WO2014133155A1 - 統合アンテナ、及び、その製造方法 - Google Patents

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WO2014133155A1
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loop antenna
radiating element
annular radiating
integrated
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佑一郎 山口
千葉　洋
博育 田山
官　寧
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株式会社フジクラ
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    • H01Q1/27—Adaptation for use in or on movable bodies
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    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/378—Combination of fed elements with parasitic elements
    • H01Q5/385—Two or more parasitic elements

Definitions

  • the present invention relates to an integrated antenna obtained by integrating a plurality of antennas.
  • the present invention relates to an integrated antenna in which at least two loop antennas are integrated. Moreover, it is related with the manufacturing method.
  • antennas that operate in various frequency bands are required.
  • FM / AM broadcasting Satellite Digital Audio Radio Service
  • DAB Digital Audio Broadcast
  • DTV Digital Television
  • GPS Global Positioning System
  • VICS registered trademark
  • ETC Electronic Toll Collection
  • antennas that operate in different frequency bands are often realized as separate antenna devices.
  • an FM / AM broadcast antenna is realized as a whip antenna placed on a roof top
  • a digital terrestrial broadcast antenna is realized as a film antenna attached to a windshield.
  • the integrated antenna refers to an antenna device including a plurality of antennas that operate in different frequency bands.
  • the integrated antenna described in Patent Document 1 is an integrated SDARS antenna and GPS antenna.
  • the integrated antenna described in Patent Document 1 employs a configuration in which SDARS antennas and GPS antennas configured as planar antennas are arranged side by side on an antenna base.
  • the integrated antenna that integrates at least two loop antennas has the following problems.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to realize miniaturization of an integrated antenna obtained by integrating at least two loop antennas without deteriorating the characteristics of each loop antenna. It is in.
  • an integrated antenna is a first loop antenna having a first annular radiating element and a second loop antenna having a second annular radiating element, and having a resonance frequency.
  • a second loop antenna having a frequency lower than the resonance frequency of the first loop antenna, and the second annular radiating element surrounds the first annular radiating element. It is arranged on the same plane as the annular radiating element.
  • an integrated antenna that is smaller than the conventional one can be realized without deteriorating the characteristics of each loop antenna.
  • FIG. 1 is a perspective view showing a current distribution (simulation result) formed when a high frequency current of 2.35 GHz is inputted to the first loop antenna.
  • (B) is a perspective view showing a current distribution (simulation result) obtained when a high frequency current of 1.575 GHz is input to the second loop antenna.
  • (A) is a graph which shows the VSWR characteristic (simulation result) of a 1st loop antenna.
  • (B) is a graph which shows the VSWR characteristic (simulation result) of a 2nd loop antenna. It is the photograph of the integrated antenna used for experiment.
  • (A) is a graph showing a VSWR characteristic (experimental result) of the first loop antenna and a VSWR characteristic (experimental result) of the second loop antenna.
  • (B) is a graph which shows the radiation pattern (direction dependence of circular polarization radiation gain) of the 2nd loop antenna.
  • (C) is a graph showing the radiation pattern of the first loop antenna (the direction dependency of the circularly polarized radiation gain). It is a graph which shows the radiation pattern (direction dependence of the right-handed circular polarization radiation gain and the left-handed circular polarization radiation gain) of the first loop antenna.
  • (A) and (b) are the radiation patterns in the state integrated with the second loop antenna (Example), and (c) and (d) are in the state not integrated with the second loop antenna. It is a radiation pattern (comparative example). Note that (a) and (c) are radiation patterns on the yz plane, and (b) and (d) are radiation patterns on the zx plane. It is a top view which shows the structure of the integrated antenna which concerns on the Example of this invention. (A) shows the configuration of the integrated antenna before deformation, (b) shows the configuration of the integrated antenna obtained by modifying the inner periphery of the first loop antenna, and (c) shows the first loop.
  • transformed the inner peripheral side and outer peripheral side of the antenna is shown, (d) has shown the structure of the integrated antenna which deform
  • FIG. 1 is a plan view showing the configuration of the integrated antenna 1.
  • the integrated antenna 1 includes a first loop antenna 11, a first parasitic element 12, a second loop antenna 13, and a second parasitic element 14.
  • the first loop antenna 11, the first parasitic element 12, the second loop antenna 13, and the second parasitic element 14 are configured by a conductive foil (for example, a copper foil), and a dielectric It is formed on the surface (same surface) of the body film (not shown).
  • the first loop antenna 11 has a first annular radiating element 11a.
  • a strip-shaped conductor that passes over a circle may be an ellipse
  • the first annular radiating element 11a constitutes an open loop in which the 9 o'clock direction (x-axis negative direction) is opened as viewed from the center of the circle. That is, both ends of the first annular radiating element 11a face each other in the 9 o'clock direction when viewed from the center of the circle.
  • the first loop antenna 11 further includes two feeding paths 11b to 11c and two short-circuit portions 11d to 11e.
  • the first feeding path 11b is constituted by a strip-shaped conductor extending from one end (the end on the y-axis positive direction side) of the annular radiating element 11a toward the approximate center of the circle.
  • a first feeding point 11q to which a coaxial cable (for example, its inner conductor) is connected is disposed at the tip of the first feeding path 11b.
  • the second feeding path 11c is constituted by a strip-shaped conductor extending from the other end (end on the negative side of the y-axis) of the annular radiating element 11a toward the approximate center of the circle.
  • a second feeding point 11p to which a coaxial cable (for example, an outer conductor thereof) is connected is disposed at the tip of the second feeding path 11c.
  • the first short-circuit portion 11d includes a point on the annular radiating element 11a, in particular, a point located in the 0 o'clock direction (y-axis positive direction) when viewed from the center of the circle, and the tip of the first power supply path 11b. Is constituted by a linear strip-shaped conductor.
  • the second short-circuit portion 11e includes a point on the annular radiating element 11a, in particular, a point located in the 6 o'clock direction (y-axis negative direction) when viewed from the center of the circle, and the tip of the second feeding path 11c. Is constituted by a linear strip-shaped conductor.
  • the first loop antenna 11 is accompanied by a first parasitic element 12.
  • the first parasitic element 12 is constituted by one conductor piece and is disposed outside the first loop antenna 11 (inside the second loop antenna 13).
  • the inner periphery of the first parasitic element 12 faces the outer periphery of the first annular radiating element 11a in the direction from 0 o'clock to 3 o'clock and the direction from 6 o'clock to 9 o'clock as viewed from the center of the circle ( Capacitively coupled).
  • the second loop antenna 13 has a second annular radiating element arranged on the same plane as the first annular radiating element 11a so as to capture the first annular radiating element 11a (second loop antenna 13). Since the second element is only the second annular radiating element, hereinafter, the second annular radiating element is also denoted by reference numeral 13). In the present embodiment, a strip-shaped conductor that passes over a square (may be a rectangle) is used as the second annular radiating element 13.
  • the second annular radiating element 13 constitutes an open loop in which the direction of 0 o'clock is opened when viewed from the center of the square. That is, both ends of the second annular radiating element 13 face each other in the direction of 0 o'clock as viewed from the center of the square.
  • the second annular radiating element 13 includes: (1) a first straight portion 13a extending in the negative x-axis direction; and (2) a second linear portion extending in the negative y-axis direction from the end of the first straight portion 13a.
  • the first straight line portion 13a and the fifth straight line portion 13e are arranged on the same straight line, and the start end of the first straight line portion 13a and the end point of the fifth straight line portion 13e face each other.
  • a first feeding point 13p to which a coaxial cable (for example, an inner conductor thereof) is connected is disposed at one end (the end on the x-axis negative direction side) of the second annular radiating element 13.
  • a second feeding point 13q to which a coaxial cable (for example, an outer conductor thereof) is connected is disposed at the other end (the end on the x-axis positive direction side) of the second annular radiating element 13.
  • the second loop antenna 13 is accompanied by a second parasitic element 14.
  • the second parasitic element 14 includes two conductor pieces 14a to 14b arranged outside the second annular radiating element 13.
  • the inner circumference of the first conductor piece 14a is opposed (capacitively coupled) to the outer circumference of the first linear portion 13a and the second linear portion 13b among the linear portions constituting the second annular radiating element 13.
  • the inner circumference of the second conductor piece 14b is opposed to the outer circumference of the third straight portion 13c (part thereof) and the fourth straight portion 13d (capacitance) among the straight portions constituting the second annular radiating element 13. Join.
  • the first loop antenna 11 can be used as, for example, an SDARS antenna having a resonance frequency in the SDARS band (2320 MHz to 2345 MHz). In this case, the first loop antenna 11 can be arranged in a rectangular area of about 42 mm ⁇ 42 mm.
