WO2014042118A1 - マルチレベル電力変換回路および装置 - Google Patents

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WO2014042118A1
WO2014042118A1 PCT/JP2013/074221 JP2013074221W WO2014042118A1 WO 2014042118 A1 WO2014042118 A1 WO 2014042118A1 JP 2013074221 W JP2013074221 W JP 2013074221W WO 2014042118 A1 WO2014042118 A1 WO 2014042118A1
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power conversion
conversion circuit
resistor
flying capacitor
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PCT/JP2013/074221
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佐藤　之彦
秀嶺 小原
弘通 大橋
中島　昭
西澤　伸一
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独立行政法人産業技術総合研究所
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    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection

Definitions

  • the present invention relates to a multilevel power conversion circuit, and more particularly to a circuit technique and apparatus for automatically adjusting the voltage of a flying capacitor in a flying capacitor circuit type multilevel power conversion circuit.
  • a two-level power conversion circuit capable of outputting a binary voltage is used as a power conversion circuit in a power conversion device.
  • the first problem is that a large harmonic filter is required for outputting good alternating current or direct current with a high harmonic content in the output voltage and few harmonic components. Secondly, a lot of electromagnetic noise is generated with switching. The third problem is that there is a limit to improving efficiency because of large switching loss.
  • a one-chip integrated circuit is a circuit in which a plurality of semiconductor elements and passive components are integrated on an insulating substrate or a semiconductor substrate by a semiconductor process.
  • a one-chip integrated circuit since individual elements cannot be replaced, it is necessary to replace the entire integrated circuit when one element is destroyed.
  • circuit systems in the multi-level power conversion circuit include a flying capacitor circuit system, a diode clamp circuit system, and a cascade H-britch circuit system.
  • the flying capacitor circuit system is a multi-level power conversion circuit that can output a voltage of three or more values by adding and subtracting the voltages of a plurality of flying capacitors under the control of a main semiconductor switch.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of a conventional multi-level power conversion circuit of a flying capacitor circuit system.
  • FIG. 1 is depicted as an N-level multi-level power conversion circuit having an arbitrary number of output levels of three or more values, so that the circuit between the flying capacitor 13 and the flying capacitor 14 is omitted.
  • FIG. 1 only a circuit configuration for one phase is illustrated for simplification. In a circuit configuration having a plurality of phases, the number of circuits in FIG. 1 increases. For example, in the case of three-phase alternating current, there are three circuits in FIG.
  • FIG. 1 it is composed of an input power source 1, a main circuit 2, and a load 5.
  • the main circuit 2 includes a flying capacitor circuit 3. Connection destination of the output end 10 of the load may be varied according to the intended purpose of the circuit is applied, for example, the high voltage side of the input power supply E d, the low voltage side of the input power supply E d, the midpoint of the input power source E d, the other phase Can be connected to the load output terminal of the.
  • the voltage V n of the n-th flying capacitor C n from the higher voltage is required to be kept at a specified value represented by the following equation (1).
  • N is an integer of 3 or more representing the number of levels
  • n is an integer of 1 or more and N ⁇ 2 or less
  • V IN is an input voltage
  • the number of levels depends on the number of levels.
  • the charging and discharging of each flying capacitor can be made uniform by a general control signal generation method that compares a plurality of carrier waves and modulated waves having different phases, the voltage of each flying capacitor is expressed by equation (1). It becomes constant at the specified value.
  • the state of the main semiconductor switch in the operation mode in which the load current passes through the flying capacitor is summarized in FIG.
  • the conduction in FIG. 22 means a state in which a voltage corresponding to the ON state is applied to the gate of the main semiconductor switch, or a reverse conduction state in which a reverse voltage is applied to the main semiconductor switch.
  • the open in FIG. 22 means a state in which a forward voltage is applied to the main semiconductor switch and a voltage corresponding to an off state is applied to the gate.
  • the equivalent circuit in the operation mode of FIG. 22 is represented by FIG. 23, and charging and discharging of the flying capacitor 11 can be represented by a load current path 6 through the load 5.
  • the transition of the operation mode is performed at the switching frequency, and the charge and discharge charge amounts of the flying capacitor are equal for each switching period by controlling the operation mode of charging and discharging to appear for the same time in one switching period.
  • the voltage of the flying capacitor is constant at a specified value.
  • the three levels are simply described as examples.
  • the number of levels is 4 or more, there is an operation mode in which charging and discharging are performed via a plurality of flying capacitors, but in principle, the voltage of the flying capacitor is constant at a specified value as in the case of 3 levels.
  • Non-Patent Document 1 is disclosed as a method for solving this problem and maintaining the voltage of the flying capacitor at a specified value.
  • the voltage of each flying capacitor is detected, and based on the detected voltage, the main semiconductor switch is controlled to charge and discharge the flying capacitor, thereby setting the flying capacitor voltage to a specified value. adjust.
  • the number of operation modes of the circuit increases exponentially, and it is practically impossible to select one operation mode from among them depending on the voltage of each flying capacitor. .
  • An object of the present invention is to provide a circuit that automatically adjusts a flying capacitor voltage to a specified value without detecting a flying capacitor voltage in a multilevel power conversion circuit in a flying capacitor circuit system.
  • the present invention provides a circuit for automatically adjusting a flying capacitor voltage to a specified value without detecting a flying capacitor voltage in a multilevel power conversion circuit in a flying capacitor circuit system.
  • a flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit comprising at least one or more flying capacitors, four or more main semiconductor switches, and an input terminal and an output terminal of the main circuit, wherein the flying capacitor includes: Each node between adjacent main semiconductor switches of the first series switch row in which two or more main semiconductor switches are connected in series to one of the input terminals, and the same number of main semiconductor switches to the other of the input terminals in series The second series switch row connected to each other between adjacent main semiconductor switches is sequentially connected, and the output terminal of the main circuit has a first series switch element row and a second series switch.
  • a flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit having a function of automatically adjusting a voltage of the flying capacitor to a specified value.
  • a multilevel power conversion circuit characterized by comprising:
  • the multi-level power conversion circuit is characterized in that the resistor is connected between an output end of the main circuit and an output end of a load connected to the output end of the main circuit.
  • the multi-level power conversion circuit is characterized in that the resistor is connected to one of an output end of the main circuit and the input end.
  • the multi-level wherein the resistor is connected to an intermediate point of any one of a plurality of input power supplies connected in series to the output end of the main circuit and the input end of the main circuit. It is a power conversion circuit.
  • the resistor is configured by connecting two or more resistors in series, and each node between the adjacent resistors is connected to each node between the adjacent main semiconductor switches. This is a characteristic multi-level power conversion circuit.
  • the resistor is a multilevel power conversion circuit characterized in that the resistor is connected in parallel to each of the main semiconductor switches of the first series switch row or the second series switch row.
  • the multi-level power conversion circuit is characterized in that the resistor is connected in parallel to each of the main semiconductor switches of the first series switch row and the second series switch row.
  • the load is an AC input power supply
  • the input power supply is a load.
  • the multi-level power conversion circuit of the flying capacitor circuit system can have a function of automatically adjusting the voltage of the flying capacitor to a specified value without detecting the voltage value of the flying capacitor. It becomes possible. Compared to the prior art that requires detection of the voltage value of the flying capacitor, it is possible to adjust the voltage of the flying capacitor to a specified value at a higher speed, and the loss of the multilevel power converter using this circuit Reduction, noise reduction, manufacturing cost reduction, device miniaturization and reliability improvement.
  • the resistor in the immediate vicinity of the main semiconductor switch without depending on the shape and size of the load, thereby reducing the parasitic inductance in the closed circuit, The effect of adjusting the flying capacitor voltage to the specified value at higher speed can be obtained. Further, in the above (5), the effects of (3) and (4) can be obtained at the same time, thereby providing high versatility and low cost, and the effect of adjusting the flying capacitor voltage to a specified value at high speed. It is done.
  • the trade-off between the power consumed by the resistor in the closed circuit and the ability to adjust the voltage of the flying capacitor to a specified value is improved, and the power consumption of the resistor can be reduced.
  • the magnitude of the adjustment current for adjusting the deviation from the specified value can be designed independently for each flying capacitor.
  • the trade-off of the ability to adjust the voltage to the specified value is further improved, and the power consumption of the resistor can be reduced.
  • the magnitude of the adjustment current for charging and discharging each flying capacitor can be designed independently, the voltage of the flying capacitor is adjusted to a specified value. The capability trade-off is further improved, and the power consumption of the resistor can be reduced.
  • the versatility of the circuit is improved, and a highly versatile multilevel power conversion circuit that can be used for various purposes can be realized. Therefore, the versatility of the multilevel power conversion device using this circuit can be realized. The manufacturing cost of the device can be reduced.
  • the present invention can be applied to the AC-DC power conversion circuit.
  • the present invention can be applied to the multilevel power conversion device.
  • the present invention can be applied to the AC-DC power converter.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a flying capacitor power conversion circuit in the prior art.
  • FIG. 2 is an example of a configuration diagram of a three-level flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit in the prior art.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram of a flying capacitor circuit type multilevel power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 4 is an example of a configuration diagram of a three-level flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 5 is a basic configuration diagram of a flying capacitor circuit type multilevel power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 6 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a flying capacitor power conversion circuit in the prior art.
  • FIG. 2 is an example of a configuration diagram of a three-level flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit in the prior art.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram of a flying capacitor circuit type multilevel
  • FIG. 7 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 8 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 9 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 10 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 11 is a modified example of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 12 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 13 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 14 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 15 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 16 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 17 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 18 is a modification of the configuration diagram of the flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • FIG. 19 shows a simulation result of the multilevel power conversion device of the five-level flying capacitor circuit system in the first embodiment.
  • FIG. 20 is a simulation result of the multilevel power conversion device of the five-level flying capacitor circuit system in the second embodiment.
  • FIG. 21 is an experimental result of the multilevel power conversion device of the three-level flying capacitor circuit type according to the third embodiment.
  • FIG. 22 is a table showing the state of the main semiconductor switch in the charge / discharge operation mode of the multilevel power conversion circuit of the three-level flying capacitor circuit type in the prior art.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in a charge / discharge operation mode of a multilevel power conversion circuit of a three-level flying capacitor circuit system in the prior art.
  • FIG. 24 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in the charge / discharge operation mode of the multilevel power conversion circuit of the three-level flying capacitor circuit system according to the present invention.
  • Example 1 modes for carrying out the present invention (hereinafter referred to as embodiments) will be described.
  • Example 2 virtual experimental results using simulation are shown.
  • Example 3 measurement results using an actual machine are shown.
  • a DC-DC power converter circuit used for a DC-DC power converter (input / output is direct current) and a DC-AC used for a DC-AC power converter (input is direct current and output is alternating current).
  • a flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention in a power conversion circuit will be described.
  • FIG. 3 shows a conceptual diagram of a flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention.
