控制为电压指令值VH*的电力指令值PH*全部分配给直流电源10a。即，负载电力PL仅由直流电源10a提供(cover)。另外，由于固定为循环电力值Pr＝0，不产生直流电源10a、10b之间的充放电。
在aB模式中，电力指令值Pa*也通过限制器260和/或限制器290而被可靠地限制在Pamax～Pamin的范围内。因此，能够保护单独使用的直流电源10a免受过电力的危害。另外，在aB模式中，通过利用直流电源10a的电流Ia的反馈控制运算占空比Da，与利用输出电力VH的反馈控制运算占空比Da的控制相比，能够迅速地消除电压偏差ΔVH。
在bB模式中，通过图6(a)、(b)所示的开关工作，利用开关元件S1～S4形成的升压斩波电路，将直流电源10a设为不使用，另一方面，在直流电源10b与电力线20(负载30)之间执行双方向的DC/DC转换。因此，在bB模式中，按照用于控制直流电源10b的输出的、基于占空比Db的控制脉冲信号SDb，控制开关元件S1～S4。具体而言，构成图6(a)、(b)所示的升压斩波电路的下臂元件的开关元件S2和开关元件S3被按照控制脉冲信号SDb而共同地进行接通断开控制。同样地，构成升压斩波电路的上臂元件的开关元件S1和开关元件S4被按照控制脉冲信号/SDb而共同地进行接通断开控制。
参照图40和图37，在bB模式中，与PB模式和aB模式同样地，也基于输出电压VH的电压偏差ΔVH设定总电力指令值PH*。由于在bB模式中直流电源10a设为不使用，提供给限制器230的电力上限值PHmax和电力下限值PHmin被设定为与直流电源10b的电力上限值Pbmax和电力下限值Pbmin同等。同样地，固定为循环电力值Pr＝0。
进一步，通过固定为电力分配比率k＝0，设定为电力指令值Pb*＝PH*，另一方面设定为电力指令值Pa*＝0。此时，不需要限制器260的限制。即，在bB模式中，能够利用限制器230直接保护直流电源10b免受过电力的危害。
进一步，在图38的构成中，仅对直流电源10b执行电流反馈控制。即，与PB模式同样地，电流控制部310通过式(20)所示的反馈控制、基于式(21)所示的电压比的前馈控制，算出占空比Db(Db＝Dfbb+Dfbb)，所述反馈控制是基于按照电力指令值Pb*设定的电流指令值Ib*与电流Ib的检测值的电流偏差的控制。
与此相对，在bB模式中，由于如上所述不需要控制脉冲信号SDa，电流控制部300的工作能够停止。即，停止占空比Da的运算。
在图42中示出用于说明bB模式中的电源系统内的功率流的示意图。
参照图42，在bB模式中，为了将输出电压VH控制为电压指令值VH*所需要的电力指令值PH*全部分配给直流电源10b。即，负载电力PL仅由直流电源10b提供。另外，由于固定为循环电力值Pr＝0，不产生直流电源10a、10b之间的充放电。
在bB模式中，也能够将提供给限制器230的电力上限值PHmax和电力下限值PHmin设定为与直流电源10b的电力上限值Pbmax和电力下限值Pbmin同等。由此，能可靠地将电力指令值Pb*限制在Pbmax～Pbmin的范围内。另外，在bB模式中，限制在Pbmin≤PL≤Pbmax的范围内而生成负载30的工作指令。结果，能够保护单独使用的直流电源10b免受过电力的危害。另外，在bB模式中，通过对直流电源10b的电流Ib进行反馈控制，与通过直接对直流电压VH进行反馈控制来进行消除的控制相比，能够迅速地消除产生的电压偏差ΔVH。
接着，说明SB模式中的控制工作。
在图43中示出用于说明SB模式中的电源系统内的功率流动的示意图。
参照图43，在SB模式中，在直流电源10a及直流电源10b串联连接的状态下，在与电力线20(负载30)之间执行双方向的DC/DC转换。因此，流经直流电源10a和直流电源10b的电流是共同的(Ia＝Ib)。因此，不能够直接控制直流电源10a的输出电力Pa和直流电源10b的输出电力Pb。即，SB模式中的电力Pa、Pb之比利用电压Va、Vb之比，按照上述式(4)来自动地决定。
再次参照图41，在SB模式中，按照根据式(4)求出的式(22)，基于直流电源10a、10b的电压Va、Vb的当前值(检测值)设定电力分配比率k。
k＝Va/(Va+Vb) …(22)
此外，在SB模式中，由于不能够进行在直流电源10a、10b间的充放电，所以设定为循环电力值Pr＝0。