  • the second loop antenna 13 can be used as a GPS antenna having a resonance frequency in the GPS band (1575.42 ⁇ 1 MHz), for example.
  • the second loop antenna 13 can be arranged in a rectangular area of about 54 mm ⁇ 54 mm.
  • FIG. 2A is a perspective view showing a current distribution formed when a high frequency current of 2.35 GHz is input from the feeding points 11p to 11q.
  • the first loop antenna 11 When a high frequency current of 2.35 GHz is input from the feeding points 11p to 11q, a strong current distribution is formed in the first loop antenna 11 as shown in FIG. This confirms that the first loop antenna has a resonance frequency in the SDARS band, that is, functions as an SDARS antenna.
  • the current distribution formed in the second loop antenna 13 is sufficiently weak as shown in FIG. This means that the influence of the second loop antenna 13 is sufficiently small when the first loop antenna 11 functions as an SDARS antenna.
  • FIG. 2 (b) is a perspective view showing a current distribution obtained when a high frequency current of 1.575 GHz is input from the feeding points 13p to 13q.
  • the second loop antenna 13 When a high frequency current of 1.575 GHz is input from the feeding points 13p to 13q, a strong current distribution is formed in the second loop antenna 13 as shown in FIG. This confirms that the second loop antenna has a resonance frequency in the GPS band, that is, functions as a GPS antenna.
  • the current distribution formed in the first loop antenna 11 is sufficiently weak as shown in FIG. 2 (b). This means that the influence of the first loop antenna 11 is sufficiently small when the second loop antenna 13 functions as a GPS antenna.
  • FIG. 3A is a graph showing the VSWR characteristics of the first loop antenna 11.
  • a plot indicated by a black circle is a VSWR characteristic in a state integrated with the second loop antenna 13
  • a plot indicated by a white triangle indicates the second loop antenna 13 and It is a VSWR characteristic in the state which is not integrated.
  • the VSWR value in the SDARS band is suppressed to 4 or less in the first loop antenna 11 regardless of whether or not the second loop antenna 13 is integrated. That is, it can be confirmed from FIG. 3A that the first loop antenna 11 uses the SDARS band as an operating band, and that this property is not impaired even when the first loop antenna 11 is integrated with the second loop antenna 13.
  • FIG. 3B is a graph showing the VSWR characteristics of the second loop antenna 13.
  • a plot indicated by a black circle is a VSWR characteristic in a state integrated with the first loop antenna 11
  • a plot indicated by a white triangle indicates the first loop antenna 11 and the plot. It is a VSWR characteristic in the state which is not integrated.
  • the VSWR value in the SDARS band is suppressed to 3 or less in the second loop antenna 13 regardless of whether or not it is integrated with the first loop antenna 11. That is, it can be confirmed from FIG. 3B that the second loop antenna 13 uses the GPS band as the operating band, and that this property is not impaired even when the second loop antenna 13 is integrated with the first loop antenna 11.
  • FIG. 4 is a photograph of the integrated antenna 1 used in the experiment. As shown in FIG. 4, the integrated antenna 1 used in the experiment is configured in exactly the same way as the integrated antenna 1 shown in FIG.
  • FIG. 5A shows the VSWR characteristic (denoted as “SDARS” in the figure) of the first loop antenna 11 and the VSWR characteristic (denoted as “GPS” in the figure) of the second loop antenna 13. It is a graph. These graphs are all obtained in a state where they are integrated with the other loop antenna.
  • the first loop antenna 11 is actually suppressed to a VSWR value of 3 or less in the SDARS band
  • the second loop antenna 13 is actually In addition, it is confirmed that the VSWR value in the GPS band is suppressed to 4 or less.
  • FIG. 5B is a graph showing the direction dependency of the circularly polarized radiation gain on the yz plane (see FIG. 1) of the second loop antenna 13.
  • ⁇ is an angle formed with the z-axis positive direction (see FIG. 1), and the unit of the circularly polarized radiation gain is dBic.
  • FIG. 5 (b) confirms that the circularly polarized radiation gain of the second loop antenna 13 has a sufficiently high value (a value that can be practically used) in almost all directions.
  • FIG. 5C is a graph showing the direction dependency of the circularly polarized radiation gain on the yz plane (see FIG. 1) of the first loop antenna 11.
  • ⁇ is an angle formed with the z-axis positive direction (see FIG. 1), and the unit of the circularly polarized radiation gain is dBic.
  • FIG. 5 (c) confirms that the circularly polarized radiation gain of the first loop antenna 11 has a sufficiently high value (a value that can be practically used) in all directions.
  • the first loop antenna 11 uses the SDARS band as an operating band, and this property is not impaired even when the first loop antenna 11 is integrated with the second loop antenna 13. Further, the second loop antenna 13 uses the GPS band as an operating band, and this property is not impaired even when the second loop antenna 13 is integrated with the first loop antenna 11.
  • the presence of the first loop antenna 11 affects the characteristics of the second loop antenna 13, and the presence of the second loop antenna 13 affects the characteristics of the first loop antenna 11. There is no denying that.
  • the axial ratio of the first loop antenna 11 is improved by integrating with the second loop antenna 13. That is, by combining the first loop antenna 11 and the second loop antenna 13 as shown in FIG. 1, there is a new effect that the axial ratio of the first loop antenna 11 is improved.
  • FIG. 6A shows the left-handed circular polarization gain (LHCP) and right-handed circular polarization gain (RHCP) in the zx plane (see FIG. 1)
  • FIG. 6B shows the yz-plane (FIG. 1).
  • LHCP left-handed circular polarization gain
  • RHCP right-handed circular polarization gain
  • FIGS. 6 (c) to 6 (d) show the direction dependence of the circularly polarized radiation gain of the first loop antenna 11 at 2340 MHz obtained in a state where it is not integrated with the second loop antenna 13.
  • FIG. It is a graph which shows.
  • FIG. 6C shows the left-handed circular polarization gain (LHCP) and right-handed circular polarization gain (RHCP) in the zx plane (see FIG. 1)
  • FIG. 6D shows the yz-plane (FIG. 1).
  • LHCP left-handed circular polarization gain
  • RHCP right-handed circular polarization gain
  • the circularly polarized radiation gain in the zx plane of the first loop antenna 11 is obtained by integrating with the second loop antenna 13. It can be seen that the right-handed circularly polarized radiation gain can be reduced while the left-handed circularly polarized radiation gain is kept substantially constant. That is, by integrating with the second loop antenna 13, it can be seen that the axial ratio is improved with respect to the circularly polarized radiation gain in the zx plane of the first loop antenna 11.
  • the circularly polarized radiation in the yz plane of the first loop antenna 11 is obtained by integrating with the second loop antenna 13. It can be seen that the right-handed circularly polarized radiation gain can be reduced while the left-handed circularly polarized radiation gain is kept substantially constant. That is, by integrating with the second loop antenna 13, it can be seen that the axial ratio is improved with respect to the circularly polarized radiation gain in the yz plane of the first loop antenna 11.
  • the reason why the axial ratio of the first loop antenna 11 is improved in this way is that the second loop antenna 13 functions as a parasitic element for the first loop antenna 11, and as a result, It is conceivable that the phase difference between the longitudinal current and the transverse current in the first loop antenna 11 is adjusted.
  • the first parasitic element 12 is interposed between the radiating element of the first loop antenna 11 and the radiating element of the second loop antenna 13. For this reason, even if the inner peripheral side and / or the outer peripheral side of the radiating element of the first loop antenna 11 are deformed in order to adjust the resonance frequency of the first loop antenna 11, the effect is affected by the second loop antenna. There is no concern over 13 resonance frequencies. Similarly, even if the outer peripheral side of the radiating element of the second loop antenna 13 is deformed in order to adjust the resonance frequency of the second loop antenna 13, the influence reaches the resonance frequency of the first loop antenna 11. There is no concern. Therefore, the integrated antenna 1 has a manufacturing merit that the resonance frequency of the first loop antenna 11 and the resonance frequency of the second loop antenna 13 can be adjusted independently of each other. Hereinafter, this point will be confirmed with reference to FIG.
  • FIG. 7 is a plan view showing the configuration of the integrated antenna 1 according to the embodiment of the present invention, and FIG. 7A shows the configuration of the integrated antenna 1 before deformation.
  • the resonance frequency of the first loop antenna 11 is 1.90 GHz
  • the resonance frequency of the second loop antenna 13 is 1.96 GHz.