  • adjustment is made so as to form a closed circuit in which the adjustment current for charging and discharging the flying capacitor flows through the adjustment resistor 41 without passing through the load 5.
  • a resistor 41 is disposed.
  • the adjustment current flows along the adjustment current path 7, and the voltage of the flying capacitor can be automatically adjusted to the specified value without detecting the voltage value of the flying capacitor.
  • FIG. 4 shows an example of a multilevel power conversion circuit in a three-level flying capacitor circuit system according to the present invention.
  • the output terminal 42 of the voltage adjustment circuit and the output terminal 10 of the load are both connected to the low voltage side of the input power supply 1.
  • the states of the main semiconductor switches 21, 22, 26 and 27 in the charging and discharging operation modes of the flying capacitor 11 in the three-level multilevel power conversion circuit according to the present invention in FIG. 4 are the same as those in the prior art shown in FIG. is there.
  • the equivalent circuit at this time is shown in FIG.
  • the voltage adjustment circuit 4 forms a closed circuit for flowing an adjustment current for charging or discharging the flying capacitor 11 without passing through the load 5.
  • the adjustment current 7 automatically flows in a direction to return the voltage of the flying capacitor to a specified value as a phenomenon unique to the flying capacitor circuit system, which is not in the multilevel power conversion circuit in other circuit systems. .
  • the function of adjusting to the specified value represented by the formula is obtained.
  • FIG. 4 the circuit configuration and effect of the present invention have been described by taking 3 levels as an example. However, even when the number of levels is 4 levels or more, the voltage of the flying capacitor is set as in the case of 3 levels. The effect of automatic adjustment is obtained.
  • FIG. 5 shows a basic configuration diagram of an N-level flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit according to the present invention capable of outputting an N value as an output voltage.
  • the circuit configuration of the N-level multilevel power conversion circuit includes at least a flying capacitor circuit 3 including at least one flying capacitor 11 to 15 and a flying capacitor circuit 3 as illustrated in FIG. And a main circuit 2 including four or more main semiconductor switches 21 to 30 and an output end 9 of the main circuit, an input power source 1, and a flying capacitor circuit system including a load 5 connected to the output end 9 of the main circuit.
  • the flying capacitors 11 to 15 are adjacent main semiconductor switches of a first series switch row in which two or more main semiconductor switches 21 to 25 are connected in series to one end of the input power source 1.
  • Two or more main semiconductor switches 26 to 30 are connected in series to each node between and the other end of the input power supply.
  • the output terminals 9 of the main circuit are sequentially connected to each node between the adjacent main semiconductor switches of the second series switch array, and the first series switch element array and the second series switch element array are connected to each other.
  • the main circuit 2 is further provided with a closed circuit composed of an adjustment resistor 41, and in all charging and discharging operation modes in which an output current flows through the flying capacitors 11 to 15.
  • the charging currents and discharging currents of the flying capacitors 11 to 15 flow through the adjustment resistor 41 of the closed circuit without passing through the load 5, so that the voltage values of the flying capacitors 11 to 15 are not detected.
  • Multilevel of a flying capacitor circuit system having a function of automatically adjusting the voltage of the flying capacitors 11 to 15 to a specified value A power conversion circuit. Further, in FIG.
  • the prescribed value V n of the voltage of the n-th flying capacitor C n from the higher voltage is a value represented by the following equation (2).
  • N is an integer of 3 or more representing the number of levels
  • n is an integer of 1 or more and N ⁇ 2 or less
  • V IN is an input voltage
  • the voltage adjustment circuit 4 is composed of an adjustment resistor 41.
  • the adjustment resistor 41 can be a metal, ceramic, or semiconductor resistor.
  • a winding resistor or a chip resistor can be used.
  • main semiconductor switches 21 to 30 constituting the main circuit 2 semiconductor switches having reverse conduction characteristics can be used.
  • N-channel normally-off MOSFETs oxide film gate field effect transistors
  • diodes connected in antiparallel are used as the main semiconductor switches 21 to 30, respectively. I can do it.
  • the reverse parallel means a circuit configuration in which the drain of the transistor and the cathode of the diode are connected, and the source of the transistor and the anode of the diode are connected.
  • the circuit of FIG. 5 can operate without a diode, the reverse conduction characteristic is improved by attaching the diode, thereby reducing the loss of the circuit.
  • a variety of capacitors can be used as the flying capacitors 11 to 15 constituting the flying capacitor circuit 3.
  • various electrolytic capacitors such as a ceramic capacitor using a dielectric, a plastic film capacitor, and an aluminum electrolytic capacitor, and a capacitor using a semiconductor PN junction capacitor can be used.
  • the output terminal 42 of the voltage adjustment circuit can be connected as follows. First, as shown in FIG. 6, the output terminal 42 of the voltage adjustment circuit can be connected to the output terminal 10 of the load. In the circuit configuration of FIG. 6, the adjustment resistor 41 is connected in parallel to the load 5. As a result, the function of adjusting the voltage of the flying capacitor to the specified value can be obtained regardless of the connection destination of the output terminal 10 of the load. Cost can be further reduced.
  • the output terminal 42 of the voltage regulator circuit may be connected to the low voltage side of the input power supply E d.
  • the output terminal 42 of the voltage regulator circuit may be connected to the high voltage side of the input power supply E d.
  • the effect of adjusting the flying capacitor voltage to the specified value at higher speed can be obtained.
  • FIG. 5 only one input power supply 1 is illustrated, but a plurality of DC power supplies may be replaced by a series connection. In such a case, a voltage is applied to an intermediate point where the DC power supplies are connected. It is possible to connect the output terminal 42 of the adjustment circuit.
  • the output terminal 42 of the voltage adjustment circuit can be connected to the midpoint of the two input power supplies 1 that output the value 57 of the half value V IN / 2 of the input voltage V IN. .
  • the function of adjusting the voltage of the flying capacitor to the specified value can be obtained regardless of the connection destination of the output terminal 10 of the load. Therefore, the versatility of the multilevel power conversion device using this circuit is increased, and the device is manufactured. Cost can be further reduced.
  • the multilevel power conversion circuit trades off between the power consumed by the voltage adjustment circuit 4 (hereinafter referred to as adjustment power) and the ability to adjust the voltage of the flying capacitor to a specified value (hereinafter referred to as adjustment power).
  • adjustment power the power consumed by the voltage adjustment circuit 4
  • adjustment power the ability to adjust the voltage of the flying capacitor to a specified value
  • a relationship exists. Specifically, when the resistance value of the adjustment resistor 41 is reduced, the adjustment power is increased, and the voltage of the flying capacitor is closer to the specified value, but the adjustment power is also increased accordingly.
  • the adjustment resistor 41 constituting the voltage adjustment circuit 4 can be replaced by a semiconductor element.
  • the current changes linearly with respect to the applied voltage.
  • the current rises superlinearly with the change in voltage, thereby improving the trade-off relationship.
  • the semiconductor element it is possible to improve the trade-off and improve the reliability of the device, downsizing, and cost reduction.
  • the adjustment resistor 41 is replaced with a diode, a Zener diode, a field effect transistor whose gate terminal is short-circuited with the drain terminal, or a bipolar transistor whose base terminal is short-circuited with the collector terminal. It is possible. As a result, the trade-off between the adjustment power and the adjustment power can be improved.
  • the adjustment resistor 41 can be replaced with a diode or a Zener diode in which anodes or cathodes are connected in series. Can be replaced by an anti-parallel circuit of a diode or Zener diode connected by this, and replaced by a regulated bidirectional switch in which the source or drain of a field effect transistor whose gate terminal is short-circuited to the drain terminal is connected in series. In addition, it is possible to replace the bipolar terminal with the base terminal shorted with the collector terminal or an adjustable bidirectional switch in which the collectors are connected in series.
  • FIG. 10 shows a configuration diagram using an adjustment bidirectional switch 54 in which the sources of field effect transistors whose gate terminals are short-circuited with drain terminals are connected in series.
  • the adjustment capacitor 55 can be inserted in parallel with the voltage adjustment resistor 41. Thereby, the trade-off relationship between the adjustment power and the adjustment power can be improved.
  • FIGS. 3 to 13 and FIG. 24 only one adjustment resistor 41 and one output terminal 42 of the voltage adjustment circuit are provided, but it is also possible to provide a plurality of adjustment resistors and output terminals of the voltage adjustment circuit. Specifically, in a series connection of two or more adjustment resistors, each node between adjacent adjustment resistors is used as an output terminal of the voltage adjustment circuit, and the output terminal of this voltage adjustment circuit is connected between adjacent main semiconductor switches. Can be connected to each node. As an example, FIG. 14 shows a configuration diagram using two adjustment resistors. A node between the adjustment resistor 41a and the adjustment resistor 41b is connected to an arbitrary node between adjacent main semiconductor switches as the output terminal 42a of the voltage adjustment circuit.
  • the adjustment force is uniquely determined for all the flying capacitors 11 to 15, but by using a plurality of adjustment resistors. Adjustment currents having different sizes can be supplied to the flying capacitors. Thereby, the trade-off relationship between the adjustment power and the adjustment power can be improved.
  • the output terminal 42b of the voltage adjusting circuit in FIG. 14 can be connected in the same manner as in FIGS. In FIG. 14, for simplification, only a circuit configuration for one phase is illustrated, but in a circuit configuration having a plurality of phases, it can be connected to a load output terminal of another phase.
  • the adjustment resistors 41a and 41b can be modified in the same manner as shown in FIGS. For example, similarly to the modification of FIG. 12, an adjustment switch for interrupting the adjustment current can be attached to each of the adjustment resistors 41a and 41b.
  • the adjustment resistors 36 to 40 can be connected in parallel. Although this complicates the circuit, the magnitude of the adjustment current for adjusting the deviation from the specified value can be designed independently for each of the flying capacitors 11 to 15, and the number of closed circuits through which the adjustment current flows Therefore, the trade-off between adjustment power and adjustment power can be improved.
  • the adjustment resistors 36 to 40 shown in FIG. 15 can be modified in the same manner as shown in FIGS. For example, as in the modification of FIG. 12, an adjustment switch for cutting off the adjustment current can be attached to each of the adjustment resistors 36 to 40.
  • the adjustment resistors 31 to 35 can be connected in parallel. Although this complicates the circuit, the magnitude of the adjustment current for adjusting the deviation from the specified value can be designed independently for each of the flying capacitors 11 to 15, and the closed circuit in which the adjustment current flows can be designed. Since the number further increases, the trade-off between adjustment power and adjustment power can be improved.
  • the adjustment resistors 31 to 35 shown in FIG. 16 can be modified in the same manner as those shown in FIGS. For example, as in the modification of FIG. 12, an adjustment switch for cutting off the adjustment current can be attached to each of the adjustment resistors 31 to 35.