由此，在图37的构成中，与SB模式同样地，基于输出电压VH的电压偏差ΔVH设定总电力指令值PH*。总电力指令值PH*能够由限制器230设定在PHmax～PHmin的范围内。进一步，按照式(11)，按照电力分配比率k将总电力指令值PH*分配为电力指令值Pa*和电力指令值Pb*，所述电力分配比率k基于串联连接的直流电源10a、10b之间的当前的电压Va、Vb。这时，利用限制器260将电力指令值Pa*限制在Pamax～Pamin的范围内。
如图43所示，在SB模式中，由于Ia＝Ib，仅在直流电源10a、10b的一方执行电流反馈控制。例如，对能够直接限制电力指令值的、即严格地进行保护而免受过电力的危害的直流电源10a执行电流反馈控制。
再次参照图38，与PB模式同样地，电流控制部300通过式(12)所示的反馈控制、基于式(19)所示的电压比的前馈控制，算出占空比Da(Da＝Dfba+Dfba)，所述反馈控制是基于按照电力指令值Pa*设定的电流指令值Ia*与电流Ia的检测值的电流偏差的控制。
另一方面，在电流控制部310中，通过将控制运算部316中的控制增益、具体而言是式(20)中的Kp、Ki设为零，从而将电流反馈控制设为不执行。因此，电流控制部310仅通过基于电压Vb的前馈控制，算出占空比Db(Db＝Dffb)。FF控制量Dffb能够按照式(21)设定。
PWM控制部400通过脉冲宽度调制控制生成开关元件S1～S4的控制信号SG1～SG4，所述脉冲宽度调制控制是基于由电流控制部300、310设定的占空比Da、Db和来自载波发生部410的载波CWa、CWb的控制。如上所述，在SB模式中，通过将在实施方式1的变形例中说明的载波相位差控制进行组合，也能够使用控制脉冲信号SDa(/SDa)和控制脉冲信号SDb(/SDb)(图35)，生成SB模式中的控制信号SG1～SG4。
进一步，由于能够通过直流电源10a的电流反馈控制运算占空比Da，与通过输出电压VH的反馈控制运算占空比(Dc)的控制相比，能够迅速地消除SB模式中的电压偏差ΔVH。另外，由于通过使控制运算在各工作模式间共同化，能够顺畅地切换工作模式，能够进一步提高控制性。
这样，根据本实施方式2的电力转换器控制，对于图1所示的电力转换器50的控制工作，能够在属于升压模式的各工作模式间共有图37和图38所示的控制构成，所述升压模式将输出电压VH控制为电压指令值VH*。
具体而言，通过在工作模式间切换电力分配比率k、电流控制部300、310的控制增益，能够在各工作模式间应用按照图37和图38的共同的控制运算。因此，能够减轻选择性地应用多个工作模式的电力转换器50的控制中的控制运算负载。
此外，在本实施方式中，记载了混合动力车辆1000作为搭载了具有发电机构的驱动系统的电动车辆的一例，但本发明的应用不限定于这样的情况。即，在本发明的应用中，只要具有能够在车辆行驶期间或停车期间主动地产生直流电源10a、10b的充电电力的机构(发电机构)，搭载在电动车辆的驱动系统的构成能够设为任意。此外，为了构成发电机构，需要在电动车辆搭载与利用多个直流电源的电力产生车辆驱动力的电动发电机独立的动力源(例如，本实施方式例示的发动机或燃料电池等)。即，电动车辆包括搭载发动机和电动机(电动发电机)的混合动力车辆和不搭载发动机的燃料电池车双方。例如，在燃料电池车中，能够反映本实施方式的SOC控制(充放电要求电力值Pchg)而设定燃料电池的工作指令(输出电力指令)。
另外，在向混合动力车辆的应用中，包含电动发电机的配置个数在内，驱动系统的构成也不限定于应用了通过行星齿轮实现的动力分配机构的本实施方式的例示。
例如，即使是配置了发动机和仅一个电动发电机的构成，也能够通过设置特定模式产生来直流电源的充电电力，所述特定模式通过在车辆行驶期间输出电动发电机成为行驶负载的负转矩而进行发电。在该情况下，在上述特定模式中，使用用于产生车辆驱动力的电动发电机构成发电机构。这样，发电机构不一定是与行驶用电动发电机独立的要素。此外，在该特定模式中，与本实施方式同样地，能够控制为发动机输出用于车辆行驶的要求功率与直流电源的充电要求功率的合计功率。
或者，在搭载发动机和多个电动发电机的构成中，也可以设为与行驶用电动发电机独立地设置利用发动机输出的发电专用电动发电机的构成。在该情况下，也能够反映本实施方式的SOC控制(充放电要求电力值Pchg)而设定发动机和电动发电机的工作指令。