  • FIG. 7B shows a configuration of the integrated antenna 1 in which the inner circumference side of the first loop antenna 11 is modified. Specifically, as shown in FIG. 7B, the conductor piece 11f is added to the inner peripheral side of the radiating element of the first loop antenna 11.
  • the resonance frequency of the first loop antenna 11 is 2.11 GHz
  • the resonance frequency of the second loop antenna 13 is 1.96 GHz. That is, it has been confirmed that the resonance frequency of the second loop antenna 13 does not fluctuate even when the resonance frequency of the first loop antenna 11 is changed by the above modification.
  • FIG. 7C shows the configuration of the integrated antenna 1 in which the inner circumference side and the outer circumference side of the first loop antenna 11 are modified. Specifically, as shown in FIG. 7 (c), a modification was performed in which a conductor piece 11f, a part of which protrudes from the outer peripheral side of the radiation element of the first loop antenna 11, was added.
  • the resonance frequency of the first loop antenna 11 is 1.69 GHz
  • the resonance frequency of the second loop antenna 13 is 1.96 GHz. That is, it has been confirmed that the resonance frequency of the second loop antenna 13 does not fluctuate even when the resonance frequency of the first loop antenna 11 is changed by the above modification.
  • FIG. 7D shows the configuration of the integrated antenna 1 in which the outer periphery of the second loop antenna 13 is modified. Specifically, as shown in FIG. 7D, the conductor piece 13f and the conductor piece 13g were added to the outer peripheral side of the radiating element of the second loop antenna 13.
  • the resonance frequency of the second loop antenna 13 is 1.82 GHz
  • the resonance frequency of the first loop antenna 11 is 1.90 GHz. That is, it has been confirmed that the resonance frequency of the first loop antenna 11 does not fluctuate even if the resonance frequency of the second loop antenna 13 is changed by the above modification.
  • FIG. 8 is a plan view showing the configuration of the integrated antenna 1 according to the embodiment of the present invention, and FIG. 8A shows the configuration of the integrated antenna 1 before deformation.
  • the integrated antenna 1 shown in FIG. 8 has the same configuration as the integrated antenna 1 shown in FIG. 7 except that the first parasitic element 12 and the second parasitic element 14 are not provided.
  • the resonance frequency of the first loop antenna 11 is 1.50 GHz
  • the resonance frequency of the second loop antenna 13 is 1.30 GHz.
  • FIG. 8B shows a configuration of the integrated antenna 1 in which the inner circumference side of the first loop antenna 11 is modified. Specifically, as shown in FIG. 8B, a modification was performed in which a conductor piece 11f, a conductor piece 11g, and a conductor piece 11h were added to the inner peripheral side of the radiating element of the first loop antenna 11.
  • the resonance frequency of the first loop antenna 11 is 0.79 GHz
  • the resonance frequency of the second loop antenna 13 is 1.30 GHz. That is, it has been confirmed that the resonance frequency of the second loop antenna 13 does not fluctuate even when the resonance frequency of the first loop antenna 11 is changed by the above modification.
  • the integrated antenna 1 is suitable for mounting on a vehicle-mounted antenna device.
  • Such an antenna device 2 will be described with reference to FIG.
  • FIG. 9 is a perspective view showing a schematic configuration of such an antenna device 2.
  • the antenna device 2 includes a base portion 21, a spacer 22, and a radome 23, as shown in FIG. In FIG. 9, the antenna device 2 with the radome 23 removed is shown to clarify the internal structure of the antenna device 2.
  • the base portion 21 is a plate-like member having an upper surface and a lower surface that are made of a metal such as aluminum.
  • the base portion 21 is disposed on the roof of the vehicle so that the diagonal line is parallel to the traveling direction of the vehicle.
  • a spacer 22 is placed on the upper surface of the base portion 21.
  • the spacer 22 is a columnar member made of resin, for example, and has a configuration for separating the antenna from the base portion 21.
  • Three regions A1, A2, and A3 for attaching the antenna are provided on the upper surface of the spacer 22.
  • the integrated antenna 1 is attached to a square area A1 provided in the center of the upper surface of the spacer 22.
  • the radome 23 is, for example, a ship bottom-shaped member made of resin, and has a configuration for covering the spacer 22 with the antenna attached to the upper surface.
  • the antenna housed in the sealed space formed by the base portion 21 and the radome 23 is not exposed to rainwater.
  • the region A to which the integrated antenna 1 is attached is arranged so that the diagonal line is parallel to the traveling direction of the vehicle, that is, the diagonal line is parallel to the diagonal line on the upper surface of the base portion 21.
  • the form of the antenna device 2 can be made into a streamlined shape with a sharp front without increasing the size of the antenna device 2.
  • the antenna device 2 can be mounted with an antenna other than the integrated antenna 1 such as a DAB antenna or an LTE antenna.
  • L-shaped regions A2 and A3 provided on the upper surface of the spacer 22 are regions for attaching such an antenna.
  • Examples of antennas other than the integrated antenna 1 suitable for mounting on the antenna device 2 include a monopole antenna and an inverted F antenna.
  • a part of the antenna attached to the region A2 may be attached to the side surface S1 and / or the side surface S2 of the spacer 22.
  • a part of the antenna attached to the region A3 may be attached to the side surface S3 and / or the side surface S4 of the spacer 22.
  • the base part 21 is metal, you may utilize this as a ground plane.
  • the present invention is not limited to this. That is, a configuration in which the second parasitic element 14 is disposed inside the second annular radiating element 13 (between the first annular radiating element 11a) is also possible.
  • the integrated antenna according to the present embodiment is the first loop antenna having the first annular radiating element and the second loop antenna having the second annular radiating element, and the resonance frequency is the above.
  • the second annular radiating element is disposed so as to surround the first annular radiating element, the problem of the configuration in which the two loop antennas are arranged side by side, The problem that the horizontal size of the integrated antenna increases can be avoided.
  • the first annular radiating element and the second annular radiating element are arranged on the same plane, there is a problem that the configuration in which two loop antennas are stacked, That is, it is possible to avoid the problem that the size of the integrated antenna in the vertical direction increases and the problem that the characteristics of the loop antenna on the lower layer side deteriorate. That is, according to the above configuration, an integrated antenna that is smaller than the conventional one can be realized without deteriorating the characteristics of each loop antenna.
  • the experiment conducted by the inventors revealed that the axial ratio of the first loop antenna is improved by arranging the second annular radiating element so as to surround the first annular radiating element. became. That is, according to the above configuration, not only the negative effect of not deteriorating the characteristics of each loop antenna but also the positive effect of improving the axial ratio of the first loop antenna is achieved.
  • the integrated antenna according to the present embodiment is a first parasitic element disposed between the first annular radiating element and the second annular radiating element, and at least a part of the inner periphery thereof is the above-mentioned It is preferable to further include a first parasitic element facing at least a part of the outer periphery of the first annular radiating element.
  • the first loop antenna can function as an antenna suitable for receiving circularly polarized waves such as SDARS by the action of the first parasitic element. Moreover, since the first parasitic element is disposed outside the first annular radiating element, it is possible to add a configuration such as a feeding path and a short-circuit portion to the inside of the annular radiating element.
  • the resonance of the first loop antenna is achieved. Even if the first annular radiating element is deformed to adjust the frequency, the resonance frequency of the second loop antenna does not vary greatly. Further, even if the second annular radiating element is deformed in order to adjust the resonance frequency of the second loop antenna, the resonance frequency of the first loop antenna does not vary greatly. Therefore, according to the above configuration, an integrated antenna that can adjust the resonance frequency of the first loop antenna and the resonance frequency of the second loop antenna independently of each other (that is, easily) is realized. be able to.
  • the first loop antenna extends from each of both ends of the first annular radiating element facing each other toward the center of a region surrounded by the first annular radiating element 2. It is preferable to further include two power supply paths, and two short-circuit portions that short-circuit the tips of the two power supply paths and the points on the first annular radiating element.
  • a coaxial cable can be connected to the ends of the two feeding paths. Accordingly, a problem that may occur when a coaxial cable is connected to both ends of the first annular radiating element, that is, the characteristic of the first loop antenna is caused by the coaxial cable passing through the vicinity of the first annular radiating element. Can be avoided.
  • the variation of the current path formed on the first loop antenna is increased by providing the two short-circuit portions.
  • the bandwidth of the operating band of the first loop antenna the band that is equal to or lower than the VSRW value and a predetermined threshold.
  • the integrated antenna according to the present embodiment is a second parasitic element disposed outside the second annular radiating element, and at least a part of the inner periphery of the integrated antenna is an outer periphery of the second annular radiating element. It is preferable to further include a second parasitic element facing at least a part.