  • adjustment resistors 31 to 40 can be connected in parallel to all the main semiconductor switches 21 to 30 of the main circuit 2 as shown in FIG. Although this complicates the circuit, in addition to the effects in the circuits of FIGS. 15 and 16, the magnitude of the adjustment current for charging and discharging of each flying capacitor can be designed independently, and the adjustment current can be closed. Since the number of circuits further increases, the trade-off between adjustment power and adjustment power can be further improved.
  • the adjustment resistors 31 to 40 shown in FIG. 17 can be modified in the same manner as those shown in FIGS. For example, as in the modification of FIG. 12, an adjustment switch for cutting off the adjustment current can be attached to each of the adjustment resistors 31 to 40.
  • the magnitude of the voltage fluctuation of each flying capacitor 11 to 15 varies. Therefore, in order to optimize the individual load characteristics, the individual resistance values of the adjustment resistors 41a, 41b and 31-40 in FIGS. 14 to 17 are individually optimized to reduce the power consumption of the voltage adjustment circuit 4. The voltage adjustment effect can be exhibited most while reducing.
  • the adjustment power and adjustment power are reduced by lowering the resistance value of the adjustment resistor through which the adjustment current flows at that time relative to other adjustment resistors.
  • the trade-off can be improved.
  • FIG. 18 shows a circuit configuration in which the voltage adjustment circuit 4 in FIGS. 8 and 15 is combined.
  • the input power source 1 is depicted as a DC power source, but it can be replaced with a capacitor.
  • the gate control circuit is not drawn for simplification, but a gate control circuit is attached to each of the main semiconductor switches 21 to 30.
  • the main semiconductor switches 21 to 30 are respectively depicted by N-channel type normally-off type MOSFETs and diodes, but the present invention is not limited to this.
  • any semiconductor switch having reverse conduction characteristics can be used.
  • each of the main semiconductor switches 21 to 30 is preferably composed of a transistor and a diode connected in the reverse direction. Can also operate even if the diode is omitted.
  • a P-channel type or normally-on type MOSFET can also be used.
  • MOSFET insulated gate field effect transistor
  • HFET heterojunction field effect transistor
  • JFET junction field effect transistor
  • BT bipolar transistor
  • IGBT insulated gate bipolar
  • the transistor can be replaced with a semiconductor transistor. Further, it is possible to use a combination of two or more of the above semiconductor transistors in the main semiconductor switches 21 to 30 constituting the main circuit. 3 to 18 and FIG. 24, the main semiconductor switches 21 to 30 are all illustrated in the same direction as the same type connected in series.
  • an N channel transistor and a P channel transistor are used together to form a main circuit.
  • the drain and source of the P channel transistor are connected in reverse.
  • various semiconductors such as GaAs, SiC, and GaN can be used as a material for forming the transistor.
  • Specific examples include GaAs-HFET, SiC-MOSFET, SiC-JFET, SiC-SIT, GaN-MOSFET, and GaN-HFET.
  • diodes constituting the main semiconductor switches 21 to 30 in addition to various diodes made of Si, Schottky barrier diodes and PiN diodes using SiC and GaN can be used to significantly reduce the switching loss. I can do it.
  • the DC-DC power conversion circuit and the DC-AC power conversion circuit have been described.
  • the AC-DC power conversion circuit (input is an alternating current) in which the input and output in FIGS. Even when the output is DC, the effect of automatically adjusting the flying capacitor voltage to the specified value can be obtained.
  • the present invention can be applied to an AC-DC power conversion circuit by replacing the input power source 1 in FIGS. 3 to 18 and 24 with a load and replacing the load 5 with an AC power source.
  • the DC-DC power converter and the DC-AC power converter have been described.
  • the present invention is particularly effective in the DC-AC power converter. It is most effective in a DC-AC power converter characterized in that the load is inductive.
  • the power conversion circuit in the present invention can be formed by being integrated on a printed circuit board, in a module, in a resin package, or the like using individual discrete elements.
  • the adjustment resistors 31 to 40 are inserted in parallel with the main semiconductor switches 21 to 30 as shown in FIGS. 14 to 17, the main semiconductor switch and the adjustment resistors connected in parallel to the main semiconductor switches 21 to 30 are It is desirable to mount in the same package. This enables high-speed voltage adjustment. Ultimately, it is most desirable to form a single chip integrated on a semiconductor or insulator substrate.
  • the main semiconductor switches 21 to 25 and the main semiconductor switches 26 to 30 can be made into one chip, and all the main semiconductor switches 21 to 30 are made into one chip. It is more desirable that all the main semiconductor switches 21 to 30 and all flying capacitors 11 to 15 are further formed into one chip. Also, it is desirable that the adjustment resistor be integrated with the main semiconductor switch in one chip, which enables high-speed voltage adjustment. By forming a single chip on the substrate, it behaves as a single component as a whole, so that the number of components can be greatly reduced and the reliability is greatly improved. In addition, manufacturing costs can be reduced because a large amount can be manufactured by a semiconductor process. It is desirable to use Si, GaAs, and GaN as materials for one-chip fabrication.
  • the effect of the present invention in the circuit configuration of FIG. 6 was verified by a virtual experiment by simulation.
  • the circuit is a flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit in a 5-level DC-AC power conversion device.
  • FIG. 1 was used for the circuit configuration of the prior art.
  • the circuit configuration in the present invention is shown in FIG. Since there are 5 levels, N is 5, there are three flying capacitors C 1 , C 2 , and C 3 , and the main semiconductor switches are S 1 , S 2 , S 3 , S 4 , Sp 1 , Eight of Sp 2 , Sp 3 and Sp 4 .
  • the input voltage is 200 V
  • the flying capacitor has a capacitance of 10 ⁇ F
  • the load is a series circuit of a resistor having a resistance value of 30 ⁇ and an inductor having an inductance of 80 mH
  • an output fundamental frequency is 50 Hz
  • a carrier frequency is 2 kHz (switching)
  • the period was 1 ms)
  • the modulation factor was 1.0
  • the resistance value of the adjusting resistor was 5 k ⁇ .
  • the adjustment resistor is not attached in the circuit according to the prior art. Further, in this virtual experiment by simulation, in order to simulate variations in the characteristics of the main semiconductor switch, the switching of the main semiconductor switch S 3 was given a switching delay of 1 ⁇ s.
  • the voltage waveforms of C 1 , C 2 , and C 3 are integrated with respect to time, and average voltages divided by the integrated time are defined as V 1 , V 2 , and V 3 , respectively.
  • the V 1, V 2, and V 3, the prescribed value V n represented by the above formula (2) shows an error voltage ratio VD n normalized by the following equation (3) in FIG. 19.
  • N is an integer of 3 or more representing the number of levels
  • n is an integer of 1 or more and N ⁇ 2 or less.
  • the normalized error rates for C 1 , C 2 , and C 3 were ⁇ 22.1%, ⁇ 2.1%, and ⁇ 36.5%, respectively.
  • the effect of the present invention in the circuit configuration of FIG. 17 was verified by a virtual experiment by simulation.
  • the circuit is a flying capacitor circuit type multi-level power conversion circuit in a 5-level DC-AC power conversion device.
  • FIG. 1 was used for the circuit configuration of the prior art.
  • the circuit configuration in the present invention is shown in FIG. Since there are five levels, N is 5, there are three flying capacitors C 1 , C 2 , and C 3 , and the main semiconductor switches are S 1 , S 2 , S 3 , S 4 , Sp 1 , Eight of Sp 2 , Sp 3 and Sp 4 .
  • the calculation conditions are the same as in Example 1, the input voltage is 200 V, the flying capacitor has a capacitance of 10 ⁇ F, the load is a series circuit of a resistor having a resistance value of 30 ⁇ and an inductor having an inductance of 80 mH, an output fundamental frequency is 50 Hz, The carrier frequency was 2 kHz (switching period 1 ms), the modulation rate was 1.0, and the resistance value of the adjusting resistor connected in parallel to each main semiconductor switch was 5 k ⁇ . However, no adjustment resistor is attached to the circuit in the prior art. Further, in this virtual experiment by simulation, in order to simulate variations in the characteristics of the main semiconductor switch, the switching of the main semiconductor switch S 3 was given a switching delay of 1 ⁇ s.
  • the voltage waveforms of C 1 , C 2 , and C 3 are integrated with respect to time, and average voltages divided by the integrated time are defined as V 1 , V 2 , and V 3 , respectively.
  • the V 1, V 2, and V 3, the prescribed value V n represented by the above formula (2) shows an error voltage ratio VD n normalized by the following equation (4) in FIG. 20.
  • N is an integer of 3 or more representing the number of levels
  • n is an integer of 1 or more and N ⁇ 2 or less.
  • the normalized error rates for C 1 , C 2 , and C 3 were ⁇ 22.1%, ⁇ 2.1%, and ⁇ 36.5%, respectively.
  • it was + 0.5%, + 1.1%, and -2.0%, which were found to be closer to the specified values.
  • FIG. 1 was used for the circuit configuration of the prior art.
  • the circuit configuration in the present invention is shown in FIG. Since there are three levels, N is 3, the flying capacitor has only one C 1, and there are four main semiconductor switches, S 1 , S 2 , Sp 1 and Sp 2 .
  • the measurement conditions are: input voltage is 100V, flying capacitor has a capacitance of 8.2 ⁇ F, load is a series circuit of a resistor having a resistance of 10 ⁇ and an inductor of 40 mH, output fundamental frequency is 50 Hz, and carrier frequency is 2 kHz. It was.
  • main semiconductor switches commercially available Si-MOSFETs having the same model number were used. The breakdown voltage and on-resistance of this Si-MOSFET were 600 V and 0.19 ⁇ , respectively.
  • the resistance value of the adjustment resistor connected in parallel to each main semiconductor switch was 5 k ⁇ or 1 k ⁇ , respectively.
  • the power converter by the prior art which does not attach adjustment resistance was also produced for the comparison.
  • the power converter according to the prior art has the same circuit configuration as that of the above-described power converter according to the present invention except that no adjustment resistor is attached.
  • V 1 For the voltage waveform of C 1 , integration with respect to time is performed, and an average voltage divided by the integrated time is defined as V 1 .
  • the V 1 the specified value V n represented by the above formula (1), indicating an error voltage ratio VD n normalized by the following equation (2) in FIG. 21.
  • N is an integer of 3 or more representing the number of levels
  • n is an integer of 1 or more and N-2 or less.
  • the normalized error rate of C 1 was ⁇ 54%.
  • the voltage adjustment resistors were ⁇ 26% and ⁇ 2.0% at 5 k ⁇ and 1 k ⁇ , respectively. It has been found that the flying capacitor voltage approaches the specified value according to the present invention. It was also found that the smaller the resistance value of the adjustment resistor, the closer to the specified value, that is, the higher the adjustment force.
  • the ratio of the loss occupied by the voltage adjustment circuit to the input power of the power converter was 0.22% and 1.08% when the voltage adjustment resistance was 5 k ⁇ and 1 k ⁇ , respectively.