此外，在本实施方式中，例示了在两个直流电源10a、10b与共同的电力线20之间执行DC/DC转换的电力转换器50#，但电力转换器的构成也不限定于这样的例子。即，只要连接在任意多个直流电源与电力线之间的电力转换器构成为通过应用多个直流电源与电力线之间的电力转换方式不同的多个工作模式中的一个工作模式来工作，从而控制电力线的电压，则在该电力转换器用于电动车辆的电源系统的情况下，就能够应用本发明，所述电力线与搭载在电动车辆的负载连接，。
应该认为：此次公开的实施方式中所有的点均为例示而不是限制性的。本发明的范围不是上述说明，意图包括由权利要求的范围示出的、与权利要求的范围同等的意思及范围内的所有的变更。

Claims (7)

1.一种电动车辆的电源系统，其将电动车辆的驱动系统作为负载，所述驱动系统构成为包括用于产生车辆驱动力的第一电动发电机，所述电源系统具备：
与所述负载电连接的电力线；
多个直流电源；
电力转换器，其连接在所述多个直流电源与所述电力线之间；以及
控制装置，其用于控制所述负载和所述电力转换器的工作，
所述负载构成为具有发电机构，所述发电机构用于根据来自所述控制装置的工作指令，发电产生用于在车辆行驶期间或停车期间对所述多个直流电源进行充电的电力，
所述电力转换器包括多个开关元件，并且，构成为通过应用所述多个直流电源与所述电力线之间的电力转换的方式不同的多个工作模式中的一个工作模式来进行工作，从而控制所述电力线的电压，
所述多个工作模式包括：
第一模式，通过所述多个开关元件的接通断开控制，以使所述多个直流电源并联的方式，在所述多个直流电源与所述电力线之间执行直流电压转换；和
第二模式，通过所述多个开关元件的接通断开控制，在所述多个直流电源串联连接的状态下，在所述多个直流电源与所述电力线之间执行直流电压转换，
所述控制装置包括：
充放电控制部，其用于根据所述多个直流电源的状态，设定所述多个直流电源整体的充放电要求电力；和
工作指令生成部，其用于生成所述负载的工作指令，以确保基于所述电动车辆的行驶状态的驱动要求功率和所述充放电要求电力，
所述多个直流电源包括容量不同的第一直流电源和第二直流电源，
所述充放电控制部在所述第一模式中设定所述充放电要求电力，以使得所述第一直流电源和所述第二直流电源各自的SOC接近控制目标，另一方面，在所述第二模式中，设定所述充放电要求电力，以使得所述第一直流电源和所述第二直流电源中容量小的直流电源的SOC接近控制目标。
2.一种电动车辆的电源系统，其将电动车辆的驱动系统作为负载，所述驱动系统构成为包括用于产生车辆驱动力的第一电动发电机，所述电源系统具备：
与所述负载电连接的电力线；
多个直流电源；
电力转换器，其连接在所述多个直流电源与所述电力线之间；以及
控制装置，其用于控制所述负载和所述电力转换器的工作，
所述负载构成为具有发电机构，所述发电机构用于根据来自所述控制装置的工作指令，发电产生用于在车辆行驶期间或停车期间对所述多个直流电源进行充电的电力，
所述电力转换器包括多个开关元件，并且，构成为通过应用所述多个直流电源与所述电力线之间的电力转换的方式不同的多个工作模式中的一个工作模式来进行工作，从而控制所述电力线的电压，
所述控制装置包括：
充放电控制部，其用于根据所述多个直流电源的状态，设定所述多个直流电源整体的充放电要求电力；和
工作指令生成部，其用于生成所述负载的工作指令，以确保基于所述电动车辆的行驶状态的驱动要求功率和所述充放电要求电力，
所述充放电控制部根据所述工作模式，切换所述充放电要求电力的设定，
所述多个直流电源包括容量不同的第一直流电源和第二直流电源，
所述多个开关元件包括：
第一开关元件，其电连接在第一节点与所述电力线之间；
第二开关元件，其电连接在第二节点与所述第一节点之间；
第三开关元件，其电连接在第三节点和所述第二节点之间，所述第三节点与所述第二直流电源的负极端子电连接；以及
第四开关元件，其电连接在所述第一直流电源的负极端子与所述第三节点之间，
所述电力转换器还包括：
第一电抗器，其电连接在所述第二节点与所述第一直流电源的正极端子之间；和
第二电抗器，其电连接在所述第一节点与所述第二直流电源的正极端子之间，
所述多个工作模式包括：
第一模式，通过所述第一开关元件～所述第四开关元件的接通断开控制，以使所述第一直流电源和所述第二直流电源并联的方式，在所述第一直流电源及所述第二直流电源与所述电力线之间执行直流电压转换；和