  • the second loop antenna can function as an antenna suitable for receiving circularly polarized waves such as GPS by the action of the second parasitic element.
  • an integrated antenna that is smaller than the conventional antenna can be realized without deteriorating the characteristics of each loop antenna.
  • the integrated antenna manufacturing method includes a step of deforming the first annular radiating element in order to adjust the resonance frequency of the first loop antenna.
  • the first parasitic element is interposed between the second annular radiating element and the first annular radiating element. Therefore, even if the step of deforming the first annular radiating element to adjust the resonance frequency of the first loop antenna is performed, the resonance frequency of the second loop antenna hardly fluctuates. Therefore, according to the above configuration, the resonance frequency of the first loop antenna and the resonance frequency of the second loop antenna can be adjusted independently (that is, easily).
  • the integrated antenna manufacturing method includes a step of deforming the inner peripheral side of the first annular radiating element in order to adjust the resonance frequency of the first loop antenna.
  • the second loop antenna can be used even if the step of changing the shape of the inner peripheral side of the first annular radiating element is performed in order to adjust the resonance frequency of the first loop antenna.
  • the resonance frequency of the filter hardly fluctuates. Therefore, according to the above configuration, the resonance frequency of the first loop antenna can be adjusted independently (that is, easily) from the second loop antenna.
  • the present invention can be widely applied to integrated antennas that operate in two or more different bands.
  • it can be suitably used as an in-vehicle antenna mounted on a vehicle such as an automobile.

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Abstract

　統合アンテナ（１）は、第１の環状放射素子（１１ａ）を有する第１のループアンテナ（１１）と、第２の環状放射素子（１３）を有する第２のループアンテナ（１３）とを備えている。第２の環状放射素子（１３）は、第１の環状放射素子（１３ａ）を取り囲むように、第１の環状放射素子（１３ａ）と同一面上に配置される。

Description

統合アンテナ、及び、その製造方法
　本発明は、複数のアンテナを統合した統合アンテナに関する。特に、少なくとも２つのループアンテナを統合した統合アンテナに関する。また、その製造方法に関する。
　無線通信の用途拡大に伴い、種々の周波数帯域で動作するアンテナが求められている。例えば、自動車等の車両に搭載される車載用アンテナとしては、ＦＭ／ＡＭ放送、ＳＤＡＲＳ（Satellite Digital Audio Radio Service）、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcast）、ＤＴＶ（Digital Television）、ＧＰＳ（Global Positioning System）、ＶＩＣＳ（登録商標）（Vehicle Information and Communication System）、ＥＴＣ（Electronic Toll Collection）等の周波数帯域で動作するアンテナが求められている。
　従来、相異なる周波数帯域で動作するアンテナは、別体のアンテナ装置として実現されることが多かった。例えば、ＦＭ／ＡＭ放送用のアンテナは、ルーフトップに載せ置くホイップアンテナとして実現され、地上デジタル放送用のアンテナは、フロントガラスに貼り付けるフィルムアンテナとして実現されるといった具合である。
　しかし、自動車においてアンテナ装置を取り付け可能な部位は限られている。また、取り付けるアンテナ装置の個数が増えると、意匠が損なわれたり、取り付けコストが増大したりするといった問題を生じる。このような問題を回避するためには、統合アンテナの使用が効果的である。ここで、統合アンテナとは、相異なる周波数帯域で動作する複数のアンテナを備えたアンテナ装置のことを指す。
　このような統合アンテナとしては、例えば、特許文献１に記載のものが知られている。特許文献１に記載の統合アンテナは、ＳＤＡＲＳアンテナとＧＰＳアンテナとを統合したものである。特許文献１に記載の統合アンテナにおいては、平面アンテナとして構成されたＳＤＡＲＳアンテナ及びＧＰＳアンテナを、アンテナベース上に横並びに配置する構成が採用されている。
米国特許出願公開第２００８／００５５１７１号明細書
　少なくとも２つのループアンテナを統合した統合アンテナには、以下のような問題があった。
　すなわち、特許文献１に記載の統合アンテナに習って、これら２つのループアンテナを横並びに配置する構成を採用した場合、統合アンテナの水平方向の大型化が避けられないという問題があった。
　一方、これらの２つのループアンテナを縦並びに配置する（積層する）構成を採用した場合、統合アンテナの垂直方向の大型化が避けられないという問題があった。また、ＳＤＡＲＳアンテナとＧＰＳアンテナとのように、同一方向（この場合にはいずれも天頂方向）から到来する電磁波を受信する２つのアンテナを積層した場合、下層側のアンテナの特性が悪化する懸念があった。何故なら、下層側のアンテナで受信するべき電磁波の一部が上層側のアンテナによって遮蔽されてしまうからである。
　本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、少なくとも２つのループアンテナを統合した統合アンテナにおいて、各ループアンテナの特性を悪化させることなく、その小型化を実現することにある。
　上記課題を解決するために、本発明に係る統合アンテナは、第１の環状放射素子を有する第１のループアンテナと、第２の環状放射素子を有する第２のループアンテナであって、共振周波数が上記第１のループアンテナの共振周波数よりも低い第２のループアンテナと、を備えており、上記第２の環状放射素子は、上記第１の環状放射素子を取り囲むように、上記第１の環状放射素子と同一面上に配置されている、ことを特徴とする。
　本発明によれば、各ループアンテナの特性を悪化させることなく、従来よりも小型の統合アンテナを実現することができる。