  • the resistance value of the adjusting resistor is lowered, the adjusting power is increased, while the trade-off relationship in which the adjusting power is increased is observed.
  • the adjustment resistance is 1 k ⁇ , the adjustment power is only 1.08%, and the conversion efficiency of the entire power conversion device is as large as 90% or more, and the present invention provides a low-loss voltage adjustment circuit sufficient for practical use. I understood that I could do it.
  • the present invention can be used for a motor drive device, a power supply device such as solar power generation or wind power generation, a power supply device such as an uninterruptible power supply (UPS), and a power supply device for electronic equipment.
  • a power supply device such as solar power generation or wind power generation
  • a power supply device such as an uninterruptible power supply (UPS)
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Abstract

フライングキャパシタ方式マルチレベル電力変換回路において、実回路では、主半導体スイッチの特性にばらつきがあり、回路中に寄生抵抗、寄生容量、および寄生インダクタンスなどの寄生要素があることにより、フライングキャパシタの充電量および放電量が理想条件の場合と異なってしまい、フライングキャパシタの電圧について規定値からの変動を抑えるためにフライングキャパシタ電圧の検出のための電圧センサと主半導体スイッチ制御機構を必要とした。さらにレベル数が増加すると実用的にならなかった。 本発明では主回路にさらにフライングキャパシタの電圧のばらつきを調整電流により抑制する閉回路を具備することにより、個々のフライングキャパシタ電圧の検出を行う電圧センサと主半導体スイッチ制御機構を不要とし、自動的にフライングキャパシタの電圧を規定値に調整する回路を提供する。

Description

マルチレベル電力変換回路および装置
　本発明は、マルチレベル電力変換回路に関するものであり、とくにフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路において、フライングキャパシタの電圧を自動的に調整する回路技術および装置に関する。
　一般的に、電力変換装置における電力変換回路には、２値の電圧を出力することのできる２レベル電力変換回路が用いられている。
　２レベル電力変換回路における課題として以下の３つが挙げられる。まず一つ目の課題として、出力電圧に高調波が多く含まれ、高調波成分の少ない良好な交流または直流を出力するための大きな高調波フィルタが必要されることが挙げられる。二つ目として、スイッチングに伴い多くの電磁ノイズが発生することが挙げられる。三つ目の課題は、スイッチング損失が大きいため、効率向上に限界がある。
　２レベル電力変換回路における上記の課題を解決するため、３値以上の電圧を出力することのできるマルチレベル電力変換回路の研究開発が行われており、一部で実用化が始まっている。マルチレベル電力変換回路では、レベル数を増やすに従い、より交流または直流に近い電圧波形を出力することが出来るため、２レベル変換回路と比較して、高調波フィルタの小型化が可能になる。また、主回路スイッチング素子一つ当たりに印加される電圧が低くなるため、電磁ノイズの低減、およびスイッチング損失の低減が可能となる。
　一方、マルチレベル電力変換回路における課題として、キャパシタ電圧の制御が挙げられる。マルチレベル電力変換回路では、出力電圧を合成するためのキャパシタの電圧を規定値に保つための制御が必要とされる。キャパシタの電圧が規定値から逸脱すると、出力波形のひずみ、電磁ノイズの増大、主回路主半導体スイッチの破壊、さらにはキャパシタ自身の破壊など様々な問題が発生する。
　素子またはキャパシタの破壊の問題は、とくにワンチップ集積回路において深刻な問題となる。ワンチップ集積回路とは、半導体プロセスにより絶縁基板または半導体基板上に複数の半導体素子や受動部品を集積化した回路のことである。ワンチップ集積回路では、個別の素子の取り換えが出来ないため、一つの素子が破壊されると集積回路全体を取り換える必要がある。
　マルチレベル電力変換回路における回路方式は、いくつか提案されており、例えばフライングキャパシタ回路方式、ダイオードクランプ回路方式、およびカスケードＨブリッチ回路方式などが挙げられる。
　以下では、フライングキャパシタ回路方式を例に挙げ、上記のマルチレベル電力変換回路における課題を具体的に説明する。フライングキャパシタ回路方式は、主半導体スイッチの制御により、複数のフライングキャパシタの電圧を加減算することで、３値以上の電圧を出力することのできるマルチレベル電力変換回路である。図１に従来技術におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図を示す。図１は３値以上の任意の出力レベル数を有するＮレベルのマルチレベル電力変換回路として描かれており、そのためフライングキャパシタ１３とフライングキャパシタ１４の間の回路が省略されている。また図１では、簡略化のため、一相分の回路構成のみについて描いている。複数の相を有する回路構成においては、図１の回路の個数が増える。例えば、三相交流の場合、図１の回路が３つになる。
　図１に示すように、入力電源１、主回路２、そして負荷５から構成されている。また、主回路２の中には、フライングキャパシタ回路３が含まれている。負荷の出力端１０の接続先は、回路が応用される用途によって異なるが、例えば、入力電源Ｅdの高電圧側、入力電源Ｅdの低電圧側、入力電源Ｅdの中間点、他相の負荷出力端などに接続することが出来る。
　このとき、電圧の高い方からｎ番目のフライングキャパシタＣnの電圧Ｖnは、以下の（１）式で表される規定値に保つことが要求される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、Ｎはレベル数を表す３以上の整数、ｎは１以上かつＮ－２以下の整数、およびＶINは入力電圧である。
　主回路２におけるすべての主半導体スイッチが全く同一の特性を有し、かつ回路中に寄生インダクタンスや寄生キャパシタンスの存在しない、理想的なフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路では、レベル数に応じた複数の位相の異なるキャリア波と変調波を比較する一般的な制御信号生成法により各フライングキャパシタの充放電を均一にすることができるため、各フライングキャパシタの電圧は、（１）式で表される規定値で一定になる。
　以下では、その原理を、図２に示す３レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路を用いて説明する。
　３レベルのマルチレベル電力変換回路におけるフライングキャパシタは一つだけであり、図２ではフライングキャパシタ１１で表されている。
　負荷電流がフライングキャパシタを通る動作モードにおける主半導体スイッチの状態を図２２にまとめる。充電および放電において、フライングキャパシタを通過する電流の向きに対応したそれぞれ２種類の主半導体スイッチの状態の組み合わせがある。ここで、図２２における導通とは、主半導体スイッチのゲートに対してオン状態にあたる電圧が印加されている状態を意味し、または主半導体スイッチに対して逆方向の電圧が印加された逆導通状態を意味している。また、図２２における開放とは、主半導体スイッチに対して順方向の電圧が印加されており、かつゲートに対してオフ状態にあたる電圧が印加されている状態を意味している。
　図２２の動作モードにおける等価回路は図２３で表され、フライングキャパシタ１１の充電および放電は、負荷５を介した負荷電流の経路６で表すことができる。動作モードの遷移はスイッチング周波数で行われ、充電と放電の動作モードをスイッチング一周期中に同じ時間だけ出現させるように制御することで、スイッチング周期ごとにフライングキャパシタの充電と放電の電荷量が等しくなり、原理的にはフライングキャパシタの電圧は規定値で一定となる。
　上記では、簡易的に３レベルを例に挙げて説明した。レベル数が４レベル以上の場合、複数のフライングキャパシタを介して充電および放電を行う動作モードが存在するが、３レベルと同様に、原理的にはフライングキャパシタの電圧は規定値で一定となる。
　しかしながら、現実の電力変換回路では、主半導体スイッチの特性にばらつきが存在し、また、回路中に寄生抵抗、寄生容量、および寄生インダクタンスなどの寄生要素が存在する。これによって、主回路の主半導体スイッチのスイッチング時間や制御信号の遅延などにばらつきが生じるため、フライングキャパシタの充電量および放電量が理想条件の場合と異なってしまい、フライングキャパシタの電圧が上記の規定値から変動する。
　この課題を解決し、フライングキャパシタの電圧を規定値に保つ方法として、例えば非特許文献１が開示されている。非特許文献１の方法では、各フライングキャパシタの電圧を検出し、検出した電圧を基に、主半導体スイッチの制御をしてフライングキャパシタの充放電をすることで、フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する。しかしながら、レベル数の増加に応じて非常に多くの電圧センサを用意する必要があり、変換器の体積やコストの面で現実的ではない。また、レベル数を多くするほど回路の動作モードの数が指数関数的に増加し、その中から各フライングキャパシタの電圧に応じて、１つの動作モードを選択するのは現実的に不可能である。
Mostafa Khazraei, Hossein Sepahvand, Keith A. Corzine, and MehdiFerdowsi:「Active Capacitor Voltage Balancing inSingle-Phase Flying-Capacitor Multilevel Power Converters」,IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 59, NO. 2,FEBRUARY 2012
　本発明における課題は、フライングキャパシタ回路方式におけるマルチレベル電力変換回路において、フライングキャパシタ電圧の検出を行わず、自動的にフライングキャパシタの電圧を規定値に調整する回路を提供することである。
　本発明は、フライングキャパシタ回路方式におけるマルチレベル電力変換回路において、フライングキャパシタ電圧の検出を行わず、自動的にフライングキャパシタの電圧を規定値に調整する回路を提供するものであり、具体的には、次のようなマルチレベル電力変換回路および装置を提供することにより、上記の課題は解決される。
　（１）少なくとも、１つ以上のフライングキャパシタと４つ以上の主半導体スイッチと主回路の入力端および出力端からなるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電源変換回路であって、前記フライングキャパシタは、前記入力端の一方に２つ以上の前記主半導体スイッチを直列に接続した第１の直列スイッチ列の隣接する主半導体スイッチの間の各ノードと、入力端の他方に同数の主半導体スイッチを直列に接続した第２の直列スイッチ列の隣接する主半導体スイッチの間の各ノードとの間に順次接続されていて、前記主回路の出力端は、第１の直列スイッチ素子列と第２の直列スイッチ素子列の開放端を接続したノードであって、前記主回路にはさらに抵抗からなる閉回路が具備されており、前記フライングキャパシタを介して出力電流が流れるすべての充電および放電動作モードにおいて、前記閉回路の前記抵抗を介して、前記フライングキャパシタの充電電流および放電電流が流れることにより、前記フライングキャパシタの電圧値の検出を行わずに、自動的に前記フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する機能を有することを特徴とするフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路である。