第二模式，通过将所述第三开关元件固定为接通，并且，对所述第一开关元件、所述第二开关元件以及所述第四开关元件进行接通断开控制，从而在所述第一直流电源和所述第二直流电源串联连接的状态下，在所述第一直流电源及所述第二直流电源与所述电力线之间执行直流电压转换，
所述充放电控制部在所述第一模式中设定所述充放电要求电力，以使得所述第一直流电源和所述第二直流电源各自的SOC接近控制目标，另一方面，在所述第二模式中，设定所述充放电要求电力，以使得所述第一直流电源和所述第二直流电源中容量小的直流电源的SOC接近控制目标。
3.根据权利要求2所述的电动车辆的电源系统，
所述多个工作模式还包括第三模式，所述第三模式将所述第一开关元件～所述第四开关元件的接通断开固定，维持所述第一直流电源和所述第二直流电源相对于所述电力线串联连接的状态，
所述充放电控制部在所述第三模式中设定所述充放电要求电力，以使得所述容量小的直流电源的SOC接近控制目标。
4.根据权利要求3所述的电动车辆的电源系统，
所述多个工作模式包括：
第四模式，通过所述第一开关元件～所述第四开关元件的接通断开控制，在所述第一直流电源和所述第二直流电源的一方的直流电源与所述电力线之间执行直流电压转换，并且，维持所述第一直流电源和所述第二直流电源的另一方的直流电源与所述电力线电断开的状态；和
第五模式，将所述第一开关元件～所述第四开关元件的接通断开固定，维持所述第一直流电源和所述第二直流电源的一方的直流电源与所述电力线电连接、而所述第一直流电源和所述第二直流电源的另一方的直流电源与所述电力线电断开的状态，
所述充放电控制部在所述第四模式和所述第五模式中各自设定所述充放电要求电力，以使得所述一方的直流电源的SOC接近控制目标。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的电动车辆的电源系统，
当在所述第一直流电源或所述第二直流电源中当前的SOC达到控制上限值或控制下限值时，所述控制装置强制地选择所述第一模式。
6.根据权利要求1所述的电动车辆的电源系统，
所述控制装置包括：
控制运算部，其用于根据所述电力线的电压检测值与电压指令值的偏差，算出所述多个直流电源整体相对于电力线的整体输入输出电力；
电力分配比设定部，其用于根据所述工作模式的变更，切换所述多个直流电源间的电力分配比；
电力指令值运算部，其用于按照所述整体输入输出电力和所述电力分配比，设定所述多个直流电源各自的电力指令值；
电流控制部，其用于针对所述多个直流电源的每一个，基于电流检测值相对于将所述电力指令值除以输出电压而得到的电流指令值的偏差，运算用于对来自该直流电源的输出进行控制的占空比；以及
脉冲宽度调制部，其用于根据控制脉冲信号，生成所述多个开关元件的接通断开控制信号，所述控制脉冲信号是按照脉冲宽度调制而得到的，所述脉冲宽度调制是通过针对所述多个直流电源的每一个运算出的所述占空比与载波的比较来实现的。
7.根据权利要求2～4中任一项所述的电动车辆的电源系统，
所述控制装置包括：
控制运算部，其用于根据所述电力线的电压检测值与电压指令值的偏差，算出所述第一直流电源和所述第二直流电源整体相对于电力线的整体输入输出电力；
电力分配比设定部，其用于根据所述工作模式的变更，切换所述第一直流电源和所述第二直流电源间的电力分配比；
电力指令值运算部，其用于按照所述整体输入输出电力和所述电力分配比，设定所述第一直流电源的第一电力指令值和所述第二直流电源的第二电力指令值；
第一电流控制部，其用于根据所述第一直流电源的电流检测值相对于将所述第一电力指令值除以所述第一直流电源的输出电压而得到的第一电流指令值的偏差，运算用于对来自所述第一直流电源的输出进行控制的第一占空比；
第二电流控制部，其用于根据所述第二直流电源的电流检测值相对于将所述第二电力指令值除以所述第二直流电源的输出电压而得到的第二电流指令值的偏差，运算用于对来自所述第二直流电源的输出进行控制的第二占空比；以及
脉冲宽度调制部，其用于根据第一控制脉冲信号和第二控制脉冲信号来生成所述第一开关元件～所述第四开关元件的接通断开控制信号，所述第一控制脉冲信号和所述第二控制脉冲信号是分别按照通过第一载波与所述第一占空比的比较、以及第二载波与所述第二占空比的比较来实现的脉冲宽度调制而得到的。
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