本発明の一実施形態に係る統合アンテナの構成を示す平面図である。 （ａ）は、第１のループアンテナに２．３５ＧＨｚの高周波電流を入力した場合に形成される電流分布（シミュレーション結果）を示す斜視図である。（ｂ）は、第２のループアンテナに１．５７５ＧＨｚの高周波電流を入力した場合に得られる電流分布（シミュレーション結果）を示す斜視図である。 （ａ）は、第１のループアンテナのＶＳＷＲ特性（シミュレーション結果）を示すグラフである。（ｂ）は、第２のループアンテナのＶＳＷＲ特性（シミュレーション結果）を示すグラフである。 実験に用いた統合アンテナの写真である。 （ａ）は、第１のループアンテナのＶＳＷＲ特性（実験結果）と第２のループアンテナのＶＳＷＲ特性（実験結果）と示すグラフである。（ｂ）は、第２のループアンテナの放射パターン（円偏波放射利得の方向依存性）を示すグラフである。（ｃ）は、第１のループアンテナの放射パターン（円偏波放射利得の方向依存性）を示すグラフである。 第１のループアンテナの放射パタン（右旋円偏波放射利得及び左旋円偏波放射利得の方向依存性）を示すグラフである。（ａ）及び（ｂ）は、第２のループアンテナと統合された状態における放射パタン（実施例）であり、（ｃ）及び（ｄ）は、第２のループアンテナと統合されていない状態における放射パタン（比較例）である。なお、（ａ）及び（ｃ）は、ｙｚ面における放射パタンであり、（ｂ）及び（ｄ）は、ｚｘ面における放射パタンである。 本発明の実施例に係る統合アンテナの構成を示す平面図である。（ａ）は、変形前の統合アンテナの構成を示し、（ｂ）は、第１のループアンテナの内周側に変形を施した統合アンテナの構成を示し、（ｃ）は、第１のループアンテナの内周側及び外周側に変形を施した統合アンテナの構成を示し、（ｄ）は、第２のループアンテナの外周側に変形を施した統合アンテナの構成を示している。 本発明の実施例に係る統合アンテナの構成を示す平面図である。（ａ）は、変形前の統合アンテナの構成を示し、（ｂ）は、第１のループアンテナの内周側に変形を施した統合アンテナの構成を示している。 統合アンテナを搭載可能な車載用のアンテナ装置の概略構成を示す斜視図である。
　本実施形態に係る統合アンテナについて、図面に基づいて説明すれば以下のとおりである。
　〔ループアンテナの構成〕
　本実施形態に係る統合アンテナ１の構成について、図１を参照して説明する。図１は、統合アンテナ１の構成を示す平面図である。
　図１に示すように、統合アンテナ１は、第１のループアンテナ１１、第１の無給電素子１２、第２のループアンテナ１３、及び第２の無給電素子１４を備えている。本実施形態において、第１のループアンテナ１１、第１の無給電素子１２、第２のループアンテナ１３、及び第２の無給電素子１４は、導体箔（例えば、銅箔）により構成され、誘電体フィルム（不図示）の表面（同一面）上に形成される。
　第１のループアンテナ１１は、第１の環状放射素子１１ａを有する。本実施形態においては、第１の環状放射素子１１ａとして、円（楕円であってもよい）上を通る帯状導体を用いる。第１の環状放射素子１１ａは、上記円の中心から見て９時の方向（ｘ軸負方向）が開いた開ループを構成する。すなわち、第１の環状放射素子１１ａの両端は、上記円の中心から見て９時の方向において互いに対向する。
　本実施形態において、第１のループアンテナ１１は、更に、２つの給電路１１ｂ～１１ｃと、２つの短絡部１１ｄ～１１ｅとを有する。
　第１の給電路１１ｂは、環状放射素子１１ａの一端（ｙ軸正方向側の端）から、上記円の略中心に向かって伸びる帯状導体により構成される。第１の給電路１１ｂの先端には、同軸ケーブル（例えば、その内側導体）が接続される第１の給電点１１ｑが配置される。
　第２の給電路１１ｃは、環状放射素子１１ａの他端（ｙ軸負正向側の端）から、上記円の略中心に向かって伸びる帯状導体により構成される。第２の給電路１１ｃの先端には、同軸ケーブル（例えば、その外側導体）が接続される第２の給電点１１ｐが配置される。
　第１の短絡部１１ｄは、環状放射素子１１ａ上の点、特に、上記円の中心から見て０時の方向（ｙ軸正方向）に位置する点と、上記第１の給電路１１ｂの先端とを短絡するための構成であり、直線的な帯状導体により構成される。
　第２の短絡部１１ｅは、環状放射素子１１ａ上の点、特に、上記円の中心から見て６時の方向（ｙ軸負方向）に位置する点と、上記第２の給電路１１ｃの先端とを短絡するための構成であり、直線的な帯状導体により構成される。
　これら２つの短絡部１１ｄ～１１ｅを設けることによって、第１のループアンテナ１１上に形成される電流路のバリエーションが増加し、その結果、第１のループアンテナ１１の動作帯域の帯域幅が拡大する。
　第１のループアンテナ１１は、第１の無給電素子１２を伴っている。本実施形態において、第１の無給電素子１２は、１つの導体片により構成され、第１のループアンテナ１１の外側（第２のループアンテナ１３の内側）に配置される。第１の無給電素子１２の内周は、上記円の中心から見て０時から３時までの方向及び６時から９時までの方向において、第１の環状放射素子１１ａの外周と対向（容量結合）する。
　第２のループアンテナ１３は、第１の環状放射素子１１ａを取り込むように、第１の環状放射素子１１ａと同一平面上に配置された第２の環状放射素子を有する（第２のループアンテナ１３の構成要素は、第２の環状放射素子のみなので、以下、第２の環状放射素子にも符号１３を付す）。本実施形態においては、第２の環状放射素子１３として、正方形（長方形であってもよい）上を通る帯状導体を用いる。第２の環状放射素子１３は、上記正方形の中心から見て０時の方向が開いた開ループを構成する。すなわち、第２の環状放射素子１３の両端は、上記正方形の中心から見て０時の方向において互いに対向する。
　換言すると、第２の環状放射素子１３は、（１）ｘ軸負方向に伸びる第１の直線部１３ａと、（２）第１の直線部１３ａの終端からｙ軸負方向に伸びる第２の直線部１３ｂと、（３）第２の直線部１３ｂの終端からｘ軸正方向に伸びる第３の直線部１３ｃと、（４）第３の直線部１３ｃの終端からｙ軸正方向に伸びる第４の直線部１３ｄと、（５）第４の直線部１３ｄの終端からｘ軸負方向に伸びる第５の直線部１３ｅとにより構成される。第１の直線部１３ａと第５の直線部１３ｅとは、同一の直線上に配置され、第１の直線部１３ａの始端と第５の直線部１３ｅの終端とは、互いに対向する。
　第２の環状放射素子１３の一端（ｘ軸負方向側の端）には、同軸ケーブル（例えば、その内側導体）が接続される第１の給電点１３ｐが配置される。また、第２の環状放射素子１３の他端（ｘ軸正方向側の端）には、同軸ケーブル（例えば、その外側導体）が接続される第２の給電点１３ｑが配置される。
　第２のループアンテナ１３は、第２の無給電素子１４を伴っている。本実施形態において、第２の無給電素子１４は、第２の環状放射素子１３の外側に配置された２つの導体片１４ａ～１４ｂにより構成される。第１の導体片１４ａの内周は、第２の環状放射素子１３を構成する直線部のうち、第１の直線部１３ａ及び第２の直線部１３ｂの外周と対向（容量結合）する。第２の導体片１４ｂの内周は、第２の環状放射素子１３を構成する直線部のうち、第３の直線部１３ｃ（の一部）及び第４の直線部１３ｄの外周と対向（容量結合）する。
　第１のループアンテナ１１は、例えば、ＳＤＡＲＳ帯（２３２０ＭＨｚ以上２３４５ＭＨｚ以下）に共振周波数を有するＳＤＡＲＳアンテナとして利用することができる。この場合、第１のループアンテナ１１は、約４２ｍｍ×４２ｍｍの矩形領域内に配置することができる。
　また、第２のループアンテナ１３は、例えば、ＧＰＳ帯（１５７５．４２±１ＭＨｚ）に共振周波数を有するＧＰＳアンテナとして利用することができる。この場合、第２のループアンテナ１３は、約５４ｍｍ×５４ｍｍの矩形領域内に配置することができる。
　〔統合アンテナの特性〕
　次に、発明者らがシミュレーションにより明らかにした統合アンテナ１の特性について、図２～図３を参照して説明する。
　図２（ａ）は、給電点１１ｐ～１１ｑから２．３５ＧＨｚの高周波電流を入力した場合に形成される電流分布を示す斜視図である。
　給電点１１ｐ～１１ｑから２．３５ＧＨｚの高周波電流を入力した場合、図２（ａ）に示すように、第１のループアンテナ１１に強い電流分布が形成される。このことから、第１のループアンテナがＳＤＡＲＳ帯に共振周波数を有すること、すなわち、ＳＤＡＲＳアンテナとして機能することが確かめられる。
　なお、給電点１１ｐ～１１ｑから２．３５ＧＨｚの高周波電流を入力した場合、図２（ａ）に示すように、第２のループアンテナ１３に形成される電流分布は十分に弱い。これは、第１のループアンテナ１１をＳＤＡＲＳアンテナとして機能させる上で、第２のループアンテナ１３の影響が十分に小さいことを意味する。
　図２（ｂ）は、給電点１３ｐ～１３ｑから１．５７５ＧＨｚの高周波電流を入力した場合に得られる電流分布を示す斜視図である。
　給電点１３ｐ～１３ｑから１．５７５ＧＨｚの高周波電流を入力した場合、図２（ｂ）に示すように、第２のループアンテナ１３に強い電流分布が形成される。このことから、第２のループアンテナがＧＰＳ帯に共振周波数を有すること、すなわち、ＧＰＳアンテナとして機能することが確かめられる。
　なお、給電点１３ｐ～１３ｑから１．５７５ＧＨｚの高周波電流を入力した場合、図２（ｂ）に示すように、第１のループアンテナ１１に形成される電流分布は十分に弱い。これは、第２のループアンテナ１３をＧＰＳアンテナとして機能させる上で、第１のループアンテナ１１の影響が十分に小さいことを意味する。
　図３（ａ）は、第１のループアンテナ１１のＶＳＷＲ特性を示すグラフである。図３（ａ）に示すグラフにおいて、黒丸で示したプロットは、第２のループアンテナ１３と統合された状態でのＶＳＷＲ特性であり、白三角で示したプロットは、第２のループアンテナ１３と統合されていない状態でのＶＳＷＲ特性である。