　（２）少なくとも、第１の直列スイッチ列を構成するすべての主半導体スイッチ、または第２の直列スイッチ列を構成するすべての主半導体スイッチが、一つの半導体または絶縁体による基板上に作製されていることを特徴とするマルチレベル電力変換回路。
　（３）前記抵抗は、前記主回路の出力端と、前記主回路の出力端に接続された負荷の出力端の間に、接続されていることを特徴とするマルチレベル電力変換回路である。
　（４）前記抵抗は、前記主回路の出力端と、前記入力端の一方に、接続されていることを特徴とするマルチレベル電力変換回路である。
　（５）前記抵抗は、前記主回路の出力端と、前記主回路の入力端に直列に接続された複数の入力電源のいずれかの中間点に、接続されていることを特徴とするマルチレベル電力変換回路である。
　（６）前記抵抗は、２つ以上の抵抗の直列接続により構成されており、隣接する前記抵抗の間の各ノードが、隣接する前記主半導体スイッチの間の各ノードと接続されていることを特徴とするマルチレベル電力変換回路である。
　（７）前記抵抗は、第１の直列スイッチ列または第２の直列スイッチ列のすべての主半導体スイッチそれぞれに対して並列に接続されていることを特徴とするマルチレベル電力変換回路である。
　（８）前記抵抗は、第１の直列スイッチ列および第２の直列スイッチ列のすべての主半導体スイッチそれぞれに対して並列に接続されていることを特徴とするマルチレベル電力変換回路である。
　（９）前記抵抗の抵抗値は、すべて同じであることを特徴とする(６)～(８)に記載するマルチレベル電力変換回路である。
　（１０）前記閉回路において、さらに前記抵抗体に対して直列接続された半導体スイッチを具備することを特徴とする(１)～(９)に記載するマルチレベル電力変換回路である。
　（１１）前記閉回路において、さらに前記抵抗体に対して直列接続されたキャパシタを具備することを特徴とする(１)～(９)に記載するマルチレベル電力変換回路である。
　（１２）前記閉回路において、さらに前記抵抗体に対して並列接続されたキャパシタを具備することを特徴とする(１)～(１１)に記載するマルチレベル電力変換回路である。
　（１３）前記抵抗は、半導体トランジスタであり、前記半導体トランジスタのゲート端子およびドレイン端子が短絡されていることを特徴とする(１)～(１２)に記載するマルチレベル電力変換回路である。
　（１４）前記抵抗は、半導体双方向スイッチであることを特徴とする(１)～(１３)に記載するマルチレベル電力変換回路である。
　（１５）(１)～(１４)に記載するマルチレベル電力変換回路において、前記負荷を交流入力電源とし、前記入力電源を負荷として構成したＡＣ－ＤＣ電力変換回路である。
　（１６）(１)～(１４)に記載するマルチレベル電力変換回路を用いたマルチレベル電力変換装置である。
　（１７）(１５)に記載するＡＣ－ＤＣ電力変換回路を用いたＡＣ－ＤＣ電力変換装置。
　この発明によれば、フライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路において、フライングキャパシタの電圧値の検出を行わずに、自動的に前記フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する機能を持たせることが可能となる。フライングキャパシタの電圧値の検出を必要とする従来技術と比較して、フライングキャパシタの電圧を高速で規定値に調整することが可能であり、また、この回路を用いたマルチレベル電力変換装置の損失の低減、ノイズの低減、作製コストの低減、装置の小型化および信頼性の向上が可能である。
　また、上記（２）では、主半導体スイッチがワンチップ集積化された、マルチレベル電力変換回路において、素子の破壊を防ぎ、この回路を用いたマルチレベル電力変換装置の信頼性を大幅に向上できる。
　また、上記（３）では、負荷の出力端の接続先によらずにフライングキャパシタの電圧を規定値に調整する機能が得られるため、この回路を用いたマルチレベル電力変換装置の汎用性が高まり、装置の作製コストをさらに低減できる。
　また、上記（４）では、負荷の形状および寸法に依存しないで、主半導体スイッチの直近に前記抵抗を配置することが可能となり、これによって前記閉回路における寄生インダクタンスを低減することが可能となり、フライングキャパシタの電圧をさらに高速で規定値に調整する効果が得られる。
　また、上記（５）では、上記（３）および（４）の効果が同時に得られ、これによって汎用性が高く、低コストであり、フライングキャパシタの電圧を高速で規定値に調整する効果が得られる。
　また、上記（６）では、前記閉回路における前記抵抗が消費する電力と、フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する能力のトレードオフが改善され、前記抵抗の消費電力の低減が可能となる。
　また、上記（７）では、上記（６）の効果に加えて、各フライングキャパシタに対して独立に、規定値からのずれを調整するための調整電流の大きさを設計できるため、フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する能力のトレードオフがさらに改善され、前記抵抗の消費電力の低減が可能となる。
　また、上記（８）では、上記（７）の効果に加えて、各フライングキャパシタの充電および放電のための調整電流の大きさを独立に設計できるため、フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する能力のトレードオフがさらに改善され、前記抵抗の消費電力の低減が可能となる。
　また、上記（９）では、回路の汎用性が向上し、様々な用途に利用可能な汎用性の高いマルチレベル電力変換回路が実現できるため、この回路を用いたマルチレベル電力変換装置の汎用性が高まり、装置の作製コストを低減できる。
　また、上記（１０）では、フライングキャパシタの電圧が安定している場合や、電圧を調整する目的とは別に、前記抵抗に電流が流れてしまう動作モードにおいて、前記閉回路を開放して電流を遮断することで、前記抵抗における無駄な損失を低減することが可能である。
　また、上記（１１）では、前記（１０）と同様の効果に加え、前記閉回路の電流を制御なしに自動で遮断することが可能となるため、上記閉回路に流れる電流を高速で自動的に遮断することが可能となる。
　また、上記（１２）では、前記閉回路における前記抵抗が消費する電力と、フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する能力のトレードオフが改善され、前記抵抗の消費電力の低減が可能となる。
　また、上記（１３）では、前記閉回路における前記抵抗が消費する電力と、フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する能力のトレードオフが改善され、前記抵抗の消費電力の低減が可能となる。
　また、上記（１４）では、前記閉回路における前記抵抗が消費する電力と、フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する能力のトレードオフが改善され、前記抵抗の消費電力の低減が可能となる。
　また、上記（１５）では、ＡＣ－ＤＣ電力変換回路において、本発明を適用することが可能となる。
　また、上記（１６）では、マルチレベル電力変換装置において、本発明を適用することが可能となる。
　また、上記（１７）では、ＡＣ－ＤＣ電力変換装置において、本発明を適用することが可能となる。
図１は従来技術におけるフライングキャパシタ電力変換回路の構成図である。 図２は従来技術における３レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の一例である。 図３は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の概念図である。 図４は本発明における３レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の一例である。 図５は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の基本構成図である。 図６は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図７は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図８は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図９は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１０は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１１は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１２は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１３は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１４は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１５は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１６は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１７は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１８は本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の構成図の変形例である。 図１９は実施例１における５レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換装置のシミュレーション結果である。 図２０は実施例２における５レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換装置のシミュレーション結果である。 図２１は実施例３における３レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換装置の実験結果である。 図２２は従来技術における３レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の充放電動作モードにおける主半導体スイッチの状態を示す表である。 図２３は従来技術における３レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の充放電動作モードにおける等価回路を表わす回路図である。 図２４は本発明における３レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の充放電動作モードにおける等価回路を表わす回路図である。
　以下では、まず本発明を実施するための形態（以下、実施の形態）について説明を行う。次に、実施例１および実施例２において、シミュレーションを用いた仮想的な実験結果を示す。また、実施例３では、実機を用いた測定結果を示す。
　本実施の形態では、ＤＣ－ＤＣ電力変換装置（入出力が直流）に用いられるＤＣ－ＤＣ電力変換回路、およびＤＣ－ＡＣ電力変換装置（入力が直流、出力が交流）に用いられるＤＣ－ＡＣ電力変換回路における、本発明によるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路について説明する。