　第１のループアンテナ１１においては、第２のループアンテナ１３と統合するか否かに拠らずＳＤＡＲＳ帯におけるＶＳＷＲ値が４以下に抑えられていることが、図３（ａ）から確かめられる。すなわち、第１のループアンテナ１１は、ＳＤＡＲＳ帯を動作帯域とし、かつ、この性質は、第２のループアンテナ１３と統合してもなお損なわれないことが、図３（ａ）から確かめられる。
　図３（ｂ）は、第２のループアンテナ１３のＶＳＷＲ特性を示すグラフである。図３（ｂ）に示すグラフにおいて、黒丸で示したプロットは、第１のループアンテナ１１と統合された状態でのＶＳＷＲ特性であり、白三角で示したプロットは、第１のループアンテナ１１と統合されていない状態でのＶＳＷＲ特性である。
　第２のループアンテナ１３においては、第１のループアンテナ１１と統合するか否かに拠らずＳＤＡＲＳ帯におけるＶＳＷＲ値が３以下に抑えられていることが、図３（ｂ）から確かめられる。すなわち、第２のループアンテナ１３は、ＧＰＳ帯を動作帯域とし、かつ、この性質は、第１のループアンテナ１１と統合してもなお損なわれないことが、図３（ｂ）から確かめられる。
　次に、発明者らが実験により明らかにした統合アンテナ１の特性について、図４～図５を参照して説明する。
　図４は、実験に用いた統合アンテナ１の写真である。図４に示すように、実験に用いた統合アンテナ１は、図１に示す統合アンテナ１と全く同様に構成されている。
　図５（ａ）は、第１のループアンテナ１１のＶＳＷＲ特性（同図において「ＳＤＡＲＳ」と表記）と、第２のループアンテナ１３のＶＳＷＲ特性（同図において「ＧＰＳ」と表記）とを示すグラフである。これらのグラフは、何れも他方のループアンテナと統合された状態で得られたものである。
　図５（ａ）からは、（１）第１のループアンテナ１１に関して、実際にＳＤＡＲＳ帯におけるＶＳＷＲ値が３以下に抑えられていること、及び、（２）第２のループアンテナ１３に関して、実際にＧＰＳ帯におけるＶＳＷＲ値が４以下に抑えられていることが確かめられる。
　図５（ｂ）は、第２のループアンテナ１３のｙｚ面（図１参照）における円偏波放射利得の方向依存性を示すグラフである。図５（ｂ）において、θは、ｚ軸正方向（図１参照）との成す角であり、円偏波放射利得の単位は、ｄＢｉｃである。
　図５（ｂ）からは、第２のループアンテナ１３の円偏波放射利得が略全ての方向において十分に高い値（実用に耐える値）を有することが確かめられる。
　図５（ｃ）は、第１のループアンテナ１１のｙｚ面（図１参照）における円偏波放射利得の方向依存性を示すグラフである。図５（ｃ）において、θは、ｚ軸正方向（図１参照）との成す角であり、円偏波放射利得の単位は、ｄＢｉｃである。
　図５（ｃ）からは、第１のループアンテナ１１の円偏波放射利得が全ての方向において十分に高い値（実用に耐える値）を有することが確かめられる。
　〔統合の効果〕
　上述したように、第１のループアンテナ１１は、ＳＤＡＲＳ帯を動作帯域とし、かつ、この性質は、第２のループアンテナ１３と統合してもなお損なわれない。また、第２のループアンテナ１３は、ＧＰＳ帯を動作帯域とし、かつ、この性質は、第１のループアンテナ１１と統合してもなお損なわれない。
　しかしながら、このことは、第１のループアンテナ１１の存在が第２のループアンテナ１３の特性に影響すること、及び、第２のループアンテナ１３の存在が第１のループアンテナ１１の特性に影響することを否定するものではない。実際、第１のループアンテナ１１の軸比は、第２のループアンテナ１３と統合することによって改善される。すなわち、第１のループアンテナ１１と第２のループアンテナ１３とを図１に示すように組わせることによって、第１のループアンテナ１１の軸比が改善されるという新たな効果を奏する。
　この点ついて、図６を参照して説明する。
　図６（ａ）～図６（ｂ）は、第２のループアンテナ１３と統合された状態で得られた、２３４０ＭＨｚにおける第１のループアンテナ１１の円偏波放射利得の方向依存性を示すグラフである。特に、図６（ａ）は、ｚｘ面（図１参照）における左旋円偏波利得（ＬＨＣＰ）及び右旋円偏波利得（ＲＨＣＰ）を示し、図６（ｂ）は、ｙｚ面（図１参照）における左旋円偏波利得（ＬＨＣＰ）及び右旋円偏波利得（ＲＨＣＰ）を示す。
　一方、図６（ｃ）～図６（ｄ）は、第２のループアンテナ１３と統合されていない状態で得られた、２３４０ＭＨｚにおける第１のループアンテナ１１の円偏波放射利得の方向依存性を示すグラフである。特に、図６（ｃ）は、ｚｘ面（図１参照）における左旋円偏波利得（ＬＨＣＰ）及び右旋円偏波利得（ＲＨＣＰ）を示し、図６（ｄ）は、ｙｚ面（図１参照）における左旋円偏波利得（ＬＨＣＰ）及び右旋円偏波利得（ＲＨＣＰ）を示す。
　図６（ａ）に示すグラフと図６（ｃ）に示すグラフとを比較すると、第２のループアンテナ１３と統合することによって、第１のループアンテナ１１のｚｘ面における円偏波放射利得に関して、左旋円偏波放射利得を略一定に保ったまま、右旋円偏波放射利得を低下させ得ることが分かる。すなわち、第２のループアンテナ１３と統合することによって、第１のループアンテナ１１のｚｘ面における円偏波放射利得に関して、軸比が改善されることが分かる。
　また、図６（ｂ）に示すグラフと図６（ｄ）に示すグラフとを比較すると、第２のループアンテナ１３と統合することによって、第１のループアンテナ１１のｙｚ面における円偏波放射利得に関して、左旋円偏波放射利得を略一定に保ったまま、右旋円偏波放射利得を低下させ得ることが分かる。すなわち、第２のループアンテナ１３と統合することによって、第１のループアンテナ１１のｙｚ面における円偏波放射利得に関して、軸比が改善されることが分かる。
　このように第１のループアンテナ１１の軸比が改善される理由としては、第２のループアンテナ１３が第１のループアンテナ１１にとっての無給電素子として機能し、その結果、
第１のループアンテナ１１における縦電流と横電流との位相差が調整されることなどが考えられる。
　〔共振周波数の調整〕
　統合アンテナ１においては、第１のループアンテナ１１の放射素子と第２のループアンテナ１３の放射素子との間に第１の無給電素子１２が介在している。このため、第１のループアンテナ１１の共振周波数を調整するために、第１のループアンテナ１１の放射素子の内周側及び／又は外周側を変形しても、その影響が第２のループアンテナ１３の共振周波数に及ぶ懸念がない。同様に、第２のループアンテナ１３の共振周波数を調整するために、第２のループアンテナ１３の放射素子の外周側を変形しても、その影響が第１のループアンテナ１１の共振周波数に及ぶ懸念がない。したがって、統合アンテナ１には、第１のループアンテナ１１の共振周波数と第２のループアンテナ１３の共振周波数とを互いに独立に調整することができるという、製造上のメリットがある。以下、この点について、図７を参照して確認する。
　図７は、本発明の実施例に係る統合アンテナ１の構成を示す平面図であり、図７（ａ）は、変形前の統合アンテナ１の構成を示している。図７（ａ）に示す統合アンテナ１において、第１のループアンテナ１１の共振周波数は、１．９０ＧＨｚであり、第２のループアンテナ１３の共振周波数は、１．９６ＧＨｚであった。
　図７（ｂ）は、第１のループアンテナ１１の内周側に変形を施した統合アンテナ１の構成を示している。具体的には、図７（ｂ）に示すように、第１のループアンテナ１１の放射素子の内周側に導体片１１ｆを付加する変形を施した。図７（ｂ）に示す統合アンテナ１において、第１のループアンテナ１１の共振周波数は、２．１１ＧＨｚであり、第２のループアンテナ１３の共振周波数は、１．９６ＧＨｚであった。すなわち、上記の変形によって、第１のループアンテナ１１の共振周波数を変化させても、第２のループアンテナ１３の共振周波数は変動しないことが確かめられた。
　図７（ｃ）は、第１のループアンテナ１１の内周側及び外周側に変形を施した統合アンテナ１の構成を示している。具体的には、図７（ｃ）に示すように、第１のループアンテナ１１の放射素子の外周側にその一部が突出する導体片１１ｆを付加する変形を施した。図７（ｃ）に示す統合アンテナ１において、第１のループアンテナ１１の共振周波数は、１．６９ＧＨｚであり、第２のループアンテナ１３の共振周波数は、１．９６ＧＨｚであった。すなわち、上記の変形によって、第１のループアンテナ１１の共振周波数を変化させても、第２のループアンテナ１３の共振周波数は変動しないことが確かめられた。
　図７（ｄ）は、第２のループアンテナ１３の外周側に変形を施した統合アンテナ１の構成を示している。具体的には、図７（ｄ）に示すように、第２のループアンテナ１３の放射素子の外周側に導体片１３ｆ及び導体片１３ｇを付加する変形を施した。図７（ｄ）に示す統合アンテナ１において、第２のループアンテナ１３の共振周波数は、１．８２ＧＨｚであり、第１のループアンテナ１１の共振周波数は、１．９０ＧＨｚであった。すなわち、上記の変形によって、第２のループアンテナ１３の共振周波数を変化させても、第１のループアンテナ１１の共振周波数は変動しないことが確かめられた。
　第１のループアンテナ１１の放射素子と第２のループアンテナ１３の放射素子との間に第１の無給電素子１２が介在していない場合であっても、以下の効果を得ることができる。すなわち、第１のループアンテナ１１の共振周波数を調整するために、第１のループアンテナ１１の放射素子の内周側を変形しても、その影響が第２のループアンテナ１３の共振周波数に及ぶことはない。以下、この点について、図８を参照して確認する。
　図８は、本発明の実施例に係る統合アンテナ１の構成を示す平面図であり、図８（ａ）は、変形前の統合アンテナ１の構成を示している。図８に示す統合アンテナ１は、第１の無給電素子１２及び第２の無給電素子１４を備えていない点を除き、図７に示す統合アンテナ１と同様の構成である。図８（ａ）に示す統合アンテナ１において、第１のループアンテナ１１の共振周波数は、１．５０ＧＨｚであり、第２のループアンテナ１３の共振周波数は、１．３０ＧＨｚであった。
　図８（ｂ）は、第１のループアンテナ１１の内周側に変形を施した統合アンテナ１の構成を示している。具体的には、図８（ｂ）に示すように、第１のループアンテナ１１の放射素子の内周側に導体片１１ｆ、導体片１１ｇ、及び導体片１１ｈを付加する変形を施した。図８（ｂ）に示す統合アンテナ１において、第１のループアンテナ１１の共振周波数は、０．７９ＧＨｚであり、第２のループアンテナ１３の共振周波数は、１．３０ＧＨｚであった。すなわち、上記の変形によって、第１のループアンテナ１１の共振周波数を変化させても、第２のループアンテナ１３の共振周波数は変動しないことが確かめられた。
　〔アンテナ装置〕
　統合アンテナ１は、車載用のアンテナ装置への搭載に好適である。このようなアンテナ装置２について、図９を参照して説明する。図９は、このようなアンテナ装置２の概略構成を示す斜視図である。
　アンテナ装置２は、図９に示すように、ベース部２１、スペーサ２２、及びレドーム２３を備えている。なお、図９においては、アンテナ装置２の内部構造を明らかにするために、レドーム２３を取り外した状態のアンテナ装置２を示している。
　ベース部２１は、上面及び下面が四角形の板状部材であり、アルミ等の金属により構成される。アンテナ装置２を車両に搭載する場合、ベース部２１は、その対角線が当該車両の進行方向と平行になるように、当該車両のルーフ上に配置される。
　ベース部２１の上面には、スペーサ２２が載置されている。スペーサ２２は、例えば、樹脂からなる柱状部材であり、ベース部２１からアンテナを離間させるための構成である。
　スペーサ２２の上面には、アンテナを貼り付けるための３つの領域Ａ１、Ａ２、Ａ３が設けられている。統合アンテナ１は、スペーサ２２の上面中央に設けられた正方形の領域Ａ１に貼り付けられている。
　レドーム２３は、例えば、樹脂からなる船底状部材であり、上面にアンテナが貼り付けられたスペーサ２２を覆い隠すための構成である。ベース部２１とレドーム２３とにより形成される密閉空間内に収容されたアンテナは、雨水に晒されることがない。
　アンテナ装置２において、統合アンテナ１が貼り付けられる領域Ａは、その対角線が車両の進行方向と平行になるように、すなわち、その対角線がベース部２１の上面の対角線と平行になるように配置される。これにより、アンテナ装置２のサイズを徒に大型化することなく、アンテナ装置２のフォルムを前方が尖った流線型のフォルムとすることができる。
　なお、アンテナ装置２には、ＤＡＢ用アンテナやＬＴＥ用アンテナなどの統合アンテナ１以外のアンテナを搭載することも可能である。スペーサ２２の上面に設けられたＬ字型の領域Ａ２，Ａ３は、そのようなアンテナを貼り付けるための領域である。アンテナ装置２への搭載に適した統合アンテナ１以外のアンテナとしては、例えば、モノポールアンテナや逆Ｆアンテナなどが挙げられる。
　この場合、領域Ａ２に貼り付けられるアンテナは、その一部がスペーサ２２の側面Ｓ１及び／又は側面Ｓ２に貼り付けられていても構わない。同様に、領域Ａ３に貼り付けられるアンテナは、その一部がスペーサ２２の側面Ｓ３及び／又は側面Ｓ４に貼り付けられていても構わない。また、ベース部２１が金属製である場合、これを地板として利用しても構わない。
　〔付記事項１〕
　上述した実施形態においては、第１の無給電素子１２を第１の環状放射素子１１ａの外側（第２の環状放射素子１３との間）に配置する構成を示したが、本発明は、これに限定されない。すなわち、第１の無給電素子１２を第１の環状放射素子１１ａの内側に配置する構成も可能である。
　また、上述した実施形態においては、第２の無給電素子１４を第２の環状放射素子１３の外側に配置する構成を示したが、本発明は、これに限定されない。すなわち、第２の無給電素子１４を第２の環状放射素子１３の内側（第１の環状放射素子１１ａとの間）に配置する構成も可能である。
　〔まとめ〕
　以上のように、本実施形態に係る統合アンテナは、第１の環状放射素子を有する第１のループアンテナと、第２の環状放射素子を有する第２のループアンテナであって、共振周波数が上記第１のループアンテナの共振周波数よりも低い第２のループアンテナと、を備えており、上記第２の環状放射素子は、上記第１の環状放射素子を取り囲むように、上記第１の環状放射素子と同一面上に配置されている、ことを特徴とする。
　上記の構成によれば、上記第２の環状放射素子が上記第１の環状放射素子を取り囲むように配置されているので、２つのループアンテナを横並びに配置する構成が抱えている問題、すなわち、統合アンテナの水平方向のサイズが大型化するという問題を回避することができる。また、上記の構成によれば、上記第１の環状放射素子と上記第２の環状放射素子とが同一面上に配置されているので、２つのループアンテナを積層する構成が抱えている問題、すなわち、統合アンテナの垂直方向のサイズが大型化するという問題、及び、下層側のループアンテナの特性が悪化するという問題を回避することができる。すなわち、上記の構成によれば、各ループアンテナの特性を悪化させることなく、従来よりも小型の統合アンテナを実現することができる。
　更に、上記第２の環状放射素子を上記第１の環状放射素子を取り囲むように配置することによって、上記第１のループアンテナの軸比が改善することが発明者らの行った実験により明らかになった。すなわち、上記の構成によれば、各ループアンテナの特性を悪化させないという消極的効果に留まらず、上記第１のループアンテナの軸比を改善するという積極的効果も奏する。
　本実施形態に係る統合アンテナは、上記第１の環状放射素子と上記第２の環状放射素子との間に配置された第１の無給電素子であって、その内周の少なくとも一部が上記第１の環状放射素子の外周の少なくとも一部と対向する第１の無給電素子を更に備えている、ことが好ましい。
　上記の構成によれば、上記第１の無給電素子の作用により、上記第１のループアンテナをＳＤＡＲＳ等の円偏波の受信に適したアンテナとして機能させることができる。しかも上記第１の無給電素子は、上記第１の環状放射素子の外側に配置されているので、上記環状放射素子の内側に給電路や短絡部などの構成を付加することが可能になる。
　更に、上記の構成によれば、上記第２の環状放射素子と上記第１の環状放射素子との間に上記第１の無給電素子が介在しているので、上記第１のループアンテナの共振周波数を調整するために上記第１の環状放射素子を変形しても、上記第２のループアンテナの共振周波数が大きく変動することはない。また、上記第２のループアンテナの共振周波数を調整するために上記第２の環状放射素子を変形しても、上記第１のループアンテナの共振周波数が大きく変動することはない。したがって、上記の構成によれば、上記第１のループアンテナの共振周波数と上記第２のループアンテナの共振周波数とを互いに独立に（すなわち、容易に）調整することが可能な統合アンテナを実現することができる。
　本実施形態に係る統合アンテナにおいて、上記第１のループアンテナは、互いに対向する上記第１の環状放射素子の両端の各々から上記第１の環状放射素子により取り囲まれる領域の中心に向かって伸びる２本の給電路と、上記２本の給電路の各々の先端と上記第１の環状放射素子上の点を短絡する２本の短絡部とを更に有している、ことが好ましい。
　上記の構成によれば、上記２本の給電路の先端に同軸ケーブルを接続することできる。これにより、上記第１の環状放射素子の両端に同軸ケーブルを接続する場合に生じ得る問題、すなわち、同軸ケーブルが上記第１の環状放射素子の近傍を通ることによって、第１のループアンテナの特性が悪化するという問題を回避することができる。
　また、上記の構成によれば、上記２本の短絡部を設けたことによって、上記第１のループアンテナ上に形成される電流路のバリエーションが増加する。その結果、上記第１のループアンテナの動作帯域（ＶＳＲＷ値と所定の閾値以下となる帯域）の帯域幅を拡大することができる。
　本実施形態に係る統合アンテナは、上記第２の環状放射素子の外側に配置された第２の無給電素子であって、その内周の少なくとも一部が上記第２の環状放射素子の外周の少なくとも一部と対向する第２の無給電素子を更に備えている、ことが好ましい。
　上記の構成によれば、上記第２の無給電素子の作用により、上記第２のループアンテナをＧＰＳ等の円偏波の受信に適したアンテナとして機能させることができる。
　以上のように、本実施形態に係る統合アンテナによれば、各ループアンテナの特性を悪化させることなく、従来よりも小型の統合アンテナを実現することができる。
　また、本実施形態に係る統合アンテナの製造方法は、上記第１のループアンテナの共振周波数を調整するために上記第１の環状放射素子を変形する工程を含んでいる。