　図３に本発明におけるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の概念図を示す。フライングキャパシタを介して出力電流が流れるすべての動作モードにおいて、負荷５を介さず、かつ調整抵抗４１を介して、フライングキャパシタの充電および放電のための調整電流が流れる閉回路を形成するように調整抵抗４１を配置する。これによって、調整電流の経路７に沿って調整電流が流れ、フライングキャパシタの電圧値の検出を行わずに、自動的にフライングキャパシタの電圧を規定値に調整することが可能となる。
　図２に示した従来技術における３レベルのマルチレベル電力変換回路と比較しながら、本発明におけるマルチレベル電力変換回路の構成をより具体的に説明する。
　図４に、本発明による３レベルのフライングキャパシタ回路方式におけるマルチレベル電力変換回路の一例を示す。図４では一例として、電圧調整回路の出力端４２および負荷の出力端１０は共に入力電源１の低電圧側に接続して描かれている。図４における本発明による３レベルのマルチレベル電力変換回路におけるフライングキャパシタ１１の、充電および放電動作モードにおける主半導体スイッチ２１、２２、２６および２７の状態は、図２２に示した従来技術と同じである。
　この時の等価回路を図２４に示す。電圧調整回路４によって、負荷５を介さずに、フライングキャパシタ１１の充電または放電を行う調整電流を流すための閉回路を形成する。これによって、他の回路方式におけるマルチレベル電力変換回路には無い、フライングキャパシタ回路方式に特有の現象として、フライングキャパシタの電圧を規定値に戻そうとする方向に、自動的に調整電流７が流れる。これによってフライングキャパシタ１１の電圧検出、およびそれを主半導体スイッチ２１、２２、２６および２７の制御にフィードバックするアクティブな制御を必要としないで、自動的にフライングキャパシタ１１の電圧を、上記（１）式で表される規定値に調整する機能が得られる。
　より具体的には、上記（１）式にＮ＝３およびｎ＝１を代入して得られる、Ｖ1＝０.５×ＶINで表される規定値に調整する機能が得られる。これによって、フライングキャパシタ電圧の変動に連動した高速な電圧の調整が可能となる。フライングキャパシタの電圧値の検出を必要とする従来技術と比較して、フライングキャパシタの電圧を高速で規定値に調整することが可能であり、また、この回路を用いたマルチレベル電力変換装置の損失の低減、ノイズの低減、作製コストの低減、装置の小型化および信頼性の向上が可能である。
　また、図４では、簡易的に３レベルを例に挙げて本発明の回路構成および効果を説明したが、レベル数が４レベル以上の場合においても、３レベルと同様に、フライングキャパシタの電圧を自動的に調整する効果が得られる。
　より一般化された回路構成として、出力電圧としてＮ値を出力することが可能な、本発明におけるＮレベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路の基本構成図を図５に示す。
　本発明によるＮレベルのマルチレベル電力変換回路における回路構成は、図５に描かれるように、少なくとも、１つ以上のフライングキャパシタ１１～１５からなるフライングキャパシタ回路３、およびフライングキャパシタ回路３を含み、かつ４つ以上の主半導体スイッチ２１～３０と主回路の出力端９からなる主回路２、および入力電源１、および前記主回路の出力端９に接続された負荷５からなるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電源変換回路であって、フライングキャパシタ１１～１５は、入力電源１の一端に２つ以上の前記主半導体スイッチ２１～２５を直列に接続した第１の直列スイッチ列の隣接する主半導体スイッチの間の各ノードと、入力電源の他端に２つ以上の主半導体スイッチ２６～３０を直列に接続した第２の直列スイッチ列の隣接する主半導体スイッチの間の各ノードとの間に順次接続されていて、主回路の出力端９は、第１の直列スイッチ素子列と第２の直列スイッチ素子列の開放端を接続したノードであって、主回路２にはさらに調整抵抗４１からなる閉回路が具備されており、フライングキャパシタ１１～１５を介して出力電流が流れるすべての充電および放電動作モードにおいて、負荷５を介さず、かつ前記閉回路の調整抵抗４１を介して、フライングキャパシタ１１～１５の充電電流および放電電流が流れることにより、フライングキャパシタ１１～１５の電圧値の検出を行わずに、自動的にフライングキャパシタ１１～１５の電圧を規定値に調整する機能を有することを特徴とするフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路である。また、図５では、簡略化のため、一相分の回路構成のみについて描いている。複数の相を有する場合は、図５の回路構成による回路の数が増え、例えば三相交流であれば図５の回路構成による回路が３つに増える。
　ここで、電圧の高い方からｎ番目のフライングキャパシタＣnの電圧の規定値Ｖnは、以下の（２）式で表される値とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ただし、Ｎはレベル数を表す３以上の整数、ｎは１以上かつＮ－２以下の整数、およびＶINは入力電圧である。
　電圧調整回路４は調整抵抗４１により構成されている。調整抵抗４１は、金属系、セラミック系、および半導体による抵抗を用いることが出来る。例えば、巻線抵抗器やチップ抵抗器などを用いることが出来る。
　主回路２を構成する主半導体スイッチ２１～３０には、逆導通特性を有する半導体スイッチを用いることが出来る。例えば、図５に描かれるように、各主半導体スイッチ２１～３０として、それぞれＮチャネル型ノーマリーオフ型のＭＯＳＦＥＴ（酸化膜ゲート電界効果型トランジスタ）および逆並列に接続されたダイオードを用いることが出来る。ここで逆並列とは、トランジスタのドレインとダイオードのカソードを接続し、かつトランジスタのソースとダイオードのアノードを接続した回路構成のことである。ダイオードが無くても図５の回路は動作可能であるが、ダイオードを取り付けることで逆導通特性が改善し、これによって回路の損失を低減できる。
　フライングキャパシタ回路３を構成するフライングキャパシタ１１～１５には、様々なキャパシタを用いることが出来る。例えば、誘電体を用いたセラミックキャパシタ、プラスチック・フィルムキャパシタ、およびアルミ電解キャパシタなどの各種電解キャパシタ、および半導体のＰＮ接合容量を使ったキャパシタなどを用いることが出来る。
　電圧調整回路の出力端４２は、以下のように接続することが出来る。まず、図６のように、電圧調整回路の出力端４２を、負荷の出力端１０に接続することが出来る。図６の回路構成では、調整抵抗４１は負荷５に対して並列に接続されている。これによって、負荷の出力端１０の接続先によらずにフライングキャパシタの電圧を規定値に調整する機能が得られるため、この回路を用いたマルチレベル電力変換装置の汎用性が高まり、装置の作製コストをさらに低減できる。
　また、図７のように、電圧調整回路の出力端４２を、入力電源Ｅdの低電圧側に接続することが出来る。
　また、図８のように、電圧調整回路の出力端４２を、入力電源Ｅdの高電圧側に接続することが出来る。これによって、負荷５の形状および寸法に依存しないで、主半導体スイッチ２１～３０の直近に調整抵抗４１を配置することが可能となり、これによって前記閉回路における寄生インダクタンスを低減することが可能となり、フライングキャパシタの電圧をさらに高速で規定値に調整する効果が得られる。
　また、図５では、一つの入力電源１だけで描かれているが、複数の直流電源を直列接続したもので置き換えても良く、そのような場合は、直流電源を接続した中間点に、電圧調整回路の出力端４２を接続することが可能である。
　例えば、図９のように、入力電圧ＶINの半分の値ＶIN／２の値５７を出力する２つ入力電源１の中間点に、電圧調整回路の出力端４２を、接続することが出来る。これによって、負荷の出力端１０の接続先によらずにフライングキャパシタの電圧を規定値に調整する機能が得られるため、この回路を用いたマルチレベル電力変換装置の汎用性が高まり、装置の作製コストをさらに低減できる。さらに、負荷５の形状および寸法に依存しないで、主半導体スイッチ２１～３０の直近に抵抗４１を配置することが可能となり、これによって前記閉回路における寄生インダクタンスを低減することが可能となり、フライングキャパシタの電圧をさらに高速で規定値に調整する効果が得られる。
　また、本実施の形態では、簡略化のため、一相分の回路構成のみについて描いているが、複数の相を有する回路構成においては、他相の負荷出力端などに接続することが出来る。
　また、本発明におけるマルチレベル電力変換回路は、電圧調整回路４が消費する電力（以下、調整電力）と、フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する能力（以下、調整力）の間にトレードオフ関係が存在する。具体的には、調整抵抗４１の抵抗値を小さくすると調整力が高まり、フライングキャパシタの電圧がより規定値に近づくが、それに伴って調整電力も増加してしまう。
　このトレードオフ関係を改善する方法として、電圧調整回路４を構成する調整抵抗４１は、半導体素子によって置き換えることが可能である。通常の抵抗は印加電圧に対して電流が線形に変化するのに対して、半導体素子を用いることで、電圧の変化とともにスーパーリニアに電流が上昇することにより、トレードオフ関係が改善される。また、半導体素子に置き換えることで、トレードオフの改善とともに、装置の信頼性向上、小型化、および低コスト化が可能となる。
　具体的には、ＤＣ－ＤＣ電力変換回路において、調整抵抗４１を、ダイオード、ツェナーダイオード、またはゲート端子をドレイン端子と短絡した電界効果型トランジスタ、またはベース端子をコレクタ端子と短絡したバイポーラトランジスタで置き換えることが可能である。これによって、上記の調整力と調整電力の間のトレードオフを改善できる。
　また、ＤＣ－ＡＣ電力変換回路およびＡＣ－ＤＣ電力変換回路において、調整抵抗４１を、アノード同士またはカソード同士を直列接続した、ダイオードまたはツェナーダイオードで置き換えることが出来、また、お互いのアノードとカソードを接続し、これによるダイオードまたはツェナーダイオードの逆並列回路で置き換えることが出来、また、ゲート端子をドレイン端子と短絡した電界効果型トランジスタのソース同士またはドレイン同士を直列接続した調整双方向スイッチで置き換えることが可能であり、また、ベース端子をコレクタ端子と短絡したバイポーラトランジスタのエミッタ同士またはコレクタ同士を直列接続した調整双方向スイッチで置き換えることが可能である。
　その一例として、図１０にゲート端子をドレイン端子と短絡した電界効果型トランジスタのソース同士を直列接続した調整双方向スイッチ５４を用いた構成図を示す。
　また、図１１のように、電圧調整抵抗４１に対して、調整キャパシタ５５を並列に挿入することが可能である。これによって、調整電力と調整力のトレードオフ関係を改善できる。
　また、図１２のように、電圧調整抵抗４１に対して、調整スイッチ５３を直列に挿入することによって、負荷の消費電力が低い場合や、電圧調整に関係しない電流が電圧調整回路４に流れる動作モードにおいて、調整スイッチ５３を開放することで、電圧調整回路４における無駄な損失を低減することが可能である。これによって、調整電力と調整力のトレードオフ関係を改善できる。
　また、図１３のように、調整抵抗４１に対して、調整キャパシタ５６を直列に挿入することによって、負荷の消費電力が低い場合や、電圧調整に関係しない電流が電圧調整回路４に流れる動作モードにおいて、電圧調整回路４における無駄な損失を低減することが可能である。これによって、調整電力と調整力のトレードオフ関係を改善できる。
　また、図３～１３、図２４では、調整抵抗４１および電圧調整回路の出力端４２はそれぞれ一つだけであるが、複数の調整抵抗および電圧調整回路の出力端を設けることも可能である。具体的には、２つ以上の調整抵抗の直列接続において、隣接する調整抵抗の間の各ノードを電圧調整回路の出力端として、この電圧調整回路の出力端を、隣接する主半導体スイッチの間の各ノードと接続することが出来る。一例として、２つの調整抵抗を用いた構成図を図１４に示す。調整抵抗４１ａと調整抵抗４１ｂの間のノードを、電圧調整回路の出力端４２ａとして、隣接する主半導体スイッチの間の任意のノードに接続する。
　図３～１３、図２４のように調整抵抗が一つの場合、すべてのフライングキャパシタ１１～１５に対して、調整力が一義的に決定されるのに対して、複数の調整抵抗を用いることで、各フライングキャパシタに対して、大きさの異なる調整電流を流すことが出来る。これによって、調整電力と調整力のトレードオフ関係を改善できる。