　上記の統合アンテナにおいては、上記第２の環状放射素子と上記第１の環状放射素子との間に上記第１の無給電素子が介在している。したがって、上記第１のループアンテナの共振周波数を調整するために上記第１の環状放射素子を変形する工程を実施しても、上記第２のループアンテナの共振周波数が殆ど変動することはない。したがって、上記の構成によれば、上記第１のループアンテナの共振周波数と上記第２のループアンテナの共振周波数とを互いに独立に（すなわち、容易に）調整することができる。
　また、本実施形態に係る統合アンテナの製造方法は、上記第１のループアンテナの共振周波数を調整するために上記第１の環状放射素子の内周側を変形する工程を含んでいる。
　上記の統合アンテナにおいては、上記第１のループアンテナの共振周波数を調整するために上記第１の環状放射素子の内周側の形状を変形する工程を実施しても、上記第２のループアンテナの共振周波数が殆ど変動することはない。したがって、上記の構成によれば、上記第１のループアンテナの共振周波数を、上記第２のループアンテナとは独立に（すなわち、容易に）調整することができる。
　〔付記事項２〕
　以上、本発明に係る実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
　本発明は、相異なる２つ以上の帯域で動作する統合アンテナに広く適用することができる。例えば、自動車等の車両に搭載する車載用アンテナとして好適に利用することができる。
　１　　　　　　　統合アンテナ
　１１　　　　　　第１のループアンテナ
　１１ａ　　　　　第１の環状放射素子
　１１ｂ～１１ｃ　給電路
　１１ｄ～１１ｅ　短絡部
　１２　　　　　　第１の無給電素子
　１３　　　　　　第２のループアンテナ，第２の環状放射素子
　１３ａ～１３ｅ　直線部
　１４　　　　　　第２の無給電素子

Claims (6)

  1. 　第１の環状放射素子を有する第１のループアンテナと、第２の環状放射素子を有する第２のループアンテナであって、共振周波数が上記第１のループアンテナの共振周波数よりも低い第２のループアンテナと、を備えており、
    　上記第２の環状放射素子は、上記第１の環状放射素子を取り囲むように、上記第１の環状放射素子と同一面上に配置されている、
    ことを特徴とする統合アンテナ。
  2. 　上記第１の環状放射素子と上記第２の環状放射素子との間に配置された第１の無給電素子であって、その内周の少なくとも一部が上記第１の環状放射素子の外周の少なくとも一部と対向する第１の無給電素子を更に備えている、
    ことを特徴とする請求項１に記載の統合アンテナ。
  3. 　上記第１のループアンテナは、互いに対向する上記第１の環状放射素子の両端の各々から上記第１の環状放射素子により取り囲まれる領域の中心に向かって伸びる２本の給電路と、上記２本の給電路の各々の先端と上記第１の環状放射素子上の点を短絡する２本の短絡部とを更に有している、
    ことを特徴とする請求項２に記載の統合アンテナ。
  4. 　上記第２の環状放射素子の外側に配置された第２の無給電素子であって、その内周の少なくとも一部が上記第２の環状放射素子の外周の少なくとも一部と対向する第２の無給電素子を更に備えている、
    ことを特徴とする請求項１から３までの何れか１項に記載の統合アンテナ。
  5. 　請求項２に記載の統合アンテナの製造方法であって、
    　上記第１のループアンテナの共振周波数を調整するために上記第１の環状放射素子を変形する工程を含んでいる、ことを特徴とする統合アンテナ装置の製造方法。
  6. 　請求項１に記載の統合アンテナの製造方法であって、
    　上記第１のループアンテナの共振周波数を調整するために上記第１の環状放射素子の内周側を変形する工程を含んでいる、ことを特徴とする統合アンテナ装置の製造方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018169256A (ja) * 2017-03-29 2018-11-01 Kddi株式会社 電波測定装置及び電波測定方法

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9847576B2 (en) * 2013-11-11 2017-12-19 Nxp B.V. UHF-RFID antenna for point of sales application
US10194714B2 (en) * 2017-03-07 2019-02-05 Adidas Ag Article of footwear with upper having stitched polymer thread pattern and methods of making the same
JP7045008B2 (ja) * 2017-10-26 2022-03-31 Tdk株式会社 ショットキーバリアダイオード
CN111971853B (zh) 2018-03-14 2023-07-14 凸版印刷株式会社 环形天线、环形天线单元及电子设备

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080055171A1 (en) 2006-09-04 2008-03-06 Junichi Noro Complex antenna device
JP2009118268A (ja) * 2007-11-07 2009-05-28 Fujitsu Ten Ltd アンテナ
JP2011071936A (ja) * 2009-09-28 2011-04-07 Brother Industries Ltd 通信装置
JP2011101412A (ja) * 2011-01-13 2011-05-19 Fujitsu Ten Ltd 無指向性アンテナ

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5198826A (en) * 1989-09-22 1993-03-30 Nippon Sheet Glass Co., Ltd. Wide-band loop antenna with outer and inner loop conductors
JPH118511A (ja) 1997-06-18 1999-01-12 Taiyo Musen Kk 円偏波アンテナ
JP3420233B2 (ja) * 2001-11-28 2003-06-23 日本アンテナ株式会社 複合アンテナ
KR100715420B1 (ko) * 2003-08-29 2007-05-09 후지쓰 텐 가부시키가이샤 원편파용 안테나 및 이 안테나를 포함하는 통합안테나
FR2866987A1 (fr) 2004-03-01 2005-09-02 Thomson Licensing Sa Antenne planaire multibandes
JP4249090B2 (ja) 2004-05-31 2009-04-02 マスプロ電工株式会社 ループアンテナ及びアンテナ装置
KR100652229B1 (ko) 2005-05-27 2006-11-30 충남대학교산학협력단 유에이치에프 대역 알에프아이디 태그 안테나
JP4286813B2 (ja) * 2005-07-08 2009-07-01 富士通株式会社 アンテナ及びこれを搭載するｒｆｉｄ用タグ
JP4749219B2 (ja) * 2005-11-28 2011-08-17 富士通テン株式会社 ループアンテナ、ループアンテナの車両への取付方法、及びループアンテナを備える車両のリヤガラス
US7728785B2 (en) * 2006-02-07 2010-06-01 Nokia Corporation Loop antenna with a parasitic radiator
US8056819B2 (en) * 2008-10-14 2011-11-15 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. Miniature and multi-band RF coil design
WO2011122163A1 (ja) * 2010-03-31 2011-10-06 株式会社村田製作所 アンテナ装置及び無線通信デバイス
JP5767578B2 (ja) 2011-12-20 2015-08-19 株式会社フジクラ アンテナ装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080055171A1 (en) 2006-09-04 2008-03-06 Junichi Noro Complex antenna device
JP2009118268A (ja) * 2007-11-07 2009-05-28 Fujitsu Ten Ltd アンテナ
JP2011071936A (ja) * 2009-09-28 2011-04-07 Brother Industries Ltd 通信装置
JP2011101412A (ja) * 2011-01-13 2011-05-19 Fujitsu Ten Ltd 無指向性アンテナ

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018169256A (ja) * 2017-03-29 2018-11-01 Kddi株式会社 電波測定装置及び電波測定方法

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