　また、図１４の電圧調整回路の出力端４２ｂは、図６～１０と同様の接続が可能である。また、図１４では、簡略化のため、一相分の回路構成のみについて描いているが、複数の相を有する回路構成においては、他相の負荷出力端などに接続することが出来る。また、各調整抵抗４１ａおよび４１ｂは、図１１～１３に示したものと同様の主旨の変形が行える。例えば、図１２の変形例と同様に、各調整抵抗４１ａ、４１ｂに対して、それぞれに調整電流を遮断するための調整スイッチを取り付けることが出来る。
　また、図１４の発展形として、図１５のように、入力電源の低電位側の主半導体スイッチ２６～３０を直列に接続した直列スイッチ列における、すべての主半導体スイッチ２６～３０それぞれに対して、並列に調整抵抗３６～４０を接続することが出来る。これによって、回路が複雑化するものの、各フライングキャパシタ１１～１５に対して独立に、規定値からのずれを調整するための調整電流の大きさを設計でき、また調整電流の流れる閉回路の数が増加するため、調整電力と調整力のトレードオフを改善できる。ここで、図１５の各調整抵抗３６～４０は、図１１～１３に示したものと同様の主旨の変形が行える。例えば、図１２の変形例と同様に、各調整抵抗３６～４０に対して、それぞれに調整電流を遮断するための調整スイッチを取り付けることが出来る。
　また、図１４の発展形として、図１６のように、入力電源の高電位側の主半導体スイッチ２１～２５を直列に接続した直列スイッチ列における、すべての主半導体スイッチ２１～２５それぞれに対して、並列に調整抵抗３１～３５を接続することが出来る。これによって、回路が複雑化するものの、各フライングキャパシタ１１～１５に対して独立に、規定値からのずれを調整するための調整電流の大きさを設計でき、また、調整電流の流れる閉回路の数がさらに増加するため、調整電力と調整力のトレードオフを改善できる。ここで、図１６の各調整抵抗３１～３５は、図１１～１３に示したものと同様の主旨の変形が行える。例えば、図１２の変形例と同様に、各調整抵抗３１～３５に対して、それぞれに調整電流を遮断するための調整スイッチを取り付けることが出来る。
　図１５および１６のさらなる発展形として、図１７のように、主回路２のすべての主半導体スイッチ２１～３０に対して、並列に調整抵抗３１～４０を接続することが出来る。これにより、回路が複雑化するものの、図１５および１６の回路における効果に加えて、各フライングキャパシタの充電および放電のための調整電流の大きさを独立に設計でき、また、調整電流の流れる閉回路の数がさらに増加するため、調整電力と調整力のトレードオフのさらなる改善が可能となる。ここで、図１７の各調整抵抗３１～４０は、図１１～１３に示したものと同様の主旨の変形が行える。例えば、図１２の変形例と同様に、各調整抵抗３１～４０に対して、それぞれに調整電流を遮断するための調整スイッチを取り付けることが出来る。
　マルチレベル電力変換回路に接続される負荷５の特性によって、各フライングキャパシタ１１～１５の電圧変動の大きさが異なる。よって、個別の負荷特性に対して最適化するため、図１４～１７の調整抵抗４１ａ、４１ｂ、３１～４０の個々の抵抗値を個別に最適化することで、電圧調整回路４の消費電力を減らしつつ、最も電圧調整効果を発揮させることが出来る。
　具体的には、負荷を介して充電および放電電流が多く流れる動作モードにおいて、そのとき調整電流が流れる調整抵抗の抵抗値を、他の調整抵抗に対して低くすることで、調整電力と調整力のトレードオフを改善することが出来る。
　ただし、図１４～１７のように複数の調整抵抗を用いる場合、すべての調整抵抗４１ａ、４１ｂ、３１～４０の値を同一に設計しても良い。これによって、様々な用途に応じたマルチレベル電力変換装置において適用可能な、汎用性の高いマルチレベル電力変換回路を提供することが可能となり、電力変換装置の作製コストを低減できる。すべての調整抵抗の値を同一に設計した場合においても、単一の調整抵抗による図３～１３、図２４の回路構成と比較して、調整電流の流れる閉回路の数が多いため、調整電力と調整力のトレードオフを改善できる。
　また、図３～１７、図２４における電圧調整回路４の回路構成は、本発明の主旨を逸脱しない範囲で組み合わせることが可能である。一例として、図８と図１５における電圧調整回路４を組み合わせた回路構成を、図１８に示す。
　また、図３～図１８、図２４では、入力電源１が直流電源として描かれているが、キャパシタで置き換えることが可能である。
　また、図３～図１８、図２４では、簡略化のためゲート制御回路が描かれていないが、それぞれの主半導体スイッチ２１～３０について、それぞれゲート制御回路が取り付けられる。
　また、図３～図１８、図２４では、各主半導体スイッチ２１～３０は、それぞれＮチャネル型ノーマリーオフ型のＭＯＳＦＥＴとダイオードにより描かれているが、本発明はこれに限定されるものではなく、各主半導体スイッチ２１～３０には、逆導通特性を有する半導体スイッチであれば何でも用いることが出来る。
　また、逆導通特性を改善するため、図３～１８、図２４のように、各主半導体スイッチ２１～３０は、トランジスタおよび逆向きに接続されたダイオードにより構成されることが望ましいが、トランジスタ自体も逆導通特性を有するのでダイオードを省略しても動作が可能である。また、Ｐチャネル型やノーマリーオン型のＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。
　ただし、Ｐチャネル型のトランジスタの場合、接続するダイオードのアノードをトランジスタのドレインと接続し、かつダイオードのカソードをトランジスタのソースと接続する必要がある。また、ＭＯＳＦＥＴ以外にも、ＭＩＳＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果型トランジスタ）、ＨＦＥＴ（ヘテロ接合電界効果型トランジスタ）、ＪＦＥＴ（接合型電界効果型トランジスタ）、ＢＴ（バイポーラトランジスタ）、およびＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの半導体トランジスタで置き換えることが出来る。また、主回路を構成する主半導体スイッチ２１～３０には、上記の半導体トランジスタを２種類以上組み合わせて使うことも可能である。図３～１８、図２４において、主半導体スイッチ２１～３０は、すべて同じ向きに同一種を直列接続として例示したが、例えばＮチャネル型トランジスタとＰチャネル型トランジスタを併用して主回路を構成した場合は、Ｐチャネル型トランジスタの接続はドレインとソースが逆の接続となる。また、トランジスタを作る材料としては、Ｓｉ以外にも、ＧａＡｓ、ＳｉＣ、およびＧａＮなどの各種の半導体を用いることが出来る。具体例として、ＧａＡｓ－ＨＦＥＴ、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ－ＪＦＥＴ、ＳｉＣ－ＳＩＴ、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ、およびＧａＮ－ＨＦＥＴなどが挙げられる。ただし、主半導体スイッチの特性ばらつきは、フライングキャパシタ電圧が規定値から変動する要因となるため、図３～１８における主半導体スイッチＳn（ｎは整数）およびそれと対をなすＳｐn（ただし、ＳnとＳｐnのｎは同じ整数）には、同じ特性の半導体スイッチを用いることが望ましく、また、すべての主半導体スイッチ２１～３０において同じ特性の半導体スイッチを用いることがさらに望ましい。
　また、主半導体スイッチ２１～３０を構成するダイオードとしては、Ｓｉによる各種ダイオードの他に、ＳｉＣやＧａＮを用いたショットキーバリアダイオードやＰｉＮダイオードを用いることで、スイッチング損失を大幅に低減することが出来る。
　また、本実施の形態では、ＤＣ－ＤＣ電力変換回路、およびＤＣ－ＡＣ電力変換回路について述べたが、図３～図１８の入力と出力を入れかえた、ＡＣ－ＤＣ電力変換回路（入力が交流、出力が直流）においても、フライングキャパシタ電圧を自動的に規定値に調整する効果が得られる。具体的には、図３～図１８、図２４における入力電源１を負荷に置き換え、かつ負荷５を交流電源に置き換えることで、ＡＣ－ＤＣ電力変換回路において、本発明を適用することが出来る。さらに、本発明または各種のＡＣ－ＤＣ電力変換回路と、本発明によるＤＣ－ＡＣ電力変換回路を組み合わせたＡＣ－ＤＣ－ＤＣ－ＡＣ電力変換回路により、ＡＣ－ＡＣ電力変換回路において、本発明を適用することが出来る。
　また、図３～図１８、図２４では、ＤＣ－ＤＣ電力変換器、およびＤＣ－ＡＣ電力変換器について説明したが、本発明は、ＤＣ－ＡＣ電力変換器において、とくに効果が得られ、さらに負荷が誘導性であることを特徴とするＤＣ－ＡＣ電力変換器において最も効果が得られる。
　また、本発明における電力変換回路は、個別のディスクリート素子を用いてプリント基板上、モジュール内、および樹脂パッケージ内などに集積化して形成することが出来る。また、図１４～１７のように主半導体スイッチ２１～３０に対して、調整抵抗３１～４０が並列に挿入される場合には、主半導体スイッチとそれに対して並列に接続された調整抵抗を、同一のパッケージ内に実装することが望ましい。これによって、高速な電圧調整が可能となる。また、究極的には半導体または絶縁体の基板上に、ワンチップで集積化して形成することが最も望ましい。
　ワンチップ化を行う回路の範囲として、主半導体スイッチ２１～２５、および主半導体スイッチ２６～３０を、それぞれワンチップ化することが可能であり、またすべての主半導体スイッチ２１～３０をワンチップ化することがさらに望ましく、さらにすべての主半導体スイッチ２１～３０およびすべてのフライングキャパシタ１１～１５をワンチップ化することがさらに望ましい。また、調整抵抗も主半導体スイッチとワンチップ化することが望ましく、これにより高速な電圧調整が可能となる。ワンチップ化により基板上に一体で形成することにより、全体として一つの部品としてふるまうため、部品点数の大幅な低減が可能となり、信頼性が格段に向上する。また、半導体プロセスにより大量に作製可能であるため、作製コストを低減できる。ワンチップ化を行う材料としては、Ｓｉ、ＧａＡｓ、およびＧａＮを用いることが望ましい。
　しかしながら、ワンチップ化された回路では、フライングキャパシタの電圧が規定値から逸脱して、それによって回路内の素子が壊れた場合、個別の素子の取り換えが出来ないため、従来技術によるフライングキャパシタではワンチップ化された回路全体の取り換えを必要とし、現実的に用いることが出来ない。本発明による自動的な電圧調整機能は、このような素子の破壊を防ぎ、ワンチップ化されたマルチレベル電力変換回路の信頼性を大幅に向上させることを可能にする。
　図６の回路構成における本発明の効果を、シミュレーションによる仮想実験により検証した。回路は、５レベルのＤＣ－ＡＣ電力変換装置における、フライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路である。従来技術の回路構成には、図１を用いた。本発明における回路構成には、図６を用いた。５レベルであるため、Ｎは５であり、フライングキャパシタはＣ１、Ｃ２、およびＣ３の３つであり、また主半導体スイッチはＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4、Ｓｐ1、Ｓｐ2、Ｓｐ3およびＳｐ4の８個である。
　計算条件としては、入力電圧が２００Ｖ、フライングキャパシタの静電容量が１０μＦ、負荷は抵抗値が３０Ωの抵抗とインダクタンスが８０ｍＨのインダクタの直列回路、出力基本波周波数が５０Ｈｚ、キャリア周波数が２ｋＨｚ（スイッチング周期１ｍｓ）、および変調率が１.０、および調整抵抗の抵抗値は５ｋΩとした。ただし、従来技術による回路では、調整抵抗は取り付けていない。また、このシミュレーションによる仮想実験では、主半導体スイッチの特性にばらつきを模擬するため、主半導体スイッチＳ3のスイッチングに１μｓのスイッチング遅れを持たせた。
　Ｃ1、Ｃ2、およびＣ3の電圧の波形について、時間に対する積分を行い、積分した時間で割った平均の電圧を、それぞれＶ1、Ｖ2、およびＶ3とする。Ｖ1、Ｖ2、およびＶ3を、上記（２）式で表される規定値Ｖnによって、下記（３）式で規格化した誤差電圧率ＶＤnを図１９に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ただし、Ｎはレベル数を表す３以上の整数であり、ｎは１以上かつＮ－２以下の整数である。
　従来技術では、Ｃ1、Ｃ2、およびＣ3における、規格化誤差率はそれぞれ、－２２.１％、－２.１％、および－３６.５％であった。一方、本発明では、－８.７％、＋１.０％、－０.９％となり、規定値に近づくことが分かった。
　また、マルチレベル電力変換回路における別の回路方式であるダイオードクランプ回路方式において、本発明における図６のように、負荷に対して並列に調整抵抗を入れて、シミュレーションを行った。その結果、ダイオードクランプ回路では、負荷に対して並列に調整抵抗を入れても、出力を合成するためのキャパシタの電圧値を調整する効果は、全く見られなかった。本発明は、フライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路に特有の現象として、その効果が得られることが分かった。
　図１７の回路構成における本発明の効果を、シミュレーションによる仮想実験により検証した。回路は、５レベルのＤＣ－ＡＣ電力変換装置における、フライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路である。従来技術の回路構成には、図１を用いた。本発明における回路構成には、図１７を用いた。５レベルであるため、Ｎは５であり、フライングキャパシタはＣ1、Ｃ2、およびＣ3の３つであり、また主半導体スイッチはＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4、Ｓｐ1、Ｓｐ2、Ｓｐ3およびＳｐ4の８個である。
　計算条件は、実施例１と同様に、入力電圧が２００Ｖ、フライングキャパシタの静電容量が１０μＦ、負荷は抵抗値が３０Ωの抵抗とインダクタンスが８０ｍＨのインダクタの直列回路、出力基本波周波数が５０Ｈｚ、キャリア周波数が２ｋＨｚ（スイッチング周期１ｍｓ）、変調率が１.０、および各主半導体スイッチに並列接続された調整抵抗の抵抗値はそれぞれ５ｋΩとした。ただし、従来技術における回路には、調整抵抗は取り付けていない。また、このシミュレーションによる仮想実験では、主半導体スイッチの特性にばらつきを模擬するため、主半導体スイッチＳ3のスイッチングに１μｓのスイッチング遅れを持たせた。
　Ｃ1、Ｃ2、およびＣ3の電圧の波形について、時間に対する積分を行い、積分した時間で割った平均の電圧を、それぞれＶ1、Ｖ2、およびＶ3とする。Ｖ1、Ｖ2、およびＶ3を、上記（２）式で表される規定値Ｖnによって、下記（４）式で規格化した誤差電圧率ＶＤnを図２０に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ただし、Ｎはレベル数を表す３以上の整数であり、ｎは１以上かつＮ－２以下の整数である。
　従来技術では、Ｃ1、Ｃ2、およびＣ3における、規格化誤差率はそれぞれ、－２２.１％、－２.１％、および－３６.５％であった。一方、本発明では、＋０.５％、＋１.１％、－２.０％となり、より規定値に近づくことが分かった。
　また、図１９と２０の比較で分かるように、＜実施例１＞における図６の回路構成と比較して、＜実施例２＞における図１７の回路構成の方が、より規定値に近づくことが分かった。これは、図６の回路では調整抵抗が１つだけであるのに対して、図１７の回路構成では、主半導体スイッチと同じ数だけ調整抵抗があり、そのため調整電流が流れる経路が多く、より本発明の効果が得られたものと推察される。
　ＤＣ－ＡＣ電力変換装置を試作して、本発明による効果を実験により検証した。回路は、３レベルのフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路である。従来技術の回路構成には、図１を用いた。本発明における回路構成には、図１７を用いた。３レベルであるため、Ｎは３であり、フライングキャパシタはＣ1が１つだけであり、また主半導体スイッチはＳ1、Ｓ2、Ｓｐ1およびＳｐ2の４個である。
　測定条件は、入力電圧が１００Ｖ、フライングキャパシタの静電容量が８.２μＦ、負荷は抵抗値が１０Ωの抵抗とインダクタンスが４０ｍＨのインダクタの直列回路、出力基本波周波数が５０Ｈｚ、およびキャリア周波数が２ｋＨｚとした。主半導体スイッチは、すべて同じ型番の市販されているＳｉ－ＭＯＳＦＥＴを用いた。このＳｉ－ＭＯＳＦＥＴの耐圧およびオン抵抗はそれぞれ６００Ｖおよび０.１９Ωであった。各主半導体スイッチに並列接続された調整抵抗の抵抗値はそれぞれ５ｋΩまたは１ｋΩとした。また、調整抵抗を取り付けない従来技術による電力変換装置についても、比較のために作製した。従来技術による電力変換器は、調整抵抗を取り付けないことを除いて、回路構成はすべて上記の本発明による電力変換装置と同じである。
　Ｃ1の電圧の波形について、時間に対する積分を行い、積分した時間で割った平均の電圧を、Ｖ1とする。Ｖ1を、上記（１）式で表される規定値Ｖnによって、下記（２）式で規格化した誤差電圧率ＶＤnを図２１に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ただし、Ｎはレベル数を表す３以上の整数であり、ｎは１以上かつＮ－２以下の整数である。
　従来技術では、Ｃ1の、規格化誤差率は－５４％であった。一方、本発明では、電圧調整抵抗が５ｋΩおよび１ｋΩにおいて、それぞれ－２６％および－２.０％であった。本発明により、フライングキャパシタ電圧が規定値に近づくことが分かった。また、調整抵抗の抵抗値が小さいほど、より規定値に近づく、つまり調整力が高いことが分かった。
　一方、電力変換装置の入力電力に対する電圧調整回路が占める損失の割合は、電圧調整抵抗が５ｋΩおよび１ｋΩそれぞれにおいて、０.２２％および１.０８％であった。調整抵抗の抵抗値が低くなると、調整力が高まる一方、調整電力が増加するトレードオフの関係が見られた。ただし、調整抵抗が１ｋΩにおいても、調整電力はわずか１.０８％であり、また電力変換装置全体の変換効率は９０％以上と大きく、本発明により実用に十分な低損失の電圧調整回路を提供できることが分かった。
　本発明は、モータ駆動装置、太陽光発電や風力発電などの電源装置、無停電電源装置（UPS）などの電源装置、および電子機器の電源装置などに用いることが出来る。
　１　Ｅd：入力直流電源
　２　ＰＣＣ：主回路
　３　ＦＣ：フライングキャパシタ回路
　４　ＶＢＣ：電圧調整回路
　５　ＬＤ：負荷
　６　ＩLD：負荷電流の経路
　７　ＩVBC：調整電流の経路
　８　ＶIN：入力電圧
　９　ＴPCC：主回路の出力端
１０　ＴLD：負荷の出力端
１１～１５　Ｃ1～ＣN-2：フライングキャパシタ
２１～２５　Ｓ1～ＳN-1：主半導体スイッチ
２６～３０　Ｓｐ1～ＳｐN-1：主半導体スイッチ
３１～３５　Ｒ1～ＲN-1：調整抵抗
３６～４０　Ｒｐ1～ＲｐN-1：調整抵抗
４１、４１ａ、４１ｂ　Ｒ0、Ｒ01、Ｒ02：調整抵抗
４２、４２ａ、４２ｂ　ＴVBC、ＴVBC1、ＴｂVBC2：調整回路の出力端
４３～４７　Ｔ1～ＴN-1：調整回路の出力端
４８～５２　Ｔｐ1～ＴｐN-1：調整回路の出力端
５３　ＳＷ：調整スイッチ
５４　ＲFET：調整双方向スイッチ
５５　Ｃp：調整キャパシタ
５６　Ｃs：調整キャパシタ
５７　Ｖin／２：入力電圧の半分
５８　Ｖ1：フライングキャパシタＣ1の電圧
５９　Ｖ2：フライングキャパシタＣ2の電圧
６０　Ｖ3：フライングキャパシタＣ3の電圧

Claims (17)

  1. 　少なくとも、１つ以上のフライングキャパシタと４つ以上の主半導体スイッチと主回路の入力端および出力端からなるフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電源変換回路であって、
    　前記フライングキャパシタは、前記入力端の一方に２つ以上の前記主半導体スイッチを直列に接続した第１の直列スイッチ列の隣接する主半導体スイッチの間の各ノードと、入力端の他方に同数の主半導体スイッチを直列に接続した第２の直列スイッチ列の隣接する主半導体スイッチの間の各ノードとの間に順次接続されていて、
    　前記主回路の出力端は、第１の直列スイッチ素子列と第２の直列スイッチ素子列の開放端を接続したノードであって、
    　前記主回路にはさらに抵抗からなる閉回路が具備されており、
    　前記フライングキャパシタを介して出力電流が流れるすべての充電および放電動作モードにおいて、前記閉回路の前記抵抗を介して、前記フライングキャパシタの充電電流および放電電流が流れることにより、前記フライングキャパシタの電圧値の検出を行わずに、自動的に前記フライングキャパシタの電圧を規定値に調整する機能を有することを特徴とするフライングキャパシタ回路方式のマルチレベル電力変換回路。
  2. 　少なくとも、第１の直列スイッチ列を構成するすべての前記主半導体スイッチ、または第２の直列スイッチ列を構成するすべての前記主半導体スイッチが、一つの半導体または絶縁体による基板上に作製されていることを特徴とする請求項１に記載のマルチレベル電力変換回路。
  3. 　前記抵抗は、前記主回路の出力端と、前記主回路の出力端に接続された負荷の出力端の間に、接続されていることを特徴とする請求項１乃至２のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  4. 　前記抵抗は、前記主回路の出力端と、前記入力端の一方に、接続されていることを特徴とする請求項１乃至２のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  5. 　前記抵抗は、前記主回路の出力端と、前記主回路の入力端に直列に接続された複数の入力電源のいずれかの中間点に、接続されていることを特徴とする請求項１乃至２のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  6. 　前記抵抗は、２つ以上の抵抗の直列接続により構成されており、
    　隣接する前記抵抗の間の各ノードが、隣接する前記主半導体スイッチの間の各ノードと
    　接続されていることを特徴とする請求項１乃至２のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  7. 　前記抵抗は、第１の直列スイッチ列または第２の直列スイッチ列のすべての主半導体スイッチそれぞれに対して並列に接続されていることを特徴とする請求項１乃至２のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  8. 　前記抵抗は、第１の直列スイッチ列および第２の直列スイッチ列のすべての主半導体スイッチそれぞれに対して並列に接続されていることを特徴とする請求項１乃至２のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  9. 　前記抵抗の抵抗値は、すべて同じであることを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  10. 　前記閉回路において、さらに前記抵抗体に対して直列接続された半導体スイッチを具備することを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  11. 　前記閉回路において、さらに前記抵抗体に対して直列接続されたキャパシタを具備することを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  12. 　前記閉回路において、さらに前記抵抗体に対して並列接続されたキャパシタを具備することを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  13. 　前記抵抗は、半導体トランジスタであり、前記半導体トランジスタのゲート端子およびドレイン端子が短絡されていることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  14. 　前記抵抗は、半導体双方向スイッチであることを特徴とする請求項１乃至１３のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路。
  15. 　請求項１乃至１４のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路において、
    　前記負荷を交流入力電源とし、
    　前記入力電源を負荷として構成したＡＣ－ＤＣ電力変換回路。
  16. 　請求項１乃至１４のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換回路を用いたマルチレベル電力変換装置。
  17. 　請求項１５に記載のＡＣ－ＤＣ電力変換回路を用いたＡＣ－ＤＣ電力変換装置。
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